ES2232620T3 - Sistema de recepcion para antena de multiples sensores. - Google Patents

Abstract

Sistema de recepción para antena de múltiples sensores que comprende: - al menos un juego de filtros (310i), (710i, k)(i=1...N) de canal que filtran las señales Xi(t, f) recibidas por los distintos sensores de la antena, pudiendo comprender estas señales una señal útil (S1(t, f)); - un sumador ((350), (750)) que suma las señales (Vi(t, f), Vi, k(t, f), i=1..N) filtradas por los filtros de canal y que suministra una señal Y(t, f) de salida de la antena; - al menos un módulo ((320), (720)) de cálculo que recibe o bien las señales de sensores y las alinea en fase o bien las señales filtradas por los filtros de canal, estimando dicho módulo la función (W(t, f), Wk(t, f)) de transferencia de un filtro óptimo para minimizar la separación cuadrática entre la señal de salida de la antena filtrada por dicho filtro y la señal útil; caracterizado porque comprende además al menos un módulo ((330), (730)) de análisis estadístico de valores frecuenciales de la función de transferencia.

Description

Sistema de recepción para antena de múltiples sensores.

La presente invención se refiere a un sistema de recepción para una antena de múltiples sensores. Los sensores pueden ser de cualquier tipo, particularmente transductores acústicos, hidrófonos, micrófonos, antenas elementales para ondas radioeléctricas. Según el tipo de sensor considerado, la invención puede aplicarse a la toma de sonido (teleconferencia, videoconferencia, telefonía manos libres, etc.), a las imágenes biomédicas, a las imágenes o a la teledetección submarina, a las radiocomunicaciones, a la teledetección atmosférica, etc.

La figura 1 representa una antena de múltiples sensores, tal como la conocida del estado de la técnica. Una antena de este tipo está constituida por N sensores 100_{i} (i = 1,..., N) destinados a la toma de señales x_{i}(t) (i = 1, ..., N) alteradas, siendo t el índice temporal. Estas señales son filtradas por filtros 110_{i} (i = 1, ..., N) de canal cuya función es controlar varios aspectos de la antena:

- Garantizan una directividad dada a la antena (por ejemplo, apertura del lóbulo principal, ascensos de los lóbulos secundarios, rechazo en direcciones no deseadas, etc.).

- Permiten el direccionamiento de la antena en la dirección de la fuente útil.

La última etapa suministra la señal de salida de la antena y(t) mediante la suma de las señales procedentes de los filtros de canal por medio de un sumador (150). La realización de estos filtros depende particularmente de la colocación geométrica de los sensores y de la naturaleza de las señales a tratar.

Según un campo de aplicación, las antenas pueden presentar rendimientos limitados. Particularmente, la reducción de las alteraciones puede revelarse insuficiente. Esta reducción, que es un elemento característico de la eficacia de una antena, se denomina ganancia en RSR de la antena (RSR para relación señal a ruido). Con el término "ruido", se entiende en el presente documento el conjunto de las señales alteradoras que la antena está destinada a
reducir.

Con el fin de aumentar la relación señal a ruido, se conoce la realización de un filtrado posterior de la señal de salida de la antena. En la figura 2 se ilustra el principio de un filtrado posterior de este tipo.

La combinación de una antena de múltiples sensores y de un filtrado posterior fue descrita por primera vez por J.B. Allen en 1977 [Allen 77]. Esta técnica fue propuesta para derreverberar la señal de habla para la toma de sonido remota en medio reverberante. La toma de sonido se realiza mediante dos micrófonos y el tratamiento completo (estimación del filtro posterior, aplicación de los retardos y del filtrado posterior), basado en la función de coherencia, se realiza en el campo frecuencial. En 1988, R. Zelinski comprendió estas técnicas como una toma de sonido que utiliza más sensores [Zelinski 88]. En [Simmer 92a], K.U. Simmer propuso una expresión de la función de transferencia del filtro posterior según un enfoque del tipo "filtrado de Wiener". El análisis que sigue describe el conjunto de estos métodos. Una descripción más detallada aparece en [Marro 98].

Considerando el filtrado posterior ilustrado en la figura 2, en el marco de una aplicación de toma de sonido, las señales x_{i}(n) alteradas son detectadas por una antena compuesta de N micrófonos (200_{i}) = 1,..., N:

(1)x_{i}(n) = s(n - \tau_{hi}) + n_{i}(n),

\hskip0,5cm

i = 1,...,N

donde s indica la señal de habla deseada y n_{i} el ruido al nivel del sensor 200_{i}. Debido al formalismo orientado al "tratamiento digital de la señal", n representa aquí el índice temporal en tiempo discreto, t_{hi} es el retardo introducido por la propagación entre el sonido emitido por la fuente s(n) y el que llega al micrófono 200_{i}. Para realizar la puesta en fase de esta señal (es decir, el direccionamiento de la antena en la dirección de la fuente), la antena está trazada en la dirección del locutor deseado con ayuda de filtros r_{i}(n):

(2)v_{i}(n) = r_{i}(n)^{*} x_{i}(n),

\hskip0,5cm

i = 1,..., N

donde v_{i}(n) es una versión retardada de x_{i}(n). Tal como indica la figura 2, cada señal x_{i}(n) de micrófono experimenta un retardo \tau_{i} (retardo efectivamente realizado por el filtro r_{i}(n)). Las señales V_{i}(f) son una representación en el campo frecuencial de las señales v_{i}(n), indicando f la frecuencia. Esta operación se realiza por los bloques TFD (para Transformada de Fourier Discreta). El multiplicador 1/N aplicado tras la suma de los canales es un término de normalización que garantiza una ganancia unidad de la antena para la señal útil. Éste, que forma parte integrante de la antena, suministra la señal de salida Y(f) de la antena. El filtrado (260) posterior de función de transferencia W(f), estimada a partir de las señales de canal V_{i}(f) y/o de la salida de la antena Y(f) (la forma en la que W(f) se calcula se describe más adelante), se aplica a Y(f); el último bloque de síntesis permite el retorno de la señal de salida al campo temporal.

El filtro W_{opt} óptimo, cuya entrada corresponde a la salida y de la antena, se obtiene minimizando el error cuadrático medio entre la señal deseada s y estimada \hat{s}. La expresión de este filtro óptimo puede escribirse a partir de la señal s útil y del ruido \overline{n} medio a la salida de la antena [Simmer 92a]:

(3)W_{opt}(f) = \frac{\Phi_{ss}(f)}{\Phi_{ss}(f) + \Phi_{\overline{nn}}(f)}

donde \Phi_{ss}(f) y \Phi_{\overline{nn}}(ff) son las densidades espectrales de potencia de la señal útil y del ruido a la salida de la formación de canal. Esta expresión se obtiene planteando las siguientes hipótesis:

h1: la señal x_{i}(n) que llega a cada sensor está modelada por la suma de la señal útil y del ruido, según la ecuación (1).

h2: los ruidos n_{i}(n) y la señal s(n) útil están desacoplados.

h3: las densidades espectrales de potencia de los ruidos son idénticas en cada sensor (\Phi_{njnj}(f) = \Phi_{nn}(f), i = 1,..., N.

h4: los ruidos están desacoplados entre los sensores (las densidades interespectrales de potencia \Phi_{njnj}(f) son nulas para i \neq j).

h5: las señales de entrada x_{i}(n) están perfectamente en fase frente a s(n).

Las dos magnitudes \Phi_{ss}(f) y \Phi_{\overline{nn}}(f), necesarias para el cálculo de W_{opt}(f), son a priori desconocidas y la dificultad reside en su estimación. Para el conjunto de los métodos expuestos en el estado de la técnica, \Phi_{ss}(f) y \Phi_{\overline{nn}}(f) se estiman a partir de las señales recibidas en los distintos sensores. Por ejemplo, bajo la hipótesis de no correlación de los ruidos detectados por cada micrófono, la estimación de la densidad espectral de potencia (en lo sucesivo denominada dsp) de la señal útil \Phi_{ss}(f) puede realizarse a partir de densidades interespectrales de potencia (en lo sucesivo denominada dip) \Phi_{vivj}(f) de las señales i y j de micrófono en fase.

Las magnitudes espectrales \Phi_{vivi}(f) y \Phi_{vivj}(f) se escriben entonces:

(4)\Phi_{v_{i}v_{i}}(f) = \Phi_{ss}(f) + \Phi_{nn}(f)

(5)\Phi_{v_{i}v_{j}}(f) = \Phi_{ss}(f),

\hskip0,5cm

i\neqj

Un medio para estimar W_{opt}(f) consiste en utilizar una media de estas densidades espectrales e interespectrales de potencia respectivamente en el denominador y en el numerador:

(6)\hat{W}(f) = \frac{\frac{2}{N(N - 1)} \gamma \left(\sum\limits^{N-1}_{i = 1} \ \sum\limits^{N}_{j = i +1} \ \hat{\Phi}_{v_{i}v_{j}}(f)\right)}{\frac{1}{N} \ \sum\limits^{N}_{i = 1} \hat{\Phi}_{v_{i}v_{i}}(f)}

\hskip1cm

con

\;

\gamma(.) = Re(.)

