JP2004264234A - レーダ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ＤＣ成分を抑圧することにより低周波数域の信号に対する処理の精度の向上を図ったレーダ装置を提供する。
【解決手段】送信信号と受信信号とを混合する混合器と、前記混合器の出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、を有するレーダ装置が、前記ＡＤ変換器の出力データから所定の除去用電圧値を減算することにより直流電圧成分を除去する除去手段と、前記除去手段によって直流電圧成分を除去されたデータに対してフーリエ変換を施して解析を行う解析手段と、を具備する。
【選択図】 図３
【解決手段】送信信号と受信信号とを混合する混合器と、前記混合器の出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、を有するレーダ装置が、前記ＡＤ変換器の出力データから所定の除去用電圧値を減算することにより直流電圧成分を除去する除去手段と、前記除去手段によって直流電圧成分を除去されたデータに対してフーリエ変換を施して解析を行う解析手段と、を具備する。
【選択図】 図３
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーダ装置に関し、特に、衝突防止、オートクルーズコントロール、自動運転等を目的として使用される車載用として好適なレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自車両と目標物体との間の距離や自車両に対する目標物体の相対速度を計測するレーダ装置には、ＦＭ−ＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ−Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）、パルスドプラ等の各種レーダ方式が採用されている。その中でも、特に、ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、その回路構成が比較的小型・低廉であって移動体間の車間距離及び相対速度が同時に求まるという利点を有しているため、現在、多くの車両で採用されている。
【０００３】
一般に、かかるレーダ装置においては、例えば、下記特許文献１に示されるように、受信アンテナから受信されるアナログ信号がディジタル信号に変換されてからディジタル的に信号処理が実行されるため、ＡＤ変換器（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が使用されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−１８３４５０号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＡＤ変換器には、零から正の電圧値（例えば、０〜５Ｖ）を入力とする片電源タイプと、負から正の電圧値を入力とする両電源タイプとがある。通常、マイクロプロセッサやＤＳＰに内蔵されているものの多くは片電源タイプである。
【０００６】
レーダ装置において、片電源タイプのＡＤ変換器を使用して信号解析を行う場合には、信号成分に適当なバイアス（ＤＣ成分）を付加して使用する必要がある。この場合、信号解析にＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を用いると、低周波数域の信号成分がＤＣスペクトルの影響を受けて検出することができなくなったり、情報が歪まされるという問題が発生する。
【０００７】
また、両電源タイプのＡＤ変換器を用いフィルタ等でＤＣ成分を除去した信号に対してフーリエ変換等の信号解析を行う場合においても、窓関数等を掛けることによりＤＣ成分が発生する場合があり、同じく低周波数域の信号成分に影響を与える。
【０００８】
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＤＣ成分を抑圧することにより低周波数域の信号に対する処理の精度の向上を図ったレーダ装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第一の面によれば、送信信号と受信信号とを混合する混合器と、前記混合器の出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、を有するレーダ装置であって、前記ＡＤ変換器の出力データから所定の除去用電圧値を減算することにより直流電圧成分を除去する除去手段と、前記除去手段によって直流電圧成分を除去されたデータに対してフーリエ変換を施して解析を行う解析手段と、を具備することを特徴とするレーダ装置が提供される。
【００１０】
また、本発明の第二の面によれば、前記第一の面によるレーダ装置において、前記ＡＤ変換器の前段にバイアス電圧印加回路が更に具備され、前記除去手段は、前記バイアス電圧印加回路で使用される直流電圧源の電圧測定値を前記除去用電圧値として使用する。
【００１１】
