JPH11146494A - アンテナ - Google Patents
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- JPH11146494A JPH11146494A JP10255182A JP25518298A JPH11146494A JP H11146494 A JPH11146494 A JP H11146494A JP 10255182 A JP10255182 A JP 10255182A JP 25518298 A JP25518298 A JP 25518298A JP H11146494 A JPH11146494 A JP H11146494A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
- H04R3/005—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for combining the signals of two or more microphones
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
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- H04R2201/401—2D or 3D arrays of transducers
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R2201/00—Details of transducers, loudspeakers or microphones covered by H04R1/00 but not provided for in any of its subgroups
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- General Health & Medical Sciences (AREA)
- Otolaryngology (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Obtaining Desirable Characteristics In Audible-Bandwidth Transducers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 アンテナの音響センサーを提供すること。
【解決手段】 アンテナの音響センサーの出力信号は係
数に関する制約条件と非干渉性ノイズリダクションを固
定する非線形制約条件を備えた超指向性類の処理を受け
る。これらの制約条件の理論的式は以下の如く与えら
れ、 【数１】 及び 【数２】 であり、最初の制約条件は全体の変換関数が純粋な遅延
τであることを表し、第２制約条件は非干渉性ノイズリ
ダクションに対して限界が固定されることを表す。アン
テナは近場の受信を改善する目的で提供される。
数に関する制約条件と非干渉性ノイズリダクションを固
定する非線形制約条件を備えた超指向性類の処理を受け
る。これらの制約条件の理論的式は以下の如く与えら
れ、 【数１】 及び 【数２】 であり、最初の制約条件は全体の変換関数が純粋な遅延
τであることを表し、第２制約条件は非干渉性ノイズリ
ダクションに対して限界が固定されることを表す。アン
テナは近場の受信を改善する目的で提供される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数個の個別音響
変換器で構成された音響アンテナに関するものであり、
特に音響受信アンテナ、即ち、複数個の音響センサー又
はマイクロフォンで構成された音響受信アンテナに関す
るものである。相反定理が適用される場合、本発明は
又、音響送信アンテナにも適用する。
変換器で構成された音響アンテナに関するものであり、
特に音響受信アンテナ、即ち、複数個の音響センサー又
はマイクロフォンで構成された音響受信アンテナに関す
るものである。相反定理が適用される場合、本発明は
又、音響送信アンテナにも適用する。
【０００２】
【従来の技術】音響受信アンテナの主たる目的は、全て
の受信障害を低減化する一方、必要とされている情報、
即ち、スピーカー又は必要とされる音源によって送信さ
れる情報を保持することにある。
の受信障害を低減化する一方、必要とされている情報、
即ち、スピーカー又は必要とされる音源によって送信さ
れる情報を保持することにある。
【０００３】本発明が克服することを狙いとしている諸
難点を一層良く理解する目的から不定の指向性ダイアグ
ラムを有する音響センサーで構成された不定の幾何形状
を備えたアンテナの場合を考慮に入れて音響アンテナ・
アレイの慣用的な理論的研究が今後開発されよう。
難点を一層良く理解する目的から不定の指向性ダイアグ
ラムを有する音響センサーで構成された不定の幾何形状
を備えたアンテナの場合を考慮に入れて音響アンテナ・
アレイの慣用的な理論的研究が今後開発されよう。
【０００４】アンテナ・センサーで受信される音響信号
は（１）他の送信器；（２）マルチ・パス伝搬；（３）
多くの場合はエコー；（４）センサーと増幅器の電子ノ
イズ；（５）おそらくはディジタル処理の定量的ノイ
ズ、により与えられる。
は（１）他の送信器；（２）マルチ・パス伝搬；（３）
多くの場合はエコー；（４）センサーと増幅器の電子ノ
イズ；（５）おそらくはディジタル処理の定量的ノイ
ズ、により与えられる。
【０００５】線形追加モデルが考えられ、即ち、非線形
劣化は考慮に入れないものである。引き続き、摂動
（１）乃至（３）は「空間的に干渉性のある」又は単に
「干渉性のある」と称し、一方、摂動（４）及び（５）
は「非干渉性のある」ものと称する。
劣化は考慮に入れないものである。引き続き、摂動
（１）乃至（３）は「空間的に干渉性のある」又は単に
「干渉性のある」と称し、一方、摂動（４）及び（５）
は「非干渉性のある」ものと称する。
【０００６】干渉性摂動に関してのアンテナの性能はそ
の指向性ダイアグラムで与えられる。スピーカーは近場
に位置付けられるものと仮定し、これは関連ある方向と
は無関係に空間内の点が代わりとして関係があることを
意味している。干渉性摂動源は遠方場に在るものと仮定
する。
の指向性ダイアグラムで与えられる。スピーカーは近場
に位置付けられるものと仮定し、これは関連ある方向と
は無関係に空間内の点が代わりとして関係があることを
意味している。干渉性摂動源は遠方場に在るものと仮定
する。
【０００７】最も近いアンテナ・センサーの箇所に設置
された無指向性センサーと比較して拡散場の仮定の下に
干渉性摂動比に対する信号の改善内容を表す式が適用さ
れている。反射は画像源として処理される。従って、自
由音場伝搬法と各センサーの指向性ダイアグラムを知る
ことで十分である。
された無指向性センサーと比較して拡散場の仮定の下に
干渉性摂動比に対する信号の改善内容を表す式が適用さ
れている。反射は画像源として処理される。従って、自
由音場伝搬法と各センサーの指向性ダイアグラムを知る
ことで十分である。
【０００８】伝搬に対する典型的モデルは以下の通りで
ある。
ある。
【数４】 ここで Xm 観察についても適用するセンサーｍからの信号 T 時間 Up,m 供給源ｐの方向におけるセンサーｍの指向性 Sp 供給源ｐで送信される信号 Dp,m 供給源ｐ−センサーｍの距離 c 伝搬速度 bm(t) センサーｍ上での非干渉性ノイズ、（電気的及
び定量性ノイズ） 演算を簡略にするため、周波数場が入力される。
び定量性ノイズ） 演算を簡略にするため、周波数場が入力される。
【数５】 ここで、 X,S,B 周波数場における観察、送信信号及びノイズ f 周波数
【０００９】アンテナ処理は周波数場におけるスカラー
積として理解可能である。処理の出力における信号は以
下の式で表される。
積として理解可能である。処理の出力における信号は以
下の式で表される。
【数６】
【００１０】必要とされる入用源は入用源ｐ＝１である
ものと仮定する。慣用的なアンテナ処理は、主要ローブ
の開口と二次ローブのレベルの間に妥協点を確立する目
的上センサーの重み付けをする必要がある場合にその信
号の再位相化をすること及びその合計値を演算すること
で構成されている。これは１組の係数で以下の如く表現
可能である。
ものと仮定する。慣用的なアンテナ処理は、主要ローブ
の開口と二次ローブのレベルの間に妥協点を確立する目
的上センサーの重み付けをする必要がある場合にその信
号の再位相化をすること及びその合計値を演算すること
で構成されている。これは１組の係数で以下の如く表現
可能である。
【数７】 この場合gm(f) は実数で正であるとする。従って、出力
においては以下の式が得られる。
においては以下の式が得られる。
【数８】
【００１１】上記合計の３項は夫々入用信号、干渉性摂
動及び非干渉性ノイズに対応している。この式は複合値
がgm(f) に対して許容される任意の線形処理の目的に使
用可能である。指向性因子を得る目的から摂動源の位置
は例えばｐ＝２を変えることができなければならず、
又、摂動信号の残りの部分の平均値を演算しなければな
らない。振幅因子を最初に導入し、その最後の項は十分
大きい値であればその距離の値とは無関係の因子を得る
よう作用する。
動及び非干渉性ノイズに対応している。この式は複合値
がgm(f) に対して許容される任意の線形処理の目的に使
用可能である。指向性因子を得る目的から摂動源の位置
は例えばｐ＝２を変えることができなければならず、
又、摂動信号の残りの部分の平均値を演算しなければな
らない。振幅因子を最初に導入し、その最後の項は十分
大きい値であればその距離の値とは無関係の因子を得る
よう作用する。
【数９】 次に以下の式がλ＝ｃ／ｆにて得られる。入用信号の複
合利得は
合利得は
【数１０】 である。干渉性摂動信号の複合利得は以下の通りであ
る。
る。
【数１１】 指向性因子は以下の通りである。
【数１２】 以下のベクトル記数法を適用する。
【数１３】
【数１４】 次に以下の式が得られる。
【数１５】 最後に、行列
【数１６】 及び
【数１７】 これは以下の式を与える。
【数１８】
