DE19610970A1

DE19610970A1 - Radarverfahren und -vorrichtung zur Messung von Entfernungen und Geschwindigkeiten

Info

Publication number: DE19610970A1
Application number: DE19610970A
Authority: DE
Inventors: Reinhard Dipl Ing Stolle; Thomas Dipl Ing Musch; Burkhard Prof Dr Ing Schiek
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1996-03-20
Filing date: 1996-03-20
Publication date: 1997-09-25

Description

Beschreibung des FMCW-Prinzips

Radarsysteme nach dem FMCW-Prinzip (Frequency Modulated Continuous Wave, Fig. 1) nutzen zur Ermittlung der Geschwindigkeit von Meßobjekten üblicherweise den Dopplereffekt. Der Generator 1 wird sägezahn-, dreiecks- oder trapezförmig in der Frequenz moduliert (Fig. 2). In einem zeitlinearen Abschnitt der Modulation gilt für die Momentanfrequenz

wenn Ω₀ die Mitten-Kreisfrequenz des Generators, ΔΩ seine 2πfache Bandbreite und T die Dauer des linearen Teils der Modulationsrampe bedeuten (Fig. 3), wobei die Wahl des Vorzeichens ± die Aufwärts- bzw. Abwärtswobbelung unterscheidet. Die Phase des Sendesignals ergibt sich durch Integration aus Gl. (1) zu

wobei die Integrationskonstante Φ₀ eine beliebige Anfangsphase sein kann. Das Generatorsignal gelangt über die Sendeantenne 2 nach der Laufzeit R/c an das Zielobjekt 3, wird dort mit der Phasendifferenz ϕ₀ reflektiert und gelangt nach der zusätzlichen Laufzeit R/c an die Empfangsantenne 4. Die Funktion von Antenne 2 und 4 ist in der Regel in einer einzelnen Antenne vereint. Das Empfangssignal ist somit eine zum Zeitpunkt t um 2R(t)/c zeitverschobene und um ϕ₀ phasenverschobene Version des Sendesignals (sofern v « c). Zusätzlich erfährt das Signal eine Dämpfung A aufgrund der divergierenden Freiraumausbreitung und der Reflexionsdämpfung des Meßobjektes.

Bewegt sich das Zielobjekt mit konstanter Radialgeschwindigkeit v, so gilt für seinen Weg-Zeit-Verlauf

R(t) = R₀ + v · t,

wenn es sich zum Zeitpunkt t=0 in der Entfernung R₀ befindet. Mit den Abkürzungen

ergibt sich die Momentanphase des Empfangssignal zu

Der Mischer 5 bildet mit dem Tiefpaßfilter 6 die Differenzphase aus Sende- und Empfangssignal:

Das Zwischenfrequenzsignal für ein Zielobjekt ist dann durch

s(t) = A · cos ϕ(t)

beschrieben. In Anwesenheit mehrerer Zielobjekte ergibt sich das Zwischenfrequenzsignal aus der linearen Überlagerung der Einzelsignale:

Der nichtlineare Term (6) der Momentanphase ist für genügend kleine Geschwindigkeiten vernachlässigbar. Die Anfangsphase (8) des Zwischenfrequenzsignals wird in der Regel nicht zur Auswertung herangezogen.

Das Signal Gl. (9) wird üblicherweise einer Spektralanalyse unterzogen. Beim Aufwärtswobbeln erhält man im wesentlichen eine Spektrallinie bei Ω_i+ = ω_R+ω_v beim Abwärtswobbeln bei Ω_i- = ω_R-ω_v, siehe Fig. 4. Durch Mittelwert- und Differenzbildung ergeben sich ω_R und ω_v, die gemäß Gl. (7) direkt proportional zu Entfernung und Geschwindigkeit sind.

