KR20190041949A

KR20190041949A - 간섭이 억제된 레이더 감지

Info

Publication number: KR20190041949A
Application number: KR1020180121672A
Authority: KR
Inventors: 알렉산더 멜저; 마리오 휘메르; 파울 마이스너; 알렉산더 오닉; 라이너 스투흘베르거; 피스닉 수레즈마니; 매티아스 바그너
Original assignee: 인피니온 테크놀로지스 아게
Priority date: 2017-10-13
Filing date: 2018-10-12
Publication date: 2019-04-23
Also published as: CN109669161A; DE102018123383A1; US10969463B2; JP6726253B2; KR102186191B1; JP2019074527A; US20190113600A1

Abstract

본 명세서에는 레이더 데이터를 프로세싱하기 위한 방법이 설명된다. 일 실시예에 따르면, 이 방법은, 레이더 수신기로부터 수신되는 디지털 레이더 신호에 기초하는 레인지 맵의 계산을 포함한다. 레인지 맵은 복수의 이산 시간 값들 및 복수의 이산 주파수 값들에 대한 스펙트럼 값들을 포함하고, 여기서 각각의 스펙트럼 값은 적어도 제1 파라미터에 의해 표현된다. 추가로, 이 방법은, 적어도 하나의 이산 주파수 값에 대해 적어도 레인지 맵에서의 제1 파라미터들에 연산을 적용하여 레인지 맵의 적어도 일부를 평활화 또는 분석하는 단계를 포함한다.

Description

간섭이 억제된 레이더 감지{RADAR SENSING WITH INTERFERENCE SUPPRESSION}

본 발명은 레이더 센서들의 분야에 관한 것으로, 특히 간섭이 억제된 레이더 감지 기법들에 관한 것이다.

레이더 센서들은 물체들의 거리들과 속도들이 측정되어야 하는 수많은 감지 적용예들에서 발견될 수 있다. 자동차 부문에서는, 소위 고급 드라이버 보조 시스템들(advanced driver-assistance systems)(ADAS)에 사용될 수 있는 레이더 센서들에 대한 수요가 증가하고 있다. 고급 드라이버 보조 시스템의 예들은 "어댑티브 크루즈 컨트롤(adaptive cruise control)"(ACC) 및 "레이더 크루즈 컨트롤" 시스템들이다. 그러한 시스템들은 자동차의 속력을 자동으로 조정하여, 전방에서 운전하는 다른 자동차들로부터 안전한 거리를 유지하는 데 사용될 수 있다. 고급 드라이버 보조 시스템의 다른 예는 차량의 사각 지대 내의 다른 차량들을 검출하기 위해 레이더 센서들을 채용할 수 있는 사각 지대 모니터들이다. 특히 자율 주행 차량(autonomous car)들은 주변의 다양한 물체들을 검출 및 위치결정하기 위해 레이더 센서들과 같은 수많은 센서들을 사용할 수 있다. 자율 주행 차량의 영역 내의 물체들의 위치와 속도에 관한 정보는 안전하게 내비게이팅하는 것을 돕는 데 사용된다.

현대의 레이더 시스템들은 하나의 단일 패키지(단일 칩 트랜시버)에 레이더 트랜시버의 RF 폰트엔드의 모든 핵심 기능들을 통합시킬 수 있는 고도로 집적된 RF 회로들을 사용한다. 그러한 RF 프론트엔드들은 통상적으로, 그 중에서도, 로컬 RF 오실레이터(local RF oscillator)(LO), 전력 증폭기들(power amplifiers)(PA), 저잡음 증폭기들(low-noise amplifiers)(LNA), 및 믹서들을 포함한다. 주파수 변조 연속파(frequency-modulated continuous-wave)(FMCW) 레이더 시스템들은 신호 주파수를 위와 아래로 램핑(ramping)하는 것에 의해 주파수가 변조되는 레이더 신호들을 사용한다. 그러한 레이더 신호들은 종종 "처프 신호들(chirp signals)" 또는 단순히 처프들이라고 지칭된다. 레이더 센서는 통상적으로 하나 이상의 안테나들을 사용하여 처프들의 시퀀스들을 방사하고, 방사된 신호는 레이더 센서의 "시야"에 위치결정된 하나 이상의 물체들(레이더 타깃들이라고 지칭됨)에 의해 후방 산란된다. 후방 산란된 신호들(레이더 에코들)은 레이더 센서에 의해 수신 및 프로세싱된다. 레이더 타깃들의 검출은 통상적으로 디지털 신호 프로세싱을 사용하여 달성된다.

점점 더 많은 자동차들에 레이더 센서들이 구비되어짐에 따라, 간섭이 이슈로 되고 있다. 즉, 제1 레이더 센서(하나의 자동차에 설치됨)에 의해 방사된 레이더 신호가 제2 레이더 센서(다른 자동차에 설치됨)의 수신 안테나에 산재되어 제2 레이더 센서의 동작을 손상시킬 수 있다.

본 명세서에는 레이더 데이터를 프로세싱하기 위한 방법이 설명된다. 일 실시예에 따르면, 이 방법은, 레이더 수신기로부터 수신되는 디지털 레이더 신호에 기초하는 레인지 맵(Range Map)의 계산을 포함한다. 레인지 맵은 복수의 이산 시간 값들 및 복수의 이산 주파수 값들에 대한 스펙트럼 값들을 포함하고, 여기서 각각의 스펙트럼 값은 적어도 제1 파라미터에 의해 표현된다. 추가로, 이 방법은, 적어도 하나의 이산 주파수 값에 대한 적어도 레인지 맵에서의 제1 파라미터들의 평활화하는 단계를 포함한다.

다른 실시예에 따르면, 이 방법은, 레이더 수신기로부터 수신되는 디지털 레이더 신호에 기초하는 레인지 맵의 계산을 포함한다. 레인지 맵은 복수의 이산 시간 값들 및 복수의 이산 주파수 값들에 대한 스펙트럼 값들을 포함하고, 여기서 각각의 스펙트럼 값은 적어도 제1 파라미터에 의해 표현된다. 추가로, 이 방법은, 적어도 하나의 이산 주파수 값에 대해 적어도 레인지 맵에서의 제1 파라미터들에 연산을 적용하는 단계를 포함한다. 더욱이, 레인지 맵에 기초하여 레인지/도플러 맵이 계산되고, 레인지/도플러 맵에 기초하여 그리고 연산의 결과(들)를 사용하여 레이더 타깃 검출이 행해진다.

게다가, 본 명세서에는 레이더 디바이스가 설명된다. 일 실시예에 따르면, 레이더 디바이스는 디지털 레이더 신호를 제공하도록 구성되는 레이더 수신기 및 프로세서를 포함한다. 이 실시예에서, 프로세서는 디지털 레이더 신호에 기초하여 레인지 맵을 계산하도록 구성되고, 여기서 레인지 맵은 복수의 이산 시간 값들 및 복수의 이산 주파수 값들에 대한 스펙트럼 값들을 포함하고; 각각의 스펙트럼 값은 적어도 제1 파라미터에 의해 표현된다. 추가로, 프로세서는, 적어도 하나의 이산 주파수 값에 대해, 적어도 레인지 맵에서의 제1 파라미터들을 평활화하도록 구성된다.

다른 실시예에 따르면, 레이더 디바이스는 디지털 레이더 신호를 제공하도록 구성되는 레이더 수신기 및 프로세서를 포함한다. 이 실시예에서, 프로세서는 디지털 레이더 신호에 기초하여 레인지 맵을 계산하도록 구성되고, 여기서 레인지 맵은 복수의 이산 시간 값들 및 복수의 이산 주파수 값들에 대한 스펙트럼 값들을 포함하고; 각각의 스펙트럼 값은 적어도 제1 파라미터에 의해 표현된다. 추가로, 프로세서는, 적어도 하나의 이산 주파수 값에 대응하는 레인지 맵 값들에 대해, 적어도 레인지 맵에서의 제1 파라미터들에 연산을 적용하고, 레인지 맵에 기초하여 레인지/도플러 맵을 계산하고, 레인지/도플러 맵에 기초하여 그리고 연산의 결과(들)를 사용하여 레이더 타깃 검출을 수행하도록 구성된다.

본 발명은 다음의 도면들 및 설명들을 참조하여 더 잘 이해될 수 있다. 도면들 내의 컴포넌트들은 반드시 일정한 비율로 된 것은 아니며; 그 대신에 본 발명의 원리들을 예시하는 것에 중점을 둔다. 도면들에서, 동일한 참조 번호들은 대응하는 부분들을 나타낸다. 도면들에서:
도 1은 거리 및/또는 속도 측정을 위한 FMCW 레이더 시스템의 동작 원리를 예시하는 스케치이다.
도 2는 FMCW 레이더 시스템들에 사용되는 RF 신호의 주파수 변조를 예시하는 2개의 타이밍 다이어그램들을 포함한다.
도 3은 FMCW 레이더 디바이스의 기본 구조체를 예시하는 블록 다이어그램이다.
도 4는 도 3의 FMCW 레이더 디바이스에 포함될 수 있는 아날로그 RF 프론트엔드의 일 예를 예시하는 회로 다이어그램이다.
도 5는 레이더 센서에서의 데이터 취득을 위해 사용되는 처프들의 시퀀스를 예시하는 타이밍 다이어그램이다.
도 6은 레이더 센서들에서 통상적으로 사용되는 레인지 도플러 신호 프로세싱의 개념을 예시한다.
도 7은 간섭이 어떻게 레이더 센서의 수신기에 산재되는지의 일 예를 예시한다.
도 8은 레이더 센서의 송신 신호 및 간섭자(interferer)로부터의 간섭 신호를 타이밍 다이어그램에 예시한 것으로, 여기서 이들 신호들의 시간에 걸친 주파수의 파형(frequency-over-time waveform)이 적어도 부분적으로 중첩된다.
도 9는 도 8에 도시된 간섭 및 타깃으로부터의 레이더 에코를 포함하는 (기저 대역으로의 다운-컨버전(down-conversion) 후의) 레이더 신호를 포함하는 하나의 예시적인 파형을 예시한다.
도 10은 레이더 센서의 아날로그 RF 프론트엔드 및 간섭자의 아날로그 RF 프론트엔드의 일 예를 예시하는 회로 다이어그램이다.
도 11은 디지털 레이더 신호에서 간섭을 억제/감소시키기 위한 방법의 하나의 예시적인 구현을 예시하는 흐름도이다.
도 12는 레인지 맵의 구조체를 예시한다.
도 13은 잡음만을, 잡음 및 레이더 에코를, 그리고 잡음 및 간섭을 포함하는 주파수 빈(frequency bin)들에 대한 시간에 걸친 신호 전력을 도시하는 하나의 예시적인 파형을 예시한다.
도 14는 도 12의 레인지 맵에 포함된 크기들의 평활화를 예시한다.
도 15는 도 12의 레인지 맵에 포함된 스펙트럼 값들의 위상이 어떻게 간섭으로 인해 왜곡될 수 있는지의 예들을 예시한다.
도 16은 간섭의 존재의 검출을 위해 저속 시간 축(slow time axis)을 따라 슬라이딩 윈도우 연산(sliding window operation)이 어떻게 레인지 맵에 적용될 수 있는지를 예시한다.
도 17은 슬라이딩 윈도우 통계들을 사용하는 간섭 검출의 하나의 예시적인 구현을 예시하는 흐름도이다.

