DE19535356C1 - Verfahren und Vorrichtung zum Demodulieren von amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignalen - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Demodulieren von amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignalen.

Ein technisches Anwendungsgebiet der Erfindung liegt bei­ spielsweise auf dem Gebiet von Sende/Empfangs-Geräten zur Übertragung amplitudenmodulierter Hochfrequenzsignale. Ein Anwendungsgebiet ist dabei der Bereich aufwandsoptimierter Empfangssysteme für digitale Daten, die mit hoher Datenrate unter Verwendung eines Amplituden-getasteten hochfrequenten Trägers übertragen werden. Die Form des zur Tastung einge­ setzten Basisbandimpulses ist dabei nicht entscheidend für die Anwendbarkeit des Verfahrens. Grundsätzlich ist eine An­ wendung der vorliegenden Erfindung jedoch nicht auf eine di­ gitale Übertragung beschränkt.

Es ist bekannt, zum Empfang amplitudenmodulierter Hochfre­ quenz-Signale herkömmliche Superheterodyn-Empfänger mit ei­ ner oder mehreren Frequenzumsetzungen zu verwenden, die un­ abhängig von dem verwendeten Sender arbeiten und deren Zwi­ schenfrequenz ausreichend hoch im Vergleich zur Symbolrate des zu übertragenden Signals liegen muß.

Um dieses bekannte System zu vereinfachen, besteht eine Mög­ lichkeit darin, das unmodulierte Signal des Senders als Lo­ kaloszillatorsignal zu verwenden. Damit entfällt die Notwen­ digkeit einer separaten Frequenzsynthese im Empfänger. In diesem Fall ist es allerdings erforderlich, den Abstimmbe­ reich des Senders um den Betrag der Zwischenfrequenz zu ver­ größern.

Ein bekanntes Verfahren zur Bestimmung der Leistung eines Hochfrequenzsignals ist eine Feldstärkemessung mittels Zero-IF. Bei dieser wird das Hochfrequenzsignal, dessen Lei­ stung bestimmt werden muß, über einen Mischer direkt in das Basisband umgesetzt. Als Lokaloszillator dient ein bereits vorhandener Sender. Die Kanalauswahl erfolgt durch eine Tiefpaßfilterung im NF-Bereich (NF = Niederfrequenz). Dieses Prinzip wird als Zero-IF bezeichnet. Das NF-Signal wird lo­ garithmisch verstärkt und der Spitzenwert dieses verstärkten NF-Signals dient als Meßgröße. Dieser kann über einen ent­ sprechenden Gleichrichter bestimmt werden und ist dem Spit­ zenwert des HF-Signals innerhalb des ausgewählten Kanals proportional. Ein optionales Tiefpaßfilter ermöglicht eine Mittelung des Meßwertes. Der gemessene Spitzenwert wird dann entweder über einen A/D-Wandler (A/D-Wandler = Ana­ log/Digital-Wandler) digitalisiert oder durch einen Kompa­ rator mit einem eingestellten Grenzwert verglichen.

Das oben beschriebene Prinzip der Zero-IF weist einige grundlegende Nachteile auf, sobald kein aufwendiger IQ-Modu­ lator zur Frequenzumsetzung eingesetzt wird. In diesem Fall läßt sich die Amplitude des HF-Signals, dessen Frequenz nahe an der des Lokaloszillators liegt, innerhalb der vorgegebe­ nen Meßzeit nicht mehr eindeutig bestimmen.

Weiterhin sind sehr niedrige Frequenzen im Basisband nicht auswertbar, da der Mischer aufgrund von Unsymmetrien einen Gleichanteil am Ausgang erzeugt, der das Nutzsignal erheb­ lich übersteigt und dadurch die NF-Verstärker in die Begren­ zung treibt. Daher ist es erforderlich, die Selektion im Ba­ sisband durch Bandpässe durchzuführen.

Beide Effekte führen unter Umständen zu erheblichen Meßfeh­ lern, sobald als Lokaloszillator ein monofrequentes Signal verwendet wird.