Das zuvor bekannte Verfahren versagt bei mehr als einem Zielobjekt, da sich die einzelnen Spektrallinien nicht mehr eindeutig zuordnen lassen. Ebenso versagt es, wenn die dopplerverschobene Spektrallinie über den Frequenznullpunkt hinaus verschoben wird. Es existiert eine Vielzahl von Verfahren, die die Zuordnung mit endlicher Fehlerwahrscheinlichkeit unter Verwendung von Zusatzalgorithmen realisieren. Siehe dazu beispielsweise:
[1] Elterich, A.: Vergleich unterschiedlicher mehrzielfähiger Radarverfahren zur Bestimmung von Geschwindigkeit und Entfernung im Nahbereich. Kleinheubacher Berichte 1992, Band 35, S. 731-740;
[2] Detlefsen, J.: Radartechnik, Springer 1989;
[3] DE 29 00 825 A1

Die Geschwindigkeit aus der Phase des Zwischenfrequenz-Spektrums

Die im Schutzanspruch aufgeführte Erfindung verwendet zur Geschwindigkeitsmessung nicht die Frequenz des Zwischenfrequenzsignales, sondern dessen Anfangsphase Gl. (8). Der zu nutzende Term ϕ_R ist proportional zur Objektentfernung und umfaßt in der Regel Vielfache von 360°, wodurch die Entfernung selbst nicht eindeutig daraus bestimmbar ist. Eine Änderung der Entfernung und damit eine Geschwindigkeit läßt sich jedoch messen, sofern während der Meßzeit die zugehörige Phasenänderung ±180° nicht überschreitet. Die Geschwindigkeit eines Zielobjektes ergibt sich somit aus der zeitlichen Änderung der Anfangsphase des zugehörigen Zwischenfrequenzsignales zwischen zwei Wobbelvorgängen, siehe Fig. 5.

Veränderung der Anfangsphase zwischen zwei Wobbelvorgängen

Die Anfangsphase eines ersten Wobbelvorganges sei gemäß Gl. (8)

Während des Wobbelvorgangs sei die mittlere Signallaufzeit durch τ₀ gegeben. Dann ergibt sich bei konstanter Radialgeschwindigkeit des Meßobjektes während des nach der Zeit T₀ T ablaufenden zweiten Wobbelvorgangs eine mittlere Signallaufzeit τ′₀ = τ₀ + 2vT₀/c = τ₀ + (1-α)T₀. Die zugehörige Anfangsphase lautet dementsprechend

Zwischen zwei Wobbelvorgängen gleicher Oreientierung ergibt sich demzufolge eine Phasendifferenz von

Das obere Vorzeichen gilt, wenn aufwärts gewobbelt wurde. Der nichtlineare Term Gl. (14) ist zumeist vernachlässigbar. Der Geschwindigkeitsmeßwert v_m ergibt sich dann aus der gemessenen Phasenänderung vorzeichenrichtig zu

Zwischen zwei Wobbelvorgängen verschiedener Orientierung ist aufgrund des alternierenden Vorzeichens statt der Differenz die Summe der Anfangsphasen zu bilden, die hier als Differenz des Nutzterms der Phasen definiert wird:

Das obere Vorzeichen gilt, wenn zuerst aufwärts gewobbelt wurde. Gegenüber Gl. (13, 14) tritt ein nichtlinearer Störterm (18) auf, der nicht vernachlässigbar ist, so daß auf direktem Wege nur Wobbelvorgänge gleicher Orientierung bezüglich der Geschwindigkeit ausgewertet werden können.

Auf indirektem Wege lassen sich auch Wobbelvorgänge unterschiedlicher Orientierung auswerten, wenn man den nichtlinearen Term (18) rechnerisch kompensiert. Es ist nur von der bekannten Rampensteilheit ΔΩ/T der Frequenzmodulation und der unbekannten Objektlaufzeit τ₀ abhängig (s. unten). Dabei gilt es jedoch zu beachten, daß zwar Transmissions- und Reflexionsphasen ϕ₀ auf der Hochfrequenzseite durch die Summenbildung herausfallen, nicht jedoch eine Phasendrehung ϕ_0,ZF, die auf der Zwischenfrequenz entsteht - z. B. durch den Phasengang des Mischers 5 oder eines nachfolgenden Filters. Eine solche Phase ist nämlich unabhängig vom Vorzeichen des Wobbelvorganges und wird durch die Summation verdoppelt. Ein etwaiger Phasengang auf der Zwischenfrequenz muß also ebenfalls abgezogen werden. Somit ergibt sich der Meßwert für die Geschwindigkeit analog zu Gl. (15) zu

wobei die Summe von Phasen in dem Klammerausdruck bis auf ganzzahlige Vielfache von 2π genommen werden muß.

Außer einer Berechnung oder Vermessung des Phasengangs ϕ_0,ZF auf der Zwischenfrequenz läßt sich der Phasengang einkalibrieren. Dazu werden ruhende Referenzobjekte i in verschiedenen bekannten Entfernungen R_i über dem gesamten Entfernungsmeßbereich benötigt.

