JP2002538650A

JP2002538650A - アンテナ処理方法およびアンテナ処理装置

Info

Publication number: JP2002538650A
Application number: JP2000601735A
Authority: JP
Inventors: マロー，クロード; ターガー，ウォルフガンド
Original assignee: フランステレコムエスアー
Priority date: 1999-02-26
Filing date: 2000-02-28
Publication date: 2002-11-12
Also published as: ATE339877T1; ES2187448T3; DE60000333D1; EP1155497B1; DE60000333T2; FR2790342A1; US7010556B1; EP1155497A1; FR2790342B1; WO2000051234A1

Abstract

(57)【要約】【課題】有用な信号のＳ／Ｎ比を改善する方法を提案する。【解決手段】本発明は、少なくとも一つのピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）を備えたアンテナ（ＡＮＴ）の妨害信号に対する有用な信号のパワー比を改良する方法である。この方法では、フィルタ（Ｗ）を利用して前記アンテナ（ＡＮＴ）からの信号を濾波する。また、そのフィルタの伝達関数［Ｗ（ｔ），Ｗ（ｔ，ｆ）］が、アンテナ（ＡＮＴ）入力でのパワー［ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ）］に対するアンテナ（ＡＮＴ）出力でのパワー［ｐ’_ｙ（ｔ），ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ）］の線形関数の比に等しくなっている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】本発明は、アンテナ装置とその方法、より特別には、妨害信号に対する有用な
信号の電力（パワー）比を改良するアンテナ装置とその方法に関する。

【０００２】本文中では、「アンテナ」と云う表現が広く解釈される。ここでいう「アンテ
ナ」とは、情報搬送波を送信若しくは受信する装置を考慮している。したがって
、アンテナの主な目的は、雑音や、妨害源や、反射などによる妨害信号（pertur
bation signal）から区別して、有用な信号を取り出すことにある。

【０００３】本発明は、別々な要素からなるアンテナの受信に専ら適用される。こうしたア
ンテナを図１に示す。これは、少なくとも一つの有用な信号源ＳＵと、各妨害源
ＳＰと、さらに別の拡散した妨害源ＳＰＤのような、種々の供給源からの信号を
拾い上げるＮ個のピックアップ（検出器）Ｃ_１〜Ｃ_Ｎからなる。各々のピックア
ップＣ_１〜Ｃ_Ｎは、時間ｔで変化する妨害出力信号X_i（ｔ）を有しており、この
妨害出力信号X_i（ｔ）が、アンテナの諸特性を支配する伝達関数a_i（ｔ）（但し
、ｉ＝１〜Ｎである）を有するチャンネルフィルタＦＶ_ｉにより濾波される。こ
れらのフィルタ群は、アンテナに対し一定の指向性（例えば、主ローブの開口、
および／または二次ローブの寸法や、望ましくない方向の排除など）を提供する
。さらにこのフィルタ群は、有用な信号源の方向にアンテナを向けることも可能
にする。

【０００４】これらのフィルタＦＶ_ｉの各出力は、加算器ＳＯＭの対応する各入力に接続さ
れ、この加算器の出力でアンテナ出力信号y（ｔ）が現れる。

【０００５】幾つかのチャンネルフィルタの設計や、それらの応用が知られている。これら
のフィルタ設計は、とりわけピックアップおよび処理すべき信号の幾何学的位置
に依存する。これらのフィルタは、（固定アンテナに関して）永久的に不変の特
性を示すこともあるし、（適合アンテナに関して）時間で変化する特性を示すこ
ともある。後者に関しては、時間が経過するとフィルタ係数に通常は適合するア
ルゴリズムが、特別な利用に相応しい制御装置を必要とする。有用な信号源ＳＵ
が動作していないときには、例えば妨害信号がサンプルとされる場合がある。明
快にするために、こうした制御装置は図１から省略してある。

【０００６】本発明の方法は、各ピックアップＣ_ｉからの信号X_i（ｔ）の処理（固定したチ
ャンネルのフィルタリングや、適合チャンネルの構築など）に関係しないアンテ
ナを提供することにある。こうした場合、捕捉した信号X_i（ｔ）とアンテナ出力
との間の信号処理は無視されなければならず、またアンテナ処理素子ＴＡは、い
わゆるアンテナ処理動作が行なわれるブラックボックスとして考慮されなければ
ならない。

【０００７】そのため、本明細書において「アンテナ処理」と云う表現は、とりわけ現在知
られている全てのアンテナ処理方法を意味する。

【０００８】こうした利用分野では、アンテナの性能が制限されていることがある。特に、
例えば妨害源ＳＰや妨害源ＳＰＤから到来する妨害の低減が不充分なことが判る
可能性がある。一般にこうした性能は、アンテナ効率の特性要素であり、且つア
ンテナの信号対雑音（Ｓ／Ｎ）利得と呼ばれる値として計測される。ここでの「
雑音」と云う表現は、アンテナが低減すると推定されると共に、Ｓ／Ｎ比が妨害
信号に対する有用な信号の電力比となる場合のあらゆる妨害信号を意味する。

【０００９】本発明の方法は、アンテナが使用される若しくはアンテナが使用される可能性
のある全ての技術分野に適用が可能である。こうした技術分野のリストは、不完
全ではあるが以下の通りである。

【００１０】（１）（マルチメデイアパーソナルコンピュータなどの）ワークステーション
用の音響ピックアップ，車両内で手を自由のままにする音響ピックアップ，ハン
ズフリー電話用の音響ピックアップ，公共の場所（駅や空港）における音響ピッ
クアップ，映画館やメディア（例えばスポーツジャーナリズムやコンサートにお
けるラジオやＴＶなど）用の音響ピックアップなどの各音響アンテナによる音響
検出器。

【００１１】（２）（無線通信，リモート検知などの）電波受信アンテナ。

【００１２】（３）（海底画像，リモートセンシングなどの）ソナーアンテナでの受信。

【００１３】（４）（脳波図，心電図，生体画像などの）生体信号のために利用されるマル
チ検出処理。

【００１４】本発明の目的は、アンテナにより抑制されなかった妨害信号成分を減少させ、
ひいては妨害信号に対する有用な信号の電力比を改善することにある。

【００１５】アンテナ出力での処理に関する従来技術の各方法は、ポストプロセッシングと
も呼ばれており、多数のピックアップ（multiple-pickup）の音響検出器を備え
ている。本明細書では、その記述が限定されるであろうが、各方法を適切に説明
するために、例えばパソコンでの通信などで、マルチメディアステーションを利
用した音声（スピーチ）の音響を検出する観点から、全体的なアルゴリズムが十
分に議論されるであろう。

【００１６】マイクロホンのネットワークをポストプロセッシングと結合させたものが、19
77年にジェー．ビー．アレン氏が、「音声信号から残響を取り除くためのマルチ
マイクロホン信号処理技法」という表題で、"J.Acoust.Soc.Am,"の第62巻，４番
，912〜915頁に、論文として初めて記述している。ここでの目的は、残響雰囲気
内における遠隔音響検出中に、残響信号を排除することにある。前記論文では、
２個のマイクロホンにより行なわれる音響検出と、相関関数に基づき周波数領域
で実施される全処理を記述している。

【００１７】 1988年の米国ニューヨークにおける"Proc. ICASSP-88"，2578〜2581頁には、
アール．ゼリンスキー氏が「残響室内の雑音低減に適応するポストフィルタリン
グ（post-filtering）を備えたマイクロアレイ」という表題の論文で、より多く
の数のピックアップを利用した音響検出に対する技法を拡張している。ケー．ユ
ー．シマー氏によるフランス国パリにおける"Proc.ISSE-92"，1992年9月の「マ
ルチチャンネル音声の強調に適した時間遅延補正」と云う表題の論文では、ポス
トプロセッシングの「ウィーンフィルタ（Wiener filtration）」変換関数を提
案している。

