JP2001309483A - 収音方法および収音装置 - Google Patents
収音方法および収音装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 収音装置において、装置規模を拡大せずに、
出力の目的音成分の歪を軽減する。 【解決手段】 マイクロホン１１1〜１１Mで受音された
信号は話者位置推定部１５Ａに供給される。話者位置推
定部１５Ａは話者位置推定を行う。遅延制御部１６は、
話者位置推定結果を受け推定話者位置に遅延和アレーの
焦点が向くような遅延を遅延器１２1〜１２Mに設定す
る。信号対雑音比推定部１８は各マイクロホン１１1〜
１１Mで収録された音声信号について信号対雑音比（Ｓ
Ｎ比）を推定する。推定されたＳＮ比はフィルタ係数の
決定に用いられる。最適フィルタ計算部１７はアレーの
出力のＳＮ比、目的音成分の歪が最適となるような最適
フィルタを計算し、フィルタ１３1〜１３Mに設定する。
フィルタ１３1〜１３Mを通過した、マイクロホン１１1
〜１１Mで受音された信号は加算器１４で加算され、出
力される。
出力の目的音成分の歪を軽減する。 【解決手段】 マイクロホン１１1〜１１Mで受音された
信号は話者位置推定部１５Ａに供給される。話者位置推
定部１５Ａは話者位置推定を行う。遅延制御部１６は、
話者位置推定結果を受け推定話者位置に遅延和アレーの
焦点が向くような遅延を遅延器１２1〜１２Mに設定す
る。信号対雑音比推定部１８は各マイクロホン１１1〜
１１Mで収録された音声信号について信号対雑音比（Ｓ
Ｎ比）を推定する。推定されたＳＮ比はフィルタ係数の
決定に用いられる。最適フィルタ計算部１７はアレーの
出力のＳＮ比、目的音成分の歪が最適となるような最適
フィルタを計算し、フィルタ１３1〜１３Mに設定する。
フィルタ１３1〜１３Mを通過した、マイクロホン１１1
〜１１Mで受音された信号は加算器１４で加算され、出
力される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信会議、遠隔講
義、異常音監視等において、複数のマイクロホンにより
受音された音声信号をフィルタ処理して出力することに
より、雑音や歪を低減し、目的とする音源から発せられ
た音を高品質に収音する方法および装置に関するもので
ある。
義、異常音監視等において、複数のマイクロホンにより
受音された音声信号をフィルタ処理して出力することに
より、雑音や歪を低減し、目的とする音源から発せられ
た音を高品質に収音する方法および装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】マイクロホンにより受音された信号に
は、目的とする音源から発せられた音（目的音）の他
に、空調音、電気機器のファン音、マイクロホンアンプ
や信号ケーブル等で生じる電気的雑音等の雑音が含まれ
る。また、収音の過程で目的音成分に歪が生じる。目的
音成分の歪が小さいほど収音した音は目的音に近い波形
であるので、目的音成分の歪は小さいほど高品質であ
る。したがって、高品質な収音とは高ＳＮ比、かつ目的
音成分の歪が小さい収音のことである。
は、目的とする音源から発せられた音（目的音）の他
に、空調音、電気機器のファン音、マイクロホンアンプ
や信号ケーブル等で生じる電気的雑音等の雑音が含まれ
る。また、収音の過程で目的音成分に歪が生じる。目的
音成分の歪が小さいほど収音した音は目的音に近い波形
であるので、目的音成分の歪は小さいほど高品質であ
る。したがって、高品質な収音とは高ＳＮ比、かつ目的
音成分の歪が小さい収音のことである。
【０００３】音波をモデル化する場合に、球面波をモデ
ルとする場合と平面波をモデルとする場合がある。音源
が点状と見なせる場合は球面波モデルを用いることがで
き、音源からマイクロホンまでの距離に比べ十分に狭い
範囲内に全てのマイクロホンがある場合には、平面波モ
デルを用いることができる。
ルとする場合と平面波をモデルとする場合がある。音源
が点状と見なせる場合は球面波モデルを用いることがで
き、音源からマイクロホンまでの距離に比べ十分に狭い
範囲内に全てのマイクロホンがある場合には、平面波モ
デルを用いることができる。
【０００４】複数のマイクロホンにより受音された信号
を処理して、目的とする音源（目的音源）から発せられ
た音を高品質に収音する方法の代表的なものとして遅延
和アレーがある。遅延和アレーは、焦点位置から複数の
マイクロホンへ到来する音を同位相化し加算すること
で、焦点位置に対する感度を高める方法であり、目的音
源位置に焦点を向けることにより、目的音源位置以外に
ある雑音を抑圧し、ＳＮ比を向上させることができる。
ただし、真の目的音源位置を知ることは不可能であるの
で、焦点は推定した目的音源位置（推定音源位置）に向
けられることになる。
を処理して、目的とする音源（目的音源）から発せられ
た音を高品質に収音する方法の代表的なものとして遅延
和アレーがある。遅延和アレーは、焦点位置から複数の
マイクロホンへ到来する音を同位相化し加算すること
で、焦点位置に対する感度を高める方法であり、目的音
源位置に焦点を向けることにより、目的音源位置以外に
ある雑音を抑圧し、ＳＮ比を向上させることができる。
ただし、真の目的音源位置を知ることは不可能であるの
で、焦点は推定した目的音源位置（推定音源位置）に向
けられることになる。
【０００５】次に、球面波モデルを仮定した遅延和アレ
ーについて詳細な説明をする。
ーについて詳細な説明をする。
【０００６】まず、説明するのに必要な記号の定義を行
う。図８はマイクロホンが音波を受音する様子を説明す
る図であり、４１は座標の原点、４２は遅延和アレー焦
点位置（推定音源位置）、４３は目的音源位置、４４1
〜４４Mはマイクロホンを表している。次に、図中の記
号の意味を説明する。ｉ（ｉ＝１，２，３，…，Ｍ）は
マイクロホンの番号、Ｐは目的音源位置４３のベクト
ル、Ｐ’は遅延和アレーの焦点位置（推定音源位置４
２）のベクトル、Ｑ（ｉ）はｉ番目マイクロホン４４ｉ
の位置のベクトル、ｒ（ｉ）は目的音源とｉ番目マイク
ロホンの間の距離、ｒ'(ｉ）は焦点（推定音源位置）と
ｉ番目マイクロホンの間の距離、ｘ（ｉ，ｔ）は時刻ｔ
におけるｉ番目マイクロホン４４ｉの受音信号である。
また、位置ベクトルと距離の関係は式（１）、式（２）
で表される。
う。図８はマイクロホンが音波を受音する様子を説明す
る図であり、４１は座標の原点、４２は遅延和アレー焦
点位置（推定音源位置）、４３は目的音源位置、４４1
〜４４Mはマイクロホンを表している。次に、図中の記
号の意味を説明する。ｉ（ｉ＝１，２，３，…，Ｍ）は
マイクロホンの番号、Ｐは目的音源位置４３のベクト
ル、Ｐ’は遅延和アレーの焦点位置（推定音源位置４
２）のベクトル、Ｑ（ｉ）はｉ番目マイクロホン４４ｉ
の位置のベクトル、ｒ（ｉ）は目的音源とｉ番目マイク
ロホンの間の距離、ｒ'(ｉ）は焦点（推定音源位置）と
ｉ番目マイクロホンの間の距離、ｘ（ｉ，ｔ）は時刻ｔ
におけるｉ番目マイクロホン４４ｉの受音信号である。
また、位置ベクトルと距離の関係は式（１）、式（２）
で表される。
【０００７】
【数１】
【０００８】次に、マイクロホンで受音された信号を数
式で表す。マイクロホンで受音される信号には、目的音
源から発せられて直接マイクロホンに到達する音、目的
音源から発せられて壁、床、天井等に反射してからマイ
クロホンに到達する音、空調、電気機器のファン音等の
雑音、さらには、マイクロホンアンプ、信号ケーブル等
で生じる電気的雑音等がある。本明細書では、簡単のた
めに目的音源から発せられて直接マイクロホンに到達す
る音以外の信号をまとめて１つの雑音として扱うことと
し、この雑音は定常的な白色雑音、各マイクロホン間で
無相関、全てのマイクロホンで等パワーであると仮定す
る。また、目的音源の指向特性は無指向性と仮定する。
目的音源の信号をｓ（ｔ）、ｉ番目マイクロホンでの雑
音成分をｎ（ｉ，ｔ）、音速をｃと表し、ｉ番目マイク
ロホンの受音信号を数式で表すと、目的音源から発せら
れた音は１／ｒ（ｉ）の距離減衰と、ｒ（ｉ）／ｃの伝
播時間を持ってｉ番目マイクロホンに到達し、雑音はマ
イクロホンで加わるので、式（３）となる。
式で表す。マイクロホンで受音される信号には、目的音
源から発せられて直接マイクロホンに到達する音、目的
音源から発せられて壁、床、天井等に反射してからマイ
クロホンに到達する音、空調、電気機器のファン音等の
雑音、さらには、マイクロホンアンプ、信号ケーブル等
で生じる電気的雑音等がある。本明細書では、簡単のた
めに目的音源から発せられて直接マイクロホンに到達す
る音以外の信号をまとめて１つの雑音として扱うことと
し、この雑音は定常的な白色雑音、各マイクロホン間で
無相関、全てのマイクロホンで等パワーであると仮定す
る。また、目的音源の指向特性は無指向性と仮定する。
目的音源の信号をｓ（ｔ）、ｉ番目マイクロホンでの雑
音成分をｎ（ｉ，ｔ）、音速をｃと表し、ｉ番目マイク
ロホンの受音信号を数式で表すと、目的音源から発せら
れた音は１／ｒ（ｉ）の距離減衰と、ｒ（ｉ）／ｃの伝
播時間を持ってｉ番目マイクロホンに到達し、雑音はマ
イクロホンで加わるので、式（３）となる。
【０００９】
【数２】
【００１０】図９は、球面波モデルを仮定した遅延和ア
レーを説明する図であり、４４1〜４４Mがマイクロホ
ン、４５1〜４５Mが遅延器、４６1〜４６Mがゲイン、４
７が加算器を表している。各マイクロホン４４1〜４４M
で受音された信号は、遅延器４５1〜４５M、ゲイン４６
1〜４６Mを通り加算器４７で加算され出力ｙ（Ｐ’，
ｔ）となるので、出力ｙ（Ｐ’，ｔ）は式（４）のよう
に表すことができ、式（３）を代入することでさらに変
形される。
レーを説明する図であり、４４1〜４４Mがマイクロホ
ン、４５1〜４５Mが遅延器、４６1〜４６Mがゲイン、４
７が加算器を表している。各マイクロホン４４1〜４４M
で受音された信号は、遅延器４５1〜４５M、ゲイン４６
1〜４６Mを通り加算器４７で加算され出力ｙ（Ｐ’，
ｔ）となるので、出力ｙ（Ｐ’，ｔ）は式（４）のよう
に表すことができ、式（３）を代入することでさらに変
形される。
【００１１】
【数３】
【００１２】遅延和アレーは、焦点から直接マイクロホ
ンへ到来する信号を同位相化して加算することにより、
焦点位置の感度を上げ、焦点位置を推定音源位置に合わ