Eines dieser Objekte erzeugt auf der Zwischenfrequenz ein Signal der Kreisfrequenz ω_Ri, wenn R_i seine Entfernung ist. Wegen v_i = 0 sind die Objektfrequenzen für Auf- und Abwärtswobbeln identisch. Nach Bildung der "Summenphase" beider Wobbelrichtungen bleiben nur noch der in R_i quadratische Term (18), der aus R_i berechnet und abgezogen werden kann, und die Phase 2ϕ_0,ZF(ω_Ri), die auf diese Weise für die Frequenz ω_Ri bestimmt werden kann. Wird dies für verschiedene Meßobjekte in genügend dichten Entfernungen R_i durchgeführt, ist der Phasengang an den Frequenzen ω_Ri bestimmt und kann dazwischen interpoliert werden.

Mehrzielfähige Phasenmessung in Echtzeit

Die Phase jedes einzelnen Zielobjektes wird auf die nachstehende Weise bestimmt. Das ZF- Signal (9) eines Zielobjektes i läßt sich in guter Näherung durch die unbekannte Kreisfrequenz Ω_i und Anfangsphase ϕ_i beschreiben. Im allgemeinen wird es noch mit einer Fensterfunktion f(t), z. B. Hanning, Gauß, Rechteck, belegt:

s_i(t) = f(t) · cos(Ω_i(t) + ϕ_i). (20)

Durch Aufspaltung des Kosinus in positive und negative Frequenzen und durch Fouriertransformation S_i(jω)⊷s_i(t) erhält man einen Ausdruck für das Teilspektrum eines Zielobjektes:

F(jω) ist das Spektrum der Fensterfunktion f(t), und stellt damit die für die Fensterfunktion f(t) charakteristische Form einer Spektrallinie dar. Das Gesamtspektrum ergibt sich aus der linearen Überlagerung der Teilspektren S_i(jω), die die Zielobjekte i beitragen. Fig. 6 veranschaulicht den Sachverhalt.

Üblicherweise wird nun der Absolutbetrag von S_i(jω) ausgewertet. F(jω) ist aufgrund der meist geraden Fensterfunktion f(t) eine reelle Funktion. Daher läßt sich die Anfangsphase ϕ_i jedes einzelnen Objektes i direkt aus der Phase der Fouriertransformierten S_i(jω) bestimmen. Ein maximaler Signal-zu-Störabstand läßt sich erreichen, wenn der Phasenwert im Betragsmaximum der Spektrallinie S_i herangezogen wird, was Fig. 7 beispielhaft am Spektrum eines einzelnen Zieles zeigt.

Die Fig. 8 zeigt zwei Ortskurven eines aus vier Meßobjekten und Rauschen zusammengesetzten Spektrums. Die Meßobjekte befinden sich in vier unterschiedlichen Entfernungen auf der R-Achse. Die durchgezogene und gestrichelte Linie stehen je für die Ortskurve nach der Zeit T₀ aufeinanderfolgender Spektren. Ort und Amplitude der Spektrallinien sind etwa gleich, nur die Phase rotiert der jeweiligen Geschwindigkeit proportional. Drei der Objekte drehen die Phase in positive Richtung, d. h. wegen Aufwärtswobbelns muß ihre Geschwindigkeit positiv sein. Die Geschwindigkeit des vierten Objektes hat negatives Vorzeichen, wie man dem Drehsinn der Phasenänderung entnimmt.

Die Vergrößerung des Eindeutigkeitsbereiches für die Geschwindigkeit

Der Eindeutigkeitsbereich bezüglich der Geschwindigkeit ist durch den meßbaren Wertebereich von ±π des Ausdrucks Gl. (13) gegeben:

D. h. die maximal meßbare Geschwindigkeit läßt sich durch die Mittenfrequenz und Periodendauer der Frequenzmodulation einstellen. Bei gegebener Meßfrequenz läßt sich der Meßbereich ohne weiteres nur durch Vergrößerung der Modulationsrate ausdehnen, der jedoch technische Grenzen gesetzt sind.