도 1은 종래의 주파수 변조 연속파(FMCW) 레이더 센서(1)를 예시한다. 본 예에서, 별개의 송신(TX) 및 수신(RX) 안테나들(5 및 6) 각각이 사용된다(바이스태틱(bistatic) 또는 의사-모노스태틱(pseudo-monostatic) 레이더 구성). 그러나, 단일 안테나가 사용될 수 있어서, 수신 안테나 및 송신 안테나는 물리적으로 동일할 것이라는 것(모노스태틱 레이더 구성)에 유의한다. 송신 안테나(5)는, 예를 들어, 톱니 신호(주기적인 선형 램프 신호)에 의해 주파수 변조되는 RF 신호 s_RF(t)를 연속적으로 방사한다. 방사된 신호 s_RF(t)는 레이더 디바이스의 측정 레인지 내의 레이더 채널에 위치결정되는 물체(T)에서 후방 산란되고, 후방 산란된 신호 y_RF(t)는 수신 안테나(6)에 의해 수신된다. 물체(T)는 통상적으로 레이더 타깃이라고 지칭된다. 더 일반적인 예에서, 하나 초과의 타깃이 레이더 센서의 시야에 있을 수 있고, 단일 RX 안테나 대신에 안테나 어레이가 사용될 수 있다. 유사하게, 단일 TX 안테나 대신에 안테나 어레이가 사용될 수 있다. 안테나 어레이들을 사용하면, 도달 방향(direction of arrival)(DoA)이라고 통상적으로 지칭되는 레이더 에코의 입사각의 측정을 가능하게 한다. 도달 방향의 측정은 많은 적용예들에서 중요하고, 따라서 대부분의 레이더 센서들은 안테나 어레이들을 사용할 것이다. 도면들을 단순하게 유지하기 위해, 단지 하나의 TX 안테나 및 하나의 RX 안테나만이 도면들에 도시된다. 본 명세서에서 설명되는 개념들은 안테나 어레이들을 갖는 레이더 센서들에 용이하게 적용가능하다는 것이 이해된다.

도 2는 신호 s_RF(t)의 언급된 주파수-변조를 예시한다. 도 2의 제1 다이어그램에 도시된 바와 같이, 신호 s_RF(t)는 일련의 "처프들", 즉, 증가하는 (업-처프) 또는 감소하는 (다운-처프) 주파수를 갖는 사인 파형(sinusoidal waveform)으로 구성된다. 본 예에서, 처프의 순시 주파수 f_LO(t)는 정의된 시간 스팬 T_CHIRP 내에서 시작 주파수 f_START로부터 정지 주파수 f_STOP까지 선형적으로 증가한다(도 2의 제2 다이어그램 참조). 그러한 처프는 선형 주파수 램프라고도 또한 지칭된다. 3개의 동일한 선형 주파수 램프들이 도 2에 예시된다. 그러나, 개별적인 주파수 램프들 사이의 포즈(pause)뿐만 아니라 파라미터들 f_START, f_STOP, T_CHIRP는 레이더 디바이스(1)의 실제 구현에 의존하여 변화할 수 있다는 것에 유의한다. 실제로 주파수 변화는, 예를 들어, 선형(선형 처프, 주파수 램프), 지수(지수 처프) 또는 쌍곡선(쌍곡선 처프)일 수 있다.

도 3은 레이더 센서(1)의 예시적인 구조체를 예시하는 블록 다이어그램이다. 이에 따라, 적어도 하나의 송신 안테나(5)(TX 안테나(들)) 및 적어도 하나의 수신 안테나(6)(RX 안테나(들))는 RF 프론트엔드(10)에 연결되는데, 이 RF 프론트엔드(10)는 모놀리식 마이크로파 집적 회로(MMIC)라고 통상적으로 지칭되는 반도체 칩에 집적될 수 있다. RF 프론트엔드(10)는 RF 신호 프로세싱에 필요한 모든 회로 컴포넌트들을 포함할 수 있다. 그러한 회로 컴포넌트들은, 예를 들어, 기저 대역 또는 IF 대역으로의 RF 신호들(예를 들어, 수신된 신호 y_RF(t), 도 1 참조)의 다운-컨버전을 위해 로컬 오실레이터(LO), RF 전력 증폭기들, 저잡음 증폭기(LNA)들, 방향성 커플러들 예컨대 래트-레이스 커플러(rat-race-coupler)들 및 서큘레이터들, 및 믹서들을 포함할 수 있다. 언급된 바와 같이, 안테나 어레이들은 단일 안테나들 대신에 사용될 수 있다. 도시된 예는 바이스태틱(또는 의사-모노스태틱) 레이더 시스템을 나타내는데, 이 레이더 시스템은 별개의 RX 및 TX 안테나들을 갖는다. 모노스태틱 레이더 시스템의 경우에, 단일 안테나 또는 단일 안테나 어레이가 전자기 (레이더) 신호들을 수신 및 송신하는 것 양측 모두에 사용될 수 있다. 이 경우에, 방향성 커플러(예를 들어, 서큘레이터)가 레이더 채널로부터 수신된 RF 신호들로부터 레이더 채널로 송신될 RF 신호들을 분리하는 데 사용될 수 있다.

주파수 변조 연속파(FMCW) 레이더 센서의 경우에, TX 안테나(5)에 의해 방사되는 RF 신호들은 대략 20 GHz(예를 들어, 24 GHz) 내지 81 GHz(예를 들어, 자동차 적용예들에서 약 77 GHz)의 레인지에 있을 수 있다. 언급된 바와 같이, RX 안테나(6)에 의해 수신된 RF 신호는 레이더 에코들, 즉, 레이더 타깃(들)에서 후방 산란된 신호들을 포함한다. 수신된 RF 신호 y_RF(t)는 기저 대역으로 다운-컨버팅되고 아날로그 신호 프로세싱(도 3 참조, 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20))을 사용하여 기저 대역에서 추가로 프로세싱되는데, 이 아날로그 신호 프로세싱은 기본적으로 기저 대역 신호의 필터링 및 증폭을 포함한다. 기저 대역 신호는 하나 이상의 아날로그-디지털 컨버터들(30)을 사용하여 최종적으로 디지털화되고 디지털 도메인(도 3 참조, 예를 들어, 디지털 신호 프로세서(40)에서 구현되는 디지털 신호 프로세싱 체인)에서 추가로 프로세싱된다. 전체 시스템은 적절한 펌웨어를 실행하는 프로세서를 사용하여 적어도 부분적으로 구현될 수 있는 시스템 제어기(50)에 의해 제어된다. 프로세서가, 예를 들어, 마이크로제어기, 디지털 신호 프로세서 등에 포함될 수 있다. 디지털 신호 프로세서(40)(DSP)는 시스템 제어기(50)의 일부이거나 또는 그와는 별개일 수 있다. RF 프론트엔드(10) 및 아날로그 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20)(그리고 임의로 ADC(30))은 단일 MMIC에 집적될 수 있다. 그러나, 컴포넌트들은 2개 이상의 집적 회로들 중에서 분산될 수 있다.

도 4는 도 3에 도시된 레이더 센서에 포함될 수 있는 RF 프론트엔드(10)의 하나의 예시적인 구현을 예시한다. 도 4는 RF 프론트엔드의 기본 구조체를 예시하는 단순화된 회로 다이어그램이라는 것에 유의한다. 적용예에 매우 의존할 수 있는 실제 구현들은 물론 더 복잡하다. RF 프론트엔드(10)는 RF 신호 s_LO(t)를 생성하는 로컬 오실레이터(LO)(101)를 포함하는데, 이 RF 신호 s_LO(t)는 도 2를 참조하여 상기에 설명된 바와 같이 주파수 변조될 수 있다. 신호 s_LO(t)는 또한 LO 신호라고도 또한 지칭된다. 레이더 적용예들에서, LO 신호는 통상적으로 SHF(Super High Frequency) 또는 EHF(Extremely High Frequency) 대역, 예를 들어, 자동차 적용예들에서 76 GHz 내지 81 GHz에 있다.

LO 신호 s_LO(t)는 수신 신호 경로에서뿐만 아니라 송신 신호 경로에서 프로세싱된다. TX 안테나(5)에 의해 방사되는 송신 신호 s_RF(t)는, 예를 들어, RF 전력 증폭기(102)를 사용하여 LO 신호 s_LO(t)를 증폭시키는 것에 의해 생성된다. 증폭기(102)의 출력은, 예를 들어, 스트립 라인들, 커플러, 매칭 네트워크 등을 통해 TX 안테나(5)에 커플링된다. RX 안테나(6)에 의해 제공되는 수신 신호 y_RF(t)는 믹서(104)에 제공된다. 본 예에서, 수신된 신호 y_RF(t)(즉, 안테나 신호)는 RF 증폭기(103)(예를 들어, 이득 g를 갖는 저잡음 증폭기)에 의해 미리 증폭되어, 믹서가 그의 RF 입력에서 증폭된 신호 g·y_RF(t)를 수신한다. 믹서(104)는 그의 기준 입력에서 LO 신호 s_LO(t)를 추가로 수신하고, 증폭된 신호 g·y_RF(t)를 기저 대역으로 다운-컨버팅하도록 구성된다. 믹서 출력에서의 결과적인 기저 대역 신호는 y_BB(t)로서 표시된다. 기저 대역 신호 y_BB(t)는 아날로그 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20)(또한 도 3 참조)에 의해 추가로 프로세싱되는데, 이 아날로그 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20)은 원하지 않는 측파대(side band)들 및 이미지 주파수들을 제거하기 위한 하나 이상의 필터들(예를 들어, 대역 통과(21))뿐만 아니라 증폭기(22)와 같은 하나 이상의 증폭기들을 기본적으로 포함한다. 아날로그-디지털 컨버터(도 3 참조)에 공급될 수 있는 아날로그 출력 신호는 y(t)로서 표시된다.

