JP2003533109A - マルチセンサアンテナ用受信システム - Google Patents
マルチセンサアンテナ用受信システムInfo
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Abstract
Description
たセンサは、任意のすなわち音響変換器や、水中マイクロホンや、マイクロホン
や、無線アンテナ素子からなる。考慮するセンサの種類によって、本発明は、集
音(通信会議,テレビ会議,フリー・ハンド電話通話等)、生物医学上の映像、
海底映像或いは遠隔検出,無線通信,遠隔大気検出等に適用可能である。
ナはN個のセンサ100i(i=1…N)から構成され、妨害信号xi(t)(ここでi=1…N
で、tは時間である)を検出する。このアンテナ・システムの幾つかの特徴を観
察するために、これらの信号は、チャンネルフィルタ110i(ここでi=1…N)によ
り濾波される。すなわちその特徴とは、次の点である。 ・アンテナが特別な指向性を示すことを確実にする(メインローブの開口度、第
2ローブの大きさ、望ましくない方向における排除等)。 ・所望する信号の方向へアンテナを向けることができる。
ることにより、アンテナ信号y(t)を出力する。特にこれらのフィルタの設計は、
検出器アレイの構造と、処理すべき信号の種類に依存している。
削減が不十分である。この削減はアンテナ効果の一つの特徴であり、アンテナの
SN(雑音に対する信号)利得により表される。ここでの「雑音」と言う言葉は、
アンテナが低減しなければならない妨害信号の集合を示す。
けること(ポストフィルタ)が知られている。図2に、そのようなフィルタの動
作原理を示す。
ェー.ビー.アレン氏(アレン97: ジェー.ビー.アレン, ディー.エイ.
バークレイ, ジェイ.ブロウエート各氏による「音声信号から残響を取り除く
ためのマルチマイクロホン信号処理技法」,"J.Acoust.Soc.Am,"の第62巻,4番
,912〜915頁,1977年刊行)によって最初に記述された。この技術は、干渉媒体
の中で遠隔音を検出する場合に、音声信号から残響を除去することを説明してい
る。遠隔音は二つのマイクロホンにより集音され、コヒーレンス関数に基づく完
全な処理(ポストフィルタを推定し、遅延を適用してポストフィルタリングを行
なう)が、周波数領域において実行される。1988年にアール.ゼリンスキー氏(
ゼリンスキー88: アール.ゼリンスキー氏による「残響室内の雑音低減に適応
するポストフィルタリング(post-filtering)を備えたマイクロホンアレイ」,
"Proc. ICASSP-88",2578〜2581頁,米国ニューヨーク,1988年刊行)は、これ
らの技術を拡張し、より多くのセンサを使用して音を録音した。ケー.ユー.シ
マー氏(シマー92a: ケー.ユー.シマー, エイ.ワシリーエフ各氏による
「周波数領域におけるノイズ抑制に適合したマイクロホンアレイ」,"Proc. of
the Sec. Cost 229 Work. on Adapt. Algotrith. In Com.",184〜185頁,フラ
ンス国ボルドー,1992年刊行)は、ウィナーフィルタ法に基づくポストフィルタ
の伝達関数を提案した。次の解析で上記の方法を説明しよう。さらに詳細な説明
は、(マロ98: シー.マロ, ワイ.マヒュー, ケイ.ユー.シマー各氏に
よる「ポストフィルタリングを備えたマイクロホンアレイに基づくノイズ低減お
よび残響除去分析,IEEE,音声および音響処理会報,第6巻,3番,240〜259頁,
1988年5月)に記載されている。
号xi(n)は、I=1…NからなるN個のマイクロホン(200I)により構成されるアンテ
ナによって受信され、次の数式のように表わされる。
る雑音レベルである。デジタル信号処理の形式によって、この場合のnは離散時
間係数を表し、τhiは音源s(n)からの音響とマイクロホン200iに到達する音響と
の間の伝播により生じる遅延時間である。さらにこの信号の位相を再度ずらすた
めに(例えば、アンテナを音源の方向に向ける)、フィルタri(n)によりこのア
ンテナを所望する発信体の方向に向ける。
に、各マイクロホン信号xi(n)は、遅延時間τiの影響を受ける(この遅延は、フ
ィルタri(n)により生じる)。信号Vi(f)は周波数領域における信号vi(n)を表し
、ここでのfは周波数を示している。この動作は、DFT(離散フーリエ変換)部を
使用して行われる。チャンネル加算器の後に適用される乗算器1/Nは、アンテナ
利得が所望信号に対して1であることを確実する正規化係数である。この利得は
、アンテナにとって不可欠な部分であり、出力信号Y(f)を提供する。チャンネル
信号Vi(f)および/またはアンテナ出力Y(f)から推定される伝達関数W(f)を備え
たポストフィルタ260が、出力信号Y(f)に適用される(W(f)の計算方法は後で説
明する)。最後の合成部は、出力信号を時間領域に逆変換するものである。
信号s'との間の平均二乗誤差を最小にすることにより得られる。この最適フィル
タは、アンテナ出力における所望信号sと平均雑音[n]aveの項で記述される(前
記シマー92aを参照)。
し、本文中の[nn]aveと同じ意味を有する)は、それぞれチャンネル構造の出