Um bei vorgegebener Mittenkreisfrequenz Ω₀ und Periodendauer T₀ dere Modulation prinzipiell beliebig große Geschwindigkeiten eindeutig zu messen, wird erfindungsgemäß anstelle der Differenzphase Gl. (13) deren Änderung ausgewertet. Eine Änderung läßt sich herbeiführen, indem die Periodendauer T₀ der Modulation von Modulationszyklus zu Modulationszyklus schrittweise um ΔT vergrößert oder verkleinert wird, s. Fig. 9. Die Änderung ist dann auch wieder proportional zur Geschwindigkeit, und die Änderung bei maximaler Geschwindigkeit ist proportional zu ΔT und damit beliebig klein wählbar.

Möglichkeiten der Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung Sägezahnmodulation

Auf der Basis der oben aufgeführten Verarbeitungsmethoden läßt sich eine Vielzahl von Möglichkeiten ableiten, auf die Entfernung und Geschwindigkeit von Zielobjekten zu schließen. Zunächst wird von einer Sägezahnmodulation (Fig. 2, oben) ausgegangen. Sofern zwei Vorzeichen vorhanden sind, gilt das obere für eine Modulationsrampe mit positiver Steigung, das untere für eine negative Steigung.

Das Zwischenfrequenzsignal wird analog-digital-gewandelt und einer schnellen Fouriertransformation (FFT) unterzogen. Man erhält ein Spektrum wie in Fig. 8 und 7. Die Phase der verschiedenen Zielspektren wird am Orte maximalen Signal-zu-Störabstandes in deren Maximum gemessen und dann gespeichert. Im darauffolgenden und in weiteren Modulationszyklen wird ebenso verfahren. Ist der Eindeutigkeitsbereich aufgrund Gl. (22) ausreichend, erhält man bereits aus zwei aufeinanderfolgenden Phasenmessungen über Gl. (15) die Geschwindigkeit jedes Zielobjektes.

Die Entfernung wird wie bei den zuvor bekannten Verfahren aus der Lage der Spektrallinie des einzelnen Objektes ermitttelt. Gemäß Gl. (7) ist dieses die Kreisfrequenz Ω_i = ω_R ± ω_v, die noch um die Dopplerverschiebung ω_v korrigiert werden muß. Da v jetzt durch die Phasenauswertung bekannt ist, lassen sich ω_v und somit auch ω_R und damit der Entfernungsmeßwert R_m R₀ nach Gl. (7) berechnen:

Ist der Eindeutigkeitsbereich der Geschwindigkeitsmessung aufgrund Gl. (22) nicht ausreichend, können Totzeitinkremente ΔT gemäß vorangehendem Abschnitt implementiert werden. Einen solchen Modulationszyklus zeigt Fig. 9. Gegenüber dem direkten Verfahren muß hier nochmals die Differenz Δ²ϕ aus den Phasendifferenzen aufeinanderfolgender Modulationszyklen berechnet und abgespeichert werden. Hierbei ergibt sich der erste Geschwindigkeitsmeßwert berechnet und abgespeichert werden. Hierbei ergibt sich der erste Geschwindigkeitsmeßwert nach Ablauf des dritten Modulationszyklus aus

Trapezmodulation

Wird dagegen eine Trapezmodulation (Fig. 2, unten) verwendet, so erhält man aus aufwärts- und abwärts gerichtetem Wobbelvorgang 7 und 8 nach Gl. (7) die Objektfrequenzen ω_R + ω_v und ω_R - ω_v, aus deren Mittelwert ω_R und daraus über Gl. (25) die dopplerkorrigierte Entfernung R₀ bzw. die zugehörige Laufzeit τ₀ hervorgehen. Betrachtet wird zunächst wieder der Fall ohne Totzeitinkrement. Um auch die Geschwindigkeit schon nach einer Auf- und Abwärtsmodulation zu erhalten, wird die "Summenphase" Δϕ_{7, 8} der beiden Wobbelvorgänge gebildet, die jedoch nach Gl. (18) noch einen signifikanten Störterm beinhaltet. Dieser läßt sich aus der bekannten Laufzeit τ₀ berechnen und abziehen. Anschließend wird aus Gl. (19) die Geschwindigkeit berechnet. So erhält man bereits nach zwei Modulationsphasen (aufwärts und abwärts) eindeutig die vollständige Entfernungs- und Geschwindigkeitsinformation aller Zielobjekte.