Die Nachteile des Standes der Technik gegenüber der Erfin­ dung liegen in dem erhöhten Schaltungsaufwand bei einem Ein­ satz in einem Sende/Empfangsgerät. Die Benutzung eines ge­ meinsamen Lokaloszillators für Sender und Empfänger, die auf einer gleichen Trägerfrequenz arbeiten, setzt voraus, daß dieser in der Frequenz umschaltbar ist. Benutzt man einen Oszillator fester Frequenz, so ist es nicht möglich, auf gleicher Frequenz zu senden und zu empfangen. Dies hat zur Folge, daß für Sender und Empfänger kein gemeinsames Aus­ gangs- bzw. Eingangs-Filter verwendet werden kann.

Aus der Fachzeitschrift Electronis and Wireless World, Januar 1986, Seiten 51 bis 54, ist bereits ein Synchrondemo­ dulator bekannt, der eine gegenüber üblichen Diodenhöhen­ kurvendetektoren verminderte Verzerrung liefert.

Eine Ausführungsform eines der dort beschriebenen, unter­ schiedlichen Synchrondemodulatorsysteme umfaßt zwei Mi­ scher, die mit einem um 90° phasenverschobenen Trägersignal angesteuert werden, welches von dem Eingangssignal durch eine phasengesteuerte Regelschleife im Anschluß an einen der beiden Mischer abgeleitet wird. Einer der Mischer dient also zum Demodulieren des hereinkommenden Signals und einer zur Trennung des Phasenschleifensystems, das die Phase und Fre­ quenz des Bezugsoszillators steuert. Eine derartige Demodu­ latorschaltung wird auch als Syncrodyne-Empfänger bezeich­ net.

Die US 5,323,425 beschreibt einen Digitalsignalempfänger mit einer Demodulationsschaltung, bei der Verzerrungen aufgrund einer mehrfachen Ausbreitung sowie aufgrund des Dopplerver­ satzes reduziert werden, indem der Verstärker des Demodula­ tors mit einer Information angesteuert wird, die an dem Hochfrequenzsignal abgeleitet wird. Dieses Steuersignal wird erzeugt, indem das eingangsseitige Signal in das Basisband transformiert wird, die gewünschte Frequenz herausgefiltert wird und das gewünschte Signal auf eine höhere Frequenz mo­ duliert wird. Dieses hochmodulierte Signal wird zur Verstär­ kungssteuerung verwendet.

Ausgehend vom genannten Stand der Technik besteht die Aufga­ be der vorliegenden Erfindung darin, eine genaue Demodula­ tion eines amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignals mit ei­ nem geringen Aufwand zu ermöglichen.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß Patentanspruch 1 sowie eine Vorrichtung gemäß Patentanspruch 10 gelöst.

Bevorzugte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.

Die vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren zum Demodu­ lieren eines amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignals mit folgenden Schritten:
Bereitstellen eines Lokaloszillatorsignals, dessen Frequenz im wesentlichen der Frequenz des amplitudenmodulierten Hoch­ frequenzsignals entspricht;
Phasenmodulieren des Lokaloszillatorsignals;
Mischen des amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignals und des phasenmodulierten Lokaloszillatorsignals;
Tiefpaßfiltern des Mischprodukts und
Erzeugen eines demodulierten Signals auf der Basis erfaßter Amplitudenwerte des Tiefpaß-gefilterten Mischprodukts.

Die vorliegende Erfindung schafft ferner eine Vorrichtung zum Demodulieren eines amplitudenmodulierten Hochfrequenzsi­ gnals mit folgenden Merkmalen:
einer Einrichtung zum Mischen des amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignals und eines phasenmodulierten Lokalos­ zillatorsignals, das im wesentlichen die gleiche Frequenz aufweist, wie das amplitudenmodulierte Hochfrequenzsignal;
einer Einrichtung zum Tiefpaßfiltern des Mischprodukts und
einer Einrichtung zum Erzeugen eines demodulierten Signals auf der Basis erfaßter Amplitudenwerte des Tiefpaß-gefilter­ ten Mischprodukts.

