JP2002529753A - 改善された信号定位装置 - Google Patents

改善された信号定位装置

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JP2002529753A JP2000581813A JP2000581813A JP2002529753A JP 2002529753 A JP2002529753 A JP 2002529753A JP 2000581813 A JP2000581813 A JP 2000581813A JP 2000581813 A JP2000581813 A JP 2000581813A JP 2002529753 A JP2002529753 A JP 2002529753A
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    • G01S5/00—Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations
    • G01S5/02—Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations using radio waves
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    • H—ELECTRICITY
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    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N7/00—Television systems
    • H04N7/14—Systems for two-way working
    • H04N7/15—Conference systems

Abstract

(57)【要約】 ビデオ会議システムでは、カメラ照準手段（１０）が話者にカメラを向けるために用いられる。このカメラの正しい方向を見出すために、システムはどの位置から音声が伝達されているかを決定することを必要とする。これは、音声信号を受信する少なくとも２つのマイクロホンを用いることによりなされ得る。該マイクロホンにより受信される信号の間の伝達遅延を測定することにより話者の位置を決定することが出来る。本発明により、遅延は、まずインパルス応答（h1）及び（h2）を決定し、次いで該インパルス応答（h1）と（h2）との間の相互相関関数を計算することにより決定される。該相互相関関数における主要なピークから遅延値が決定される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は、異なる位置にある複数の受信機を有する信号源定位装置（signal s
ource localization arrangement）であり、少なくとも２つの受信機により受信
される信号の間の遅延差を推定する遅延推定手段（delay estimation means）、
及び該遅延差から信号源の所在（location）を決定する位置決定手段（position
determining means）を有する信号源定位装置に関する。
【０００２】 本発明は、遅延推定装置、ビデオ通信システム（video communication system
）及び信号源定位方法にも関する。
【０００３】
【背景技術】
この前文に従う装置は、IEEE, ASSP workshop on applications of signal pr
ocessing to audio and acoustics, 1997においてHong Wang及びPeter Chuによ
り開示された文献“Voice source localization for automatic camera pointin
g system in videoconferencing”から既知である。
【０００４】 信号定位装置は幾つかのアプリケーションにおいて用いられる。斯様なアプリ
ケーションの第１の例は、ビデオ会議システム（video conferencing system）
又はセキュリティシステムにおける自動カメラ照準（automatic camera pointin
g）である。別のアプリケーションは、ユーザの位置においてオーディオの再生
を最適化することが出来るようにするための、オーディオシステムにおけるユー
ザの位置の決定である。
【０００５】 複数の受信機を用いる信号定位装置は、たいてい受信機の出力における信号の
間の遅延差の決定に基づいている。受信機の位置及び供給源と種々の受信機との
間の伝搬路の間の遅延差が既知である場合に供給源の位置を決定することが出来
る。２つの受信機を用いる場合にこれらの受信機の間のベースラインに対して方
向を決定することが可能である。３つの受信機を用いる場合に２次元平面におけ
る供給源の位置を決定することが可能になる。単一面内に配置されていない４つ
以上の受信機を用いる場合に３次元における供給源の位置を決定することが可能
になる。
【０００６】 従来技術の信号定位装置においては、遅延差が、種々の受信機により受信され
る信号の間の相互相関関数を計算することにより決定される。その場合、遅延差
は最も高い相関値が生じる相互相関関数における遅延値に等しい。
【０００７】 従来技術の信号定位装置での問題は、その動作が供給源により生成される信号
の特性に強く依存するということである。特に反響環境（reverberant environm
ent）において声に出された音声信号（voiced speech signal）は動作を狂わし
得る。信号特性のこの大きな影響を低減するためには、受信信号の相互相関関数
を決定するのに長い平均時間を用いなければならない。
【０００８】
【発明の開示】
本発明の目的は、信号特性の悪影響を低減している信号定位装置を提供するこ
とにある。
【０００９】 前記目的を達成するために、信号定位装置は、信号源定位装置が信号源と受信
機との間の経路（path）のインパルス応答を表わす複数の関数を決定するインパ
ルス応答決定手段を有すること、及び遅延推定手段が該関数から遅延差を決定す
るように構成されることを特徴とする。
【００１０】 インパルス応答を表わす関数は、インパルス応答の重要な面を表わす関数では
あるが、信号源と受信機との間の経路の実インパルス応答とは他の面において実
質的に異なり得る。
【００１１】 受信信号自体からではなく、信号源と受信機との間の経路のインパルス応答を
表わす関数から遅延差を決定することにより、遅延差の決定における信号の特性
の影響はかなり低減される。実験が、遅延差の決定において用いられる平均時間
をかなり低減することが出来ることを示している。
【００１２】 好ましくは、遅延差が、インパルス応答を表わす関数の相互相関関数を計算す
ることにより決定される。
【００１３】 本発明の実施例は、インパルス応答決定手段が受信機により供給される信号か