せることにより、目的音源から発せられる音を収音す
る。焦点位置（推定音源位置）から直接マイクロホンへ
到来する信号を同位相化する遅延は、焦点（推定音源位
置）から各マイクロホンまでの音の伝播時間ｒ'(ｉ）／
ｃを固定遅延Ｄより差し引けばよいので式（５）で表さ
れる。
ンへ到来する信号を同位相化して加算することにより、
焦点位置の感度を上げ、焦点位置を推定音源位置に合わ
せることにより、目的音源から発せられる音を収音す
る。焦点位置（推定音源位置）から直接マイクロホンへ
到来する信号を同位相化する遅延は、焦点（推定音源位
置）から各マイクロホンまでの音の伝播時間ｒ'(ｉ）／
ｃを固定遅延Ｄより差し引けばよいので式（５）で表さ
れる。
【００１３】
【数４】
【００１４】ただし、固定遅延Ｄは、信号を進ませるこ
とができないという因果性を満足させるために、ｄ
（ｉ，Ｐ’）が必ず正となる定数でなければならない。
とができないという因果性を満足させるために、ｄ
（ｉ，Ｐ’）が必ず正となる定数でなければならない。
【００１５】式（５）の遅延を式（４）に代入すると、
遅延和アレー出力ｙ（Ｐ’，ｔ）は式（６）で表され
る。
遅延和アレー出力ｙ（Ｐ’，ｔ）は式（６）で表され
る。
【００１６】
【数５】
【００１７】ただし、δ（ｉ）は焦点が真の目的音源位
置ではなく推定音源位置に向いていることによる遅延誤
差であり、式（７）で表される。
置ではなく推定音源位置に向いていることによる遅延誤
差であり、式（７）で表される。
【００１８】
【数６】
【００１９】目的音源位置と推定音源位置が十分に近く
遅延誤差が小さい場合（δ（ｉ）＝０と見なせる場合）
には、式（６）の目的音成分の遅延が一定値Ｄとなり、
同位相で加算される。一方、雑音成分は各マイクロホン
間で無相関であるので同位相となることはない。したが
って、同位相で加算される目的音成分のみが強調され、
ＳＮ比を改善することができる。
遅延誤差が小さい場合（δ（ｉ）＝０と見なせる場合）
には、式（６）の目的音成分の遅延が一定値Ｄとなり、
同位相で加算される。一方、雑音成分は各マイクロホン
間で無相関であるので同位相となることはない。したが
って、同位相で加算される目的音成分のみが強調され、
ＳＮ比を改善することができる。
【００２０】次に、遅延和アレー出力のＳＮ比と目的音
成分の歪を求める。
成分の歪を求める。
【００２１】まず、式（６）を遅延和アレーの特性を解
析するのに都合が良いように、フーリエ変換し周波数領
域で表すと、式（８）となる。
析するのに都合が良いように、フーリエ変換し周波数領
域で表すと、式（８）となる。
【００２２】
【数７】
【００２３】ただし、Ｙ（Ｐ’，ω）はｙ（Ｐ’，ｔ）
をフーリエ変換したもの、Ｓ（ω）はｓ（ｔ）をフーリ
エ変換したもの、Ｎ（ｉ，ω）はｎ（ｉ，ｔ）をフーリ
エ変換したもの、ωは角周波数を表している。
をフーリエ変換したもの、Ｓ（ω）はｓ（ｔ）をフーリ
エ変換したもの、Ｎ（ｉ，ω）はｎ（ｉ，ｔ）をフーリ
エ変換したもの、ωは角周波数を表している。
【００２４】式（８）の右辺１項目は、遅延和アレー出
力の目的音成分の信号であり、式（８）の右辺２項目
は、遅延和アレー出力の雑音成分の信号であり、式
（８）より遅延和アレー出力の目的音成分のパワーＷ
ｓ、雑音成分パワーＷｎを求めると、それぞれ式
（９）、式（１０）となる。
力の目的音成分の信号であり、式（８）の右辺２項目
は、遅延和アレー出力の雑音成分の信号であり、式
（８）より遅延和アレー出力の目的音成分のパワーＷ
ｓ、雑音成分パワーＷｎを求めると、それぞれ式
（９）、式（１０）となる。
【００２５】
【数８】
【００２６】ただし、ａ＾ｂはａのｂ乗を表し、Ｅ
（ａ）はａの平均をとることを表す。また、Ｗ’ｓはＳ
（ω）のパワーでありＷ’ｓ＝Ｅ（｜Ｓ（ω)｜）で表
され、Ｗ’ｎはＮ（ｉ，ω）のパワーであり、Ｎ（ｉ，
ω）のパワーは各マイクロホンで一定であるという仮定
より｜Ｎ（ω）｜＝｜Ｎ（ｉ，ω）｜として、Ｗ’ｎ＝
Ｅ（｜Ｎ（ω)｜）で表される。
（ａ）はａの平均をとることを表す。また、Ｗ’ｓはＳ
（ω）のパワーでありＷ’ｓ＝Ｅ（｜Ｓ（ω)｜）で表
され、Ｗ’ｎはＮ（ｉ，ω）のパワーであり、Ｎ（ｉ，
ω）のパワーは各マイクロホンで一定であるという仮定
より｜Ｎ（ω）｜＝｜Ｎ（ｉ，ω）｜として、Ｗ’ｎ＝
Ｅ（｜Ｎ（ω)｜）で表される。
【００２７】式（９）、式（１０）より、遅延和アレー
の出力のＳＮ比ＳＮＲは式（１１）で表される。
の出力のＳＮ比ＳＮＲは式（１１）で表される。
【００２８】
【数９】
【００２９】次に、遅延和アレー出力の目的音成分の歪
ＥＲＲを式（８）より求める。目的音成分の歪は、遅延
和アレー出力の目的音成分（式（８）右辺１項目）と目
的音Ｓ（ω）との誤差を目的音で正規化し、二乗平均し
たもので表し、式（１２）で表される。
ＥＲＲを式（８）より求める。目的音成分の歪は、遅延
和アレー出力の目的音成分（式（８）右辺１項目）と目
的音Ｓ（ω）との誤差を目的音で正規化し、二乗平均し
たもので表し、式（１２）で表される。
【００３０】
【数１０】
【００３１】ここで、ゲインｇ（ｉ，Ｐ’）について議
論する。音源位置推定誤差のない場合、すなわち遅延誤
差δ（ｉ）＝０の場合に関してＳＮ比を最大とするゲイ
ンｇ（ｉ，Ｐ’）が求められている。これは、式（１
１）をｇ（ｉ，Ｐ’）で偏微分し、式（１１）の極大点
を求めることで値を決定でき、g(i,P')=const・1/r(i)
（ｃｏｎｓｔは定数）がその値である。この方法で遅延
和アレーの出力のＳＮ比を最大とすることができるが、
音源位置推定誤差がある場合（遅延誤差δ（ｉ）≠０）
には、式（１２）に示すように遅延和アレーの出力に目
的音成分の歪が生じる。
論する。音源位置推定誤差のない場合、すなわち遅延誤
差δ（ｉ）＝０の場合に関してＳＮ比を最大とするゲイ
ンｇ（ｉ，Ｐ’）が求められている。これは、式（１
１）をｇ（ｉ，Ｐ’）で偏微分し、式（１１）の極大点
を求めることで値を決定でき、g(i,P')=const・1/r(i)
（ｃｏｎｓｔは定数）がその値である。この方法で遅延
和アレーの出力のＳＮ比を最大とすることができるが、
音源位置推定誤差がある場合（遅延誤差δ（ｉ）≠０）
には、式（１２）に示すように遅延和アレーの出力に目
的音成分の歪が生じる。
【００３２】この遅延和アレー出力の目的音成分の歪
は、焦点位置のメインビームが狭いほど、音源位置推定
誤差の影響を受けやすくなる。焦点位置のメインビーム
幅は、高周波成分ほど狭く、マイクロホンが広範囲に配
置されているほど狭くなる。したがって、遅延和アレー
出力の目的音成分の歪は高周波成分ほど大きく生じ、マ
イクロホンが広範囲に設置されているほど大きくなる。
は、焦点位置のメインビームが狭いほど、音源位置推定
誤差の影響を受けやすくなる。焦点位置のメインビーム
幅は、高周波成分ほど狭く、マイクロホンが広範囲に配
置されているほど狭くなる。したがって、遅延和アレー
出力の目的音成分の歪は高周波成分ほど大きく生じ、マ
イクロホンが広範囲に設置されているほど大きくなる。
【００３３】以上まとめると、遅延和アレーは、焦点か
ら複数のマイクロホンへ到来する音を同位相化し加算す
ることで、その位置に対する感度を高める方法であり、
目的音源位置に焦点を向けることにより、目的音源位置
以外にある雑音を抑圧し、ＳＮ比を向上させることがで
きる。ただし、真の目的音源位置を知ることは不可能で
あるので、焦点は推定音源位置に向けられることにな
り、音源位置推定誤差により出力に目的音成分の歪を生
じる。この目的音成分の歪は高周波成分ほど大きく生
じ、マイクロホンが広範囲に配置されているほど大きく
なる。
ら複数のマイクロホンへ到来する音を同位相化し加算す
ることで、その位置に対する感度を高める方法であり、
目的音源位置に焦点を向けることにより、目的音源位置
以外にある雑音を抑圧し、ＳＮ比を向上させることがで
きる。ただし、真の目的音源位置を知ることは不可能で
あるので、焦点は推定音源位置に向けられることにな
り、音源位置推定誤差により出力に目的音成分の歪を生
じる。この目的音成分の歪は高周波成分ほど大きく生
じ、マイクロホンが広範囲に配置されているほど大きく
なる。
【００３４】次に、この遅延和アレー出力の目的音成分
の歪を軽減する従来の方法を説明する。
の歪を軽減する従来の方法を説明する。
【００３５】図１０はこの従来方法を説明する図であ
り、５１が音波到来方向、５２が平面波の波面、５３1
〜５３Mが等間隔Ｌで直線状に配置された無指向性マイ
クロホン、５４1〜５４Mがディジタルフィルタ（Ｕタッ
プＦＩＲフィルタ）、５５が加算器を表している。ｈ
（ｉ，φ，ｕ）はｉ番目のマイクロホン５３iのディジ
タルフィルタ５４iのｕタップ目のフィルタ係数を表
し、φは遅延和アレーの焦点の方向を表し、ｋは周期Ｔ
でサンプリングされた離散時刻を表し整数値を取る。マ
イクロホン５３1〜５３Mに到来した音波は式（１３）、
式（１４）で表される。ただし、時刻ｔは離散化したｋ
Ｔに置き換わる。
り、５１が音波到来方向、５２が平面波の波面、５３1
〜５３Mが等間隔Ｌで直線状に配置された無指向性マイ
クロホン、５４1〜５４Mがディジタルフィルタ（Ｕタッ
プＦＩＲフィルタ）、５５が加算器を表している。ｈ
（ｉ，φ，ｕ）はｉ番目のマイクロホン５３iのディジ
タルフィルタ５４iのｕタップ目のフィルタ係数を表
し、φは遅延和アレーの焦点の方向を表し、ｋは周期Ｔ
でサンプリングされた離散時刻を表し整数値を取る。マ
イクロホン５３1〜５３Mに到来した音波は式（１３）、
式（１４）で表される。ただし、時刻ｔは離散化したｋ
Ｔに置き換わる。
【００３６】
【数１１】
【００３７】ただし、τ（θ）は、θ方向から到来する
音波を仮定したとき、隣り合うマイクロホン間での音波
到来時間差であり、ｃは音速である。
音波を仮定したとき、隣り合うマイクロホン間での音波
到来時間差であり、ｃは音速である。
【００３８】次に、マイクロホン５３1〜５３Mで受音さ
れた信号はディジタルフィルタ５４ 1〜５４Mを通り加算
されるので、出力ｙ（θ，φ，ｋ）は式（１５）のよう
に表される。
れた信号はディジタルフィルタ５４ 1〜５４Mを通り加算
されるので、出力ｙ（θ，φ，ｋ）は式（１５）のよう
に表される。
【００３９】
【数１２】
【００４０】次に、式（１５）をフーリエ変換すれば、
式（１６）となる。
式（１６）となる。
【００４１】
【数１３】