【００１８】すなわち図２に関連して、これらの方法の記述を下記の分析で行なう。

【００１９】このアンテナ装置において、Ｎ個のマイクロホンＣ_１〜Ｃ_Ｎで構成したアンテ
ナによって、妨害音声信号X_i（ｎ）が拾い上げられるが、それらは次の一般式に
て記述される。

【００２０】

【数１３】

【００２１】但し、ｓは音源ＳＵからの音声信号を示し、ｎ_ｉはピックアップＣ_ｉにより受
信された音源ＳＢからの雑音信号を示す。「デジタル信号処理」の手順を利用と
して、離散時間（discrete time）における時間の添え字をｎで表わす。記号τ_h _i は、音源ＳＵからピックアップＣ_ｉへの信号伝達に基づく遅延である。各信号X _i （ｎ）の位相をリセットするために、すなわち音源ＳＵにアンテナを向けるた
めに、伝達関数ｒ_i（ｔ）を有すると共に、次の式で与えられる信号ｖ_i（ｎ）を
送り出すチャンネルフィルタＦＶ_ｉを用いた望ましいスピーカーの方向に、アン
テナを向けなければならない。

【００２２】

【数１４】

【００２３】但し、上式の*はたたみ込み積である。

【００２４】チャンネルフィルタＦＶ_１〜ＦＶ_Ｎからの各信号は周波数領域に変換され、そ
こで続いて行なわれる処理を可能にする。この変換が完了すると、これらの信号
はＶ_１（ｆ）〜Ｖ_Ｎ（ｆ）として示され、加算器ＳＯＭで加算され、平均器ＭＯ
Ｙにて平均化される。平均器ＭＯＹからの信号Ｙ（ｆ）はフィルタＷに委ねられ
、そこで伝達関数Ｗ（ｆ）の周波数領域に濾波される。

【００２５】二乗平均誤差の項が最適で、しかも伝達関数Ｗ_opt（ｆ）で設計されるフィル
タＷは、望ましい信号ｓと推定される信号ｓ’との間の二乗平均誤差を最小にす
ることにより達成される。Wiener-Hopf方程式に基づくと共に、有用な信号s（ｎ
）の位相を完全にリセットすると仮定した場合にだけ、周波数領域におけるウィ
ーンフィルタの一般式が次のように示される。

【００２６】

【数１５】

【００２７】ここで、Φ_yy（ｆ）は平均器ＭＯＹの出力での信号s（ｎ）のスペクトルパワ
ー密度であり、Φ_ys（ｆ）は信号y（ｎ）と信号s（ｎ）の相互スペクトル（inte
rspectral）パワー密度である。

【００２８】この最適フィルタに対する方程式は、有用な信号s（ｎ）と、各ピックアップ
Ｃ_ｉに入射する信号X_i（ｎ）が、有用な信号s（ｎ）と雑音ｎ_i（ｎ）の合計によ
って作られ、雑音ｎ_i（ｎ）および有用な信号s（ｎ）の各々は相関がなく、雑音
ｎ_i（ｎ）のスペクトルパワー密度は各マイクロホンで同一となり（Φ_nini（ｆ
）＝Φ_nn（ｆ），∀ｉ＝１，…，Ｎ）、雑音ｎ_i（ｎ）はピックアップ間で相関
がなく（Φ_ninj（ｆ）＝０，ｉ≠ｊ）、しかも各入力信号X_i（ｎ）が、有用な信
号s（ｎ）に対して完全にリセットした位相を有すると仮定した場合に、チャン
ネル構造の出力での平均雑音［ｎ］aveとに基づくものである。

【００２９】そうして入手したフィルタの伝達関数の式は、以下のように示される。

【００３０】

【数１６】

【００３１】但し、Φ_ss（ｆ）およびΦ_［nn］ave（ｆ）（数式中の添え字の上にある−は
、平均値すなわち本文中の_［nn］aveと同じ意味を有する）は、それぞれ有用な
信号s（ｎ）のスペクトルパワー密度と、チャンネル構造の出力での雑音ｎ（ｎ
）のスペクトルパワー密度である。

【００３２】これらの各値Φ_ss（ｆ）およびΦ_［nn］ave（ｆ）は、伝達関数Ｗ_opt（ｆ）を
計算するのに必要とされるが、初期段階では判らず、したがってそれらの推定が
問題を引き起こす。従来技術として議論される全ての方法は、このΦ_ss（ｆ）お
よびΦ_［nn］ave（ｆ）の各値が、別々のピックアップで受信した各信号から推
定される。例えば、各マイクロホンでの雑音が相関の無いものと仮定すると、各
チャンネルフィルタＦＶ_ｉと遅延補償器ＣＲにより、ピックアップＣ_ｉとＣ_ｊの
各出力での信号X_i（ｎ），X_ｊ（ｎ）を同位相のままにして、この信号X_i（ｎ）
およびX_ｊ（ｎ）の相互スペクトルパワー密度Φ_vivj（ｆ）から、有用な信号の
スペクトルパワー密度Φ_ss（ｆ）を推定させることが可能になるであろう。この
スペクトルパワー密度および相互スペクトルパワー密度の推定手段は、従来技術
においては異なる手順で区別される。

【００３３】上述のように仮定した入力信号に関し、各スペクトル値Φ_vivi（ｆ）およびΦ _vivj （ｆ）は次のように記述できる。

【００３４】

【数１７】

【００３５】伝達関数Ｗ_opt（ｆ）を推定する一方法は、それらのスペクトルパワー密度お
よび相互スペクトルパワー密度の平均を、分母と分子にそれぞれ利用することに
あり、次の数１８で表わせる。

【００３６】

【数１８】

【００３７】モジュール演算子若しくは実部γ（.）の利用は、分子に推定されるべき大き
さ、すなわち実数でかつ正でなければならないΦ_ss（ｆ）から見て妥当である。
なお、図面中の符号＾と便宜上記載した明細書中の符号’は同一の意味を有し、
これは適用可能な（統計上の）推定値を示している。

【００３８】時間領域に行なわれる次の数１９に示す推定演算子は、アール．ゼリンスキー
氏により提案されたものである（上述の論文参照）。

【００３９】

【数１９】

【００４０】 1992年のシマー氏における論文では、推定とフィルタリングが周波数領域で行
なわれる。その後、次の数１０８における推定演算子は、1977年のアレン氏によ
り記述された二重ピックアップ処理における任意のピックアップ数に拡張してい
る。

【００４１】

【数２０】

【００４２】実際に上述の数１８は、アルゴリズムの点から見れば、ウイーンフィルタによ
る２つの推定方法、すなわち上記数１９および数２０を示している。

【００４３】図２は、フィルタＷを推定するのに必要なスペクトル量に言及しているが、こ
のスペクトル量は密度Φ’_vivi（ｆ）とΦ’_vivj（ｆ）であって、いわばチャン
ネルフィルタＦＶ_１〜ＦＶ_Ｎにより処理された各ピックアップＣ_ｉ〜Ｃ_Ｎから転
送される信号に基づき推定されなければならない。実際には、現実の雰囲気内で
あって音声信号の存在するポストフィルタリング時に、許容範囲にある推定量も
提供する一方で、こうした固定していない性質の信号の連続性を確保するのに推
定を必要とする。