본 실시예에서, 믹서(104)는 RF 신호 g·y_RF(t)(증폭된 안테나 신호)를 기저 대역으로 다운-컨버팅한다. 개개의 기저 대역 신호(믹서 출력 신호)는 y_BB(t)로 표시된다. 다운-컨버전은 단일 스테이지에서(즉, RF 대역으로부터 기저 대역으로) 또는 하나 이상의 중간 스테이지들을 통해(RF 대역으로부터 IF 대역으로 그리고 그에 후속하여 기저 대역으로) 달성될 수 있다. 아날로그 출력 신호 y(t)는 아날로그-디지털 컨버터(30)(도 3 참조, 도 4에 도시되지 않음)를 사용하여 디지털화될 수 있고, 개개의 디지털 출력 신호는 y[n]으로서 표시된다. 이 신호는 디지털 레이더 신호라고도 지칭된다.

도 5는 FMCW 레이더 센서들에서 통상적으로 구현되는 예시적인 FM 스킴(scheme)을 개략적으로 예시한다. 도시된 예에서, 하나의 데이터 취득을 위해 16개의 업-처프들의 시퀀스가 송신된다. 실제로, 처프 시퀀스는 통상적으로 더 많은 처프들(예를 들어, 256개의 처프들)을 포함하고, 본 예는 단지 예시 목적들을 위해 단순화되었다는 것에 유의한다. 본원에 기술된 실시예들에서, 처프 시퀀스의 개별 처프들을 특징짓는 램프(ramp) 파라미터들(시작 및 정지 주파수, 주파수 변화의 첨도(steepness), 처프 이전의 변조 포즈 등)은 시퀀스 동안 일정하다. 그러나, 일부 실시예들에서, 램프 파라미터들 중 하나 이상은 처프 시퀀스의 처프들 사이에 변할 수 있다. 레이더 에코들을 평가하기 위한 하나의 예시적인 신호 프로세싱 방법이 도 6에 예시된다. 도시된 신호 프로세싱 스킴은 통상적으로 레인지/도플러 프로세싱이라고 지칭되고, 소위 레인지/도플러 맵(도 6 참조)에 의해 표현된 레인지/속도 도메인에서 레이더 타깃들을 검출하기 위해 레이더 센서들에서 통상적으로 사용된다.

도 6은 주파수 변조된 레이더 신호를 방사하는 FMCW 레이더 센서에 의해 사용되는 측정 원리를 예시한 것으로, 이 주파수 변조된 레이더 신호는 톱니형 변조 신호를 사용하여 변조된다. 도 6의 다이어그램 (a)는 유출 레이더 신호(실선, 도 4 참조, 신호 s_RF(f)) 및 개개의 유입 레이더 신호(파선, 도 4 참조, 신호 y_RF(t))의 시간에 걸친 주파수를 예시한다. 이에 따라, 유출 레이더 신호의 주파수는 시작 주파수 f_START로부터 정지 주파수 f_STOP(처프 넘버 0)까지 선형적으로 증가한 후에, f_START로 다시 떨어지고 정지 주파수 f_STOP에 도달될 때까지 다시 증가하는 것(처프 넘버 1), 등으로 된다. 도 5를 참조하여 이전에 언급된 바와 같이, 유출 레이더 신호는 "처프 펄스들" 또는 "처프들"이라고도 또한 지칭되는 "주파수 램프들"의 시퀀스로 구성된다. 적용예에 따라, 정의된 변조 포즈가 2개의 인접한 처프들 사이에 삽입될 수 있고, 여기서 레이더 신호는 포즈 동안의 정지 주파수 또는 시작 주파수(또는 정지 주파수와 시작 주파수 사이의 임의의 주파수)로 유지될 수 있다. 하나의 처프의 지속기간 T_CHIRP는 수 마이크로초로부터 최대 수 밀리초까지, 예를 들어, 20㎲ 내지 2000㎲의 레인지에 있을 수 있다. 그러나, 실제 값들은 적용예에 따라 더 크거나 또는 더 낮을 수 있다.

(RX 안테나에 의해 수신된) 유입 레이더 신호는, TX 안테나로부터 (레이더 신호가 후방 산란되는) 레이더 타깃으로 그리고 다시 RX 안테나로의 레이더 신호의 이동 시간으로 인한 시간 지연 Δt만큼, (안테나에 의해 방사된) 유출 레이더 신호에 대해 지연된다. 시간 지연 Δt는 종종 라운드 트립 딜레이(round trip delay) RTD라고도 지칭된다. 레이더 센서로부터의 레이더 타깃의 거리 d_T는 d_T = c·Δt/2, 즉, 광속 c 곱하기 시간 지연 Δt의 절반이다. 도 6의 다이어그램 (a)로부터 알 수 있는 바와 같이, 시간 지연 Δt는, 유입 신호를 다운-믹싱(도 4 참조, 믹서(104), 도 6의 다이어그램 (b))하는 것, 기저 대역 신호를 디지털화하는 것, 그리고 후속 디지털 스펙트럼 분석을 수행하는 것에 의해 결정될 수 있는 주파수 시프트 Δf를 발생시키고; 주파수 시프트는 기저 대역 신호에서 비트 주파수로서 나타난다. 선형 처프(즉, 톱니형 변조 신호)을 사용할 때, 시간 지연 Δt는 Δt = Δf/k로서 계산될 수 있고, 여기서 인수 k는 주파수 램프의 첨도(steepness)인데, 이는 k = (f_STOP-f_START)/T_CHIRP로서 계산될 수 있다.

FMCW 레이더 센서의 기본 연산 원리가 상기에 약술되었지만, 더 정교한 신호 프로세싱이 실제로 적용될 수 있다는 것에 유의해야 한다. 특히, 도플러 효과로 인한 유입 신호의 부가적인 주파수 시프트 f_D는 거리 측정에서 에러를 야기시킬 수 있는데, 이는, 상기에 설명된 바와 같이, 레이더 신호의 이동 시간 Δt(라운드 트립 딜레이 RTD)로 인한 주파수 시프트 Δf에 도플러 시프트 f_D가 부가되기 때문이다. 적용예에 따라, 도플러 시프트는 유출 및 유입 레이더 신호들로부터 또한 추정될 수 있는 반면, 일부 적용예들에서는, 도플러 시프트가 거리 측정에 대해 무시해도 될 정도일 수 있다. 이것은, 특히, 처프 지속기간 T_CHIRP가 짧을 때의 경우일 수 있으며, 따라서 레이더 센서의 측정 레인지 내의 임의의 거리에 대한 도플러 시프트 f_D와 비교하여 주파수 시프트 Δf가 높게 될 것이다. 본 예에서, 레이더 신호의 주파수는 f_START로부터 f_STOP으로 증가하는데, 이는 소위 "업-처프들"을 발생시킨다. 그러나, 동일한 측정 기법들이 "다운-처프들"에, 즉, 정지 주파수 f_STOP이 시작 주파수 f_START보다 더 낮고 처프 동안 주파수가 f_START로부터 f_STOP으로 감소할 때, 적용될 수 있다. 일부 레이더 시스템들의 경우, 거리가 "업-처프" 및 "다운-처프"에 기초하여 계산될 때, 도플러 시프트가 제거될 수 있다. 이론적으로, 레이더 타깃의 실제 측정 거리 d_T는 업-처프 에코로부터 획득된 거리 값과 다운-처프 에코로부터 획득된 거리 값의 평균으로서 계산될 수 있고; 평균화에 의해 도플러 시프트가 소거된다.

디지털 FMCW 레이더 신호들의 하나의 예시적인 표준 신호 프로세싱 기법(도 3 참조, DSP(40))은 레인지-도플러 맵들(레인지-도플러 이미지들이라고도 또한 지칭됨)의 계산을 포함한다. 일반적으로, 선형 FMCW 레이더들은 도 6의 다이어그램 (b)에 예시된 바와 같이 선형 처프들의 시퀀스를 송신하고 타깃들로부터의 딜레이된 에코들(도 4 참조, 신호 y_RF(t))을 송신된 신호의 카피(도 4 참조, 믹서(104))와 믹싱(다운-컨버팅)하는 것에 의해 타깃 정보(즉, 레이더 타깃들의 거리, 각도 및 속도)를 획득한다. 이 다운-컨버팅된 신호의 스펙트럼으로부터 타깃 레인지 정보(즉, 센서와 레이더 타깃 사이의 거리)가 추출될 수 있다. 레인지-도플러 맵은 더 상세히 후술되는 바와 같이, 예를 들어, 2-스테이지 푸리에 변환에 의해 획득될 수 있다. 레인지-도플러 맵들은 다양한 타깃 검출, 식별 및 분류 알고리즘들의 기초로서 사용될 수 있다.

상기에 나타낸 바와 같이, 레이더 센서로부터의 레이더 타깃의 거리 d_T는 다음과 같이 계산될 수 있고

d_T = c·Δf·T_CHIRP/(2·B), (1)

여기서 Δf는 비트 주파수를 표시하고 B는 처프의 대역폭을 표시한다(B = |f_STOP-f_START|). 이에 따라, 선형 FMCW 레이더의 기본 신호 프로세싱은 스펙트럼 분석에 의해 비트 주파수를 결정하는 것을 수반한다. 레이더 타깃이 이동하고 있을 때, (레이더 센서에 관련되어) 레이더 타깃의 속도를 결정하기 위해 도플러 효과가 고려되어야 한다. 이것은 소위 레인지-도플러 프로세싱을 사용하여 계산될 수 있는 언급된 레인지-도플러 맵들에 기초하여 행해질 수 있다.

