JP4974262B2 - マルチセンサアンテナ用受信システム - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチセンサアンテナ用受信システムに関するものである。こうしたセンサは、任意のすなわち音響変換器や、水中マイクロホンや、マイクロホンや、無線アンテナ素子からなる。考慮するセンサの種類によって、本発明は、集音（通信会議，テレビ会議，フリー・ハンド電話通話等）、生物医学上の映像、海底映像或いは遠隔検出，無線通信，遠隔大気検出等に適用可能である。
【０００２】
【従来の技術】
図１は、従来技術のマルチセンサアンテナ受信機の概略図である。このアンテナはN個のセンサ100_i（i=1…N）から構成され、妨害信号ｘ_i(t)（ここでi=1…Nで、tは時間である）を検出する。このアンテナ・システムの幾つかの特徴を観察するために、これらの信号は、チャンネルフィルタ110_i（ここでi=1…N）により濾波される。すなわちその特徴とは、次の点である。
・アンテナが特別な指向性を示すことを確実にする（メインローブの開口度、第２ローブの大きさ、望ましくない方向における排除等）。
・所望する信号の方向へアンテナを向けることができる。
【０００３】
最終段では、加算器150を使用して各チャンネルフィルタからの信号を加算することにより、アンテナ信号y(t)を出力する。特にこれらのフィルタの設計は、検出器アレイの構造と、処理すべき信号の種類に依存している。
【０００４】
既知の適用例では、このアンテナの性能は平凡なものである。特に、妨害波の削減が不十分である。この削減はアンテナ効果の一つの特徴であり、アンテナのSN（雑音に対する信号）利得により表される。ここでの「雑音」と言う言葉は、アンテナが低減しなければならない妨害信号の集合を示す。
【０００５】
雑音に対する信号比を増加するために、アンテナ出力信号の後にフィルタをかけること（ポストフィルタ）が知られている。図２に、そのようなフィルタの動作原理を示す。
【０００６】
マルチセンサアンテナとポストフィルタリングとの組み合わせは、1977年にジェー．ビー．アレン氏（アレン97： ジェー．ビー．アレン， ディー．エイ．バークレイ， ジェイ．ブロウエート各氏による「音声信号から残響を取り除くためのマルチマイクロホン信号処理技法」，"J.Acoust.Soc.Am,"の第62巻，４番，912〜915頁，1977年刊行）によって最初に記述された。この技術は、干渉媒体の中で遠隔音を検出する場合に、音声信号から残響を除去することを説明している。遠隔音は二つのマイクロホンにより集音され、コヒーレンス関数に基づく完全な処理（ポストフィルタを推定し、遅延を適用してポストフィルタリングを行なう）が、周波数領域において実行される。1988年にアール．ゼリンスキー氏（ゼリンスキー88：アール．ゼリンスキー氏による「残響室内の雑音低減に適応するポストフィルタリング（post-filtering）を備えたマイクロホンアレイ」，"Proc. ICASSP-88"，2578〜2581頁，米国ニューヨーク，1988年刊行）は、これらの技術を拡張し、より多くのセンサを使用して音を録音した。ケー．ユー．シマー氏（シマー92a：ケー．ユー．シマー， エイ．ワシリーエフ各氏による「周波数領域におけるノイズ抑制に適合したマイクロホンアレイ」，"Proc. of the Sec. Cost 229 Work. on Adapt. Algotrith. In Com."，184〜185頁，フランス国ボルドー，1992年刊行）は、ウィナーフィルタ法に基づくポストフィルタの伝達関数を提案した。次の解析で上記の方法を説明しよう。さらに詳細な説明は、（マロ98： シー．マロ， ワイ．マヒュー，ケイ．ユー．シマー各氏による「ポストフィルタリングを備えたマイクロホンアレイに基づくノイズ低減および残響除去分析，IEEE，音声および音響処理会報，第6巻，3番，240〜259頁，1988年5月）に記載されている。
【０００７】
図２で説明するポストフィルタは音響検出に関係があると仮定すると、雑音信号ｘ_i(n)は、I=1…NからなるN個のマイクロホン(200_I)により構成されるアンテナによって受信され、次の数式のように表わされる。
【０００８】
【数１３】

