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Die
Erfindung betrifft eine Sende-/Empfangseinheit zur Datenübertragung
mittels Amplitudenmodulation/-demodulation. Mit der Sende-/Empfangseinheit
können
digitale Daten als amplitudenmodulierte hochfrequente Signale gesendet
oder empfangen werden. Die drahtlose Datenübertragung bei der Sende-/Empfangseinheit
erfolgt bei einer Frequenz von beispielsweise 868 bis 870 MHz.
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Um
die Datenübertragung
drahtlos, das heißt
in diesem Zusammenhang mittels Funk, zu ermöglichen, ist grundsätzlich ein
Sender erforderlich, der das über
eine Funkstrecke zu übertragende
Signal entsprechend aufbereitet. Dem Sender wird dazu ein niederfrequentes
Signal, im folgenden auch als Datensignal oder als zu übertragendes
Informationssignal bezeichnet, zugeführt. Mittels eines im Sender vorhandenen
Leistungsverstärkers
wird das zu übertragendes
Signal zuerst verstärkt
und anschließend einer
Modulationsstufe, im folgenden auch als Modulator bezeichnet, zugeführt. Der
Modulator bildet aus dem verstärkten
Datensignal zusammen mit einem hochfrequenten Trägersignal ein Sendesignal.
Das hochfrequente Trägersignal,
abgekürzt
HF-Trägersignal,
kann beispielsweise mit einem stabilen Quarzoszillator und einer
Phasenregelschleife (PLL, Phase Locked Loop) erzeugt werden. Im
Bedarfsfall kann das Sendesignal, falls es einen noch zu niedrigen
Pegel aufweist, durch einen HF-Leistungsverstärker verstärkt werden, bevor es zur Abstrahlung
auf die Antenne gelangt.
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Aus
einem von der Antenne empfangenen, hochfrequenten Signal wird mittels
eines Demodulators ein im hochfrequenten empfangenen Signal enthaltenes
Datensignal zurückgewonnen
und mit einem Empfangsverstärker
verstärkt.
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Die
durch den Modulator erfolgte Modulation kann eine Amplitudenmodulation,
im folgenden mit AM-Modulation abgekürzt, sein. Bei der Amplitudenmodulation,
bei der es sich vorliegend um ein analoges oder zeitkontinuierliches
Modulationsverfahren handelt, wird durch eine modulierende Spannung
die Amplitude einer hochfrequenten Trägerschwingung variiert. Die
Amplitude des Trägersignals
wird linear mit dem Modulationssignal, das heißt durch das Datensignal, verändert.
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Die
Verwendung eines linearen HF-Leistungsverstärkers für die Verstärkung des Sendesignals hat
einerseits den Vorteil, dass eine sehr lineare Modulation erreichbar
ist, andererseits jedoch den Nachteil, dass der Stromverbrauch durch
den linearen HF-Leistungsverstärker
gegenüber
dem Stromverbrauch bei Verwendung eines nichtlinearen HF-Leistungsverstärkers erheblich
höher ist.
Dem Vorteil des geringeren Stromverbrauchs bei einem nichtlinearen
HF-Leistungsverstärker
steht jedoch der Nachteil gegenüber,
dass dieser aufgrund seines Funktionsprinzips nur eine sehr eingeschränkte lineare
Amplitudenmodulation ermöglicht.
Ein Basisbandshaping ist dabei nicht möglich.
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Zudem
hat die Verwendung eines nichtlinearen HF-Leistungsverstärkers für die Datenübertragung den Nachteil, dass
damit nur relativ geringe Datenraten erreichbar sind.
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In
dem Dokument WO 00/28708 A1 ist ein ASK-Demodulator angegeben.
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Ein
Verfahren und eine Vorrichtung zum Demodulieren von amplitudenmodulierten
Hochfrequenzsignalen sind in dem Dokument
DE 19535356 C1 gezeigt.
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Eine
als elektrischer Schalter arbeitende Diode, die an einen Empfängerschaltkreis
angeschlossen ist, wird in dem Dokument
DE 4342249 A1 beschrieben.