레인지-도플러 맵들을 계산하기 위한 통상적인 방법은 2개의 단계들을 포함하고, 여기서 각각의 단계는, 고속 푸리에 변환(FFT) 알고리즘을 사용하여 통상적으로 구현되는 수 개의 푸리에 변환들의 계산을 포함한다. 다음의 예에 대해, ADC(30)(도 4 참조)에 의해 제공된 디지털 레이더 신호 y[n]은 M개의 처프들을 표현하는 N×M개의 샘플들을 포함하고, 여기서 각각의 처프는 N개의 샘플들(샘플링 시간 간격 T_SAMPLE)로 구성된다고 가정된다. 이들 N×M개의 샘플들은 N개의 라인들과 M개의 컬럼(column)들을 갖는 2차원 어레이 Y[n, m](도 6의 다이어그램 (c) 참조)에 배열될 수 있다. 어레이 Y[n, m]의 각각의 컬럼은 하나의 처프를 표현한다. 어레이 Y[n, m]의 n번째 라인은 각각의 처프의 n번째 샘플을 포함한다. 라인 인덱스 n은 또한 "고속" 시간 축 상의 이산 시간 값들 n·T_SAMPLE로서 보여질 수 있다. 유사하게, 컬럼 인덱스 m(처프 넘버)은 "저속" 시간 축 상의 이산 시간 값들 m·T_CHIRP로서 보여질 수 있다.

제1 스테이지에서는, 제1 FFT(통상적으로 레인지 FFT라고 지칭됨)가 각각의 처프에 적용된다. 즉, FFT는 어레이 Y[n, m]의 M개의 컬럼들 중 각각의 하나의 컬럼에 대해 계산된다. 다시 말해, FFT는 "고속" 시간 축을 따라 매트릭스 Y[n, m]에 적용된다. 결과적인 푸리에 변환들은 또한 레인지 맵 R[n, m]이라고 지칭되는 2차원 어레이에 배열될 수 있고, 여기서 M개의 컬럼들은 M개의 처프들의 푸리에 변환들을 포함한다. N개의 라인들 중 각각의 하나의 라인은 특정 이산 주파수 값(종종 주파수 빈이라고 지칭됨)에 대한 (복소수 값의) 스펙트럼 값들을 포함한다. 레인지 맵 R[n, m]은 도 6의 다이어그램 (c)에 예시된다. 타깃으로부터의 레이더 에코는 특정 주파수 빈에(또는 그 가까이에) 피크가 나타나게 될 것이다. 통상적으로 피크는 모든 컬럼들에, 즉, 모든 (푸리에 변환된) 처프들에 나타날 것이다. 주파수 빈의 주파수 값은, 예를 들어, 다음의 식 (1)에 따라, 레인지 정보로 컨버팅될 수 있다.

제2 스테이지에서, 제2 FFT(통상적으로 도플러 FFT라고 지칭됨)가 레인지 맵 R[n, m]의 N개의 라인들 중 각각의 하나의 라인에 적용된다. 각각의 라인은 특정 주파수 빈에 대한 M개의 처프들의 M개의 스펙트럼 값들을 포함하고, 여기서 각각의 주파수 빈은 레이더 타깃의 특정 레인지/거리에 대응한다. 다시 말해, FFT는 "저속" 시간 축을 따라 레인지 맵 R[n, m]에 적용된다. 결과적인 푸리에 변환들은 또한 레인지/도플러 맵 X[n, m]이라고 지칭되는 2차원 어레이에 배열될 수 있다. 타깃으로부터의 레이더 에코는 레인지/도플러 맵 X[n, m]의 특정 위치에 피크가 나타나게 될 것이다. 피크가 나타나는 라인 넘버 n∈[0, …, N-1]은 주파수 빈을 표현하고, 개개의 주파수 값은, 예를 들어, 다음의 식 (1)에 따라, 레인지 정보로 컨버팅될 수 있다. 피크가 나타나는 컬럼 넘버 m∈[0, ..., M-1]은 속도 정보로 컨버팅될 수 있는 도플러 주파수(도플러 효과로 인한 주파수 시프트)를 표현한다. 하나 초과의 RX 안테나의 경우에, 각각의 안테나에 대해 레인지/도플러 맵 X _a [n, m]이 계산될 수 있고, 여기서 a는 개개의 RX 안테나의 인덱스(a = 0, 1, ... A-1이고, A는 RX 안테나들의 수를 나타냄)를 표시한다. A 레인지/도플러 맵들 X _a [n, m]은 때때로 "레이더 데이터 큐브(radar data cube)"라고 지칭되는 3차원 어레이로 적층될 수 있다. 파라미터들 N 및 M은 동일할 수 있지만, 일반적으로, 상이할 것으로 이해된다.

언급된 바와 같이, 레인지 맵들 R[n, m], 레인지-도플러 맵들 X[n, m] 또는 레이더 데이터 큐브들은 레이더 센서의 주변(시야) 내의 레이더 타깃들을 검출하기 위한 다양한 신호 프로세싱 기법들에 대한 입력 데이터로서 사용될 수 있다. 예를 들어, 다양한 피크 검출 알고리즘들은 레이더 채널에서의 물체들(레이더 타깃들)에 의해 야기된 레인지/도플러 맵 또는 레인지 맵에서의 피크들(즉, 로컬 최대치들, FFT 피크들)을 검출하는 것으로 알려져 있다. 즉, 레인지 맵 또는 레인지 도플러 맵에서의 값이 특정 임계치를 초과하는 경우 타깃이 검출될 수 있다. 그러나, 더 복잡한 검출 알고리즘들이 또한 사용될 수 있다. 검출된 FFT 피크들로부터 레이더 타깃들의 리스트를 획득하기 위해 부가적인 신호 프로세싱 단계들이 수행된다.

임의의 측정된 데이터와 마찬가지로, 레인지/도플러 맵들에서의 스펙트럼 값들은 잡음을 포함한다. 따라서, FFT 피크들의 검출능(detectability) 및 검출된 피크들의 신뢰도는 잡음 플로어(noise floor)에 의존한다. 다양한 잡음 소스들이 잡음 플로어, 특히, 로컬 오실레이터(도 4 참조, 오실레이터(101))의 위상 잡음에 기여할 수 있다. 동일 또는 유사한 타입의 보다 많은 레이더 센서들이 동일한 환경(예를 들어, 도로의 동일한 부분)에서 동작될 때 발생하는 다른 현상은 간섭이다. 이 경우에, 레이더 센서의 RX 안테나(들)에 의해 수신되는 신호는, 레이더 에코들 및 잡음뿐만 아니라, 동일한 주파수 레인지에서 동작하는 하나 이상의 다른 레이더 센서들에 의해 방사되고 RX 안테나(들)에 산재되는 신호들을 포함한다. 특정 레이더 센서를 고려할 때, 동일한 환경에서 동작되는 다른 레이더 센서는 잠재적인 간섭자이고, 하나 이상의 간섭자들에 의해 방사되는 레이더 신호들은 간섭 신호들이라고 지칭된다. 레이더 센서의 RF 프론트엔드에 의해 수신되는 간섭 신호들은 실제 타깃들에 의해 야기된 레이더 에코들에 중첩되고, 전체 잡음 플로어를, 레이더 타깃들의 검출이 불가능해지거나 또는 적어도 에러가 발생하기 쉬워질 만큼 높은 값들로 일시적으로 증가시킬 수 있다.

도 7은 간섭자가 어떻게 수신된 레이더 에코들을 방해할 수 있는지를 도시한 하나의 단순한 예를 예시한다. 이에 따라, 도 7은 3개의 차선들과 4개의 차량들 V1, V2, V3, 및 V4를 갖는 도로를 예시한다. 적어도 차량들 V1 및 V4에는 레이더 센서가 구비된다. 차량 V1의 레이더 센서는 RF 레이더 신호 s_RF(t)를 방사하고, 수신된 신호 y_RF(t)는 전방에서 운전하는 차량들 V2 및 V3으로부터뿐만 아니라 접근하는 트래픽의 차량 V4로부터 후방 산란되는 레이더 에코들을 포함한다. 추가로, 차량 V1의 레이더 센서에 의해 수신된 신호 y_RF(t)는, (차량 V1의 레이더 센서에 대한 간섭자인) 접근하는 차량 V4의 레이더 센서에 의해 방사되는 레이더 신호(간섭 신호)를 포함한다.

차량 V1의 레이더 센서에 의해 수신된 신호 y_RF(t)는 다음과 같이 기재될 수 있다

여기서 (2)

그리고 (3)

(4)

상기의 식 (2) 내지 식 (4)에서, 신호들

및

는 실제 레이더 타깃들로 인한 그리고 각각 간섭으로 인한 수신된 신호

의 신호 컴포넌트들이다. 실제로, 하나 초과의 레이더 에코 및 하나 초과의 간섭자가 존재할 수 있다. 식 (3)은 U개의 상이한 레이더 타깃들에 의해 야기되는 레이더 에코들의 합계를 표현하고, 여기서

는 레이더 신호의 감쇠이고

는 i번째 레이더 타깃에 의해 야기되는 라운드 트립 딜레이이다. 유사하게, 식 (4)는 V개의 간섭자들에 의해 야기되는 간섭 신호들의 합계를 표현하고, 여기서

는 방사된 간섭 신호

의 감쇠를 표시하고 및

는 (각각의 간섭자 i=0, 1, ... V-1에 대해) 연관된 딜레이를 표시한다. 차량 V1의 레이더 센서에 의해 방사되는 레이더 신호

및 예를 들어, 차량 V4의 레이더 센서에 의해 방사되는 간섭 레이더 신호

(간섭 신호, 인덱스 i=0)는 일반적으로, 상이한 처프 파라미터들(시작/정지 주파수들, 처프 지속기간들, 반복 레이트들 등)을 갖는 상이한 처프 시퀀스들을 포함할 것이라는 것에 유의한다. 간섭으로 인한 신호 컴포넌트

의 진폭은 통상적으로 레이더 에코들로 인한 신호 컴포넌트

의 진폭보다 상당히 더 높다는 것에 유의한다.