力での所望信号のスペクトルパワー密度と、雑音のスペクトルパワー密度を示し
ている。この結果は、以下の仮定から得られる。 A1:各センサへ入射する信号xi(n)は、上記数13に示すように所望信号に雑音
が加えられた合計値としてモデル化される。 A2:雑音ni(n)と所望信号s(n)は、相関性が無い。 A3:雑音スペクトルパワー密度は、各センサにおいて同じである、すなわちi=1
…Nとすると、Φninj(f)=Φnn(f)である。 A4:各センサの雑音は、相関性が無い(相互スペクトルパワー密度Φninj(f)は
、i≠jの場合ゼロである)。 A5:入力信号xi(n)は、完全にs(n)と同相にリセットされる。
は未知数であり、それらの値を推定するのは困難である。最新技術で知られてい
る方法においては、Φss(f)とΦnn(f)は、種々のセンサへ入射する信号に基づき
推定される。実際には、各マイクロホンにより検出される信号は相互の関係が無
いものと仮定すると、所望信号のスペクトルパワー密度(以後、SPDとする)Φs s (f)の推定値は、同相にリセットされたマイクロホン信号iとjの相互スペクトル
(interspectral)パワー密度(以後、IPDとする)Φvivj(f)を推定することで
得られる。
。
いて、これらのスペクトルパワー密度と相互スペクトルパワー密度の平均値を利
用することである。
て推定されるべき大きさが、実数で正の値でなければならないために、妥当なも
のである。数式中にある記号^は、特別な値の(統計的)推定であることを意味
し、本文中は便宜的に’で表わす。
)により時間領域で使用されるべきであると提案された。(シマー92a)の文献
では、周波数領域において、推定と濾波が実行されることを指摘している。W'(f
)|γ(.)=|.|は、任意の数のセンサに対するアレン氏(アレン77参照)により記
述された2センサ処理の拡張子である。実際に、アルゴリズム的に考慮される場
合、前記数18がウィナーフィルタを使用する二つの推定方法、すなわちW'(f)|γ(.)=Re(.) と、W'(f)|γ(.)=|.|を示している。
2a参照)により提案された。すなわち、以下の数式にて表わせる。
Φ'vivi(f),Φ'vivj(f)そしてΦ'yy(f)は、信号Vi(f)とY(f)とから推定されね
ばならない。実際、許容できる推定品質を保証するとはいえ、実際の環境下にお
いて音声信号とポストフィルタを使用することは、そのような信号の非静的特性
を確実に監視するための推定を必要とする。この図において、ブロック220は、
Φ'vivi(f),Φ'vivj(f)そしてΦ'yy(f)が推定される場合の処理フェーズに対応
する。
か否かに拘らず、所望信号が無い場合は雑音除去を行なわない。さらに、ポスト
フィルタを使用する場合、雑音(すなわち妨害信号)がポストフィルタにより減
衰される場合は、このポストフィルタによってさらに歪みを起こす。多くの適用
例において、特に音響集音の場合、音響受信領域内の妨害源により発生するよう
な妨害信号を歪ませることは、とりわけ面倒な結果を生じる。
サアンテナの受信領域に存在するかどうかを確認することである。
における総ての所望信号の入射、すなわち到来信号の方向を決定することにある
。
無いと判断される場合に、妨害効果を除去することにある。
。
れることに関係なく、最適なポストフィルタの(或いは、最適な一組のポストフ
ィルタの)伝達関数を計算することより、所望信号の存在および/または所望信
号の入射を推定するものである。伝達関数の周波数値の統計的分析、特にその偏
差と、周波数値が所定の閾値を超えた値で占められる割合とにより、所望信号に
関する存在の手掛かり(index)を導き出すことができる。
ンネルフィルタが使用される場合、このシステムは、所望信号源がどの方向に位
置するのかを推定することができる。
存在しないとシステムが決定した場合は、出力信号を固定利得減衰器の入力へ切
換えることにより、このポストフィルタにおける逆効果が排除される。
換え中の過渡現象を減少させるために与えられる。
添付図面と関連して説明する。
f)は、時間tと周波数fにおける値「a」を示す。この記号は、時間が変化する間
の周波数領域における値を説明するために使用される。また、信号が時間領域か
ら周波数領域へ通過する場合、観測の間隔を必要とする。この意味において、記
号A(t,f)は、その計算に際し一定の時間間隔を必要とするが、時間tにおける既
知の値である。記号A(t,f)は、また信号でもよいし、または(SPD或いはIPDのよ
うな)スペクトルの大きさでもよいし、或いは時間で変化するフィルタでもよい
。同様に、記号A(t)は時間tにおける時間的変化値「a」を表すものであるが、適
切な観測時間中の総ての周波数成分は同一である。記号A(f)は、周波数fにおけ
る値「a」を表し、周波数の観点で重み付けを行なうが時間は固定されているア
ンテナ・チャンネルフィルタにだけ関係する。
衰(1未満の利得)の両方を包含する。
それぞれ伝達関数ai(f)を有するチャンネルフィルタ310iにより濾波される。従
来技術の検討においてすでに指摘したように、これらの固定フィルタは、アンテ
ナの指向性を制御するのに設計されている。また、これらの固定フィルタは、ア
