CN101258420B - 低层大气的声雷达探测 - Google Patents

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Abstract

一种使用长啁啾和发送-收听-同时技术的收发合置声雷达系统,其采用具有一致主波瓣(Twm,Rwm;Tvm,Rvm;Tern,Rem)的接收机-发射机对(Tw,Rw;Tv,Rv;Te,Re)。该系统利用数字时域匹配滤波器和使用频率调制或数字调制(例如,BPSK)的啁啾。也可以利用数字频域匹配滤波。在将啁啾传输至大气中之后,该匹配滤波器产生表示从大气返回的回声信号的相位和振幅的采样流。

Description

低层大气的声雷达探测

技术领域

[0001] 本发明涉及用于在低层大气中进行探测的声雷达方法和装置,并且特别适用于由位于发射机附近的一个或多个接收机检测后向散射回声的“收发合置”系统。不过,根据一些实施例,本发明还适用于由远离发射机(相对于探测范围的距离)的一个或多个接收机检测前向散射回声的“收发分置”系统。

[0002] 应该理解,本领域中可以发现术语收发合置和收发分置的更狭义的应用,其中“收发合置”表示发射和接收使用相同天线的系统(如同在雷达中很普遍的那样),而“收发分置”用于发射天线和接收天线分开的系统。这种狭义的应用不利于可以采用“发送-收听-同时”技术的声雷达,因此此处并未使用。

[0003] 在本说明书中,术语“啁啾(chirp) ”被用作对声雷达探测中所使用的探询或啁啾的方便简写,所述啁啾是声的啁啾且以适于方便提取所接收声信号的返回回声分量的方式进行编码或调制。

背景技术

[0004] 在我们先前的美国专利6,755,080和我们先前的国际专利申请PCT/ AU2002/01129、PCT/AU2004/00175 及 PCT/AU2004/00242 中,通过利用:i)长啁啾,ii)发送与接收重叠的“发送-收听-同时”技术,以及iii)利用对啁啾的编码进行匹配滤波,以从所接收的信号中提取回声数据,处理了(address)声雷达中低信噪(s/n)比的中心问题。 该专利及这些申请中对现有技术的讨论合并于此。

[0005] 在本发明的上下文中,“长”探询或发送脉冲被认为是在接收所关注的第一回声之前还没有结束的那个啁啾,因此需要发送-收听-同时技术。不容置疑地,优选带宽为 3-10kHz且在IOOms与几十秒之间的啁啾。我们的发送-收听-同时技术的最大优点在于:i)通过利用长啁啾,可以获得非常大的处理增益,ii)不再需要与短脉冲相关的高峰值功率;以及iii)消除了对发送然后收听声雷达的范围和功率限制。我们发现,发送-收听-同时技术在收发分置声雷达中完全实用,这是因为低峰值发送功率、高动态范围接收机麦克风、接收机对直接信号良好的声屏蔽以及高系统处理增益的组合使得易于检测直接信号“后面”的回声。(所述直接信号为在发射机与接收机之间直接进行传送而不被大气反射的信号。)

[0006] 我们先前的专利申请公开了其它有利的声雷达技术,例如,对多个匹配接收机的输出进行选择性地组合以基本消除不期望的信号分量的技术,以及特有的处理所提取的回声数据以为气象学家和空中交通控制器生成取值信息的方法。虽然我们先前的专利申请并不局限于利用傅立叶或频域匹配滤波器技术,所述实际示例却例示性地提供这些技术,原因如下:i)实现时域匹配滤波器方法属于计算上的要求,而且无法在使用长啁啾时即时生成可视化显示,以及ii)在多普勒回声分量重要的情况下,时域匹配滤波器方法较之计算上高效的傅立叶方法要差。

[0007] 现在我们意外地发现,在收发分置系统和收发合置系统中无需过大的计算能力就可以实现时域匹配滤波器对接收信号的适当处理。我们还发现,两个其它因素对此有利,尤其是在更复杂的收发合置系统中:一个因素是关注发射机-接收机对的排布和校准,另一个是利用窄带宽啁啾。这样,在利用带有FM(频率调制)或DM(数字调制)啁啾的时域匹配滤波时,这些因素似乎对从所接收的信号恢复多普勒分量有明显的改进。实际上,这些因素还改进了利用编码的啁啾和傅立叶频域匹配滤波的声雷达系统。