도 8 및 도 9는 간섭자가 어떻게 레이더 센서에 의해 수신된 신호 y_RF(t)에 포함된 레이더 에코들을 방해할 수 있는지를 예로서 예시한다. 도 8은 레이더 센서에 의해 방사되는 하나의 처프(처프 지속기간 60㎲)의 시간에 따른 주파수를 예시한다. 방사 신호 s_RF(t)의 시작 주파수는 대략 76250 MHz이고 정지 주파수는 대략 76600 MHz이다. 다른 레이더 센서로부터 생성된 간섭 신호 y_RF,I(t)는 대략 76100 MHz에서 시작하여 76580 MHz에서 정지하는 업-처프(첩의 지속기간 30㎲), 및 선행하는 업-처프의 정지 주파수(76580 MHz)에서 시작하여 10㎲의 처프 지속기간을 갖는 다음 업-처프의 시작 주파수(76100 MHz)에서 정지하는 후속 다운-처프를 포함한다. 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20)에 의해(특히 도 4에 도시된 필터(21)에 의해) 실질적으로 결정되는 레이더 센서의 기저 대역 신호의 대역폭 B는 도 8에서 파선들로 나타낸다. 도 9는 레이더 센서에서 기저 대역으로 다운-컨버팅된 간섭 신호 y_RF,I(t)로부터 발생하는 (미리 프로세싱된) 기저 대역 신호 y(t)의 예시적인 파형을 예시한다. 간섭 신호의 주파수가 레이더 센서의 대역폭 B 내에 있는 이들 시간 간격들에서 간섭으로 인한 신호 컴포넌트들이 상당한 크기를 갖는다는 것을 알 수 있다(도 8 참조). 본 예에서, 간섭은 60㎲ 처프 지속기간 동안 3회, 즉, 대략 7㎲, 28㎲ 및 42㎲에서 발생한다. 언급된 바와 같이, 간섭 신호들의 전력은 통상적으로 실제 타깃들로부터의 레이더 에코들의 전력보다 더 높다. 추가로, 특정 레이더 센서의 송신 신호 및 간섭 신호들은 통상적으로 상관되지 않으며, 따라서 간섭은 잡음으로서 간주되고 전체 잡음 플로어를 증가시킨다.

도 10은 간섭 신호 y_RF,I(t)가 어떻게 기저 대역으로 다운-컨버팅되고 실제 레이더 타깃들로부터의 레이더 에코들 y_RF,T(t)에 중첩되는지(식 (2) 내지 식 (4) 참조)를 블록 다이어그램들로 예시한다. 도 10은 도 4를 참조하여 이전에 설명된 바와 같이 레이더 센서의 RF 프론트엔드(10)를 예시한다. 로컬 오실레이터(101)는 증폭(증폭기(102))되고 TX 안테나(5)를 통해 송신 신호 s_RF(t)로서 방사되는 처프들의 시퀀스들을 포함하는 오실레이터 신호 s_LO(t)를 생성하도록 구성된다. 타깃 T에서 후방 산란되고 RX 안테나(6)에 의해 수신되는 신호는 y_RF,T(t)로서 표시된다(식 (3) 참조, 타깃들의 수 U는 1이다). 부가적으로, 도 10은, 오실레이터 신호 s_LO'(t)를 생성하기 위한 LO 오실레이터(101')를 포함하는, 추가의 레이더 센서의 RF 프론트엔드(10')를 예시한다. 오실레이터 신호 s_LO'(t)는, 증폭(증폭기(102'))되고 간섭 신호 s_RF'(t)로서 TX 안테나(6')에 의해 방사되는 (신호 s_LO(t)와는 상이한) 처프들의 시퀀스를 또한 포함한다. 제1 레이더 센서의 안테나(6)에 도달하는 간섭 신호는 y_RF,I(t)로서 표시된다(식 (4) 참조, 간섭자들의 수 V는 1이다).

레이더 에코 y_RF,T(t) 및 간섭 신호 y_RF,I(t) 양측 모두는 안테나(6)에 의해 수신되고 믹서(104)의 RF 입력에서 중첩된다. 도 10으로부터, 수신 신호 y_RF(t)의 간섭 신호 컴포넌트 y_RF,I(t)는 수신된 신호 y_RF(t)에 포함된 레이더 에코들 y_RF,T(t)와 동일한 방식으로 기저 대역으로 다운-컨버팅된다는 것을 알 수 있다. 이에 따라, 송신 신호의 순시 주파수 f_LO와 수신된 간섭 신호 y_RF,I(t)의 순시 주파수 사이의 주파수 차이가 기저 대역 신호 프로세싱 체인(20)의 대역폭 B 내에 있을 때, 간섭은 또한 디지털 신호 y[n]에 존재할 것이다. 나머지 옵션들은 영향받은 처프들의 샘플들을 폐기하는 것 또는 디지털 신호 프로세싱 기법들을 채용하는 것에 의해 나머지 간섭을 (적어도 부분적으로) 억제하는 것 중 어느 하나이다.

디지털 도메인에서 간섭을 소거하는 것을 목표로 하는 2개의 접근법들은 시간 도메인 임계화(time domain thresholding)(TDT) 및 주파수 도메인 임계화(frequency domain thresholding)(FDT)이다. 양측 모두의 방법들은 실제 타깃들로부터의 레이더 에코들을 간섭과 구별하는 데 사용되는 임계치를 적응적으로 계산한다. 그러나, 실세계 시나리오들에서는 레이더 에코들과 간섭 사이의 신뢰성있는 구별을 가능하게 하는 임계치를 발견하는 것이 어려울 수 있다. 게다가, FDT를 사용할 때, 임계치가 초과되는 경우, 영향받은 처프 (또는 영항받은 샘플)가 추가의 프로세싱 동안 폐기 및 무시될 것이다. TDT를 사용하는 접근법들은 처프의 영향받은 부분만을 폐기한다. 후술되는 신호 프로세싱 접근법의 예들은 레이더 에코들을 간섭과 구별하기 위한 임계치의 필요성 없이 (적어도 부분적인) 간섭 억제를 가능하게 한다.

도 11은, 특히 디지털 (기저 대역) 레이더 신호 y[n](도 4 및 도 10 참조)을 샘플링하는 것에 의해 획득된 레인지-맵 R[n, m]에 기초하여, 디지털 도메인에서 간섭을 억제 또는 감소시키기 위한 하나의 예시적인 방법을 예시하는 흐름도이다. 제1 단계 S1에서, 레인지 맵 R[n]은 특정 수의 처프들의 시퀀스를 표현하는 디지털 레이더 신호 y[n]로부터 계산된다. 일반성의 손실 없이, 처프들의 수는 M으로서 표시되고, 샘플링 레이트는 각각의 처프가 N개의 샘플들에 의해 표현되도록 선택된다. 이에 따라, 디지털 레이더 신호 y[n]의 N×M개의 샘플들이 프로세싱된다. 도 6, 다이어그램들 (b) 및 (c)에 도시된 바와 같이, 이들 샘플들은 본 명세서에서 Y[n, m]으로서 표시되는 N×M개의 매트릭스에 배열될 수 있다. 레인지 맵 R[n, m]은 M개의 컬럼들 각각에 FFT를 적용하는 것에 의해 획득될 수 있다. 레인지 맵 R[n, m]의 라인 인덱스 n은 이산 주파수 값들(주파수 빈들)을 표현하고, 컬럼 인덱스 m은 처프 넘버(또는 저속 시간 축 상의 시간 값들)를 표현한다.

도 6을 참조하여 상기에 설명된 바와 같이, 레인지 맵 R[n, m]의 M개의 컬럼들은, 송신된 RF 신호 s_RF(t)에 포함된 처프들에 의해 야기되는 레이더 에코들을 표현하는 디지털 레이더 신호 y[n]의 M개의 세그먼트들의 스펙트럼들을 포함한다. 즉, 레인지 맵 R[n, m]의 매트릭스 요소들은 복소수 값의 스펙트럼 값들

이고, 여기서 각각의 스펙트럼 값

은 특정 주파수 빈 및 특정 처프 넘버(또는 저속 시간 축 상의 시간 값)와 연관된다. 복소수 값들

은 다음과 같이 나타낼 수 있고

그리고

에 대해

, (5)

여기서,

은 크기를 표현하고,

은 스펙트럼 값

의 개개의 위상을 표현하고,

는 허수 단위를 표시한다. 언급된 바와 같이, n은 주파수 빈을 표시하고, m은 처프 넘버(저속 시간 축 상의 시간 값 m·T_CHIRP와 등가임)를 표시한다. 더 일반적인 접근법에 따르면, 각각의 복소수 값의 스펙트럼 값

은, 크기, 위상, 실수부 또는 허수부, 또는 복소수 값을 표현하는 데 적합한 임의의 다른 파라미터(예를 들어, 지수 함수

)일 수 있는 적어도 제1 파라미터에 의해 표현된다.

다시 도 11의 흐름도를 참조하면, 레인지 맵의 적어도 하나의 주파수 빈에 대해, 일부 주파수 빈에 대해 또는 모든 주파수 빈들 n에 대해 제1 파라미터들(예를 들어, 크기들

)의 시퀀스에 평활화 연산이 적용된다(도 11, 단계 S2, n = 0, …, N-1). 다시 말해, 평활화 연산은 레인지 맵 R[n, m]의 적어도 하나의 라인에(또는, 라인별로, 각각의 라인에 대해) 적용되고, 여기서 평활화 연산은 비선형 연산일 수 있고, (제1 파라미터들이 크기들이고 제2 파라미터들이 위상들인 경우에는) 단지 크기 값들

에 영향을 미치지만 위상 값들

이 미변경된 채로 유지된다. 구체적으로, 비선형 평활화 연산은 무임계(임계치가 없는) 연산일수 있는데, 즉, 입력 데이터로서 평활화될 값들만을 사용하고 평활화에 대한 임계치를 사용하지 않는 연산일 수 있다. 이러한 접근법은 본원에 기술된 실시예들과 통상의 임계화 기법들을 구별짓는다. 종래의 임계화 기법 대신에 평활화 연산을 사용하면 또한 잡음을 감소시킬 수 있다. 또한, (임계치 없는) 평활화 연산을 사용하면 기본적으로 적절한 임계치를 어떻게 설정해야 하는지에 대한 문제점이 제거된다.