Die vorliegende Erfindung basiert auf dem Empfängerprinzip der Zero-IF. Dieselbe ermöglicht die Anwendung dieses Ver­ fahrens auch bei hohen Datenraten und ohne auf einen IQ-De­ modulator zurückgreifen zu müssen. Dadurch ist es möglich, einen Empfänger für amplitudenmodulierte Hochfrequenzsi­ gnale, insbesondere digitale Daten, die mittels Tastung eines hochfrequenten Trägersignals durch einen Basisbandim­ puls übertragen werden, derart zu realisieren, daß dieser mit einem geringen Aufwand und unter Benutzung einer erheb­ lichen Anzahl von Baugruppen des Sendeteils in einem Sende­ empfänger integriert werden kann. Da ein IQ-Demodulator zur Frequenzumsetzung des Empfangssignals in das Basisband nicht erforderlich ist, lassen sich Komplexität und Stromverbrauch des HF-Teils des Empfängers erheblich verringern.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich­ nungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Schaltung zum Demodulieren eines amplitudenmo­ dulierten Hochfrequenzsignals gemäß einem Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 eine Phasenschieberschaltung zur Verwendung in der Demodulatorschaltung gemäß Fig. 1;

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild, das die Punkte I-IV zeigt, an denen die Signale, die in den Fig. 4A bis 7F dargestellt sind, abgenommen werden;

Fig. 4A bis 4G Diagramme, die die Signale an den Punkten I-IV bei einem unmodulierten Lokaloszillatorsignal und Phasenverschiebungen ϕ_o zwischen dem amplitu­ denmodulierten Hochfrequenzsignal und dem Lokalos­ zillatorsignal von 0° bis 270° zeigen.

Fig. 5A bis 5 F Diagramme, die die Signale an den Punkten I-IV bei einem 0°/90°-modulierten Lokaloszillator­ signal und Phasenverschiebungen ϕ_o zwischen dem amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignal und dem Lokaloszillatorsignal zwischen 0° und 270° zeigen.

Fig. 6A bis 6G Diagramme, die die Signale an den Punkten I-IV bei einem 0°/90°-modulierten Lokaloszillator­ signal und verschiedenen Phasenverschiebungen ϕ_o zwischen dem amplitudenmodulierten Hochfrequenzsi­ gnal und dem Lokaloszillatorsignal zwischen 0° und 270° sowie einer erhöhten Frequenz zeigen und

Fig. 7A bis 7F Diagramme, die die Signale an den Punkte I-IV für ein vierstufig phasenmoduliertes Lokal­ oszillatorsignal bei unterschiedlichen Phasenver­ schiebungen ϕ_o zwischen dem amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignal und dem Lokaloszillatorsignal von 0° bis 90° zeigen.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Demodulieren amplitudenmodulierter Hochfrequenzsignale. Gemäß einem be­ vorzugten Ausführungsbeispiel wird die vorliegende Erfindung verwendet, um digitale Daten zu empfangen, die mit einer ho­ hen Datenrate unter Verwendung eines Amplituden-getasteten hochfrequenten Trägers übertragen werden. In einem derarti­ gen Empfangssystem muß die Amplitude des Hochfrequenzsignals hinreichend genau bestimmt werden, um aus derselben auf ein erstes oder ein zweites Symbol, beispielsweise eine Eins oder eine Null, entscheiden zu können.

Das Hochfrequenzsignal wird gemäß der vorliegenden Erfindung über einen Mischer direkt in das Basisband umgesetzt. Eine IQ-Demodulation kommt nicht zur Anwendung. Als Lokaloszilla­ tor dient dazu ein bereits vorhandener Sender, dessen Signal in einer geeigneten Weise phasenmoduliert wird. Diese Pha­ senmodulation wird später näher erläutert.

Die Kanalselektion wird durch ein Eingangsfilter des Empfän­ gers sowie eine Tiefpaßfilterung in NF-Bereich durchgeführt. Nach der Tiefpaßfilterung im NF-Bereich wird das Basisband­ signal verstärkt. Der Spitzenwert des Betrags des verstärk­ ten NF-Signals innerhalb eines Zeitintervalls dient zur Be­ stimmung der Amplitude des Hochfrequenzträgers. Statt des Spitzenwertes können auch andere Kenngrößen des NF-Signals, beispielsweise der Effektivwert, verwendet werden. Somit liegt nun eine Abschätzung der Hüllkurve des HF-Trägers zeitdiskret vor. Wenn es notwendig oder erwünscht ist, läßt sich durch den Einsatz eines entsprechenden Tiefpaßfilters aus dieser zeitdiskreten Darstellung eine kontinuierliche Hüllkurve bestimmen.

Anhand von Fig. 1 wird nun ein bevorzugtes Ausführungsbei­ spiel der erfindungsgemäßen Vorrichtung näher beschrieben.