らフィルターをかけられた信号を導く可調整フィルターを有し、信号源定位装置
が該フィルターをかけられた信号から組み合わせ信号を導く組み合わせ手段を有
すること、前記インパルス応答決定手段が該組み合わせ信号の電力の大きさ（po
wer measure）を最大化するために前記可調整フィルターを制御する制御手段を
有すること、及び該制御手段がフィルターをかけられたオーディオ信号の組み合
わせ電力利得の大きさ（combined power gain measure）を所定の値までに限定
するように構成されることを特徴とする。
【００１４】 複数のフィルターをかけられた信号を組み合わせ、限定された組み合わせ電力
利得の大きさの制約の下で組み合わせ信号の電力を最大化するためにフィルター
を調整することにより、前記フィルターが、該フィルターが付加される前の最大
のコヒーレンスを持つフィルターをかけられた信号に至る伝達関数に収束するこ
とが得られる。これは、可調整フィルターのインパルス応答の間の遅延差が受信
機の出力における信号の間の遅延差に対応することを意味する。
【００１５】 本発明の他の実施例は、制御手段が可調整フィルターの伝達関数の共役である
伝達関数を持つ複数の他の可調整フィルターを有し、前記他の可調整フィルター
が組み合わせオーディオ信号からフィルターをかけられた組み合わせオーディオ
信号を導くように構成されること、及び前記制御手段が、該組み合わせオーディ
オ信号の電力の大きさを最大化するように構成され、入力オーディオ信号と該入
力オーディオ信号に対応するフィルターをかけられた組み合わせオーディオ信号
との間の差の大きさを最小化するために前記可調整フィルター及び前記他の可調
整フィルターの伝達関数を制御することにより処理されたオーディオ信号の組み
合わせ電力利得の大きさを所定の値までに制限するように構成されることを特徴
とする。
【００１６】 実験は、２セットの可調整フィルターを用いることにより音声信号の質を更に
高めることが出来ることを示している。入力オーディオ信号と対応するフィルタ
ーをかけられた組み合わせオーディオ信号との間の差の大きさを最小化すること
により、該組み合わせオーディオ信号の電力の大きさが、各周波数成分毎に可調
整フィルターの電力利得の合計が所定の定数に等しいという制約の下で最大化さ
れるということが得られる。上記の２つの基準の間の相関関係を、簡素化された
例を用いることにより図の詳細な説明において以下に示す。
【００１７】 本発明を、図を参照して以下に説明する。
【００１８】
【本発明を実施するための最良の形態】
図１によるビデオ通信システムにおいて、マイクロホン１はインパルス応答決
定手段５に接続され、マイクロホン２はインパルス応答決定手段６に接続される
。方向だけではなく２次元又は３次元における信号源の厳密な位置をも決定する
ことが出来るようにするために、付加的なマイクロホン３及び４を対応するイン
パルス応答決定手段に付加することが出来る。インパルス応答決定手段５及び６
は、信号源から関連のマイクロホンまでのインパルス応答を表わす関数を決定す
る。
【００１９】 インパルス応答を表わす関数を伝えるインパルス応答決定手段５及び６の出力
は、相関計算手段７の入力に接続される。
【００２０】 インパルス応答決定手段５及び６が周波数領域において動作する場合にそれら
は、インパルス応答h1及びh2の推定値のフーリエ変換W1 ＊及びW2 ＊を供給するだ
ろう。そこで、まず次式に従ってクロスパワースペクトルを決定することにより
相互相関関数を容易に決定することが出来る。 ΦW1,W2(f)= W1・W2 ＊ （１）
【００２１】 式（１）においてW２は、インパルス応答決定手段により供給される関数W２ ＊ の複素共役である。関数ΦW1,W2(f)から該関数に対してIFFTを行うことにより相
互相関関数ρW1,W2(k)を決定することが出来る。
【００２２】 時間領域において動作するインパルス応答決定手段５及び６においては、関数
h1及びh2がこれらのインパルス応答決定手段により供給されるだろう。この場合
には、相互相関関数ρW1,W2(k)を次式に従って計算することが出来る。
【数１】
【００２３】 式（２）においてNはh1及びh2の長さである。
【００２４】 関数ρW1,W2(k)が決定された後、非零サンプルの間に値が零であるサンプルを
導入することにより関数ρW1,W2(k)をアップサンプリングし、これに続いて補間
することにより、この関数の分解能（resolution）を改善することが出来る。有
用な補間係数（interpolation factor）は４から８までの範囲内にある。
【００２５】 （アップサンプリングされ、補間された）相互相関関数は、相関関数決定手段
７により遅延差計算手段８に渡される。これらの遅延差計算手段８は、最大相関
値を持つｋの値を決定する。その場合に対応する遅延差Δはk・Tsに等しく、Tsは
サンプリング期間である。
【００２６】 遅延計算手段８の出力は位置計算手段の入力に接続される。２つの受信機を用
いる場合、受信機の間の接続線と供給源の方向との間の角度として規定される方
向Θを次式に従って計算することが出来る。
【数２】
【００２７】 式（３）において、cは受信されるべき信号の伝搬速度であり、dは受信機の間
の距離である。角度Θを表わす信号は、カメラの位置を受信機１と受信機２との
間のベースラインに対して角度Θ以上回転させるカメラ位置決め手段１０に渡さ
れる。
【００２８】 図２に従うインパルス応答決定手段において、ここではマイクロホン１である
第１受信機の出力がインパルス応答決定手段５及び６の第１入力に接続され、こ
こではマイクロホン２である第２受信機の出力がインパルス応答決定手段５及び
６の第２入力に接続される。
【００２９】 マイクロホン４と６とが、各々インパルス応答H1とH2とを持つ伝搬路を介して
信号VINを受信すると仮定される場合に、マイクロホン１の出力信号はH1・VINに
等しく、マイクロホン２の出力信号はH2・VINに等しい。マイクロホン１の出力は
伝達関数W1を持つフィルター１０の入力に接続され、マイクロホン２の出力は伝
達関数W2を持つフィルター１２の入力に接続される。フィルター１０及び１２の
出力において、処理された信号VP及びVQが使用可能になる。これらの処理された
信号に関しては次のように書くことが出来る。 VP=H1・W1・VIN （４） 及び VQ=H2・W2・VIN （５） 組み合わせ手段１８の出力において、処理された信号VPとVQとの合計VSUMが使用
可能になる。この信号VSUMは次式に等しい。 VSUM=(H1・W1+H2・W2)VIN （６）
【００３０】 加算器１８の出力は、２つの他の可調整フィルター１４及び１６の入力に接続
される。他の可調整フィルター１４及び１６は、伝達関数W1 ＊及びW2 ＊を用いて
組み合わせ信号からフィルターをかけられた組み合わせ信号を導く。第１のフィ