【００４４】従来技術における方法の欠点は、ポストプロセッシングが多数のスペクトル値
を必要とすることにある。関数Ｗ’（ｆ）を計算するには、Ｎ（Ｎ−１）／２個
の相互スペクトルパワー密度を推定する必要があり、しかもその関数の分母を計
算するためには、Ｎ個のスペクトルパワー密度を推定する必要がある。すなわち
、合計ではＮ（Ｎ＋１）／２個のスペクトル値が必要となるであろう。９個のマ
イクロホンからなるアンテナの場合は、３６個の相互スペクトルパワー密度と９
個のスペクトルパワー密度を構成するのに４５個のスペクトル値を計算しなけれ
ばならない。

【００４５】有用な信号ｓ（ｔ）におけるスペクトルパワー密度Φ_ss（ｆ）の推定は、各位
相リセットマイクロホン信号の相互スペクトルパワー密度平均を用いて行なわれ
る。妨害がある所では、このスペクトルパワー密度関数Φ_ss（ｆ）が正確である
ために、各ピックアップ間で相関がないものと仮定して位相リセットマイクロホ
ン信号が従わなければならない。ところが実際には、局部的なノイズ源や一定の
反射によっても、一方から別のピックアップに可干渉性（coherent）の信号を生
じる。その結果、これらの妨害源は、関数Φ’_vivj（ｆ）によって正しく区別で
きず、スペクトルパワー密度Φ_ss（ｆ）の推定に影響を及ぼす（数１７の下の式
に従わなくなる）。この誤差は、S／Ｎ比が小さい程大きくなるであろう。こう
したスペクトルパワー密度Φ_ss（ｆ）に加わる偏りは、ノイズパワーの相互スペ
クトル密度における可干渉性の構成要素となり、この構成要素はノイズレベルが
高くなるほど大きくなる。それは二つの結果、すなわち妨害の低減に関する性能
低下と、有用な信号の劣化をもたらす。従って、アンテナ単独よりも、アンテナ
とポストフィルタリングを含めた装置全体が劣悪に機能する場合がある。

【００４６】関数Φ_ss（ｆ）の推定における偏りの発生に加えて、妨害の現実的な特徴は、
有用な信号がないときでさえも装置性能の制限を伴なう。有用な信号ｓ（ｎ）が
出ていない場合の瞬間では、相互スペクトルパワー密度Φ’_vivj（ｆ）が、その
瞬間にノイズ単独の相互スペクトルパワー密度となってゼロになるので、ポスト
プロセッシングの関数Ｗ’（ｆ）は理論上完全にノイズを抑制するはずである。
ところが実際は、妨害のランダムな性質がこうした仮定をさらに超えるので、こ
のような結果とはならない。

【００４７】そのため本発明の目的は、従来技術に伴なう問題を解決できるアンテナの方法
論を提供することにある。

【００４８】有用な信号のＳ／Ｎ比を改善する方法を提案するために、本発明は前記アンテ
ナからの信号がフィルタにより濾波されると共に、そのフィルタの伝達関数が、
各ピックアップにより前記アンテナ入力に送られた各信号パワーに対するアンテ
ナ出力での信号パワーの線形関数の比に等しいことを特徴とする。

【００４９】より有益的には、前記伝達関数は、各ピックアップにより前記アンテナ入力に
供給される各信号パワーに対するアンテナ出力の信号パワーの比に等しい。

【００５０】本発明の別な特徴として、この方法はアンテナ出力での信号パワーと、各ピッ
クアップによりアンテナ入力に供給される各信号パワーを推定することからなる
。

【００５１】これを実行する第１の変形において、アンテナの一乃至複数のピックアップに
より送られた各信号が、各ピックアップにより前記アンテナ入力に供給される各
パワーを推定するのに利用される。

【００５２】別な変形において、アンテナの各ピックアップにより送られた信号が、この信
号を前記アンテナの処理ユニットで処理した後で、各ピックアップにより前記ア
ンテナ入力に供給される各信号パワーを推定するのに利用される。

【００５３】さらに本発明は、少なくとも一つのピックアップから送られた一乃至各信号を
周波数領域に変換し、この変換後に一乃至各信号を濾波し、濾波に続いて各々得
られた信号を加算し、この加算した出力信号を時間領域に変換するアンテナ処理
方法に関係する。

【００５４】本発明の一つの特徴において、前記方法は、フィルタを利用して前記後段の加
算した信号（post-summing signal）を濾波すると共に、このフィルタの伝達関
数は、前記周波数領域への変換ユニットの各出力での信号パワーに対する前記加
算器出力での信号パワーの２つの線形関数の比と等しいことを特徴とする。

【００５５】より有益的には、前記伝達関数は、前記周波数領域への各変換ユニットにより
供給された各信号パワーに対する前記加算器出力での信号パワーの比に等しい。

【００５６】より有益的には、本方法ではアンテナ出力での信号パワーと、ピックアップに
より送られたアンテナ入力での各信号パワーとを推定する。

【００５７】本発明の別な特徴において、各ピックアップによりアンテナに供給される各信
号のパワーを推定する方法が、各ピックアップにより送られる信号の推定したス
ペクトルパワー密度の平均を採ることで決定される。

【００５８】本発明の別な特徴において、加算器の出力信号パワーが、この信号の推定した
スペクトルパワー密度を計算することで確定される。

【００５９】本発明のさらに別な特徴において、前記各推定が帰納的な指数平滑によって行
なわれる。

【００６０】本発明は少なくとも一つのピックアップを備えたアンテナを含むアンテナ装置
に関するもので、この装置は前記アンテナの妨害信号に対する有用な信号のパワ
ー比を改善するために設計される。この装置は、前記アンテナ出力を濾波すると
共に、各ピックアップにより供給されるアンテナ入力の各信号パワーに対するア
ンテナ出力信号パワーの２つの線形パワー関数の比に等しい伝達関数を有するフ
ィルタを備えている。

【００６１】より有益的には、前記伝達関数は、各ピックアップによりアンテナ入力に送ら
れる各信号パワーに対するアンテナ出力信号パワーの比に等しい。

【００６２】より有益的には、前記装置はさらに、アンテナ出力での信号パワーを推定する
と共に、前記各ピックアップにより供給される前記アンテナ入力への各信号パワ
ーを推定する推定ユニットを備えている。

【００６３】アンテナ入力パワーを推定する前記推定ユニットは、前記アンテナ（ＡＮＴ）
のピックアップによりそれぞれ送られた一又は幾つか又は全ての信号を処理する
であろう。

【００６４】前記推定ユニットは、前記アンテナの各ピックアップにより送られた個々の信
号に基づいて、アンテナ処理ユニットの出力信号により送られた一乃至幾つかの
信号を処理する。

【００６５】また本発明は、少なくとも一つのピックアップにより送られた一乃至各信号に
適用される周波数領域への変換ユニットと、この変換ユニットの出力信号を周波
数領域に濾波するチャンネルフィルタと、前記チャンネルフィルタにより送られ
た各信号を加算する加算器と、前記加算器からの出力信号に対する時間領域への
変換ユニットとを備えたアンテナ装置に関する。

【００６６】上記アンテナ装置は、加算器と時間領域への変換ユニットとの間にあるフィル
タを備え、このフィルタの伝達関数は、前記周波数領域への変換ユニットにより
送られた各信号パワーに対する加算器出力での信号パワーの２つの線形パワー関
数の比に等しい。より有益的には、前記フィルタの伝達関数は、前記周波数領域
への変換ユニットにより送られた各信号パワーに対する加算器出力でのパワーの
比に等しい。