단계 S3에서, 평탄화된 레인지 맵으로부터 종래의 방식으로 레인지 도플러/맵 X[n, m]이 계산될 수 있고(도 6 참조), 임의의 알려진 알고리즘을 사용하여 레인지 도플러/맵 X[n, m]에 기초하여 타깃 검출(거리, 속도)이 행해질 수 있다(단계 S4). 언급된 바와 같이, 각각의 주파수 빈 n은 특정 레인지/거리 값에 대응한다. 다음의 예들에서, 제1 파라미터들은 레인지 맵에서의 스펙트럼 값들의 크기들이고 위상은 제2 파라미터들로서 간주될 수 있다. 그러나, 본 개시내용은 크기들의 평활화에 제한되지 않는다는 것에 유의한다.

다음에는, 평활화 연산이 더 상세히 논의된다. 도 12는 라인들이 평활화 연산을 위한 입력 데이터를 포함하는 레인지 맵 R[n, m]을 예시한다. 예시를 단순하게 유지하기 위해 도 12에는 크기들

만이 도시된다는 것에 유의한다. 평활화 연산을 더 상세히 논의하기 전에, 시뮬레이션에 의해 획득된 레인지 맵 R[n, m]에서의 크기 값들

이 특정 예에 대해 분석된다. 도 13에 도시된 파형들은 3개의 상이한 주파수 빈들 n₁, n₂, 및 n₃ 각각(즉, R[n, m]의 3개의 상이한 라인들)에 대한 크기 값들

,

, 및

을 표현한다. 본 예에서, 처프들의 수 M은 256이다(m = 0, ..., 255).

도 13에서, 파선은 주파수 빈 n₃과 연관된 시퀀스 R[n₃, m] =

를 표현한다. 이 주파수 빈 n₃에서의 크기들(신호 전력에 대응함)은 기본적으로 잡음만을 포함하고 레이더 에코 및 간섭을 포함하지 않는다. 따라서, 시퀀스 R[n₃, m]은 기본적으로 잡음 플로어를 표현한다(즉, 잡음 전용 신호의 하나의 실현이다). 실선은 주파수 빈 n₁과 연관된 시퀀스 R[n₁, m] =

를 표현하고; 이 주파수 빈 n₁에서의 크기들은 기본적으로 실제 레이더 타깃으로부터의 레이더 에코 및 잡음을 포함한다. 타깃의 거리 d_T는 식 (1)에 따라 결정될 수 있고, 여기서 비트 주파수 Δf는 주파수 빈 n₁에 의해 주어진다. 도 13에서 알 수 있는 바와 같이, 레이더 타깃에 의해 야기되는 신호 크기(전력)는 잡음 플로어보다 상당히 높고 모든 255개의 처프들에 대해 대략 동일하다. 즉, 시퀀스 R[n₁, m]은 기본적으로 잡음 및 간섭으로 인한 작은 변동만을 갖는 평평한 수평 라인이다. 파선은 주파수 빈 n₂와 연관된 시퀀스 R[n₂, m] =

를 표현하고; 이 주파수 빈 n₂에서의 크기들은 기본적으로 잡음 및 간섭들을 포함하지만 레이더 에코를 포함하지 않는다. 도 13에서 알 수 있는 바와 같이, 간섭에 의해 야기되는 신호 크기(전력)는 잡음 플로어보다 상당히 클 수 있지만, 통상적으로 255개의 처프들에 걸쳐 크게 변화할 것이다. 일부 처프들(예를 들어, m

0 내지 9, 또는 m

120, m

150 내지 160 등)의 경우, 신호 전력은 잡음 플로어에 가까울 수 있는 반면, 다른 처프들의 경우, 신호 전력은 레이더 에코의 신호 전력 또는 그보다 더욱 더 높은 것과 유사할 수 있다.

상기를 요약하면, 도 13의 다이어그램에서의 3개의 곡선들은 특정 이산 주파수 값들(주파수 빈들)에서 레인지 맵의 컬럼들을 통해 "섹션"을 시각화하고; 이들 섹션들은 저속 시간 축에 대한 개개의 주파수 빈(처프 넘버)에서의 신호 크기/전력을 나타낸다. 레이더 에코 그 자체는 저속 시간 축을 따라 상당히 변화하지 않는 (로컬) 피크로서 나타날 것이다. 즉, 관련 주파수 빈에서의 모든 처프들에는 실질적으로 동일한 피크 전력이 나타날 것이다. 상이하게는, 간섭 신호는 또한 그 자체를 피크로서 나타낼 것이지만; 이 피크는 저속 시간 축을 따라 크게 변화한다. 즉, 간섭으로 인한 신호 전력은 통상적으로 관련 주파수 빈에서의 모든 처프들에 균일하게 나타나지 않을 것이다.

도 14는 상기에 언급된 평활화 연산을 레인지 맵 R[n, m]의 라인들에 적용하는 것에 의해 간섭이 어떻게 억제되거나 또는 적어도 감소될 수 있는지의 2개의 예들을 예시한다. 도 14의 다이어그램 (a)에 따르면, 평활화 연산은 - 각각의 주파수 빈에 대해 - 저속 시간 축을 따라 스펙트럼 값들의 크기들에 적용된다. 다시 말해, 각각의 주파수 빈에 대해, M개의 연속 처프들과 연관된 스펙트럼 값들의 크기들이 평활화되어 간섭으로 인한 강한 변동들을 감소시킨다(도 13, 파선의 곡선 참조). 평활화 연산은 비선형 연산일 수 있는데, 이 비선형 연산은 (간섭으로 인한) 저속 시간 축을 따르는 강한 변동들을 감소시키도록 구성되지만, 실제 타깃들로부터의 레이더 에코들에 실질적으로 영향을 미치지 않는데, 이는 이들이 저속 시간 축을 따라 실질적으로 일정한 로컬 신호 최대치를 통상적으로 야기시키기 때문이다(도 13, 실선의 곡선 참조).

이에 따라, 평활화 연산은 다음의 함수로서 기재될 수 있고

(6)

이는 특정 주파수 빈 n에서의 크기 값들

을 평활화된 크기 값들

에 매핑시킨다. 하나의 단순한 예에서, 평활화 연산은 최소 연산 min(·)일 수 있다. 이 경우에, 평활화 연산은 다음과 같이 기재될 수 있고:

(7)

여기서,

이다. 다시 말해, 각각의 주파수 빈 n = 0, 1, ..., N-1에서, 크기들

은 최소치

으로 대체된다. 이 예는 도 14의 다이어그램 (b)에 예시된다.

상술한 바와 같이, 본원에 기술된 실시예들과 관련하여 사용되는 평활화 연산은 (크기 값들이 비교될 수 있는) 임계치를 사용하지 않으며, 따라서, 임계치를 어떻게 적절히 설정해야 하는지에 대한 문제를 피할 수 있다. 특정 크기 값

이 평활화 연산에 의해 변경되면, 대응하는 변경되는 (즉, 평활화된) 크기 값

은 동일한 주파수 빈 n에서의 하나 이상의 크기 값들에 따라 변하고, 고정되거나 미리 설정된 값(즉, 임계치 조건이 충족되면 값을 0으로 설정하는 것)으로 변경되지 않는다. 식(7)의 예에서, 현재 주파수 빈에서의 최소 값이 사용된다. 또한, 동일한 주파수 빈 n에서의 하나 이상의 크기 값들에 기초하여 특정 크기 값

을 변경함으로써, 특정 크기 값

이 가변적이 되고 0과 같은 미리 정의된 상수값으로 설정되지 않을 수 있다. 따라서, 상술한 평활화 연산은 잡음을 감소시키고 간섭을 완화시킬 수 있다.

시뮬레이션된 데이터(시뮬레이션된 레이더 에코 및 간섭을 포함하는 시뮬레이션된 레인지 맵)에 적용될 때 최소 연산이 양호한 결과들을 산출하지만, 다른 평활화 연산들은 실제 레이더 타깃들 및 간섭자들로부터의 측정된 데이터에 적용될 때 보다 양호한 결과들을 산출할 수 있다는 것이 이해된다. 다른 적합한 평활화 연산들은, 그 중에서도, 평균화, 이동 평균 필터, 메디안 필터(median filter), 슬라이딩 윈도우에서의 최소 연산(이동 최소) 등일 수 있다. 추가의 적합한 평활화 연산들을 획득하기 위해 2개 이상의 평활화 연산들이 조합될 수 있다. 메디안 필터의 경우에, 식 (6)에서의 값들

은 다음과 같이 계산될 수 있고,

(8)

여기서

은 메디안 필터의 윈도우 사이즈이고, 여기서 0보다 더 작고 M-1보다 더 큰 인덱스들은 각각 0 및 M-1로 대체된다. 7의 예시적인 윈도우 사이즈(

)인 경우, 식 (8)은 다음의 식을 산출한다

(9)

식 (8) 및 (9)에서 알 수 있는 바와 같이, 일반적으로 비선형 평활화 필터는 고려되는 주파수 빈에서의 모든 크기 값들을 변경시킨다. 최소 필터의 경우라도, 실제적으로 (최소치인 주파수 빈의 단일 값을 제외하고) 모든 크기 값들이 변경된다.

언급된 바와 같이, 평활화 연산은 위상 값들

에 영향을 미치지 않는다. 이에 따라, 평활화된 레인지 맵 R'[n, m]은 평활화된 크기 값들

과 원래의 위상 값들

으로 구성된다. 즉

그리고

에 대해

(10)

평활화된 레인지 맵 R'[n, m]은, 임의의 종래의 방식으로, 예를 들어, 그 중에서도, 타깃 속도들의 검출을 가능하게 하는 레인지-도플러 맵 X[n, m]을 획득하기 위해 레인지 맵 R'[n, m]의 라인들에 FFT들의 제2 스테이지를 적용하는 것에 의해, 추가로 프로세싱될 수 있다. 타깃 검출 및 분류는 종래의 알고리즘들을 사용하여 레인지-도플러 맵 X[n, m]에 기초하여 행해질 수 있다. 각각의 FFT 스테이지 전에, 윈도우 연산이 적용될 수 있다. 그러한 윈도우 연산은 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 잘 알려져 있기 때문에, 이와 관련한 추가적인 상세한 설명은 논의되지 않는다.