\;

o

\;

\gamma(.)=l.l

La utilización del operador módulo o parte real \gamma(.) está justificada por la magnitud a estimar en el numerador,
\Phi_{ss}(f), que debe ser real y positiva. La indicación "^" indica la estimación (en el sentido estadístico) de la magnitud sobre la que se aplica.

El estimador \hat{W}(f)l_{\gamma(.)=Re(.)} fue propuesto por R. Zelinski [Zelinski 88] con una realización en el campo temporal. En [Simmer 92a], la estimación y el filtrado se realizan en el campo frecuencial. \hat{W}(f)l_{\gamma(.)=l.l} es una extensión a un número cualquiera de sensores del tratamiento con dos sensores descrita en [Allen 77]. De hecho, la ecuación (6) representa, desde un punto de vista del principio algorítmico, dos métodos de estimación del filtro de Wiener: \hat{W}(f)l_{\gamma(.)=Re(.)} y
\hat{W}(f)l_{\gamma(.)=l.l}.

Otro estimador, que utiliza la dsp de la señal de salida de antena \hat{\Phi}_{yy}(f), fue propuesta por [Simmer 92b]:

(7)\hat{W}(f) = \frac{\frac{2}{N(N-1)} \gamma \left(\sum\limits^{N-1}_{i=l} \ \sum\limits^{N}_{j=i+1} \ \hat{\Phi}_{v_{i}v_{j}}(f)\right)}{\hat{\Phi}_{yy}(f)}

Las magnitudes espectrales necesarias para la estimación del filtro W(f), en este caso \hat{\Phi}_{vivi}(f), \hat{\Phi}_{vivj}(f) y \hat{\Phi}_{yy}(f) van a estimarse a partir de las señales V_{i}(f) e Y(f). Efectivamente, en la práctica, la realización del filtro posterior, considerando un entorno real y señales de habla, necesita una estimación que garantice el seguimiento de la no estacionalidad de tales señales garantizando una calidad de estimación aceptable. En la figura, el bloque (220) corresponde a la parte del tratamiento en la que se estiman, \hat{\Phi}_{vivi}(f), \hat{\Phi}_{vivj}(f) y \hat{\Phi}_{yy}(f).

Los sistemas de recepción para una antena de múltiples sensores, tales como los descritos más arriba (utilizando o no un filtrado posterior) no permiten eliminar el ruido cuando la señal útil está ausente. Además, cuando se utiliza un filtrado posterior, el ruido (la señal alteradora), si se atenúa mediante el filtro posterior, también es distorsionado por este último. En numerosas aplicaciones y, particularmente en la de la toma de sonido, la distorsión de una señal alteradora, tal como la generada por una fuente perjudicial presente en un campo de recepción sonoro, genera un efecto particularmente molesto.

El problema general al origen de la invención es determinar si una señal útil está efectivamente presente en el campo de recepción de la antena de múltiples sensores.

Un primer problema subsidiario al origen de un modo de realización de la invención es el de la determinación de la dirección de llegada de la señal útil (cuando ésta está presente).

Un segundo problema subsidiario al origen de otro modo de realización de la invención es el de la supresión del efecto alterador cuando la señal útil se ha estimado ausente.

El problema general indicado más arriba se resuelve por el sistema de recepción, tal como se reivindica en la reivindicación 1.

El primer problema subsidiario se resuelve por el sistema de recepción tal como se reivindica en la reivindicación dependiente 8.

El segundo problema subsidiario se resuelve por el sistema de recepción tal como se reivindica en la reivindicación 13.

Generalmente, el sistema según la invención estima la presencia de una señal útil y/o la dirección de llegada de una señal útil calculando la función de transferencia de un filtro posterior óptimo (o de un juego de filtros posteriores óptimos), que el filtro posterior se aplique efectivamente a la salida de la antena o no. El análisis estadístico de los valores frecuenciales de la función de transferencia, particularmente su varianza y la tasa de ocupación de los valores frecuenciales más allá de un umbral dado, permite obtener un índice de presencia de señal útil.

Cuando se utilizan varios juegos de filtros de canal, correspondiendo cada juego a un direccionamiento de la antena en una dirección determinada, el sistema permite estimar en qué dirección se encuentra la fuente útil.

Finalmente, cuando se utiliza un filtrado posterior a la salida de la antena, se suprime el efecto molesto del filtro posterior transfiriendo la señal de salida a la entrada de un atenuador de ganancia fija, cuando el sistema llega a la conclusión de una ausencia de señal útil. Asimismo, está previsto un suavizado de ganancia entre la ganancia fija y la ganancia del filtro posterior con fines de reducir los transitorios durante la conmutación.

La invención se comprenderá mejor gracias a una descripción detallada de las siguientes figuras.

Las características de la invención anteriormente mencionadas, así como otras, aparecerán de forma más clara con la lectura de la siguiente descripción de un ejemplo de realización, realizándose dicha descripción en relación con los dibujos adjuntos, entre los que:

la figura 1 representa un esquema de principio de una antena de múltiples sensores;

la figura 2 representa un esquema de principio de una antena de múltiples sensores con filtrado posterior;

la figura 3 representa un esquema de principio de una antena de múltiples sensores asociada con un sistema de recepción con determinación de presencia de señal útil según la invención;

la figura 4 representa un esquema de principio de un sistema de recepción con determinación de presencia de señal útil y filtrado posterior según un modo de realización de la invención;

la figura 5 representa un esquema de principio del módulo de análisis estadístico y del detector de presencia de señal útil cuando se utiliza un único juego de filtros de canal;

la figura 6 representa un esquema de principio del suavizado de ganancia utilizada para la conmutación del filtro posterior;

la figura 7 representa un esquema de principio de una antena de múltiples sensores asociada a un sistema de recepción con determinación de presencia y de dirección de llegada de la señal útil según un modo de realización de la invención;

la figura 8 representa un esquema de principio de una antena de múltiples sensores asociada a un sistema de recepción con determinación de presencia y de dirección de llegada de señal útil así como filtrado posterior según un modo de realización de la invención;

la figura 9 representa un esquema de principio de los módulos de análisis estadístico y de detección de lóbulo activo cuando se utilizan varios juegos de filtros de canal;

la figura 10 representa la realización del sistema de recepción según la invención en el campo de la toma de sonido;

la figura 11 representa el detalle del bloque de tratamiento posterior de la figura 10;

la figura 12 representa el detalle del bloque de análisis estadístico y de detección de señal útil de la figura 11.

En primer lugar, conviene definir el formalismo seleccionado para describir las magnitudes que intervienen más tarde. La indicación A(t, f) representa la magnitud a en el momento t y a la frecuencia f. Esto permite describir una magnitud en el campo frecuencial, pero que varía en el tiempo. Además, el paso de una señal del campo temporal al campo frecuencial requiere un tiempo de observación. En este sentido, se entiende que A(t,f) es un valor conocido en el momento t, pero que su cálculo pudo requerir una cierta duración. A(t,f) puede ser una señal, una magnitud espectral (tal como dsp o dip), o un filtro que varía en el tiempo. De la misma manera, la indicación A(t) representa la magnitud a en el momento t, que varía con el tiempo, pero cuyas componentes frecuenciales son iguales en el tiempo de observación en cuestión. En cuanto a la indicación A(t), ésta representa la magnitud a, a la frecuencia f, y únicamente se refiere a los filtros de canal de la antena que garantizan una ponderación frecuencial, pero que permanecen fijos en el tiempo.

Por otra parte, el término "ganancia" que se utiliza en lo sucesivo en este documento engloba las nociones de amplificación (ganancia superior a 1) y de atenuación (ganancia inferior a 1).

La figura 3 representa el principio general de la invención.

Las señales de entrada de la antena X_{i}(t,f) (i=1,...,N), tomadas en los sensores (300_{i}), se filtran mediante los filtros (310_{i}) de canales, de funciones de transferencia respectivas a_{i}(f). Tal como se indica en la descripción del estado de la técnica, estos filtros fijos se realizan para garantizar un control de la directividad de la antena. Además, permiten el direccionamiento de la antena en una dirección dada. La salida de la antena Y(t,f) se proporciona por la suma de las señales V_{i}(t,f) así obtenidas.