【００６７】前記アンテナ装置は、加算器出力での信号パワーを推定すると共に、前記周波
数領域への変換ユニットの出力での各信号パワーを推定する推定ユニットを含む
。

【００６８】各ピックアップにより前記アンテナ入力に供給される各信号パワーを推定する
前記推定ユニットは、各ピックアップにより送られた信号の推定したスペクトル
パワー密度の平均を生成するであろう。

【００６９】加算器出力でのパワーを推定する前記推定ユニットは、この信号のスペクトル
パワー密度を推定するもので与えられる。

【００７０】前記装置は、前記推定が指数平滑による帰納的手法で行なわれる手段を備えて
いる。

【００７１】本発明における上記引用した各特徴および更なる特徴は、下記の実施例の記述
とこれに関連する添付図面により明らかにされる。

【００７２】

【発明の実施形態】

図３は、本発明の方法を実行するのに設計されたアンテナ装置の概略図である
。この装置は、それ自身に複数のピックアップＣ_１〜Ｃ_ＮからなるアンテナＡＮ
Ｔを有し、各ピックアップＣ_１〜Ｃ_Ｎの出力信号X_１（ｔ）がアンテナ出力信号
ｙ（ｔ）を送り出すアンテナ処理ユニットＴＡに供給される。

【００７３】開示される装置は、出力信号ｙ（ｔ）にポストフィルタリングを適用するポス
トフィルタリングユニットＰＦを備えていると共に、このポストフィルタリング
ユニットＰＦの本発明における伝達関数Ｗ（ｔ）は、それぞれが推定ユニットＥ
ＳＴＳおよび推定ユニットＥＳＴＥにより推定されるアンテナＡＮＴ出力でのパ
ワーｐ’_ｙ（ｔ）と、アンテナＡＮＴ入力でのパワーｐ’_ｘ（ｔ）とからなる二
つの線形関数Ｆ，Ｇの比に等しい。

【００７４】この二つの関数Ｆ，Ｇの一般的な記述は次のようになる。

【００７５】

【数２１】

【００７６】また伝達関数Ｗ（ｔ）は、次の数２２にて与えられる。

【００７７】

【数２２】

【００７８】伝達関数はユニットＵＣにより算出されると共に、ポストフィルタリングユニ
ットＰＦに供給される。

【００７９】本発明による方法では、周波数領域で行えることに注目される。ポストフィル
タの関数Ｗ（ｔ，ｆ）は、その後で次の関係式により各周波数要素毎に計算され
るであろう。

【００８０】

【数２３】

【００８１】上式におけるｐ’_ｘ（ｔ，ｆ）とｐ’_ｙ（ｔ，ｆ）は、それぞれ入力での周
波数領域のパワーｐ’_ｘ（ｔ）と、出力での周波数領域のパワーｐ’_ｙ（ｔ）を
示していると共に、関数Ｗ（ｔ，ｆ）は周波数領域におけるポストフィルタＷ（
ｔ）を示している。

【００８２】以下の議論において、関数Ｆ［ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｙ（ｔ）］と関数Ｇ［ｐ’ _ｘ（ｔ），ｐ’_ｙ（ｔ）］は、次の数２４に示すように、出力パワーｐ’_ｙ（ｔ
）と入力パワーｐ’_ｘ（ｔ）にそれぞれ等しいものと仮定する。

【００８３】

【数２４】

【００８４】このポストフィルタリングＰＦは、本発明による伝達関数Ｗ（ｔ）を信号ｙ（
ｔ）に与えるもので、関数Ｗ（ｔ）は次の数２５に示すように、アンテナＡＮＴ
入力でのパワーｐ’_ｘ（ｔ）に対するアンテナＡＮＴ出力でのパワーｐ’_ｙ（ｔ
）の比に等しく、これらの各パワーは推定ユニットＥＳＴＳおよび推定ユニット
ＥＳＴＥによりそれぞれが推定される。

【００８５】

【数２５】

【００８６】周波数領域で動作する場合は、ポストフィルタ関数Ｗ（ｔ，ｆ）がその後、次
の数２６に示す関係で計算されるであろう。

【００８７】

【数２６】

【００８８】但し、上述したように、ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ）とｐ’_ｙ（ｔ，ｆ）は、周波数領域
における入力パワーｐ’_ｘ（ｔ）と出力パワーｐ’_ｙ（ｔ）をそれぞれ示してお
り、また関数Ｗ（ｔ，ｆ）は周波数領域におけるポストフィルタＷ（ｔ）を示し
ている。

【００８９】こうした図式において、周波数領域の値Ａ（ｔ，ｆ）は、周波数ｆに対する時
間ｔでの時間領域における同じ値ａ（ｔ）を示す。信号が時間領域から周波数領域に通過する時に
は、一定時間の観測を必要とすることが判っている。したがって、この値Ａ（ｔ
，ｆ）は瞬間ｔで判るものの、その計算には本発明の方法における応用分野によ
って大きさが決定される一定時間を必要とする。

【００９０】アンテナ出力の信号パワーの推定値ｐ’_ｙ（ｔ）は、本発明固有の応用に基づ
いた種々の方法において行なうことができる。ｔとして示す時間では、アンテナ
出力パワーの推定値ｐ’_ｙ（ｔ）は瞬間的なパワー値であり、したがってこのパ
ワー値は時間で変化すると共に、信号ｙ（ｔ）に基づいて永久的に推定される。
本発明の固有の応用では、利用する信号がどのように動かずに固定しているかに
よって、必要とする積分の時間が短くなったり長くなったりするであろう。

【００９１】時変数ｔは離散的若しくは連続的になり得ることに注目されたい。

【００９２】アンテナ出力パワーの推定値ｐ’_ｙ（ｔ）、あるいは推定値ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ）
の上記記述は、アンテナ入力パワーの推定値ｐ’_ｘ（ｔ）、あるいは推定値ｐ’ _ｘ（ｔ，ｆ）にも適用される。出力パワーｐ’_ｙ（ｔ）あるいはｐ’_ｙ（ｔ，ｆ
）の推定に対する違いは、アンテナ入力におけるマルチピックアップの特徴にあ
り、単独のピックアップ、さもなければ僅かな数のピックアップ、さもなければ
全ピックアップ（すでに議論したケースではあるが）が、アンテナ入力パワーｐ
’_ｘ（ｔ）あるいはｐ’_ｘ（ｔ，ｆ）の推定に利用されるであろう。

【００９３】アルゴリズムの観点から、ポストフィルタリングは、後述する２つの等式の一
方を利用すると共に、推定された時間領域におけるアンテナ入力パワーｐ’_ｘ（
ｔ）およびアンテナ出力パワーｐ’_ｙ（ｔ）か、若しくは推定された周波数領域
におけるアンテナ入力パワーｐ’_ｘ（ｔ，ｆ）およびアンテナ出力パワーｐ’_ｙ（ｔ，ｆ）に基づいて実行される。その結果、ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｙ（ｔ）若し
くはｐ’_ｘ（ｔ，ｆ），ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ）のパワーを推定するのといわば同期し
て、ポストフィルタリングが時間毎に変化する。従って、合成ポストフィルタ関
数は単なる時間の関数Ｗ（ｔ）（すなわち、時間に依存した全体利得）となるか
、若しくはＷ（ｔ，ｆ）（すなわち、各々の時間に依存した要素に対する利得）
として周波数を付加して示されるであろう。ポストフィルタリングはこうして行
なわれるが、ｐ’_ｘ（ｔ）やｐ’_ｙ（ｔ）若しくはｐ’_ｘ（ｔ，ｆ）やｐ’_ｙ（
ｔ，ｆ）、あるいは重み関数などを推定する際のあらゆる誤差により生じる異常
値を排除するために、予め設定した値の間隔内で振幅を切り取るような線形また
は非線形変換に、このポストフィルタリングを委ねることも可能である。