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Aufgabe
der Erfindung ist es daher, eine Sende-/Empfangseinheit zur Datenübertragung
mittels Amplitudenmodulation/-demodulation anzugeben, bei der einerseits
der Stromverbrauch sehr gering ist und andererseits eine hohe Datenübertragungsrate
erreicht werden kann.
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Die
Aufgabe wird durch eine Sende-/Empfangseinheit zur Datenübertragung
mittels Amplitudenmodulation/-demodulation mit den Merkmalen gemäß Patentanspruch
1 gelöst.
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Die
erfindungsgemäße Sende-/Empfangseinheit
zur Datenübertragung
mittels Amplitudenmodulation/-demodulation weist einen kombinierten Sender
und Empfänger
auf, der in einen Sendemodus und einen Empfangsmodus bringbar ist.
Der kombinierte Sender und Empfänger
weist einen Senderausgang und einen Empfängereingang auf. Zudem ist
eine Umschalteinheit vorgesehen, welche mit einem HF-Signalanschluss
verbunden ist und wahlweise den Senderausgang über einen Modulator mit dem
HF-Signalanschluss
oder alternativ den HF-Signalanschluss mit dem Empfängereingang
verbindet. Der Modulator ist eingangsseitig über ein Tiefpassfilter mit
einem Datensignaleingang verbindbar.
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Gemäß dem vorgeschlagenen
Prinzip kann der Sende-/Empfangsumschalter, der hier als Umschalteinheit
bezeichnet ist, nicht nur als Umschalter zwischen einem Sende- und
einem Empfangsmodus, sondern auch als Amplitudenmodulator in dem Sendemodus
arbeiten. Das Datensignal wird dabei zunächst in einem Tiefpassfilter
aufbereitet. Dabei kann am Senderausgang ein Leistungsverstärker angeschlossen
sein, der unabhängig
von einem Modulationssignal in einer konstanten Betriebsart gehalten wird,
beispielsweise in Sättigung.
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In
einer Weiterbildung der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangseinheit weist die Umschalteinheit
zur Verbindung des Senderausgangs mit dem HF-Signalanschluss eine
mit einer ersten Induktivität in
Reihe geschaltete Diode auf, wobei die erste Induktivität über eine
erste Kapazität
und eine zweite Kapazität
mit einem ersten Potenzial verbunden ist.
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In
einer weiteren Ausgestaltungsform der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangseinheit
weist die Umschalteinheit zur Verbindung des HF-Signalanschlusses
mit dem Empfängereingang
einen ersten Widerstand auf, dem eine zweite Kapazität parallel geschaltet
ist, welche über
eine dritte Kapazität
und eine vierte Kapazität
mit dem Empfängereingang
verbunden ist. Zu dem sind die dritte und die vierte Kapazität über eine
zweite Induktivität
mit dem ersten Potenzial verbunden.
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Entsprechend
einer bevorzugten Ausführungsvariante
der Erfindung ist das Tiefpassfilter über eine zweite Diode mit dem
ersten Widerstand verbunden.
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Bei
einer Weiterbildung der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangseinheit ist das Tiefpassfilter
als Filter zweiter Ordnung ausgebildet.
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Darüber hinaus
kann die erfindungsgemäße Sende-/Empfangseinheit
ein RC-Glied im Tiefpassfilter aufweisen.
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Zur
Lösung
der Aufgabe wird ferner vorgeschlagenen, dass der Senderausgang
der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangseinheit über eine zweite
Induktivität
mit einem zweiten Potenzial verbunden ist. Dies hat den Vorteil,
dass damit die Betriebsspannung des HF-Leistungsverstärkers einstellbar
ist.
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In
einer weiteren Ausführungsform
der Erfindung ist der kombinierte Sender und Empfänger als ein
integrierter Schaltkreis ausgebildet.
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In
einer weiteren Ausgestaltungsform der Sende-/Empfangseinheit weist die Umschalteinheit eine
weitere Kapazität
auf, welche mit der ersten Diode in Reihe geschaltet ist.
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Vorteilhafter
Weise weist der Modulator Mittel zur Amplitudenmodulation auf.