ルターをかけられた組み合わせ信号は次式に等しく、 VFC1=(H1・W1+H2・W2)・W1 ＊・VIN （７） 第２のフィルターをかけられた組み合わせ信号は次式に等しい。 VFC2=(H1・W1+H2・W2)・W2 ＊・VIN （８） 減算器２４により第１入力オーディオ信号と第１のフィルターをかけられた組み
合わせオーディオ信号との間の第１の差の大きさを決定する。減算器２４の出力
信号に関しては次のように書くことが出来る。 VDIFF1={H1-(H1・W1+H2・W2)・W1 ＊}・VIN （９） 減算器２６により第２入力オーディオ信号と第２の倍率変更された組み合わせオ
ーディオ信号との間の第２の差の大きさを決定する。減算器２６の出力信号に関
しては次のように書くことが出来る。 VDIFF2={H2-(H1・W1+H2・W2)・W2 ＊}・VIN （１０） 図２に従う装置は、減算器２４のVDIFF1の出力信号の電力を０と等しくさせるた
めにフィルター１０及び１４の係数を調整する制御素子２０を有する。更に、こ
の装置は、減算器２６の出力信号VDIFF2の電力を０と等しくさせるためにフィル
ター１２及び１６の係数を調整する制御素子２２を有する。x及びyに関して両方
の差信号を０と等しくさせる値を見出すために、以下の等式のセットを解く必要
がある。 (H1・W1+H2・W2)・W1 ＊=H1 （１１） (H1・W1+H2・W2)・W2 ＊=H2 （１２） 式（１２）で式（１１）を割ることにより、式（１１）及び式（１２）から(H1・
W1+H2・W2)の項を除くことで、次式がもたらされる。
【数３】 式（１３）の左側及び右側を共役させることにより、W1に関しては次のように書
くことが出来る。
【数４】 式（１２）に式（１４）を代入することで次式が与えられる。
【数５】 式（１５）を並べ替えることで|W2|2に関して次式が与えられる。
【数６】
【００３１】 |W1|2に関しては、同様に次のように求めることが出来る。
【数７】 式（１６）及び式（１７）から、|H1|2が増大する（又は|H2|2が減少する）際に
|W1|2の値が増大すること、及び|H2|2が増大する（又は|H1|2が減少する）際に|
W2|2の値が増大することは明らかである。このように、最も強い入力信号は明白
である。これは、従来技術の装置においては必要とされていた話者からマイクロ
ホンまでの経路の周波数依存性を知る必要なしに、話者の音声信号を背景雑音及
び音声信号の反響成分に対して強調するために用いる。
【００３２】 処理手段の電力利得の合計が限定されるという制約の下で組み合わせオーディ
オ信号の電力を最大化させることは、|H1|2及び|H2|2に関して減算器２４及び２
６の出力信号を０と等しくさせるのと同じ値をもたらすことを以下に実証する。
【００３３】 組み合わせオーディオ信号VSUMの電力の大きさPSUMに関しては、次のように書
くことが出来る。 PSUM= VSUM 2=|H1・W1+H2・W2|2・VIN 2 （１８）
【００３４】 倍率変更手段の電力利得の合計が一定値までに限定される境界条件に関しては
次のように述べることが出来る。 GP=|W1|2+|W2|2=1 （１９） 結果として、|H1・W1+H2・W2|2の項は境界条件|W1|2+|W2|2-1=0の下で最大化され
るはずである。これは、周知のラグランジュの乗数法を用いることによりなされ
得る。前記の方法に従って、次式は最大化されるはずである。 (|H1・W1+H2・W2|2+λ・(|H1|2+|H2|2-1) （２０）
【数８】 、
【数９】 、
【数１０】 及び
【数１１】 に関して式（２０）を微分し、導関数を０に設定することで、４つの変数を持つ
４つの等式が与えられる。これらの等式を解き、|W1|2及び|W2|2の値を計算する
ことにより、式（１６）及び式（１７）が求められる。結果として、W1及びW2を
差信号が０と等しくなるように制御することは、組み合わせ信号の電力を処理手
段の種々の分岐（branch）の電力利得の合計が最大値までに限定されるという境
界条件の下で最大化することと同等であることは明らかである。上記は、各々が
【数１２】 である伝達係数Hiを持つN入力信号に対して容易に一般化され得る。各々が信号i
に対応し、電力伝達係数|Wi|2を持つN分岐を処理手段が持つと仮定した場合に、
これらの|Wi|2の値に関して次のように書くことが出来る。
【数１３】
【００３５】 伝達経路のインパルス応答を、通例用いられる適当な複雑さを備えるデジタル
フィルターによって厳密にモデル化することは出来ないことから、一般に、減算
器の出力信号をちょうど０と等しくさせることは可能ではないということが認め
られる。実際には、所与の期間にわたって平均化される減算器の出力信号の電力
を最小化する。適応フィルターを動作させるこの方法は効果的であることが判明
している。本具体例において、インパルス応答を表わす関数は、該関数の位相の
差が信号源から受信機までの伝達経路のインパルス応答における位相の差に等し
いという特性を持つ。これは、伝達経路のインパルス応答を表わす関数の１つの
可能性であるが、種々の関数を用いることが出来ることは明らかである。
【００３６】 図３のインパルス応答決定手段５及び６においては、ここではマイクロホン３
０、３２及び３４であるオーディオ供給源からの入力信号がデジタル信号に変換
され、該デジタル信号が関連の直並列変換器（series to parallel converter）
３６、３８及び４０によりL個のサンプルのブロックに変換される。直並列変換
器３６、３８及び４０の出力は、処理手段４１の対応する入力、及び関連のブロ
ック遅延素子５４、５６及び５８の入力に接続される。
【００３７】 処理手段４１において、直並列変換器３６の出力信号はブロック連結ユニット
（block concatenation unit）４２に加えられる。ブロック連結ユニット４２は
、現在のL個のサンプルのブロックと直並列変換器３６の出力において使用可能
なサンプルの前のブロックからのN個のサンプルとからN+L個のサンプルのブロッ
クを構成する。ブロック連結ユニット４２の出力は、周波数領域プログラム可能
フィルター４４の入力に接続される。処理されたオーディオ信号を伝える周波数
領域プログラム可能フィルター４４の出力は、ここでは加算器７６である組み合
わせ手段の第１入力に接続される。周波数領域プログラム可能フィルター４４は
、自身の出力においてN+L個のサンプルのブロックを与える。
【００３８】 同様に、直並列変換器３８の出力信号はブロック連結ユニット４８及び周波数
領域プログラム可能フィルター４６により処理され、直並列変換器４０の出力信
号はブロック連結ユニット５２及び周波数領域プログラム可能フィルター５０に
より処理される。処理されたオーディオ信号を伝える周波数領域プログラム可能
フィルター４６及び５０の出力は加算器７６の対応する入力に接続される。
【００３９】 加算器７６の出力はIFFTユニット７７の入力に接続され、IFFTユニット７７は