【００９４】時間領域のもとでのポストフィルタリングは、たたみ込み積の演算となる。本
発明によるアンテナ装置の出力信号ｚ（ｔ）は、次の数２７に示すように書き表
せるであろう。

【００９５】

【数２７】

【００９６】但し、上式の*はたたみ込み積を示している。

【００９７】周波数領域においては、この演算は単なる積になる。そのためポストフィルタ
Ｗの出力での信号ｚ（ｔ，ｆ）は、次の数２８に示すように書き表せるであろう
。

【００９８】

【数２８】

【００９９】こうしたフィルタリングは、様々な手続を利用すると共に、本発明の方法にお
ける固有の応用とアンテナ処理を考慮して行なうことができる（例えば，時間，
周波数，アナログ，ディジタルの処理など）。ここでは、周波数領域で実行した
範囲内での時間領域中のｚ（，ｆ）に先行して戻り、出力信号ｚ（ｔ）の処理を
達成することを導く。

【０１００】入力パワーを推定するために、アンテナ処理装置ＴＡ自体で発生する信号を利
用することが相応しい。例えばこの場合は、幾つかのピックアップが一つの周波
数帯に割当てられる（この場合には、そうしたピックアップの各々に対し、アン
テナ処理部内でのフィルタリングが行なわれる。）アンテナに適用する。この周
波数帯でのみのポストフィルタリングを望むならば、アンテナ処理装置ＴＡに組
み込まれたフィルタ出力での信号だけが、こうした決定のために利用されるであ
ろう。

【０１０１】図４は、本発明の方法をも利用したアンテナ装置の別な実施形態を示している
。このアンテナ装置は前述の実施形態とは異なるもので、そのアンテナ処理ユニ
ットＴＡ内で発生する所定数の信号により、入力パワーｐ’_ｑ（ｔ）の推定が時
間領域で行なわれたり、あるいは入力パワーｐ’_ｑ（ｔ，ｆ）の推定が周波数領
域で行なわれる（但し、添え字ｑは入力パワーの推定値であるｐ’_ｘ（ｔ）やｐ
’_ｘ（ｔ，ｆ）の間を区別するもので、各ピックアップＣ_１〜Ｃ_Ｎから直接送ら
れた信号を利用することで行なわれる）。より明確には、アンテナ処理ユニット
内で利用可能なＪ個の信号の中で、単独の信号、さもなければいくつかの信号、
さもなければ全手の信号を、入力パワーｐ’_ｑ（ｔ）あるいはｐ’_ｑ（ｔ，ｆ）
の推定に利用することができる。

【０１０２】各ピックアップＣ_１〜Ｃ_Ｎでそれぞれ発生する信号のＮ個のスペクトルパワー
密度の平均値を利用して、推定した入力パワーｐ’_ｑ（ｔ，ｆ）を計算すること
ができる。同じ方法で、ｙ（ｔ）のスペクトルパワー密度を利用して、推定した
入力パワーｐ’_ｙ（ｔ，ｆ）を計算することができる。結果的に、本発明を目的
としたこの方法では、従来技術におけるＮ（Ｎ＋１）／２個の値に代わり、多く
てもＮ＋１個の値を計算することが必要となる。例えば、９個のピックアップア
ンテナでは、従来技術における３６個の相互スペクトルパワー密度の計算と、９
個のスペクトル密度の計算に代わって、１０個のスペクトルパワー密度の推定が
計算されるであろう。

【０１０３】本発明の別な利点は、有用な信号のスペクトル密度の推定に基づいていないこ
とにあり、その結果、有用な信号の相互スペクトルパワー密度Φ_ss（ｆ）を推定
する際の偏りの問題が生じなくなるであろう。

【０１０４】別の利点としては、本発明の方法は、妨害信号の相互ピックアップの特徴に基
づいていない。すでに述べたように、従来技術においては、ポストフィルタが雑
音を効果的に低減するために、雑音の相互スペクトルパワー密度をゼロにしなけ
ればならない。

【０１０５】一つの場所に集中した妨害源の場合をここで説明する。有用源からの信号とは
別の方向で、アンテナに妨害源の信号が入射すると共に、それに合わせてアンテ
ナが妨害源の信号を減衰するものと仮定する。この信号は全てのピックアップで
可干渉性（コヒーレント性）を有して入射し、その後で従来技術の手続では、ア
ンテナがこの妨害信号に適用する減衰により、本発明の手法で行なわれるような
ポストフィルタリングだけを利用して、妨害信号を減衰するであろう。そのアル
ゴリズムの本質によれば、本発明の方法は、妨害エネルギーの要素だけがこの方
法で有効なことから、妨害のランダムな本質に立ち向かうものである。

【０１０６】従来技術の手続に関しては、入力で推定された相互パワースペクトル密度が、
有用な信号のスペクトルパワー密度を推定するために利用される。その結果、遅
延補償フィルタ（有用な信号源に向けてアンテナを置いた図２におけるフィルタ
ＦＶ_ｉ）からの各出力信号を利用することが強制される。本発明の方法に関して
は、入力信号のパワー（実際にはスペクトルパワー密度）を直接的に推定するの
で、チャンネル信号の位相リセットを利用する必要がなくなり、ピックアップの
各出力で推定を直接行なうことが可能になる。

【０１０７】以下、本発明の方法における実際の応用例を、周波数領域に対して説明する。
この例におけるアンテナ装置を図５に示す。

【０１０８】ピックアップＣ_ｉ（但し、ｉ＝１…Ｎ）より送られた各信号ｘ（ｎ）は、一般
にディジタル信号処理によって、ユニットＵＴＦにて時間領域の変換を受ける。
前記変換は例えば短期（short-term）フーリエ変換（スライディングタイムウィ
ンドウとも呼ばれる）であり、これ自体は高速フーリエ変換に続くウィンドウ演
算からなる。この変換にウェーブレット変換を含んでいてもよい。

【０１０９】この変換から得られた周波数領域の各マイクロホン信号Ｃ_ｉ（但し、ｉ＝１…
Ｎ）は、次の数２９のように書き表せるであろう。

【０１１０】

【数２９】

【０１１１】上記数式で利用した符号は、次の通りである。ｈ_ａ（ｎ）：長さＭの分析ウィ
ンドウ。Ｍ：分析ウィンドウの長さ（サンプリング数を示す）。Ｒ：ウィンドウ
のシフトサイズ（サンプリング内の）。Ｐ：瞬間ｔに対応するフレームインデク
ス（添え字）であり、持続期間のインデックスは、分析ウィンドウの長さＭの持
続時間のインデックスに等しい。

【０１１２】周波数軸は均一に離散し、ｋ番目の要素に対し次の数３０のように示される。

【０１１３】

【数３０】

【０１１４】 ω_ｋが連続する周波数ｆを離散的に示していることに注目されたい。

【０１１５】アンテナＡＮＴ出力での信号Ｙ（ｐ，ω_ｋ）は、加算器ＳＯＭにおいて、マイ
クロホンＣ_ｉからの信号Ｘ_ｉ（ｐ，ω_ｋ）（但し、ｉ＝１…Ｎ）の加算により得
られたもので、マイクロホンＣ_ｉからの信号Ｘ_ｉ（ｐ，ω_ｋ）は、伝達関数がａ _ｉ（ω_ｋ）であるチャンネルフィルタＦＶ_ｉの影響を受けている。したがって、
信号Ｙ（ｐ，ω_ｋ）は次の数３１のように示される。