Die Schaltung in Fig. 1 umfaßt eine Antenne 100, um ein am­ plitudenmoduliertes HF-Signal zu empfangen. Das empfangene HF-Signal wird über eine geeignete Schaltung, die bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein Eingangsfilter, das als HF-Bandpaß 104 ausgebildet ist, und einem HF-Vorverstärker 106 besteht, einem Mischer 108 zugeführt.

In dem Mischer 108 wird das amplitudenmodulierte HF-Signal mit einem phasenmodulierten Lokaloszillatorsignal 110 ge­ mischt. Das Lokaloszillatorsignal wird durch einen Lokalos­ zillator 112 erzeugt, einer Phasenmodulation unterzogen, bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel mittels eines Phasen­ schiebers 114, und über einen Lokaloszillatortreiber 116 dem Mischer 108 zugeführt.

Das Mischprodukt aus dem amplitudenmodulierten HF-Signal 102 und dem Lokaloszillatorsignal 110 wird mittels eines NF- Tiefpasses 118 einer Tiefpaßfilterung unterzogen. Der NF- Tiefpaß ist mit einem NF-Verstärker 120 verbunden, um das Tiefpaß-gefilterte Mischprodukt zu verstärken. Ausgangssei­ tig ist mit dem Verstärker ein Detektor 122 verbunden, der bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ein Spitzenwertde­ tektor ist. An den Detektor 122 schließt sich ein weiterer NF-Tiefpaß an.

Das Ausführungsbeispiel von Fig. 1 ist ein aufwandsoptimier­ ter Empfänger für ASK-modulierte (ASK = Amplitude Shift Key­ ing = Amplitudentastung) Telemetriedaten. Das amplitudenmo­ dulierte HF-Signal 102 gelangt über die Antenne 100 an das Eingangsfilter 104. Dieses wählt den gewünschten Empfangska­ nal aus. Der HF-Vorverstärker 106 bewirkt eine erste Ver­ stärkung des Empfangssignals. Der Mischer 108 setzt das am­ plitudenmodulierte HF-Signal mittels des modulierten Lokal­ oszillatorsignals 110, das im wesentlichen die gleiche Fre­ quenz wie das amplitudenmodulierte HF-Signal aufweist, in das Basisband um. Das Mischprodukt wird mittels des Tiefpaß­ filters 118 einer Tiefpaßfilterung unterworfen. Der NF-Ver­ stärker 120, der eine entsprechend der Leistung des Emp­ fangssignals geregelte Verstärkung aufweist, hebt das Tief­ paß-gefilterte Mischprodukt auf eine ausreichende Amplitude an. Über den Spitzenwertdetektor 122 mit dem nachgeschalte­ ten Tiefpaßfilter 124 wird die Hüllkurve des Empfangssignals ermittelt.

An das Tiefpaßfilter 124 kann sich eine Auswertungseinrich­ tung (nicht dargestellt) anschließen, die den erfaßten Spi­ tzenwert auswertet. Diese Auswertungseinrichtung kann z. B. einen Analog/Digital-Wandler oder einen Komparator ein­ schließen. Mit dem Komparator kann bei der Demodulation eines digitalen Hochfrequenzsignals die erfaßte Amplitude mit einem Vergleichswert verglichen werden, um zwischen einem ersten und einem zweiten Symbol zu unterscheiden.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das Lokaloszil­ latorsignal durch einen SAW-stabilisierten Oszillator er­ zeugt (SAW = Surface Acustic Wave = Oberflächenwelle). Die Phase des Lokaloszillatorsignals wird bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel durch einen binär steuerbaren Phasen­ schieber 114 umgetastet. Das Steuersignal des Phasenschie­ bers 114 wird über einen Decoder 130 aus dem Ausgangssignal eines 2-Bit-Zählers 132 gewonnen. Dieser Zähler wird durch einen Taktgeber 134 mit der 16-fachen Symbolrate der Daten­ übertragungsstrecke, also des amplitudenmodulierten Hochfre­ quenzsignals, getaktet.