【０００９】
ここでi=1…Nであり、sは所望音声信号、そしてn_iはピックアップ200_iにおける雑音レベルである。デジタル信号処理の形式によって、この場合のnは離散時間係数を表し、τ_hiは音源s(n)からの音響とマイクロホン200_iに到達する音響との間の伝播により生じる遅延時間である。さらにこの信号の位相を再度ずらすために（例えば、アンテナを音源の方向に向ける）、フィルタr_i(n)によりこのアンテナを所望する発信体の方向に向ける。
【００１０】
【数１４】

【００１１】
ここでi=1…Nであり、v_i(n)は遅延した雑音信号x_i(n)である。図２に示すように、各マイクロホン信号x_i(n)は、遅延時間τ_iの影響を受ける（この遅延は、フィルタr_i(n)により生じる）。信号V_i(f)は周波数領域における信号vi(n)を表し、ここでのfは周波数を示している。この動作は、DFT（離散フーリエ変換）部を使用して行われる。チャンネル加算器の後に適用される乗算器1/Nは、アンテナ利得が所望信号に対して１であることを確実する正規化係数である。この利得は、アンテナにとって不可欠な部分であり、出力信号Y(f)を提供する。チャンネル信号V_i(f)および／またはアンテナ出力Y(f)から推定される伝達関数W(f)を備えたポストフィルタ260が、出力信号Y(f)に適用される（W(f)の計算方法は後で説明する）。最後の合成部は、出力信号を時間領域に逆変換するものである。
【００１２】
アンテナ出力yに対応する入力を有する最適フィルタW_optは、所望信号sと推定信号s'との間の平均二乗誤差を最小にすることにより得られる。この最適フィルタは、アンテナ出力における所望信号sと平均雑音[n]aveの項で記述される（前記シマー92aを参照）。
【００１３】
【数１５】

【００１４】
ここで、Φ_ss(f)とΦ_[nn]ave(f)（数式中の添え字の上にある−は平均値を示し、本文中の_[nn]aveと同じ意味を有する）は、それぞれチャンネル構造の出力での所望信号のスペクトルパワー密度と、雑音のスペクトルパワー密度を示している。この結果は、以下の仮定から得られる。
Ａ1：各センサへ入射する信号x_i(n)は、上記数１３に示すように所望信号に雑音が加えられた合計値としてモデル化される。
Ａ2：雑音n_i(n)と所望信号s(n)は、相関性が無い。
Ａ3：雑音スペクトルパワー密度は、各センサにおいて同じである、すなわちi=1…Nとすると、Φ_ninj(f)=Φ_nn(f)である。
Ａ4：各センサの雑音は、相関性が無い（相互スペクトルパワー密度Φ_ninj(f)は、i≠jの場合ゼロである）。
Ａ５：入力信号x_i(n)は、完全にs(n)と同相にリセットされる。
【００１５】
先験的に、最適フィルタW_optを計算するのに必要な二つの値Φ_ss(f)とΦ_nn(f)は未知数であり、それらの値を推定するのは困難である。最新技術で知られている方法においては、Φ_ss(f)とΦ_nn(f)は、種々のセンサへ入射する信号に基づき推定される。実際には、各マイクロホンにより検出される信号は相互の関係が無いものと仮定すると、所望信号のスペクトルパワー密度（以後、SPDとする）Φ_ss(f)の推定値は、同相にリセットされたマイクロホン信号iとjの相互スペクトル（interspectral）パワー密度（以後、IPDとする）Φ_vivj(f)を推定することで得られる。
【００１６】
その場合には、スペクトルの大きさΦ_vivi(f)とΦ_vivj(f)は次の式で表される。
【００１７】
【数１６】

【００１８】
【数１７】

【００１９】
最適フィルタW_optを推定する一つの方法は、次の式から、分母と分子各々において、これらのスペクトルパワー密度と相互スペクトルパワー密度の平均値を利用することである。
【００２０】
【数１８】