【０１１６】

【数３１】

【０１１７】本明細書の前段ですでに示しており、理解されているように、各伝達関数ａ_ｉ（ω_ｋ）は指向性の制御関数だけではなく、遅延補償関数を含んでいる。

【０１１８】ポストフィルタＷで成されるポストフィルタリング関数Ｗ（ｐ，ω_ｋ）の出力
での信号Ｚ（ｐ，ω_ｋ）は、次の数３２の関係で示される。

【０１１９】

【数３２】

【０１２０】最後に、時間領域の変換ユニットＵＴＴにおいて時間領域に戻すことで、アン
テナ装置の出力信号ｚ（ｎ）が得られる。この変換ユニットＵＴＴは、例えば逆
フーリエ変換器やウィンドウ演算器である。ウェーブレットの逆変換器であって
もよい。

【０１２１】したがって、出力信号ｚ（ｎ）は次の数３３の関係で与えられる。ここでｈ_ｓ（ｎ）は、長さＭの合成ウィンドウである。

【０１２２】

【数３３】

【０１２３】ここで特別に行なう方法は、数ある妨害低減技術（周辺雑音，残響，音響エコ
ーなど）の短期的なスペクトル変化を利用した一技法である。したがって、その
処理はスライディングタイムウィンドウによる。これらに類似する全ての変形が
、本発明の方法を行なうのに用いられるであろう。

【０１２４】推定した入力信号パワーＰ’_ｘ（ｐ，ω_ｋ）に対するアンテナ出力信号パワー
Ｐ’_ｙ（ｐ，ω_ｋ）の比によって、ポストフィルタ関数Ｗ（ｐ，ω_ｋ）が得られ
ると共に、このポストフィルタ関数Ｗ（ｐ，ω_ｋ）は次の数３４にて書き表せる
。ここでｈ_ｓ（ｎ）は、長さＭの合成ウィンドウである。

【０１２５】

【数３４】

【０１２６】すでに上述したように、線形または非線形変換がポストフィルタに適用される
。実際に特別な状況での予測誤差を取り除くのに、この変換を行なってもよい（
例えば、ポストフィルタが予め決められた期間［０，１］外で値を引き受けた周
波数での場合で、この場合は望ましくない増幅を排除するのに、閾値制限関数が
適用されなければならない）。さらに、ポストフィルタ関数の最大値に近い幾つ
かの値を優遇すると共に、ポストフィルタ関数の最小値に近い値をより強固に減
らすであろう。

【０１２７】各マイクロホンＣ_１〜Ｃ_Ｎより送られた信号のスペクトルパワー密度の平均に
よって、次の式に示すように、入力信号パワーの推定Ｐ’_ｘ（ｐ，ω_ｋ）がユニ
ットＥＳＴＥで行われる。

【０１２８】

【数３５】

【０１２９】この信号パワーの決定に際しては、一乃至所定のピックアップＣ_１〜Ｃ_Ｎから
の信号だけを利用していることに留意されたい。

【０１３０】ユニットＥＳＴＳによって、アンテナ出力信号の推定Ｐ’_ｙ（ｐ，ω_ｋ）が行
なわれると共に、前記信号のスペクトルパワー密度を推定することにより、この
推定したアンテナ出力信号Ｐ’_ｙ（ｐ，ω_ｋ）が次の式のように決定される。

【０１３１】

【数３６】

【０１３２】ユニットＵＣはポストフィルタリング関数Ｗ（ｐ，ω_ｋ）を計算すると共に、
それをポストフィルタＷに供給する。

【０１３３】このスペクトルパワー密度Φ’_vivi（ｐ，ω_ｋ）およびΦ’_yy（ｐ，ω_ｋ）は
、僅かな偏差だけを提供する長期的な推定と、関連する信号の時間変化の追求を
保証するはずの関数Ｗ（ｐ，ω_ｋ）を備えたポストフィルタの迅速な更新との間
の交換を被る。

【０１３４】実際の手法では、指数平滑を含むことでこうした交換を引き受け、さらに次の
帰納的（再帰的）方程式によって簡単に計算できる再帰的推定方法が利用される
。

【０１３５】

【数３７】

【０１３６】但し、αは１に近い数であって、次の関係式における指数平滑の時定数τに関
係する。なお、下の式のFeはサンプリング周波数であって、Ｒは（サンプリング
内の）ウィンドウシフトである。

【０１３７】

【数３８】

【０１３８】上記数３８の推定方程式における第２部分の２つの各項の重み付け合計が、１
ではないことに注目されたい。これはポストフィルタリングが、２つの項の一方
の慣習的な重み付けを（１−α）によって回避させる形態を示すという観点から
理解されよう。

【０１３９】上述した本発明の方法は、パーソナルコンピュータ（ＰＣ）に基づく双方向通
信用に設計された音響アンテナを利用して行なわれた。この音響アンテナは、パ
ーソナルコンピュータＰＣのモニタに取り付けられる。アンテナは、４０ｃｍ以
上の長さで直線上に配列された９個のカージオイド（ハート型）マイクロホンＣ _１〜Ｃ_９を有する。またこのアンテナは、それぞれ低周波数用，平均して低周波
数用，平均して高周波数用，高周波数用の、すなわち拡張電話帯域である５０Ｈ
ｚ〜７ｋＨｚの範囲にある４つのサブアンテナからなる。

【０１４０】第１のサブアンテナは、近接するピックアップどうしで２０ｃｍ離れて配置さ
れたピックアップＣ_１，Ｃ_５，Ｃ_９を有する。関数ｇ_１（ｆ）のフィルタにより
特徴付けられた帯域通過フィルタリングが、前記ピックアップＣ_１，Ｃ_５，Ｃ_９の各信号に適用される。

【０１４１】第２のサブアンテナは、近接するピックアップどうしで１０ｃｍ離れて配置さ
れたピックアップＣ_１，Ｃ_２，Ｃ_５，Ｃ_８，Ｃ_９を有する。関数ｇ_２（ｆ）によ
る帯域通過フィルタリングが、ピックアップＣ_１，Ｃ_２，Ｃ_５，Ｃ_８，Ｃ_９の各
信号に行なわれる。

【０１４２】第３のサブアンテナは、近接するピックアップどうしで５ｃｍ離れて配置され
たピックアップＣ_２，Ｃ_３，Ｃ_５，Ｃ_７，Ｃ_８を有する。関数ｇ_３（ｆ）による
帯域通過フィルタリングが、ピックアップＣ_２，Ｃ_３，Ｃ_５，Ｃ_７，Ｃ_８の各信
号に行なわれる。

【０１４３】第４のサブアンテナは、近接するピックアップどうしで2.5ｃｍ離れて配置さ
れたピックアップＣ_３，Ｃ_４，Ｃ_５，Ｃ_６，Ｃ_７を有する。関数ｇ_４（ｆ）によ
る帯域通過フィルタリングが、ピックアップＣ_３，Ｃ_４，Ｃ_５，Ｃ_６，Ｃ_７の各
信号に行なわれる。

【０１４４】２つの第１サブ組立て部の一部を同時に有するマイクロホンＣ_１は、二つの特
性関数の合計ｇ_１（ｔ）＋ｇ_２（ｔ）となる関数で特徴付けられた帯域通過の濾
波を行なうチャンネルフィルタＦＶ_１に受け入れられる信号を送信することに理
解されたい。