また、本発明の第三の面によれば、前記第二の面によるレーダ装置において、前記電圧測定値は、前記バイアス印加回路に信号が入力されていない状態で前記直流電圧源の電圧を測定したものである。
【００１２】
また、本発明の第四の面によれば、前記第三の面によるレーダ装置において、前記バイアス印加回路に信号が入力されていない状態を生成すべく信号を遮断するスイッチが更に具備される。
【００１３】
また、本発明の第五の面によれば、前記第一の面によるレーダ装置において、前記除去手段は、前記ＡＤ変換器の出力データに基づいて前記除去用電圧値を算出する。
【００１４】
また、本発明の第六の面によれば、前記第五の面によるレーダ装置において、前記除去手段は、前記ＡＤ変換器の出力データの平均値として前記除去用電圧値を算出する。
【００１５】
また、本発明の第七の面によれば、前記第六の面によるレーダ装置において、前記除去手段は、前記平均値が減算されたデータに対して窓関数を掛け合わせ、該掛け合わせ後のデータに対して第二の平均値を算出し、該掛け合わせ後のデータから該第二の平均値を減算する処理を更に行う。
【００１６】
また、本発明の第八の面によれば、前記第一の面によるレーダ装置において、前記除去手段により処理されたデータに対して、さらに、低周波数域成分を除去するディジタルフィルタ処理が実施される。
【００１７】
また、本発明の第九の面によれば、前記第八の面によるレーダ装置において、前記ディジタルフィルタ処理が、窓関数を掛け合わせた後のデータについて実施される。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明をＦＭ−ＣＷレーダ装置に適用した場合の実施形態について説明する。
【００１９】
まず、ＦＭ−ＣＷレーダによる距離及び相対速度の測定原理について、図１及び図２に基づき説明する。ＦＭ−ＣＷレーダは、周波数変調（ＦＭ）を施しつつ連続波（ＣＷ）を送信し、その覆域内の対象（障害物）からのエコー（反射波）を受信するレーダである。
【００２０】
ここで、その周波数変調（ＦＭ）を三角波（周波数ｆ０を中心として±Δｆ／２の範囲で変化する）を用いて制御するとすれば、送信信号の周波数と時間との関係は、図１（Ａ）における実線のようになる。
【００２１】
そして、距離Ｒだけ離隔した場所に存在する対象からの反射信号の周波数と時間との関係は、その対象とレーダとの相対速度が０であるとすれば、図１（Ａ）の破線のようになる。したがって、送信信号と受信信号（即ち、反射信号）とが混合（ミキシング）せしめられて得られるビート信号の周波数（ビート周波数）ｆｒは、図１（Ｂ）のようになる。
【００２２】
ここで、変調三角波の繰り返し周波数をｆｍ、光速をｃとすれば、
の関係が成立し、ビート周波数ｆｒを測定すれば、距離Ｒを算出することができる。
【００２３】
対象とレーダとの相対速度が０でない場合には、ドプラ効果が起こるため、送受信信号は図２（Ａ）のようになる。したがって、送信信号の周波数が上昇していく区間のビート周波数ｆｕｐ及び送信信号の周波数が下降していく区間のビート周波数ｆｄｏｗｎは、図２（Ｂ）に示すようになる。
【００２４】
すなわち、ｆｕｐ及びｆｄｏｗｎは、相対速度が０の場合のビート周波数ｆｒにドプラ周波数ｆｄを重畳したものとなり、
と表される。
【００２５】
なお、周知のように、ターゲットが速度ｖｒの相対運動をするときには、レーダが受信する反射波の周波数は、送信波の周波数ｆ０に対して、
ｆｄ＝２・ｖｒ・ｆ０／ｃ
によって表されるドプラ周波数だけずれる。ただし、ｃ＝３×１０８〔ｍ／ｓ〕である。
【００２６】
したがって、このｆｕｐ及びｆｄｏｗｎを別々に測定し、ｆｕｐ及びｆｄｏｗｎに基づいてｆｒ及びｆｄを算出すれば、これらよりレーダから対象までの距離とレーダに対する対象の相対速度とを求めることができる。
【００２７】
図３は、本発明の一実施形態に係るＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成を示すブロック図である。同図において、変調信号発生器１０は、変調信号として三角波信号を発生させる装置である。そして、電圧制御型発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１２は、その三角波信号に基づく周波数変調（ＦＭ）を施された送信信号を発生させる。その送信信号は、送信アンテナ１４から送信波（電波）として放射される。
【００２８】
受信アンテナ１６は、かかる送信波に対する反射波を受信するものであり、その受信信号は、混合器（ｍｉｘｅｒ）１８に導かれる。混合器１８は、その受信信号と送信信号とを混合して前述のビート信号を生成する。生成されたビート信号は、フィルタ２０、スイッチ回路２２、バイアス印加回路２４及びＡＤ変換器（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２６を介して処理器２８へ導かれる。
【００２９】
処理器２８は、マイクロプロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等から構成され、ビート信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を施して解析を行い、前述した測定原理に従って対象までの距離及び対象の相対速度を算出する。