加算器７６の出力信号から高速フーリエ逆変換された信号を決定する。IFFTユニ
ット７７の出力はユニット７９の入力に接続され、ユニット７９は、IFFTユニッ
ト７７の出力においてN+L個のサンプルのうち末尾のN個のサンプルを捨てる（di
scard）。
【００４０】 ユニット７９の出力信号は、並直列変換器７８によりサンプルのシリアルスト
リームに変換される。並直列変換器７８の出力において、オーディオ処理装置の
出力信号が使用可能になる。ユニット７９の出力信号はブロック連結ユニット７
４にも加えられ、ブロック連結ユニット７４は、ユニット７９の出力における現
在のL個のサンプルのブロック及びユニット７９の出力におけるN個の前のサンプ
ルのブロックとからN+L個のサンプルのブロックを導く。ブロック連結ユニット
７４の出力は高速フーリエ変換器７２の入力に接続され、高速フーリエ変換器７
２は自身の入力におけるN+L個のサンプルからN+L点のFFTを計算する。高速フー
リエ変換器７２の出力信号は組み合わせ信号の周波数スペクトルを表わす。周波
数スペクトルは周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８の入力、並びに正
規化器７３の入力に加えられる。正規化器７３の出力は周波数領域適応フィルタ
ー６２、６６及び６８の入力に接続される。
【００４１】 ブロック遅延素子５４の出力は減算器６０の第１入力に接続される。ブロック
遅延素子５６の出力は減算器６４の第１入力に接続され、ブロック遅延素子５８
の出力は減算器７０の第１入力に接続される。ブロック遅延素子５４、５６及び
５８は、周波数領域プログラム可能フィルター４４及び４６においてオーディオ
信号に加わる遅延を補償するためにある。
【００４２】 周波数領域適応フィルター６２の出力は減算器６０の第２入力に接続され、減
算器６０の出力は該周波数領域適応フィルターの制御入力に接続される。周波数
領域適応フィルター６６の出力は減算器６４の第２入力に接続され、減算器６４
の出力は該周波数領域適応フィルターの制御入力に接続される。周波数領域適応
フィルター６８の出力は減算器７０の第２入力に接続され、減算器７０の出力は
該周波数領域適応フィルターの制御入力に接続される。
【００４３】 周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８は、それらの制御入力における
入力信号の電力を最小化すべくそれらの伝達関数を調整するように構成される。
周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８は、それらのN+L個のフィルター
係数を周波数領域プログラム可能フィルター４４、４６及び４８に供給する。こ
れらの周波数領域適応フィルターは、ブロック連結ユニット４２、４８及び５２
から受取られる信号にフィルターをかけるためにN+L個のフィルター係数を用い
る前に、該N+L個のフィルター係数の共役値を決定する。
【００４４】 ここでは、インパルス応答を表わす関数が周波数領域プログラム可能フィルタ
ー４４、４６及び５０のための係数U１, U２,…UMのセットにより構成される。
【００４５】 図４に従う周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８において、パディン
グ素子（padding element）８０は、関連の周波数領域適応フィルターの制御入
力において使用可能なL個のサンプルを０の値を持つN個のサンプルと組み合わせ
てN+L個のサンプルを持つデータのブロックにする。このN+L個のサンプルのブロ
ックに、FFT素子８２により実行されるN+L点の高速フーリエ変換を施す。このFF
Tを実行する前の、L個のサンプルのブロックのN+L個のサンプルのブロックへの
拡張は、巡回たたみ込み効果（cyclic convolution effect）による信号の歪み
を防ぐために行われる。この対策は、（適応）デジタルフィルターの当業者にと
って周知である。
【００４６】 FFT素子８２の出力において、周波数領域適応フィルターの制御入力（＝減算
器６０、６４及び７０各々の出力）における信号の周波数スペクトルが使用可能
になる。FFT素子８２の出力信号は正規化器７３の出力信号と掛け算される。正
規化器７３の出力信号のN+L個の成分は、周波数領域適応フィルターの係数の適
応のスピードを決定する適応スピード値を表わす。
【００４７】 乗算器８４の出力信号は、加算器８６によりブロック遅延素子１１２の出力信
号に付加される。ブロック遅延素子１１２の出力信号は、前の周波数領域適応フ
ィルターのフィルター係数の値を表わす。加算器８６の出力信号に、IFFT素子９
４により実行される高速フーリエ逆変換を施す。IFFT素子９４のN+L個の出力サ
ンプルから、末尾のLブロックの値が素子９６により零に設定される。次いで、
（L個のサンプルが零である）N+L個のサンプルに、FFT素子１１０により実行さ
れるFFT演算を施す。IFFT素子９４、素子９６及びFFT素子１１０の組み合わせが
、巡回たたみ込み効果を防ぐためにFDAF係数に時間領域の制約が加えられる“条
件付き（constrained）”FDAFを構成する。
【００４８】 FFT素子１１０の出力はブロック遅延素子１1２の入力に接続される。ブロック
遅延素子１１２の出力において、N+L個の係数がフィルター演算用に使用可能に
なる。これらの係数は対応するプログラム可能フィルターにも渡される。加算器
８６、IFFT素子９４、素子９６、FFT素子１１０及びブロック遅延素子１１２の
組み合わせは、次式によりフィルター係数を決定する。 νi,k+1=νi,k+λi,k・Εi,k （２２） 式（２２）において、νi,k+1は時点k+1におけるN+L個のフィルター係数を表わ
し、νi,kは時点kにおけるN+L個のフィルター係数を表わし、λi,kは正規化器７
３により乗算器８４の第２入力に供給される適応係数を表わし、Ek,iは図２の減
算器６０、６４又は７０の出力におけるエラー信号の周波数スペクトルを表わす
。
【００４９】 図４に従う正規化器７３において、入力信号は図２のFFTユニット７２により
供給され、共役素子（conjugating element）１０６は該入力信号の共役値を決
定する。この共役値は乗算器１０４により前記入力信号と掛け算される。乗算器
１０４の出力において入力信号のパワースペクトルが使用可能になる。乗算器１
０４の出力は乗算器１０２の入力に接続される。
【００５０】 乗算器１０２、加算器１００、乗算器９８及びブロック遅延素子９２により構
成される低域フィルターは、乗算器１０４の出力において使用可能なような、周
波数領域適応フィルターの入力信号のパワースペクトルの時間平均を決定する。
bの適切な値は、次式の通りである。
【数１４】 式（２３）においてfsampleは、オーディオ信号がサンプリングされ、処理され
るサンプリング周波数である。Lに関しては３２又は６４という値が、サンプル