El sistema comprende también un bloque (320) de cálculo de la función de transferencia de filtro óptimo (que sería aquella del filtro posterior, si debiera utilizarse semejante filtro a la salida de la antena) a partir de señales de canal. Las señales de canal pueden tomarse o bien directamente al nivel de los sensores (señales X_{i}(t,f)), o bien tras el filtrado de canal por los filtros (310_{i}) (señales V_{i}(t,f)). La señal de salida de la antena Y(t,f) también puede utilizarse por el bloque de cálculo para la estimación de la función de transferencia del filtro posterior. Estos modos de realización distintos están representados en la figura 3. Es importante destacar que el sistema según estos modos de realización no incluye un filtro posterior, únicamente se calcula la función de transferencia de este último.

El sistema comprende finalmente un bloque (330) de análisis estadístico de los valores W(t,f) frecuenciales en el tiempo, bloque que se describirá detalladamente más adelante y que suministra un conjunto de resultados de análisis (STAT(t)).

Aunque puede utilizarse cualquier antena del estado de la técnica, podrá utilizarse ventajosamente una realización de los filtros (310_{i}) de canal basándose en la técnica de las antenas super-directivas, teniendo en cuenta el módulo y la fase, tal como se ha descrito en la solicitud de patente EP-A-903960 a nombre del solicitante. Este método se recuerda a continuación:

Considerando un entorno compuesto de una fuente útil S_{1}(f), de una fuente S_{2}(f) perturbadora localizada coherente y de un ruido B_{i}(f) incoherente. Considerando d_{p}, la distancia entre la fuente p y el sensor i de la antena, c la velocidad de propagación. La señal X_{i}(f) observada en el sensor (300_{i}) se expresa por la relación:

(8)X_{i}(f)= \frac{S_{1}(f)}{d_{1,i}} \ e^{-j\tfrac{2\pi f}{c}d_{1,i}} + \frac{S_{2}(f)}{d_{2,i}} \ e^{-j\tfrac{2\pi f}{c}d_{2,i}} + B_{i}(f)

donde B_{i}(f) es el ruido incoherente medido en el sensor i.

Al ser lineal el tratamiento de la antena realizado, la salida Y(f) se expresa como una combinación lineal de las señales observadas en los distintos sensores:

(9)Y(f)= \sum\limits^{N}_{i=1} \ \alpha_{i}(f)X_{i}(f)

Considerando el retardo \tau_{i}, éste aplica en el sensor i, garantiza el direccionamiento de la antena en la dirección deseada. Así, e^{j2\pi f\tau}_{i} representa el término de puesta en fase de la señal útil para el sensor (300_{i}). Esto se incluye en la ponderación a_{i}(f) que está relacionada con b_{i}(f) por la relación:

(10)a_{i}(f)=b_{i}(f)e^{j2\pi f\tau}{}_{i}

Se define también un vector que caracteriza (para la fuente útil o de ruido considerada) la atenuación de las amplitudes de las señales en los elementos de la antena. Este vector está normalizado con respecto a la atenuación experimentada por la señal detectada por el sensor más cercano a la fuente dada por la expresión:

(11)a_{p,i}= \frac{min\{d_{p,i}\}}{d_{p,i}}

La ganancia de la señal útil y la ganancia de la señal perturbadora coherente son respectivamente:

(12)G_{1}(f)= \sum\limits^{N}_{i=1} \ b_{i}(f)\alpha_{1,1}

y

(13)G_{2}(f)= \sum\limits^{N}_{i=1} \ b_{i}(f)\alpha_{2,1} \ e^{j2\pi f\tfrac{d_{1,1}+d_{2,1}}{c}}

Se introduce ahora el factor Fd(f) de directividad que se calcula variando la posición de la fuente perturbadora para obtener una media de la ganancia de la señal perturbadora para todas las direcciones (\varphi y \theta representan respectivamente los ángulos de azimut y de elevación del espacio):

(14)Fd(f)=\frac{|G_{1}(f)|^{2}}{media(|G_{2}(f)|^{2})} = \frac{\sum\limits^{N}_{i=1} \ b_{i}(f)\alpha_{1.i}}{\frac{1}{4\pi} \ \int\limits_{\varphi} \int\limits_{\theta} \left| \sum\limits^{N}_{i=1} \ b_{i}( \ f)\alpha_{2.i} \ e^{j2\pi f\tfrac{d_{1.i}-d_{2.i}}{c}} \right|^{2} sin \ \theta \ d \ \varphi \ d \ \theta}

Todas las magnitudes definidas anteriormente pueden reescribirse en forma vectorial y matricial:

(15)b(f) = (b_{1}(f)...b_{N}(f))

(16)\alpha_{1}(f) = (\alpha_{1,1}...\alpha_{1,N})

(17)\alpha_{2}(f) = \left(\alpha_{2.1} \ e^{j2\pi f\tfrac{d_{1.1}-d_{2.1}}{c}} \ ... \ \alpha_{2,N} \ e^{j2\pi f\tfrac{d_{1,N}-d_{2,N}}{c}}\right)

Así, el factor Fd(t) de directividad se escribe:

(18)Fd=\frac{b(f)A(f)b^{H}(f)}{b(f)D(f)b^{H}(f)}

con

(19)A(f)=\alpha_{1}(f)\alpha^{H}{}_{1}(f)

(20)D(f)=\frac{1}{4\pi}\int\limits_{\varphi}\int\limits_{\theta} \ \alpha_{2}(f) \ \alpha^{H}_{2}(f) \ sin \ \theta \ d \ \varphi \ d \ \theta

donde la indicación ^{"H"} se refiere al funcionamiento de transposición-conjugación.

El problema conocido inherente en las antenas super-directivas es su falta de robustez. Efectivamente, pueden garantizar un factor de directividad importante, pero en detrimento de una amplificación inaceptable del ruido incoherente, cuya expresión está dada por:

(21)G_{\alpha}(f)=\frac{1}{\sum\limits^{N}_{i=1}|b_{1}(f)|^{2}} = \frac{1}{b(f)b^{H}(f)}

El método propuesto en la solicitud de patente EP-A-903960 consiste en buscar el tratamiento lineal que maximice el factor Fd(f) de directividad bajo las siguientes restricciones:

1. una restricción lineal que prohíbe cualquier distorsión de la señal útil, que se traduce matemáticamente por:

(22)| G_{1}(f) | = | b^{H}(f)\alpha_{1}(f) | = 1

2. una restricción no lineal que fija el valor mínimo de la reducción de ruido incoherente impuesto por el usuario G_{amin}(f), que se traduce matemáticamente por:

(23)b(f)b^{H}(f)< \frac{1}{G_{amin}(f)}

3. restricciones lineales suplementarias, si el usuario lo desea, así como atenuaciones fuertes en direcciones dadas, una anchura de lóbulo principal fijada, etc. Éstas son expresadas matemáticamente por:

(24)C^{H}(f)b(f)=u^{H}(f)

donde C(f) es la matriz de las restricciones y u(f) el vector de las restricciones. Cada columna de C(f) contiene un vector correspondiente a una dirección del espacio y la columna correspondiente de u(f) contiene el conjugado de la función de transferencia impuesta para esta dirección.

Por otra parte, la maximización del factor Fd(t) de directividad se obtiene minimizando el denominador de la ecuación (18). De este modo, la formulación matemática del problema es la siguiente:

(25)Min(b(f)D(f)b^{H}(f))

en

|b^{H}(f)\alpha_{1}(f)|=1

y

b(f)b^{H}(f)<\frac{1}{G_{amin}(f)}

y

C^{H}(f)b(f)=u^{H}(f)

La solución de este problema puede obtenerse mediante un algoritmo iterativo o mediante el método de los multiplicadores de Lagrange. Se obtienen así los filtros b_{i}(f) óptimos en cuanto a este problema, y por consiguiente, los filtros a_{i}(f) de canal, tal como se muestran en la figura 3, utilizando la ecuación (10).

En [Marro 98], la expresión de W(t,f) que proporciona los mejores resultados está dada por:

1

donde la indicación ^{"*"} indica la operación de conjugación. Recordemos también que \gamma(.)=Re o \gamma(.)=l.l.

La expresión de W(t,f) utilizada en la presente invención considera la atenuación experimentada por la señal útil. Se obtiene considerando que la función de transferencia W(f,t) debe ser igual a la unidad sólo cuando la señal útil está activa. La expresión propuesta es la siguiente:

2

o incluso si se utiliza la salida de la antena Y(f,t) para estimar la densidad espectral:

3

Está claro que la densidad espectral (en la ecuación (27)) y la densidad interespectral (en las ecuaciones (27) y (27')) pueden estimarse a partir de un subconjunto reducido (de cardinal M<N) de sensores. Las sumas llevan por tanto a este subconjunto.

Alternativamente, podría utilizarse la estructura de filtro posterior descrita en la solicitud de patente FR9902662 presentada el 26.2.99 por el solicitante.