【００３０】
ここで、ＡＤ変換器２６は、前述した片電源タイプであり、零から正の電圧値（例えば、０〜５Ｖ）を入力電圧としてＡＤ変換を行うものである。そのため、ＡＤ変換器２６の前段にバイアス印加回路２４が設けられており、このバイアス印加回路２４は、直流電圧源３０を使用して、入力信号に所定のバイアス電圧（例えば、２．５Ｖ）を印加する。すなわち、バイアス印加回路２４は、図４（Ａ）に例示される入力信号電圧を、図４（Ｂ）に例示される出力信号電圧へと変換する。
【００３１】
しかし、直流電圧源３０は必ずしも常に一定の電圧を供給するものではなく、その電圧は変動する。したがって、後段の処理において直流バイアス電圧の印加の影響を一定に処理することは困難であり、前述したように、後段でのＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理による周波数領域での信号解析において、低周波数域の信号成分の検出精度がＤＣスペクトルの影響を受けて悪化する。
【００３２】
そこで、本発明の第一実施形態では、直流電圧源３０の電圧を測定し、ＡＤ変換器２６の出力データからその測定値を減算することにより、直流電圧成分を除去するようにしている。そのための処理器２８による具体的な処理手順が図５のフローチャートに示される。
【００３３】
まず、ステップ１０２では、直流電圧源３０の電圧値を計測すべく、その電圧値がＡＤ変換器２６によりディジタル値ＤＣ０に変換される。このＤＣ０は、直流電圧成分すなわち除去用電圧値として記憶される。なお、その測定精度を高めるべく、バイアス印加回路２４に信号が入力されていない状態で電圧測定を行うことが好ましい。特に、本実施形態においては、バイアス印加回路２４に信号が入力されていない状態を強制的に生成することができるように、バイアス印加回路２４の前段に、信号を遮断するスイッチ２２が設けられている。
【００３４】
次いで、ステップ１０４では、ＡＤ変換器２６の出力データ、すなわちビート信号としてのＮ個のディジタルデータ列Ａｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）が取り込まれる。
【００３５】
そして、ステップ１０６では、
Ｂｎ＝Ａｎ−ＤＣ０
なる演算が行われ、各Ａｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）から直流電圧成分としての除去用電圧値ＤＣ０が除去されたデータ列Ｂｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）が算出される。
【００３６】
最後のステップ１０８では、直流成分除去後のビート信号データ列Ｂｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施され、前述した測定原理に基づく周波数解析が行われる。
【００３７】
以上の第一実施形態は、直流電圧源の電圧を計測してＤＣ成分をキャンセルするものであった。以下では、ＡＤ変換器２６の出力データ自身に基づいて直流電圧成分すなわち除去用電圧値を算出する実施形態について説明する。すなわち、以下の実施形態は、図３において、ＡＤ変換器２６を両電源タイプのものとし、スイッチ回路２２、バイアス印加回路２４及び直流電圧源３０を除去した装置に対しても適用され得るものである。
【００３８】
図６は、本発明の第二実施形態に係る、処理器２８による信号処理手順を示すフローチャートである。まず、ステップ２０２では、ＡＤ変換器２６の出力データ、すなわちビート信号としてのＮ個のディジタルデータ列Ａｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）が取り込まれる。
【００３９】
次いで、ステップ２０４では、
ＤＣ１＝（１／Ｎ）ΣＡｎ
なる演算が行われ、ＡＤ変換器２６の出力データの平均値として直流電圧成分すなわち除去用電圧値ＤＣ１が算出される。
【００４０】
次いで、ステップ２０６では、
Ｂｎ＝Ａｎ−ＤＣ１
なる演算が行われ、各Ａｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）から直流電圧成分としての除去用電圧値ＤＣ１が除去されたデータ列Ｂｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）が算出される。
【００４１】
最後のステップ２０８では、直流成分除去後のビート信号データ列Ｂｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施され、前述した測定原理に基づく周波数解析が行われる。このように、第二実施形態では、ＡＤ変換器２６の出力データ自身に基づいてＤＣ成分がキャンセルされる。
【００４２】
図７は、前述した第二実施形態を改造した第三実施形態に係る、処理器２８による信号処理手順を示すフローチャートである。ステップ３０２、３０４及び３０６の処理内容は、前述した第二実施形態に係る図６におけるステップ２０２、２０４及び２０６の処理内容と同一である。
【００４３】
ステップ３０８では、
Ｂｎ’＝Ｗｎ×Ｂｎ