发明内容

[0008] 根据一个方面,本发明在发送-收听-同时的声雷达中对所接收的声雷达信号采用时域、匹配滤波。优选地,所述匹配滤波采用复数技术(即,利用实值和正交值)来生成振幅和相位回声信息,不过在仅有回声振幅信息就足够的情况下可以采用非复数的处理。在采用复数处理的情况下,可以使时间采样后的接收信号的复共轭与发送信号的复共轭互相关,以便削弱信号噪声并且提高回声信号分量,从而得出回声相位和振幅数据,可以对所述数据进行有效处理以便将取值的输出提供给气象学家,正如我们先前专利申请中所教导的那样。无论是时间采样后的发送信号还是接收信号都可以在相关之前进行卷积,以增强辨别力。实际上,既可以实现卷积式匹配滤波器又可以实现非卷积式匹配滤波器,并且可以对结果进行比较和选择。这在返回信号包含明显多普勒分量的情况下非常有利。

[0009] 我们已经发现,在形成接收信号复共轭之前或之后,虽然不是必需的,但是所期望的是使所接收的信号经受利用傅立叶技术的带通滤波或至少低通滤波。虽然这种滤波之前已具有经济优势,但是我们发现,对实共轭和正交共轭接收机数据流分开滤波更为可取。

[0010] 根据另一方面,本发明涉及利用虽然不是必需的,但优选小于500Hz的窄带宽啁啾以及所发送信号与所接收信号的时域相关性。这种组合看来具有有效的协同作用。不过, 有关啁啾持续时间的问题与我们先前专利申请中所论述的相比并没有改变。也就是说,一方面在脉冲持续时间与s/n之间具有重要的折衷,而另一方面(给定系统速度下的)计算负载似乎未受太大影响。

[0011] 虽然不是必需的,但优选的是,无论是数字调制(DM)还是频率调制(FM)的啁啾, 其带宽与中心频率之比均小于0. 35,优选小于0. 25,而最优选为小于0. 2。可以发现,低于 0.04太多是不期望的。因此,对许多系统来说,啁啾带宽与中心频率之比的最佳范围位于 0.04和0.2之间,优选位于0.05和0.01之间。在这些范围内的啁啾被称为“窄啁啾”。当啁啾带宽降至使所述比低于0. 05时,系统的分辨率开始急剧恶化,使得在啁啾带宽与中心频率之比为0.02的情况下,所述分辨率严重恶化。这样形成啁啾带宽的应用下限。

[0012] 窄啁啾与基于时域相关器的匹配滤波的组合具有很大的益处,原因如下:i)与直觉相反,期望利用具有比先前被视为有效的带宽更少周期的探询信号(即明显少的信息) 获得更好的分辨能力,以及ii)科学文献并未提出在宽频带内声雷达系统的性能很大程度上与脉冲带宽无关。对这种不可思议的现象我们已经研究了一段时间,并且现在确信它与大气的固有特性有关,该特性以有利于刚提到的匹配滤波器处理的类型的方式影响返回回声的相位相干性。虽然下文中提供这种推论的一些科学依据,但是这种阐述的正确性并不影响在声雷达中利用窄啁啾所提供的益处发现的有效性,而且也不影响以上所勾勒的本发明的权利要求或保护范围。虽然设想可以利用简单的线性FM发送啁啾,例如频率随着时间线性上升或下降的啁啾,但是本发明的另一方面涉及音频载波信号的非线性调制,以便产生适合对所接收信号进行匹配滤波处理的啁啾。本发明的上下文特别关注的是适合在时域中进行脉冲压缩和匹配滤波处理的带宽受限的非线性啁啾。例如,可以在比上述我们先前专利申请中实际设想低得多的采样速率(数据点)下,以实现接收后脉冲压缩及允许利用时域相关技术进行匹配滤波这样的方式,对几百Hz带宽的啁啾进行相移键控(调制)。这使得利用目前可用的个人计算机(PC)实现回声数据的实时处理完全可行。具体地说,这种非线性调制啁啾包括展示脉冲压缩特性的DM啁啾,这些啁啾的基本原理是众所周知的。

[0013] 而且如同我们先前的专利中公开的那样,多个接收机可以等距地分布在以发射机为中心的周围,以便各个接收机接收的直接信号本质上相同,但接收的回声信号不同。这允许对所接收的信号求和或求差,从而削弱直接信号并加强所选择的回声信号的分量。一种方便的排布结构是采用四个位于发射机周围罗盘的方位基点的接收机,所述发射机铅垂指向,而且各接收机沿其相应基本罗盘轴成一定的角度指向。这大大简化了风速和风切变的计算。

[0014] 不过根据另一方面,本发明基于这样的认识,即我们先前前的专利申请中所公开的多接收机排布结构的性能可被接收机和发射机旁瓣的影响所损害,尤其是在发射机和接收机共用一个碟形天线的情况下。我们已经发现,即使在每个接收机使用单独碟形天线的情况下,接收机和/或发射机旁瓣可以明显损害系统性能。根据本发明的这个方面,多个发射机和接收机成对排布,每对中相应的发射机和接收机本质上沿相同的轴指向,以使它们的主天线波瓣重合。此外,优选(但不是必需的)采用四个发射机-接收机对,每对分布在彼此不同的基本罗盘轴上,每对的轴沿着相应的罗盘轴与铅垂线成一角度,对立的接收机-发射机对的轴相对于彼此向相反的方向倾斜。