La estimación de presencia de señal útil se hace a partir de un análisis estadístico de los valores frecuenciales de la función W(t,f) de transferencia.

El principio del análisis reside en la utilización de dos tipos de magnitudes estadísticas: el valor medio (expresado por una tasa de ocupación por encima de un determinado umbral) y la varianza de los valores frecuenciales de la función W(t,f) de transferencia. Efectivamente, el valor medio se aproxima al valor 1 en presencia de la señal útil y la varianza aumenta en presencia de ruido. Estas dos informaciones complementarias pueden combinarse ventajosamente para evitar falsas detecciones, particularmente de ruido.

El detalle de un modo de realización del módulo de análisis estadístico está representado en la figura 5.

La función W(t,f) de transferencia está presentada a la entrada del módulo (530). A continuación, se describirá el procedimiento relativo al cálculo de la tasa de ocupación del filtro posterior. Mediante medios (531) de extracción se extrae de W(t,f) un conjunto de frecuencias F_{ocp} fijado por el usuario. La señal así obtenida experimenta a continuación una transformación no lineal en el módulo (532) para dar una información más pertinente. Ventajosamente, se utilizará una transformación logarítmica (en decibelios):

(28)W_{T}(t,F_{ocp}) = 20Log(|W(t,F_{ocp})|)

Entre el conjunto de las frecuencias F_{ocp} así seleccionadas en W_{T}(t,F_{ocp}), se determina en el módulo (533) la tasa \tau_{ocp}(t) de frecuencias para las que W_{T}(t,F_{ocp}) sobrepasa un umbral SOC:

(29)\tau_{ocp}(t)= \frac{tamaño \ del \ espectro \ en \ F_{ocp} \ tal \ como \ W_{T} \ (t,F_{ocp}) \ > \ SOP}{tamaño \ del \ espectro \ de \ F_{ocp}}

Con respecto a la cadena de tratamiento relativa al criterio de varianza del filtro posterior, en el módulo (534) se extraen los valores W(t,f) a un conjunto de frecuencias F_{var}. En el módulo (535) se realiza una transformación no lineal. Se señalará W_{T}(t,F_{var}) estos valores transformados. A continuación se calcula la varianza de estos valores en el bloque (536).

En la figura 5 también se ilustra el detalle de un modo de realización del detector de presencia de señal útil.

El detector recibe como resultados de análisis estadístico (STAT(t)) la tasa \tau_{ocp}(t) de ocupación y la varianza
VAR(t).

El valor \tau_{ocp}(t) se compara con respecto a un umbral de ocupación STOC en un comparador (541) que suministra una información binaria OP_OA(t) de presunción de presencia de señal útil (OP_OA(t) = OP si \tau_{ocp}(t)>STOC) o la presunción de ausencia de señal útil (OP_OA(t) = OA si \tau_{ocp}(t)\leqSTOC).

Asimismo, la varianza VAR(t) de W_{T}(t, F_{var}), se compara a continuación con respecto a un umbral de varianza SVAR en un comparador (542) que suministra una información binaria VP_VA(t) de presunción de presencia de señal útil (VP_VA(t) = VP si VAR(t)<SVAR) o de presunción de ausencia de señal útil (VP_VA(t) = VA si VAR(t)\geqSVAR).

Las dos informaciones binarias de "presunción de presencia/ausencia de señal útil" OP_OA y VP_VA se inyectan a continuación en una función lógica "ET" (543) que suministra la señal binaria P_A de presencia (P) o de ausencia (A) de señal útil.

La forma en la que se calcula aquí la detección de la señal útil no es limitativa. Efectivamente, las informaciones de la tasa de ocupación y de varianzas podrían utilizarse solas. Además, pueden utilizarse otras transformaciones no lineales distintas al paso por dB (o ninguna transformación del todo).

El bloque que estima la presencia de señal útil podría suministrar del mismo modo información de probabilidad de presencia (en lugar de la información binaria) a partir del mismo análisis estadístico.

La figura 4 representa un modo de realización de la invención, cuando se efectúa un filtrado posterior. Primero se describe la estructura del sistema de recepción. Las indicaciones utilizadas son idénticas a las de la figura 3. La función de transferencia del filtro posterior es suministrada por el bloque de cálculo de filtro óptimo (420). El sistema de recepción de la figura 4 incluye además un conmutador (460) que conmuta la señal de salida de la antena Y(t,f) hacia un atenuador (462) de ganancia G_{SA} fija dada o hacia el filtro posterior (463) de función W(t,f) de transferencia. La señal resultante de uno u otro canal, Z_{l} (t,f), se aplica a un amplificador de ganancia variable (464) de ganancia G(t). El valor de la ganancia G(t) se calcula por un bloque (470) de cálculo y de suavizado de ganancia a partir del indicador de presencia de señal útil. La señal de conmutación a la salida de la antena, SP_SA(t), que controla el conmutador, resulta de la comparación del valor de ganancia con un umbral ST de conmutación en el seno de un comparador (461).

Aunque en los sistemas de recepción con filtrado posterior del estado de la técnica, el filtro posterior se aplica permanentemente a la señal de salida de la antena, lo que da como resultado, tal como ya se ha visto, no solamente no suprimir por completo la señal perjudicial sino que tampoco la distorsiona. El modo de realización de la figura 4 utiliza la indicación de presencia o de ausencia de señal útil para aplicar respectivamente el filtro posterior o una atenuación constante. Este control de la señal a la salida de la antena presenta una doble ventaja con respecto al estado de la técnica: no sólo permite elegir el nivel de la atenuación, sino también evitar la distorsión de la perturbación residual. Para garantizar la continuidad durante la comunicación de la salida de la antena Y(t,f) del filtro posterior hacia la ganancia de atenuación, está previsto un suavizado temporal de ganancia. El control de ganancia se efectúa de la siguiente manera en presencia de señal útil, la ganancia G(t) es próxima a 1, ésta se aplica a la salida de la antena en cascada con el filtro W(t,f) posterior. Cuando el sistema detecta la ausencia de la señal útil, la ganancia G(t) decrece continuamente, cuando alcanza un umbral ST dado, la salida de antena está conmutada hacia una ganancia fija dada G_{SA} dada en cascada con G(t). Al detectar la presencia de señal útil, la ganancia G(t) crece continuamente hasta el umbral ST. Superar el umbral dispara la conmutación de la salida de la antena en el otro estado.

Más precisamente, cuando el valor de G(t) supera en el sentido creciente el umbral ST (elegido entre los valores S_{min} y S_{max}) la señal SP_SA(t) de comparación orienta la señal Y(t,f) de salida de la antena hacia el filtro posterior (463). Cuando el valor de G(t) supera en el sentido decreciente el umbral ST, la señal SP_SA(t) de comparación orienta la señal Y(t,f) de salida de la antena hacia el atenuador de ganancia constante (462).

El cálculo de la función de transferencia W(t,f) es idéntico al expuesto en la descripción de la figura 3.

De la misma manera, los filtros de canal pueden realizarse según el método de optimización divulgado en el documento EP-A-903960 y ya expuesto más arriba. Sin embargo, de forma más ventajosa, los filtros de canal (410_{i}) se realizarán de manera que su funcionamiento junto con el filtro posterior W(t,f) sea óptimo. A continuación, se proponen dos métodos de optimización de los filtros de canal que tienen en cuenta el filtro posterior a la salida.

Los dos métodos tienen como objeto minimizar la perturbación de la señal útil cuando una antena se pone en cascada con un filtro posterior. Efectivamente, una optimización independiente de los dos módulos da rendimientos muy inferiores.

Considerando A_{s}(f) la función definida por:

(30)A_{s}(f) = \sum\limits^{N}_{i=1}|b_{i}(f)\alpha_{1.i}|^{2}

con las mismas indicaciones que aquellas utilizadas para la descripción de la figura 3.

La expresión (30) puede escribirse en forma matricial:

4

Para la antena, los rendimientos óptimos se obtienen maximizando el factor Fd(f) de directividad y para el filtro posterior minimizando A_{s}(f).

Primer método

Se busca el tratamiento lineal que maximiza el factor Fd(f) de directividad y que minimiza conjuntamente A_{s}(f) bajo las mismas restricciones que las fijadas por las expresiones (22), (23), (24).

Así, la formulación matemática de la optimización es la siguiente:

(32)Min(b(f)((l-\rho(f))D(f)+\rho(f)\Omega)b^{H}(f))

bajo las restricciones

|b^{H}(f)\alpha_{1}(f)| = 1

y

b(f)b^{H}(f)<\frac{1}{G_{amin}(f)}

y

C^{H}(f)b(f)=u^{H}(f)

El primer término de (32) corresponde a la maximización del factor de directividad (término que figura en el denominador de Fd(f)) y el segundo a la minimización de A_{s}(f), la ponderación \rho(f) escalar que permite otorgar importancias relativas a D(f) y \Omega según el tipo de aplicación.