なる演算が行われ、ＤＣ成分除去後のデータ列Ｂｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に対して所定の窓関数Ｗｎが掛け合わされる。すなわち、入力データ列の一部に着目してその部分だけが使用されるようにする窓操作が行われる。
【００４４】
次いで、ステップ３１０では、窓操作後のデータ列Ｂｎ’にＸ個の０点データが付加されて、新たなデータ列Ｃｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）（Ｍ＝Ｎ＋Ｘ）が作成される。すなわち、ある一定個数の０を意識的に加えて時間軸の拡大を図る操作であるアップサンプリング（インタポレ−ション）が行われて、周波数分解能の向上が図られる。
【００４５】
最後のステップ３１２では、データ列Ｃｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施され、前述した測定原理に基づく周波数解析が行われる。
【００４６】
図８は、更に前述した第三実施形態を改造した第四実施形態に係る、処理器２８による信号処理手順を示すフローチャートである。ステップ４０２、４０４、４０６及び４０８の処理内容は、前述した第三実施形態に係る図７におけるステップ３０２、３０４、３０６及び３０８の処理内容と同一である。
【００４７】
ステップ４１０では、
ＤＣ２＝（１／Ｎ）ΣＢｎ’
なる演算が行われ、窓操作後のデータ列Ｂｎ’の平均値として第二の直流電圧成分すなわち第二の除去用電圧値ＤＣ２が算出される。これは、窓関数を掛け合わせることにより新たにＤＣ成分が発生し得るからである。
【００４８】
次いで、ステップ４１２では、
Ｂｎ”＝Ｂｎ’−ＤＣ２
なる演算が行われ、各Ｂｎ’（ｎ＝１，２，…，Ｎ）から第二の除去用電圧値ＤＣ２が除去されたデータ列Ｂｎ”（ｎ＝１，２，…，Ｎ）が算出される。
【００４９】
次いで、ステップ４１４では、データ列Ｂｎ”（ｎ＝１，２，…，Ｎ）にＸ個の０点データが付加されて、新たなデータ列Ｃｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）（Ｍ＝Ｎ＋Ｘ）が作成される。最後のステップ４１６では、データ列Ｃｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施され、前述した測定原理に基づく周波数解析が行われる。
【００５０】
以上の処理によりＤＣ成分が除去されたデータにおいても、未だ除去されないＤＣ成分が残存する可能性があるため、さらに、ディジタルフィルタ処理を実施してＤＣ成分（低周波数域成分）を除去することが好ましい。また、そのディジタルフィルタ処理が、窓関数を掛け合わせた後のデータについて実施されるようにしてもよい。
【００５１】
以上、本発明の実施形態について述べてきたが、もちろん本発明はこれに限定されるものではなく、様々な実施形態を採用することが可能である。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＤＣ成分を抑圧することにより低周波数域の信号に対する処理の精度が向上せしめられたレーダ装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】（Ａ）及び（Ｂ）は、ＦＭ−ＣＷレーダにおいて相対速度が０である場合の、送受信信号の周波数と時間との関係及びビート周波数と時間との関係をそれぞれ示す特性図である。
【図２】（Ａ）及び（Ｂ）は、ＦＭ−ＣＷレーダにおいて相対速度が０でない場合の、送受信信号の周波数と時間との関係及びビート周波数と時間との関係をそれぞれ示す特性図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図４】（Ａ）及び（Ｂ）は、それぞれ、バイアス印加回路の入力信号電圧及び出力信号電圧を例示する波形図である。
【図５】本発明の第一実施形態に係る、処理器による信号処理手順を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第二実施形態に係る、処理器による信号処理手順を示すフローチャートである。
【図７】本発明の第三実施形態に係る、処理器による信号処理手順を示すフローチャートである。
【図８】本発明の第四実施形態に係る、処理器による信号処理手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０…変調信号発生器
１２…電圧制御型発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）
１４…送信アンテナ
１６…受信アンテナ
１８…混合器（ｍｉｘｅｒ）
２０…フィルタ
２２…スイッチ回路
２４…バイアス印加回路
２６…ＡＤ変換器（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）
２８…処理器
３０…直流電圧源