ンテナを所定の方向に向けるのを可能にする。アンテナ出力Y(t,f)は、固定フィ
ルタで導かれた信号Vi(t,f)を合計することにより得られる。
(例えば、アンテナ出力でポストフィルタが使用されるならば、そうしたポスト
フィルタの伝達関数)を計算するブロック320を備えている。チャンネル信号は
、(Xi(t,f)信号を出力する)センサ若しくは、(Vi(t,f)信号を出力する)フィ
ルタ310iによる後段チャンネルフィルタのいずれかで、直接的に検出することが
できる。さらにアンテナ出力信号Y(t,f)は、ポストフィルタの伝達関数を推定す
る計算ブロックにより使用される。図3は、こうした様々の形態を示している。
これらの実施例のシステムは、ポストフィルタを含まず、このポストフィルタの
伝達関数が計算されるのみであることを念頭に置くべきである。
ク330を有する。このブロックを下記でさらに包括的に説明するとともに、この
ブロックは一組の統計的分析結果STAT(t)を導く。
けるあらゆるアンテナが使用できたとしても、チャンネルフィルタ310i(これは
、モジュールと位相を考慮に入れた超指向性アンテナの技術に基づいている)を
有する実施例が有益に使用される。この研究の概要を、下記に説明する。
ヒ−レント雑音B(f)から構成される周囲環境を仮定した場合、dp,iを信号源pと
アンテナセンサiの距離とし、cを伝播速度とする。すると、センサ300iで検出さ
れる信号源Xi(f)は、次の関係式により与えられる。
信号を線形的に組み合わせたものとなる。
。その場合、exp(2πfτi)は、センサ300iに関する所望信号の位相リセットを表
す。この位相リセットは、次の関係によりbi(f)に関連する重み付けai(f)に含
まれる。
て、アンテナ要素における信号振幅の減衰を説明するために、あるベクトルが定
義される。このベクトルは、信号源に最も近いセンサで検出された信号が受ける
減衰に関して、下記に示す式により正規化される。
にて示される。
に、妨害信号源の位置を変化することで次のように計算される。
ように書き換えることができる
超指向性アンテナは、次の数式で表すことができる非コヒーレント雑音を、許容
できない程度に増幅する不利益を顧みず、大きな指向性因数を示している。
性因子Fd(f)を最大化する線形処理を見つけることで構成されている。
のように表される。
される非線形制約。最小低減値Gamin(f)は、数式で以下のように表される。
使用者により所望される付加線形制約。これらは、数式で以下のように表される
。
字は太字)。制約行列C(f)の各列は、空間内のある方向に対応したベクトルを含
んでおり、対応するu(f)の列は、この方向により要求される伝達関数の共役値を
含んでいる。
ってその数式は、次に示すようになる。
して解くことができる。こうした手法によれば、この問題の意味する最適フィル
タbi(f)が得られ、数式15を利用する図3に説明したチャンネルフィルタαi(f
)が得られる。
の式で表現している。
頭に置くべきである。
。この式は、所望信号だけが発生している時に、伝達関数W(t,f)が1でなければ
ならないことを考慮して導かれる。次の式を提案する。
用されるならば、代わりに次式を提案する。
て、スペクトル密度(数式32)とスペクトル間密度(数式32および数式33
)が推定できることは、明らかである。
願99−02662号に記述されるポストフィルタを使用できる。
れる。
ち、平均値(所定の閾値以上の占有率として提示される)と伝達関数W(t,f)の周
波数値の分散値である。所望信号が存在すると平均値は1に近づき、分散値は雑
音の存在で増加する。これら二つの情報の相補的要素は、特に雑音に関しての読
み誤りを回避するために、組み合わせることが有益である。
トフィルタ占有率の計算を説明する。取出し手段531を使用して、使用者が決定
する周波数Focpが伝達関数W(t,f)から取り出される。その結果得られる信号は、
それからモジュール532において非線形に変換され、より適正な情報を入手する
。有益なことは、次の数式のように(dBに)対数変換を行なうことである。
33は、WT(t,Focp)が閾値OCTを超える周波数τocpの割合を確かめる。
対する伝達関数W(t,f)の値が、モジュール534において取り出される。非線形変
換は、モジュール535において実行される。これらの変換値は、WT(t,Fvar)とし
て示される。さらに、これらの値の分散値が、ブロック536で計算される。
へ供給される。
値STOCと比較される。この2値情報OP_OA(t)は、所望信号の存在が推定される場
合、すなわちτocp(t)>STOCの場合はOP_OA(t)=OPとなり、所望信号の不在が推
定される場合、すなわちτocp(t)<STOCの場合は、OP_OA(t)=OAとなる。
値VAR(t)は分散値の閾値SVARと比較される。この2値情報VP_VA(t)は、所望信号
が存在すると推定される場合、すなわちVAR(t)<SVARである場合はVP_VA(t)=VP
となり、所望信号が不在と推定される場合、すなわちVAR(t)>SVAである場合はV
P_VA(t)=VAとなる。
は、所望信号の存在Pまたは不在Aを示す2値信号P_Aを出力するAND論理関数543
へ次に供給される。