[0015] 可以采用具有竖直轴的第五发射机-接收机对来帮助测量风速和风切变(以及其它因素)中的竖直分量。方便地,该第五发射机-接收机对可以排布在其它四个发射机-接收机对的圆形阵列的中心。

[0016] 非常期望的是,每对中的发射机和接收机均具有自己单独的反射碟形天线,而且所述对中的两个碟形天线间隔一定的距离并优选利用环境隔音板来彼此隔离声音,从而 (i)结合声换能器建立期望的主天线波瓣,以及(ii)有效地削弱相应发射机与接收机之间的直接信号传输。这还将确保来自所述阵列中的其它各发射机的直接信号也在被各接收机检测之前得到明显的削弱。

[0017] 所述阵列中的发射机-接收机对可以单独依次激活,或一次全部地激活,或者两个或两个以上组合同时激活。虽然一次一个操作具有如下优势,即其它任何发射机所产生的直接或回声信号均不能被单个有效接收机检测到,但是这会增加5倍的系统循环时间。 我们发现,只要确保直接信号足够的无源衰减(passive attenuation)、发射和接收束受限制以及指向角度(pointing angle)的扩展,则所有发射机和接收机的同时激活是完全可行的。虽然较大的指向角扩展可降低来自一个发射机的回声被其所属对之外的接收机检测到的可能性,但是它们还导致系统精度的损失,这是因为所述接收机会指向天空中分开很远的部分。因此,从系统相干性的观点来看,优选使所有发射机和接收机的指向角紧密地聚成一束,即位于只有几度的锥形之内,以及采取任何适用于减小由直接信号和不期望回声引起的干扰的措施。最佳的锥角随系统的范围和目的而有所变化,所述锥角一般与范围反向变化。相对较大地锥角,比方说大于10度的锥角,通常不适合于大范围的系统,这是由于阵列中不同的接收机会充分探寻天空中彼此距离几百米的部分。

[0018] 如同已经提到的,非常有利的是对每个向量(包括竖直方向)采用单独的发射机-接收机对,从而使发射机/接收机天线旁瓣的影响最小化。通过利用窄带宽来有效地参与维护所接收信号的相位相关性以及利用精确最优化(减小)的采样数目,这些优势可以得到进一步地增强。无论是采用线性FM啁啾和傅立叶匹配滤波技术,还是采用DM啁啾和时域匹配滤波/相关技术,都可以呈现这些益处。

[0019] 本发明的示例

[0020] 已经描绘本发明的特点,现在将参照附图描述特定示例。不过,本领域的技术人员将理解,在符合所附权利要求书中所限定的本发明的保护范围的同时,可以对所选示例进行多种改变和修改。

附图说明

[0021] 在附图中:

[0022] 图IA是示出形成第一示例中大气回声探测器的五个发射机-接收机对阵列的示意平面图;图IB是沿图IA中的中心线B-B所取的阵列的示意侧视图,图IA和图IB均未按比例绘制。

[0023] 图2是时域匹配滤波器信号处理系统的框图,该系统包括适合以图IA和图IB阵列中的竖直发射机-接收机对和线性FM啁啾的方式使用的系统第一示例。

[0024] 图3是以图表示出所接收的信号在匹配滤波器中处理之前的预处理时中所选步骤的三条曲线(a)、(b)和(c)的系列。

[0025] 图4是示出信号处理系统的第二示例的框图,所述系统利用数字编码啁啾并采用适合以图IA和图IB阵列中的竖直发射机-接收机对的方式使用的时域匹配滤波器和傅立叶域匹配滤波器。

[0026] 图5为示出二进制相移键控(BPSK)调制的两条曲线(a)和(b),其中曲线(a)示出二进制数字信号部分,而图(b)示出对应的模拟发射DM啁啾信号部分。

[0027] 图6是示出一种产生具有最大长度的BPSK脉冲压缩码的方法的图表,用在生成展示脉冲压缩特性的DM啁啾中。

[0028] 图7是示出图6中的DM啁啾的频谱的曲线。

[0029] 图8是与图7类似的曲线,该曲线示出降频转换后的DM啁啾,也示出低通滤波的效果。

[0030] 图9是示出图2和图4系统中的时域匹配滤波相关器的操作的示意图。

[0031] 图10是示出图4系统中的傅立叶频域匹配滤波的操作的示意图。

[0032] 图11是利用时域匹配滤波器输出,从图4系统中获得的竖直风速随高度变化的曲线。

具体实施方式

[0033] 图IA的概略平面图和图IB的正视图中示出所选示例中的发射机-接收机阵列 10。图IB的竖直尺寸进行了很大压缩。阵列10包括类似星形排布的5个发射机-接收机单元对,其中有四对中的每对分别位于罗盘的方位基点,一对位于中心。由于外围的单元对均勻分布,所以它们可以被认为是分布在11指示的圆周上。可以理解,两个、三个、四个或更多个发射机一接收机对可以位于这样的圆周上。发射机单元用字母T表示,接收机单元用字母R表示,下标η、S、e和W表示相应发射机和接收机所位于的罗经点以及它们与铅垂线所成角度的方向。下标ν表示铅垂向上指向的中心发射机单元(Tv)和接收机单元(Rv)。