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Schließlich kann
bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltungsform der Erfindung
der Modulator zwei Pin-Dioden zur Modulation eines vom Sender erzeugbaren
hochfrequenten Trägersignals
mit einem am Datensignaleingang anlegbaren Datensignal aufweisen.
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Im
folgenden wird die Erfindung anhand von sechs Figuren weiter erläutert.
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1 zeigt
in Form eines Schaltplans eine mögliche
Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangseinheit
zur Datenübertragung
mittels Amplitudenmodulation/-demodulation.
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2 zeigt
in Form eines Frequenz-Leistungsdiagramms den spektralen Verlauf
der Leistung bei einer konventionellen Lösung.
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3 zeigt
in Form eines Frequenz-Leistungsdiagramms den spektralen Verlauf
der Leistung bei der erfindungsgemäßen Lösung.
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4 zeigt
in Form eines Frequenz-Leistungsdiagramms mit höherer Auflösung den spektralen Verlauf
der Leistung bei der Lösung
gemäß dem Stand
der Technik.
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5 zeigt
in Form eines Frequenz-Leistungsdiagramms mit höherer Auflösung den spektralen Verlauf
der Leistung bei der erfindungsgemäßen Lösung.
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6 zeigt
in Form eines Zeitdiagramms den zeitlichen Verlauf eines empfangenen
Datensignals bei der erfindungsgemäßen Lösung.
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Bei
dem in 1 gezeigten Schaltplan der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangseinheit
zur Datenübertragung
mittels Amplitudenmodulation/-demodulation handelt es sich um eine
mögliche Ausführungsform
der Erfindung.
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Mit
dem Bezugszeichen 1 ist ein integrierter Schaltkreis bezeichnet,
welcher einen Leistungsverstärker
PA, im folgenden auch als HF-Leistungsverstärker bezeichnet, umfasst. Der
Lei stungstransistor T1 ist dabei ein Teil des HF-Leistungsverstärkers PA. Der Steuereingang 2 bildet
sowohl den Eingang des Leistungsverstärkers PA als auch den Eingang
des Leistungstransistors T1. Der Kollektor des Leistungstransistors
T1 bildet den Steuerausgang 3 des HF-Leistungsverstärkers PA. Der Steuerausgang 3 wird
im folgenden auch als Verstärkerausgang
bezeichnet. Der Verstärkerausgang 3 ist
mit einem Netzwerk aus verschiedenen Bauelementen, welche sich außerhalb
des integrierten Schaltkreises 1 befinden, verbunden. Ein
Teil dieser Bauelemente bildet eine Umschalteinheit, mittels welcher
zwischen einem Sende- und einen Empfangsmodus des integrierten Schaltkreises 1 umgeschaltet
werden kann.
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Der
Verstärkerausgang 3 wird
auf einem ersten Anschluss einer ersten Induktivität L1, einen
ersten Anschluss einer zweiten Induktivität L2 und einen ersten Anschluss
einer Kapazität
C4 geführt.
Der zweite Anschluss der Kapazität
C4 ist mit einem ersten Potenzial GND, auch Bezugspotenzial genannt, verbunden.
Der zweite Anschluss der ersten Induktivität L1 ist einerseits über eine
weitere Kapazität
C5 mit dem ersten Potenzial GND und andererseits mit einem Modulationseingang 4 verbunden. Über die erste
Induktivität
L1 und die Kapazität
C5 wird die Betriebsspannung des HF-Leistungsverstärker PA
eingestellt. Der zweite Anschluss der zweiten Induktivität L2 ist
einerseits über
eine weitere Kapazität
C3 mit dem ersten Potenzial GND und andererseits über eine
Diode D1 und eine zu dieser Diode in Reihe geschaltete weitere Kapazität C1 mit
dem HF-Ausgang RF-I/O des Senders verbunden. Am HF-Ausgang RF-I/O
des Senders ist ein lineares amplitudenmoduliertes Sendesignal RFS
abgreifbar. Die Diode D1 ist mit ihrer Kathode mit den ersten Anschlüssen eines ersten
Widerstands R1 und einer zu diesem Widerstand R1 parallel geschalteten
weiteren Kapazität
C2 verbunden. Die zweiten Anschlüsse
des ersten Widerstands R1 und der Kapazität C2 sind mit dem ersten Anschluss
einer siebten Kapazität
C7 und der Anode einer zweiten Diode D2 verbunden. Der zweite Anschluss
der siebten Ka pazität
C7 ist einerseits über
eine dritte Induktivität
L3 mit dem ersten Potenzial GND und andererseits über eine
weitere Kapazität
C9 mit einem ersten Eingang LNI eines rauscharmen Verstärkers 5 verbunden.