、各々単独で使用されてもよい。さらに、dBへの変換以外の非線形変換部を使用
したり、全く変換を行なわない無変換部を使用してもよい。
の代わりに、所望信号存在の可能性に関する情報の提供が可能である。
る。先ず、受信システムの設計について検討する。使用される記号は、図3に関
連するものと同一である。ポストフィルタの伝達関数は、最適フィルタを計算す
るブロック420により提供される。図4の受信システムは、アンテナ出力信号Y(t
,f)を、固定利得GSAを持つ減衰器462または伝達関数W(t,f)を有するポストフィ
ルタ463に切り換えるスイッチ460をさらに備えている。減衰器462またはポスト
フィルタ463の一方のチャンネルから生じる信号すなわちZl(t,f)は、利得G(t)を
持つ可変利得増幅器464へ供給される。この利得G(t)の大きさは、所望信号の存
在を指示することに基づく計算と利得平滑化のため使用されるブロック470によ
り計算される。アンテナ出力における切換え信号、すなわち、前記スイッチを駆
動するSP_SA(t)は、その利得値G(t)を比較器461内部の切換え閾値STと比較した
結果である。
永久的にアンテナ出力信号へ印加され、その結果として、またはすでに上記で検
討したように、妨害信号を完全に削除することが不可能になり、しかも妨害信号
が歪むこともあるが、図4の実施例では、ポストフィルタ或いは一定の減衰を個
々に適用するために、所望信号の存在または不在の指示を利用する。このアンテ
ナ出力信号の監視により、従来技術に対し二つの長所が生じる、すなわち本発明
は、減衰レベルを選定できるばかりでなく、残留する妨害成分の歪みを回避する
ことが可能である。利得の時間平滑化は、アンテナ出力Y(t,f)をポストフィルタ
から減衰器の利得へ切り換える場合、連続性を確保するために設けられる。利得
監視は以下のごとく実行される。所望信号が存在する場合、利得G(t)はほぼ1で
あり、ポストフィルタW(t,f)と縦列接続のアンテナ出力に供給される。このシス
テムが所望信号の不在を検出すると、利得G(t)は連続的に減少し続け、所定の閾
値STに達すると、アンテナ出力は、G(t)と縦列接続した所定の固定利得GSAに切
り換えられる。所望信号が検出されると、利得G(t)は閾値STに達するまで連続的
に増加し続ける。閾値を交差する毎に、アンテナの出力は切り換えられて他の状
態へと移行する。
を上方へ向かって超えると、比較信号SP_SA(t)は、アンテナ出力信号Y(t,f)をポ
ストフィルタ463へ向かわせる。G(t)値が閾値STを下方へ向かって通過すると、
比較信号SP_SA(t)は、アンテナ出力信号Y(t,f)を一定利得減衰器462へ向かわせ
る。
、またすでに上記で検討した最適化方法に従がって設計できる。しかしこのチャ
ンネルフィルタ410iは、ポストフィルタW(t,f)が最適になる結合した動作が行わ
れるように設計されることが有益である。ここでポストフィルタ出力に関する二
つのチャンネルフィルタ最適化方法を、以下に検討する。
合、所望信号における妨害を最小にすることである。この二つのモジュールを互
いに独立に最適化することは、実際に本質的な性能低下を招くことになる。
ともできる。
成され、ポストフィルタに関しては、最適性能は、As(f)を最小化することによ
り達成される。
系数Fd(f)を最大にし、これに結合してAs(f)を最小にする線形処理が決定され
る。この最適化の数式は、下記のように表わせる。
目の項は、As(f)の最小化に対応し、スカラー重み付けρ(f)は特別な適用によ
りD(f)とΩに関連する重みを割り当てる。
ゴリズムまたはラグランジュ乗数を使用して得られる。
により、As(f)は自然に最小となる。本発明の第二の方法では、指向性因子を線
形制限することにより、非コヒーレント雑音低減因子の非直線制限を置き換える
。この第二の方法は、周波数の関数として指向性因子の大きさを制御できるので
、重要である。
約を守ることにより求められ、その場合数35により決められた制約は、利用者
が与える指向性因子の最小値Fdmin(f)を設定する線形制約により置き換えられて
求められ、次式に示すように表される。
ランジュ乗数を使用して得られる。
明らかにされる。
在推定器は、2値の出力P_A(t)を出すと仮定する。
は、継続的に利得G(t)をSminに向けて減少させ、他の経路を通過する場合は、利
得G(t)を値Smaxに向けて増加させる。
イッチ671を駆動する。所望信号が存在する場合、上記ですでに検討した最大値Smax は一般的に1であり、二つの低域通過フィルタ672,673の共通入力へ供給さ
れる。所望する信号が存在しない場合、前記共通入力へ供給されるのは、最小値
Sminである。2値出力が状態Aから状態Pへ移行する場合、利得G(t)の値を継続的
に増加させて最大値Smaxに確実に維持させるために、その入力信号は時定数τp
を有する低域通過フィルタにより濾波される。この時定数τpの選択は、信号G(t
)の立ち上がり時間を決定するものである。同様に、状態Pから状態Aへ通過する
場合、利得G(t)を継続的に減少させて最小値Sminに維持させるために、入力信号
は、G(t)の立ち下がり時間を決定する時定数τAを有する低域フィルタにより濾
波される。二つの低域通過フィルタの出力はスイッチ674の入力に接続され、こ