본 명세서에서 설명되는 예들에 따르면, 레인지 맵 R[n, m]에서의 크기들

만이 평활화되는 반면, 위상 항들

은 미변경된 채로 유지된다. 이것은 레인지/도플러 프로세싱을 진행하여 검출된 타깃들의 속도들을 결정하는 것을 가능하게 한다. 레인지 맵 R[n, m]에서 크기들

을 평활화하는 것의 개념은 위상 항들

의 부가적인 조작/정정을 배제하지 않는다는 것에 유의한다.

그러나, 간섭은 크기들

뿐만 아니라, 위상 값들에도 영향을 미친다. 비교적 낮은 간섭 신호 전력의 경우(예를 들어, 간섭 전력이 레이더 에코들의 전력을 상당히 초과하지 않을 때), 간섭으로 인한 위상 항

의 저하는 타깃 속도들에 있어서의 무시해도 될 정도의 측정 에러를 초래할 수 있다. 그러나, 보다 높은 간섭 신호 전력의 경우(예를 들어, 간섭 전력 t가 레이더 에코들의 전력을 상당히 초과할 때), 간섭으로 인한 위상 항

의 저하는 속도 측정의 상당한 손상을 초래할 수 있다. 이 상황은 도 15에 예시된다. 도 15의 다이어그램들 (a) 및 (b)는 본 명세서에서 설명되는 예들에 따른 간섭 억제의 영향뿐만 아니라 복소수 값의 레이더 에코 및 간섭 신호들의 중첩을 예시한다. 다이어그램 (a)에 도시된 경우에, 간섭은 단지 타깃으로부터의 레이더 에코 신호의 위상을 약간 저하시키는데, 이는 왜곡되지 않은 레이더 에코 신호와 간섭 억제 후의 레이더 에코 신호 사이의 작은 위상 에러를 초래한다. 다이어그램 (b)에 도시된 경우에, 간섭은 타깃으로부터의 레이더 에코 신호의 위상을 상당히 저하시키고, 따라서 큰 위상 에러를 초래한다. 상기의 관점에서, 본 명세서에서 설명되는 바와 같은 간섭 억제 접근법은 레이더 에코들의 신호 전력이 비교적 높은 단거리 레인지 레이더 적용예들(비교적 짧은 측정 레인지, 예를 들어, 최대 10 m의 레이더 센서들)에 특히 적합하다. 종래의 임계화 접근법들은 장거리 레인지 레이더 적용예들(비교적 높은 측정 레인지, 예를 들어, 10 내지 200 m를 갖는 레이더 센서들)에서 대안적으로 또는 부가적으로 사용될 수 있다. 특히 TDT 또는 FDT와 같은 알려진 임계화 기법들과의 본 명세서에서 설명되는 간섭 억제 접근법의 조합은 단거리 레인지 및 장거리 레인지 레이더 적용예들 양측 모두에 유용할 것으로 보인다.

상기에 언급된 바와 같이, 평활화 연산은 저속 시간 축을 따라 레인지 맵에 라인별로(또는 전치 표현이 사용되는 경우 컬럼별로) 적용되는데, 즉, 평활화 연산은 각각의 처프에 대해 특정 주파수 빈에서의 스펙트럼 값들의 크기들에 적용된다. 이에 따라, 특정 주파수 빈에서의 스펙트럼 값들의 크기들은 시간-이산 신호로서 간주될 수 있고 언급된 평활화 연산들 중 적어도 일부는 시간-이산 필터들(예를 들어, 메디안 필터)과 같은 수학 연산들로서 간주될 수 있다. 저속 시간 축을 따르는 시간-이산 필터링의 개념은 일반화될 수 있고, 이에 따라 필터링과 같은 수학 연산은 신호를 평활화하기 위해 사용되고(또는 사용될 뿐만 아니라) 레인지 맵(또는 그것의 적어도 일부)을 분석하여, 예를 들어, 간섭의 존재를 검출한다. 특히, 예를 들어, (1차원) 분산 필터와 같은, 슬라이딩 윈도우들을 사용하는 필터들이 사용될 수 있다. 식 (6)과 유사하게, 그러한 슬라이딩 윈도우 연산(SWO)은 다음과 같이 기입될 수 있고

(11)

여기서, 분산 필터의 경우에, 필터링된 값들

은 다음과 같이 계산될 수 있다

(12)

식 (12)에서, 슬라이딩 윈도우의 길이는 다시

이고

은 현재 윈도우 위치에 대한 (이동) 평균이다. 저속 시간 축 상의 이산 시간 값(처프 넘버)에 대해, 분산이 주어진 임계치를 초과하는 경우에, 간섭의 존재가 개개의 처프에서 검출된다. 임계치 비교는 슬라이딩 윈도우 연산에 포함될 수 있고; 이 경우에, 슬라이딩 윈도우 연산은 계산된 분산이 임계치를 초과하는지 아닌지의 여부에 따라 0 또는 1 중 어느 하나를 출력할 수 있다. 이 예에서, 연산 D[n, m] = SWO(R[n, m])은, 간섭이 특정 주파수 빈(레인지) 및 특정 처프에 대해 존재하는지 여부를 나타내는 불 값(Boolean value)들(예를 들어, 0 및 1)만을 포함하는 검출 매트릭스를 발생시킬 수 있다.

이 간섭 검출은 평활화 연산 전에 행해질 수 있고, 간섭이 검출된 이들 처프들은, 이들 처프들에 기초한 측정들이 신뢰불가능할 수 있다는 것을 시그널링하기 위해 상위(보다 높은 레벨) 제어기에 디지털로 통신될 수 있다. 간섭 검출은 후속 평활화 없이 행해질 수 있다는 것이 이해된다. 식 (11)에 따른 슬라이딩 윈도우 연산(SWO)이 실수 값의 연산이지만, 복소수 입력 값들에 대해 정의되는 다른 슬라이딩 윈도우 연산들이 적용가능할 수 있다. 그 경우에, 슬라이딩 윈도우 연산은 레인지 맵 R[n, m]에서 크기들뿐만 아니라 오히려 복소수 값의 스펙트럼 값들에 적용될 수 있다.

분산 필터는 소위 슬라이딩 윈도우 통계들의 단지 일 예이다. 슬라이딩 윈도우 통계들의 다른 예들은 상기에 언급된 이동 최소 연산, 이동 평균 제곱근 연산, 표준 편차 필터 등이다. 일부 슬라이딩 윈도우 연산들(예를 들어, 메디안 필터, 이동 최소 연산 등)은, 상기에 설명된 바와 같이 평활화를 위해 사용될 수 있고, 다른 것은 간섭의 존재의 검출을 위해 사용될 수 있다는 것이 이해된다. 레인지 맵 R[n, m]에의 슬라이딩 윈도우 연산의 적용의 일반적인 예가 도 16에 예시되고, 여기서 슬라이딩 윈도우는 파선으로 예시되고, 슬라이딩 윈도우의 이동 방향은 화살표로 나타낸다. 동일한 슬라이딩 윈도우 연산이 동일한 방식으로, 예를 들어, 식 (11) 및 식 (12)에 따라, 각각의 주파수 빈에 대해 적용될 수 있는 것으로 이해된다.

도 17은 상기에 설명된 간섭 검출을 예시하는 흐름도이다. 도 11의 이전 예에서와 같이, 제1 단계 S1에서, 특정 수의 처프들의 시퀀스를 표현하는 디지털 레이더 신호 y[n]로부터 (예를 들어, FFT 알고리즘을 사용하여) 레인지 맵 R[n]이 계산된다. 이 단계에서 디지털 레이더 신호 y[n]의 N×M개의 샘플들이 프로세싱된다. 도 16의 예에 도시된 바와 같이, 레인지 맵 R[n, m]의 라인 인덱스 n은 레인지 값들에 대응하는 이산 주파수 값들(주파수 빈들)을 표현하고, 컬럼 인덱스 m은 처프 넘버(즉, 저속 시간 축 상의 이산 시간 값들)를 표현한다. 예를 들어, 슬라이딩 윈도우 연산과 같은 연산은 저속 시간 축을 따라 각각의 주파수 빈에 대한 레인지 맵 R[n, m]에 적용될 수 있다(단계 S2'). 슬라이딩 윈도우 연산의 출력은, 예를 들어, 슬라이딩 윈도우 통계들일 수 있고, 그에 기초하여 간섭의 존재가 검출될 수 있다. 일 예에서, 슬라이딩 윈도우 연산은, 특정 윈도우 위치에 대한 통계적 파라미터의 계산, 통계적 파라미터를 임계치와 비교하는 것, 및 (간섭으로 인해) 통계적 파라미터가 임계치를 초과하는지 여부를 나타내는 값을 출력하는 것을 포함할 수 있다. 이 점에서, (예컨대, 슬라이딩 윈도우) 연산이 상술된 평활화와 같이 임계치가 없다는 점을 알아야 한다. 간섭의 존재를 검출하기 위해 연산의 결과들만이 비교될 수 있다. 이에 따라, 슬라이딩 윈도우 연산의 출력은 특정 주파수 빈(레인지) 및 특정 처프(또는 처프들의 그룹)에 대해 간섭이 검출되었는지 여부를 나타내는 불 값들(예를 들어, 0 및 1)의 시퀀스일 수 있다. 임의로(파선들로 그려짐), 상기에 설명된 바와 같이 레인지 맵을 평활화하기 위해 평활화 연산이 적용될 수 있고(단계 S2), 여기서 슬라이딩 윈도우 연산이 평활화되지 않은 레인지 맵에 적용된다. 최종적으로, 레인지 맵 또는 평활화된 레인지 맵으로부터 레인지/도플러 맵 X[n, m]이 계산될 수 있고(단계 S3), 레인지/도플러 맵에 기초하여 타깃 검출(예를 들어, 거리, 속력, 각도의 검출)이 수행될 수 있다(단계 S4). 간섭 검출(단계 S2')의 결과들은 타깃 검출을 위해 사용되어, 예를 들어, 타깃 검출의 신뢰도 및 관련 위치(거리 및 각도) 및 속력 측정들을 평가할 수 있다.