【００４２】この方法の伝達関数Ｒ（θ，φ，ω）は、
式（１６）を変形して式（１７）で表される。
式（１６）を変形して式（１７）で表される。
【００４３】
【数１４】
【００４４】式（１７）は、２次元フーリエ変換の式と
等価な形となっており、所望の指向特性を伝達関数Ｒ
（θ，φ，ω）に代入し、２次元逆フーリエ変換するこ
とにより、所望の指向特性を持ったディジタルフィルタ
の係数ｈ（ｉ，φ，ｕ）を求めることができる。この方
法を用いることで任意の指向特性を作り出すことがで
き、周波数に依存しないメインビームを持つ指向特性を
設計することが可能である。したがって、目的音成分の
高周波成分に大きな歪を生じることなく良好に目的音源
から到来する音を収音することができる。
等価な形となっており、所望の指向特性を伝達関数Ｒ
（θ，φ，ω）に代入し、２次元逆フーリエ変換するこ
とにより、所望の指向特性を持ったディジタルフィルタ
の係数ｈ（ｉ，φ，ｕ）を求めることができる。この方
法を用いることで任意の指向特性を作り出すことがで
き、周波数に依存しないメインビームを持つ指向特性を
設計することが可能である。したがって、目的音成分の
高周波成分に大きな歪を生じることなく良好に目的音源
から到来する音を収音することができる。
【００４５】しかし、この方法は平面波モデルを仮定し
た等間隔直線アレーを用いなければならないため、球面
波モデルや任意配置のマイクロホンには適用することが
できない。通信会議、遠隔講義、異常音監視等では、マ
イクロホンを設置できる位置が部屋の中に限定されるた
め、平面波モデルを使うにはアレーの大きさを小さくし
なくてはならない。アレーの大きさを小さくした場合、
マイクロホンは部屋の一部分に集中して配置されるた
め、マイクロホンが設置されている位置の周辺以外で
は、マイクロホンと音源の間の距離が離れてしまう。こ
のため、マイクロホンで受音される信号のＳＮ比は低く
なり、音の品質が悪くなってしまう。
た等間隔直線アレーを用いなければならないため、球面
波モデルや任意配置のマイクロホンには適用することが
できない。通信会議、遠隔講義、異常音監視等では、マ
イクロホンを設置できる位置が部屋の中に限定されるた
め、平面波モデルを使うにはアレーの大きさを小さくし
なくてはならない。アレーの大きさを小さくした場合、
マイクロホンは部屋の一部分に集中して配置されるた
め、マイクロホンが設置されている位置の周辺以外で
は、マイクロホンと音源の間の距離が離れてしまう。こ
のため、マイクロホンで受音される信号のＳＮ比は低く
なり、音の品質が悪くなってしまう。
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術は、
音源位置推定誤差により出力の目的音成分に歪が大きく
生じることを解決するために、各マイクロホンで収音さ
れた音声をディジタルフィルタを用いてフィルタリング
処理しており、平面波モデルを仮定したアレーにしか適
用できず、通信会議、遠隔講義、異常音監視等に用いる
のに不向きであるという問題がある。
音源位置推定誤差により出力の目的音成分に歪が大きく
生じることを解決するために、各マイクロホンで収音さ
れた音声をディジタルフィルタを用いてフィルタリング
処理しており、平面波モデルを仮定したアレーにしか適
用できず、通信会議、遠隔講義、異常音監視等に用いる
のに不向きであるという問題がある。
【００４７】本発明の目的は、球面波モデルを仮定した
任意配置のアレーにおいて、装置規模を拡大せず（マイ
クロホン数を増やすことなく）、出力の目的音成分の歪
を軽減することができる収音方法及び装置を提供するこ
とである。
任意配置のアレーにおいて、装置規模を拡大せず（マイ
クロホン数を増やすことなく）、出力の目的音成分の歪
を軽減することができる収音方法及び装置を提供するこ
とである。
【００４８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の収音方法は、任意配置の複数の収音手段の
各々で収録された音声信号を各々異なる遅延量で遅延さ
せ、各遅延出力を各々異なるフィルタ係数でフィルタリ
ングし、各フィルタリング出力を加算して加算出力を出
力する収音方法において、音源位置を推定し、前記音源
位置から発せられ、前記複数の収音手段で受音した信号
が同位相となるように遅延を制御し、各収録音声信号の
信号対雑音比を推定し、各音源位置から各収音手段まで
の距離と信号対雑音比とから加算出力の雑音対信号比を
推定し、各距離から加算出力の目的音成分歪を推定し、
加算出力の雑音対信号比と目的音成分歪とから求められ
る歪関数を最小とする各フィルタ係数を決定し、フィル
タ係数の決定において、各距離で減衰させた各フィルタ
係数の和を一定値とする。
に、本発明の収音方法は、任意配置の複数の収音手段の
各々で収録された音声信号を各々異なる遅延量で遅延さ
せ、各遅延出力を各々異なるフィルタ係数でフィルタリ
ングし、各フィルタリング出力を加算して加算出力を出
力する収音方法において、音源位置を推定し、前記音源
位置から発せられ、前記複数の収音手段で受音した信号
が同位相となるように遅延を制御し、各収録音声信号の
信号対雑音比を推定し、各音源位置から各収音手段まで
の距離と信号対雑音比とから加算出力の雑音対信号比を
推定し、各距離から加算出力の目的音成分歪を推定し、
加算出力の雑音対信号比と目的音成分歪とから求められ
る歪関数を最小とする各フィルタ係数を決定し、フィル
タ係数の決定において、各距離で減衰させた各フィルタ
係数の和を一定値とする。
【００４９】また、本発明の収音装置は、任意配置の複
数の収音手段と、前記各収音手段で収録された音声信号
を各々異なる遅延量で遅延させる遅延手段と、遅延手段
からの遅延出力信号を各々異なるフィルタ係数でフィル
タリングするフィルタリング手段と、前記フィルタリン
グ手段からの各フィルタリング出力を加算して加算出力
を出力する加算手段とを有する収音装置において、音源
位置を推定する音源位置推定手段と、音源位置推定手段
で推定された音源位置から発せられ、前記複数の収音手
段で受音した信号が同位相となるように、遅延を制御す
る遅延制御手段と、各収録音声信号の信号対雑音比を推
定する信号対雑音比推定手段と、各音源位置から各収音
手段までの距離と信号対雑音比とから加算出力の雑音対
信号比を推定する加算雑音対信号比推定手段と、各距離
から加算出力の目的音成分歪を推定する目的音歪推定手
段と、加算出力の雑音対信号比と目的音成分歪とから求
められる歪関数を最小とする各フィルタ係数を決定する
フィルタ係数決定手段とを有し、フィルタ係数決定手段
は、各距離で減衰させた各フィルタ係数の和が一定値と
なるよう各フィルタ係数を決定する。
数の収音手段と、前記各収音手段で収録された音声信号
を各々異なる遅延量で遅延させる遅延手段と、遅延手段
からの遅延出力信号を各々異なるフィルタ係数でフィル
タリングするフィルタリング手段と、前記フィルタリン
グ手段からの各フィルタリング出力を加算して加算出力
を出力する加算手段とを有する収音装置において、音源
位置を推定する音源位置推定手段と、音源位置推定手段
で推定された音源位置から発せられ、前記複数の収音手
段で受音した信号が同位相となるように、遅延を制御す
る遅延制御手段と、各収録音声信号の信号対雑音比を推
定する信号対雑音比推定手段と、各音源位置から各収音
手段までの距離と信号対雑音比とから加算出力の雑音対
信号比を推定する加算雑音対信号比推定手段と、各距離
から加算出力の目的音成分歪を推定する目的音歪推定手
段と、加算出力の雑音対信号比と目的音成分歪とから求
められる歪関数を最小とする各フィルタ係数を決定する
フィルタ係数決定手段とを有し、フィルタ係数決定手段
は、各距離で減衰させた各フィルタ係数の和が一定値と
なるよう各フィルタ係数を決定する。
【００５０】歪を最小とするようフィルタ係数を決定す
る際、ＳＮ比を一定値に保つことを条件とする。ただ
し、ＳＮ比が小さくなると指向性の幅が狭くなる傾向が
認められる。例えば、マイクロホンを直線上に等間隔で
配置したとき、ＳＮ比と指向性の幅（メインローブ幅）
の関係は次のように導出される。メインローブ幅Ψは焦
点方向φ＝０の場合、式（１８）のように表される。
る際、ＳＮ比を一定値に保つことを条件とする。ただ
し、ＳＮ比が小さくなると指向性の幅が狭くなる傾向が
認められる。例えば、マイクロホンを直線上に等間隔で
配置したとき、ＳＮ比と指向性の幅（メインローブ幅）
の関係は次のように導出される。メインローブ幅Ψは焦
点方向φ＝０の場合、式（１８）のように表される。
【００５１】
【数１５】
【００５２】ここで、Ｍはマイクロホン数、Ｌはマイク
ロホン間隔を表わす。
ロホン間隔を表わす。
【００５３】次に、信号成分の音波到来方向θで、雑音
は各マイクロホンで等パワー、無相関と仮定し、１番目
マイクロホンで観測される信号成分をＳ（ω）、雑音成
分をＮ（１，ω）とすれば、ｉ番目マイクロホンで観測
される信号は、
は各マイクロホンで等パワー、無相関と仮定し、１番目
マイクロホンで観測される信号成分をＳ（ω）、雑音成
分をＮ（１，ω）とすれば、ｉ番目マイクロホンで観測
される信号は、
【００５４】
【数１６】
【００５５】となる。焦点方向φ＝θ（焦点方向が音源
方向と一致する場合）を仮定し、遅延和アレーの出力を
求めると、
方向と一致する場合）を仮定し、遅延和アレーの出力を
求めると、
【００５６】
【数１７】
【００５７】となる。右辺１項目が信号成分であり、２
項目が雑音成分であるので、信号成分のパワーと雑音成
分のパワーの比（ＳＮ比）を求めると、
項目が雑音成分であるので、信号成分のパワーと雑音成
分のパワーの比（ＳＮ比）を求めると、
【００５８】
【数１８】
【００５９】雑音は、各マイクロホンで無相関、等パワ
ーを仮定しているので、｜N(ω)｜^2＝｜N(i,ω)｜^2
として、
ーを仮定しているので、｜N(ω)｜^2＝｜N(i,ω)｜^2
として、
【００６０】
【数１９】
【００６１】したがって、各マイクロホンでのＳＮ比が (｜S(ω)｜^2)／(｜N(ω)｜^2) であるから、Ｍ本のマイクロホンを使った、遅延和アレ
ー処理により、ＳＮ比がＭ倍になったと言える。
ー処理により、ＳＮ比がＭ倍になったと言える。
【００６２】したがって、ＳＮ比改善度をＳＮＲimpと
すれば ＳＮＲimp＝Ｍ となる。ＳＮＲimpとしてメインローブ幅の関係を導出