のスイッチ674は所望信号が不在ならば時定数τAを有する低域通過フィルタの出
力を選択し、所望信号が存在するならば時定数τpを有する低域通過フィルタの
出力を選択する。スイッチ674の出力は平滑化された信号利得G(t)を供給する。
ンネルフィルタを使用する。
ることに関連した単一組のチャンネルフィルタを含んでいない。その代わりに、
複数組のチャンネルフィルタ710i,kを有し(但し、k=1…K)、様々な方向Kに向
けることができる。この値Kは、方向インデクス(添字)である。センサ700iか
らのアンテナ入力信号Xi(t,f)は、フィルタ710i,kにより濾波される。このフィ
ルタは、各チャンネルに対してK個の信号Vi,k(t,f)を導く。所望信号源が、イン
デクスmの方向にあるようなシステムの近くに位置していれば、次にローブ・ス
イッチはチャンネル信号Vi,m(t,f)を選択する。アンテナ出力Y(t,f)は、チャン
ネル信号を合計することにより得られる。
は、図3に関連してすでに検討した超指向性アンテナ技術により動作することが
できる。
フィルタの伝達関数Wk(t,f)を推定する。図3に関連するものと同様の手法で、
一組のフィルタ710i,kによるチャンネル濾波の後に続いて、前記モジュールは、
センサから直接的に信号Xi(t,f)を受け取るか、さもなければ一組の信号Vi,k(t,
f)(但し、k=1...K)のどちらかを受け取る。これら二つの実施例を、図7に示
す。
数Wk(t,f)のみが計算されることに注目すべきである。各ポストフィルタの周波
数成分は、所望信号の存在と入射を推定するために、統計的分析を受ける。伝達
関数Wk(t,f)は、数38と類似する次の方程式により計算することができる。
ィルタai,k(f)に対応すると共に、方向インデクスkに関連する照準に対応する。
従ってフィルタbi,k(f)は、フィルタai,k(f)と次の数式に示すような関係を有す
る。
が有益である、すなわち
振幅減衰を示している。
具体的には、図示しない並列で動作するK個の基本モジュール730kへ伝送される
)。前記モジュールは、統計的分析結果STATk(t)をアクティブ・ローブ検出モジ
ュール780へ供給する。下記で検討するように、STATk(t)は、K個の伝達関数Wk(t
,f)におけるK個の占有率の一組か、これらの同じ伝達関数におけるK個の分散値
の一組か、さもなければこれら二組の組み合わせとすることができる。アクティ
ブ・ローブ検出器780は、一個の受信方向にそれぞれ対応したK個の識別可能な値
を推定できる信号L(t)を導く。ローブ・スイッチ790は、入射mを示す信号L(t)を
受信し、それに対応するチャンネル信号Vi,m(t,f)の組を選定する。
検出モジュール780の詳細を図9に示す。
モジュール930kを有する。簡潔に記載するために、占有率の基準に基づく分散値
の実施例のみをここに示す。当然これらの基本モジュール930kは、それぞれ単独
あるいは連携して、分散値の基準を使用できる。
れらのモジュールは、ブロック931kにより使用者が設定する周波数Focpにおける
Wk(t,Focp)を取り出す。取り出された値は、ブロック932kにおいて例えば対数変
換(数41で述べたdB変換)のように非線形変換される。
(数42による)を超える周波数τocp(t)の比率が、ブロック933kにおいて決定
される。
分析結果STATk(但し、k=1…N)として、アクティブ・ローブ検出器980へ供給さ
れる。値τocp(t)は比較器981により比較され、その結果として得られる信号L(t
)は、次の数式に示すように(但し、k=1…N)、最大占有率に対応する方向mのイ
ンデクス値を表わす。
と最小分散値との判断基準の組み合わせが利用できる。この組み合わせを利用す
る場合は、二個の比較器981が必要とされる。最小分散値の基準が選択される場
合、信号L(t)は、次の数式に示すように(但し、k=1…N)、最小分散値に対応す
る方向mのインデクス値を表わす。
結果、アクティブ・ローブ検出器は占有率τocp,m(t)を選択する。同様に、同じ
信号で駆動される第二のスイッチ983は、照準方向mに対応した伝達関数Wm(t,f)
を選択する。占有率τocp,m(t)および/または分散値VARm(t)は、統計的分析結
果STATm(t)の形式で所望信号検出器へ供給される。
スイッチは、図7に示すように入射を単に決定する場合は必要としない。一方、
図8に示すように所望信号の存在/不在の検出が必要な場合は、これらのスイッ
チは必要となる。
所望信号検出器およびポストフィルタとを使用する本発明の実施例の説明図であ
る。
の詳細説明は繰り返さない。占有率の最大値τocp,m(t)が占有率τocp(t)から置
き換わる。この占有率最大値τocp,m(t)が閾値STOCを超える場合は、所望信号が
存在すると判断される。同様に、分散値の判断基準を利用する場合、最小分散値
VARm(t)が予め決められた閾値SVAR未満である場合は、所望信号が存在すると判
断される。二つの判断基準を組み合わせて利用される場合は、信号P_A(t)を発生
させるために、それより前の結果が組み合わされる。
関連してすでに述べたモジュール980と同様の設計を有する。
数Wm(t,f)の周波数値をポストフィルタ863へ入力し、所望信号検出器840へ統計