[0034] 该示例中的每个发射机和接收机单元包括中心换能器12,该换能器12排布在端面向上的声反射器碟形天线14之上,该碟形天线14位于仅在顶部开口的高质量隔音板16 之中。隔音板16用于抑制天线旁瓣,并用于大大削弱发射机单元和其它接收机之间的直接(水平和地面)信号。方便地,每个发射机和接收机的换能器12由既能够用作扩音器 (发射机换能器)又用作麦克风(接收机换能器)的寻呼喇叭单元构成。这种寻呼喇叭通常具有音频压缩驱动器,并且从利用日本的iToa得到,例如由模型SC-610/SC、SC-615/SC和 SC-630得到。由于这些喇叭自身具有反射器喇叭,所以可以利用它们来代替碟形天线14。 不过在该示例中,所需要的是强大、紧密聚集的主要或中心天线信号波瓣,因此除了换能器单元12的喇叭以及上述隔音板16之外,还利用直径大约为1. 8m的碟形天线14。

[0035] 图IB是沿图IA中截面B-B所取的图IA的阵列10的概略前视图,并且表示东向、 竖直和西向发射机/接收机对的主要天线波瓣,所述主要波瓣或中心波瓣相对于相关联的天线旁瓣用粗线示出。18表示地面。(由于销售的限制,不能正确地描述主瓣的重叠角度, 而且只能示出所选择的旁瓣。)东向、竖直和西向发射机的主瓣以Tem、Tvm和Twm表示,而它们相应的旁瓣以Tes、Tvs和Tws表示。接收机的主瓣和旁瓣用相应的方式表示。(注意, 由于图IA中的剖面线B-B实际并不通过竖直发射机Tv和竖直接收机Rv,所以Tv和Rv用虚线表示。)

[0036] 由于阵列10意在航空站附近约Ikm范围内的短距离大气探测,所以n、s、e和w 发射机-接收机对关于圆周11径向向外倾斜并且朝向其相应的罗盘方向,与铅垂线大约成 8°,在有些情况下倾斜5°到10°之间是正常角度。通过适当选择换能器、反射器尺寸、隔音板质量以及单元中发射机与接收机之间的间隔,每个发射机和接收机单元中主瓣的夹角约为士5°,尽管士3°和士 10°之间是正常角度,但是优选士5°。这使得单元中发射机和接收机的主瓣在至少90%的范围内基本一致,任一单元的旁瓣都不会明显干扰其它单元的主瓣。已经发现,这能明显提高返回回声中多普勒信息的可检测性及其质量。已经发现经由发射机旁瓣发射的直接信号或经由接收机旁瓣返回的回声信号能够降低多普勒信息的质量。

[0037] 已经发现,声雷达系统中的这种天线阵列在性能上优于在四个有角度的接收机的中心具有单个铅垂指向的发射机的阵列,尤其是在接收机换能器共享一公用反射器碟形天线的情况下。不过该示例中的阵列10需要更多的发射机单元,因此需要更多地关注对接收机的来自多个直接信号的声屏蔽,尤其是在期望使循环(更新)时间最小化而同时运行所有发射机的情况下。在该示例的阵列中,所有发射机同时运行并发出相同啁啾,而所有接收机对于所发送的每个啁啾在同一收听时段被激活。

[0038] 现在将描述用于运行例如图IA和图IB中竖直发射机-接收机对Tv、Rv的信号处理系统的示例。图2的系统采用线性频率调制啁啾作为利用时域匹配滤波的啁啾,而图5 的系统采用数字调制啁啾以及时域和频域匹配滤波。虽然将相对于竖直发射机-接收机对描述这些系统,但是将会理解,对于每个发射机-接收机对来说(每对均利用单独的PC,并利用主PC整理并显示所有的输出),可以完全复制所示出的系统。与每对相关联的PC通常能够显示相应接收机所检测的回声,以用于检验性能。