De la misma manera que la indicada en la descripción de la figura 3, la solución de este problema puede obtenerse por un algoritmo iterativo o por el método de los multiplicadores de Lagrange.

De hecho, imponer un valor mínimo G_{amin}(f) a la reducción de los ruidos incoherentes conduce implícitamente a minimizar A_{s}(f). En un segundo método, se propone reemplazar la restricción no lineal en el factor de reducción de los ruidos incoherentes por una restricción lineal en el factor de directividad. Este segundo método es interesante pues permite controlar el modelo del factor de directividad en función de la frecuencia.

Segundo método

Se busca el tratamiento lineal que minimiza A_{s}(f) bajo las mismas restricciones que aquellas fijadas por las expresiones (22) y (24), siendo sustituida la restricción fijada por la expresión (23) por una restricción lineal que fija el valor mínimo del factor de directividad impuesto por el usuario, considerando Fd_{min}(f), lo que se traduce matemáticamente por la siguiente expresión:

(33)b(f)D(f)b^{H}(f)<\frac{1}{Fd_{min}(f)}

Así, la formulación matemática de la optimización es la siguiente:

(34)Min(b(f)\Omega b^{H}(f))

en

|b^{H}(f)\alpha_{1}(f)|=1

y

b(f)D(f)b^{H}(f) \ < \ \frac{1}{Fd_{min}(f)}

y

C^{H}(f)b(f)=u^{H}(f)

De la misma manera que para el primer método, la solución de este problema puede obtenerse por un algoritmo iterativo o por el método de los multiplicadores de Lagrange.

Conviene describir ahora el bloque de cálculo y de suavizado de ganancia de la figura 4. El esquema de funcionamiento del bloque se ilustra en la figura 6.

Se señala que P es el estado de presencia y A el estado de ausencia de la señal útil. Se supone que el estimador de presencia de señal útil suministra una indicación P_A(t) binaria.

La función del bloque (670) de cálculo y de suavizado de ganancia es disminuir continuamente la ganancia G(t) hacia S_{min} durante el paso del estado P al estado A y aumentar la ganancia G(t) hacia S_{max} durante el paso en sentido inverso.

La indicación P_A(t) binaria varía en el tiempo y controla la conmutación entre dos valores de ganancia S_{min} y S_{max} gracias al conmutador (671). Cuando la señal útil está presente, el valor máximo S_{max} (tal como se ha mencionado anteriormente, este valor está generalmente fijado en 1) se inyecta a la entrada común de los dos filtros (672) y (673) paso bajo. Cuando la señal útil está ausente, es el valor S_{max} máximo el que alimenta la entrada común. Para garantizar el crecimiento continuo y después el mantenimiento de G(t) al valor S_{max} durante transiciones del estado A al estado P, la señal de entrada se filtra por un filtro (672) paso bajo de constante \tau_{p} de tiempo. La elección de esta constante de tiempo condiciona el tiempo de ascensión de la señal G(t). Del mismo modo, para disminuir continuamente y mantener después G(t) al valor S_{min} durante transiciones del estado P al estado A, la señal de entrada es filtrada por un filtro paso bajo de constante \tau_{A} de tiempo, que condiciona el tiempo de descenso de G(t). Las salidas de los dos filtros paso bajo están conectadas a las entradas de un conmutador (674) que selecciona la salida del filtro paso bajo de constante \tau_{A} de tiempo si la señal útil está ausente y la salida del filtro paso bajo de constante \tau_{p} de tiempo si la señal útil está presente. La salida del conmutador (674) suministra la señal de ganancia G(t) suavizada.

A continuación, se describe un modo de realización de la invención ilustrado en la figura 7 que utiliza una pluralidad de juegos de filtros de canal y que permite estimar la dirección de llegada de una señal útil.

El sistema de recepción de la figura 7 no contiene, como anteriormente, un único juego de filtros de canales asociado con un direccionamiento de la antena en una única dirección, sino varios juegos de filtros de canal (710_{i,k})(k=1,...,K) que permiten el direccionamiento en K direcciones distintas. La magnitud k es el índice de la dirección de direccionamiento. Las señales X_{i}(t,f) de entrada de la antena, tomadas en los sensores (700_{i}) son filtradas por los juegos de filtros (710_{j.k}) de canal asociados. Estos suministran para cada canal, K señales V_{i,k}(t,f). Si la fuente útil es localizada por el sistema en la dirección de índice m, el conmutador de lóbulo selecciona las señales V_{i,m}(t,f) de canal. La salida Y(t,f) de la antena se obtiene mediante la suma de estas últimas.

Los distintos juegos de filtros (710_{j,k}) de canal de funciones de transferencia a_{i,k}(f)(k=1,...,K) pueden realizarse según una técnica super-directiva tal como se ha expuesto en la descripción de la figura 3.

Para cada dirección k, un módulo de cálculo (720_{k}) (no representado) del bloque (720) estima la función W_{k}(t,f) de transferencia de un filtro posterior. Este módulo recibe, de forma análoga a la figura 3, o bien las señales X_{i}(t,f) tomadas directamente al nivel de los sensores, o bien el juego de señales V_{i,k}(t,f)(k=1,...,K) tras el filtrado de canal por el juego de filtros (710_{i,k}). Estos dos modos de realización están representados en la figura 7.

Es importante señalar que el sistema de la figura 7 no incluye filtros posteriores, sólo se calculan las funciones W_{k}(t,f) de transferencia de estos últimos. El contenido frecuencial de cada filtro posterior está sometido a un análisis estadístico con el fin de estimar la presencia y la dirección de llegada de la señal útil. Las funciones W_{k}(t,f) de transferencia pueden calcularse según una expresión análoga a la expresión (26):

5

donde los b_{i,k}(f) corresponden a los filtros a_{i,k}(f) liberados de términos e^{j2\pi f\tau}_{i,k} de retardo, siendo \tau_{i,k} el retado aplicado al sensor (700_{i}), y correspondiente al direccionamiento asociado al índice de dirección k. Los filtros b_{i,k}(f) están por tanto relacionados a los filtros a_{i,k}(f) por la relación:

(36)a_{i,k}(f)= b_{i,k}(f))e^{j2\pi f\tau}{}_{i,k}

Para tener en cuenta la atenuación experimentada por la señal útil, es ventajoso utilizar una expresión análoga a la expresión (27):

6

donde \alpha_{l,i,k} es la atenuación en amplitud de la fuente útil en el sensor (700_{i}), asociada al índice de dirección k.

Los valores frecuenciales de las funciones W_{k}(t,f) de transferencia son transmitidos a un módulo de análisis estadístico (730) (o más precisamente a K módulos elementales (730_{k}) que funcionan en paralelo, no representados). Este último suministra resultados de análisis estadístico STAT_{k}(t) a un módulo de detección de lóbulo activo (780). Tal como se observará más adelante, STAT_{k}(t) puede ser el conjunto de K tasas de ocupación de K funciones W_{k}(t,f) de transferencia o el conjunto de K varianzas de estas mismas funciones de transferencia o incluso la unión de uno de estos dos conjuntos. El detector de lóbulo activo (780) suministra una señal L(t) que puede tomar K valores distintos, cada uno correspondiente a una dirección de recepción. El conmutador de lóbulo (790) recibe la señal L(t) que da una dirección de llegada m y selecciona el juego de señales V_{i,m}(t,f) de canales correspondiente.

El detalle del módulo de detección del módulo de análisis estadístico (730) así como del módulo de detección de lóbulo activo (780) se ilustran en la figura 9.

El módulo de análisis estadístico (930) está constituido realmente de K módulos elementales (930_{k}) idénticos al indicado con (530) en la figura 5. Por razones de simplificación, aquí sólo se ilustra la variante de realización basada en el criterio de la tasa de ocupación. Sin embargo, naturalmente, estos módulos elementales (930_{k}) pueden utilizar alternativa o conjuntamente el criterio de la varianza.

Los valores W_{k}(t,f) frecuenciales de K funciones de transferencia se aplican a los módulos elementales. Estos módulos extraen (gracias a los bloques (931_{k})) los valores W_{k}(t,F_{ocp}) a frecuencias F_{ocp} fijadas por el usuario. Los valores extraídos experimentan a continuación una transformación no lineal en (932_{k}), por ejemplo una transformación logarítmica (en decibelios, según la expresión (28)).

Entre el conjunto de los valores W_{T,k}(t,F_{ocp}) extraídos transformados, se determina en (933_{k}) la tasa \tau_{ocp,k}(t) de frecuencias para las que W_{T,k}(t,F_{ocp}) sobrepasa un umbral SOC (según la expresión (29)).