的分析結果STATm(t)を入力する。残りのシステム動作は、図4に関連して説明し
た動作と同じである。
して記述した二つの結合最適方法の一つに従がい実行するのが有益であり、これ
により位置決め性能を本質的に改善する。
個々のコンピュータ通信等)について、図10から図12に関連して以下説明す
る。この応用例は、所望信号の入射を決定しない、すなわち音響検出に関してス
ピーカーの位置決めを必要としない基本システムを実行する。
態等)。
アナログ/デジタル変換器およびデジタル/アナログ変換器は、図示しない)こ
とを、図10に関して仮定する。値「n」は、離散時間インデクスを表わす。
グ信号およびアナログ処理)。
インドウ)によって実行される。分析すると、マイクロホン信号は次の数式のよ
うに書き表せる。
数式のように導かれる。
る。合成に際しては、時間領域に戻るために逆離散フーリエ変換(IDFT)が実施
される。
変換(IFFT)により実行されるのが有益である。ウエーブレット変換もまた使用
できる。上の各数式においては、次の記号が使用される。 ・ha(n):長さMの分析ウインドウ(窓) ・M:(サンプリング内における)分析ウインドウの長さ ・hs(n):長さMの合成ウインドウ(選択されるウインドウは長方形のため図示せ
ず) ・R:(サンプリング内における)ウインドウシフトのピッチ ・p:フレームインデクス ・その後のk番目の成分に関し、周波数軸は一様にデジタル化される。
れた入力信号を加算する加算器1050により導かれる。
従来の方法で導かれるか、または上記に提案した二つの合成最適方法の一つによ
り導かれる。
り行なわれる。このモジュールを図11で詳細に示す。図11は、統計的分析モ
ジュール1130と所望信号検出器1140の他に、アンテナ出力におけるスイッチ1160
と、固定利得減衰器1162と、ポストフィルタ1163と、可変利得増幅器1164と、計
算及び平滑化モジュール1170と、利得値をスイッチング閾値STと比較する比較器
1161とを備えている。
A(p)=1(すなわちSPの状態)の場合、ポストフィルタ化された信号は次式で表さ
れる。
は、W(p,ωq)を求めるために、数38の代わりに数39を使用できる。
必要な増幅を避ける。
に近い値の幾つかのポストフィルタ値に優先権が与えられ、0に近い値のポスト
フィルタ値はより大きく減衰させられる(非線形重み付け)。
らすポストフィルタW(p,ωq)の迅速な更新動作との間の交換を含む推定値Φ'viv i (p,ωq),Φ'vivj(p,ωq)が後に続く(数式中にある記号^は、本文中の'を意
味する)。
、次に示す帰納的方程式を使用して容易に計算できる平均化ペリオドグラムを使
用する。
τに関連する。
分の二つの項における重み付けの合計は、1に等しくない。その理由は、ポスト
フィルタは、この二つの項の一つについての従来の重み付けが、(1−α)により
除去される比率の形式で提示されるからである。
法は、必ずしも限定はされない。方向決定推定やピーク追跡推定などの、他の推
定を利用することもできる。
に導かれた信号W(p,Fcop)は、次にモジュール1232によりデシベル(dB)に変換
される。
合が、モジュール1233により次の数式にて計算される。
出し、その一組の離散周波数はモジュール1235において、下記の数式の通りデシ
ベル(dB)に変換れる。
して計算される。
果τcopとVAR(p)を受け取る。
示すように、比較器1241から2値信号OP_OA(p)を出力する。
の比較の結果、次の各数式に示すような2値信号VP_VA(p)が得られる。
給され、このAND論理ゲート1243は次の数式に示すように、所望信号の存在と不
在に対してそれぞれ1と0の所望信号検出を示す2値信号P_A(p)を出力する。
状態A(P_A(p)=0)へ移行するときに検出された場合、一定値Sminに向けて利得G
(p)を連続的に減少させる。逆の場合、利得G(p)は、この場合1(所望信号が存
在する場合の利得透過性)に設定される値Smaxに向けて連続的に増加する。
。これは次の各数式に示すように、P_A(p)の状態により決定される再帰濾波に基
づき、図6に関連して説明した手法で、利得G(p)が計算され平滑化される。
ンテナ出力SP_SA(p)の切換え動作は、一定の閾値STとの比較により平滑化された
利得G(p)を基にして、以下の数式のように決定される。
信号の存在が本発明の方法により決定される。
実行する受信システムの機能ブロック図である。
検出器の機能ブロック図である。
。
されたマルチセンサアンテナの機能ブロック図である。
を決定し、ポストフィルタを有するマルチセンサアンテナの機能ブロック図であ
る。
ティブ・ローブ検出用モジュールの機能ブロック図を示すものである。
る。
Claims (20)
- 【請求項1】 種々のアンテナセンサで受信され、所望信号(S1(t,f))を
含む可能性のある信号(Xi(t,f))を濾波する少なくとも一組のチャンネルフィ
ルタ(310i,710i,k;但し、i=1…N)と、 前記チャンネルフィルタにより濾波された信号(Vi(t,f),Vi,k(t,f);但し、
i=1…N)を加算してアンテナ出力信号(Y(t,f))を出力する加算器(350,750)