Der zweite Eingang LNIX des rauscharmen Verstärkers 5 liegt über eine weitere
Kapazität
C10 auf dem ersten Potenzial GND. Die Kathode der zweiten Diode
D2 führt
auf den Ausgang eines Tiefpasses 6.
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Der
rauscharme Verstärker 5 ist
als differenzieller Verstärker
ausgebildet. Die Anschlüsse
LNI und LNIX bilden die beiden differenziellen Eingänge des
Eingangsverstärkers 5.
Dadurch, dass der Eingang LNIX über
eine relativ große
Kapazität
C10 auf Masse liegt und damit hochfrequenzmäßig direkt mit der Masse verbunden
ist, wird der Eingangsverstärker 5 nicht
als differenzieller Verstärker
betrieben.
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Die
Kapazitäten
C7, C9 und die Induktivität L3
dienen zur Anpassung des Empfängers 5.
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Die
Kapazität
C2 und der Widerstand R1 bestimmen den Strom, der über die
Induktivität
L2 sowie die erste Diode D1 und die zweite Diode D2 fließt. Die
Kapazität
C2 und der Widerstand R1 dienen somit ebenfalls zur Anpassung.
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Über den
Anschluss RX/TXq des integrierten Schaltkreises 1 kann
der integrierte Schaltkreis 1 konfiguriert werden. Liegt
am Anschluss RX/TXq ein Signal mit dem Pegel 1 an, was den Zustand
high entspricht, wird der integrierte Schaltkreis 1 in
den Empfangsmodus geschaltet. Damit das empfangene HF-Signal RF-I/O zum
Eingang LNI des Empfangsverstärkers 5 gelangen
kann, wird neben dem Anschluss RX/TXq des integrierten Schaltkreises 1 auch
der Dateneingang D auf den Pegel 1 gelegt. Liegt am Anschluss RX/TXq
hingegen ein Signal mit dem Pegel 0 an, was den Zustand low spricht,
wird der integrierte Schaltkreis 1 in den Sendemodus geschaltet.
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Über einen
Dateneingang D, im folgenden auch als Datensignaleingang bezeichnet,
kann der Sende-/Empfangseinheit ein Datensignal DS zugeführt werden.
Der Dateneingang D ist mit einem ersten Anschluss eines zweiten
Widerstands R2 verbunden. Der zweite Widerstand R2 bildet zusammen
mit einer weiteren Kapazität
C11 einen Teil eines Tiefpasses 6. Ein zweiter Teil des
Tiefpasses 6 wird mit einem dritten Widerstand R3 und der
Kapazität
C6 gebildet. Damit bilden der zweite Widerstand R2, die Kapazität C11 sowie
der dritte Widerstand R3 und die Kapazität C6 die beiden RC-Glieder
des Tiefpasses 6 zweiter Ordnung.
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Der
Widerstand R3 und die Kapazität
C6 sind zudem über
einen vierten Widerstand R4 mit dem Bezugspotenzial VCC verbunden.
Der vierte Widerstand R4, welcher mit der Betriebsspannung VCC verbunden
ist, dient zur Anpassung des Gleichspannungspegels.
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Der
Tiefpass zweiter Ordnung 6 nutzt somit gemeinsam mit der
Umschalteinheit die Kapazität C6.