レートが８ｋHzと等しい場合に有用な値であることが分かっている。時平均パワ
ースペクトルを伝える加算器１００の出力は割り算器（divider）８８の第１入
力に接続される。共役素子１０６の出力信号は倍率変更素子（scaling element
）９０により倍率2aで倍率変更される。Aの適切な値は0.01である。倍率変更素
子９０の出力信号は割り算器８８の第２入力に接続される。
【００５１】 割り算器８８は、デジタルフィルターの入力信号の（倍率2aで倍率変更された
）共役のFFT変換と正規化器７３の入力信号の時平均パワースペクトルとの比を
計算することによりλi,kの値を決定する。λi,kの値は、入力信号のスペクトル
のkth成分と時平均パワースペクトルのkth成分との間の比に比例して増大する。
このことは、それらの強さに関係なく全ての周波数成分に対して同じである適応
速度をもたらす。
【００５２】 図６に従う周波数領域プログラム可能フィルター４４、４６及び５０において
、入力信号は、該入力信号からN+L点のFFTを計算するFFT素子１２０の入力に加
えられる。共役素子１２２は、周波数領域適応フィルター６２、６６及び６８か
ら受け取られるパラメータの共役値を決定する。乗算器１２４は、入力信号のFF
Tを周波数領域適応フィルターから受け取られる共役されたフィルター係数と掛
け算することによりフィルターをかけられた信号を計算する。
【００５３】 Nの適切な選択はNをLと等しくさせることではあるが、Lよりも小さい又は大き
いNを選択することも可能であるということが認められる。FFT演算及びIFFT演算
の容易な実施を可能にするためには、N+Lを２つの電力と等しくさせることが望
ましい。
【００５４】 図７に従うインパルス応答決定手段の時間領域の実施において、マイクロホン
３０、３２及び３４の出力は処理手段１３１並びに遅延素子１８６、１８８及び
１９０の入力に接続される。処理手段１３１は時間領域プログラム可能フィルタ
ー１３３、１３５及び１３７を有する。
【００５５】 時間領域プログラム可能フィルター１３３は、複数の縦続接続遅延素子１３０
、１３２及び１３４、並びに重み係数W1,1…W1,Nで重み付けされた遅延素子の出
力信号を加算する加算器１４６を有する。重み付けは重み付け素子１３６、１３
８、１４０、１４２及び１４４により行われる。時間領域プログラム可能フィル
ター１３５は、複数の縦続接続遅延素子１４８、１５０及び１５２、並びに重み
係数W2,1…W2,Nで重み付けされた遅延素子の出力信号を加算する加算器１６４を
有する。重み付けは重み付け素子１５４、１５６、１５８、１６０及び１６２に
より行われる。時間領域プログラム可能フィルター１３７は、複数の縦続接続遅
延素子１６６、１６８及び１７０、並びに重み係数WM,1…WM,Nで重み付けされた
遅延素子の出力信号を加算する加算器１８２を有する。
【００５６】 処理されたオーディオ信号を伝える時間領域プログラム可能フィルター１３３
、１３５及び１３７の出力は、ここでは加算器１８４である組み合わせ手段に接
続される。加算器１８４の出力において、高められたオーディオ信号（enhanced
audio signal）が使用可能になる。加算器１８４の出力は、時間領域適応フィ
ルター１９１、１９３及び１９５の入力に接続される。
【００５７】 時間領域適応フィルター１９１は複数の遅延素子１９４、１９６及び１９８を
有する。遅延素子１９４、１９６及び１９８の出力信号は、重み付け素子２００
、２０２、２０４、２０６及び２０８により重み係数W1,1…W1,Nで重み付けされ
る。重み付け素子２００…２０８の出力信号は加算器１９２により加算され、加
算器１９２は適応フィルター１９１の出力信号を供給する。
【００５８】 時間領域適応フィルター１９３は複数の遅延素子２２６、２２８及び２３０を
有する。遅延素子２２６、２２８及び２３０の出力信号は、重み付け素子２１６
、２１８、２２０、２２２及び２２４により重み係数W2,1…W2,Nで重み付けされ
る。重み付け素子２１６…２２４の出力信号は加算器２１０により加算され、加
算器２１０は適応フィルター１９３の出力信号を供給する。
【００５９】 時間領域適応フィルター１９５は複数の遅延素子２３６、２４０及び２４６を
有する。遅延素子２３６、２４０及び２４６の出力信号は、重み付け素子２３４
、２３８、２４２、２４４及び２４８により重み係数WM,1…WM,Nで重み付けされ
る。重み付け素子２３４…２４８の出力信号は加算器２３２により加算され、加
算器２３２は時間領域適応フィルター１９５の出力信号を供給する。
【００６０】 遅延素子１８６、１８８及び１９０の出力は、減算器２１２、２１４及び２３
０の第１入力に接続される。遅延素子１８６、１８８及び１９０は、プログラム
可能フィルターのインパルス応答を相対的に（時間的により早く）アンチ・コー
ザルにするためにある。減算器２１２、２１４及び２３０の第２入力は、時間領
域適応フィルター１９１、１９３及び１９５の出力に結合される。減算器２１２
、２１４及び２３０の出力は各々制御手段２３１、２３３及び２３５に接続され
る。制御手段は、対応する減算器の出力信号の電力を最小化するために対応する
適応フィルター１９１、１９３及び１９５の伝達関数を調整するように構成され
る。
【００６１】 制御手段２３１、２３３及び２３５は、次式に従って適応フィルター１９１、
１９３及び１９５の係数を調整するように構成される。 Wj,k (n+1)=Wj,k (n)+μ・y[n-k+1]・ej[n] （２４） 式（２４）においてWj,k(n)は、jth適応フィルターにおけるkth (k=1,2,…N)重
み付け素子の重み係数であり、μは適応定数であり、ej[n]は入力信号を遅延さ
せるjthブロック遅延素子の出力信号とjth適応フィルターの出力信号との間の差
である。yj[n-k+1]は、オーディオ処理装置のk-1サンプリング期間以上遅延した
出力信号である。これらの信号y[n-k+1]は、適応フィルターの遅延素子の出力に
おいて使用可能になる。適応フィルターの全てが同一の入力信号を持つことから
、遅延素子を共用することができ、遅延素子の所要数の低減をもたらす。
【００６２】 係数Wj,k(n)が決定された後、これらの係数は、逆に時間領域プログラム可能
フィルター１３３、１３５及び１３７に渡される。このことは、適応フィルター
における第1タップに対応する係数が対応するプログラム可能フィルターにおけ
る末尾のタップの係数に渡されることを意味する。
【００６３】 ここでは、インパルス応答を表わす関数は係数W1,1,…W1,N ;…; WM,1,…WM,N のセットである。上記のようにインパルス応答を表わすこれらの関数は相関関数
相関手段７に渡される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による信号源定位手段を用いるビデオ通信システムのブロ
ック図を示す。
【図２】 本発明によるインパルス応答決定手段のブロック概略図を示す。