Ist die Zuordnung der Objektfrequenzen ω_R ± ω_v aufgrund der Vielzahl an Zielobjekten und zu großer Dopplerverschiebung ω_v nicht eindeutig möglich, sind mehr als zwei aufeinanderfolgende Modulationsphasen für die Messung der vollständigen Information erforderlich. Man kann dann wie oben beschrieben zwei gleichgerichtete Modulationsphasen 7 und 9 verwenden, erhält also die erste vollständige Information nach insgesamt drei Modulationsphasen. Die nächste Aktualisierung der Entfernungs- und Geschwindigkeitsinformation kann bereits eine Modulationsphase später aus dieser und der vorhergehenden Modulationsphase entgegengesetzter Orientierung, 10 und 8, erfolgen.

Auch hierbei kann der Eindeutigkeitsbereich der Geschwindigkeit durch Totzeitinkremente ΔT vergrößert werden, wobei die Totzeit entweder nach jeder Modulationsphase oder erst nach einer gesamten Modulationsperiode, bestehend aus zwei Modulationsphasen, erhöht werden kann. Für die nachstehenden Ausführungen wird der allgemeinere Fall - Totzeitinkrement nach jeder Modulationsphase - angenommen.

Es werden wie auch bei der Sägezahnmodulation mindestens drei Modulationsphasen benötigt, um die vollständige Information über alle Objekte zu erhalten. Gegenüber dem direkten Verfahren muß hier wiederum die Summe zweier benachbarter Phasen "summen" Δϕ_{1, 2} gebildet werden, um die Geschwindigkeitsinformation zu erhalten. Sie wird hier wiederum als Differenz von Differenzen Δ²ϕ definiert, da es sich um Änderungen der entsprechenden Nutztherme handelt. Im Ergebnis enthalten ist zweimal der Störterm Gl. (18), der sich wie zuvor beschrieben bestimmen und abziehen läßt. Der Geschwindigkeitsmeßwert ergibt sich aus

Wird dagegen eine weitere Modulationsphase zugelassen, kann die "Summe" Δ²ϕ = Δϕ_{7, 9} + Δϕ_{8, 10} gebildet werden, in der der Störterm nicht mehr vorkommt, was zu einem Meßergebnis wie nach Gl. (26) führt. Auch dann kann das Meßergebnis bereits nach jeder Modulationsphase aktualisiert werden.

Mittelung der Phasendifferenzen Messungen ohne Totzeitinkrement

Die gemessenen Phasenänderungen lassen sich auf verschiedene Arten mitteln, um die Meßgenauigkeit zu steigern. Zunächst läßt sich eine arithmetische Mittelung der Geschwindigkeitsmeßwerte aufeinanderfolgender Modulationszyklen durchführen.

Durch die Aufnahme der Phasenmeßwerte in N aufeinanderfolgenden Modulationszyklen der Dauer T₀ liegen N Phasenmeßwerte ϕ_i je Zielobjekt vor, deren benachbarte Differenzen der Meßgeschwindigkeit proportional sind. Der Mittelwert

ist dem Gesamtphasenhub in der Zeit (N-1) · T₀ proportional, weist also eine um den Faktor N-1 größere Phasenempfindlichkeit bezüglich der Geschwindigkeit und demzufolge einen entsprechend größeren Störabstand auf.

Eine zweite Möglichkeit mit ähnlichem Mittelungseffekt bietet die Berechnung der mittleren Phasenänderung nach dem Kriterium der kleinsten Fehlerquadrate. Diese Berechnung leistet der Ausdruck

wobei sich die Summen über k = -(N-1)/2 . . . (N-1)/2 erstrecken. Diese Art der Mittelung hat den Vorteil, daß sämtliche Phasenmeßwerte eingehen und nicht nur die beiden Randwerte, wodurch eine gewisse Robustheit gegen Störungen erreicht wird.

Messungen mit Totzeitinkrement

Bei den Messungen mit Totzeitinkrement lassen sich die gleichen Mittelungsverfahren anwenden wie im vorangegangenen Abschnitt, wobei nur die Dauer T₀ eines Modulationszyklus durch das Totzeitinkrement ΔT, sowie Δϕ durch Δ²ϕ zu ersetzen sind.