Das Datensignal DS, welches in der Regel rechteckförmig ist,
wird, um die hochfrequenten Anteile im Datensignal DS zu unterdrücken, mit
dem Tiefpass 6 gefiltert. Das dadurch verschliffene Datensignal
DS wird über
die zweite Diode D2 und die Parallelschaltung aus den beiden Bauelementen
R1 und C2 mit dem vom Leistungsverstärker PA stammenden hochfrequenten
Trägersignal
TS, das über
die zweite Induktivität
L2 und die erste Diode D1 geführt
wird, gemischt und als Sendesignal RFS auf den HF-Signalanschluss
RF-I/O geführt.
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Die
Bauelemente des Tiefpasses 6 können beispielsweise wie folgt
dimensioniert werden: R2 = 470 Ohm, R3 = 3,3 kOhm, R4 = 4,7 kOhm,
C6 = 1 nF, C11 = 3,9 nF.
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Falls
die Widerstände
noch etwas erhöht
und die Kapazitäten
noch etwas verringert werden, kann am Datensignaleingang D zusätzlich Strom
gespart werden.
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Als
integrierter Schaltkreis 1 kann beispielsweise ein von
der Firma Infineon vertriebener Baustein zum Senden und Empfangen
verwendet werden. Der Baustein wird unter der Bezeichnung TDA5250
ASK/FSK 868 MHz Wireless Transceiver geführt. Dabei handelt es sich
um einen in einem integrierten Schaltkreis aufgebauten kombinierten Sender
und Empfänger,
der für
den Betrieb im Halbduplex bei einer Frequenz von 868 bis 870 MHz
ausgelegt ist. Der Baustein umfasst neben dem HF-Leistungsverstärker PA den rauscharmen Verstärker 5, der
auch als low noise amplifier LNA bezeichnet wird, einen double balenced
Mixer, einen FSK-Demodulator, einen spannungsgesteuerten Oszillator,
einen PLL-Synthesizer, einen einstellbaren Kristalloszillator, ein
Datenfilter, einen Datenkomparator, auch Slicer genannt, positive
und negative Spitzenwertdetektoren, einen Schaltkreis zur Ermittlung
der Datenrate und ein 2/3-Draht-Bus-Interface.
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Unter
FSK wird ein zur binären
Datenübertragung
benutztes Frequenzumtastverfahren, auch Frequency Shift Keying genannt,
verstanden. Im Gegensatz zur analogen Frequenzmodulation wird hier die
vom Sender abgestrahlte Frequenz im Rhythmus des binären Datenstroms
verändert,
was als Umtasten bezeichnet wird.
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Unter
ASK wird ein Modulationsverfahren mit Amplitudenumtastung verstanden,
das als Amplitude Shift Keying bezeichnet wird. ASK ist ebenso wie FSK
ein binäres
kohärentes
Modulationsverfahren.
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Über einen
Steuereingang 2 wird, falls der Eingangsanschluss D-I/O
des integrierten Schaltkreises 1 benutzt wird, ein zu sendendes
Signal einem Leistungstransistor T1 zugeführt.
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Mit
der Sende-/Empfangseinheit, wie sie in 1 gezeigt
ist, wird eine maximale Datenrate erreicht, die gegenüber der
Datenrate, welche durch die Verwendung des Datensignalan schlusses
D-I/O des integrierten Schaltkreises 1 erzielbar ist, in
etwa vervierfacht.
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Zudem
kann bei Verwendung des Datensignaleingangs D die Sendeleistung
um weitere 5 dB gegenüber
der Sendeleistung, welche bei der Verwendung des Datensignalanschlusses
D-I/O des integrierten Schaltkreises 1 zulässig ist,
erhöht
werden. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass der
integrierte Schaltkreis 1 bei einer höheren Betriebsspannung VCC
betrieben wird. Dadurch kann die maximale Datenrate sogar um den
Faktor 8 gegenüber
der Datenrate, welche durch die Verwendung des Datensignalanschlusses
erzielbar ist, erhöht
werden.
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Mit
der außerhalb
des integrierten Schaltkreises 1 aufgebauten Umschalteinheit
kann über den
Anschluss RX/TXq ausgewählt
werden, ob der integrierte Schaltkreis 1 entweder in den
Sendemodus oder in den Empfangsmodus geschaltet werden soll.