[0039] 图2中的信号处理系统通常用30表示,并采用时域匹配滤波器32来处理所接收的信号,并且呈现分离的振幅和相位分量作为线路34和36上的采样流,而以图形形式操纵并显示在PC38上。竖直发射机单元Tv (现在以40表示)生成音调形式的线性频率调制声啁啾42,其在37s的时段内从1300Hz线性增加到1600Hz,这代表300Hz的标称带宽或中间载波音调的大约20%。通常情况下几瓦的音频功率就足够。假定所关注的是1千米的范围,则将需要总共43s的收听时间来确保完整的37s的回声从Ikm的高度处返回所需要的时间,也就是说,接收机将需要在啁啾传输的整个37s中收听加上另外的6s用于返回回声。

[0040] 发射机单元40由线路44上的模拟电信号来驱动,所述模拟电信号具有曲线46所表示的形状并且由压控振荡器48生成,压控振荡器48在由PC38得出的输入线路51上被供给以曲线50所表示的上升DC电压。

[0041] 竖直发射机-接收机对中的竖直接收机单元Rv(现在以52表示)检测从大气返回的啁啾42的由箭头M表示的微弱回声信号,连同来自发射机40的较大直接音频信号以及外界环境噪声,二者一起用大箭头56表示。43s持续时间内的合成电模拟接收信号输出在线路58上,并在预处理器59中转换成复数数字信号(即具有同相分量I和正交分量 Q),以输入至匹配滤波器32。模拟接收信号首先通过A/D (模拟-数字)转换器60,在线路 62上发出信号而开始传输啁啾42时,A/D转换器60在43s的时段内以96k/s对所输入的接收信号进行数字化。方便地,将线路64上的数字化输出看作是由37s的啁啾持续时间期间所获取的N个采样以及在另外的6s收听时间期间所获取的M个采样组成。因此在该示例中,从每个啁啾中将生成3. 552 X IOfiN个采样和5. 76 X 10¾个采样。然后,在数字信号处理器中操纵这种数字接收信号,该处理器包括图2中所示的其它电路或系统。

[0042] 现在应该参见图3以及图2。由于线路64上的N+M个采样流需要转换成用于匹配滤波器32的复数形式(即具有实部和虚部,通常表示成I和Q),因此利用从基准振荡器70 和A/D转换器71 (以96kHz与A/D转换器60同步工作)得出的1700Hz基准信号的数字余弦和正弦形式,并通过相应的采样进行采样,将其供给数字余弦乘法器66和数字正弦乘法器68并进行乘法(以模拟项进行混频)。由于每个乘法器均产生上、下边带分量,而且只有后者是需要的,因此乘法器66和68的输出被滤波器72和74进行低通滤波,从而生成I输出流和Q输出流,I输出流和Q输出流在线路76和78上各自具有N+M个采样,供给匹配滤波器32中的相关器处理96。有效的是,所检测的接收信号的频率范围从1300-1600HZ进行降频转换,翻转到以数字格式的400-100HZ的范围,并转换为分离的同相分量和正交分量。

[0043] 混频器/乘法器66或68的运行利用图3的曲线示出,所述曲线的轴并没有按照比例尺绘制。图3(a)的曲线描绘所发射的啁啾42和返回回声M的频率与时间的关系。可以看出,虽然在43s的收听时间结束之后还持续接收到回声,但是它们会被截断。(为了简化,这些截断回声并未在图3中的曲线(b)和(c)中示出,无论如何,它们会被或大部分会通过相关处理来被抑制。)图3(b)的中心曲线表示线路64上的检测信号(包括直接信号 56)以及来自振荡器70的1700Hz的基准信号,乘法器66或68的作用是建立所示出的上、 下边带。曲线3(c)以图表示出低通滤波器72的作用,其抑制超出500Hz的所有信号,包括上边带(未用虚线示出)。[0044] 有效的是,匹配滤波器32在两组复数信号之间进行相关,一组是如上所述经过预处理器59从所接收的信号得出的并经过输入76和78的N+M个值,另一组是从线路44上的电啁啾信号得出的输入82和84上的N个值。不过,事实上在这种情况下输入82和84相同,而且是为了强调与I输入76和Q输入78的配对而以两条线路示出。输入82和84以如下方式得出:线路44上的啁啾信号经由线路86通过A/D转换器88,然后在乘法器90中与线路92上1700Hz信号输入进行混频,并且低通滤波器94选择所述乘积的下边带,并将其输出作为两个相同的输入82和84。这些输入各自具有N个在400-100HZ之间的值,混频器90以与混频器66和68相同的方式翻转所述信号。

[0045] 在对时域匹配滤波器32的相关性功能的运行的下列描述中,应该参见图9以及图 2。该功能由相关器96来承担,相关器96在N个时延或时移中的每一个上,对线路76和78 上的I和Q输入中的N+M个400-100Hz的值各自与相应输入线路82和84上的400_100Hz 的啁啾基准信号的N个值进行MXN次复数乘法和加法。N个时延或时移通过时域匹配滤波器32的处理98生成。