【００１２】既に示された如く、これらの式は障害物の
無い自由な場において極めて十分適合される伝搬モデル
を基にしている。モデルが十分正確であることを証明し
ていない状況にこの演算を適合させる目的からその伝搬
モデルは測定により置換可能である。本例の場合、ベク
トルd2(f) は測定された伝搬ベクトルを表す。
無い自由な場において極めて十分適合される伝搬モデル
を基にしている。モデルが十分正確であることを証明し
ていない状況にこの演算を適合させる目的からその伝搬
モデルは測定により置換可能である。本例の場合、ベク
トルd2(f) は測定された伝搬ベクトルを表す。
【００１３】この結果は方向に従って積分の二次エラー
の重み付けU(f,ψ,θ)を導入することにより一般化でき
る。
の重み付けU(f,ψ,θ)を導入することにより一般化でき
る。
【数１９】
【数２０】
【００１４】非干渉性ノイズは一方のセンサーから他方
のセンサーへ関連性がないものであり、又、そのパワー
は全てのセンサーに対して
のセンサーへ関連性がないものであり、又、そのパワー
は全てのセンサーに対して
【数２１】 と等しい。非干渉性ノイズ減少は本例の場合以下の如く
記載される。
記載される。
【数２２】
【００１５】この検討内容から、慣用的な遅延／重み付
け／合計値処理、遠方場焦点合わせを推論できる。セン
サーの均一な間隔ｄを備えた直線状アンテナに対しては
干渉性摂動信号Ｇ２の複合利得は以下の通りとなり、
け／合計値処理、遠方場焦点合わせを推論できる。セン
サーの均一な間隔ｄを備えた直線状アンテナに対しては
干渉性摂動信号Ｇ２の複合利得は以下の通りとなり、
【数２３】 所定の周波数に対する指向性ダイアグラム
【数２４】 はψを変化させることによりプロットできる。
【数２５】
【００１６】１９４６年からこの慣用的処理方法が多く
の研究の課題となって来ている。「波と電子に対する
Ｉ．Ｒ．Ｅの措置」と題する技術ジャーナル、第３４
巻、第６号、１９４６年６月号、３３５−３４８頁に記
載されたＣ．Ｎドルフの方法が知られている。この方法
においては、センサーは等距離に隔置され、その感度は
所定レベルの主要ローブ及び実際上等しい個数になって
いる下方レベルの多数の二次ローブを備えた応答を得る
ようチェビシェフ(Chebyshev) 多項式の係数に従ってセ
ットされる。センサー感度の一部のみが使用されるの
で、アレイは各センサーの完全な感度が使用される場合
における比より小さい信号／ノイズ比を有する応答を発
生する。その上、センサー同志の間の距離が波長の長さ
と比較した場合大き過ぎるか又は小さ過ぎる場合はアン
テナの性能が落ちる。
の研究の課題となって来ている。「波と電子に対する
Ｉ．Ｒ．Ｅの措置」と題する技術ジャーナル、第３４
巻、第６号、１９４６年６月号、３３５−３４８頁に記
載されたＣ．Ｎドルフの方法が知られている。この方法
においては、センサーは等距離に隔置され、その感度は
所定レベルの主要ローブ及び実際上等しい個数になって
いる下方レベルの多数の二次ローブを備えた応答を得る
ようチェビシェフ(Chebyshev) 多項式の係数に従ってセ
ットされる。センサー感度の一部のみが使用されるの
で、アレイは各センサーの完全な感度が使用される場合
における比より小さい信号／ノイズ比を有する応答を発
生する。その上、センサー同志の間の距離が波長の長さ
と比較した場合大き過ぎるか又は小さ過ぎる場合はアン
テナの性能が落ちる。
【００１７】つい最近、ＦＲ−Ａ−２４７２３２６の文
書にはセンサー信号の慣用的な合計を以て、線形音響ア
ンテナの幾何形状を最適化する方法の説明がある。可変
間隔を備えた遅延／合計線形アンテナに関するものであ
ることが考察可能である。このアンテナは狭いバンドに
おける周波数の近くでのみ十分動作し、アンテナは波長
に関して相対的に大きくなっている。
書にはセンサー信号の慣用的な合計を以て、線形音響ア
ンテナの幾何形状を最適化する方法の説明がある。可変
間隔を備えた遅延／合計線形アンテナに関するものであ
ることが考察可能である。このアンテナは狭いバンドに
おける周波数の近くでのみ十分動作し、アンテナは波長
に関して相対的に大きくなっている。
【００１８】更に、つい最近、ＦＲ−Ａ−２７２２６３
７の文書にはスピーカーに向かう凹状線の水平面でセン
サーが分布されるアンテナ幾何形状の説明がなされてい
る。センサーからの信号は位相様式にて合計される。ア
ンテナは夫々センサーの間の特定の間隔を特徴とし且つ
夫々周波数バンドの一部分に割り当てられたサブ・アン
テナに分割される。低周波数においては依然として難点
に遭遇する。
７の文書にはスピーカーに向かう凹状線の水平面でセン
サーが分布されるアンテナ幾何形状の説明がなされてい
る。センサーからの信号は位相様式にて合計される。ア
ンテナは夫々センサーの間の特定の間隔を特徴とし且つ
夫々周波数バンドの一部分に割り当てられたサブ・アン
テナに分割される。低周波数においては依然として難点
に遭遇する。
【００１９】この形式の慣用的な処理については、主要
ローブの開口及び指向性ダイアグラムの二次ローブのレ
ベルを改変すべく異なる重み付け係数を選択した他の研
究者により研究されて来ている。これらの処理において
は、センサーの指向性ダイアグラムは使用されないこと
に注目すべきである。
ローブの開口及び指向性ダイアグラムの二次ローブのレ
ベルを改変すべく異なる重み付け係数を選択した他の研
究者により研究されて来ている。これらの処理において
は、センサーの指向性ダイアグラムは使用されないこと
に注目すべきである。
【００２０】アンテナが広帯域の音響信号、即ち、２０
Ｈｚ程度の低い周波数を含む信号を受信すべき場合に
は、この慣用的な処理では必然的にアンテナ内に多数の
センサーが必要であること及びアンテナの寸法が大きく
なるという２つの難点に遭遇する。従って、慣用的な処
理は高価で嵩高となる結果をもたらす。
Ｈｚ程度の低い周波数を含む信号を受信すべき場合に
は、この慣用的な処理では必然的にアンテナ内に多数の
センサーが必要であること及びアンテナの寸法が大きく
なるという２つの難点に遭遇する。従って、慣用的な処
理は高価で嵩高となる結果をもたらす。
【００２１】改変例として、所謂「超指向性」アンテナ
処理が提案されており、この場合、指向性因子が最適化
される。この主題において、Ｙ．Ｔ．ロー及びＳ．Ｗ．
リーにより１９９３年に編纂された「アンテナ便覧」と
いう著作物、第２II巻、「アレイ理論」との表題が付け
られた第１１章、特にこの第１１章の１１−６１頁乃至
１１−７９頁を参照できる。先に述べた本願の研究内容
によれば、遠距離音場源（αは全て１と等しい）に対す
る指向性因子（関係５）の最大化が以下の式より関係４
及び５から始まって表現されている。
処理が提案されており、この場合、指向性因子が最適化
される。この主題において、Ｙ．Ｔ．ロー及びＳ．Ｗ．
リーにより１９９３年に編纂された「アンテナ便覧」と
いう著作物、第２II巻、「アレイ理論」との表題が付け
られた第１１章、特にこの第１１章の１１−６１頁乃至
１１−７９頁を参照できる。先に述べた本願の研究内容
によれば、遠距離音場源（αは全て１と等しい）に対す
る指向性因子（関係５）の最大化が以下の式より関係４
及び５から始まって表現されている。
【数２６】 及び制約条件
【数２７】 で表される入用信号の方向における単位と等しい変換関
数をセットする。
数をセットする。
【００２２】この処理により、センサー同志の距離は波
長と比較して短くなるよう低減化できる。従って、寸法
の小さいアンテナで良好な空間選択性が得られる。この
超指向性アンテナの欠点は頑丈性に劣ること即ち、最適
化が完全ではないか又は使用上の最適条件がはずれる場
合に性能上迅速な劣化があること；非干渉性ノイズの増
幅；情報が縦型方向から来ない場合の性能上の低下にあ
る。
長と比較して短くなるよう低減化できる。従って、寸法
の小さいアンテナで良好な空間選択性が得られる。この
超指向性アンテナの欠点は頑丈性に劣ること即ち、最適
化が完全ではないか又は使用上の最適条件がはずれる場
合に性能上迅速な劣化があること；非干渉性ノイズの増
幅；情報が縦型方向から来ない場合の性能上の低下にあ
る。
【００２３】縦型音響アンテナに関連した最近の実績の
中で、「音響スピーチと信号処理に関するＩＥＥＥ会
報」第ＡＳＳＰ−３４巻、第３号、１９８６年６月号に
て発行されたＨ．コックス等による３９３−３９８頁に
記載の「実際的超利得」と題する論文を引用できる。こ
の超指向性アンテナは係数が使用されていないため遠距
離音場向けて依然最適化される。その上、線形制約条件
が存在せず、センサーの指向性は依然考慮されない。重
み付けは関連付けられていない白色ノイズに関して利得
上、或る選択数にのみ条件付けられる。
中で、「音響スピーチと信号処理に関するＩＥＥＥ会
報」第ＡＳＳＰ−３４巻、第３号、１９８６年６月号に
て発行されたＨ．コックス等による３９３−３９８頁に
記載の「実際的超利得」と題する論文を引用できる。こ
の超指向性アンテナは係数が使用されていないため遠距
離音場向けて依然最適化される。その上、線形制約条件
が存在せず、センサーの指向性は依然考慮されない。重
み付けは関連付けられていない白色ノイズに関して利得
上、或る選択数にのみ条件付けられる。
【００２４】場の概算をしてその変化に追随することを
可能とする適合性アルゴリズムを使用することにより性
能を改善する試みが再びなされて来ている。その結果は
以下の３つの条件、即ち、（１）供給源の個数がセンサ
ーの個数と比較して少なければならないこと；（２）周
囲雑音が入用源の間接的経路より多くのエネルギーを有
していること；及び（３）場における変動が早過ぎない
ことが満たされれば十分である。第１条件が満たされな
い場合は、不明瞭性が原因でその場を分析することが困
難である。第２の条件は入用信号にて最低にされる摂動
信号を混乱させないようにすることが必要である。第３
条件は不安定な作動を回避するのに十分小さい適用段階
を以てアルゴリズムが追随できるようにするため必要で
ある。
可能とする適合性アルゴリズムを使用することにより性
能を改善する試みが再びなされて来ている。その結果は
以下の３つの条件、即ち、（１）供給源の個数がセンサ
ーの個数と比較して少なければならないこと；（２）周