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Im
Empfangsmodus, das heißt,
wenn wie erwähnt
am Anschluss RX/TXq ein Auswahlsignal mit dem Pegel 1 und am Dateneingang
D ebenfalls ein Signal mit dem Pegel 1 anliegt, bilden die beiden Pin-Dioden
D1 und D2 für
das HF-Signal eine hohe Impedanz und eine sehr geringe Kapazität. Um das Verständnis für die Schaltung
zu erleichtern, können daher
im Empfangsmodus die beiden Dioden D1 und D2 weggelassen werden.
Die diskreten Bauelemente C1, C2, R1, C7, L3 und C9 bilden dann
den Empfangspfad bis zum Eingang LNI des integrierten Schaltkreises 1.
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Im
Sendemodus, das heißt,
wenn wie erwähnt,
am Anschluss RX/TXq ein Signal mit dem Pegel 0 anliegt, bilden die
beiden Pin-Dioden D1 und D2 für
das HF-Signal TS je nach Zustand des Datensignals DS am Dateneingang
D eine sehr niedrige Impedanz. Um das Verständnis zu erleichtern, können daher
im Sendemodus die beiden Dioden D1 und D2 als leitende Verbindung angesehen
werden. Die Bauelemente C4, L1, L2, C3, D1 und C1 bilden dann den Sendepfad.
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An
den HF-Signalanschluss RF-I/O des Senders und Empfängers ist
eine Antenne anschließbar. Dazu
ist der HF-Signalanschluss
RF-I/O als 50 Ohm SMA-Verbindung ausgebildet. Die Abkürzung SMA steht
für Sub-Miniatur-A-Stecker
für Mikrowellenkomponenten
und -Systeme für
3,5-Millimeter-Kabel bis 24 GHz. Selbstverständlich sind auch andere Verbindungen
möglich,
welche die hochfrequenzspezifischen Bedürfnisse erfüllen.
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Als
HF-Leistungsverstärker
PA kann ein Klasse-C-Leistungsverstärker verwendet
werden. Alternativ dazu kann auch ein Klasse-E-Leistungsverstärker verwendet
werden. Ab und an werden in der Literatur die Bezeichnungen Klasse-C-Leistungsverstärker und
Klasse-E-Leistungsverstärker
als Äquivalent
verwendet.
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Die
Einteilung der HF-Leistungsverstärker
in verschiedene Klassen ist zwar aus dem Stand der Technik bekannt,
soll hier jedoch trotzdem kurz erläutert werden. HF-Leistungsverstärker werden
je nach Betriebsart in die Klassen A, AB, B und C eingeteilt. Die
Klasse E bleibt bei dieser Betrachtung unberücksichtigt. Das Unterscheidungsmerkmal
bei der Einteilung in die verschiedenen Klassen ist der Stromflusswinkel θ, wobei
gilt. 0 <= θ <= π
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Für die Klasse
A gilt: θ = π,
für die Klasse
AB gilt: π/2 < θ < π,
für die Klasse
B gilt: θ = π/2, und
für die Klasse
C gilt: θ < π/2.
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Der
maximale Wirkungsgrad η des
HF-Leistungsverstärkers
PA wächst
in der Reihenfolge der alphabetischen Bezeichnung der Klassen. Klasse-C-Leistungsverstärker weisen
demnach den höchsten
Wirkungsgrad η auf.
Der Wirkungsgrad η ist das
Verhältnis
der an die Lastimpedanz abgegebenen (Ausgangs-) Signalleistung Pa
zur insgesamt aufgenommen Leistung. Die insgesamt aufgenommene Leistung
setzt sich zusammen aus der Eingangsleistung Pe des HF-Leistungsverstärkers und der
von der Betriebsspannungsquelle gelieferten Leistung P0. Die von
der Betriebsspannungsquelle gelieferte Leistung P0 wiederum berechnet
sich zu: P0 = Pa + Ptotwobei Ptot die thermische
Verlustleistung ist, welche an die Umgebung abgeführt werden
muss.