Zusätzlich ist eine weitere Genauigkeitssteigerung um Größenordnungen möglich. Zu diesem Zwecke wird die auf eine der zuvor beschriebenen Weisen bestimmte Geschwindigkeit bzw. zugrundegelegte Phasenänderung in der Zeit ΔT mit dem Wertebereich ±180° als Grobschätzung benötigt. Mit dieser Vorabinformation lassen sich dann auch Phasenhübe in größeren Meßzeiten T₀ < ΔT eindeutig messen, die über Vielfache von 360° hinausgehen. Sei Δϕ_grob die Grobschätzung der zur Geschwindigkeit proportionalen Phasenänderung im Bereich -180° . . . 180°. Die über diesen Wertebereich hinausgehende Phase Δϕ_fein ist als Δϕ_rest bis auf Vielfache von 360° meßbar:

Δϕ_fein = M · 360° + Δϕ_rest mit M aus (. . ., -2, -1, 0, 1, 2, . . .). (30)

Wird sodann die Anzahl M der Vielfachen bestimmt, daß

erfüllt ist, geht aus Gl. (30) der nach der Zeit T₀ durchlaufene, über ±180° hinausgehende Phasenhub hervor. Dies gilt exakt, sofern der Phasenfehler der Grobschätzung kleiner gehalten werden kann als

Anderenfalls weicht Δϕ_fein um ein ganzzahliges Vielfaches von 360° ab.

Im weiteren kann die Geschwindigkeit aus der zur Dauer des k-ten Modulationszyklus T₀ + k · ΔT proportionalen Phasenänderung berechnet werden, und diese kann zur weiteren Genauigkeitssteigerung aus N aufeinanderfolgenden Modulationszyklen auf eine der im vorhergehenden Abschnitt genannten Weisen gemittelt werden.

Zusätzliche Auswertung der Dopplerverschiebung

Ein wesentlicher Vorteil des beantragten Verfahrens ist die Möglichkeit, mit nur einer Modu lationsphase, d. h. nur aufwärts oder nur abwärts, auszukommen und so die Zuordnung der in zwei Modulationsphasen, d. h. sowohl aufwärts als auch abwärts, auf verschiedene Weise dopplerverschobenen Spektrallinien vermeiden zu können. Die Zuordnungsproblematik läßt sich entweder auch durch schnelle Modulation und damit kleine relative Dopplerverschie bung, oder aber durch die Vorabauswertung von Modulationsphasen gleicher Orientierung lösen. Die Vorteile von schneller und langsamer Modulation lassen sich aber auch verknüpfen, so daß sich beispielsweise ein Modulationszyklus gemäß Fig. 10 mit Modulationsphasen großer und kleiner Steilheit ΔΩ/T_1,2 ergibt. Die Vorteile der schnellen Modulation sind im folgenden angegeben.

- Mit kürzerer Dauer T für einen Wobbelvorgang steigt die Bandbreite des Zwischenfre quenzsignals, so daß die Eckfrequenz des Funkelrauschens im Verhältnis zur Bandbreite kleiner wird, das Funkelrauschen sich also weniger störend bemerkbar macht.
- Aufgrund des kürzeren Abstandes zwischen zwei Meßwertaufnahmen wirken sich Fluk tuationen im Radarquerschnitt der Meßobjekte weniger störend aus und die absolute Änderung der Objektgeschwindigkeit und der Phasenhub sich bewegender Objekte verringern sich.
- Die relative Dopplerverschiebung der Zwischenfrequenz-Spektren nimmt ab. Bei großer relativer Dopplerverschiebung zu kleineren Objektfrequenzen kann das betreffende Spektrum in den Nebenkeulen weniger weit entfernter Objekte untergehen, da die emp fangene Radarleistung proportional 1/R⁴ mit zunehmender Entfernung R abnimmt, s. Fig. 11.

Als Vorteile der kleineren Wobbelsteilheit lassen sich unter Umständen nutzen:

- Die geringere Bandbreite des Zwischenfrequenzsignals führt weniger thermische Rauschleistung, so daß das Signal-zu-Rausch-Verhältnis günstiger wird.
- Die relative Dopplerverschiebung der Zwischenfrequenz-Spektren nimmt zu. Damit läßt sich die Geschwindigkeit zusätzlich aus der Dopplerverschiebung mit erhöhter Empfind lichkeit messen.
- Eine Dopplerverschiebung zu größeren Objektfrequenzen kann den Störabstand einer Spektrallinie vergrößern, wie eine entgegengesetzte Verschiebung ihn verringern kann (s. obige Vorteile). Beide Richtungen der Dopplerverschiebung sind zugänglich, und zwar liegen sie je für aufwärts- oder abwärtsgerichtetes Wobbeln vor.

Die Vorgehensweise ergibt sich daraus wie folgt.