【０１４５】したがって、各チャンネルフィルタＦＶ_１〜ＦＶ_９のそれぞれは、次の式に定
義されるような伝達関数α_１（ｔ）〜ＦＶ_９（ｔ）となる。

【０１４６】

【数３９】

【０１４７】これらのフィルタはワークステーション用の音響検出器に対応した指向性を制
御し、アンテナはコンピュータスクリーンに向けられると共に、主ローブは一定
（−３ｄＢ，開口角＝２０°）で、二次ローブの量は主ローブの最大値よりもー
１２ｄＢ小さい。

【０１４８】これらのフィルタＦＶ_１〜ＦＶ_９が、図５に関連して上記説明した方法で周波
数領域にて実行されることは理解されよう。

【０１４９】上述したようなアンテナ装置の性能が、音響エコーの低減に関してここで記述
される。前記アンテナ装置を装着した機器（現地スピーキングパーティと呼ばれ
る）のユーザーは、自身の手を頼ることなく通信を行うものと仮定される。この
ユーザーと通信する人からの音声は、遠隔スピーキングパーティと呼ばれるが、
前記コンピュータのモニタに適合するラウドスピーカから放送される。音響アン
テナにより拾い上げられる信号や、このラウドスピーカからの音により生成され
る音響エコーは、低減されるはずである。こうしたエコーは、遠隔スピーキング
パーティが自身の音声を時間的にシフトして聞えるので、（通信チャンネルの遅
れにより）極めて干渉を受ける。ひとたびエコーが一定のレベルに達すると、ラ
ルセン発振器として知られる不安定ではあるが自動的に継続する現象が発生する
であろう。

【０１５０】図６は、上述したフィルタリングユニットを欠いたアンテナ出力での信号の時
間に依存した振幅を示している。図６では、現地スピーキングパーティからの有
用な音声要素を黒で示すと共に、音響エコーの構成要素を灰色で示している。

【０１５１】ここでは例示的な装置性能を示しているが、有用な信号とエコー信号が実際的
に重なり合っている。図６においては、2.3秒〜３秒の時間間隔を除いて２人が
同時に話しており、しかも妨害源と有用な信号源が同時に作用しているので、妨
害が特にひどい。この実験における有用な信号／エコー信号の比は、同一のアン
テナ入力で10.4ｄＢであり、この値はアンテナ中央のマイクロホンで測定された
ものである。

【０１５２】図７は図６と同じ信号であるが、上述したポストフィルタ出力でのものである
。この図は、有用な信号レベルを減少させることなく、アンテナ出力に存在する
エコーをポストフィルタにより著しく低減したものを示している。エコーに対す
る有用な信号比の測定値は、アンテナ入力で10.4ｄＢであり、またアンテナ出力
で14ｄＢであり、またポストフィルタ出力で21ｄＢである。その結果、信号／エ
コー比の平均利得はアンテナで4.6ｄＢ、ポストフィルタで７ｄＢであり、11.6
ｄＢの信号／エコー比の改善がシステムに対しなされる。

【０１５３】図８は、時間でのエコー減少情報を示している。64ｍｓ毎の各ブロックで信号
のエネルギーを測定することで、図の各曲線が得られる。ポストフィルタがアン
テナ性能を著しく上昇させていることに注目されたい。さらに、現地での会話が
存在しないとき、すなわち2.3秒〜3秒の時間間隔において、アンテナ出力で残っ
ているエコーが、ポストフィルタにより20ｄＢ乃至それ以上減少している。