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Der
Wirkungsgrad η ist
somit gegeben durch: η = Pa/(Pe + P0) = Pa/(Pe +
Pa + Ptot)
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Außer bei
Klasse-C-Leistungsverstärkern kann
die Eingangsleistung Pe vernachlässigt
werden.
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Bei
einem Eintaktverstärker
der Klasse C ergibt sich die von der Betriebsspannungsquelle gelieferte
Leistung P0 zu:
wobei
- UB
- die Betriebsspannung
und
- ÎL
- die Amplitude des
Ausgangsstroms ist.
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Die
Erfindung hat den Vorteil, dass bei einer geringen HF-Bandbreite eine hohe
Datenübertragungsrate
erreicht werden kann. Der Leistungstransistor des nichtlinearen
HF-Leistungsverstärkers PA des
integrierten Schaltkreises 1 wird mit einem konstanten
Betriebsmodus betrieben. Das bedeutet, dass der Leistungstransistor
T1 immer in Sättigung geht
und zwar unabhängig
vom modulierenden Basisbandsignal oder Datensignal DS. Dies hat
den Vorteil, dass unerwünschte
Effekte, wie beispielsweise "load
pulling" eliminiert
werden können,
wodurch das Spektrum nochmals schmäler wird. Load pulling bedeutet
dabei, dass sich bei einer sich verändernden Last am Ausgang des
Leistungsverstärkers
PA die Schwingungsbedingung des Referenzoszillators verändert, was
dazu führt,
dass sich erst nach einer gewissen Einschwingdauer wieder ein stabiler
Zustand und damit eine stabile Referenzfrequenz einstellt.
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Der
Kondensator C6 übernimmt
bei der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangseinheit
zwei Aufgaben. Zum einen dient er bei der Umschalteinheit als hochfrequenter
Kurzschluss und zum anderen beim Tiefpass 6 als zweiter
Kondensator im RC-Glied, um das Basisbandsignal oder Datensignal DS
zu formen.
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Die
Diagramme in den 2 bis 6 wurden
bei einer Amplitudenmodulation mit einem Rechtecksignal als Datensignal
DS mit einer Frequenz von 20 kHz aufgenommen und zwar einmal bei
einer konventionellen ASK-Modulation des Leistungsverstärkers PA
des integrierten Schaltkreises 1 über den Dateneingang D-I/O des integrierten Schaltkreises 1 und
einmal über
den Datensignaleingang D der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangseinheit. Das Limit der ETSI-
Norm für
das 868 MHz-Band
bezüglich
der Modulationsbandbreite liegt bei –36 dBm ERP.
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2 zeigt
in Form eines Frequenz-Leistungsdiagramms den spektralen Verlauf
der Leistung bei einer konventionellen Lösung, nämlich bei der Verwendung des
Anschlusses D-I/O des integrierten Schaltkreises 1. Auf
der x-Achse des Frequenz-Leistungsdiagramms
ist dazu die Frequenz f und auf der y-Achse die Leistung P aufgetragen. Die
Mittenfrequenz fm im Frequenz-Leistungsdiagramm in 2 liegt
bei 868,266 MHz. Im Diagramm ist das Frequenzspektrum im Bereich
von 868,266 MHz + –2,5 MHz
gezeigt. Die Auflösungsspannbreite
RBW, auch als Resolution Band Width bezeichnet, liegt bei 1,0 kHz,
die Videobandbreite liegt ebenfalls bei 1,0 kHz. Die sweeptime,
also die Zeitdauer, die für
die Abtastung des im Diagramm dargestellten Frequenzspektrums erforderlich
ist, ergibt sich zu 13 Sekunden. Die Leistung P auf der y-Achse
ist in 10 dBm-Schritten aufgetragen.
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3 zeigt
in Form eines weiteren Frequenz-Leistungsdiagramms
den spektralen Verlauf der Leistung bei der erfindungsgemäßen Lösung, nämlich bei
Verwendung des Dateneingangs D. Auf der x-Achse ist wiederum die
Frequenz f und auf der y-Achse die Leistung P aufgetragen. Die Mittenfrequenz
fm wurde ebenso wie im Diagramm in 2 bei 868,266
MHz gewählt.