すると
すれば ＳＮＲimp＝Ｍ となる。ＳＮＲimpとしてメインローブ幅の関係を導出
すると
【００６３】
【数２０】
【００６４】という関係が成り立つ。
【００６５】すなわち、適当なＳＮ比を条件としてフィ
ルタ係数を決定すれば指向性幅の範囲内に音源位置の推
定誤差範囲を含めることができる。かかる条件をあらゆ
る周波数にわたり満足させれば、全周波数について指向
性幅の範囲に音源を位置されていることになる。よって
音源位置の推定誤差を認めたうえで目的音レベルの周波
数にわたる変動を最小限に抑えることができる。上記は
マイクロホンを直線上に配置させた場合を仮定したが、
その他の配置においても同様な効果が期待できる。
ルタ係数を決定すれば指向性幅の範囲内に音源位置の推
定誤差範囲を含めることができる。かかる条件をあらゆ
る周波数にわたり満足させれば、全周波数について指向
性幅の範囲に音源を位置されていることになる。よって
音源位置の推定誤差を認めたうえで目的音レベルの周波
数にわたる変動を最小限に抑えることができる。上記は
マイクロホンを直線上に配置させた場合を仮定したが、
その他の配置においても同様な効果が期待できる。
【００６６】求められた最適なフィルタはＳＮ比を大き
くし、目的音成分の歪を小さくするので、本方法は遅延
和アレー出力の目的音成分の歪を軽減することができ、
最適フィルタを求める際の係数αによりＳＮ比と目的音
成分の歪のどちらに重点を置くかを調節することができ
る。また、球面波モデルを用いてフィルタを求めている
ので、平面波モデルを仮定したアレーに限定されること
なく、任意配置のアレーに適用でき、通信会議、遠隔講
義、異常音監視等に用いるのに都合の良いアレー配置に
用いることができる。さらに、マイクロホン数を増やす
必要がないので、装置規模が大きくなることもない。
くし、目的音成分の歪を小さくするので、本方法は遅延
和アレー出力の目的音成分の歪を軽減することができ、
最適フィルタを求める際の係数αによりＳＮ比と目的音
成分の歪のどちらに重点を置くかを調節することができ
る。また、球面波モデルを用いてフィルタを求めている
ので、平面波モデルを仮定したアレーに限定されること
なく、任意配置のアレーに適用でき、通信会議、遠隔講
義、異常音監視等に用いるのに都合の良いアレー配置に
用いることができる。さらに、マイクロホン数を増やす
必要がないので、装置規模が大きくなることもない。
【００６７】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００６８】図１は本発明の第１の実施形態の収音装置
の構成図である。本実施形態の収音装置はマイクロホン
１１1，１１2，…，１１Mと、遅延器１２1，１２2，
…，１２Mと、フィルタ１３1，１３2，…，１３Mと、加
算器１４と、焦点位置制御部である話者位置推定部１５
Ａと、遅延制御部１６と、最適フィルタ計算部１７と、
信号対雑音比推定部１８で構成されている。
の構成図である。本実施形態の収音装置はマイクロホン
１１1，１１2，…，１１Mと、遅延器１２1，１２2，
…，１２Mと、フィルタ１３1，１３2，…，１３Mと、加
算器１４と、焦点位置制御部である話者位置推定部１５
Ａと、遅延制御部１６と、最適フィルタ計算部１７と、
信号対雑音比推定部１８で構成されている。
【００６９】本収音装置は話者自動追従型収音装置で、
焦点位置制御として話者位置推定を用いたものであり、
話者位置に自動的に焦点を向け、話者の音声を収音す
る。マイクロホン１１1〜１１Mで受音された信号は話者
位置推定部１５Ａに供給される。話者位置推定部１５Ａ
は話者位置推定を行う。遅延制御部１６は、話者位置推
定結果を受け推定話者位置に遅延和アレーの焦点が向く
ような遅延を遅延器１２ 1〜１２Mに設定する。信号対雑
音比推定部１８は各マイクロホン１１1〜１１Mで収録さ
れた音声信号について信号対雑音比（ＳＮ比）を推定す
る。推定されたＳＮ比はフィルタ係数の決定に用いられ
る。すなわち後述の、フィルタを求める式（２５）の
（｜Ｎ（ω）｜）／（｜Ｓ（ω）｜）に値が使われる。
信号対雑音比を決定する最も簡単な方法は、音声信号を
高速フーリエ変換等により一定個数のサンプル毎に周波
数領域に変換し、各周波数ごとにレベルがある閾値以下
であるか否かを判定して閾値以下の場合に雑音とみなし
て時間平均をとる。閾値を越える場合には音声とみな
し、そのレベルを時間平均値で除算すればＳＮ比が求め
られる。最適フィルタ計算部１７はアレーの出力のＳＮ
比、目的音成分の歪が最適となるような最適フィルタを
計算し、フィルタ１３1〜１３Mに設定する。フィルタ１
３1〜１３Mを通過した、マイクロホン１１1〜１１Mで受
音された信号は加算器１４で加算され、出力される。
焦点位置制御として話者位置推定を用いたものであり、
話者位置に自動的に焦点を向け、話者の音声を収音す
る。マイクロホン１１1〜１１Mで受音された信号は話者
位置推定部１５Ａに供給される。話者位置推定部１５Ａ
は話者位置推定を行う。遅延制御部１６は、話者位置推
定結果を受け推定話者位置に遅延和アレーの焦点が向く
ような遅延を遅延器１２ 1〜１２Mに設定する。信号対雑
音比推定部１８は各マイクロホン１１1〜１１Mで収録さ
れた音声信号について信号対雑音比（ＳＮ比）を推定す
る。推定されたＳＮ比はフィルタ係数の決定に用いられ
る。すなわち後述の、フィルタを求める式（２５）の
（｜Ｎ（ω）｜）／（｜Ｓ（ω）｜）に値が使われる。
信号対雑音比を決定する最も簡単な方法は、音声信号を
高速フーリエ変換等により一定個数のサンプル毎に周波
数領域に変換し、各周波数ごとにレベルがある閾値以下
であるか否かを判定して閾値以下の場合に雑音とみなし
て時間平均をとる。閾値を越える場合には音声とみな
し、そのレベルを時間平均値で除算すればＳＮ比が求め
られる。最適フィルタ計算部１７はアレーの出力のＳＮ
比、目的音成分の歪が最適となるような最適フィルタを
計算し、フィルタ１３1〜１３Mに設定する。フィルタ１
３1〜１３Mを通過した、マイクロホン１１1〜１１Mで受
音された信号は加算器１４で加算され、出力される。
【００７０】ここで、話者位置推定部１５Ａで各マイク
ロホン１１1〜１１Mの信号から音源（話者）位置を推定
する過程を説明する。まず、初期設定として探索範囲θ
r、フィルタ長Ｌ、ＦＦＴ（ＦＦＴポイント数）Ｎ、チ
ャネル数Ｍなどを設定する。次に、ビームフォーマが一
般化サイドロープキャンセラならばフィルタ変換を行
い、そうでなければＦＦＴを行う。次に、探索範囲の中
のある一つの方向をθとすると、θ方向から到来する信
号に関する各チャネルの伝播位相遅れを表わす方向ベク
トルＳ（ｋ，θ）を生成する。次に、ＦＦＴにより求め
たフィルタの周波数成分Ｗeと方向ベクトルＳ（ｋ，
θ）の内積の絶対値の２乗｜Ｓ・Ｗ｜2を求める。方向
ベクトルＳ（ｋ，θ）と｜Ｓ・Ｗ｜2の算出を全ての周
波数、すなわちｋ＝１からｋ＝２／Ｎまでについて行
い、求めた内積の２乗和を方向θ毎に周波数ｋについて
加算し、全帯域についてまとめた方向毎の感度Ｄ（θ）
を求める。次に、求めた方向毎の感度が最小となる方向
θｍｉｎをＤ（θ）から求め、これを信号（目的信号）
の到来方向とする。この方法は特開平１０−２０７４９
０号に記載されている。
ロホン１１1〜１１Mの信号から音源（話者）位置を推定
する過程を説明する。まず、初期設定として探索範囲θ
r、フィルタ長Ｌ、ＦＦＴ（ＦＦＴポイント数）Ｎ、チ
ャネル数Ｍなどを設定する。次に、ビームフォーマが一
般化サイドロープキャンセラならばフィルタ変換を行
い、そうでなければＦＦＴを行う。次に、探索範囲の中
のある一つの方向をθとすると、θ方向から到来する信
号に関する各チャネルの伝播位相遅れを表わす方向ベク
トルＳ（ｋ，θ）を生成する。次に、ＦＦＴにより求め
たフィルタの周波数成分Ｗeと方向ベクトルＳ（ｋ，
θ）の内積の絶対値の２乗｜Ｓ・Ｗ｜2を求める。方向
ベクトルＳ（ｋ，θ）と｜Ｓ・Ｗ｜2の算出を全ての周
波数、すなわちｋ＝１からｋ＝２／Ｎまでについて行
い、求めた内積の２乗和を方向θ毎に周波数ｋについて
加算し、全帯域についてまとめた方向毎の感度Ｄ（θ）
を求める。次に、求めた方向毎の感度が最小となる方向
θｍｉｎをＤ（θ）から求め、これを信号（目的信号）
の到来方向とする。この方法は特開平１０−２０７４９
０号に記載されている。
【００７１】本実施形態は球面波モデルを仮定した遅延
和アレー（図９）のゲイン４６l〜４６Mをフィルタ１３
l〜１３Mに置き換えたものであり、マイクロホン１１l
〜１１Mで受音される信号は、球面波モデルを仮定した
遅延和アレーと同じであり式（３）で表され、遅延和ア
レー出力をフーリエ変換した式は、式（８）のゲインｇ
（ｉ，Ｐ’）をフィルタｇ（ｉ，Ｐ’，ω）に置き換え
たものに等しく、式（１９）で表される。ただし、記号
の意味、仮定等は球面波モデルを仮定した遅延和アレー
の説明で述べたとおりである。
和アレー（図９）のゲイン４６l〜４６Mをフィルタ１３
l〜１３Mに置き換えたものであり、マイクロホン１１l
〜１１Mで受音される信号は、球面波モデルを仮定した
遅延和アレーと同じであり式（３）で表され、遅延和ア
レー出力をフーリエ変換した式は、式（８）のゲインｇ
（ｉ，Ｐ’）をフィルタｇ（ｉ，Ｐ’，ω）に置き換え
たものに等しく、式（１９）で表される。ただし、記号
の意味、仮定等は球面波モデルを仮定した遅延和アレー
の説明で述べたとおりである。
【００７２】
【数２１】
【００７３】同様に、本方法の出力のＳＮ比ＳＮＲと目
的音成分の歪ＦＲＲは、式（１１）、式（１２）のゲイ
ンｇ（ｉ，Ｐ’）をフィルタｇ（ｉ，Ｐ’，ω）に置き
換えたものであり、それぞれ式（２０）、式（２１）で
表される。
的音成分の歪ＦＲＲは、式（１１）、式（１２）のゲイ
ンｇ（ｉ，Ｐ’）をフィルタｇ（ｉ，Ｐ’，ω）に置き
換えたものであり、それぞれ式（２０）、式（２１）で
表される。
【００７４】
【数２２】
【００７５】ここから、ＳＮ比を大きくし、目的音成分
の歪を小さくする最適なフィルタｇ（ｉ，Ｐ’，ω）を
求めていく。まず、各周波数成分のＳＮ比ＳＮＲ
（ω）、目的音成分の歪ＥＲＲ（ω）は、式（２０）、
式（２１）の平均を取り去ることで求められ、式（２
２）、式（２３）で表される。
の歪を小さくする最適なフィルタｇ（ｉ，Ｐ’，ω）を
求めていく。まず、各周波数成分のＳＮ比ＳＮＲ
（ω）、目的音成分の歪ＥＲＲ（ω）は、式（２０）、