囲雑音が入用源の間接的経路より多くのエネルギーを有
していること；及び（３）場における変動が早過ぎない
ことが満たされれば十分である。第１条件が満たされな
い場合は、不明瞭性が原因でその場を分析することが困
難である。第２の条件は入用信号にて最低にされる摂動
信号を混乱させないようにすることが必要である。第３
条件は不安定な作動を回避するのに十分小さい適用段階
を以てアルゴリズムが追随できるようにするため必要で
ある。
【００２５】全て遠方場で有効であり、慣用的且つ超指
向性処理及び適合性アルゴリズムでの処理といったこれ
ら基本的処理から始まって、遅延／重み付け／合計化近
場での焦点合わせによるローブ形成の開発が求められて
来ていた。方向に対する遅延を等量化する代わりに、近
場点に対する遅延が等量化される。しかしながら、先に
示した公知の処理方法は指向性ダイアグラムが重み付け
のフーリエ変換で表現できることから十分理解される
が、近場焦点合わせに対しての満足の行く結果は殆ど刊
行されていない。
向性処理及び適合性アルゴリズムでの処理といったこれ
ら基本的処理から始まって、遅延／重み付け／合計化近
場での焦点合わせによるローブ形成の開発が求められて
来ていた。方向に対する遅延を等量化する代わりに、近
場点に対する遅延が等量化される。しかしながら、先に
示した公知の処理方法は指向性ダイアグラムが重み付け
のフーリエ変換で表現できることから十分理解される
が、近場焦点合わせに対しての満足の行く結果は殆ど刊
行されていない。
【００２６】「IEEE ICASSP の措置」、１９９７、３６
３−３６６頁にて発行されたＪ．Ｇ．リアン及びＲ．
Ａ．ゴーブランによる「マイクロフォン・アレイに対す
る近場ビーム形成」と題する論文においては、１／Ｒ項
が減衰のため考慮に入れてあり、従って、信号の係数が
使用される。直線状で均一に隔置された慣用的なアンテ
ナ幾何形状が再び使用される。しかしながら、センサー
の指向性ダイアグラムは一体化されない。その上、引き
続き明らかになる如く、処理されるべき信号に依存して
いる機能は最適化され、付加的線形制約条件は一体化さ
れない。
３−３６６頁にて発行されたＪ．Ｇ．リアン及びＲ．
Ａ．ゴーブランによる「マイクロフォン・アレイに対す
る近場ビーム形成」と題する論文においては、１／Ｒ項
が減衰のため考慮に入れてあり、従って、信号の係数が
使用される。直線状で均一に隔置された慣用的なアンテ
ナ幾何形状が再び使用される。しかしながら、センサー
の指向性ダイアグラムは一体化されない。その上、引き
続き明らかになる如く、処理されるべき信号に依存して
いる機能は最適化され、付加的線形制約条件は一体化さ
れない。
【００２７】実際、一方では、その処理すべき音声信号
が例えば１００乃至８０００Ｈｚの多数のオクターブを
占拠している広帯域の周波数スペクトルに属しており、
他方では面状波による音声波の伝搬の仮説が立証されな
い近場音源が存在することから今まで説明して来た処理
方法は一部の難点を解決していない。特に、小型の慣用
的なアンテナは低周波数においては、選択的にすること
ができない。
が例えば１００乃至８０００Ｈｚの多数のオクターブを
占拠している広帯域の周波数スペクトルに属しており、
他方では面状波による音声波の伝搬の仮説が立証されな
い近場音源が存在することから今まで説明して来た処理
方法は一部の難点を解決していない。特に、小型の慣用
的なアンテナは低周波数においては、選択的にすること
ができない。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の１つの目的
は、近場音響源から来る入用信号の歪みを導入しないよ
うにするために、係数が処理される超指向性類の処理か
ら始まる現存の慣用的な処理を改善することを可能に
し、又、多数の制約条件に合致するアンテナ処理を提供
することから成っている。
は、近場音響源から来る入用信号の歪みを導入しないよ
うにするために、係数が処理される超指向性類の処理か
ら始まる現存の慣用的な処理を改善することを可能に
し、又、多数の制約条件に合致するアンテナ処理を提供
することから成っている。
【００２９】本発明の他の目的は、複数個の音響センサ
ーで構成され、そのセンサーの出力信号が処理され、処
理の出力信号が品質上その入用音響源が近場に位置付け
られる際に先行技術のアンテナによる出力信号より優れ
ているアンテナを提供することから成っている。
ーで構成され、そのセンサーの出力信号が処理され、処
理の出力信号が品質上その入用音響源が近場に位置付け
られる際に先行技術のアンテナによる出力信号より優れ
ているアンテナを提供することから成っている。
【００３０】本発明の他の目的は、アンテナを提供する
ことにあり、そのアンテナの処理は低周波数において良
好な選択度を提供することにある。
ことにあり、そのアンテナの処理は低周波数において良
好な選択度を提供することにある。
【００３１】本発明の他の目的は、 −高い指向係数、 −歪みが少ない入用信号、及び −高い非干渉性ノイズリダクション を備えたアンテナを提供することから成っている。
【００３２】
【課題を解決するための手段】本発明の１つの特徴によ
れば、複数個の音響センサーで形成されたアンテナが提
供され、そのセンサー出力信号は係数に関する制約条件
及び非干渉性ノイズ除去を固定する非線形制約条件を以
て超指向性類の処理を受け、これら制約条件の基本的式
は以下の通りとなっており、
れば、複数個の音響センサーで形成されたアンテナが提
供され、そのセンサー出力信号は係数に関する制約条件
及び非干渉性ノイズ除去を固定する非線形制約条件を以
て超指向性類の処理を受け、これら制約条件の基本的式
は以下の通りとなっており、
【数２８】 及び
【数２９】 ここで、第１制約条件は全体の変換関数は純粋な遅延τ
であることを指定し、第２制約条件は非干渉性ノイズ減
少に対して限界が固定されることを指定している。
であることを指定し、第２制約条件は非干渉性ノイズ減
少に対して限界が固定されることを指定している。
【００３３】他の特徴によれば、前記アンテナの処理は
又、例えば１個以上の所定方向における指向性ダイアグ
ラムでの１個以上の０の存在を表している他の制約条件
を示しており、即ち、
又、例えば１個以上の所定方向における指向性ダイアグ
ラムでの１個以上の０の存在を表している他の制約条件
を示しており、即ち、
【数３０】 ここで、C(f)は伝搬ベクトルのマトリックスであり、p
(f)は各伝搬ベクトルに対する複合利得ベクトルであ
る。
(f)は各伝搬ベクトルに対する複合利得ベクトルであ
る。
【００３４】他の特徴によれば、前記処理は所謂超指向
性／係数／位相における数学的演算子又はＳＤＭＰ流れ
図で実現され、その入力データはアンテナ幾何形状及び
伝搬モデル・データ、重み付けデータ及び先に述べた制
約条件に関係があるデータであり、その出力データは周
波数領域内において音響センサーと同様多数の複数個の
ディジタル・フィルターの係数である。
性／係数／位相における数学的演算子又はＳＤＭＰ流れ
図で実現され、その入力データはアンテナ幾何形状及び
伝搬モデル・データ、重み付けデータ及び先に述べた制
約条件に関係があるデータであり、その出力データは周
波数領域内において音響センサーと同様多数の複数個の
ディジタル・フィルターの係数である。
【００３５】他の特徴によれば、複数個の音響センサー
で形成されたアンテナが提供され、近場の入用源(near
wanted source)に対抗して設置されたその第１部分は第
１行に整合されたセンサーで構成され、又、近場入用源
に関連して第１行背後に設置されたその第２部分は少な
くとも第２行にて整合されたセンサーで構成されてい
る。
で形成されたアンテナが提供され、近場の入用源(near
wanted source)に対抗して設置されたその第１部分は第
１行に整合されたセンサーで構成され、又、近場入用源
に関連して第１行背後に設置されたその第２部分は少な
くとも第２行にて整合されたセンサーで構成されてい
る。
【００３６】他の特徴によれば、第１部分と第２部分に
おけるセンサーの行の共通方向は入用音響波の中間方向
に対して横断する方向になっている。
おけるセンサーの行の共通方向は入用音響波の中間方向
に対して横断する方向になっている。
【００３７】他の特徴によれば、第１部分と第２部分に
おけるセンサーの行の共通方向は入用音響波の中間方向
に対して僅かに斜めになっている。
おけるセンサーの行の共通方向は入用音響波の中間方向
に対して僅かに斜めになっている。
【００３８】他の特徴によれば、第１部分のセンサーは
中間センサー周りに対数的様式にて対称的に分布されて
いる。
中間センサー周りに対数的様式にて対称的に分布されて
いる。
【００３９】他の特徴によれば、第１部分のセンサーは
多数のサブ・アンテナに選択的に割り当てられ、各サブ
・アンテナは所定の周波数バンドと組み合っており、セ
ンサーは慣用的なプロセスで処理される出力信号を送出
するこのサブ・アンテナに選択的に割当てられ、この周
波数バンドは連続的になっており、全体としては実際
上、１ｋＨｚは下回らず、各処理は特定のフィルター処
理で構成され且つ各特定のフィルターの出力信号が合算
される。
多数のサブ・アンテナに選択的に割り当てられ、各サブ
・アンテナは所定の周波数バンドと組み合っており、セ
ンサーは慣用的なプロセスで処理される出力信号を送出
するこのサブ・アンテナに選択的に割当てられ、この周
波数バンドは連続的になっており、全体としては実際
上、１ｋＨｚは下回らず、各処理は特定のフィルター処
理で構成され且つ各特定のフィルターの出力信号が合算
される。
【００４０】他の特徴によれば、アンテナにおいては、
以下の全ての処理、即ち、低周波数に対するＳＤＭＰア
ルゴリズム、対数的アンテナ法による周波数バンドへの
分割及びＳＤＭＰアルゴリズムにより処理されない周波
数に対する慣用的なチャンネル形成を実行するフィルタ
ーによって各センサー出力信号がフィルター処理され
る。
以下の全ての処理、即ち、低周波数に対するＳＤＭＰア
ルゴリズム、対数的アンテナ法による周波数バンドへの
分割及びＳＤＭＰアルゴリズムにより処理されない周波
数に対する慣用的なチャンネル形成を実行するフィルタ
ーによって各センサー出力信号がフィルター処理され