【図３】 周波数領域適応フィルター及び周波数領域プログラム可能フィル
ターが用いられる本発明によるより詳細なインパルス応答決定手段を示す。
【図４】 図２に従う装置において用いられる正規化手段７３の実施例を示
す。
【図５】 図３において用いられている周波数領域適応フィルター６２、６
６及び６８の具体例を示す。
【図６】 図３において用いられている周波数領域プログラム可能フィルタ
ー４４、４６及び５０の具体例を示す。
【図７】 時間領域適応フィルター及び時間領域プログラム可能フィルター
が用いられる本発明によるインパルス応答決定手段の具体例を示す。
【符号の説明】
１ マイクロホン ２ マイクロホン ３ 付加的なマイクロホン ４ 付加的なマイクロホン ５ インパルス応答決定手段 ６ インパルス応答決定手段 ７ 相関関数決定手段 ８ 遅延差計算手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １， 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ Ｆターム(参考） 5C022 AA12 AB65 AC71 AC72 5C064 AA02 AB04 AC04 AC06 AC07 AC11 AD14 5D015 DD01 DD02 5J062 AA08 BB05 CC11 5J083 AA05 AB20 AC18 AD02 AE08 BE10 BE45 BE53 CA07 CA10

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 異なる位置にある複数の受信機を有する信号源定位装置であ
    って、当該信号源定位装置が、少なくとも２つの受信機により受信される信号の
    間の遅延差を推定する遅延差推定手段、及び該遅延差から信号源の所在を決定す
    る位置決定手段を有する信号源定位装置であり、当該信号源定位装置が、該信号
    源と前記受信機との間の経路のインパルス応答を表わす複数の関数を決定するイ
    ンパルス応答決定手段を有すること、及び遅延推定手段が、該関数から前記遅延
    差を決定するように構成されることを特徴とする信号源定位装置。
  2. 【請求項２】 前記遅延推定手段が、前記関数から相関関数の計算により前
    記遅延差を決定するように構成されることを特徴とする請求項１に記載の信号源
    定位装置。
  3. 【請求項３】 前記インパルス応答決定手段が、前記受信機により供給され
    る信号からフィルターをかけられた信号を導く可調整フィルターを有し、当該信
    号源定位装置が、該フィルターをかけられた信号から組み合わせ信号を導く組み
    合わせ手段を有すること、前記インパルス応答決定手段が、該組み合わせ信号の
    電力の大きさを最大化するために前記可調整フィルターを制御する制御手段を有
    すること、及び該制御手段が前記フィルターをかけられた信号の組み合わせ電力
    利得の大きさを所定の値までに限定するように構成されることを特徴とする請求
    項１又は請求項２に記載の信号源定位装置。
  4. 【請求項４】 前記制御手段が、前記可調整フィルターの伝達関数の共役で
    ある伝達関数を持つ複数の他の可調整フィルターを有し、該他の可調整フィルタ
    ーが、組み合わせオーディオ信号からフィルターをかけられた組み合わせオーデ
    ィオ信号を導くように構成されること、及び前記制御手段が、前記組み合わせ信
    号の電力の大きさを最大化するように、及び入力信号と該入力信号に対応するフ
    ィルターをかけられた組み合わせ信号との間の差の大きさを最小化するために前
    記可調整フィルター及び前記他の可調整フィルターの伝達関数を制御することに
    より処理された信号の組み合わせ電力利得の大きさを所定の値までに制限するよ
    うに構成されることを特徴とする請求項３に記載の信号源定位装置。
  5. 【請求項５】 少なくとも２つの受信機により受信される信号の間の遅延差
    を推定する遅延推定手段であり、信号源定位装置が、信号源と該受信機との間の
    経路のインパルス応答を表わす複数の関数を決定するインパルス応答決定手段を
    有すること、及び当該遅延推定手段が、該関数から前記遅延差を決定するように
    構成されることを特徴とする遅延推定手段。
  6. 【請求項６】 当該遅延推定手段が、前記関数を相関させることにより前記
    遅延差を決定するように構成されることを特徴とする請求項５に記載の遅延推定
    手段。
  7. 【請求項７】 前記インパルス応答決定手段が、前記受信機により供給され
    る信号からフィルターをかけられた信号を導く可調整フィルターを有し、前記信
    号源定位装置が該フィルターをかけられた信号から組み合わせ信号を導く組み合
    わせ手段を有すること、前記インパルス応答決定手段が、該組み合わせ信号の電
    力の大きさを最大化するために前記可調整フィルターを制御する制御手段を有す
    ること、及び該制御手段が、フィルターをかけられたオーディオ信号の組み合わ
    せ電力利得の大きさを所定の値までに限定するように構成されることを特徴とす
    る請求項５又は請求項６に記載の遅延推定手段。
  8. 【請求項８】 前記制御手段が、前記可調整フィルターの伝達関数の共役で
    ある伝達関数を持つ複数の他の可調整フィルターを有し、該他の可調整フィルタ
    ーが、組み合わせオーディオ信号からフィルターをかけられた組み合わせオーデ
    ィオ信号を導くように構成されること、及び該制御手段が、該組み合わせオーデ
    ィオ信号の電力の大きさを最大化するように、及び入力オーディオ信号と該入力
    オーディオ信号に対応する前記フィルターをかけられた組み合わせオーディオ信
    号との間の差の大きさを最小化するために前記可調整フィルター及び前記他の可
    調整フィルターの前記伝達関数を制御することにより処理されたオーディオ信号
    の組み合わせ電力利得の大きさを所定の値までに制限するように構成されること
    を特徴とする請求項７に記載の遅延推定手段。
  9. 【請求項９】 信号源の方向にカメラを向けるカメラ照準手段を有するビデ
    オ通信装置であって、当該ビデオ通信装置が、該信号源の位置を決定する信号源
    定位装置を有し、該信号源定位装置が、異なる位置にある複数の受信機を有し、
    該信号源定位装置が、少なくとも２つの受信機により受信される信号の間の遅延
    差を推定する遅延推定手段、及び該遅延差から信号源の所在を決定する位置決定
    手段を有するビデオ通信装置であり、該信号源定位装置が、該信号源と前記受信
    機との間の経路のインパルス応答を表わす複数の関数を決定するインパルス応答
    決定手段を有すること、及び前記遅延推定手段が、該関数から遅延値を決定する
    ように構成されることを特徴とするビデオ通信装置。