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーダ装置に関し、特に、衝突防止、オートクルーズコントロール、自動運転等を目的として使用される車載用として好適なレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自車両と目標物体との間の距離や自車両に対する目標物体の相対速度を計測するレーダ装置には、ＦＭ−ＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ−Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）、パルスドプラ等の各種レーダ方式が採用されている。その中でも、特に、ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、その回路構成が比較的小型・低廉であって移動体間の車間距離及び相対速度が同時に求まるという利点を有しているため、現在、多くの車両で採用されている。
【０００３】
一般に、かかるレーダ装置においては、例えば、下記特許文献１に示されるように、受信アンテナから受信されるアナログ信号がディジタル信号に変換されてからディジタル的に信号処理が実行されるため、ＡＤ変換器（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が使用されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−１８３４５０号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＡＤ変換器には、零から正の電圧値（例えば、０〜５Ｖ）を入力とする片電源タイプと、負から正の電圧値を入力とする両電源タイプとがある。通常、マイクロプロセッサやＤＳＰに内蔵されているものの多くは片電源タイプである。
【０００６】
レーダ装置において、片電源タイプのＡＤ変換器を使用して信号解析を行う場合には、信号成分に適当なバイアス（ＤＣ成分）を付加して使用する必要がある。この場合、信号解析にＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を用いると、低周波数域の信号成分がＤＣスペクトルの影響を受けて検出することができなくなったり、情報が歪まされるという問題が発生する。
【０００７】
また、両電源タイプのＡＤ変換器を用いフィルタ等でＤＣ成分を除去した信号に対してフーリエ変換等の信号解析を行う場合においても、窓関数等を掛けることによりＤＣ成分が発生する場合があり、同じく低周波数域の信号成分に影響を与える。
【０００８】
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＤＣ成分を抑圧することにより低周波数域の信号に対する処理の精度の向上を図ったレーダ装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第一の面によれば、送信信号と受信信号とを混合する混合器と、前記混合器の出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、を有するレーダ装置であって、前記ＡＤ変換器の出力データから所定の除去用電圧値を減算することにより直流電圧成分を除去する除去手段と、前記除去手段によって直流電圧成分を除去されたデータに対してフーリエ変換を施して解析を行う解析手段と、を具備することを特徴とするレーダ装置が提供される。
【００１０】
また、本発明の第二の面によれば、前記第一の面によるレーダ装置において、前記ＡＤ変換器の前段にバイアス電圧印加回路が更に具備され、前記除去手段は、前記バイアス電圧印加回路で使用される直流電圧源の電圧測定値を前記除去用電圧値として使用する。
【００１１】
また、本発明の第三の面によれば、前記第二の面によるレーダ装置において、前記電圧測定値は、前記バイアス印加回路に信号が入力されていない状態で前記直流電圧源の電圧を測定したものである。
【００１２】
また、本発明の第四の面によれば、前記第三の面によるレーダ装置において、前記バイアス印加回路に信号が入力されていない状態を生成すべく信号を遮断するスイッチが更に具備される。
【００１３】
また、本発明の第五の面によれば、前記第一の面によるレーダ装置において、前記除去手段は、前記ＡＤ変換器の出力データに基づいて前記除去用電圧値を算出する。
【００１４】
また、本発明の第六の面によれば、前記第五の面によるレーダ装置において、前記除去手段は、前記ＡＤ変換器の出力データの平均値として前記除去用電圧値を算出する。
【００１５】
また、本発明の第七の面によれば、前記第六の面によるレーダ装置において、前記除去手段は、前記平均値が減算されたデータに対して窓関数を掛け合わせ、該掛け合わせ後のデータに対して第二の平均値を算出し、該掛け合わせ後のデータから該第二の平均値を減算する処理を更に行う。
【００１６】
また、本発明の第八の面によれば、前記第一の面によるレーダ装置において、前記除去手段により処理されたデータに対して、さらに、低周波数域成分を除去するディジタルフィルタ処理が実施される。
【００１７】
また、本発明の第九の面によれば、前記第八の面によるレーダ装置において、前記ディジタルフィルタ処理が、窓関数を掛け合わせた後のデータについて実施される。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明をＦＭ−ＣＷレーダ装置に適用した場合の実施形態について説明する。
【００１９】