る。
【００４１】他の特徴によれば、伝搬モデルが使用され
る。
る。
【００４２】他の特徴によれば、伝搬ベクトルの測定が
使用される。
使用される。
【００４３】他の特徴と同様、先に述べた本発明の諸特
徴は例示的諸実施態様についての以下の説明を読むこと
から一層明らかになるものと思われ、その説明は貼付図
面に関連して行われる。
徴は例示的諸実施態様についての以下の説明を読むこと
から一層明らかになるものと思われ、その説明は貼付図
面に関連して行われる。
【００４４】
【発明の実施の形態】図１はアンテナ・センサーの且つ
入用源のトポグラフ的レイアウトに関連したディジタル
・データを含むセット１１、線形制約条件に関連したデ
ータを含むセット１２、空間的重み付けに関係あるデー
タを含むセット１３、選択された非干渉性ノイズ減少に
対する制約条件に関係があるデータを含むセット１４及
びサブ・アンテナ定義付けに関連したデータを含むセッ
ト１５からの入力データを受け取るＳＤＭＰ流れ図表１
０を記号的に示す。ＳＤＭＰ流れ図表１０は出力データ
をセット１６に搬送し、その出力データは周波数領域内
のＭディジタル・フィルターの係数の組に関係があり、
Ｍはアンテナ・センサーの個数と等しい。
入用源のトポグラフ的レイアウトに関連したディジタル
・データを含むセット１１、線形制約条件に関連したデ
ータを含むセット１２、空間的重み付けに関係あるデー
タを含むセット１３、選択された非干渉性ノイズ減少に
対する制約条件に関係があるデータを含むセット１４及
びサブ・アンテナ定義付けに関連したデータを含むセッ
ト１５からの入力データを受け取るＳＤＭＰ流れ図表１
０を記号的に示す。ＳＤＭＰ流れ図表１０は出力データ
をセット１６に搬送し、その出力データは周波数領域内
のＭディジタル・フィルターの係数の組に関係があり、
Ｍはアンテナ・センサーの個数と等しい。
【００４５】先に説明した数学的演算子を実現する本発
明のＳＤＭＰ流れ図の配置を本明細書の最後における付
録に示す。この流れ図は当分野の通常の知識を有する者
に良く知られているＭＡＴＬＡＢ言語で記載されてい
る。
明のＳＤＭＰ流れ図の配置を本明細書の最後における付
録に示す。この流れ図は当分野の通常の知識を有する者
に良く知られているＭＡＴＬＡＢ言語で記載されてい
る。
【００４６】Ｍフィルターのセットを周波数領域内に設
けると、乗算での周波数帯域におけるフィルター処理が
実施可能とされるか又はフィルターのセットを時間領域
内で得る目的上、「一般化された最小自乗法」形式のア
ルゴリズムを一例として慣用的なフィルター設計アルゴ
リズムにより行われる変換を実施できる。
けると、乗算での周波数帯域におけるフィルター処理が
実施可能とされるか又はフィルターのセットを時間領域
内で得る目的上、「一般化された最小自乗法」形式のア
ルゴリズムを一例として慣用的なフィルター設計アルゴ
リズムにより行われる変換を実施できる。
【００４７】図２において、アンテナはスピーカー又は
入用音響源２３に対して相互にその背後に設置された２
個の音響センサー又はマイクロフォン２１、２２でアン
テナが形成される。センサー２１及び２２並びに入用音
響源２３は整合される。センサー同志の間の距離ｄは例
えば、３０ｃｍであり、これはセンサー２１から入用音
響源２３までの距離と等しい。従って、この極めて簡単
なアンテナは近場音のピック・アップをシンボル化して
いる。その上、依然、簡略化の目的上、２個のセンサー
は無指向指向性ダイアグラムを備えているものと仮定す
る。
入用音響源２３に対して相互にその背後に設置された２
個の音響センサー又はマイクロフォン２１、２２でアン
テナが形成される。センサー２１及び２２並びに入用音
響源２３は整合される。センサー同志の間の距離ｄは例
えば、３０ｃｍであり、これはセンサー２１から入用音
響源２３までの距離と等しい。従って、この極めて簡単
なアンテナは近場音のピック・アップをシンボル化して
いる。その上、依然、簡略化の目的上、２個のセンサー
は無指向指向性ダイアグラムを備えているものと仮定す
る。
【００４８】センサー２１、２２の出力は夫々ローパス
・フィルター２４、２５の入力に接続され、その出力は
２７の箇所でアンテナ出力信号を出す合算器２６の入力
に接続される。
・フィルター２４、２５の入力に接続され、その出力は
２７の箇所でアンテナ出力信号を出す合算器２６の入力
に接続される。
【００４９】極めて低い周波数における「伝搬に起因す
る遅延の等量化、次に合算化」という慣用的な処理によ
り、全ての方向から来る干渉性摂動は位相様式で合算さ
れ、これは前掲の式（２）によりパワーを４倍にする。
る遅延の等量化、次に合算化」という慣用的な処理によ
り、全ての方向から来る干渉性摂動は位相様式で合算さ
れ、これは前掲の式（２）によりパワーを４倍にする。
【数３１】
【００５０】入用信号も位相様式にて加算されるが、セ
ンサー２２上での信号の振幅はセンサー２１上での大き
さの半分であり、これが入用信号のパワーの増幅を
ンサー２２上での信号の振幅はセンサー２１上での大き
さの半分であり、これが入用信号のパワーの増幅を
【数３２】 と等しくし、指向性因子ー前掲の公式（３）を
【数３３】 と等しくする。
【００５１】慣用的な処理における如く、合算化の代わ
りに減算が実施される場合は、この減算は
りに減算が実施される場合は、この減算は
【数３４】 入用信号
【数３５】 を与える。
【００５２】従って、周波数が０に向かう傾向があれ
ば、指向性因子は不定に向かう傾向がある。他方、入用
信号はこの出力において弱くなっているため、その処理
は影響を受け易くなっている。信号の増幅化は２個のセ
ンサー２１及び２２では等しくなっていない数値即ち、
パワー的に追加される非干渉性ノイズ １2 ＋ １2 ＝ ２ を増幅し、これは入用信号と比較した非干渉性ノイズの
増幅を意味している。
ば、指向性因子は不定に向かう傾向がある。他方、入用
信号はこの出力において弱くなっているため、その処理
は影響を受け易くなっている。信号の増幅化は２個のセ
ンサー２１及び２２では等しくなっていない数値即ち、
パワー的に追加される非干渉性ノイズ １2 ＋ １2 ＝ ２ を増幅し、これは入用信号と比較した非干渉性ノイズの
増幅を意味している。
【数３６】
【００５３】この増幅は不定の指向性因子と比較した場
合、小さい値にとどまる。本発明の処理は指向性因子と
非干渉性ノイズの増幅の間の補償を見い出すことができ
ることを示している。
合、小さい値にとどまる。本発明の処理は指向性因子と
非干渉性ノイズの増幅の間の補償を見い出すことができ
ることを示している。
【００５４】本発明による３つの処理が異なる仮定的状
況で調べられた。 −仮定（ａ）の場合、非干渉性ノイズの増幅に制約条件
が無い、 −仮定（ｂ）の場合、０と５ｄＢの間の非干渉性ノイズ
の増幅が受容される、及び −仮定（ｃ）の場合、慣用的な解決策と等しい非干渉ノ
イズ減少が問われる、即ち、
況で調べられた。 −仮定（ａ）の場合、非干渉性ノイズの増幅に制約条件
が無い、 −仮定（ｂ）の場合、０と５ｄＢの間の非干渉性ノイズ
の増幅が受容される、及び −仮定（ｃ）の場合、慣用的な解決策と等しい非干渉ノ
イズ減少が問われる、即ち、
【数３７】
【００５５】仮定（ａ）の下では、ローパス・フィルタ
ー２４及び２５が使用され、このフィルターに対しては
周波数の関数として係数のダイアグラムが夫々図３に示
してある。ｆ＝０に対しては、２つの係数の振幅が等し
く、これは前掲の等式外になっていることが理解でき
る。４００Ｈｚを越えると、この振幅は実質的にフィル
ター２４に対しては−１２ｄＢで且つフィルター２５に
対しては−１８ｄＢになるよう−４ｄＢから減少する。
ー２４及び２５が使用され、このフィルターに対しては
周波数の関数として係数のダイアグラムが夫々図３に示
してある。ｆ＝０に対しては、２つの係数の振幅が等し
く、これは前掲の等式外になっていることが理解でき
る。４００Ｈｚを越えると、この振幅は実質的にフィル
ター２４に対しては−１２ｄＢで且つフィルター２５に
対しては−１８ｄＢになるよう−４ｄＢから減少する。
【００５６】更に、仮定（ａ）の下では、入用信号の構
成成分を強調する目的から遅延の事実を考慮に入れる図
４での周波数の関数としてその位相差のダイアグラムは
フィルター２４、２５の応答がｆ＝０に対しては反位相
であるが、実際は４００Ｈｚを越える同じ値を有してい
ることを示している。
成成分を強調する目的から遅延の事実を考慮に入れる図
４での周波数の関数としてその位相差のダイアグラムは
フィルター２４、２５の応答がｆ＝０に対しては反位相
であるが、実際は４００Ｈｚを越える同じ値を有してい
ることを示している。
【００５７】図６の模式的図表は時間領域におけるセン
サー２１、２２の出力における処理−フィルター処理と
合算化処理の例示的実施態様を示している。センサー２
１、２２の出力は夫々マイクロフォン増幅器２８、２９
の入力に接続され、その出力は夫々アナログ対ディジタ
ル変換器３０、３１の入力に接続され、その変換器の出
力は夫々例えば３２セルを有するシフト・レジスターで
構成されたメモリー３２、３３の入力に接続されてい
る。センサー２４と組み合っているメモリー３０のセル
の横方向出力はゲート３４．１．ｎの１つの入力に接続
され、その第２入力は係数信号ｈ．１．ｎを受信する。
センサー２５と組み合っているメモリー３１のセルの横
方向出力はゲート３４．２．ｎの１つの入力に接続さ
れ、その第２入力は係数信号ｈ．２．ｎを受信する。先
に述べたパラメーターｎはシフト・レジスター内のセル
のランクに従って１から３２まで個別的に変動する。ゲ
ート３４．１．ｎ及び３４．２．ｎの出力はディジタル
合算器２６の対応する入力に接続され、その出力は１７
の箇所でアンテナ信号を搬送する。
サー２１、２２の出力における処理−フィルター処理と
合算化処理の例示的実施態様を示している。センサー２
１、２２の出力は夫々マイクロフォン増幅器２８、２９
の入力に接続され、その出力は夫々アナログ対ディジタ
ル変換器３０、３１の入力に接続され、その変換器の出
力は夫々例えば３２セルを有するシフト・レジスターで
構成されたメモリー３２、３３の入力に接続されてい
る。センサー２４と組み合っているメモリー３０のセル
の横方向出力はゲート３４．１．ｎの１つの入力に接続