式（２１）の平均を取り去ることで求められ、式（２
２）、式（２３）で表される。
【００７６】
【数２３】
【００７７】また、フィルタには、焦点位置によらず、
一定のゲインで収音することが求められるので、式（２
４）の条件を満たす必要がある。
一定のゲインで収音することが求められるので、式（２
４）の条件を満たす必要がある。
【００７８】
【数２４】
【００７９】式（２２）、式（２３）、式（２４）をそ
れぞれ最小化問題に置き換え、係数αと未定乗数βで結
合することにより、歪関数Ｆ（ω）の最小化問題に置き
換えると、式（２５）となる。係数αは、ＳＮ比と目的
音成分の歪のどちらに重点を置くかを決める係数であ
り、αが大きければ目的音成分の歪に、αが小さければ
ＳＮ比に重点を置くこととなる。未定乗数βは、式（２
４）の条件をどの程度厳密に満足させるかを決める乗数
であり、十分に大きい値である必要がある。係数αはＳ
Ｎ比の関数として与えられ、一般に非線型である。明瞭
度を規模とした場合の係数αを求める方法は「聴覚と音
声」第４版３８９頁（社団法人「電子通信学会」、昭和
４４年１１月３０日発行）に記載され、明瞭度係数を最
大とするように決定される。
れぞれ最小化問題に置き換え、係数αと未定乗数βで結
合することにより、歪関数Ｆ（ω）の最小化問題に置き
換えると、式（２５）となる。係数αは、ＳＮ比と目的
音成分の歪のどちらに重点を置くかを決める係数であ
り、αが大きければ目的音成分の歪に、αが小さければ
ＳＮ比に重点を置くこととなる。未定乗数βは、式（２
４）の条件をどの程度厳密に満足させるかを決める乗数
であり、十分に大きい値である必要がある。係数αはＳ
Ｎ比の関数として与えられ、一般に非線型である。明瞭
度を規模とした場合の係数αを求める方法は「聴覚と音
声」第４版３８９頁（社団法人「電子通信学会」、昭和
４４年１１月３０日発行）に記載され、明瞭度係数を最
大とするように決定される。
【００８０】
【数２５】
【００８１】式（２５）において、δ（ｉ）は音源位置
推定誤差の関数（式（１）、式（２）、式（７））であ
り、δ（ｉ）の値は知ることができないので、何らかの
モデルとして扱わなければならない。本明細書では音源
位置推定誤差を確率密度関数（例えば正規分布、一様分
布、指数分布等）として扱い、平均を取ることでＦ
（ω）を求める。したがって、式（２５）は式（２６）
となる。
推定誤差の関数（式（１）、式（２）、式（７））であ
り、δ（ｉ）の値は知ることができないので、何らかの
モデルとして扱わなければならない。本明細書では音源
位置推定誤差を確率密度関数（例えば正規分布、一様分
布、指数分布等）として扱い、平均を取ることでＦ
（ω）を求める。したがって、式（２５）は式（２６）
となる。
【００８２】
【数２６】
【００８３】ただし、Ｅ（ａ）は音源位置推定誤差に関
してａの平均をとる意味である。
してａの平均をとる意味である。
【００８４】最適フィルタは、式（２６）のＦ（ω）を
最小化するフィルタであるので、Ｆ（ω）の最小化問題
を何らかの方法で解く必要がある。式（２６）はＥＸＰ
（−ｊωδ（ｉ））という周期関数を含んでおり複数の
極小点を持っているので簡単には解くことができない。
最小化するフィルタであるので、Ｆ（ω）の最小化問題
を何らかの方法で解く必要がある。式（２６）はＥＸＰ
（−ｊωδ（ｉ））という周期関数を含んでおり複数の
極小点を持っているので簡単には解くことができない。
【００８５】本明細書では最小化問題を解き最適フィル
タを求める一つの例として逐次的に最適フィルタを求め
る手法を示す。この手法は、フィルタｇ（ｉ，ｐ’，
ω）でＦ（ω）を偏微分し、その勾配方向にフィルタを
修正することを繰り返し、極小点を求める手法で、修正
式は式（２７）で表される。
タを求める一つの例として逐次的に最適フィルタを求め
る手法を示す。この手法は、フィルタｇ（ｉ，ｐ’，
ω）でＦ（ω）を偏微分し、その勾配方向にフィルタを
修正することを繰り返し、極小点を求める手法で、修正
式は式（２７）で表される。
【００８６】
【数２７】
【００８７】ただし、ｎは修正回数、ｇ（ｉ，Ｐ’，
ω，ｎ）はｎ回修正後ｇ（ｉ，Ｐ’，ω）、γは修正係
数、∂ａ／∂ｂはａをｂで偏微分することを表してい
る。
ω，ｎ）はｎ回修正後ｇ（ｉ，Ｐ’，ω）、γは修正係
数、∂ａ／∂ｂはａをｂで偏微分することを表してい
る。
【００８８】しかし、Ｆ（ω）が複数の極小点を持って
いるため、式（２７）で収束する極小点は初期値ｇ
（ｉ，Ｐ’，ω，０）に依存し、Ｆ（ω）を最小としな
い極小点に収束してしまうことも考えられる。このこと
を回避するために初期値の与え方を工夫する。
いるため、式（２７）で収束する極小点は初期値ｇ
（ｉ，Ｐ’，ω，０）に依存し、Ｆ（ω）を最小としな
い極小点に収束してしまうことも考えられる。このこと
を回避するために初期値の与え方を工夫する。
【００８９】まず、ω＝０の場合を考えるとＥＸＰ（−
ｊωδ（ｉ））＝１となり、Ｆ（ω）は一つの極小点し
か持たなくなる。この場合、Ｆ（ω）を最小とする極小
点は簡単に求めることができ、解析的に求めることがで
きる。これは、Ｆ（ω）をｇ（ｉ，Ｐ’，０）で偏微分
して０と置くことで求められ、式（２８）を満たすｇ
（ｉ，Ｐ’，０）がＦ（ω）を最小とする最適フィルタ
となる。
ｊωδ（ｉ））＝１となり、Ｆ（ω）は一つの極小点し
か持たなくなる。この場合、Ｆ（ω）を最小とする極小
点は簡単に求めることができ、解析的に求めることがで
きる。これは、Ｆ（ω）をｇ（ｉ，Ｐ’，０）で偏微分
して０と置くことで求められ、式（２８）を満たすｇ
（ｉ，Ｐ’，０）がＦ（ω）を最小とする最適フィルタ
となる。
【００９０】
【数２８】
【００９１】次に、ω＝Δωの場合の最適フィルタを求
める。Ｆ（ω）はωに対して連続関数であるので、Δω
が十分小さければ、式（２8）のｇ（ｉ，Ｐ’，０）の
近傍にＦ（ω）を最小とする極小点があり、式（２８）
のｇ（ｉ，Ｐ’，０）を初期値とすることにより、Ｆ
（ω）を最小とする極小点に収束させることができる。
同じ要領でω＝２・Δωの場合は、ω＝Δωの場合の最
適フィルタを初期値にして、Ｆ（ω）を最小とする極小
点に収束させる。これを繰り返していけば、全ての周波
数においてＦ（ω）を最小とする最適フィルタを見つけ
ることができる。この手順を分かり易くフローチャート
にしたものを図７に示す。ステップ３１でω＝０の場合
の最適フィルタを解析的に求め、ステップ３２で繰り返
し回数ξ＝０に設定し、ステップ３３で繰り返し回数に
１を加算し、ステップ３４でω＝（ξ−１）・Δωの場
合の最適フィルタを初期値として、ω＝ξ・Δωに対す
る最適フィルタを逐次近似により求め、ステップ３３と
３４を必要なωについて最適フィルタが全て求められる
まで繰り返す。以上の手順により、全てのωについて最
適フィルタが求められる。
める。Ｆ（ω）はωに対して連続関数であるので、Δω
が十分小さければ、式（２8）のｇ（ｉ，Ｐ’，０）の
近傍にＦ（ω）を最小とする極小点があり、式（２８）
のｇ（ｉ，Ｐ’，０）を初期値とすることにより、Ｆ
（ω）を最小とする極小点に収束させることができる。
同じ要領でω＝２・Δωの場合は、ω＝Δωの場合の最
適フィルタを初期値にして、Ｆ（ω）を最小とする極小
点に収束させる。これを繰り返していけば、全ての周波
数においてＦ（ω）を最小とする最適フィルタを見つけ
ることができる。この手順を分かり易くフローチャート
にしたものを図７に示す。ステップ３１でω＝０の場合
の最適フィルタを解析的に求め、ステップ３２で繰り返
し回数ξ＝０に設定し、ステップ３３で繰り返し回数に
１を加算し、ステップ３４でω＝（ξ−１）・Δωの場
合の最適フィルタを初期値として、ω＝ξ・Δωに対す
る最適フィルタを逐次近似により求め、ステップ３３と
３４を必要なωについて最適フィルタが全て求められる
まで繰り返す。以上の手順により、全てのωについて最
適フィルタが求められる。
【００９２】最適フィルタを求める際の補足として、Ｓ
Ｎ比に対するδ（ｉ）の関与は、目的音成分の歪が小さ
くなることによって小さくなるので、ＳＮ比を求める際
のδ（ｉ）を取り去り、式（２６）を式（２９）に近似
して簡単化することもできる。さらに、（｜Ｎ（ω）｜
／｜Ｓ（ω）｜）を一定値として扱い式（３０）とする
こともできる。
Ｎ比に対するδ（ｉ）の関与は、目的音成分の歪が小さ
くなることによって小さくなるので、ＳＮ比を求める際
のδ（ｉ）を取り去り、式（２６）を式（２９）に近似
して簡単化することもできる。さらに、（｜Ｎ（ω）｜
／｜Ｓ（ω）｜）を一定値として扱い式（３０）とする
こともできる。
【００９３】
【数２９】
【００９４】以上、最適なフィルタを求める方法を示し
た。
た。
【００９５】フィルタ係数ｇ（ｉ，Ｐ’，ω，ｎ−１）
を時間領域に変換したうえで音声信号に作用（畳み込み
演算）する。
を時間領域に変換したうえで音声信号に作用（畳み込み
演算）する。
【００９６】本話者自動追従型収音装置は、通信会議、
遠隔講義等の収音装置として利用することができ、話者
の音声だけを選択的に収音することが可能である。従来
の通信会議、遠隔講義等の収音形態は、マイクロホンを
机上に設置する形態や、話者がマイクロホンを受け取
り、手に持つという形態が主である。机上にマイクロホ
ンを設置した場合には、マイクロホンに近い位置で、マ
イクロホンの方向を向いて発話しなくてはならず、自然
な会話ができないことや、机上のスペースを有効に使え
ないこと、資料をめくる音、机に物を落とした音等の不
快な音が混入しやすいこと、マイクロホンのケーブルが
邪魔であり、机の並び替えも容易にできなくなること等
の不都合が点がある。話者がマイクロホンを受け取り、
手に持つという形態では、話者は発言することを挙手な
どで示し、マイクロホンを受け取ってから発言しなくて
はならず、スムーズな会話ができないことや、マイクロ
ホンを運ぶ人手が必要となる。また、多人数が同時に発
言することができず、活発な議論や討論の妨げになるこ
とも考えられる。
遠隔講義等の収音装置として利用することができ、話者
の音声だけを選択的に収音することが可能である。従来
の通信会議、遠隔講義等の収音形態は、マイクロホンを
机上に設置する形態や、話者がマイクロホンを受け取
り、手に持つという形態が主である。机上にマイクロホ
ンを設置した場合には、マイクロホンに近い位置で、マ