최종적으로, 본 명세서에서 사용된 레인지 맵 R[n, m]의 수학적 표현은 예로서 간주되어야 하고 다른 구현들에서 상이하게 선택될 수 있다는 것에 유의한다. 예를 들어, 레인지/도플러 맵 X[n, m]뿐만 아니라 레인지 맵 R[n, m]의 매트릭스 표현은 전치될 수 있다. 게다가, 2차원 표현은 본 명세서에서 설명되는 예들을 구현하는 데 사용되는 시스템(프로세서, 소프트웨어 개발 툴들 등)에 의존하는 1차원 표현으로 컨버팅될 수 있다. 상술된 FFT 연산들 및 평활화 연산들을 수행하는 프로세서는 MMIC에 집적될 수 있거나, 또는 HF 프론트엔드(들)를 포함하는 MMIC(들)와 동일한 레이더 모듈에 또는 동일한 회로 보드 상에 배열될 수 있는 개별 칩에 배열될 수 있다.

본 발명은 하나 이상의 구현들과 관련하여 예시 및 설명되었지만, 첨부된 청구범위의 사상 및 범주로부터 벗어남이 없이 예시된 예들에 대한 변경들 및/또는 수정들이 이루어질 수 있다. 특히, 상술된 컴포넌트들 또는 구조체들(유닛들, 조립체들, 디바이스들, 회로들, 시스템들 등)에 의해 수행되는 다양한 기능들과 관련하여, 그러한 컴포넌트들을 설명하기 위해 사용되는 용어들("수단"에 대한 언급을 포함함)은, 본 발명의 본 명세서에 예시된 예시적인 구현들에서의 기능을 수행하는, 개시된 구조체와 구조적으로 동등하지는 않더라도, (예를 들어, 기능적으로 동등한) 설명된 컴포넌트의 특정된 기능을 수행하는 임의의 컴포넌트 또는 구조체에 - 달리 나타내지 않는 한 - 대응하는 것으로 의도된다.

Claims

방법으로서,
레이더 수신기로부터 수신되는 디지털 레이더 신호에 기초하여 레인지 맵(Range Map)을 계산하는 단계 - 상기 레인지 맵은 복수의 이산 시간 값들 및 복수의 이산 주파수 값들에 대한 스펙트럼 값들을 포함하고, 각각의 스펙트럼 값은 적어도 제1 파라미터에 의해 표현됨 -; 및
적어도 하나의 이산 주파수 값에 대해, 적어도 상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들을 평활화하는 단계
를 포함하는, 방법.
제1항에 있어서,
상기 제1 파라미터는 개개의 스펙트럼 값의 크기이고;
상기 레인지 맵에서의 크기들은 시간-이산 시퀀스들을 표현하고, 각각의 시간-이산 시퀀스는 개개의 이산 주파수와 연관되고;
상기 레인지 맵에서의 크기들을 평활화하는 것은, 적어도 하나의 이산 주파수에 대해, 개개의 시간-이산 시퀀스에 평활화 연산을 적용하는 것을 포함하는, 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들을 평활화하는 단계는, 상기 레인지 맵에서의 크기들을 평활화하는 단계 및 상기 스펙트럼 값들의 위상들을 미변경된 채로 유지하는 단계를 포함하는, 방법.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들을 평활화하는 단계는, 비선형의 임계치 없는 평활화 연산을 적용하는 단계를 포함하는, 방법.
제4항에 있어서,
상기 비선형 평활화 연산은, 각각의 이산 주파수에 대해, 상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들의 비선형 필터링을 포함하는, 방법.
제4항에 있어서,
상기 비선형 평활화 연산은 다음의 것: 최소 연산, 평균화, 슬라이딩 윈도우 연산(sliding window operation), 이동 평균 필터, 메디안 필터(median filter), 이동 최소 연산 중 적어도 하나를 포함하는, 방법.
제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
처프들의 시퀀스를 포함하는 RF 오실레이터 신호를 생성하고 송신 안테나를 통해 상기 RF 오실레이터 신호를 송신하는 단계;
수신 안테나를 통해 RF 레이더 신호를 수신하는 단계;
상기 RF 레이더 신호에 기초하여 상기 디지털 레이더 신호를 제공하는 단계
를 더 포함하는, 방법.
제7항에 있어서,
상기 디지털 레이더 신호는 N개의 샘플들의 적어도 M개의 연속 세그먼트들을 포함하고, 상기 M개의 세그먼트들 각각은 상기 처프들의 시퀀스에서 대응하는 처프를 가지며, 상기 M개의 세그먼트들 각각은 상기 복수의 이산 시간 값들 중 하나와 연관되고;
상기 레인지 맵을 계산하는 단계는, 상기 M개의 연속 세그먼트들의 각각의 세그먼트에 이산 푸리에 변환을 적용하여 상기 M개의 세그먼트들 각각에 대한 N개의 스펙트럼 값들을 발생시키는 단계를 포함하는, 방법.
제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들을 평활화하는 단계 후에 상기 레인지 맵에 기초하여 레인지/도플러 맵을 계산하는 단계; 및
상기 레인지/도플러 맵에 포함된 데이터에 기초하여 레이더 타깃들을 검출하는 단계
를 더 포함하는, 방법.
제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제1 파라미터들을 평활화하는 단계는, 상기 적어도 하나의 이산 주파수 값에 대해, 복수의 제1 파라미터들을 변경하는 단계를 포함하고,
상기 제1 파라미터들 중 하나의 특정 파라미터가 변경되면, 상기 변경되는 파라미터는 상기 적어도 하나의 이산 주파수 값과 연관된 하나 이상의 제1 파라미터에 의존하여 변경되는, 방법.
방법으로서,
레이더 수신기로부터 수신되는 디지털 레이더 신호에 기초하여 레인지 맵을 계산하는 단계 - 상기 레인지 맵은 복수의 이산 시간 값들 및 복수의 이산 주파수 값들에 대한 스펙트럼 값들을 포함하고, 각각의 스펙트럼 값은 적어도 제1 파라미터에 의해 표현됨 -; 및
적어도 하나의 이산 주파수 값에 대해 적어도 상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들에 연산을 적용하는 단계;
상기 레인지 맵에 기초하여 레인지/도플러 맵을 계산하는 단계; 및
상기 레인지/도플러 맵에 기초하여 그리고 상기 연산의 결과(들)를 사용하여 레이더 타깃 검출을 수행하는 단계
를 포함하는, 방법.
제11항에 있어서,
상기 연산은 슬라이딩 윈도우 연산이고 그리고/또는
상기 연산은 슬라이딩 윈도우 통계들을 포함하는, 방법.
제12항에 있어서,
상기 슬라이딩 윈도우 연산은: 분산 필터, 표준 편차 필터, 이동 평균 제곱근 연산 중 적어도 하나를 포함하는, 방법.
제12항 또는 제13항에 있어서,
상기 슬라이딩 윈도우 연산은, 특정 윈도우에 대한 통계적 파라미터의 계산, 상기 통계적 파라미터를 임계치와 비교하는 것, 및 상기 통계적 파라미터가 상기 임계치를 초과하는지 여부를 나타내는 값을 출력하는 것을 포함하는, 방법.
제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,
적어도 하나의 이산 주파수 값에 대해 그리고 임계치 없는 평활화 연산을 사용하여, 상기 레인지/도플러 맵을 계산하는 단계 전에 상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들을 평활화하는 단계를 더 포함하는, 방법.
제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 슬라이딩 윈도우 연산의 결과는 간섭의 존재를 나타내는, 방법.
레이더 디바이스로서,
디지털 레이더 신호를 제공하도록 구성되는 레이더 수신기;
프로세서
를 포함하고, 상기 프로세서는
상기 디지털 레이더 신호에 기초하여 레인지 맵을 계산하고 - 상기 레인지 맵은 복수의 이산 시간 값들 및 복수의 이산 주파수 값들에 대한 스펙트럼 값들을 포함하고, 각각의 스펙트럼 값은 적어도 제1 파라미터에 의해 표현됨 -;
적어도 하나의 이산 주파수 값에 대해, 적어도 상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들을 평활화하도록
구성되는, 레이더 디바이스.
제17항에 있어서,
상기 제1 파라미터는 개개의 스펙트럼 값의 크기이고, 그리고/또는
상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들은 각각의 이산 주파수 값에 대해 평활화되는, 레이더 디바이스.
레이더 디바이스로서,
디지털 레이더 신호를 제공하도록 구성되는 레이더 수신기;
프로세서
를 포함하고, 상기 프로세서는
상기 디지털 레이더 신호에 기초하여 레인지 맵을 계산하고 - 상기 레인지 맵은 복수의 이산 시간 값들 및 복수의 이산 주파수 값들에 대한 스펙트럼 값들을 포함하고, 각각의 스펙트럼 값은 적어도 제1 파라미터에 의해 표현됨 -;
적어도 하나의 이산 주파수 값에 대응하는 레인지 맵 값들에 대해, 적어도 상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들에 연산을 적용하고;
상기 레인지 맵에 기초하여 레인지/도플러 맵을 계산하고;
상기 레인지/도플러 맵에 기초하여 그리고 상기 연산의 결과(들)를 사용하여 레이더 타깃 검출을 수행하도록
구성되는, 레이더 디바이스.
제19항에 있어서,
상기 연산은 슬라이딩 윈도우 연산이고 그리고/또는
상기 연산은 슬라이딩 윈도우 통계들을 포함하는, 레이더 디바이스.
제19항 또는 제20항에 있어서,
상기 제1 파라미터는 개개의 스펙트럼 값의 크기이고, 그리고/또는
상기 연산은 각각의 이산 주파수 값에 대해 적용되는, 레이더 디바이스.
제19항에 있어서,
상기 연산의 결과는 간섭의 존재를 나타내는, 레이더 디바이스.
제19항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 프로세서는, 적어도 하나의 이산 주파수 값에 대해 그리고 임계치 없는 평활화 연산을 사용하여, 상기 레인지/도플러 맵을 계산하기 전에 상기 레인지 맵에서의 제1 파라미터들을 평활화하도록 추가로 구성되고,
상기 연산은 평활화되지 않은 레인지 맵에서의 제1 파라미터들에 적용되는, 레이더 디바이스.