【００２１】
ここで、γ(.)=Re(.)またはγ(.)=|.|を意味する。
【００２２】
モジュール演算子として実数部分γ(.)を利用することは、分子Φ_ss(f)において推定されるべき大きさが、実数で正の値でなければならないために、妥当なものである。数式中にある記号＾は、特別な値の（統計的）推定であることを意味し、本文中は便宜的に’で表わす。
【００２３】
推定値W'(f)|γ_(.)=Re(.)は、アール・ゼリンスキー氏（ゼリンスキー88参照）により時間領域で使用されるべきであると提案された。（シマー92a）の文献では、周波数領域において、推定と濾波が実行されることを指摘している。W'(f)|γ_(.)=|.|は、任意の数のセンサに対するアレン氏（アレン77参照）により記述された２センサ処理の拡張子である。実際に、アルゴリズム的に考慮される場合、前記数１８がウィナーフィルタを使用する二つの推定方法、すなわちW'(f)|γ_(.)=Re(.)と、W'(f)|γ_(.)=|.|を示している。
【００２４】
アンテナ出力信号Φ'_yy(f)のSPDを使用する別な推定値が、シマー氏（シマー92a参照）により提案された。すなわち、以下の数式にて表わせる。
【００２５】
【数１９】

【００２６】
フィルタW(f)を推定するのに必要なスペクトルの大きさ、すなわちこの場合のΦ'_vivi(f)，Φ'_vivj(f)そしてΦ'_yy(f)は、信号V_i(f)とY(f)とから推定されねばならない。実際、許容できる推定品質を保証するとはいえ、実際の環境下において音声信号とポストフィルタを使用することは、そのような信号の非静的特性を確実に監視するための推定を必要とする。この図において、ブロック220は、Φ'_vivi(f)，Φ'_vivj(f)そしてΦ'_yy(f)が推定される場合の処理フェーズに対応する。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
上述のようなマルチセンサアンテナ用受信システムは、ポストフィルタを使うか否かに拘らず、所望信号が無い場合は雑音除去を行なわない。さらに、ポストフィルタを使用する場合、雑音（すなわち妨害信号）がポストフィルタにより減衰される場合は、このポストフィルタによってさらに歪みを起こす。多くの適用例において、特に音響集音の場合、音響受信領域内の妨害源により発生するような妨害信号を歪ませることは、とりわけ面倒な結果を生じる。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本発明により解決されるべき基本的な課題とは、所望信号が実際にマルチセンサアンテナの受信領域に存在するかどうかを確認することである。
【００２９】
本発明における実施例の基本的な目標に対する第一の付随的課題は、受信領域における総ての所望信号の入射、すなわち到来信号の方向を決定することにある。
【００３０】
本発明における別の実施例に対する基本的な第二の付随的課題は、所望信号が無いと判断される場合に、妨害効果を除去することにある。
【００３１】
上記の全体的な課題は、種々のアンテナセンサで受信され、所望信号（S ₁ (t,f)）を含む可能性のある信号（X _i (t,f)）を濾波する少なくとも一組のチャンネルフィルタ（310 _i ，710 _i,k ；但し、i=1…N）と、前記チャンネルフィルタにより濾波された信号（V _i (t,f)，V _i,k (t,f)；但し、i=1…N）を加算してアンテナ出力信号（Y(t,f)）を出力する加算器（350，750）と、前記アンテナセンサの各信号を受信してそれらの信号の位相を同相にするか、或いは前記チャンネルフィルタにより濾波された信号を受信し、前記フィルタにより濾波されたアンテナ出力信号と前記所望信号との間の二乗差を最小にするように、最適フィルタ伝達関数（W(t,f)，W _k (t,f)）を推定する少なくとも一個の計算モジュール（320，720）とからなるマルチセンサアンテナ用受信システムにおいて、前記伝達関数の周波数値に対する少なくとも一個の統計的分析モジュール（330，730）をさらに備え、前記統計的分析モジュールは、以下の各統計値、すなわち、伝達関数の各周波数値の占有率と伝達関数の各周波数値の分散値の少なくとも１つを提供するように配置され、前記各統計値の少なくとも１つから所望信号の存在と不在が決定されることを特徴とする請求項１で請求する受信システムにより解決される。
【００３２】
第一の付随的課題は、従属請求項８で請求する受信システムにより解決される。
【００３３】
第二の付随的課題は、請求項１３で請求する受信システムにより解決される。
【００３４】