[0046] 时域匹配滤波器32产生线路34和36上的M个振幅和相位输出值,从所述输出值中可以得出各种大气参数。已经发现,它们与频域处理所生成的那些值(如我们先前的专利申请中的示例所示的那样)稍有不同,并且在特定的环境中,优选前者。由于给定采样的相位分量将指出与先前采样的递增相移,因此通常使相位采样流经受由PC38执行的“展开功能”,从而生成表示给定高度上相对竖直风速的累积相位输出。该相对风速的绝对值可以通过在近地面高度处相对于所表示的相对速度来偏移已知的近地面风速而获得。PC38对相位和振幅输出的进一步操纵,可以产生相对于高度的风速、温度、湿度以及其它重要的大气参数的图形化表示,如同我们先前的专利申请所教导的那样。

[0047] 图4示意表示使用编码的DM啁啾来代替FM啁啾的第二示例的系统200。该示例中的信号处理器装置采用时域匹配滤波器202和频域匹配滤波器204(以提供补充的或可替换的信号处理方式),以及接收信号预处理器205。如上所述,我们发现比较这两种类型的匹配滤波器的输出的巨大的优势,这是由于这些滤波器在不同的大气状况下产生不同的结果。

[0048] 在该示例中,通过竖直发射机单元Tv(图4中表示为208)发射的啁啾206为 1302Hz的数字调制BPSK(二进制相移键控)载波,并且考虑到其20%的最优标称带宽,建议带宽为260Hz。不过,在其_6dB点处的^OHz带宽的DM信号需要在频谱的第一零点处具有沈0/0. 7 = 371Hz的总带宽或工作带宽。利用比特率为372/2 = 186/s的调制数字信号可产生372Hz (士 186Hz)的带宽。利用BPSK,每隔7个循环周期,1302Hz载波的相位随二进制数据而改变,如图5所示。这样提供符合以上所述带宽的数字调制信号。通过利用易于由图6所示的线性反馈移位寄存器产生的最大长度序列,可以生成具有非常好相关特性的数字码。通过利用具有13级的移位寄存器(图6),可以生成具有N= (2"13)-1 = 8191比特的最大长度序列,并且该序列可以利用简单平衡调制器用于对1302Hz的载波进行调制, 从而提供8191/186 = 44. 038秒的传输时间。对于Ikm的范围来说,接收机的总收听时间为44. 038+2X (1000/333) = 50秒。图7中的曲线示出BPSK DM啁啾的频谱,同时图8示出低通滤波的效果。

[0049] 返回至图4,上述平衡调制器表示为210,线路212上的1302Hz载波输入调制器210并从振荡器214中得出,同时线路216上的二进制基准波形输入调制器210。直接信号 218和回声信号220由竖直接收机单元Rv(此处以222表示)检测并调节,并且在该示例中,在线路2M上供给主要作为模拟设备运行的预处理器205。线路2M上的输入信号供给模拟正弦乘法器2¾和余弦乘法器228,乘法器2¾和2¾还通过线路212从振荡器214 接收1302Hz载波。乘法器2¾和228的输出在440Hz的模拟滤波器230和232中进行低通滤波,然后通过A/D转换器234和236,从而生成数字Q和I比特流,以在线路238和MO 上输入时域匹配滤波器202和频域匹配滤波器204。应该注意的是,乘法器2¾和228以及滤波器230和232在第一零点处将线路2M上的接收信号降频转换至0-186HZ (参见图 8),所述滤波器消除任何附加噪声和载波产物。这个阶段以模拟的形式示出,不过也可以数字化地进行,而且由于载波频率更高,采样速率也可以更高。现在通过以每秒372个采样的速率对A/D转换器234和236进行时钟控制,可以以此速率对来自所述滤波器的低通信号进行采样,所述时钟控制信号由1/3. 5分频器242得出,而且从线路212供给并在线路M4 上输出372p/s的采样时钟速率。

[0050] 数字I和Q采样流值经过时移(可变时延)处理252,供给时域匹配滤波器202中的相关器处理250,用于对输入2M和256上的发射信号的两个相同图像进行相关,所述图像用作该啁啾的I图像和Q图像。输入2M和256以如下方式得出:线路216上的基准二进制波形的比特率(186/s)倍增至372b/s,以与信号预处理器205中的A/D转换器234和 236的比特率匹配,二者均从0到372向前计数。该方向必须被倒转(从372到0计数),从而与线路238和240上的I和Q输入(作为乘法器2¾和2¾及其相应的低通滤波器230 和232作用的结果,被倒转)匹配。相应地,输入252和邪4供给转换器沈0,转换器260实现这个目标并且其输出构成到相关器250的输入2M和256。