Im folgenden wird die Phasenmodulation, mit der das Lokalos­ zillatorsignal gemäß der vorliegenden Erfindung beaufschlagt wird, näher beschrieben. Der HF-Träger des amplitudenmodu­ lierten HF-Signals und das Lokaloszillatorsignal weisen üb­ licherweise eine nicht bekannte Phasendifferenz auf. Beträgt diese Phasendifferenz 90° oder 270°, so liefert der Mischer kein Ausgangssignal im Basisband. Werden als Hochfrequenz­ träger und Lokaloszillatorsignal sinusförmige Signale der Form sin(ωt) betrachtet, so entspricht ein um 90° verschobe­ nes Signal sin(ωt + 90°) einem Signal cos(ωt). Aufgrund der Gleichung

sin(ωt) × cos(ωt) = 1/2 cos(2ωt)

liefert der Mischer bei einer Phasenverschiebung von 90° oder 270° zwischen dem HF-Träger und dem Lokaloszillatorsi­ gnal keinen Gleichanteil im Basisband.

Die Phasenmodulation des Lokaloszillatorsignals muß dement­ sprechend derart vorgenommen werden, daß, bei einer Demodu­ lation eines digitalen Hochfrequenzsignals, während einer Symboldauer des Digitalsignals die Differenz der Phase des Hochfrequenzträgers und des Lokaloszillatorsignals ausrei­ chend oft in einem Bereich um 0° oder 180° liegt, wenn ein idealer Mischer vorausgesetzt wird. Je enger man diesen Be­ reich wählte, umso genauer wird die Bestimmung der Hüllkur­ ve.

Der Mischer liefert ein Mischprodukt der Form A × cos(ϕ_o), wobei A eine Amplitude darstellt und ϕ_o die Phasendifferenz zwischen dem HF-Träger und dem Lokaloszillatorsignal dar­ stellt. Eine Phasendifferenz ϕ_o von 45° liefert somit einen Fehler des Mischerausgangssignals von 3 dB. Gemäß dieser Be­ rechnung liefert eine Phasenmodulation des Lokaloszillator­ signals in einem Bereich von minus 45° bis plus 45° bzw. 135° bis 225° folglich eine Genauigkeit von 3 dB. Um diese Genauigkeit zu erhalten, muß die Phase des Lokaloszillator­ signals pro Abtastwert der Hüllkurve einmal um 0° und einmal um 90° verstimmt werden.

Diese Phasenverschiebung des Lokaloszillatorsignals kann beispielsweise durch eine Frequenzmodulation des Lokalos­ zillatorsignals mit einem geeigneten Hub und einem geeigne­ ten Modulationssignal durchgeführt werden. Dabei sind fol­ gende Anforderungen an die Frequenzmodulation zu stellen. Pro Abtastung des NF-Signals muß die Frequenzmodulations­ bedingte Phasenverschiebung des Lokaloszillatorsignals ein­ mal vollständig den Bereich zwischen 0° und 180° durchlau­ fen, um keinen Amplituden-Fehler hervorzurufen.

Wenn eine Frequenzmodulation nicht praktikabel ist, wie es beispielsweise bei einem SAW-stabilisierten Oszillator der Fall ist, kann wie bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel eine entsprechende Modulation durch eine Phasenumtastung er­ zeugt werden. Eine solche Phasenumtastung bewirkt ein dis­ kretes Phasenschieben des Lokaloszillatorsignals um Phasen­ schritte, wodurch Phasenzustände erzeugt werden. Je genauer die Hüllkurve bestimmt werden soll, desto mehr Phasenzustän­ de pro Abtastwert müssen angenommen werden. Dabei ergibt ei­ ne Phasenumtastung zwischen zwei Phasenzuständen, 0° und 90°, eine Genauigkeit von 3 dB. Eine Umtastung zwischen vier Phasenzuständen, 0°, 45°, 90° und 135° ermöglicht eine Meß­ genauigkeit von 0,7 dB.

Ein Phasenschieber, der für eine derartige Umtastung zwi­ schen zwei bzw. vier Phasenzuständen geeignet ist, ist in Fig. 2 dargestellt.