イクロホンの方向を向いて発話しなくてはならず、自然
な会話ができないことや、机上のスペースを有効に使え
ないこと、資料をめくる音、机に物を落とした音等の不
快な音が混入しやすいこと、マイクロホンのケーブルが
邪魔であり、机の並び替えも容易にできなくなること等
の不都合が点がある。話者がマイクロホンを受け取り、
手に持つという形態では、話者は発言することを挙手な
どで示し、マイクロホンを受け取ってから発言しなくて
はならず、スムーズな会話ができないことや、マイクロ
ホンを運ぶ人手が必要となる。また、多人数が同時に発
言することができず、活発な議論や討論の妨げになるこ
とも考えられる。
【００９７】以上のように従来の収音形態では、不都合
な点が多くあるが、本話者自動追従型高品質収音装置を
用いることにより、これらの不都合な点が一挙に解決で
きる。マイクロホンを天井等の邪魔にならない場所に設
置し、話者自動追従型高品質収音を用いれば、机上にマ
イクロホンはなく、位置、方向が限定されることなく自
由に発言することができ、自然な会話が可能となる。
な点が多くあるが、本話者自動追従型高品質収音装置を
用いることにより、これらの不都合な点が一挙に解決で
きる。マイクロホンを天井等の邪魔にならない場所に設
置し、話者自動追従型高品質収音を用いれば、机上にマ
イクロホンはなく、位置、方向が限定されることなく自
由に発言することができ、自然な会話が可能となる。
【００９８】話者自動追従型収音装置においては、話者
位置推定部１５Ａでは雑音、残響等により必ず誤差が生
じるため、話者位置と高品質収音装置の焦点位置は一致
しない。このため遅延和アレーでは出力の目的音成分に
歪が生じるが、本実施形態によれば、装置規模を大きく
することなく、平面波モデルを仮定できるようなマイク
ロホン配置に限定されることなく、目的音成分の歪を軽
減し、より高品質な収音が可能となる。
位置推定部１５Ａでは雑音、残響等により必ず誤差が生
じるため、話者位置と高品質収音装置の焦点位置は一致
しない。このため遅延和アレーでは出力の目的音成分に
歪が生じるが、本実施形態によれば、装置規模を大きく
することなく、平面波モデルを仮定できるようなマイク
ロホン配置に限定されることなく、目的音成分の歪を軽
減し、より高品質な収音が可能となる。
【００９９】図２は本発明の第２の実施形態の収音装置
の構成図である。本収音装置は、焦点位置制御部として
焦点位置ステアリング部1５Ｂを用い、焦点位置を希望
位置にステアリングして、出力を異常音検出部１９で解
析し、異常音を感知したら通報、警報等をする装置であ
る。焦点位置ステアリング部１５Ｂから、遅延制御部１
６、最適フィルタ計算部１７に、焦点位置を希望位置に
ステアリングする位置情報が送られる。その位置情報に
基づいて、遅延制御部１６は、遅延和アレーの焦点が希
望位置に向くような遅延を遅延器１２1〜１２Mに設定す
る。最適フィルタ計算部１７は、遅延和アレーの出力の
ＳＮ比、目的音成分の歪が最適となるような最適フィル
タを計算しフィルタ１３1〜１３Mに設定する。複数のマ
イクロホン１１1〜１１Mで受音された信号は、それぞれ
遅延器１２1〜１２M、フィルタ１３1〜１３Mを通り、加
算器１４で加算され、出力となる。出力は異常音検出部
１９で解析され、異常音と判別された場合には、通報、
警報等の信号を出力する。
の構成図である。本収音装置は、焦点位置制御部として
焦点位置ステアリング部1５Ｂを用い、焦点位置を希望
位置にステアリングして、出力を異常音検出部１９で解
析し、異常音を感知したら通報、警報等をする装置であ
る。焦点位置ステアリング部１５Ｂから、遅延制御部１
６、最適フィルタ計算部１７に、焦点位置を希望位置に
ステアリングする位置情報が送られる。その位置情報に
基づいて、遅延制御部１６は、遅延和アレーの焦点が希
望位置に向くような遅延を遅延器１２1〜１２Mに設定す
る。最適フィルタ計算部１７は、遅延和アレーの出力の
ＳＮ比、目的音成分の歪が最適となるような最適フィル
タを計算しフィルタ１３1〜１３Mに設定する。複数のマ
イクロホン１１1〜１１Mで受音された信号は、それぞれ
遅延器１２1〜１２M、フィルタ１３1〜１３Mを通り、加
算器１４で加算され、出力となる。出力は異常音検出部
１９で解析され、異常音と判別された場合には、通報、
警報等の信号を出力する。
【０１００】本異常音自動検出装置は、例えば工場等の
機械の故障、不調の監視に用いることができる。複数あ
る機械から出力される音は混合されているため、通常の
方法ではそれぞれの機械の異常音を検出することは難し
いが、本装置によれば、それぞれの機械から出力される
音を選択的に収音することができるので、それぞれの機
械の異常音を検出することができる。また、正常音と異
常音を正確に判別するためには、機械から出力される音
を高品質で収音する必要があるが、遅延和アレーでは音
源位置と焦点位置が一致しないと出力の目的音成分に歪
が生じる。本実施形態によれば、装置規模を大きくする
ことなく、平面波モデルを仮定できるようなマイクロホ
ン配置に限定されることなく、目的音成分の歪を軽減
し、より高品質な収音が可能となるので、異常音検出を
正確に行うことができる。
機械の故障、不調の監視に用いることができる。複数あ
る機械から出力される音は混合されているため、通常の
方法ではそれぞれの機械の異常音を検出することは難し
いが、本装置によれば、それぞれの機械から出力される
音を選択的に収音することができるので、それぞれの機
械の異常音を検出することができる。また、正常音と異
常音を正確に判別するためには、機械から出力される音
を高品質で収音する必要があるが、遅延和アレーでは音
源位置と焦点位置が一致しないと出力の目的音成分に歪
が生じる。本実施形態によれば、装置規模を大きくする
ことなく、平面波モデルを仮定できるようなマイクロホ
ン配置に限定されることなく、目的音成分の歪を軽減
し、より高品質な収音が可能となるので、異常音検出を
正確に行うことができる。
【０１０１】図３は本発明の第３の実施形態の収音装置
の構成図である。本実施形態は、第１または第２の実施
形態の収音装置の最適フィルタ計算部１７を、仮想焦点
位置設定部２０と信号対雑音比推測部２４と最適フィル
タ計算部２１と最適フィルタ記憶部２２と最適フィルタ
選択部２３に置き換えたものである。まず、収音を行う
前に、仮想焦点位置設定部２０はあらかじめ複数の仮想
焦点位置を設定する。また、信号対雑音比推測部２４
は、あらかじめ計測した雑音レベルと標準的な発声音の
大きさから信号対雑音比を推測する。最適フィルタ計算
部２１は仮想焦点位置に対する最適フィルタを全て計算
し、最適フィルタ記憶部２２は計算された最適フィルタ
を全て記憶しておく。収音を行っている間は、焦点位置
制御部１５Ｃより送られる焦点位置に最も近い仮想焦点
位置の最適フィルタを、最適フィルタ選択部２３が最適
フィルタ記憶部２２から読み出し、フィルタ１３1〜１
３Mに設定する。このようにすることにより、収音を行
っている間は、最適フィルタ選択部２３が最適フィルタ
記憶部２２からフィルタを読み出す処理のみが行われ、
最適フィルタの計算を行わなくてよい。したがって、収
音を行っている間の計算量が非常に少なくてすみ、第１
の実施形態、第２の実施形態に比べ、少ないハードウェ
アで実時間処理可能な装置を構成することができるとい
う利点がある。その他の構成については、第１の実施形
態、または第２の実施形態と同じであるので、説明を省
略する。
の構成図である。本実施形態は、第１または第２の実施
形態の収音装置の最適フィルタ計算部１７を、仮想焦点
位置設定部２０と信号対雑音比推測部２４と最適フィル
タ計算部２１と最適フィルタ記憶部２２と最適フィルタ
選択部２３に置き換えたものである。まず、収音を行う
前に、仮想焦点位置設定部２０はあらかじめ複数の仮想
焦点位置を設定する。また、信号対雑音比推測部２４
は、あらかじめ計測した雑音レベルと標準的な発声音の
大きさから信号対雑音比を推測する。最適フィルタ計算
部２１は仮想焦点位置に対する最適フィルタを全て計算
し、最適フィルタ記憶部２２は計算された最適フィルタ
を全て記憶しておく。収音を行っている間は、焦点位置
制御部１５Ｃより送られる焦点位置に最も近い仮想焦点
位置の最適フィルタを、最適フィルタ選択部２３が最適
フィルタ記憶部２２から読み出し、フィルタ１３1〜１
３Mに設定する。このようにすることにより、収音を行
っている間は、最適フィルタ選択部２３が最適フィルタ
記憶部２２からフィルタを読み出す処理のみが行われ、
最適フィルタの計算を行わなくてよい。したがって、収
音を行っている間の計算量が非常に少なくてすみ、第１
の実施形態、第２の実施形態に比べ、少ないハードウェ
アで実時間処理可能な装置を構成することができるとい
う利点がある。その他の構成については、第１の実施形
態、または第２の実施形態と同じであるので、説明を省
略する。
【０１０２】図４は本発明の第４の実施形態の収音装置
の構成図である。本実施形態は、第１の実施形態または
第２の実施形態または第３の実施形態の最適フィルタ計
算部２３が、直流成分最適フィルタ計算部２３１と初期
値記憶部２３２と逐次近似計算部２３３と繰り返し制御
部２３４とフィルタ構成部２３５より構成されるもの
で、図７の最適フィルタを求める手順に従って最適フィ
ルタを計算するものである。直流成分最適フィルタ計算
部２３１は、直流成分における最適フィルタを式（２
８）により解析的に求め、初期値記憶部２３２に記憶
し、逐次近似計算部２３３は、初期値記憶部２３２に記
憶されている最適フィルタを初期値として、初期値の最
適フィルタの周波数成分より微小に高い周波数成分に対
する最適フィルタを式（２７）および式（２６）、また
は式（２９）、または式（３０）の修正式を用いて逐次
近似で求め、その最適フィルタを初期値記憶部２３２に
記憶する。繰り返し制御部２３４は、必要な周波数成分
に対する最適フィルタが全て求められるまで逐次近似計
算を繰り返すよう逐次近似計算部２３３を制御する。フ
ィルタ構成部２３５は、以上の処理により求められた各
周波数成分の最適フィルタを合成し、最適フィルタを構
成する。このようにして最適フィルタを求めることによ
り、式（２６）、または式（２９）、または式（３０）
が複数の極小点を持っているために、収束する極小点は
初期値に依存し、式（２６）、または式（２９）、また
は式（３０）を最小としない極小点に収束してしまうと