【図面の簡単な説明】

【図１】本明細書の概念におけるアンテナの概略図である。

【図２】従来技術におけるポストフィルタを備えたアンテナ装置の概略図である。

【図３】本発明におけるポストフィルタを備えたアンテナ装置の第１実施例の概略図で
ある。

【図４】本発明におけるポストフィルタを備えたアンテナ装置の第２実施例の概略図で
ある。

【図５】本発明におけるポストフィルタを備えたアンテナ装置の第３実施例の概略図で
ある。

【図６】本発明におけるポストフィルタを欠いたアンテナ出力での有用な信号の時間に
依存した振幅を示す図である。

【図７】本発明の手法を利用したポストフィルタ出力での有用な信号と妨害信号の時間
に依存した振幅を示す図である。

【図８】アンテナ入力，アンテナ出力およびポストフィルタ出力での時間に依存した妨
害信号レベルを示すプロット図である。

【符号の説明】

ＡＮＴアンテナＣ_ｉ，Ｃ_１〜Ｃ_ＮピックアップＥＳＴＥ，ＥＳＴＳ推定ユニットＳＯＭ加算器ＴＡ処理ユニット周波数領域への各変換ユニットＵＴＦ周波数領域への各変換ユニットＵＴＴ時間領域に変換する変換ユニットＷフィルタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】少なくとも一つのピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）を備えたアン
テナ（ＡＮＴ）の妨害信号に対する有用な信号のパワー比を改良する方法におい
て、フィルタ（Ｗ）を利用して前記アンテナ（ＡＮＴ）からの信号を濾波すると
共に、そのフィルタの伝達関数（Ｗ（ｔ），Ｗ（ｔ，ｆ））が、次の式（以下、
数式中の＾と本文中の’は同じ意味である）に示すように、アンテナ（ＡＮＴ）
入力でのパワー（ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））に対するアンテナ（ＡＮＴ
）出力でのパワー（ｐ’_ｙ（ｔ），ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ））の線形関数（Ｆ，Ｇ）の
比に等しいことを特徴とする妨害信号に対する有用な信号のパワー比を改良する
方法。【数１】
【請求項２】前記伝達関数（Ｗ（ｔ），Ｗ（ｔ，ｆ））が、次の式に示す
ように、ピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）により供給されるアンテナ（ＡＮＴ）入力
での信号パワー（ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））に対するアンテナ（ＡＮＴ
）の出力信号（ｐ’_ｙ（ｔ），ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ））のパワー比に等しいこと特徴
とする請求項１記載の妨害信号に対する有用な信号のパワー比を改良する方法。【数２】
【請求項３】アンテナ（ＡＮＴ）の出力信号パワーを推定（ｐ’_ｙ（ｔ）
，ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ））し、ピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）からのアンテナ（ＡＮＴ
）入力での各信号パワーを推定（ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））すること特
徴とする請求項２記載の妨害信号に対する有用な信号のパワー比を改良する方法
。
【請求項４】前記アンテナ（ＡＮＴ）の各ピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）か
らそれぞれ供給される各信号（Ｘ_i（ｔ）：但し、ｉ＝１〜Ｎ）を利用して、ピ
ックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）からアンテナ（ＡＮＴ）入力にそれぞれ供給される各
信号パワーを推定（ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））すること特徴とする請求
項３記載の妨害信号に対する有用な信号のパワー比を改良する方法。
【請求項５】ピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）によりアンテナ（ＡＮＴ）入力
にそれぞれ供給される各信号パワーを推定（ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））
するために、前記アンテナ（ＡＮＴ）の処理ユニット（ＴＡ）からの各処理信号
と、さらに前記アンテナ（ＡＮＴ）のピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）からそれぞれ
送られる各信号（Ｘ_i（ｔ）：但し、ｉ＝１〜Ｎ）とを利用することを特徴とす
る請求項３または４記載の妨害信号に対する有用な信号のパワー比を改良する方
法。
【請求項６】少なくとも一つのピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）から送られた
一乃至各信号を周波数領域に変換し、この変換で得られた一乃至各信号を濾波し
、濾波に続いてこの信号をそれぞれ加算し、この加算した信号を時間領域に変換
するアンテナ処理方法において、フィルタ（Ｗ）を利用して前記アンテナ（ＡＮ
Ｔ）からの信号を濾波すると共に、次の式に示すように、このフィルタの伝達関
数（Ｗ（ｔ，ｆ））が、前記周波数領域への各変換ユニット（ＵＴＦ）からの各
出力信号のパワー（ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））に対する加算器（ＳＯＭ）出力でのパワ
ー（ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ））の二つの線形関数（Ｆ，Ｇ）の比に等しいことを特徴と
するアンテナ処理方法。【数３】
【請求項７】前記伝達関数（Ｗ（ｔ，ｆ））が、次の式に示すように、前
記周波数領域への各変換ユニット（ＵＴＦ）からの各出力信号パワー（ｐ’_ｘ（
ｔ，ｆ））に対する加算器（ＳＯＭ）の出力信号パワー（ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ））の
比に等しいことを特徴とする請求項６記載のアンテナ処理方法。【数４】
【請求項８】アンテナ（ＡＮＴ）の出力信号パワーを推定（ｐ’_ｙ（ｔ，
ｆ））し、各ピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）によりアンテナ（ＡＮＴ）入力に供給
された各信号パワーを推定（ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））することを特徴とする請求項６
または７記載のアンテナ処理方法。
【請求項９】各ピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）によりアンテナ（ＡＮＴ）入
力に供給された各信号パワーを推定（ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））するために、次の式に
示すように、各ピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）の出力信号の推定したスペクトルパ
ワー密度（Φ’_xixi（ｆ））の平均を決定することを特徴とする請求項６，７ま
たは８記載のアンテナ処理方法。【数５】
【請求項１０】加算器（ＳＯＭ）での出力信号パワーの推定（ｐ’_ｙｔ，
ｆ））を行なうために、次の数式に示すように、この信号のスペクトルパワー密
度を推定（Φ’_yy（ｆ））することを特徴とする請求項８または９記載のアンテ
ナ処理方法。【数６】
【請求項１１】前記各推定が帰納的な指数平滑によって行なわれることを
特徴とする請求項８〜１０のいずれか一つに記載のアンテナ処理方法。
【請求項１２】少なくとも一つのピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）を備えたア
ンテナ（ＡＮＴ）を有し、前記アンテナ（ＡＮＴ）の妨害信号に対する有用な信
号のパワー比を改善するために設計されたアンテナ装置において、前記アンテナ
の出力信号を濾波するために設計されると共に、その伝達関数（Ｗ（ｔ），Ｗ（
ｔ，ｆ））が、次の式に示すように、アンテナ（ＡＮＴ）入力でのパワー（ｐ’ _ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））に対するアンテナ（ＡＮＴ)出力でのパワー（ｐ
’_ｙ（ｔ），ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ））の２つの線形関数（Ｆ，Ｇ）の比に等しいフィ
ルタ（Ｗ)を備えたことを特徴とするアンテナ装置。【数７】
【請求項１３】前記フィルタ（Ｗ）の伝達関数（Ｗ（ｔ），Ｗ（ｔ，ｆ）
）が、次の式に示すように、各ピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）によりアンテナ（Ａ
ＮＴ）入力に送られる各信号パワー（ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））に対す
るアンテナ（ＡＮＴ）出力でのパワー（ｐ’_ｙ（ｔ），ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ））の比
に等しいことを特徴とする請求項１２のアンテナ装置。【数８】
【請求項１４】アンテナ（ＡＮＴ）の出力信号のパワーをそれぞれ推定（
ｐ’_ｙ（ｔ），ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ））すると共に、前記各ピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ _Ｎ）によりアンテナ（ＡＮＴ）入力に供給された各信号のパワーを推定（ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））する推定ユニット（ＥＳＴＥ，ＥＳＴＳ）を備えた
ことを特徴とする請求項１２または１３記載のアンテナ装置。
【請求項１５】前記推定ユニット（ＥＳＴＥ）は、アンテナ（ＡＮＴ）入
力でのパワーを推定（ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））するために、前記アン
テナ（ＡＮＴ）の一又はそれ以上又は全てのピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）により
それぞれ送られた一又はそれ以上又は全ての信号（Ｘ_i（ｔ）：但し、ｉ＝１〜
Ｎ）を処理するものであることを特徴とする請求項１４記載のアンテナ装置。
【請求項１６】前記推定ユニット（ＥＳＴＥ）は、アンテナ（ＡＮＴ）入
力でのパワーを推定（ｐ’_ｘ（ｔ），ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））するために、前記アン
テナ（ＡＮＴ）のピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）によりそれぞれ送られた信号（Ｘ _i （ｔ）：但し、ｉ＝１〜Ｎ）に基づいて、前記アンテナのアンテナ処理ユニッ
ト（ＴＡ）により送られた各信号を処理するものであることを特徴とする請求項
１４または１５記載のアンテナ装置。
【請求項１７】少なくとも一つのピックアップ（Ｃ_i：但し、ｉ＝１〜Ｎ
）により送られた一乃至各信号を周波数領域に変換する変換ユニット（ＵＴＦ）
と、この変換ユニットからの信号を周波数領域に濾波するチャンネルフィルタ（
ＦＶ_ｉ）と、前記チャンネルフィルタ（ＦＶ_ｉ）により送られたそれぞれの信号
を加算する加算器（ＳＯＭ）と、前記加算器（ＳＯＭ）の出力で信号を時間領域
に変換する変換ユニット（ＵＴＴ）とを備えたアンテナ装置において、加算器（
ＳＯＭ）と時間領域への変換ユニット（ＵＴＴ）との間にあるフィルタ（Ｗ）を
備え、このフィルタ（Ｗ）の伝達関数（Ｗ（ｔ，ｆ））は、次の式に示すように
、前記周波数領域への変換ユニット（ＵＴＦ）からの各出力信号パワー（ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））に対する加算器（ＳＯＭ）の出力信号パワー（ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ））
の２つの線形関数（Ｆ，Ｇ）の比に等しいものであることを特徴とするアンテナ
装置。【数９】
【請求項１８】前記フィルタ（Ｗ）の伝達関数（Ｗ（ｔ，ｆ））は、次の
式に示すように、前記周波数領域への変換ユニット（ＵＴＦ）により送られた各
信号パワー（ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））に対する加算器（ＳＯＭ）の出力信号パワー（
ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ））の比に等しいことを特徴とする請求項１７記載のアンテナ装
置。【数１０】
【請求項１９】加算器（ＳＯＭ）の出力信号パワーを推定（ｐ’_ｙ（ｔ，
ｆ））し、前記周波数領域に変換する変換ユニット（ＵＴＦ）により送られた各
信号パワー（ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））を推定する推定ユニット（ＥＳＴＥ，ＥＳＴＳ
）を備えたことを特徴とする請求項１７または１８記載のアンテナ装置。
【請求項２０】前記推定ユニット（ＥＳＴＳ）は、次の式に示すように、
各ピックアップ（Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）により送られた各出力信号の推定したスペクトル
パワー密度（Φ’_xixi（ｔ，ｆ））の平均を利用することで、各ピックアップ（
Ｃ_１〜Ｃ_Ｎ）によりアンテナ（ＡＮＴ）入力に供給された各信号パワーを推定（
ｐ’_ｘ（ｔ，ｆ））することを特徴とする請求項１９記載のアンテナ装置。【数１１】
【請求項２１】加算器（ＳＭ）の出力信号パワーを推定（ｐ’_ｙ（ｔ，ｆ
））する前記推定ユニット（ＥＳＴＳ）は、次の式に示すように、この信号のス
ペクトルパワー密度を推定（Φ’_yy（ｔ，ｆ））するものであることを特徴とす
る請求項１９または２０記載のアンテナ装置。【数１２】
【請求項２２】前記推定を指数平滑により帰納的に実行する手段を備えた
備えたことを特徴とする請求項１９〜２１のいずれか一つに記載のアンテナ装置
。