され、その第２入力は係数信号ｈ．１．ｎを受信する。
センサー２５と組み合っているメモリー３１のセルの横
方向出力はゲート３４．２．ｎの１つの入力に接続さ
れ、その第２入力は係数信号ｈ．２．ｎを受信する。先
に述べたパラメーターｎはシフト・レジスター内のセル
のランクに従って１から３２まで個別的に変動する。ゲ
ート３４．１．ｎ及び３４．２．ｎの出力はディジタル
合算器２６の対応する入力に接続され、その出力は１７
の箇所でアンテナ信号を搬送する。
【００５８】図５において、仮定（ａ）における周波数
の関数としての指向性因子における変動は曲線１ａで示
され、これは１００Ｈｚを下回る２５ｄＢから５ｄＢへ
減少し、低周波数性能が曲線１ｄで示された慣用的アン
テナの場合と比較して改善されることを示している。曲
線２ａは減少における変動を示している。
の関数としての指向性因子における変動は曲線１ａで示
され、これは１００Ｈｚを下回る２５ｄＢから５ｄＢへ
減少し、低周波数性能が曲線１ｄで示された慣用的アン
テナの場合と比較して改善されることを示している。曲
線２ａは減少における変動を示している。
【００５９】依然、図５において、０及び５ｄＢの間の
非干渉性ノイズの増幅が受容される仮定（ｂ）の下で
は、曲線１ｂは低周波数性能が５ｄＢに改善されること
を示しており、即ち、慣用的な解決策が良好に作用しな
いことを示している。曲線２ｂは設定された最低減少の
変動に対応している。
非干渉性ノイズの増幅が受容される仮定（ｂ）の下で
は、曲線１ｂは低周波数性能が５ｄＢに改善されること
を示しており、即ち、慣用的な解決策が良好に作用しな
いことを示している。曲線２ｂは設定された最低減少の
変動に対応している。
【００６０】最後に、慣用的解決策と等しい非干渉性ノ
イズ減少が取られた仮定（ｃ）においては、曲線１ｃは
低周波数に対する２ｄＢと高周波数に対する０．６ｄＢ
の間を得ることができることを示している。直線２ｄと
等しい直線２ｃは設定された最低減の変動に対応してい
る。
イズ減少が取られた仮定（ｃ）においては、曲線１ｃは
低周波数に対する２ｄＢと高周波数に対する０．６ｄＢ
の間を得ることができることを示している。直線２ｄと
等しい直線２ｃは設定された最低減の変動に対応してい
る。
【００６１】これら３つの仮定の下では、非干渉性ノイ
ズ減少が大きくなればなる程、アンテナの指向性は低く
なること、本発明のアルゴリズムは曲線１ｃと１ｄと比
較した場合、慣用的な解決策１ｄ及び２ｄより良好な結
果を示していること及び指向性因子は低周波数に対して
は高くできることに注目できる。
ズ減少が大きくなればなる程、アンテナの指向性は低く
なること、本発明のアルゴリズムは曲線１ｃと１ｄと比
較した場合、慣用的な解決策１ｄ及び２ｄより良好な結
果を示していること及び指向性因子は低周波数に対して
は高くできることに注目できる。
【００６２】従って、非干渉性ノイズ減少と指向性因子
の間の補償を選択できる。
の間の補償を選択できる。
【００６３】図７は入用源１００と対抗的に先に述べた
実施例においては前方、即ち、アンテナに関して供給源
１００を含む領域に向かって心臓形の指向性図を有する
センサーである１３個のセンサー１０１乃至１１３から
成るＵアンテナを模式的に表している。最初の９個のセ
ンサー１０１乃至１０９は第１直線Ｄ１上のセンサー１
０５の周りに対称的に整合しており、次の２つのセンサ
ー１１０及び１１１は第２直線Ｄ２上に配設され、最後
の２つのセンサー１１２及び１１３は第３直線Ｄ３上に
配設されている。直線Ｄ１、Ｄ２及びＤ３は平行であ
り、センサー１０５を貫通する且つ入用源１００の装備
される直線Ｄ４に直角になっている。一例として、入用
源１００から直線Ｄ１までの距離は６０ｃｍであり、直
線Ｄ２及びＤ３は夫々１５ｃｍ及び３０ｃｍの箇所で直
線Ｄ１の背後に設置してある。センサー１１１及び１１
２はセンサー１０１の背後で整合しており、センサー１
１１及び１１３はＵの脚部を形成すべくセンサー１０９
の背後で整合している。
実施例においては前方、即ち、アンテナに関して供給源
１００を含む領域に向かって心臓形の指向性図を有する
センサーである１３個のセンサー１０１乃至１１３から
成るＵアンテナを模式的に表している。最初の９個のセ
ンサー１０１乃至１０９は第１直線Ｄ１上のセンサー１
０５の周りに対称的に整合しており、次の２つのセンサ
ー１１０及び１１１は第２直線Ｄ２上に配設され、最後
の２つのセンサー１１２及び１１３は第３直線Ｄ３上に
配設されている。直線Ｄ１、Ｄ２及びＤ３は平行であ
り、センサー１０５を貫通する且つ入用源１００の装備
される直線Ｄ４に直角になっている。一例として、入用
源１００から直線Ｄ１までの距離は６０ｃｍであり、直
線Ｄ２及びＤ３は夫々１５ｃｍ及び３０ｃｍの箇所で直
線Ｄ１の背後に設置してある。センサー１１１及び１１
２はセンサー１０１の背後で整合しており、センサー１
１１及び１１３はＵの脚部を形成すべくセンサー１０９
の背後で整合している。
【００６４】直線Ｄ１上で、センサー１０５、１０４、
１０３、１０２及び１０１の間のインターバルはセンサ
ー１０５、１０６、１０７、１０８及び１０９の間のイ
ンターバルと同様、対数的様式及び対称的に増加変動す
る。
１０３、１０２及び１０１の間のインターバルはセンサ
ー１０５、１０６、１０７、１０８及び１０９の間のイ
ンターバルと同様、対数的様式及び対称的に増加変動す
る。
【００６５】１０５及び１０４の間でのインターバルは
２．５ｃｍであり；１０４と１０３の間のインターバル
は２．５ｃｍであり；１０３と１０２の間のインターバ
ルは５ｃｍであり；１０２と１０１の間のインターバル
は１０ｃｍである。センサー１１０はセンサー１０１の
背後で１５ｃｍの箇所に設置され、同様に、センサー１
１１はセンサー１０９の背後に設置され、センサー１１
２はセンサー１１０の背後の１５ｃｍに設置され、同様
にセンサー１１３はセンサー１１２の背後に設置され
る。
２．５ｃｍであり；１０４と１０３の間のインターバル
は２．５ｃｍであり；１０３と１０２の間のインターバ
ルは５ｃｍであり；１０２と１０１の間のインターバル
は１０ｃｍである。センサー１１０はセンサー１０１の
背後で１５ｃｍの箇所に設置され、同様に、センサー１
１１はセンサー１０９の背後に設置され、センサー１１
２はセンサー１１０の背後の１５ｃｍに設置され、同様
にセンサー１１３はセンサー１１２の背後に設置され
る。
【００６６】図８の模式的図は図７のセンサー１０１乃
至１１３の出力信号のフィルター処理を頻繁に実行する
ことを示している。センサー１０１は出力が加算器ＳＯ
Ｍの対応する入力に接続されているフィルターＤ０１の
直列入力に接続された急速フーリエ変換アルゴリズム
（ゼロ・パッディングのＲＦＴ）に従って動作する回路
Ｃ０１に引き続くアナログ対ディジタル変換器Ｂ０１に
続く増幅器Ａ０１にセンサー１０１が供給する。フィル
ターＤ０１の並列入力はこのフィルターに対するＳＤＭ
Ｐ流れ図で演算された係数の組を受け取る。
至１１３の出力信号のフィルター処理を頻繁に実行する
ことを示している。センサー１０１は出力が加算器ＳＯ
Ｍの対応する入力に接続されているフィルターＤ０１の
直列入力に接続された急速フーリエ変換アルゴリズム
（ゼロ・パッディングのＲＦＴ）に従って動作する回路
Ｃ０１に引き続くアナログ対ディジタル変換器Ｂ０１に
続く増幅器Ａ０１にセンサー１０１が供給する。フィル
ターＤ０１の並列入力はこのフィルターに対するＳＤＭ
Ｐ流れ図で演算された係数の組を受け取る。
【００６７】図８は出力が加算器ＳＯＭへ対する入力に
接続されているフィルターＤ１３の直列入力に接続され
た回路Ｃ０１と同様に動作する回路Ｃ１３に続くアナロ
グ対ディジタル変換器Ｂ１３に続く増幅器Ａ１３に供給
するセンサー１１３を示している。フィルターＤ１３の
並列入力は又、ＳＤＭＰ流れ図で演算された係数の組を
受け取る。
接続されているフィルターＤ１３の直列入力に接続され
た回路Ｃ０１と同様に動作する回路Ｃ１３に続くアナロ
グ対ディジタル変換器Ｂ１３に続く増幅器Ａ１３に供給
するセンサー１１３を示している。フィルターＤ１３の
並列入力は又、ＳＤＭＰ流れ図で演算された係数の組を
受け取る。
【００６８】加算器ＳＯＭの出力はアンテナ出力信号を
搬送するディジタル・アナログ変換器Ｆに続く逆急速フ
ーリエ変換アルゴリズム（オーバーラップ追加を備えた
ＩＲＦＴ）に従って動作する回路Ｅに接続されている。
搬送するディジタル・アナログ変換器Ｆに続く逆急速フ
ーリエ変換アルゴリズム（オーバーラップ追加を備えた
ＩＲＦＴ）に従って動作する回路Ｅに接続されている。
【００６９】実際、このアルゴリズムはＤＳＰ（テキサ
ス・インスツルメンツ社のＣ５０）を使用してリアル・
タイムに実施可能である。
ス・インスツルメンツ社のＣ５０）を使用してリアル・
タイムに実施可能である。
【００７０】実際、処理にあたっては、図７のアンテナ
は４個のサブ・アンテナに分割され、その最初の３個の
サブ・アンテナで直線Ｄ１のセンサー１０１乃至１０９
が役割りを果しているサブ・センサーは３個の高周波数
オクターブをカバーする目的に使用され、センサー１０
１乃至１１３が全ての役割りを果たしている第４サブ・
アンテナは０乃至１ｋＨｚの低周波数をカバーする目的
に使用される。
は４個のサブ・アンテナに分割され、その最初の３個の
サブ・アンテナで直線Ｄ１のセンサー１０１乃至１０９
が役割りを果しているサブ・センサーは３個の高周波数
オクターブをカバーする目的に使用され、センサー１０
１乃至１１３が全ての役割りを果たしている第４サブ・
アンテナは０乃至１ｋＨｚの低周波数をカバーする目的
に使用される。
【００７１】先に述べた如く、直線Ｄ１上ではセンサー
１０１乃至１０９は対数的様式にて対称的に分布され、
これはそれ自体公知の如くセンサーの個数、本例の場合
９個を低減化することが可能となる。オクターブ・バン
ドあたり５個のセンサーという数字が十分であることが
証明されている。第１サブ・アンテナを構成するセンサ
ー１０３乃至１０７は４乃至７ｋＨｚのバンドを対象に
使用され；第２サブ・アンテナを構成するセンサー１０
２、１０３、１０５、１０７及び１０８はバンド２乃至
４ｋＨｚを対象に使用され；第３サブ・アンテナを構成