[0051] 然后,相关器250以与图2系统中的相关器96基本相同的方式运行。因此,输入 238和240处所接收的复数信号图像的I和Q分量各自在处理252中依次进行时移或时延 I-N次,以便相关器250 (与第一示例中的相关器96类似)以移位-相乘-相加过程工作 (参见图9),该过程被执行2XMXN次。在该示例中,N = 8191+1比特且填0。M的值利用 Ikm范围所需的额外收听时间来设置,该时间为6s,因此M为6X186 = 1116个采样。现在相关器的运行总数为2X8192X 1116 = 18. 285X 106,该数目是由现代PC执行的容许相关次数从而产生接近实时的结果。

[0052] 由于接收信号已经得到有效地降频采样,所以时域匹配滤波器由于采样量少而运行非常快。这种采样速率对于正常风力范围来说是足够的,但对于较高的风速来说必需增加采样速率,从而确保峰值风速不会在采样间隔期间导致相位移动超过2pi。不过,采样速率的增加会导致处理时间的增加。

[0053] 返回匹配滤波器204中的频域处理的操作,应该参见图10以及图4。利用处理258 形成线路252和2M上基准二进制波形的“前向计数”372b/s的图像,并将其供给快速傅立叶变换(FFT)处理沈2,以在乘法器264中与线路238和240上输入的I和Q接收采样流进行傅立叶(频域)域中的复数乘法。不过,由于这些所接收的采样流的长度为N+M个采样, 因此首先需要对输入258和260上的输入发射信号流中的M个采样补零,从而给出FFT262 的输出266和沈8与接收(I和Q)采样相同的采样数目(N+M)。线路238和240上的后面采样流在频域匹配滤波器204中的FFT处理270中进行傅立叶变换,所输出的变换后采样流在线路272和274上供给复数傅立叶频域乘法器沈4,通过乘法器264在线路276和278 上输出(实)和(虚)频域乘积,以利用处理280进行快速傅立叶反变换,从而重新转换到时域中以作为线路282和284上的振幅和相位输出。

[0054] 由于发射机208和接收机222是图IA和图IB中的中心发射机和接收机(Tv和 Rv),因此只要相位输出利用诸如Matlab中可用的展开功能“被展开”,则振幅输出282将表示反射异常相对于高度的变化,而相位输出284将表示多普勒分量(即竖直风速)相对于高度的变化。注意采样数目与高度一致。合成竖直风速描绘在图11中。

[0055] 在采用图IA和图IB中的接收机单元的整个阵列的情况下,对立接收机单元的相位和振幅输出可以有所差别,从而表示沿对立单元方向的水平风速。在我们先前的专利申请中已经公开这样做的技术。

[0056] 虽然已经描述展示出本发明优点的若干示例,但是应当理解,在不偏离由所附权利要求书限定的本发明的保护范围的情况下,可以设计出许多其它示例并且可以对这些示例进行修改。

[0057] 例如,可以在第二示例中使用数字前端设备,或可以在第一示例中使用模拟前端设备。如果为此认为信号处理负担过重,则若使用模拟前端设备就可以在啁啾接收机中降频采样,或者通过仅仅利用每第四采样值并将有效采样速率从96000减小到M000/秒,在全数字系统中对数字信号降频采样。再次,在涉及高风速的情况下,例如在风速的相位和误差有可能混叠时对航行器尾列进行监控的情况下,这种节约并不可取。

Claims (18)