Die in Fig. 2 dargestellte Phasenschieberschaltung besteht aus zwei Leistungsteilern 201, 202, zwei Phasenschiebern 205, 206 mit einer Phasenverschiebung von ϕ = 45° und ϕ = 90°, zwei Signalwegen ohne Phasenverschiebung 207, 208, sowie zwei HF-Schaltern 210, 211, die als GaAs-FETs reali­ siert sein können. Der erste Leistungsteiler 201 ist ein­ gangsseitig mit dem Lokaloszillator 112 verbunden. Zwischen den ersten Leistungsteiler 201 und den ersten HF-Schalter 210 sind parallel der erste Phasenschieber mit ϕ = 45° und der erste Signalweg ohne Phasenverschiebung 207 geschaltet. Der erste HF-Schalter ist ausgangsseitig mit dem zweiten Leistungsteiler 202 verbunden. Zwischen den zweiten Lei­ stungsteiler 202 und den zweiten HF-Schalter 211 sind paral­ lel der zweite Phasenschieber mit ϕ = 90° 206 und der zweite Signalweg ohne Phasenverschiebung 208 geschaltet. Der zweite HF-Schalter ist ausgangsseitig mit einem Begrenzerverstärker 220 verbunden, der als Lokaloszillator-Treiber dient.

Mittels der ersten Stufe A der Phasenschieberschaltung kann somit eine Phasenverschiebung von 0 oder 45° bewirkt werden. Mittels der zweiten Stufe B der Phasenschieberschaltung kann eine Phasenverschiebung von 0° oder 90° bewirkt werden. Die HF-Schalter ermöglichen die Auswahl verschiedener Signalwe­ ge. Somit lassen sich mittels der in Fig. 2 gezeigten Pha­ senschieberschaltung Phasenverschiebungen von 0°, 45°, 90° und 135° einstellen.

Der nachgeschaltete Begrenzerverstärker 20 gleicht die un­ terschiedlichen Dämpfungen der Phasenschieber aus und sorgt weiterhin für eine ausreichende Rückwirkungsdämpfung zwi­ schen dem Lokaloszillator 112 und dem Mischer.

Anhand der Fig. 3 bis 7F wird im folgenden die Wirkung der vorliegenden Erfindung näher erläutert. Fig. 3 stellt ein schematisches Schaltbild dar, das einen Phasenschieber, ei­ nen Mischer, einen Tiefpaß sowie ein Betragsbildungselement zeigt. Zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Wirkung werden Signale an vier festgelegten Punkte I, II, III und IV be­ trachtet. Das Signal am Punkt I, das dem amplitudenmodulier­ ten HF-Signal nach dem Durchlaufen des Eingangsfilters sowie des HF-Vorverstärkers entspricht, sei als ein Cosinus-förmi­ ges Signal cos(ωt) angenommen. Das Signal am Punkt II stellt das Lokaloszillatorsignal dar, das bezüglich des HF- Trägers um einen festen Winkel ϕ_o phasenverschoben ist. Wei­ terhin ist es durch Δϕ winkelmoduliert und weist die Form cos(ωt + ϕ_o + Δϕ) auf.

Das Signal III entspricht dem Mischprodukt des amplitudenmo­ dulierten HF-Signals und dem Lokalozsillatorsignal mit der Form 0,5 cos(2ωt + ϕ_o + Δϕ) + 0,5 cos(ϕ_o + Δϕ). Das Signal IV entspricht dem Tiefpaß-gefilterten Signal III, das einer Betragsbildung unterworfen wurde und die Form |0,5 cos(ϕ_o + Δϕ) aufweist.

In den Fig. 4A bis 4G sind die Signale an den Punkten I-IV für ein unmoduliertes Lokalsozillatorsignal bei Phasenver­ schiebungen zwischen dem HF-Träger und dem Lokaloszillator­ signal von ϕ_o = 0°, 30°, 45°, 80°, 90°, 180° und 270° darge­ stellt. Es ist zu erkennen, daß das Signal im Basisband umso kleiner wird, je näher die Phasenverschiebung ϕ_o an 90 bzw. 270° liegt. Wie aus den Fig. 4E und 4G zu sehen ist, ist bei 90° bzw. 270° kein signifikanter Gleichanteil mehr erkenn­ bar.

Die Fig. 5A bis 5F zeigen die Signale an den Punkten I, II, III und IV bei Phasenverschiebungen ϕ_o von 0°, 30°, 45°, 80°, 180° und 270°. Dabei ist das Lokaloszillatorsignal mit­ tels einer Verschiebung in zwei Phasenzustände, 0° und 90°, zweistufig 0°/90°-winkelmoduliert. Aus diesen Figuren ist deutlich zu erkennen, daß der Fehler der Abtastung im Be­ reich von ϕ_o = 90° und 270° gegenüber den in Fig. 4 gezeig­ ten Ergebnissen stark reduziert ist. Mit dem 0°/90°-winkel­ modulierten Lokaloszillatorsignal ergibt sich eine Phasenge­ nauigkeit von 3 dB.