まず、ＦＭ−ＣＷレーダによる距離及び相対速度の測定原理について、図１及び図２に基づき説明する。ＦＭ−ＣＷレーダは、周波数変調（ＦＭ）を施しつつ連続波（ＣＷ）を送信し、その覆域内の対象（障害物）からのエコー（反射波）を受信するレーダである。
【００２０】
ここで、その周波数変調（ＦＭ）を三角波（周波数ｆ０を中心として±Δｆ／２の範囲で変化する）を用いて制御するとすれば、送信信号の周波数と時間との関係は、図１（Ａ）における実線のようになる。
【００２１】
そして、距離Ｒだけ離隔した場所に存在する対象からの反射信号の周波数と時間との関係は、その対象とレーダとの相対速度が０であるとすれば、図１（Ａ）の破線のようになる。したがって、送信信号と受信信号（即ち、反射信号）とが混合（ミキシング）せしめられて得られるビート信号の周波数（ビート周波数）ｆｒは、図１（Ｂ）のようになる。
【００２２】
ここで、変調三角波の繰り返し周波数をｆｍ、光速をｃとすれば、
【００２３】
対象とレーダとの相対速度が０でない場合には、ドプラ効果が起こるため、送受信信号は図２（Ａ）のようになる。したがって、送信信号の周波数が上昇していく区間のビート周波数ｆｕｐ及び送信信号の周波数が下降していく区間のビート周波数ｆｄｏｗｎは、図２（Ｂ）に示すようになる。
【００２４】
すなわち、ｆｕｐ及びｆｄｏｗｎは、相対速度が０の場合のビート周波数ｆｒにドプラ周波数ｆｄを重畳したものとなり、
【００２５】
なお、周知のように、ターゲットが速度ｖｒの相対運動をするときには、レーダが受信する反射波の周波数は、送信波の周波数ｆ０に対して、
ｆｄ＝２・ｖｒ・ｆ０／ｃ
によって表されるドプラ周波数だけずれる。ただし、ｃ＝３×１０８〔ｍ／ｓ〕である。
【００２６】
したがって、このｆｕｐ及びｆｄｏｗｎを別々に測定し、ｆｕｐ及びｆｄｏｗｎに基づいてｆｒ及びｆｄを算出すれば、これらよりレーダから対象までの距離とレーダに対する対象の相対速度とを求めることができる。
【００２７】
図３は、本発明の一実施形態に係るＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成を示すブロック図である。同図において、変調信号発生器１０は、変調信号として三角波信号を発生させる装置である。そして、電圧制御型発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１２は、その三角波信号に基づく周波数変調（ＦＭ）を施された送信信号を発生させる。その送信信号は、送信アンテナ１４から送信波（電波）として放射される。
【００２８】
受信アンテナ１６は、かかる送信波に対する反射波を受信するものであり、その受信信号は、混合器（ｍｉｘｅｒ）１８に導かれる。混合器１８は、その受信信号と送信信号とを混合して前述のビート信号を生成する。生成されたビート信号は、フィルタ２０、スイッチ回路２２、バイアス印加回路２４及びＡＤ変換器（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２６を介して処理器２８へ導かれる。
【００２９】
処理器２８は、マイクロプロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等から構成され、ビート信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を施して解析を行い、前述した測定原理に従って対象までの距離及び対象の相対速度を算出する。
【００３０】
ここで、ＡＤ変換器２６は、前述した片電源タイプであり、零から正の電圧値（例えば、０〜５Ｖ）を入力電圧としてＡＤ変換を行うものである。そのため、ＡＤ変換器２６の前段にバイアス印加回路２４が設けられており、このバイアス印加回路２４は、直流電圧源３０を使用して、入力信号に所定のバイアス電圧（例えば、２．５Ｖ）を印加する。すなわち、バイアス印加回路２４は、図４（Ａ）に例示される入力信号電圧を、図４（Ｂ）に例示される出力信号電圧へと変換する。
【００３１】
しかし、直流電圧源３０は必ずしも常に一定の電圧を供給するものではなく、その電圧は変動する。したがって、後段の処理において直流バイアス電圧の印加の影響を一定に処理することは困難であり、前述したように、後段でのＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理による周波数領域での信号解析において、低周波数域の信号成分の検出精度がＤＣスペクトルの影響を受けて悪化する。
【００３２】
そこで、本発明の第一実施形態では、直流電圧源３０の電圧を測定し、ＡＤ変換器２６の出力データからその測定値を減算することにより、直流電圧成分を除去するようにしている。そのための処理器２８による具体的な処理手順が図５のフローチャートに示される。
【００３３】
まず、ステップ１０２では、直流電圧源３０の電圧値を計測すべく、その電圧値がＡＤ変換器２６によりディジタル値ＤＣ０に変換される。このＤＣ０は、直流電圧成分すなわち除去用電圧値として記憶される。なお、その測定精度を高めるべく、バイアス印加回路２４に信号が入力されていない状態で電圧測定を行うことが好ましい。特に、本実施形態においては、バイアス印加回路２４に信号が入力されていない状態を強制的に生成することができるように、バイアス印加回路２４の前段に、信号を遮断するスイッチ２２が設けられている。