In den Zyklen 11 bis 14 oder weiteren Zyklen mit der größeren Abstimmsteilheit ΔΩ/T₁ wird eines der weiter oben beschriebenen Verfahren zur eindeutigen Messung der Ent fernung und Geschwindigkeit aus Betrag und Phase der Fouriertransformierten des Zwi schenfrequenzsignals herangezogen. In den Modulationszyklen 15 und 16 mit der kleineren Abstimmsteilheit ΔΩ/T₂ kann einerseits das verbesserte Signal-zu-Rausch-Verhältnis zur Erhöhung der Entfernungsmeßgenauigkeit, andererseits die erhöhte Dopplerempfindlichkeit zur Erhöhung der Geschwindigkeitsmeßgenauigkeit genutzt werden.

Erzeugung des Generatorsignals

Fig. 12 zeigt eine Möglichkeit, die geforderten Frequenz-Zeit-Verläufe des Sendesignals der Meßvorrichtung mit Hilfe eines Phasenregelkreises zu generieren. Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) 17 liefert das eigentliche Sende- und Mischoszillatorsignal s_t(t). Da für die üblicherweise verwendeten Frequenzbereiche keine digitalen Frequenzteiler erhältlich sind, wird das Signal in einem Mischer 18 mit einem Festfrequenzsignal großer Phasenstabilität auf die Vergleichsfrequenz heruntergemischt. Ein programmierbarer Teiler 19 teilt im weiteren auf die Vergleichsfrequenz eines Quarzoszillators (XCO) 20, mit dessen Signal in einem Phasen-Frequenz-Diskriminator (PFD) 21 verglichen wird. Dessen Ausgangssignal wird über das Regelfilter 22 dem VCO 17 als Steuerspannung zugeführt.

Üblicherweise wird durch schrittweise Inkrementierung des Teilerverhältnisses mit kon stanter Schrittfrequenz die Ausgangsfrequenz des VCO in äquidistanten Schritten verändert, was zu einem treppenförmigen Frequenz-Zeit-Verlauf führt. Um anstelle einer Treppe eine Rampe, d. h. einen kontinuierlichen Frequenz-Zeit-Verlauf zu erhalten, wird die Bandbrei te des Regelfilters so klein gewählt, daß der Regelkreis nicht mehr auf den einzelnen Fre quenzpunkten, sondern nach wenigen Schritten der Teilerinkrementierung auf eine lineare Frequenzrampe einschwingt. Die Steuerung des Teilers zur Erzeugung der oben aufgeführ ten Frequenz-Zeit-Verläufe kann durch einen Mikroprozessor 23 erfolgen. Für ein System mit verschiedenen Wobbelsteilheiten müssen folglich Grenzfrequenz des Regelfilters sowie die Schrittfrequenz des Teilerverhältnisses steuerbar sein.

Für die oben beschriebenen Auswerteverfahren ist es erforderlich, das Zwischenfrequenzsi gnal während verschiedener Rampen zum jeweils exakt gleichen Zeitpunkt abzutasten. D.h. Rampe und Abtastung müssen mit hoher Reproduzierbarkeit synchronisiert sein. Durch Takten der Teilersteuerung mit dem Systemtakt des XCO 20 lassen sich die benötigten Frequenz-Zeit-Verläufe einschließlich der Totzeitinkremente programmieren. Die Abtastung erfolgt, ebenfalls mit der Frequenzreferenz durch den XCO 20, jeweils im linearen Teil der Frequenzrampe.

Der weitere Vorteil einer Phasenregelung ist deren bekannte Fähigkeit, die Rauscheigen schaften des VCO zu verbessern.

Claims

1. Verfahren zur Auswertung von Radarsignalen bezüglich der in ihnen enthaltenen Ent fernungs- und Geschwindigkeitsinformation sowie Vorrichtung zum Aussenden und zum Empfang dieser Signale, die nach dem FMCW-Prinzip arbeitet, bei dem ein frequenzmoduliertes Signal mit linearem Frequenz-Zeit-Verlauf in Richtung der Ziel objekte gesendet, reflektiert, von dort empfangen und mit dem Sendesignal gemischt wird, so daß auf der Zwischenfrequenz eine lineare Überlagerung von kosinusförmigen Signalverläufen gemessen werden kann, deren Frequenz und Anfangsphase in eindeu tigem Zusammenhang mit der Entfernung und Radialgeschwindigkeit des jeweiligen Zielobjektes stehen, dadurch gekennzeichnet, daß