するセンサー１０１、１０２、１０５、１０８及び１０
９はバンド１乃至２ｋＨｚを対象に使用される。
１０１乃至１０９は対数的様式にて対称的に分布され、
これはそれ自体公知の如くセンサーの個数、本例の場合
９個を低減化することが可能となる。オクターブ・バン
ドあたり５個のセンサーという数字が十分であることが
証明されている。第１サブ・アンテナを構成するセンサ
ー１０３乃至１０７は４乃至７ｋＨｚのバンドを対象に
使用され；第２サブ・アンテナを構成するセンサー１０
２、１０３、１０５、１０７及び１０８はバンド２乃至
４ｋＨｚを対象に使用され；第３サブ・アンテナを構成
するセンサー１０１、１０２、１０５、１０８及び１０
９はバンド１乃至２ｋＨｚを対象に使用される。
【００７２】第４サブ・アンテナにおいて、その処理に
は本発明のアルゴリズムを使用する即ち図２のアンテナ
に対して先に説明した処理と類似した様式にてセンサー
１１０乃至１１３上での係数の差と位相の差を考慮に入
れる全てのセンサー１０１乃至１１３が含まれる。
は本発明のアルゴリズムを使用する即ち図２のアンテナ
に対して先に説明した処理と類似した様式にてセンサー
１１０乃至１１３上での係数の差と位相の差を考慮に入
れる全てのセンサー１０１乃至１１３が含まれる。
【００７３】従って、本発明による処理は例えばスピー
チ等、２０Ｈｚ乃至７ｋＨｚにわたるバンド等、周波数
の広帯域について有用である。
チ等、２０Ｈｚ乃至７ｋＨｚにわたるバンド等、周波数
の広帯域について有用である。
【００７４】図９において、図６のアンテナの改変例は
入用源２００とは対抗して心臓形方向性ダイアグラムを
有する１３個のセンサー１０１乃至１１３を備えてい
る。最初の９個のセンサー２０１乃至２０９は第１直線
Ｄ１上でのセンサー２０５の周りに対称的に整合し、次
の２つのセンサー２１０及び２１１は第２直線Ｄ２上に
配設され、最後の２つのセンサー２１２及び２１３は第
３直線Ｄ３上に整合されている。直線Ｄ１乃至Ｄ３は平
行であり且つセンサー２０５と入用源２００を貫通する
直線Ｄ４に対して直角になっている。図示の例において
は、直線Ｄ１乃至Ｄ３及び入用源２００の間の相互の距
離は図６のアンテナに関して最初に述べた距離と同様に
なっている。
入用源２００とは対抗して心臓形方向性ダイアグラムを
有する１３個のセンサー１０１乃至１１３を備えてい
る。最初の９個のセンサー２０１乃至２０９は第１直線
Ｄ１上でのセンサー２０５の周りに対称的に整合し、次
の２つのセンサー２１０及び２１１は第２直線Ｄ２上に
配設され、最後の２つのセンサー２１２及び２１３は第
３直線Ｄ３上に整合されている。直線Ｄ１乃至Ｄ３は平
行であり且つセンサー２０５と入用源２００を貫通する
直線Ｄ４に対して直角になっている。図示の例において
は、直線Ｄ１乃至Ｄ３及び入用源２００の間の相互の距
離は図６のアンテナに関して最初に述べた距離と同様に
なっている。
【００７５】直線Ｄ１上ではセンサー２０１乃至２０９
の間の相互距離はセンサー１０１乃至１０９の間に存在
する距離と同様になっている。
の間の相互距離はセンサー１０１乃至１０９の間に存在
する距離と同様になっている。
【００７６】センサー２１０、２１２はセグメント２０
１乃至２０２の中間の背後で整合され、センサー２１１
及び２１３はセグメント２０８ー２０９の中間の背後で
整合される。深さ方向において、その相互の距離は図７
における場合と同様になっている。アンテナの中心に向
かうセンサー２１０乃至２１３の相対的変位はＰｉアン
テナとの表示がなされる。
１乃至２０２の中間の背後で整合され、センサー２１１
及び２１３はセグメント２０８ー２０９の中間の背後で
整合される。深さ方向において、その相互の距離は図７
における場合と同様になっている。アンテナの中心に向
かうセンサー２１０乃至２１３の相対的変位はＰｉアン
テナとの表示がなされる。
【００７７】Ｐｉアンテナの出力信号は本発明の超指向
性／係数／位相流れ図に従って処理される。
性／係数／位相流れ図に従って処理される。
【００７８】図１０において、図６のアンテナの他の変
数は入用源３００に対抗して心臓形指向性ダイアグラム
を有する１３個のセンサー３０１乃至３１３を備えてい
る。最初の９個のセンサー３０１乃至３０９は直線Ｄ１
上では図６の最初の９個のセンサーと同じ配設になって
いる。
数は入用源３００に対抗して心臓形指向性ダイアグラム
を有する１３個のセンサー３０１乃至３１３を備えてい
る。最初の９個のセンサー３０１乃至３０９は直線Ｄ１
上では図６の最初の９個のセンサーと同じ配設になって
いる。
【００７９】最後の４個のセンサー３０９乃至３１３は
センサー３０１乃至３０９と共にＴアンテナを形成する
よう３０５の背後で図６の同じ直線Ｄ４に沿って連続的
に整合されている。センサー３１０乃至３０５の間の距
離は、センサー３１１と３１０の間、３１２と３１１の
間及び３１３と３１２の間と同様１０ｃｍと等しくなっ
ている。
センサー３０１乃至３０９と共にＴアンテナを形成する
よう３０５の背後で図６の同じ直線Ｄ４に沿って連続的
に整合されている。センサー３１０乃至３０５の間の距
離は、センサー３１１と３１０の間、３１２と３１１の
間及び３１３と３１２の間と同様１０ｃｍと等しくなっ
ている。
【００８０】Ｔアンテナの出力信号は本発明の超指向性
／係数／位相流れ図に従って処理される。
／係数／位相流れ図に従って処理される。
【００８１】図７、図８又は図９に関連して先に説明し
たＵアンテナ、Ｐｉアンテナ又はＴアンテナに直線状構
造を与える代わりに改変例としてはこれらのアンテナに
斜めになった構造を与えることができ、即ち、直線Ｄ
１、Ｄ２、Ｄ３は直線Ｄ４に対して最早直角ではなく、
むしろ或る角度になされ、入用源の位置は依然直線Ｄ４
と整合した状態にする。
たＵアンテナ、Ｐｉアンテナ又はＴアンテナに直線状構
造を与える代わりに改変例としてはこれらのアンテナに
斜めになった構造を与えることができ、即ち、直線Ｄ
１、Ｄ２、Ｄ３は直線Ｄ４に対して最早直角ではなく、
むしろ或る角度になされ、入用源の位置は依然直線Ｄ４
と整合した状態にする。
【００８２】図１はアンテナと入用源のセンサーのポト
グラフ的レイアウトに関連したディジタル・データを含
むセット１１を表している。このセット１１には又、伝
搬モデル及び／又は先に述べた如くパルス応答の測定値
を表すデータが含まれる。
グラフ的レイアウトに関連したディジタル・データを含
むセット１１を表している。このセット１１には又、伝
搬モデル及び／又は先に述べた如くパルス応答の測定値
を表すデータが含まれる。
【００８３】以下の付録には先に述べた如くＭＡＴＬＡ
Ｂ言語で書かれたＳＤＭＰ流れ図が示されている。
Ｂ言語で書かれたＳＤＭＰ流れ図が示されている。
【００８４】 添付書類 %%%%%%%%%%%%%% ＳＤＭＰアルゴリズムの使用例 %%%%%%%%%%%% % % このファイルは２つの部分を含む： % % ＳＤＭＰ部分は以下を含む % % 問題（アンテナ、スピーカ位置、インターフェアランス・ユニット位置）の % 幾何形状 % スピーカーとインターフェアランス・ユニットの線形制止数 % 非干渉性ノイズ減少に対する非線形制止数 % % ＳＤＭＰ部分の最後においてアルゴリズム・メークＧが呼び出される % % 慣用的なアンテナ部分は遅延／重み付け／合計ローブ形成アルゴリズムである %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%% ＳＤＭＰアンテナ部分 %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%% %%%%%%アンテナとスピーカー位置及びインターフェアランス・ユニットの 幾何形状の定義付け GeometryFile=’g3.geo’; % マイクロフォンの位置、向き及びカルヂオ因子 を含む am=1:13; % センサーを使用 M=length(am); FocusingPoint=[0.60]; % ｍで表したスピーカー位置→純遅延制止数 InterferenceUnitPoint=[10 10 0]; % インターフェアランス・ユニット位置 →所要図における０ %%%%%%%%%%%%%%% 伝搬 PropagationModel=’PropModel’; % この機能は遅延と減衰を得る目的で コールしなければならない [focdlay focatt]= eval([PropagationModel’(GeometryFile,am,FocusingPoint,1)’]); % スピーカーに対して focdlay=focdlay-min(focdlay); % 付加的固定遅延を除去 NormalizationFactor=max(focatt); % 減衰を標準化 focatt=focatt/NormalizationFactor; [iudlay iuatt]= eval(PropagationModel’(GeometryFile,am,InterferenceUnitPoint,0)’]); % インターフェアランス・ユニットに対して同上 iuatt=iuatt/NormalizationFactor; iudlay=iudlay-min(iudlay); %%%% ＳＤＭＰアルゴリズムでフィルターが演算される周波数 FrequencyVector=[0:25:90]; NoOfFreuencies=length(FrequencyVector): SamplingFrequency=16000; SubAntenna=repmat(am,NoOfFrequencies,1); %%%%% （周波数の関数として）非干渉性ノイズ減少に対する制止数 TransitionFrequency=sum(FrequencyVector<700); % sdmp→慣用的なアンテナ 遷移 IncoherentNoiseRedution =[-2×ones(1,TransitionFrequency) linspace(-2,5,NoOfFrequencies- TransitionFrequency)]; %%%%% スピーカーとインターフェアランス・ユニットに対する制止数 constraintMatrixPrefix=’Cm’; % Ｃｍ１，Ｃｍ２，．．