全体的にみて、本発明のシステムは、アンテナ出力にポストフィルタが与えられることに関係なく、最適なポストフィルタの（或いは、最適な一組のポストフィルタの）伝達関数を計算することより、所望信号の存在および／または所望信号の入射を推定するものである。伝達関数の周波数値の統計的分析、特にその偏差と、周波数値が所定の閾値を超えた値で占められる割合とにより、所望信号に関する存在の手掛かり（index）を導き出すことができる。
【００３５】
各々の組が一つの与えられた方向にアンテナを向けるのに対応した数組のチャンネルフィルタが使用される場合、このシステムは、所望信号源がどの方向に位置するのかを推定することができる。
【００３６】
最後に、アンテナ出力にてポストフィルタリングが行われる際に、所望信号が存在しないとシステムが決定した場合は、出力信号を固定利得減衰器の入力へ切換えることにより、このポストフィルタにおける逆効果が排除される。
【００３７】
さらに、固定利得とポストフィルタ利得との間で利得を平滑化することが、切換え中の過渡現象を減少させるために与えられる。
【００３８】
本発明を、添付図面を包括的に検討することによって、以下に記述される。
【００３９】
他の特徴と共に上記に引用した本発明の特徴を、以下の実施例の説明と共に、添付図面と関連して説明する。
【発明の実施形態】
最初に、各種の値を説明する記号を定義しなくてはならない。さて、記号A(t,f)は、時間tと周波数fにおける値「a」を示す。この記号は、時間が変化する間の周波数領域における値を説明するために使用される。また、信号が時間領域から周波数領域へ通過する場合、観測の間隔を必要とする。この意味において、記号A(t,f)は、その計算に際し一定の時間間隔を必要とするが、時間tにおける既知の値である。記号A(t,f)は、また信号でもよいし、または（SPD或いはIPDのような）スペクトルの大きさでもよいし、或いは時間で変化するフィルタでもよい。同様に、記号A(t)は時間tにおける時間的変化値「a」を表すものであるが、適切な観測時間中の総ての周波数成分は同一である。記号A(f)は、周波数fにおける値「a」を表し、周波数の観点で重み付けを行なうが時間は固定されているアンテナ・チャンネルフィルタにだけ関係する。
【００４０】
一方、以後使用される「利得」という表現は、増幅（１より大きい利得）と減衰（１未満の利得）の両方を包含する。
【００４１】
図３は、本発明の全体原理の説明図である。
【００４２】
センサ300_iにより検出されたアンテナ入力信号X_i(t,f)（但し、i=1...N）は、それぞれ伝達関数a_i(f)を有するチャンネルフィルタ310_iにより濾波される。従来技術の検討においてすでに指摘したように、これらの固定フィルタは、アンテナの指向性を制御するのに設計されている。また、これらの固定フィルタは、アンテナを所定の方向に向けるのを可能にする。アンテナ出力Y(t,f)は、固定フィルタで導かれた信号V_i(t,f)を合計することにより得られる。
【００４３】
また、このシステムは、各チャンネル信号に基づいて最適なフィルタ伝達関数（例えば、アンテナ出力でポストフィルタが使用されるならば、そうしたポストフィルタの伝達関数）を計算するブロック320を備えている。チャンネル信号は、（X_i(t,f)信号を出力する）センサ若しくは、（V_i(t,f)信号を出力する）フィルタ310_iによる後段チャンネルフィルタのいずれかで、直接的に検出することができる。さらにアンテナ出力信号Y(t,f)は、ポストフィルタの伝達関数を推定する計算ブロックにより使用される。図３は、こうした様々の形態を示している。これらの実施例のシステムは、ポストフィルタを含まず、このポストフィルタの伝達関数が計算されるのみであることを念頭に置くべきである。
【００４４】
このシステムはさらに、時間に依存する周波数値W(t,f)用の統計的分析ブロック330を有する。このブロックを下記でさらに包括的に説明するとともに、このブロックは一組の統計的分析結果STAT(t)を導く。
【００４５】
本出願人が欧州特許公開903，960号公報に記述しているような、従来技術におけるあらゆるアンテナが使用できたとしても、チャンネルフィルタ310_i（これは、モジュールと位相を考慮に入れた超指向性アンテナの技術に基づいている）を有する実施例が有益に使用される。この研究の概要を、下記に説明する。
【００４６】
所望信号源S_l(f)と、局部的に存在するコヒ−レント妨害源S₂(f)および非コヒ−レント雑音Ｂ(f)から構成される周囲環境を仮定した場合、d_p,iを信号源pとアンテナセンサiの距離とし、cを伝播速度とする。すると、センサ300_iで検出される信号源X_i(f)は、次の関係式により与えられる。
【００４７】
【数２０】