いう問題点を解決することができる。その他の構成につ
いては、第１の実施形態、第２の実施形態、第３の実施
形態と同じであるので、説明を省略する。
の構成図である。本実施形態は、第１の実施形態または
第２の実施形態または第３の実施形態の最適フィルタ計
算部２３が、直流成分最適フィルタ計算部２３１と初期
値記憶部２３２と逐次近似計算部２３３と繰り返し制御
部２３４とフィルタ構成部２３５より構成されるもの
で、図７の最適フィルタを求める手順に従って最適フィ
ルタを計算するものである。直流成分最適フィルタ計算
部２３１は、直流成分における最適フィルタを式（２
８）により解析的に求め、初期値記憶部２３２に記憶
し、逐次近似計算部２３３は、初期値記憶部２３２に記
憶されている最適フィルタを初期値として、初期値の最
適フィルタの周波数成分より微小に高い周波数成分に対
する最適フィルタを式（２７）および式（２６）、また
は式（２９）、または式（３０）の修正式を用いて逐次
近似で求め、その最適フィルタを初期値記憶部２３２に
記憶する。繰り返し制御部２３４は、必要な周波数成分
に対する最適フィルタが全て求められるまで逐次近似計
算を繰り返すよう逐次近似計算部２３３を制御する。フ
ィルタ構成部２３５は、以上の処理により求められた各
周波数成分の最適フィルタを合成し、最適フィルタを構
成する。このようにして最適フィルタを求めることによ
り、式（２６）、または式（２９）、または式（３０）
が複数の極小点を持っているために、収束する極小点は
初期値に依存し、式（２６）、または式（２９）、また
は式（３０）を最小としない極小点に収束してしまうと
いう問題点を解決することができる。その他の構成につ
いては、第１の実施形態、第２の実施形態、第３の実施
形態と同じであるので、説明を省略する。
【０１０３】図５は本発明の第５の実施形態の収音装置
の構成図である。本実施形態は、第４の実施形態のフィ
ルタ構成部２３５が間引き部２３５１と離散逆フーリエ
変換部２３５２で構成される。間引き部２３５１は、直
流成分最適フィルタ計算部２３１と逐次近似部２３３に
より求められた各周波数成分の最適フィルタをフィルタ
の次数に合わせて間引きする。離散逆フーリエ変換部２
３５２は、間引きされた最適フィルタをＦＩＲフィルタ
の係数とするために離散逆フーリエ変換する。このよう
に最適フィルタをＦＩＲフィルタで構成することで、フ
ィルタ１３はＦＩＲフィルタ１３１で実現でき、簡単な
処理でフィルタ１３の処理を行うことができる。その他
の構成については、第４の実施形態と同じであるので、
説明を省略する。
の構成図である。本実施形態は、第４の実施形態のフィ
ルタ構成部２３５が間引き部２３５１と離散逆フーリエ
変換部２３５２で構成される。間引き部２３５１は、直
流成分最適フィルタ計算部２３１と逐次近似部２３３に
より求められた各周波数成分の最適フィルタをフィルタ
の次数に合わせて間引きする。離散逆フーリエ変換部２
３５２は、間引きされた最適フィルタをＦＩＲフィルタ
の係数とするために離散逆フーリエ変換する。このよう
に最適フィルタをＦＩＲフィルタで構成することで、フ
ィルタ１３はＦＩＲフィルタ１３１で実現でき、簡単な
処理でフィルタ１３の処理を行うことができる。その他
の構成については、第４の実施形態と同じであるので、
説明を省略する。
【０１０４】図６は本発明の第６の実施形態の収音装置
の構成図である。本実施形態は、第４の実施形態のフィ
ルタ構成部２３５が間引き部２３５１で構成されるもの
で、間引き部２３５１は、直流成分最適フィルタ計算部
２３１と逐次近似部２３３により求められた各周波数成
分の最適フィルタをフィルタの次数に合わせて間引きす
る。フィルタ１３は、離散フーリエ変換部１３２と乗算
部１３３と離散逆フーリエ変換部１３４で構成され、周
波数領域で間引きされた最適フィルタを乗算することに
よりフィルタを実現する。このように、周波数領域でフ
ィルタを実現することにより乗算回数を減らすことがで
きるので、第５の実施形態に比べ、少ないハードウェア
で実時間処理可能な装置を構成することができるという
利点があり、フィルタ次数が大きい場合に特に有効であ
る。その他の構成については、第４の実施形態と同じで
あるので、説明を省略する。
の構成図である。本実施形態は、第４の実施形態のフィ
ルタ構成部２３５が間引き部２３５１で構成されるもの
で、間引き部２３５１は、直流成分最適フィルタ計算部
２３１と逐次近似部２３３により求められた各周波数成
分の最適フィルタをフィルタの次数に合わせて間引きす
る。フィルタ１３は、離散フーリエ変換部１３２と乗算
部１３３と離散逆フーリエ変換部１３４で構成され、周
波数領域で間引きされた最適フィルタを乗算することに
よりフィルタを実現する。このように、周波数領域でフ
ィルタを実現することにより乗算回数を減らすことがで
きるので、第５の実施形態に比べ、少ないハードウェア
で実時間処理可能な装置を構成することができるという
利点があり、フィルタ次数が大きい場合に特に有効であ
る。その他の構成については、第４の実施形態と同じで
あるので、説明を省略する。
【０１０５】次に、本発明のシミュレーション結果を示
す。
す。
【０１０６】まず、遅延和アレーの焦点位置から音源が
ずれた場合、遅延和アレー出力がどの程度歪むかを示
す。図１１は、焦点位置を固定し、音源位置を焦点位置
からｘ方向に０，５，１０，２０，５０ｃｍずらした場
合の音源−遅延和アレー出力間の周波数特性である。
ずれた場合、遅延和アレー出力がどの程度歪むかを示
す。図１１は、焦点位置を固定し、音源位置を焦点位置
からｘ方向に０，５，１０，２０，５０ｃｍずらした場
合の音源−遅延和アレー出力間の周波数特性である。
【０１０７】図１１（ａ）は、ＳＮ比を最大とするよう
な加算ゲインを乗じてから加算する遅延和アレー（従来
方法）のときの周波数特性である。音源位置が焦点位置
から離れるに従い、周波数特性の高域部分から劣化が生
じているのが見て取れる。特に２０，５０ｃｍずれた場
合では、１ｋＨｚ付近までかなりの劣化が認められる。
図１１（ｂ）は、本発明の周波数特性である。ただし、
このとき用いたフィルタは２５６ｔａｐのＦＩＲフィル
タで、音源位置推定誤差モデルの標準偏差σ＝１．０
ｍ、係数α＝２．０、未定乗数β＝１０．０の場合の最
適フィルタである。図１１（ｂ）の本発明と図１１
（ａ）の従来方法を比べると、本発明では高域部分の劣
化がかなり改善されているのが分かる。以上の結果よ
り、音源位置推定誤差の影響による遅延和アレー出力の
歪を、本発明により改善できることが確認された。
な加算ゲインを乗じてから加算する遅延和アレー（従来
方法）のときの周波数特性である。音源位置が焦点位置
から離れるに従い、周波数特性の高域部分から劣化が生
じているのが見て取れる。特に２０，５０ｃｍずれた場
合では、１ｋＨｚ付近までかなりの劣化が認められる。
図１１（ｂ）は、本発明の周波数特性である。ただし、
このとき用いたフィルタは２５６ｔａｐのＦＩＲフィル
タで、音源位置推定誤差モデルの標準偏差σ＝１．０
ｍ、係数α＝２．０、未定乗数β＝１０．０の場合の最
適フィルタである。図１１（ｂ）の本発明と図１１
（ａ）の従来方法を比べると、本発明では高域部分の劣
化がかなり改善されているのが分かる。以上の結果よ
り、音源位置推定誤差の影響による遅延和アレー出力の
歪を、本発明により改善できることが確認された。
【０１０８】次に、遅延和アレーの感度分布を図１２に
示す。この図はマイクロホンアレーの下方１．１ｍの水
平面上の感度を３００Ｈｚから７ｋＨｚまで平均し等高
線表示したものである。また、図中の数値の単位はｄＢ
であり、焦点位置（ｘ＝１．０ｍ、ｙ＝２．０ｍ）の感
度を基準（０ｄＢ）としている。図１２（ａ）の従来方
法と図１２（ｂ）の本発明の方法の感度分布を比べる
と、従来方法では焦点位置のメインローブが鋭く、約３
０ｃｍ焦点から離れると１０ｄＢ程度感度が落ちてい
る。したがって、音源から焦点がずれた場合、図１１
（ａ）に示したように出力音には大きな歪みが生じる。
一方、本発明の方法ではメインローブが広く、音源から
焦点が数１０ｃｍずれても、図１１（ｂ）に示したよう
に出力音には大きな影響がない。しかし、ＳＮ比改善の
観点から本発明の方法の感度分布をみると、メインロー
ブが広がっているために、ＳＮ比改善を従来方法ほど望
めないことが予想される。
示す。この図はマイクロホンアレーの下方１．１ｍの水
平面上の感度を３００Ｈｚから７ｋＨｚまで平均し等高
線表示したものである。また、図中の数値の単位はｄＢ
であり、焦点位置（ｘ＝１．０ｍ、ｙ＝２．０ｍ）の感
度を基準（０ｄＢ）としている。図１２（ａ）の従来方
法と図１２（ｂ）の本発明の方法の感度分布を比べる
と、従来方法では焦点位置のメインローブが鋭く、約３
０ｃｍ焦点から離れると１０ｄＢ程度感度が落ちてい
る。したがって、音源から焦点がずれた場合、図１１
（ａ）に示したように出力音には大きな歪みが生じる。
一方、本発明の方法ではメインローブが広く、音源から
焦点が数１０ｃｍずれても、図１１（ｂ）に示したよう
に出力音には大きな影響がない。しかし、ＳＮ比改善の
観点から本発明の方法の感度分布をみると、メインロー
ブが広がっているために、ＳＮ比改善を従来方法ほど望
めないことが予想される。
【０１０９】図１３に従来方法と本発明の方法のＳＮ比
ＳＮＲおよび目的音の歪ＥＲＲを示す。ＳＮＲを求める
際の目的音源には男声（７ｋＨｚ帯域）、雑音には各マ
イクロホン間で無相関なホワイトノイズを使用した。ま
た、ＳＮＲは音源に最も近いマイクロホンでのＳＮ比を
基準（０ｄＢ）として計算し、音源位置推定誤差のない
場合の値を示した。ＥＲＲは音源位置推定誤差が２０ｃ
ｍの場合の値を示した。その他の条件は全て前述の条件
と同じく設定した。この図より、従来方法に比べ、本発
明の方法はＥＲＲを約１０ｄＢ改善しているが、ＳＮＲ
は約６ｄＢ低下していることが分かる。このことより、
本発明の方法は目的音の歪を改善することができるが、
その分ＳＮ比を犠牲にしていると言える。
ＳＮＲおよび目的音の歪ＥＲＲを示す。ＳＮＲを求める
際の目的音源には男声（７ｋＨｚ帯域）、雑音には各マ
イクロホン間で無相関なホワイトノイズを使用した。ま
た、ＳＮＲは音源に最も近いマイクロホンでのＳＮ比を
基準（０ｄＢ）として計算し、音源位置推定誤差のない
場合の値を示した。ＥＲＲは音源位置推定誤差が２０ｃ