El conjunto de estos valores de tasa de ocupación así como, llegado el caso, los valores de varianza son transmitidos como resultados de análisis STAT_{k}(K=1...K) al detector de lóbulo activo (980). Los valores \tau_{ocp,k}(t) se comparan por un comparador (981) y la señal L(t) resultante toma el valor de índice de la dirección m correspondiente a la tasa de ocupación máxima:

(38)L(t) = m tal como \tau_{ocp,m}(t) = max (\tau_{ocp,k}(t))(k=1,...,K)

Tal como se ha indicado más arriba, podría haberse utilizado el criterio del mínimo de varianza o incluso una combinación del criterio del máximo de la tasa de ocupación y del mínimo de varianza (entonces habrían sido necesarios dos comparadores (981)). Cuando se selecciona el criterio del mínimo de varianza, la señal L(t) toma el valor de índice de la dirección m correspondiente al valor de varianza mínimo.

(38')L(t) = m tal como VAR_{m}(t) = min (VAR_{k}(t))(k=1,...,K)

En el modo de realización representado, el detector de lóbulo activo selecciona, gracias a un primer conmutador (982) controlado por la señal L(t), la tasa \tau_{ocp,m}(t) de ocupación. Del mismo modo, un segundo conmutador (983) controlado por la misma señal selecciona la función W_{m}(t,f) de transferencia, correspondiente a la dirección de direccionamiento m. La tasa \tau_{ocp,m}(t) de ocupación y/o la varianza VAR_{m}(t) se transmiten al detector de señal útil como resultados de análisis estadístico STAT_{m}(t).

Hay que destacar que los dos conmutadores (982) y (983) son opcionales. No estarán presentes en el caso en el que sólo está determinada la dirección de llegada (figura 7). En cambio, serán necesarios si la presencia/ausencia de señal útil debe detectarse (figura 8).

La figura 8 ilustra un modo de realización de la invención que utiliza una pluralidad de juegos de filtros de canal como en la figura 7, así como un detector de señal útil y un filtrado posterior como en la figura 4.

El detector (840) de señal útil tiene una estructura idéntica a la del bloque (540) de la figura 5 y, por tanto, su estructura no se describirá de nuevo. El valor máximo de la tasa \tau_{ocp,m}(t) de ocupación reemplaza la tasa \tau_{ocp}(t). Si esta tasa de ocupación es superior a un umbral STOC, se estima presente una señal útil. Del mismo modo, en caso de utilizar el criterio de varianza, si la varianza VAR_{m}(t) mínima es inferior a un umbral SVAR predeterminado, se estima presente una señal útil. Si se utilizan los dos criterios conjuntamente, los resultados anteriores se combinan para producir la señal P_A(t).

El detector (880) de lóbulo activo tiene la estructura del módulo (980) ya descrita con la figura 9, estando efectivamente presentes los dos conmutadores (982) y (983).

Además de la dirección m de llegada de la señal útil, el detector (880) de lóbulo activo suministra aquí igualmente al filtro posterior (863) los valores frecuenciales de la función W_{m}(t,f) de transferencia y al detector de señal útil (840) los resultados STAT_{m}(t). El resto de funcionamiento del sistema es idéntico al descrito en la figura 4.

Los distintos juegos de filtros (810_{i,k})(K=1,...,K)de canal pueden realizarse ventajosamente según uno de los dos métodos de optimización conjunta expuestos en la descripción de la figura 4, mejorando así significativamente los rendimientos en término de robustez de localización.

A continuación se describe, con ayuda de las figuras 10 a 12, una aplicación de un sistema de recepción según la invención a la toma de sonido para contextos de comunicación interactiva (teleconferencia, ordenadores individuales comunicadores, etc.). Esta aplicación pone en práctica el sistema de base sin determinar la dirección de llegada de la señal útil, es decir, en el contexto de la toma de sonido, sin localización de locutor.

Por motivos de simplificación, no se redefinirán las magnitudes definidas anteriormente (umbrales, estados de conmutación, etc.).

En la figura 10 se considera que las señales de entrada, x_{i}(n)(i=1,...,N) y a la salida z_{2}(n) son de tiempo discreto (los convertidores analógico/digital y digital/analógico no están representados). La magnitud n representa el índice temporal en tiempo discreto.

Se observa que una realización también es posible en tiempo continuo (es decir, señales y tratamientos analógicos).

El tratamiento se realiza mediante transformada de Fourier a corto plazo (o ventana temporal deslizante). Las señales de micrófono se escriben en el análisis:

(39)X_{1}(p,\omega_{q})=\sum\limits^{M-1}_{n=0}h_{\alpha} \ (-n)x_{1}(pR+n)W^{-qn}_{M}

\hskip2.5cm

q=0,..., M-1

En la síntesis, la señal se obtiene por:

(40)z_{2}(n)=\sum\limits^{p=+\alpha}_{p=-\omega} \ h_{s}(n-pR)\frac{1}{M} \ \sum\limits^{M-1}_{q=0} \ Z(p,\omega_{q})W^{q(n-pR)}_{M}

\hskip1,5cm

n=0,..., M-1

En el análisis, el paso en el campo frecuencial se realiza por transformada de Fourier discreta (TFD). En síntesis, el retorno al campo temporal se obtiene por transformada de Fourier discreta inversa (TFDI).

Para el análisis y la síntesis, la TFD y la TFDI son ventajosamente puestas en práctica mediante transformada de Fourier rápida (o FFT para Fast Fourier Transform) y transformada de Fourier inversa rápida (o IFFT para Inverse Fast Fourier Transform). El uso de la transformada en tren de ondas también es considerable.

Las indicaciones utilizadas son las siguientes:

- h_{a}(n): ventana de análisis de longitud M.

- M: longitud de la ventana de análisis (en muestras).

- h_{s}(n): ventana de síntesis de longitud M (no representada en el esquema pues la ventana elegida es rectangular).

- R: no hay desfase entre las ventanas (en muestras).

- p: índice de trama.

- Al estar dividido el eje de las frecuencias de forma uniforme, se observa la K^{esima} componente:

(41)\omega_{q}=2\pi q/M

\hskip1cm

q=0,...,M-1

y

(42)W_{M}=e^{j2\pi /M}=e^{j\omega_{1}}

La señal Y(p,\omegaq) a la salida de la antena se obtiene por el sumador (1050) que efectúa la suma de las señales de entrada previamente filtradas por los filtros de canal (1010_{j}):

(43)Y(p,\omega_{q})=\sum\limits^{N}_{t=1}\alpha_{i}(\omega_{q})X_{i}(p,\omega_{q})

En este ejemplo típico, las funciones a_{i}(\omega_{q}) de transferencia de los filtros de canal (1010_{i}) pueden obtenerse por los métodos clásicos ya conocidos o por uno de los dos métodos de optimización conjunta propuestos anteriormente.

El post-tratamiento a la salida de la antena se ha representado simbólicamente por el módulo (1060) en la figura 10. Este módulo está detallado en la figura 11. En él se encuentra además el módulo de análisis estadístico (1130) y el detector de señal útil (1140), el conmutador (1160) a la salida de la antena, el atenuador de ganancia fija (1162), el filtro posterior (1163), el amplificador de ganancia variable (1164), el módulo de cálculo y de suavizado de ganancia (1170) así como el comparador (1161) que compara el valor de ganancia con un umbral de conmutación ST.

El filtrado posterior de Y(p,\omegaq) depende del estado de la señal binaria SP_SA(p). Si SP_SA(p) = 1, (estado SP), la señal filtrada posteriormente es dada por:

(44)Z_{2}(p,\omega_{q})=Y(p,\omega_{q})W(p,\omega_{q})G(p)

En el otro caso (SP_SA(p) = 0, estado SA) se escribe:

(45)Z_{2}(p,\omega_{q})=Y(p,\omega_{q})G_{SA}G(p)

Finalmente, la señal de salida se obtiene por retorno al campo temporal según la ecuación (40).

Módulo de cálculo de la función W(p,\omega_{q}) de transferencia del filtro posterior

Este cálculo se efectúa según la expresión (26) tomando \gamma(.)=Re(.):

7

Pueden utilizarse las otras expresiones de filtro posterior del estado de la técnica. Puede utilizarse también para W(p,\omega_{q}) la expresión (27) en lugar de la expresión (26).

Para limitar el efecto de los errores de estimación, W(p,\omega_{q}) se limita a continuación en el intervalo [-1; 1] (para evitar amplificaciones no deseadas).

Es posible aplicar al filtro posterior transformaciones lineales o no lineales. Por ejemplo, puede desearse dar privilegios a ciertos valores próximos a 1 del filtro posterior y reducir más fuertemente los valores próximos a 0 (aplicación de una ponderación no lineal).