（周波数ベクトルに おける全周波数に対して） ConstraintVectorPrefix=’Cv’; % Cv1, Cv2, ... fc=0; for f=FrequencyVector fc=fc+1; Constraint1=(focatt(am).×exp(2i×pi×f×focdlay(am))); % 伝搬ベクト ルの共役 Constraint2=(iuatt(am).×exp(2i×pi×f×iudlay(am))); % インターフェアランス・ユニット に対して同上 eval([‘global Cm’int2str(fc)]); eval([‘global Cv’ int2str(fc)]); eval([‘Cm’int2str(fc)’=[Constraint1,Constraint2];’]); eval([‘Cv’int2str(fc)’=[1;0];’]); end %%%%% 合計による積分の概算ステップの定義付け dphi=pi/25; dtheta=pi/6; %%%%% ＳＤＭＰアルゴリズムの呼び出し G=makeG(GeometryFile,PropagationModel,FrequencyVector,SamplingFrequency, subAntenna,IncoherentNoiseReduction, ConstraintMatrixPrefix, ConstraintV ectorPrefix, dphi, dtheta) fr=FrequencyVector; % 慣用的部分の周波数がこの後者の周波数ベクトルに 加算される %%%%% 慣用的アンテナ部分 %%%%% % 高周波数に対する慣用的アンテナの設計 % 前方の９個のマイクロフォンに適用（５の中の３個のサブ・アンテナ） % サブ・アンテナの定義 antmic(1,:)=[1 2 5 8 9]; % ９５０−１８００Ｈｚバンド antmic(2,:)=[2 3 5 7 8]; % １８００−３６００Ｈｚバンド antmic(3,:)=[3:7]; % ３６００−８０００Ｈｚバンド % サブ・バンド・リミット周波数の定義 fmin=[950 1800 3600]; % 下方リミット fmax=[1800 3600 8000]; % 上方リミット width=fmax-fmin; % バンド幅 % 多かれ少なかれ一定の主ローブ孔に対する重み付け win=[.6;.9;1;9;.6] win2=hamming(5); no_of_pts=50; % バンドあたりのポイント数 fc=length(fr); % １に対する重み付け：超ｄｉｒアルゴリズムで既に 計算済みのｆ for band=1:3 band am=antmic(band,:); [tau0,att0]=PropModel(GeometryFile,am,FocusingPoint,1); tau0=tau0-min(tau0); ctr=0; for f=fmin(band)+width(band)/no_of_pts:width(band)/no_of_pts:fmax(band) fc=fc+1; fr(fc)=f; f % 多かれ少なかれ一定の主ローブ孔に対する重み付け smooth=1-ctr/no_of_pts; b=smooth×win1+(1-smooth)×win2; b=b/sum(b); cp=b.×exp(2i×pi×f×(tau0/SamplingFrequency)); G(fc,am)=cp.’; ctr=ctr+1; end end %%%%%%%%%% 計算 %%%%%%%%%%%%%% function G = makeG(GeometryFile,PropagationModel,FrequencyVector, SamplingFrequency,SubAntenna, IncoherentNoiseReduction, ConstraintMatrix Prefix, constraintVectorPrefix, dphi, dtheta) % % 幾何形状ファイルは伝搬モデルが伝搬周波数ベクトル（１、周波数の個数）に % 起因する遅延と減衰を演算できるようにしたアンテナの幾何形状を含むファイ % ルである。 % フィルターが演算される周波数を含む。 % サブ・アンテナ（センサーの個数、周波数の個数）は各周波数でどのセンサー % が使用されるかを表す。 % 非干渉性ノイズリダクション：最低の所要非干渉性ノイズリダクション % 制止マトリックス・プリフィックス：線形制止マトリックスを得るプリフィッ クス % 制止ベクトル・プリフィックス：線形制止ベクトルを得るプリフィックス % % Ｇ（センサーの個数、周波数の個数）；周波数領域内のフィルター [xm,ym,zm,mictype,xo,yo,zo,mcardio]=readgeo(GeometryFile); % 幾何形状の読み取り M=length(xm); % センサーの個数 G=zeros(M,length(FrequencyVector)); fc=0; pr=0:dphi:(2×pi-eps); % ｐｈｉ角度（方位角）ベクトル t=(dtheta/2):dtheta:(pi-dtheta/2+eps); % θ角度（仰角）ベクトル sr=[logspace(-7,7,800)]; % ＩＮＲに対するパラメーターを 見つけるベクトル %%%%% ｆ＝周波数ベクトルに対する周波数でフィルターを演算する for f=FrequencyVector f % 周波数表示 fc=fc+1 eval([‘global Cm’int2str(fc)]); % この周波数に対する制止マトリ ックス eval([‘global Cv’ int2str(fc)]); % この周波数に対する制止ベクトル [am,Msa]=getam(SubAntenna,fc); % この周波数に対するサブ・アンテナ r=1e4; % １０ｋｍ＝遠フィールド fac=2i×pi×f; D=zeros(Msa); %%%%% 全ての方向に対する積分 for theta=tr st=sin(theta); for phi=pr p=r×[cos(phi)×st sin(phi)×st cos(theta)]; % 遠フィールド点 [dlay(am),att(am)]=eval([PropagationModel’(GeometryFile,am,p,0)’]); att=att×r; d2=att(am).×exp(-fac×dlay(am)); D-D+d2’×d2×st; end end D=D×dphi×dtheta+eps×eye(size(D)); % 過剰条件を回避する＋ｅｐｓ×eye Cm=eval([ConstraintMatrixPrefix int2str(fc)]); Cv=eval([ConstraintVectorPrefix int2str(fc)]); %%% 十分な非干渉性ノイズリダクションを提供する方向パラメーターを見い出す ループ sc=0; INR=-Inf; while sc<=length(sr)-1 & INR<IncoherentNoiseReduction(fc) sc=sc+1; direction=sr(sc); Kic=(D-direction×eye(Msa))\Cm; b=KiC/(Cm’×KiC)×Cv; INR=10×log10(1/(b’×b)); end if sc==length(sr) b=Cm×inv(Cm’×Cm)×Cv ‘warning:Incoherent Noise Reduction impossible’ end G(am,fc)=b; % マトリックスＧで調べられる周波数に対する結果ｂを記憶 end %%%%%幾何形状の読み取り %%%%% function [xm,ym,zm,mictype,xo,yo,zo,mcardio]=readgeo(geoname) % % 関数[xm,ym,zm,mictype,xo,yo,zo,mcardio]=readgeo(geoname) % % geonameに記憶されたアンテナ幾何形状をロードする目的に使用: % % xm,ym,zm: センサー位置 % mictype: マイクロフォン形式 (‘omni’, ‘cardio’, etc) % xo,yo,zo: マイクロフォンの向き % mcardio: cardioidの場合はcardio因子 str=[‘/users/cmc/tager/geometries/’geoname]; % 完全なファイル名 fid=fopen(str); if fid<0 error(‘file not found’) end % マイクロフォン形式（０で終わるキャラクター・ストリング）を読み取る Maxlength=100; i=0; while i<Maxlength i=i+1; mictype(i)=fred(fid,1,’char’); if mictype(i)==0 break; end end micrtype=setstr(mictype(1:i-1)); % センサーの個数を読み取る M=fread(fid,1,’short’); % 位置を読み取る xm=fread(fidM,’float’)’; ym=fread(fid,M,’float’)’; zm=fread(fid,M,’float’)’; % 向きを読み取る xo=fread(fid,M,’float’)’; yo=fread(fid,M,’float’)’; zo=fread(fid,M,’float’)’; % cardio 因子を読み取る mcardio=fread(fid,M,’float’)’; fclose(fid); %%%%% 伝搬モデル %%%%% function [dlay,att]=PropModel(GeometryFile,am,p,always) % % 音波伝搬モデル % 遅延＝距離／速度 % 減衰＝センサー減衰×距離減衰 global GeometryRead xm ym zm mcardio MO % 未だ未知の場合は幾何形状を読み取る if〜exist(‘GeometryRead’)|always [xm,ym,zm,mictype,xo,yo,zo,mcardio]=readgeo(GeometryFile) MO=[xo;yo;zo]; GeometryRead=1 end tau=[];atten=[]; c=340; % 音速 M=length(xm); % センサーの個数 for m=am vec_m_p=p-[xm(m)ym(m)zm(m)]; % 音源−マイクロフォンｍベクトル dist=norm(vec_m_p); % 距離 cosangl=vec_m_p×MO(:,m)/(dist×norm(MO(:,m))); dlay(m,1)=dist/c; % 遅延 att(m,1)=(1+mcardio×cosangl)/(dist×(1+mcardio)); % 減衰 end dlay=dlay(am); att=att(am);