  10. 【請求項１０】 前記インパルス応答決定手段が、前記受信機により供給さ
    れる信号からフィルターをかけられた信号を導く可調整フィルターを有し、前記
    信号源定位装置が、該フィルターをかけられた信号から組み合わせ信号を導く組
    み合わせ手段を有すること、前記インパルス応答決定手段が、該組み合わせ信号
    の電力の大きさを最大化するために前記可調整フィルターを制御する制御手段を
    有すること、及び該制御手段が、フィルターをかけられたオーディオ信号の組み
    合わせ電力利得の大きさを所定の値までに限定するように構成されることを特徴
    とする請求項９に記載のビデオ通信装置。
  11. 【請求項１１】 異なる位置にある複数の受信機を用いる信号源定位方法で
    あって、当該信号源定位方法は、少なくとも２つの受信機により受信される信号
    の間の遅延差を推定し、該遅延差から信号源の所在を決定する信号源定位方法で
    あり、当該信号源定位方法が、該信号源と前記受信機との間の経路のインパルス
    応答を表わす複数の関数を決定すること、及び当該信号源定位方法が該関数から
    遅延値を決定することを特徴とする信号源定位方法。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004264234A (ja) * 2003-03-04 2004-09-24 Fujitsu Ten Ltd レーダ装置
JP2016197884A (ja) * 2010-01-29 2016-11-24 クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ 通信デバイス上で位相エラーを減らすこと

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7146012B1 (en) * 1997-11-22 2006-12-05 Koninklijke Philips Electronics N.V. Audio processing arrangement with multiple sources
DE10043055A1 (de) * 2000-08-29 2002-03-14 Univ Ilmenau Tech Verfahren und Anordnung zur passiven Schallortung
US7039198B2 (en) * 2000-11-10 2006-05-02 Quindi Acoustic source localization system and method
GB2375698A (en) 2001-02-07 2002-11-20 Canon Kk Audio signal processing apparatus
DE10129662A1 (de) * 2001-06-20 2003-01-09 Philips Corp Intellectual Pty Kommunikationssystem mit Systemkomponenten zur Feststellung der Urheberschaft eines Kommunikationsbeitrages
GB0120450D0 (en) 2001-08-22 2001-10-17 Mitel Knowledge Corp Robust talker localization in reverberant environment
US20030072456A1 (en) * 2001-10-17 2003-04-17 David Graumann Acoustic source localization by phase signature
JP3908598B2 (ja) * 2002-05-29 2007-04-25 富士通株式会社 波動信号処理システム及び方法
JP2004193782A (ja) * 2002-12-09 2004-07-08 Toa Corp スピーカとマイクロホン間の音波伝搬時間測定方法およびその装置
US20040170289A1 (en) * 2003-02-27 2004-09-02 Whan Wen Jea Audio conference system with quality-improving features by compensating sensitivities microphones and the method thereof
US7039200B2 (en) * 2003-03-31 2006-05-02 Microsoft Corporation System and process for time delay estimation in the presence of correlated noise and reverberation
GB0324536D0 (en) 2003-10-21 2003-11-26 Mitel Networks Corp Detecting acoustic echoes using microphone arrays
WO2005106841A1 (en) 2004-04-28 2005-11-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Adaptive beamformer, sidelobe canceller, handsfree speech communication device
CN101410900A (zh) * 2006-03-24 2009-04-15 皇家飞利浦电子股份有限公司 用于可佩戴装置的数据处理
US8024189B2 (en) 2006-06-22 2011-09-20 Microsoft Corporation Identification of people using multiple types of input
US20080101624A1 (en) * 2006-10-24 2008-05-01 Motorola, Inc. Speaker directionality for user interface enhancement
TWI327230B (en) * 2007-04-03 2010-07-11 Ind Tech Res Inst Sound source localization system and sound soure localization method
KR100953091B1 (ko) * 2007-10-04 2010-04-19 한국전자통신연구원 거리추정 카운터를 이용한 거리추정 장치, 시스템 및 방법
EP2311256B1 (en) * 2008-08-04 2012-01-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Communication device with peripheral viewing means