と、 前記アンテナセンサの各信号を受信してそれらの信号の位相を同相にするか、
或いは前記チャンネルフィルタにより濾波された信号を受信し、前記フィルタに
より濾波されたアンテナ出力信号と前記所望信号との間の二乗差を最小にするよ
うに、最適フィルタ伝達関数(W(t,f),Wk(t,f))を推定する少なくとも一個の
計算モジュール(320,720)とからなるマルチセンサアンテナ用受信システムに
おいて、 前記伝達関数の周波数値に対する少なくとも一個の統計的分析モジュール(33
0,730)をさらに備えることを特徴とするマルチセンサアンテナ用受信システム
。 - 【請求項2】 前記計算モジュールは、前記チャンネルフィルタにより濾波
された信号(Vi(t,f))を受けて、次の数式により、 【数1】 (但し、bi(f)=ai(f)exp(−j2πfτi)は、その位相リセット項を取り除いたチャ
ンネルiのフィルタの伝達関数であり、 α1,iは、種々のセンサに入射する前記所望信号の減衰を考慮した重み付け因子
であり、 Φvivj(t,f)は、前記信号Vi(t,f)の相互スペクトル密度であり、 Φvivi(t,f)は、前記信号Vi(t,f)のスペクトル密度であり、 γ(.)=Re(.)または|.|である。) 前記最適フィルタ伝達関数を推定するものであることを特徴とする請求項1記
載の受信システム。 - 【請求項3】 前記計算モジュールは、前記アンテナセンサの信号(Xi(t,f))を受けて、次
の数式により、 【数2】 (但し、Φvivj(t,f)は、前記信号Xi(t,f)の相互スペクトル密度であり、 Φvivi(t,f)は、前記信号Xi(t,f)のスペクトル密度であり、 γ(.)=Re(.)または|.|である。) 前記最適フィルタ伝達関数を推定するものであることを特徴とする請求項1記
載の受信システム。 - 【請求項4】 前記統計的分析モジュールは、 第一の閾値(OCT)を超える前記最適フィルタ伝達関数(W(t,f))の各周波数
値の占有率を計算する第一の計算手段(531,532,533,931k,932k,933k)およ
び/または 前記最適フィルタ伝達関数(W(t,f))の各周波数値の分散値(VAR(t))を計算
する第二の計算手段(534,535,536,934k,935k,936k)を有し、 前記占有率と前記分散値を統計的分析結果(STAT(t),STATk(t))の形式で提供
するものであることを特徴とする請求項1〜3のいずれか一つに記載の受信シス
テム。 - 【請求項5】 単一組のチャンネルフィルタを有する受信システムであって
、 前記計算モジュール(320)は、前記チャンネルフィルタにより濾波された信
号(Vi(t,f))と、前記アンテナ出力信号(Y(t,f))とを受けて、次の数式によ
り、 【数3】 (但し、bi(f)=ai(f)exp(−j2πfτi)は、その位相リセット項を取り除いたチャ
ンネルiのフィルタの伝達関数であり、 α1,iは、種々のセンサに入射する前記所望信号の減衰を考慮した重み付け因子
であり、 Φvivj(t,f)は、前記信号Vi(t,f)の相互スペクトル密度であり、 ΨYY(t,f)は、前記アンテナ出力信号Y(t,f)のスペクトル密度であり、 γ(.)=Re(.)または|.|である。) 前記最適フィルタ伝達関数を推定するものであることを特徴とする請求項1ま
たは4記載の受信システム。 - 【請求項6】 一組のチャンネルフィルタのみで構成される受信システムで
あって、 前記統計的分析モジュールからの結果(STAT(t))を受けて、前記所望信号の
存在/不在を示す信号P_A(t)を出力する所望信号存在検出器(340)を有するこ
とを特徴とする請求項1〜5のいずれか一つに記載の受信システム。 - 【請求項7】 前記所望信号存在検出器は、前記占有率を最小率(STOC)と
比較する第三の比較器(541)および/または、前記分散値を判断基準値(SVAR
)と比較する第四の比較器(542)から構成され、 前記占有率が最小率を超える場合、および/または分散値が判断基準値以下で
ある場合、さもなければこれら二つの判断基準値の組み合わせに応じた場合に、
前記所望信号の存在/不在を示す信号P_A(t)は所望信号の存在を示すものである
ことを特徴とする請求項4及び6記載の受信システム。 - 【請求項8】 K組のチャンネルフィルタ(710i,k;但し、i=1…N,k=1...K
,K>1)を有し、 チャンネルフィルタの各組は異なる方向に形成されたビームに対応していると
共に、 K組のチャンネルフィルタに接続された前記最適フィルタ伝達関数(Wk(t,f))
を計算するK個の計算モジュール(720)と、 このK個の伝達関数(Wk(t,f);但し、k=1...K)の周波数値に対するK個の統計
的分析モジュール(730)とを備え、 前記K個の統計的分析モジュールの結果STATk(t)に基づき信号の入射m∈{1…K
}を決定するモジュール(780)をさらに有することを特徴とする請求項1〜4
のいずれか一つに記載の受信システム。 - 【請求項9】 前記入射m∈{1...K}を決定するモジュールは、前記K個の
統計的分析モジュールから、第一の閾値(OCT)を超える種々の最適フィルタ伝
達関数の周波数値の各占有率(τocp,k(t))および/または最適フィルタ伝達関