【図１】 本発明のアンテナの音響センサーから得られ
た出力信号を処理することを図解している図。
た出力信号を処理することを図解している図。
【図２】 本発明による第１例のアンテナの模式図。
【図３】 夫々図２のアンテナで使用されたフィルター
に関する２つの係数ダイアグラムと２個の位相差ダイア
グラムを表す。
に関する２つの係数ダイアグラムと２個の位相差ダイア
グラムを表す。
【図４】 夫々図２のアンテナで使用されたフィルター
に関する２つの係数ダイアグラムと２個の位相差ダイア
グラムを表す。
に関する２つの係数ダイアグラムと２個の位相差ダイア
グラムを表す。
【図５】 図２のアンテナのセンサーから得られた出力
信号を処理する回路の模式図。
信号を処理する回路の模式図。
【図６】 ３個の異なる仮定により得られた周波数の関
数として３個の応答曲線を模式的に表す。
数として３個の応答曲線を模式的に表す。
【図７】 本発明によるＵアンテナの第２の例示的実施
態様の模式図。
態様の模式図。
【図８】 図７のアンテナのセンサーから得られた出力
信号を処理する回路の模式図。
信号を処理する回路の模式図。
【図９】 本発明によるＰｉアンテナの第３の例示的実
施態様の模式図。
施態様の模式図。
【図１０】 本発明によるＴアンテナの第４の例示的実
施態様の模式図。
施態様の模式図。
１０ ＳＤＭＰ流れ図 １１ セット １２ セット １３ セット １４ セット １５ セット １６ セット ２１ センサー ２２ センサー ２３ 入用音響
源 ２４ ローパス・フィルター ２５ ローパス
・フィルター ２６ 合算器 ２７ アンテナ
出力信号 ２８ マイクロフォン増幅器 ２９ マイクロ
フォン増幅器 ３０ アナログ・ディジタル変換器 ３１ アナログ
・ディジタル変換器 ３２ メモリー ３３ メモリー ３４ ゲート １００ 入用源 １０１〜１１３ センサー ２００ 入用
源 ２０１〜２１３ センサー ３０１〜３０
９ センサー ３１０〜３１３ センサー Ａ１３ 増幅
器 Ｃ０１ 回路 Ｃ１３ 回路 Ｄ０１〜Ｄ１３ 直線 Ｅ 回路 Ｆ ディジタル・アナログ変換器 ＳＯＭ 加算
器
源 ２４ ローパス・フィルター ２５ ローパス
・フィルター ２６ 合算器 ２７ アンテナ
出力信号 ２８ マイクロフォン増幅器 ２９ マイクロ
フォン増幅器 ３０ アナログ・ディジタル変換器 ３１ アナログ
・ディジタル変換器 ３２ メモリー ３３ メモリー ３４ ゲート １００ 入用源 １０１〜１１３ センサー ２００ 入用
源 ２０１〜２１３ センサー ３０１〜３０
９ センサー ３１０〜３１３ センサー Ａ１３ 増幅
器 Ｃ０１ 回路 Ｃ１３ 回路 Ｄ０１〜Ｄ１３ 直線 Ｅ 回路 Ｆ ディジタル・アナログ変換器 ＳＯＭ 加算
器
Claims (11)
- 【請求項１】 複数個の音響センサーで形成されたアン
テナであって、係数に関する制約条件及び非干渉性ノイ
ズリダクションを固定する非線形制約条件にてセンサー
出力信号が超指向性類の処理を受け、これらの前記制約
条件の理論式が以下の如く表され、 【数１】 及び 【数２】 第１制約条件は全体の変換関数が純粋な遅延τであるこ
とを表し、第２制約条件は非干渉性ノイズリダクション
に対して限界が固定されていることを表すことを特徴と
するアンテナ。 - 【請求項２】 １個以上の所定方向における指向性図で
の１個以上の０の存在を表す他の制約条件に依存し、即
ち、 【数３】 ここで、C(f) は伝搬ベクトルの行列であり、p(f) は各
伝搬ベクトルに対する複合利得ベクトルであることを特
徴とする請求項１記載のアンテナ。 - 【請求項３】 前記処理が所謂超指向性／係数／位相又
はSDMP流れ図における数学的演算子で実現され、その入
力データがアンテナ幾何学及び伝搬モデル・データ、重
み付けデータ及び先に述べた制約条件に関係あるデータ
であり、その出力データが周波数領域内で音響センサー
と同程度に多数の複数個のディジタル・データの係数で
あることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のアン
テナ。 - 【請求項４】 複数個の音響センサーで形成され、近入
用源に対抗して設置されるセンサーの第１部分が第１行
内に整列されたセンサーで構成され、前記近入用源に関
連して第１行背後に設置されたその第２部分が少なくと
も第２行内に整合したセンサーで構成されることを特徴
とする請求項１乃至請求項３の各項記載のアンテナ。 - 【請求項５】 第１部分と第２部分におけるセンサーの
行の共通方向が入用音響波の平均方向を横切るようにし
たことを特徴とする請求項４記載のアンテナ。 - 【請求項６】 第１部分と第２部分におけるセンサーの
行の共通方向が入用音響波の平均方向に関連して僅かに
斜めになっていることを特徴とする請求項４記載のアン
テナ。 - 【請求項７】 第１部分のセンサーが中央センサーの周
りで対数的様式にて対称的に分布されていることを特徴
とする請求項４乃至請求項６の各項記載のアンテナ。 - 【請求項８】 第１部分のセンサーが多数のサブ・アン
テナに対して選択的に割り当てられ、各サブ・アンテナ
が所定周波数バンドと組み合っており、当該サブ・アン
テナに選択的に割り当てられたセンサーが慣用的なプロ
セスで処理される出力信号を出し、周波数バンドが連続
的であり、全体的に実際上１ｋＨｚを下回らず、各処理
が特定のフィルター処理で構成され、各特定のフィルタ
ーの出力信号が合計されることを特徴とする請求項７記
載のアンテナ。 - 【請求項９】 低周波数に対するSDMPアルゴリズム、対
数性アンテナ法による周波数バンドへの分割及び前記SD
MPアルゴリズムに従って処理されない周波数に対しての
慣用的なチャンネル形成といった全ての動作を行うフィ
ルターでフィルター処理されることを特徴とする請求項
８記載のアンテナ。 - 【請求項１０】 伝搬モデルが使用されることを特徴と
する請求項１乃至請求項９の各項記載のアンテナ。 - 【請求項１１】 伝搬性ベクトルの測定が使用されるこ
とを特徴とする請求項１乃至請求項９の各項記載のアン
テナ。
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|---|---|---|---|
| FR9711458A FR2768290B1 (fr) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | Antenne formee d'une pluralite de capteurs acoustiques |
| FR9711458 | 1997-09-10 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11146494A true JPH11146494A (ja) | 1999-05-28 |
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Family
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25518298A Expired - Lifetime JP4491081B2 (ja) | 1997-09-10 | 1998-09-09 | アンテナ |
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| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0903960B1 (ja) |
| JP (1) | JP4491081B2 (ja) |
| DE (1) | DE69819273T2 (ja) |
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| US6978159B2 (en) * | 1996-06-19 | 2005-12-20 | Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Binaural signal processing using multiple acoustic sensors and digital filtering |
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| GB0116310D0 (en) * | 2001-07-04 | 2001-08-29 | New Transducers Ltd | Contact sensitive device |
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| WO2003015459A2 (en) * | 2001-08-10 | 2003-02-20 | Rasmussen Digital Aps | Sound processing system that exhibits arbitrary gradient response |
| US6937938B2 (en) | 2002-09-04 | 2005-08-30 | Stanley A. Sansone | Method and apparatus for interferometry, spectral analysis, and three-dimensional holographic imaging of hydrocarbon accumulations and buried objects |
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