Die Fig. 6A bis 6G zeigen die Signale an den Punkten I-IV bei ϕ_o = 0°, 30°, 45°, 80°, 90°, 180° und 270°, wobei das Lokaloszillatorsignal ebenfalls zweistufig 0°/90°-winkelmo­ duliert ist, bei einer erhöhten Frequenz. Bei der erhöhten Frequenz ist der Amplitudenfehler des Verfahrens in Relation zu ϕ_o besser darstellbar. Der maximale Amplitudenfehler tritt wie bei den Fig. 5 bei ϕ_o = 45° auf.

Die Fig. 7A bis 7F zeigen die Signale an den Punkten I-IV bei Phasenverschiebungen von ϕ_o = 0°, 22,5°, 30°, 45°, 80° und 90°, wobei das Lokaloszillatorsignal mit vier Phasenzu­ ständen 0°, 45°, 90° und 135° winkelmoduliert ist. Aus den Fig. 7A bis 7F ist zu erkennen, daß der Amplitudenfehler im Ausgangssignal bei Phasenverschiebungen zwischen dem HF-Trä­ ger und dem LO-Signal gegenüber einem unmodulierten Lokalos­ zillatorsignal erheblich geringer ist. Der Amplitudenfehler ist bei einer Phasenverschiebung ϕ_o von 22,5° mit etwa 0,7 dB maximal.

Das erfindungsgemäße Schaltungskonzept ermöglicht folglich die Anwendung des Verfahrens des Zero-IF auch bei hohen Da­ tenraten und ohne auf einen IQ-Demodulator zurückgreifen zu müssen. Dadurch ist eine Demodulation von amplitudenmodu­ lierten Hochfrequenzsignalen mit einem gegenüber konventio­ nellen Zero-IF-Empfängern signifikant verringerten Strom­ verbrauch möglich. Wie aus der obigen Beschreibung offen­ sichtlich wird, schafft die vorliegende Erfindung ein Ver­ fahren und eine Vorrichtung, um ein amplitudenmoduliertes Hochfrequenzsignal mittels einer Schaltung mit einfachem Aufbau stromsparend und genau zu demodulieren.

Claims (19)

1. Verfahren zum Demodulieren eines amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignals (102) mit folgenden Schritten:
Bereitstellen eines Lokaloszillatorsignals, dessen Fre­ quenz im wesentlichen der Frequenz des amplitudenmodu­ lierten Hochfrequenzsignals (102) entspricht;
Phasenmodulieren des Lokaloszillatorsignals;
Mischen des amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignals (102) und des phasenmodulierten Lokaloszillatorsignals (110);
Tiefpaßfiltern des Mischprodukts und
Erzeugen eines demodulierten Signals auf der Basis er­ faßter Amplitudenwerte des Tiefpaß-gefilterten Misch­ produkts.

2. Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem das Phasenmodulie­ ren des Lokaloszillatorsignals ein diskretes Phasen­ schieben des Lokaloszillatorsignals um Phasenschritte einschließt.

3. Verfahren gemäß Anspruch 2, bei dem ein Phasenschritt 90° beträgt.

4. Verfahren gemäß Anspruch 2, bei dem ein Phasenschritt 45° beträgt.

5. Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem die Phasenmodula­ tion des Lokaloszillatorsignals durch eine Frequenzmo­ dulations-bedingte Phasenverschiebung des Lokaloszilla­ torsignals bewirkt wird.

6. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem als Amplitudenwert der Spitzenwert des Mischprodukts innerhalb eines Zeitintervalls verwendet wird, um Zeit-diskrete Abtastwerte zu erhalten.

7. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem als Amplitudenwert der Effektivwert des Mischprodukts innerhalb eines Zeitintervalls verwendet wird, um zeit­ diskrete Abtastwerte zu erhalten.

8. Verfahren gemäß Anspruch 6 oder 7, bei dem die zeitdis­ kreten Abtastwerte Tiefpaß-gefiltert werden, um eine kontinuierliche Hüllkurve zu erzeugen.