Las estimaciones de \hat{\Phi}_{vivi} (p,\omega_{q}) y de \hat{\Phi}_{vivj}(p,\omega_{q}), deben responder a un compromiso entre una estimación a largo plazo, que da una varianza débil, y una actualización rápida del filtro posterior W(p,\omega_{q}) que garantiza un seguimiento de las variaciones temporales de las señales puestas en juego en la presente aplicación. Para ello utilizamos un periodograma medio que resulta de un suavizado exponencial que garantiza este compromiso y que se calcula simplemente con ayuda de las ecuaciones recursivas siguientes:

(47)\overline{\Phi}_{v_{i}v_{i}}(p,\omega_{q})=\alpha_{\overline{\Phi}_{v_{i}v_{i}}}(p-1, \omega_{q}) + V_{i}(p,\omega_{q})V^{*}{}_{i}(p,\omega_{q})

(48)\overline{\Phi}_{v_{i}v_{j}}(p,\omega_{q})=\alpha_{\overline{\Phi}_{v_{i}v_{j}}}(p-1, \omega_{q}) + V_{i}(p,\omega_{q})V^{*}{}_{i}(p,\omega_{q})

\alpha es un número próximo a 1 que está relacionado con la constante \tau de tiempo del suavizado exponencial por:

(49)\alpha=e^{-R/(\tau Fe)}

donde Fe es la frecuencia de muestreo. Obsérvese que la suma de las ponderaciones de los dos términos del segundo miembro de las ecuaciones de las estimaciones anteriores no es igual a la unidad. Esto se explica por la expresión del filtro posterior en forma de relación que permite sobrepasar la ponderación habitual de uno de los dos términos en
(1-\alpha).

Este método de estimación por olvido exponencial (también conocido con el vocablo de estimación recursiva) no debe ser limitativo. Pueden utilizarse otros estimadores (estimador con decisión dirigida, con seguimiento de cresta, etc.)

Módulo de análisis estadístico

El módulo de análisis estadístico se representa en la figura 12.

Se extrae de W(p,\omega_{q}), gracias al módulo (1231) un conjunto de frecuencias discretas F_{ocp}. La señal W(p, F_{ocp}) así obtenida se transforma entonces en decibelios (dB) por el módulo (1232):

(50)W_{dB}(p,F_{ocp})=20Log(|W(p,F_{ocp})|)

Entre el conjunto de frecuencias F_{ocp}, la tasa \tau_{ocp}(p) de frecuencias para las que W_{dB}(p, F_{ocp}) sobrepasa un umbral SOC se calcula por el módulo (1233):

(51)\tau_{ocp}(p)=\frac{número \ de \ frecuencias \ en \ F_{ocp} \ tales \ como \ W_{dB}(p,F_{ocp})> SOC}{tamaño \ de \ F_{ocp}}

Por otra parte, se extrae en paralelo, gracias al módulo (1234), un conjunto de frecuencias discretas F_{var} a partir de W(p,\omega_{q})y se transforma en decibelios (dB) en (1235):

(52)W_{dB}(p,F_{var})=20Log(|W(p,F_{var})|)

Se calcula entonces la varianza de W_{dB}(p, F_{VAR}), es decir, VAR(p) gracias a (1236).

Detector de señal útil

El detector de señal útil está generalmente representado en la figura 12. Recibe los resultados estadísticos \tau_{ocp}(p) y VAR(p).

El valor \tau_{ocp}(p) se compara, gracias al comparador (1241), con un umbral de ocupación fijado STOC que suministra una información binaria OP_OA(p):

(53)OP_OA(p)= 1 si \tau_{ocp}(p) > STOC

(54)OP_OA(p)= 0 si \tau_{ocp}(p) \leq STOC

Por otra parte, el valor VAR(p) se compara, gracias al comparador (1242) con un umbral de varianza fijado SVAR. El resultado de esta comparación suministra información binaria VP_VA(p):

(55)VP_VA(p)= 1 si VAR(t) < SVAR

(56)VP_VA(p)= 0 si VAR(t) \geq SVAR

Las dos informaciones binarias OP_OA(p) y VP_VA(p) se presentan finalmente a una puerta lógica "ET" (1243) que suministra la señal binaria de detección de señal útil P_A(p) (respectivamente 1 y 0 para la presencia y la ausencia de señal útil):

(57)P_A(p)=OP_OA(p)"ET" VP_VA(p)

Cálculo y suavizado de la ganancia G(p)

Se recuerda que la función de suavizado de la ganancia G(p) propuesta consiste en disminuir continuamente hacia un valor fijado S_{min} la ganancia G(p) al paso del estado P (P_A(p)=1) al estado A (P_A(p)=0) de la señal de detección de señal útil P_A(p). En el caso inverso, la ganancia G(p) debe aumentar continuamente hacia un valor S_{max} que se fija en 1 (transparencia de la ganancia en presencia de la señal útil).

En este ejemplo típico, la realización utiliza el tratamiento por bloque de señales muestreadas. Se propone por tanto calcular y suavizar la ganancia G(p), tal como se ha descrito en la figura 6 a partir de un filtrado recursivo condicionado por el estado de P_A(p):

(58)G(p)=\beta_{p}G(p-1)+(1-\beta_{p})S_{max}

\hskip0,5cm

si

\hskip0,5cm

P_A(p)=1

(59)G(p)=\beta_{A}G(p-1)+(1-\beta_{A})S_{min}

\hskip0,5cm

si

\hskip0,5cm

P_A(p)=0

Las magnitudes \beta_{p} y \beta_{A} están relacionadas a las constantes de tiempo \tau_{p} y \tau_{A} por las relaciones:

(60)\beta_{p}=e^{-R/(\tau_{p}Fe)}

(61)\beta_{A}=e^{-R/(\tau_{A}Fe)}

Conmutación de salida de antena SP_SA(p)

La conmutación de salida de antena SP_SA(p) para aplicar a \gamma(p,\omega_{q}) un filtrado según las expresiones (44) ó (45) está determinada a partir de la ganancia G(p) suavizada en comparación con un umbral ST fijado:

(62)SP_SA(p)= 1 si G(p) > ST

(63)SP_SA(p)= 0 si G(p) \leq ST

Referencias bibliográficas

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[Simmer 92b] K.U. Simmer, A. Wasiljeff, "Adaptive microphone arrays for noise suppression in the frequency domain", Proc. of the Sec. Cost 229 Work. on Adapt. Algorith. in Com., pp. 185-194, Burdeos, Francia, 1992.

[Zelinski 88] R. Zelinski, "A microphone array with adaptive post-filtering for noise reduction in reverberant rooms" Proc. ICASSP-88, pp. 2578-2581, Nueva York, EE.UU., 1988.

Claims (18)

1. Sistema de recepción para antena de múltiples sensores que comprende:

- al menos un juego de filtros (310_{i}), (710_{i,k})(i=1...N) de canal que filtran las señales X_{i}(t,f) recibidas por los distintos sensores de la antena, pudiendo comprender estas señales una señal útil (S_{1}(t,f));

- un sumador ((350), (750)) que suma las señales (V_{i}(t,f), V_{i,k}(t,f), i=1..N) filtradas por los filtros de canal y que suministra una señal Y(t,f) de salida de la antena;

- al menos un módulo ((320), (720)) de cálculo que recibe o bien las señales de sensores y las alinea en fase o bien las señales filtradas por los filtros de canal, estimando dicho módulo la función (W(t,f), W_{k}(t,f)) de transferencia de un filtro óptimo para minimizar la separación cuadrática entre la señal de salida de la antena filtrada por dicho filtro y la señal útil;

caracterizado porque comprende además al menos un módulo ((330), (730)) de análisis estadístico de valores frecuenciales de la función de transferencia.

2. Sistema de recepción según la reivindicación 1, caracterizado porque el módulo de cálculo recibe las señales V_{i}(t,f) y estima la función de transferencia del filtro óptimo por la fórmula:

8

donde b_{i}(f)=a_{i}(f)e^{-j2\pi f\tau i} es la función de transferencia del filtro i de canal liberado del término de puesta en fase,

\alpha_{l,i} es un factor de ponderación que tiene en cuenta la atenuación de la señal útil que llega a los distintos sensores

donde \Phi_{vivj}(t,f) es la densidad interespectral de las señales V_{i}(t,f)

\Phi_{vivj}(t,f) es la densidad espectral de las señales V_{i}(t,f) y

\gamma(.)=Re(.) o l.l

3. Sistema de recepción según la reivindicación 1, caracterizado porque el módulo de cálculo recibe las señales X_{i}(t,f) y estima la función de transferencia del filtro óptimo por la fórmula:

9

donde \Phi_{vivj}(t,f) es la densidad interespectral de las señales X_{i}(t,f)

\Phi_{vivj}(t,f) es la densidad espectral de las señales X_{i}(t,f) y

\gamma(.)=Re(.) o l.l

4. Sistema de recepción según una de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque el módulo de análisis estadístico comprende:

- un primer medio ((531), (532), (533), (931_{k}), (932_{k}), (933_{k})) de cálculo de la tasa de ocupación de los valores frecuenciales de la función ((W(t,f)) de transferencia del filtro óptimo por encima de un primer valor de umbral (SOC);

y/o

- un segundo medio ((534), (535), (536), (934_{k}), (935_{k}), (936_{k})) de cálculo de la varianza (VAR(t)) de los valores frecuenciales de la función (W(t,f)) de transferencia y

suministra dicha tasa de ocupación y dicha varianza como resultados (STAT(t), STAT_{k}(t)) de análisis estadístico.