(a) die Geschwindigkeitsinformation für jedes Zielobjekt der ihr proportionalen Ände rung der Anfangsphase des zugehörigen Teilsignals auf der Zwischenfrequenz ent nommen wird,
(b) die Frequenz bzw. Anfangsphase des zugehörigen Teilsignals jedes Zielobjektes der Frequenzlage der relativen Maxima des Betragsverlaufs bzw. den dortigen Phasenwinkeln einer Diskreten Fouriertransformation, implementiert durch eine Schnelle Fouriertransformation (FFT), entnommen wird, somit parallel zur Meß wertaufnahme und in Echtzeit implementierbar ist,
(c) die Entfernungsinformation der Zielobjekte aus der jeweiligen Objektfrequenz ge wonnen wird, wobei letztere aufgrund der aus den Anfangsphasen bekannten Ob jektgeschwindigkeiten um die Dopplerverschiebung korrigiert wird,
(d) die Totzeit zwischen zwei Modulationsphasen nach einer festgelegten Anzahl von Modulationsphasen um den gleichen Betrag erhöht werden kann, wobei zur Aus wertung der Geschwindigkeit die ihr proportionale Änderung der Änderung der nutzbaren Anfangsphase herangezogen werden kann, wodurch sich der Bereich der maximal eindeutig meßbaren Geschwindigkeit der Meßobjekte durch geeignet kleine Wahl der Totzeitänderung beliebig vergrößern läßt,
(e) woraus die Anzahl der additiven Vielfachen von 360° der Phasenänderung zwi schen zwei Wobbelvorgängen gewonnen werden kann, wodurch diese über +180° hinausgehende Phasenänderung eindeutig bestimmt ist, woraus ein genauerer Ge schwindigkeitsmeßwert berechnet werden kann als aus den zum Totzeitinkrement proportionalen Phaseninkrementen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Objektgeschwindig keit aus der Änderung der Anfangsphase von einem Wobbelvorgang zum nächsten bestimmt wird, wobei die Wobbelvorgänge gleichen Frequenz-Zeit-Verlauf aufweisen.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Objektgeschwindig keit aus der Änderung der Anfangsphase von einem Wobbelvorgang zum nächsten bestimmt wird, wobei einer der Wobbelvorgänge aufwärts, der andere abwärts erfolgt wobei aufgrund eines negativen Vorzeichens der Anfangsphase für den abwärtsgerich teten Wobbelvorgang die Summe der gemessenen Anfangsphasen gebildet werden muß, um die nutzbare Änderung zu berechnen, wodurch ein nicht von der Objektgeschwin digkeit, jedoch von der Objektentfernung abhängiger Summenterm entsteht, der abge zogen werden kann, nachdem die Objektentfernung bestimmt worden ist, und wobei eine durch den Mischer und die sich anschließende Signalverarbeitung erfolgte Phasen verschiebung auftritt, die ebenfalls von dem Summenterm abgezogen werden kann.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß unbewegte Meßobjek te bekannter Entfernungen vermessen werden, mit einer durch den Mischer und die sich anschließende Signalverarbeitung erfolgten Phasenverschiebung bei der jeweiligen Objektfrequenz der Meßobjekte als Ergebnis, wobei die auf diese Weise an diskreten Zwischenfrequenz-Stützpunkten bestimmte Phasenverschiebung über den Zwischenfre quenzbereich interpoliert und abgespeichert werden kann, um auch Meßobjekte unbe kannter Entfernung und Geschwindigkeit nach dem Verfahren nach Anspruch 3 aus messen zu können.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Geschwindigkeitsmeß werte von N aufeinanderfolgenden Phasenänderungen arithmetisch gemittelt werden.

6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verlauf der Anfangs phase für N aufeinanderfolgende Beobachtungen als Funktion der Zeit durch eine Ge radennäherung approximiert wird, so daß sich die Gerade nach dem Kriterium der kleinsten Fehlerquadrate bestmöglich an den Verlauf der Meßwerte anpaßt und auf diesem Wege eine Mittelung der Phasenänderungen erreicht wird.

7. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Modulationszyklen mit verschiedener Abstimmsteilheit der Frequenzmodulation bei gleichem oder nicht glei chem, aber bekanntem Frequenzhub verwendet werden, wobei die schnellen Modula tionszyklen der eindeutigen Berechnung der Entfernungs- und Geschwindigkeitsinfor mation, die langsameren Modulationszyklen der Steigerung der Meßgenauigkeit dienen können.