Auch das Frequenzspektrum liegt im Bereich von 868,266 MHz + –2,5 MHz. Die
weiteren Einstellungen entsprechen ebenfalls denen aus 2.
Ein Vergleich der beiden Diagramme aus den 2 und 3 zeigt,
dass bei der erfindungsgemäßen Lösung, wie
sie beispielsweise in 1 gezeigt ist, ein deutlich
besseres Leistungsspektrum erzielbar ist. Das Spektrum im Diagramm
in 3 fällt
gegenüber
dem Spektrum, das im Diagramm in 2 gezeigt
ist, links und rechts von der Mittenfrequenz fm deutlich steiler
ab.
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Um
dies noch weiter zu veranschaulichen, sind die Diagramme aus den 2 und 3 in
den 4 und 5 mit einer noch höheren Auflösung dargestellt.
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Beim
Diagramm in 4 ist auf der x-Achse wiederum
in der Mitte die Mittenfrequenz fm bei 868,266 MHz aufgetragen.
Die dargestellte Bandbreite liegt jedoch nunmehr bei + –0,5 MHz
um die Mittenfrequenz fm.
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Gleiches
gilt für
das in 5 dargestellte Diagramm. Auch hier liegt die Mittenfrequenz
fm in der Mitte auf der x-Achse des Diagramms. Während das Diagramm in 4 das
Frequenz-Leistungsspektrum
bei der Lösung
gemäß dem Stand
der Technik zeigt, ist im Diagramm in 5 das Frequenz- Leistungsspektrum
bei der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangseinheit
gezeigt. Auch hier ist deutlich zu erkennen, dass links und rechts
von der Mittenfrequenz fm bei der erfindungsgemäßen Lösung die Leistung deutlich
schneller abfällt
als bei der Lösung gemäß dem Stand
der Technik.
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Schließlich ist
in 6 in Form eines Zeitdiagramms der Verlauf des
empfangenen Datensignals bei der erfindungsgemäßen Lösung gezeigt. Auf der x-Achse
des Diagramms ist die Zeit t in Mikrosekunden und auf der y-Achse
die Amplitude der Spannung U aufgetragen, wobei in der Mitte der
y-Achse der Amplitudenwert 0 dBm liegt. Die Signalqualität des empfangenen
Datensignals, das mit der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangseinheit ausgesendet wurde,
ist, wie zu erkennen ist, sehr hoch. Der Tastgrad, auch als duty
cycle bezeichnet, beträgt
50 Prozent.
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- C1
- erster
Kondensator
- C2
- zweiter
Kondensator
- C3
- dritter
Kondensator
- C4
- vierter
Kondensator
- C5
- fünfter Kondensator
- C6
- sechster
Kondensator
- C7
- siebter
Kondensator
- C9
- neunter
Kondensator
- C10
- zehnter
Kondensator
- C11
- elfter
Kondensator
- L1
- erste
Induktivität
- L2
- zweite
Induktivität
- L3
- dritte
Induktivität
- D1
- erste
Diode
- D2
- zweite
Diode
- R1
- erster
Widerstand
- R2
- zweiter
Widerstand
- R3
- dritter
Widerstand
- R4
- vierter
Widerstand
- T1
- Leistungstransistor
- 1
- Transceiver
- 2
- Verstärkereingang
- 3
- Verstärkerausgang
- 5
- rauscharmer
Verstärker
- RFS
- Sendesignal
- GND
- erstes
Potenzial
- VCC
- zweites
Potenzial
- PA
- Leistungsverstärker
- RX/TXq
- Sende-/Empfangsauswahl
- RF-I/O
- HF-Ausgang
- DS
- zu
sendendes Datensignal
- LNI
- erster
Empfängereingang
- LNIX
- zweiter
Empfängereingang
- D
- Datensignaleingang
- D-I/O
- Datensignalanschluss
des IC 1
- fm
- Mittenfrequenz
- P
- Leistung