数(Wk(t,f))の周波数値の各分散値(VARk(t))を受け取ると共に、 前記占有率を比較する第五の比較器(981)および/または前記分散値を比較
する第六の比較器(984)から構成され、 最大の占有率および/または最小の分散値を提供する方向を選択するか、また
はこれら二つの判断基準値の組み合わせに応じて前記方向の選択を実行するもの
であることを特徴とする請求項4及び8記載の受信システム。 - 【請求項10】 前記K組のチャンネルフィルタにより濾波される信号を受
け、前記入射を決定するモジュールにより提供される入射mに対応する組のチャ
ンネルフィルタからの信号を選択し、この選択した信号を加算器(750,850)へ
供給するスイッチ(790,890)をさらに備えたことを特徴とする請求項8または
9記載の受信システム。 - 【請求項11】 受信システムであって、 前記入射を決定するモジュール(880)から最大の占有率(τocp,m(t))およ
び/または最小の分散値(VARk(t))を受ける所望信号存在検出器(840)をさら
に備え、 前記所望信号存在検出器は、前記占有率を最小率と比較する第三の比較器(54
1)と、前記分散値を判断基準値と比較する第四の比較器(542)とからなり、 最大の占有率が最小率(STOC)を超える場合、および/または最小の分散値が
判断基準値(SVAR)以下である場合、さもなければこれら二つの判断基準値の組
み合わせに応じた場合に、前記所望信号の存在/不在を示す信号(P_A(t))を提
供するものであることを特徴とする請求項9及び10記載の受信システム。 - 【請求項12】 前記入射を決定するモジュール(880)は前記最適フィル
タ伝達関数(Wk(t,f))を受け、入射mに対応する伝達関数(Wm(t,f))を選択す
るものであることを特徴とする請求項10または11記載の受信システム。 - 【請求項13】 受信システムであって、伝達関数が最適フィルタ伝達関数
W(t,f)であるか、あるいは複数の計算モジュールがある場合には、入射mに対応
する最適フィルタ伝達関数Wm(t,f)であるポストフィルタ(463,863)と、 一定利得(GSA)を有する減衰器(462,862)と、 切換え信号(SP_SA(t))に依存して、前記アンテナ出力信号Y(t,f)を前記ポス
トフィルタあるいは前記減衰器のいずれかに与えるスイッチ(460,860)とをさ
らに備えたことを特徴とする請求項7〜12のいずれか一つに記載の受信システ
ム。 - 【請求項14】 前記ポストフィルタと前記一定利得減衰器に共通する出力
にその入力が接続される可変利得増幅器(464,864)と、 前記所望信号の存在/不在を示す前記信号(P_A(t))を受け、前記可変利得増
幅器の利得入力に平滑化された利得信号G(t)を送る可変利得発生器(470,870)
と、 前記平滑化された利得信号G(t)を閾値(ST)と比較して、自身の出力から前記
切換え信号(SP_SA(t))を提供する比較器(461,861)とをさらに備えたことを特
徴とする請求項13記載の受信システム。 - 【請求項15】 前記可変利得発生器は、切換え可能な時定数を有する低域
通過フィルタを有し、 前記信号(P_A(t))の指示が所望信号の存在を示すものである場合、第一の値
Smaxがその入力に印加されて第一の時定数が選択され、 前記信号(P_A(t))の指示が所望信号の存在を示すものである場合、第二の値
Sminがその入力に印加されて第二の時定数が選択されるものであることを特徴と
する請求項14記載の受信システム。 - 【請求項16】 次の式により指向性因子を規定して、 【数4】 (但し、bi(f)=ai(f)exp(−j2πfτi)は、その位相リセット項を取り除いたチャ
ンネルiのフィルタの伝達関数であり、 α1,iおよびα2,iは、パスd1,iおよびd2,iに追随した後に、前記所望信号S1(t,f
)と、前記種々のセンサCiへ入射する任意の妨害信号との各減衰を考慮した重み
付け因子である。) この指向性因子を最大にするように、前記チャンネルフィルタが最適化される
ことを特徴とする請求項1〜16のいずれか一つに記載の受信システム。 - 【請求項17】 次の数式を条件とするときに、 【数5】 次に示す項を最小化することにより、 【数6】 前記指向性因子が最大となることを特徴とする請求項16記載の受信システム
。 - 【請求項18】 次の数式を条件とするときに、 【数7】 次に示す項と、 【数8】 次の数式を条件とするときに、 【数9】 次に示す項との線形組み合わせを最小化することにより、 【数10】 前記チャンネルフィルタと前記ポストフィルタが総合的に最適化されることを
特徴とする請求項13〜15のいずれか一つに記載の受信システム。 - 【請求項19】 次の数式を条件とするときに、 【数11】 次に示す項を最小化することにより、 【数12】 前記チャンネルフィルタと前記ポストフィルタが総合的に最適化されることを
特徴とする請求項13〜18のいずれか一つに記載の受信システム。 - 【請求項20】 請求項1〜19のいずれか一つに記載の受信システムと、
複数のマイクロホンとにより構成されることを特徴とする音響検出装置。
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