【００３４】
次いで、ステップ１０４では、ＡＤ変換器２６の出力データ、すなわちビート信号としてのＮ個のディジタルデータ列Ａｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）が取り込まれる。
【００３５】
そして、ステップ１０６では、
Ｂｎ＝Ａｎ−ＤＣ０
なる演算が行われ、各Ａｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）から直流電圧成分としての除去用電圧値ＤＣ０が除去されたデータ列Ｂｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）が算出される。
【００３６】
最後のステップ１０８では、直流成分除去後のビート信号データ列Ｂｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施され、前述した測定原理に基づく周波数解析が行われる。
【００３７】
以上の第一実施形態は、直流電圧源の電圧を計測してＤＣ成分をキャンセルするものであった。以下では、ＡＤ変換器２６の出力データ自身に基づいて直流電圧成分すなわち除去用電圧値を算出する実施形態について説明する。すなわち、以下の実施形態は、図３において、ＡＤ変換器２６を両電源タイプのものとし、スイッチ回路２２、バイアス印加回路２４及び直流電圧源３０を除去した装置に対しても適用され得るものである。
【００３８】
図６は、本発明の第二実施形態に係る、処理器２８による信号処理手順を示すフローチャートである。まず、ステップ２０２では、ＡＤ変換器２６の出力データ、すなわちビート信号としてのＮ個のディジタルデータ列Ａｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）が取り込まれる。
【００３９】
次いで、ステップ２０４では、
ＤＣ１＝（１／Ｎ）ΣＡｎ
なる演算が行われ、ＡＤ変換器２６の出力データの平均値として直流電圧成分すなわち除去用電圧値ＤＣ１が算出される。
【００４０】
次いで、ステップ２０６では、
Ｂｎ＝Ａｎ−ＤＣ１
なる演算が行われ、各Ａｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）から直流電圧成分としての除去用電圧値ＤＣ１が除去されたデータ列Ｂｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）が算出される。
【００４１】
最後のステップ２０８では、直流成分除去後のビート信号データ列Ｂｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施され、前述した測定原理に基づく周波数解析が行われる。このように、第二実施形態では、ＡＤ変換器２６の出力データ自身に基づいてＤＣ成分がキャンセルされる。
【００４２】
図７は、前述した第二実施形態を改造した第三実施形態に係る、処理器２８による信号処理手順を示すフローチャートである。ステップ３０２、３０４及び３０６の処理内容は、前述した第二実施形態に係る図６におけるステップ２０２、２０４及び２０６の処理内容と同一である。
【００４３】
ステップ３０８では、
Ｂｎ’＝Ｗｎ×Ｂｎ
なる演算が行われ、ＤＣ成分除去後のデータ列Ｂｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に対して所定の窓関数Ｗｎが掛け合わされる。すなわち、入力データ列の一部に着目してその部分だけが使用されるようにする窓操作が行われる。
【００４４】
次いで、ステップ３１０では、窓操作後のデータ列Ｂｎ’にＸ個の０点データが付加されて、新たなデータ列Ｃｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）（Ｍ＝Ｎ＋Ｘ）が作成される。すなわち、ある一定個数の０を意識的に加えて時間軸の拡大を図る操作であるアップサンプリング（インタポレ−ション）が行われて、周波数分解能の向上が図られる。
【００４５】
最後のステップ３１２では、データ列Ｃｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施され、前述した測定原理に基づく周波数解析が行われる。
【００４６】
図８は、更に前述した第三実施形態を改造した第四実施形態に係る、処理器２８による信号処理手順を示すフローチャートである。ステップ４０２、４０４、４０６及び４０８の処理内容は、前述した第三実施形態に係る図７におけるステップ３０２、３０４、３０６及び３０８の処理内容と同一である。
【００４７】
ステップ４１０では、
ＤＣ２＝（１／Ｎ）ΣＢｎ’
なる演算が行われ、窓操作後のデータ列Ｂｎ’の平均値として第二の直流電圧成分すなわち第二の除去用電圧値ＤＣ２が算出される。これは、窓関数を掛け合わせることにより新たにＤＣ成分が発生し得るからである。
【００４８】
次いで、ステップ４１２では、
Ｂｎ”＝Ｂｎ’−ＤＣ２
なる演算が行われ、各Ｂｎ’（ｎ＝１，２，…，Ｎ）から第二の除去用電圧値ＤＣ２が除去されたデータ列Ｂｎ”（ｎ＝１，２，…，Ｎ）が算出される。