【００４８】
ここで、B_i(f)は、センサiで計測される非コヒ−レント雑音である。
【００４９】
アンテナの処理が線形であるとすると、出力Y(f)は種々のセンサで検出される信号を線形的に組み合わせたものとなる。
【００５０】
【数２１】

【００５１】
τ_iをセンサiに適用する遅延時間とし、所望の方向にアンテナを向けたとする。その場合、exp(2πfτ_i)は、センサ300_iに関する所望信号の位相リセットを表す。この位相リセットは、次の関係によりｂ_i(f)に関連する重み付けa_i(f)に含まれる。
【００５２】
【数２２】

【００５３】
このような手法と共に、考慮された下での所望信号或いは検討中の雑音に関して、アンテナ要素における信号振幅の減衰を説明するために、あるベクトルが定義される。このベクトルは、信号源に最も近いセンサで検出された信号が受ける減衰に関して、下記に示す式により正規化される。
【００５４】
【数２３】

【００５５】
所望信号の利得Ｇ₁(f)とコヒーレント妨害信号の利得Ｇ₂(f)は夫々、次の数式にて示される。
【００５６】
【数２４】

【００５７】
【数２５】

【００５８】
指向性因子Fd(f)は、総ての方向に対する妨害信号の利得の平均値を得るように、妨害信号源の位置を変化することで次のように計算される。
【００５９】
【数２６】

【００６０】
ここで、φとθは空間における方位角と仰角をそれぞれ表す。
【００６１】
上記に定義された総ての値は、ベクトルおよびマトリックス形式で次の数式のように書き換えることができる
【００６２】
【数２７】

【００６３】
【数２８】

【００６４】
【数２９】

【００６５】
従って、前記指向性因子Fd(f)は次のように書き直すことができる。
【００６６】
【数３０】

【００６７】
但し、上の数式におけるA(f)とD(f)は、次の通りである。
【００６８】
【数３１】

【００６９】
【数３２】

【００７０】
また記号^Hは、共役転置を表す。
【００７１】
すでに知られている従来の超指向性アンテナの問題は、安定性の欠如である。超指向性アンテナは、次の数式で表すことができる非コヒーレント雑音を、許容できない程度に増幅する不利益を顧みず、大きな指向性因数を示している。
【００７２】
【数３３】

【００７３】
欧州特許公開第903,960号公報で提案された方法は、次に示す制限の下で指向性因子Fd(f)を最大化する線形処理を見つけることで構成されている。
【００７４】
１．所望信号におけるいかなる歪をも禁止する線形制約。これは、数式で以下のように表される。
【００７５】
【数３４】

【００７６】
２．非コヒーレント雑音の最小低減値を固定にすると共に、使用者により適用される非線形制約。最小低減値G_amin(f)は、数式で以下のように表される。
【００７７】
【数３５】