1. 一种用于生成关于一定高度范围上大气参数的信息的收发合置声雷达系统,其中: 至少有3个外围发射机-接收机对,大致等距地配置在一圆周上,每个所述外围对中的发射机和接收机以与铅垂线成一定角度关于所述圆周沿径向向外倾斜,每个发射机和接收机均包括声换能器、声反射器和环境隔音器,以便由一个发射机的声传输引起的从大气返回的回声相对于其它所有接收机来说,优先被相应发射机-接收机对中的那个接收机接收,以及信号处理装置,连接至每个发射机-接收机对,并适于:使发射机-接收机对中的至少一个发射机将具有至少IOOms持续时间的编码的声啁啾发射至大气中,在所述编码的声啁啾的传输期间以及此后的一定时间间隔内,处理相应对中的那个接收机所接收的信号,从而得出表示所述大气参数关于高度的信息,其中所述信号处理装置包括匹配滤波器,该匹配滤波器适于参照对所述编码的声啁啾的编码来处理所接收的信号。
2.根据权利要求1所述的声雷达系统,其中所述与铅垂线所成的角度小于10度。
3.根据权利要求1或2所述的声雷达系统,其中: 中心接收机-发射机对被配置在所述圆周的中心附近, 所述中心对中的发射机和接收机大致指向铅垂线,以及所述中心对中的发射机和接收机各自包括声换能器、声反射器和环境隔音器,以便由所述中心对中的那个中心发射机进行声传输引起的从大气返回的回声相对于其它所有接收机来说,优先被所述中心对中的那个接收机接收。
4.根据权利要求1或2所述的声雷达系统,其中:所述信号处理装置可操作地使多个所述发射机同时发射,并且可操作地同时处理所述接收机所接收的信号。
5.根据权利要求1或2所述的声雷达系统,其中:每个发射机-接收机对的特征在于,所述发射机具有主中心发射天线波瓣,而且所述接收机具有主中心接收天线波瓣,以及所述发射机波瓣和所述接收机波瓣在整个范围内彼此大致重叠。
6.根据权利要求5所述的声雷达系统,其中:每个所述天线波瓣向外并向上传播,从而使其对着相应接收机或发射机附近的不超过 10度的夹角。
7.根据权利要求1或2所述的声雷达系统,其中:所述编码的声啁啾通过频率调制进行编码,使得所述声啁啾的频率随着时间线性变化。
8.根据权利要求1或2所述的声雷达系统,其中: 所述编码的声啁啾通过数字调制进行编码。
9.根据权利要求8所述的声雷达系统,其中:所述编码的声啁啾通过二进制相移键控进行编码。
10.根据权利要求1、2或9所述的声雷达系统,其中:所述编码的声啁啾的持续时间为至少10秒。
11.根据权利要求1、2或9所述的声雷达系统,其中: 所述编码的声啁啾具有小于0. 35的带宽与中心频率比。
12.根据权利要求1、2或9所述的声雷达系统,其中:所述编码的声啁啾具有在0. 04和0. 2之间的带宽与中心频率比。
13.根据权利要求1、2或9所述的声雷达系统,其中: 所述编码的声啁啾具有小于500Hz的带宽。
14.根据权利要求1、2或9所述的声雷达系统,其中: 所述信号处理装置适于:处理由一个所述发射机-接收机对中的发射机发射的编码的声啁啾,从而生成所发射信号的图像,处理由所述那个发射机-接收机对的接收机接收的信号,从而生成所接收信号的图像,以及将所述发射信号图像与所述接收信号图像进行相关,以便得出所述信息。
15.根据权利要求14所述的声雷达系统,其中:所述发射信号图像是通过将所述声啁啾转换成数字格式所生成的数字采样流, 所述接收信号图像是通过将所述接收信号转换成数字格式所生成的数字采样流, 所述信号处理装置适于:将所述接收信号图像转换成复数形式,从而建立分离的同相和正交数字采样流作为转换后的接收信号图像,在时域中进行所述发射信号图像与所述转换后的接收信号图像之间的移位-相乘-相加相关,从而生成包含与所述回声振幅随高度变化有关的信息的第一输出,和包含与所述回声的相位和多普勒分量中的一个随高度变化有关的信息的第二输出。
16.根据权利要求14所述的声雷达系统,其中:所述发射信号图像是通过将所述编码的声啁啾转换成数字格式所生成的数字采样流, 所述接收信号图像是通过将所述接收信号转换成数字格式所生成的数字采样流, 所述信号处理装置适于:对所述发射信号图像进行傅立叶变换以将其转换到频域中,作为转换后的发射信号图像,将所述接收信号图像转换成复数形式,从而建立分离的同相和正交数字采样流作为转换后的接收信号图像,对所述转换后的接收信号图像进行傅立叶变换, 在频域中进行相关,从而生成频域相关,对所述频域相关进行傅立叶反变换以将其转换到时域,从而生成包含与所述回声的振幅随高度变化有关的信息的第一输出,和包含与所述回声的相位和多普勒分量中的一个随高度变化有关的信息的第二输出。
17.根据权利要求15或16所述的声雷达系统,其中:所述发射信号图像包括与所述编码的声啁啾的持续时间相对应的N个采样, 所述接收信号图像包括与所述编码的声啁啾的持续时间相对应的N个采样,以及与所述时间间隔相对应的另外M个采样,以及所述第一输出和所述第二输出具有M个采样。
18. 一种用于生成关于一定高度范围上大气参数的信息的装置,其中: 多个发射机-接收机对适于大致等距地配置在一圆周上,并且得到地面的支持, 每个所述发射机-接收机对中的发射机和接收机以与铅垂线成小于10度的角度关于所述圆周沿径向向外倾斜,中心发射机-接收机对配置在所述圆周的中心附近,每个发射机和接收机均包括声换能器、声反射器和环境隔音器,使得由一个发射机的声传输引起的从大气返回的回声相对于其它所有接收机来说,优先被相应发射机-接收机对中的那个接收机接收,以及信号处理装置,连接至每个发射机-接收机对,并适于: 使发射机-接收机对中的至少一个发射机将编码的声啁啾发射至大气中, 在所述编码的声啁啾的传输期间以及此后的一定时间间隔内,处理相应对中的那个接收机所接收的信号,从而得出表示所述大气参数关于高度的信息,其中所述信号处理装置包括匹配滤波器,该匹配滤波器适于参照对所述编码的声啁啾的编码来处理所接收的信号。
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