【００４９】
次いで、ステップ４１４では、データ列Ｂｎ”（ｎ＝１，２，…，Ｎ）にＸ個の０点データが付加されて、新たなデータ列Ｃｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）（Ｍ＝Ｎ＋Ｘ）が作成される。最後のステップ４１６では、データ列Ｃｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施され、前述した測定原理に基づく周波数解析が行われる。
【００５０】
以上の処理によりＤＣ成分が除去されたデータにおいても、未だ除去されないＤＣ成分が残存する可能性があるため、さらに、ディジタルフィルタ処理を実施してＤＣ成分（低周波数域成分）を除去することが好ましい。また、そのディジタルフィルタ処理が、窓関数を掛け合わせた後のデータについて実施されるようにしてもよい。
【００５１】
以上、本発明の実施形態について述べてきたが、もちろん本発明はこれに限定されるものではなく、様々な実施形態を採用することが可能である。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＤＣ成分を抑圧することにより低周波数域の信号に対する処理の精度が向上せしめられたレーダ装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】（Ａ）及び（Ｂ）は、ＦＭ−ＣＷレーダにおいて相対速度が０である場合の、送受信信号の周波数と時間との関係及びビート周波数と時間との関係をそれぞれ示す特性図である。
【図２】（Ａ）及び（Ｂ）は、ＦＭ−ＣＷレーダにおいて相対速度が０でない場合の、送受信信号の周波数と時間との関係及びビート周波数と時間との関係をそれぞれ示す特性図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るＦＭ−ＣＷレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図４】（Ａ）及び（Ｂ）は、それぞれ、バイアス印加回路の入力信号電圧及び出力信号電圧を例示する波形図である。
【図５】本発明の第一実施形態に係る、処理器による信号処理手順を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第二実施形態に係る、処理器による信号処理手順を示すフローチャートである。
【図７】本発明の第三実施形態に係る、処理器による信号処理手順を示すフローチャートである。
【図８】本発明の第四実施形態に係る、処理器による信号処理手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０…変調信号発生器
１２…電圧制御型発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）
１４…送信アンテナ
１６…受信アンテナ
１８…混合器（ｍｉｘｅｒ）
２０…フィルタ
２２…スイッチ回路
２４…バイアス印加回路
２６…ＡＤ変換器（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）
２８…処理器
３０…直流電圧源
Claims (9)
- 送信信号と受信信号とを混合する混合器と、前記混合器の出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、を有するレーダ装置であって、
前記ＡＤ変換器の出力データから所定の除去用電圧値を減算することにより直流電圧成分を除去する除去手段と、
前記除去手段によって直流電圧成分を除去されたデータに対してフーリエ変換を施して解析を行う解析手段と、
を具備することを特徴とするレーダ装置。 - 前記ＡＤ変換器の前段にバイアス電圧印加回路を更に具備し、前記除去手段は、前記バイアス電圧印加回路で使用される直流電圧源の電圧測定値を前記除去用電圧値として使用する、請求項１に記載のレーダ装置。
- 前記電圧測定値は、前記バイアス印加回路に信号が入力されていない状態で前記直流電圧源の電圧を測定したものである、請求項２に記載のレーダ装置。
- 前記バイアス印加回路に信号が入力されていない状態を生成すべく信号を遮断するスイッチを更に具備する、請求項３に記載のレーダ装置。
- 前記除去手段は、前記ＡＤ変換器の出力データに基づいて前記除去用電圧値を算出する、請求項１に記載のレーダ装置。
- 前記除去手段は、前記ＡＤ変換器の出力データの平均値として前記除去用電圧値を算出する、請求項５に記載のレーダ装置。
- 前記除去手段は、前記平均値が減算されたデータに対して窓関数を掛け合わせ、該掛け合わせ後のデータに対して第二の平均値を算出し、該掛け合わせ後のデータから該第二の平均値を減算する処理を更に行う、請求項６に記載のレーダ装置。
- 前記除去手段により処理されたデータに対して、さらに、低周波数域成分を除去するディジタルフィルタ処理が実施される、請求項１に記載のレーダ装置。
- 前記ディジタルフィルタ処理が、窓関数を掛け合わせた後のデータについて実施される、請求項８に記載のレーダ装置。
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