5. Sistema de recepción según la reivindicación 1 ó 4, que sólo comprende un juego de filtros de canal, caracterizado porque el módulo (320) de cálculo recibe las señales V_{i}(t,f) así como la señal Y(t,f) de salida de la antena y estima la función de transferencia del filtro óptimo por la fórmula:

10

donde b_{i}(f)=a_{i}(f)e^{-j2\pi f\tau i} es la función de transferencia del filtro y de canal liberado del término de puesta en fase,

\alpha_{l,i} es un factor de ponderación que tiene en cuenta la atenuación de la señal útil que llega a los distintos sensores;

\Phi_{vivj}(t,f) es la densidad interespectral de las señales V_{i}(t,f);

\Psi_{\gamma\gamma}(t,f) es la densidad espectral de la señal Y(t,f);

\gamma(.)=Re(.) o l.l

6. Sistema de recepción según una de las reivindicaciones anteriores, que sólo comprende un juego de filtro de canal, caracterizado porque comprende un detector de presencia de señal útil (340) que recibe los resultados (STAT(t)) del módulo de análisis estadístico y que suministra un indicador de presencia/ausencia de señal útil (P_A(t)).

7. Sistema de recepción según las reivindicaciones 4 y 6, caracterizado porque el detector de presencia de señal útil comprende un tercer comparador (541) que compara la tasa de ocupación con una tasa mínima (STOC) y/o un cuarto comparador (542) que compara la varianza con un valor crítico (SVAR), indicando la señal P_A(t) la presencia de una señal útil si la tasa de ocupación sobrepasa la tasa mínima y/o la varianza es inferior al valor crítico o bien según una combinación de estos dos criterios.

8. Sistema de recepción según una de las reivindicaciones 1 a 4, que incluye K juegos de filtros ((710_{i,k}),i=1..N, k=1..K) de canales con K>1, correspondiendo cada juego a una formación de haz en una dirección distinta, K módulos (720) de cálculo de función (W_{k}(t,f)) de transferencia de filtro óptimo asociados con K juegos de filtros de canal, K módulos (730) de análisis estadístico de los valores frecuenciales de K funciones (W_{k}(t,f), k=1..K) de transferencia, caracterizado porque comprende un módulo (780) de determinación de dirección de llegada m \in (1..K) de la señal a partir de los resultados (STAT_{k}(t)) de K módulos de análisis estadístico.

9. Sistema de recepción según las reivindicaciones 4 y 8, caracterizado porque el módulo de determinación de la dirección de llegada m \in (1..K) recibe K módulos de análisis estadístico, las tasas (\tau_{ocp,k}(t)) de ocupación respectivas de los valores frecuenciales de las distintas funciones (W_{k}(t,f)) de transferencia de filtro óptimo por encima de un primer valor de umbral (SOC) y/o las varianzas respectivas ((VAR_{k}(t)) de los valores frecuenciales de funciones
(W_{k}(t,f)) de transferencia de filtro óptimo;

comprendiendo el módulo de determinación un quinto comparador (981) que compara dichas tasas de ocupación y/o un sistema (984) comparador que compara dichas varianzas y que selecciona la dirección que suministra la tasa de ocupación más elevada y/o la varianza más débil o bien que hace funcionar la selección de la dirección según una combinación de estos dos criterios.

10. Sistema de recepción según la reivindicación 8 ó 9, que comprende un conmutador ((790), (890)) que recibe las señales filtradas por los K juegos de filtros de canal, que seleccionan aquellos procedentes del juego correspondiente a la dirección de llegada m suministrada por el módulo de determinación de la dirección de llegada y que aplica las señales seleccionadas al sumador ((750),(850)).

11. Sistema de recepción según las reivindicaciones 9 y 10, caracterizado porque comprende además un detector de presencia de señal útil (840) que recibe del módulo de determinación de la dirección de llegada (880) la tasa (\tau_{ocp,m}(t)) de ocupación más elevada y/o la varianza ((VAR_{k}(t)) más débil, comprendiendo el detector de presencia de la señal útil un tercer comparador (541) que compara dicha tasa de ocupación con una tasa mínima y un cuarto comparador (542) que compara dicha varianza con un valor crítico y que suministra un indicador de presencia/ausencia de señal útil (P_A(t)) que indica una presencia de señal útil cuando la tasa de ocupación más elevada sobrepasa la tasa mínima (STOC) y/o la varianza más débil es inferior al valor crítico (SVAR) o bien según una combinación de estos dos criterios.

12. Sistema de recepción según la reivindicación 10 u 11, caracterizado porque el módulo de determinación de dirección de llegada (880) recibe las funciones W_{k}(t,f) de transferencia de filtro óptimo y selecciona la función
W_{m}(t,f) de transferencia.

13. Sistema de recepción según la reivindicación 7 ó 12, caracterizado porque comprende además:

un filtro ((463),(863)) posterior cuya función de transferencia es la del filtro óptimo, W(t,f), o en caso de pluralidad de módulos de cálculo la del filtro óptimo, W_{m}(t,f);

un atenuador ((462), (862)) de ganancia (G_{SA})constante;

un conmutador ((460),(860)) que aplica la señal Y(t,f) de salida de la antena o bien al filtro posterior o bien al atenuador en función de una señal (SP_SA(t)) de conmutación.

14. Sistema de recepción según la reivindicación 13, caracterizado porque comprende además:

un amplificador ((464),(864)) de ganancia variable cuya entrada está conectada a la salida común del filtro posterior y del atenuador de ganancia constante,

un generador ((470),(870)) de ganancia variable que recibe el indicador de presencia/ausencia de señal útil y que suministra a la entrada de ganancia del amplificador de ganancia variable una señal de ganancia G(t)suavizada;

un comparador ((461),(861)) que compara la señal de ganancia G(t) suavizada con un umbral (ST) y cuya salida suministra la señal de conmutación (SP_SA(t)).

15. Sistema de recepción según la reivindicación 14, caracterizado porque el generador de ganancia variable comprende un filtro paso bajo de constante de tiempo conmutable, y que

cuando el indicador indica una presencia, un primer valor S_{max} se aplica a su entrada y se selecciona una primera constante de tiempo;

cuando el indicador indica una ausencia, un segundo valor S_{min} se aplica a su entrada y se selecciona una segunda constante de tiempo.

16. Sistema de recepción según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque los filtros de canal están optimizados para maximizar el factor de directividad definido por:

11

donde b_{i}(f)=a_{i}(f)e^{-j2\pi f\tau i} es la función de transferencia del filtro i de canal liberado del término de puesta en fase;

\alpha_{1,i} y \alpha_{2,i} son factores de ponderación que tienen en cuenta la atenuación respectiva de la señal S_{1}(t,f) útil y de una señal parásita que llega a los distintos sensores C_{1} tras distancias d_{1,i} y d_{2,i} respectivas.

17. Sistema de recepción según la reivindicación 16, caracterizado porque el factor de directividad se maximiza minimizando la expresión b(f)D(f)b^{H}(f) donde b(f) es el vector (b_{i}(f)) y

D(f)=1/4 \pi \int\int |\alpha_{2} (f) \alpha_{2}{}^{H} \ (f) \ sin \theta \ d\varphi \ d\theta

bajo las restricciones lb^{H}(f)\alpha_{1}(f)l=1 y b(f)b^{H}(f)<1/G_{min}(f)

siendo \alpha_{1} y \alpha_{2} los vectores (\alpha_{1,i}) y (\alpha_{2,i}) respectivamente

fijando G_{min}(f) el valor mínimo de reducción de ruido incoherente.

18. Sistema de recepción según una de las reivindicaciones 13 a 15, caracterizado porque los filtros de canal y el filtro posterior se optimizan conjuntamente minimizando una combinación lineal de la expresión b(f)D(f)b^{H}(f) donde b(f) es el vector (b_{i}(f)) y D(f)= 1/4 \pi \int\int \alpha_{2}(t) \alpha_{2}^{H}(f) sin\theta d\varphi d\theta.