9. Verwendung des Verfahrens gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8 zum Empfangen digitaler Signale, bei dem das amplitudenmodulierte Hochfrequenz-Signal ein digi­ tales Hochfrequenzsignal ist, das mittels Tastung eines hochfrequenten Trägersignals durch einen Basisbandim­ puls übertragen wird, wobei die erfaßten Amplituden­ werte verwendet werden, um eine Entscheidung bezüglich eines ersten oder eines zweiten Symbols des digitalen Signals zu treffen.

10. Vorrichtung zum Demodulieren eines amplitudenmodulier­ ten Hochfrequenzsignals (102) mit folgenden Merkmalen:
einer Einrichtung (108) zum Mischen des amplitudenmodu­ lierten Hochfrequenzsignals (102) und eines phasenmo­ dulierten Lokaloszillatorsignals (110), das im wesent­ lichen die gleiche Frequenz aufweist wie das amplitu­ denmodulierte Hochfrequenzsignal (102);
einer Einrichtung (118) zum Tiefpaßfiltern des Misch­ produkts und
einer Einrichtung (120 bis 124) zum Erzeugen eines de­ modulierten Signals auf der Basis erfaßter Amplituden­ werte des Tiefpaß-gefilterten Mischprodukts.

11. Vorrichtung gemäß Anspruch 10, die ferner folgende Merkmale aufweist:
eine Antenne (100) zum Empfangen des amplitudenmodu­ lierten Hochfrequenzsignals;
einen Hochfrequenzbandpaß (104);
einen Hochfrequenzvorverstärker (106);
wobei der Hochfrequenzbandpaß (104) und der Vorverstär­ ker (106) seriell zwischen die Antenne (100) und den Mischer (108) geschaltet sind;
einen ersten Niederfrequenztiefpaß (118);
einen Niederfrequenzverstärker (120);
einen Spitzenwertdetektor (122);
einen zweiten Niederfrequenztiefpaß (124);
wobei der erste Niederfrequenztiefpaß (118), der Nie­ derfrequenzverstärker (120), der Spitzenwertdetektor (122) und der zweite Niederfrequenztiefpaß (124) seri­ ell zwischen den Mischer (108) und einen Ausgang ge­ schaltet sind;
einen Lokaloszillator (112) zum Erzeugen des Lokalos­ zillatorsignals und eine Einrichtung (114) zum Phasen­ modulieren des Oszillatorsignals, die zwischen den Lo­ kaloszillator und einen Verstärker (116) geschaltet ist, wobei der Verstärker ausgangsseitig mit dem Mi­ scher (108) verbunden ist.

12. Vorrichtung gemäß Anspruch 11, bei der die Einrichtung (114) zum Phasenmodulieren einen Phasenschieber, einen Decoder (130), einen Zähler (132) und einen Taktgeber (134) zum Takten des Phasenschiebers aufweist, wobei der Zähler (132) und der Decoder (130) seriell zwischen den Taktgeber (134) und den Phasenschieber (114) ge­ schaltet sind.

13. Vorrichtung gemäß Anspruch 12, bei der mittels des Pha­ senschiebers Phasenzustände von 0° und 90° einstellbar sind.

14. Vorrichtung gemäß Anspruch 12, bei der mittels des Pha­ senschiebers (114) Phasenzustände von 0°, 45°, 90° und 135° einstellbar sind.

15. Vorrichtung gemäß Anspruch 10, bei der die Einrichtung zum Phasenmodulieren ein Frequenzmodulator ist, der eine Frequenzmodulations-bedingte Phasenverschiebung erzeugt.

16. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 14, bei der der Lokaloszillator (112) ein SAW-stabilisierter Oszillator ist.

17. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 10 bis 16, bei der die erfaßten Amplitudenwerte jeweils ein Spitzen­ wert des Mischprodukts innerhalb eines Abtastzeitinter­ valls sind.

18. Vorrichtung gemäß Anspruch 10, bei der die Amplituden­ werte jeweils ein Effektivwert des Mischprodukts inner­ halb eines Abtastzeitintervalls sind.

19. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 10 bis 18, die ferner einen Komparator aufweist, der ausgangsseitig mit der Einrichtung zum Erzeugen eines demodulierten Signals verbunden ist.