【００７８】
３．例えば所定の方向における大きな減衰、固定されたメインローブ幅等の、使用者により所望される付加線形制約。これらは、数式で以下のように表される。
【００７９】
【数３６】

【００８０】
上記数式において、C(f)は制約行列、u(f)は制約ベクトルである（C，uの各文字は太字）。制約行列C(f)の各列は、空間内のある方向に対応したベクトルを含んでおり、対応するu(f)の列は、この方向により要求される伝達関数の共役値を含んでいる。
【００８１】
一方、指向性因子Fd(f)は、数３０の分母を最小にすることで最大になる。従ってその数式は、次に示すようになる。
【００８２】
【数３７】

【００８３】
この問題は、反復法のアルゴリズムによるか、またはラグランジュ乗数を使用して解くことができる。こうした手法によれば、この問題の意味する最適フィルタb_i(f)が得られ、数式１５を利用する図３に説明したチャンネルフィルタα_i(f)が得られる。
【００８４】
マロ氏（マロ98参照）は、伝達関数W(t,f)の式を、最良の結果が得られる下記の式で表現している。
【００８５】
【数３８】

【００８６】
ここで、*は共役演算子を示す。γ(.)=Re(.)或いはγ(.)=|.|であることを念頭に置くべきである。
【００８７】
本例で使用するW(t,f)の式は、所望信号により受ける減衰を考慮に入れている。この式は、所望信号だけが発生している時に、伝達関数W(t,f)が１でなければならないことを考慮して導かれる。次の式を提案する。
【００８８】
【数３９】

【００８９】
さもなければ、仮にスペクトル密度を推定するためにアンテナ出力Y(t,f)が使用されるならば、代わりに次式を提案する。
【００９０】
【数４０】

ここで、Ψ_YY(t,f)は、前記アンテナ出力信号Y(t,f)のスペクトル密度である。
【００９１】
減少したセンサのサブセット（部分集合）（基数Mは、M＞Nである）に基づいて、スペクトル密度（数式３２）とスペクトル間密度（数式３２および数式３３）が推定できることは、明らかである。
【００９２】
もう一つの方法として、出願人が1999年2月26日に出願したフランス国特許出願99−02662号に記述されるポストフィルタを使用できる。
【００９３】
所望信号の存在が、伝達関数W(t,f)の周波数値の統計的分析に基づいて推定される。
【００９４】
この分析の原理は、二つの型の統計値を使用することに依存している。すなわち、平均値（所定の閾値以上の占有率として提示される）と伝達関数W(t,f)の周波数値の分散値である。所望信号が存在すると平均値は１に近づき、分散値は雑音の存在で増加する。これら二つの情報の相補的要素は、特に雑音に関しての読み誤りを回避するために、組み合わせることが有益である。
【００９５】
図５は、統計的分析モジュールの実施例の詳細を示す。
【００９６】
伝達関数W(t,f)は、モジュール530の入力において示されている。最初にポストフィルタ占有率の計算を説明する。取出し手段531を使用して、使用者が決定する周波数F_ocpが伝達関数W(t,f)から取り出される。その結果得られる信号は、それからモジュール532において非線形に変換され、より適正な情報を入手する。有益なことは、次の数式のように（dBに）対数変換を行なうことである。
【００９７】
【数４１】

【００９８】
このようにしてW(t,F_ocp)に保持される一組の周波数F_ocpの中で、モジュール533は、W_T(t,F_ocp)が閾値OCTを超える周波数τ_ocpの割合を確かめる。
【００９９】
【数４２】