ｍの場合の値を示した。その他の条件は全て前述の条件
と同じく設定した。この図より、従来方法に比べ、本発
明の方法はＥＲＲを約１０ｄＢ改善しているが、ＳＮＲ
は約６ｄＢ低下していることが分かる。このことより、
本発明の方法は目的音の歪を改善することができるが、
その分ＳＮ比を犠牲にしていると言える。
【０１１０】以上の結果より、本発明の方法は、音源位
置推定誤差による目的音の歪を軽減する有効な手段であ
ると言える。ただし、目的音の歪とＳＮ比はトレードオ
フの関係にあり、目的音の歪を軽減することでＳＮ比は
低下する。ＳＮ比と目的音の歪のどちらが重要であるか
は、実際の環境（部屋の騒音、マイクロホンの配置な
ど）により変わるが、本発明では、実際の環境に合わせ
て係数αを調整することで、その環境で最適な遅延和ア
レーを構成することが可能である。
置推定誤差による目的音の歪を軽減する有効な手段であ
ると言える。ただし、目的音の歪とＳＮ比はトレードオ
フの関係にあり、目的音の歪を軽減することでＳＮ比は
低下する。ＳＮ比と目的音の歪のどちらが重要であるか
は、実際の環境（部屋の騒音、マイクロホンの配置な
ど）により変わるが、本発明では、実際の環境に合わせ
て係数αを調整することで、その環境で最適な遅延和ア
レーを構成することが可能である。
【０１１１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
装置規模を大きくせずに出力の目的音成分の歪を軽減す
ることができる。
装置規模を大きくせずに出力の目的音成分の歪を軽減す
ることができる。
【図１】本発明の第１の実施形態の収音装置の構成図で
ある。
ある。
【図２】本発明の第２の実施形態の収音装置の構成図で
ある。
ある。
【図３】本発明の第３の実施形態の収音装置の構成図で
ある。
ある。
【図４】本発明の第４の実施形態の収音装置の構成図で
ある。
ある。
【図５】本発明の第５の実施形態の収音装置の構成図で
ある。
ある。
【図６】本発明の第６の実施形態の収音装置の構成図で
ある。
ある。
【図７】最適フィルタを求める手順を示すフローチャー
トである。
トである。
【図８】マイクロホンが音波を受音する様子を説明する
図である。
図である。
【図９】球面波モデルを仮定した遅延和アレーを説明す
る図である。
る図である。
【図１０】目的音の歪を軽減する従来方法を説明する図
である。
である。
【図１１】遅延和アレーの焦点位置から音源がずれた場
合の音源−遅延和アレー出力間の周波数特性を従来方法
と本発明の方法の場合で示すグラフである。
合の音源−遅延和アレー出力間の周波数特性を従来方法
と本発明の方法の場合で示すグラフである。
【図１２】従来方法と本発明の方法の遅延和アレーの感
度分布を示すグラフである。
度分布を示すグラフである。
【図１３】従来方法と本発明の方法のＳＮ比ＳＮＲおよ
び目的音の歪ＥＲＲを示すグラフである。
び目的音の歪ＥＲＲを示すグラフである。
１１1〜１１M マイクロホン １２1〜１２M 遅延器 １３1〜１３M フィルタ １４ 加算器 １５ 焦点位置制御部 １５Ａ 話者位置推定部 １５Ｂ 焦点位置ステアリング部 １６ 遅延制御部 １７ 最適フィルタ計算部 １８ 信号対雑音比推定部 １９ 異常音検出部 ２０ 仮想焦点位置設定部 ２１ 最適フィルタ計算部 ２２ 最適フィルタ記憶部 ２３ 最適フィルタ選択部 ２４ 信号対雑音比推測部 ２３１ 直流成分最適フィルタ計算部 ２３２ 初期値記憶部 ２３３ 逐次近似計算部 ２３４ 繰り返し制御部 ２３５ フィルタ構成部 ２３５１ 間引き部 ２３５２ 離散逆フーリエ変換部 １３１ ＦＩＲフィルタ １３２ 離散フーリエ変換部 １３３ 乗算部 １３４ 離散逆フーリエ変換部 ３１〜３５ ステップ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 古家 賢一 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 金田 豊 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5D015 DD01 DD02 5D020 BB01 BB04 BB07 5J023 DA05 DB03 DB07 DC08 DD07
Claims (7)
- 【請求項１】 任意配置の複数の収音手段の各々で収録
された音声信号を各々異なる遅延量で遅延させ、各遅延
出力を各々異なるフィルタ係数でフィルタリングし、各
フィルタリング出力を加算して加算出力を出力する収音
方法において、 音源位置を推定し、 前記音源位置から発せられ、前記複数の収音手段で受音
した信号が同位相となるように、遅延を制御し、 前記各収録音声信号の信号対雑音比を推定し、 前記各音源位置から前記各収音手段までの距離と前記信
号対雑音比とから前記加算出力の雑音対信号比を推定
し、 前記各距離から前記加算出力の目的音成分歪を推定し、 前記加算出力の雑音対信号比と前記目的音成分歪とから
求められる歪関数を最小とする前記各フィルタ係数を決
定し、 前記フィルタ係数の決定において、前記各距離で減衰さ
せた前記各フィルタ係数の和を一定値とすることを特徴
とする収音方法。 - 【請求項２】 任意配置の複数の収音手段と、前記各収
音手段で収録された音声信号を各々異なる遅延量で遅延
させる遅延手段と、前記遅延手段からの各遅延出力信号
を各々異なるフィルタ係数でフィルタリングするフィル
タリング手段と、フィルタリング手段からの各フィルタ
リング出力とを加算して加算出力を出力する加算手段を
有する収音装置において、 音源位置を推定する音源位置推定手段と、 前記音源位置推定手段で推定された音源位置から発せら
れ、前記複数の収音手段で受音した信号が同位相となる
ように、遅延を制御する遅延制御手段と、 前記各収録音声信号の信号対雑音比を推定する信号対雑
音比推定手段と、 各音源位置から前記各収音手段までの距離と前記信号対
雑音比とから前記加算出力の雑音対信号比を推定する加
算雑音対信号比推定手段と、 前記各距離から前記加算出力の目的音成分歪を推定する
目的音歪推定手段と、 前記加算出力雑音対信号比と前記目的音成分歪とから求
められる歪関数を最小とする前記各フィルタ係数を決定
するフィルタ係数決定手段とを有し、 前記フィルタ係数決定手段は、前記各距離で減衰させた
前記各フィルタ係数の和が一定値となるよう前記各フィ
ルタ係数を決定することを特徴とする収音装置。 - 【請求項３】 任意配置の複数の収音手段と、前記収音
手段で収録された音声信号を各々異なる遅延量で遅延さ
せる遅延手段と、前記遅延手段からの各遅延出力信号を
各々異なるフィルタ係数でフィルタリングするフィルタ
リング手段と、前記フィルタリング手段からの各フィル
タリング出力を加算して加算出力を出力する加算手段と
を有する収音装置において、 焦点位置を制御する焦点位置制御手段と、 該焦点位置制御手段で決定された焦点位置から発せら
れ、前記複数の収音手段で受音した信号が同位相となる
ように、遅延を制御する遅延制御手段と、 各収音手段で収録された信号の信号対雑音比を推定する
信号対雑音比推定手段と、 各音源位置から前記各収音手段までの距離と前記信号対
雑音比とから前記加算出力の雑音対信号比を推定する雑
音対信号比推定手段と、 前記各距離から前記加算出力の目的音成分歪を推定する
目的音歪推定手段と、 前記加算出力の雑音対信号比と前記目的音成分歪から求
められる歪関数を最小とする前記各フィルタ係数を決定
するフィルタ係数決定手段とを有し、 前記フィルタ係数決定手段は、前記各距離で減衰させた
前記各フィルタ係数の和が一定値となるよう前記各フィ
ルタ係数を決定することを特徴とする収音装置。 - 【請求項４】 前記最適フィルタ計算手段が、あらかじ
め複数の仮想焦点位置を設定する仮想焦点位置設定手段
と、あらかじめ計測した雑音レベルと標準的な発生音の
大きさから信号対雑音比を推測する信号対雑音比推測手
段と、該仮想焦点位置設定手段により設定された複数の
仮想焦点位置と前記信号対雑音比推測手段によって推測
された信号対雑音比に対応する最適なフィルタを計算し
ておく最適フィルタ計算手段と、該最適フィルタ計算手
段の計算結果である最適フィルタを記憶しておく最適フ
ィルタ記憶手段と、前記焦点位置制御手段で決定された
焦点位置に最も近い仮想焦点位置の最適フィルタを前記
最適フィルタ記憶手段から選択する最適フィルタ選択手
段を含む、請求項３記載の収音装置。 - 【請求項５】 前記最適フィルタ計算手段が、直流成分
における最適フィルタを解析的に求める直流成分最適フ
ィルタ計算手段と、直前に求めた最適フィルタを初期値
として記憶する初期値記憶手段と、該初期値記憶手段に
記憶されている最適フィルタを初期値とし、直前に求め
た最適フィルタの周波数成分より微小に高い周波数成分
に対する最適フィルタを逐次近似で求める逐次近似計算
手段と、必要な周波数成分に対する最適フィルタが全て
求められるまで前記初期値記憶手段と前記逐次近似手段
の処理を繰り返すようにこれらを制御する繰り返し制御
手段と、前記直流成分最適フィルタ計算手段と前記逐次
近似手段により求められた各周波数成分に対する最適フ
ィルタを合成し、最適フィルタを構成するフィルタ構成
手段とを含む、請求項３または４記載の収音装置。 - 【請求項６】 前記フィルタ構成手段が、前記直流成分
最適フィルタ計算手段と前記逐次近似手段により求めら
れた各周波数成分の最適フィルタをフィルタの次数に合
わせて周波数領域で間引きする間引き手段と、間引きさ
れた最適フィルタを離散逆フーリエ変換によりＦＩＲフ
ィルタの係数とする離散逆フーリエ変換手段とを含み、
前記フィルタ手段をＦＩＲフィルタとする、請求項５記
載の収音装置。 - 【請求項７】 前記フィルタ構成手段が、前記直流成分
最適フィルタ計算手段と前記逐次近似手段により求めら
れた各周波数成分の最適フィルタをフィルタの次数に合
わせて周波数領域で間引きする間引き手段で構成され、
前記フィルタ手段が遅延器出力信号を周波数領域に変換
する離散フーリエ変換手段と、間引きされた最適フィル
タと周波数領域に変換された遅延手段出力信号を周波数
領域で乗算する乗算手段と、乗算後の信号を時間領域に
変換する離散逆フーリエ変換手段とで構成される、請求
項５記載の収音装置。
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