CN102257401B (zh) 2008-12-16 2014-04-02 皇家飞利浦电子股份有限公司 使用粒子滤波估计声源地点
EP2382802A2 (en) 2008-12-24 2011-11-02 Nxp B.V. Method of and apparatus for planar audio source tracking
NO332161B1 (no) * 2009-12-30 2012-07-09 Cisco Systems Int Sarl Fremgangsmate og system for a bestemme retningen mellom et deteksjonspunkt og en akustisk kilde
US9084036B2 (en) * 2011-05-17 2015-07-14 Alcatel Lucent Signal source localization using compressive measurements
US9084057B2 (en) * 2011-10-19 2015-07-14 Marcos de Azambuja Turqueti Compact acoustic mirror array system and method
KR101825810B1 (ko) * 2016-05-09 2018-02-05 한국해양대학교 산학협력단 위상 차이를 이용한 선박용 디지털 음향수신장치의 방향 탐지 방법 및 장치
EP3566463B1 (en) 2017-01-03 2020-12-02 Koninklijke Philips N.V. Audio capture using beamforming
US10951859B2 (en) 2018-05-30 2021-03-16 Microsoft Technology Licensing, Llc Videoconferencing device and method

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3601530A (en) * 1969-04-29 1971-08-24 Bell Telephone Labor Inc Video conference system using voice-switched cameras
US4536887A (en) * 1982-10-18 1985-08-20 Nippon Telegraph & Telephone Public Corporation Microphone-array apparatus and method for extracting desired signal
US4581758A (en) * 1983-11-04 1986-04-08 At&T Bell Laboratories Acoustic direction identification system
US5206721A (en) * 1990-03-08 1993-04-27 Fujitsu Limited Television conference system
WO1994006246A1 (en) * 1992-08-27 1994-03-17 Kabushiki Kaisha Toshiba Moving picture encoder
IT1257164B (it) * 1992-10-23 1996-01-05 Ist Trentino Di Cultura Procedimento per la localizzazione di un parlatore e l'acquisizione diun messaggio vocale, e relativo sistema.
US5335011A (en) * 1993-01-12 1994-08-02 Bell Communications Research, Inc. Sound localization system for teleconferencing using self-steering microphone arrays
CA2148631C (en) * 1994-06-20 2000-06-13 John J. Hildin Voice-following video system
US5508734A (en) * 1994-07-27 1996-04-16 International Business Machines Corporation Method and apparatus for hemispheric imaging which emphasizes peripheral content
US5737431A (en) * 1995-03-07 1998-04-07 Brown University Research Foundation Methods and apparatus for source location estimation from microphone-array time-delay estimates
US5778082A (en) * 1996-06-14 1998-07-07 Picturetel Corporation Method and apparatus for localization of an acoustic source
US5825898A (en) * 1996-06-27 1998-10-20 Lamar Signal Processing Ltd. System and method for adaptive interference cancelling
JP3344647B2 (ja) * 1998-02-18 2002-11-11 富士通株式会社 マイクロホンアレイ装置
US6469732B1 (en) * 1998-11-06 2002-10-22 Vtel Corporation Acoustic source location using a microphone array

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004264234A (ja) * 2003-03-04 2004-09-24 Fujitsu Ten Ltd レーダ装置
JP2016197884A (ja) * 2010-01-29 2016-11-24 クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ 通信デバイス上で位相エラーを減らすこと

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Publication number Publication date
CN100569007C (zh) 2009-12-09
US6774934B1 (en) 2004-08-10
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