【０１００】
ポストフィルタ分散値を基準とする一連の処理において、一組の周波数F_varに対する伝達関数W(t,f)の値が、モジュール534において取り出される。非線形変換は、モジュール535において実行される。これらの変換値は、W_T(t,F_var)として示される。さらに、これらの値の分散値が、ブロック536で計算される。
【０１０１】
図５はまた、信号存在検出器の実施例の詳細を説明するものである。
【０１０２】
統計的分析結果STAT(t)は、占有率τ_ocpと分散値VAR(t)の形式で、前記検出器へ供給される。
【０１０３】
２値情報OP_OA(t)を導き出す比較器541において、占有値τ_ocp(t)は占有率閾値STOCと比較される。この２値情報OP_OA(t)は、所望信号の存在が推定される場合、すなわちτ_ocp(t)＞STOCの場合はOP_OA(t)＝OPとなり、所望信号の不在が推定される場合、すなわちτ_ocp(t)＜STOCの場合は、OP_OA(t)＝OAとなる。
【０１０４】
同様に、２値情報VP_VA(t)を導き出す比較器542において、W_T(t,F_var)の分散値VAR(t)は分散値の閾値SVARと比較される。この２値情報VP_VA(t)は、所望信号が存在すると推定される場合、すなわちVAR(t)＜SVARである場合はVP_VA(t)＝VPとなり、所望信号が不在と推定される場合、すなわちVAR(t)＞SVAである場合はVP_VA(t)=VAとなる。
【０１０５】
所望信号の存在と不在の推定を示す二つの２値データ、すなわちOP_OAとVP_VAは、所望信号の存在Pまたは不在Aを示す２値信号P_Aを出力するAND論理関数543へ次に供給される。
【０１０６】
信号検出が計算される方法は、ここでは限定しない。占有率と分散値の情報は、各々単独で使用されてもよい。さらに、dBへの変換以外の非線形変換部を使用したり、全く変換を行なわない無変換部を使用してもよい。
【０１０７】
所望信号の存在を推定するブロックはまた、同じ統計的分析に基づく２値情報の代わりに、所望信号存在の可能性に関する情報の提供が可能である。
【０１０８】
図４は、ポストフィルタリングが実行される場合の本発明の実施例を示している。先ず、受信システムの設計について検討する。使用される記号は、図３に関連するものと同一である。ポストフィルタの伝達関数は、最適フィルタを計算するブロック420により提供される。図４の受信システムは、アンテナ出力信号Y(t,f)を、固定利得G_SAを持つ減衰器462または伝達関数W(t,f)を有するポストフィルタ463に切り換えるスイッチ460をさらに備えている。減衰器462またはポストフィルタ463の一方のチャンネルから生じる信号すなわちZ_l(t,f)は、利得G(t)を持つ可変利得増幅器464へ供給される。この利得G(t)の大きさは、所望信号の存在を指示することに基づく計算と利得平滑化のため使用されるブロック470により計算される。アンテナ出力における切換え信号、すなわち、前記スイッチを駆動するSP_SA(t)は、その利得値G(t)を比較器461内部の切換え閾値STと比較した結果である。
【０１０９】
従来技術のポストフィルタリング受信システムにおいては、ポストフィルタが永久的にアンテナ出力信号へ印加され、その結果として、またはすでに上記で検討したように、妨害信号を完全に削除することが不可能になり、しかも妨害信号が歪むこともあるが、図４の実施例では、ポストフィルタ或いは一定の減衰を個々に適用するために、所望信号の存在または不在の指示を利用する。このアンテナ出力信号の監視により、従来技術に対し二つの長所が生じる、すなわち本発明は、減衰レベルを選定できるばかりでなく、残留する妨害成分の歪みを回避することが可能である。利得の時間平滑化は、アンテナ出力Y(t,f)をポストフィルタから減衰器の利得へ切り換える場合、連続性を確保するために設けられる。利得監視は以下のごとく実行される。所望信号が存在する場合、利得G(t)はほぼ１であり、ポストフィルタW(t,f)と縦列接続のアンテナ出力に供給される。このシステムが所望信号の不在を検出すると、利得G(t)は連続的に減少し続け、所定の閾値STに達すると、アンテナ出力は、G(t)と縦列接続した所定の固定利得G_SAに切り換えられる。所望信号が検出されると、利得G(t)は閾値STに達するまで連続的に増加し続ける。閾値を交差する毎に、アンテナの出力は切り換えられて他の状態へと移行する。
【０１１０】
さらに具体的には、G(t)値が、（値S_minと値S_maxとの間で選定された）閾値STを上方へ向かって超えると、比較信号SP_SA(t)は、アンテナ出力信号Y(t,f)をポストフィルタ463へ向かわせる。G(t)値が閾値STを下方へ向かって通過すると、比較信号SP_SA(t)は、アンテナ出力信号Y(t,f)を一定利得減衰器462へ向かわせる。
【０１１１】
伝達関数W(t,f)は、図３に関連して検討したものと同様な方法で計算される。
【０１１２】
さらにチャンネルフィルタは、欧州特許公開第903,960号公報で開示されおり、またすでに上記で検討した最適化方法に従がって設計できる。しかしこのチャンネルフィルタ410_iは、ポストフィルタW(t,f)が最適になる結合した動作が行われるように設計されることが有益である。ここでポストフィルタ出力に関する二つのチャンネルフィルタ最適化方法を、以下に検討する。
【０１１３】
これらの二つの方法の目的は、アンテナがポストフィルタと縦列接続される場合、所望信号における妨害を最小にすることである。この二つのモジュールを互いに独立に最適化することは、実際に本質的な性能低下を招くことになる。
【０１１４】
【数４３】

【０１１５】
ここでの記号は、図３で使用されているものと同じである。
【０１１６】
上記数４３はまた、次の数式のようにマトリクス（行列）形式に置き換えることもできる。
【０１１７】
【数４４】

【０１１８】
アンテナに関して、最適性能は、指向性系数Fd(f)を最大化することにより達成され、ポストフィルタに関しては、最適性能は、A_s(f)を最小化することにより達成される。
【０１１９】
［第一の方法］
数３４，数３５および数３６により設定されるのと同様な制約の下で、指向性系数Fd(f)を最大にし、これに結合してA_s(f)を最小にする線形処理が決定される。この最適化の数式は、下記のように表わせる。
【０１２０】
【数４５】

【０１２１】
数４５の一番目の項は、指向性係数（Fd(f)の分母）の最大化に対応し、二番目の項は、A_s(f)の最小化に対応し、スカラー重み付けρ(f)は特別な適用によりD(f)とΩに関連する重みを割り当てる。
【０１２２】
図３の説明で指摘したのと同様な方法で、この問題に対する解法は、反復アルゴリズムまたはラグランジュ乗数を使用して得られる。
【０１２３】
実際には、非コヒーレント雑音を低減する際の最小値G_amin(f)を制限することにより、A_s(f)は自然に最小となる。本発明の第二の方法では、指向性因子を線形制限することにより、非コヒーレント雑音低減因子の非直線制限を置き換える。この第二の方法は、周波数の関数として指向性因子の大きさを制御できるので、重要である。
【０１２４】
［第二の方法］
A_s(f)を最小にする線形処理は、数３４および数３６で述べたものと同様な制約を守ることにより求められ、その場合数３５により決められた制約は、利用者が与える指向性因子の最小値Fd_min(f)を設定する線形制約により置き換えられて求められ、次式に示すように表される。
【０１２５】
【数４６】

【０１２６】
従がって、数学的に表すと次のようになる。
【０１２７】
【数４７】

【０１２８】
第一の方法と同様の手法で、この問題の解法は、反復アルゴリズムまたはラグランジュ乗数を使用して得られる。
【０１２９】
次に、図４の利得計算と利得平滑用のブロックを説明する。動作は図６により明らかにされる。
【０１３０】
Pは所望信号の存在を示し、Aは所望信号の不在を示すものとする。所望信号存在推定器は、２値の出力P_A(t)を出すと仮定する。
【０１３１】
状態Pから状態Aへ通過する場合、利得の計算および平滑用ブロック670の関数は、継続的に利得G(t)をS_minに向けて減少させ、他の経路を通過する場合は、利得G(t)を値S_maxに向けて増加させる。
【０１３２】
２値の出力P_A(t)が時間に合わせて変化し、二つの利得値S_min，S_maxの間でスイッチ671を駆動する。所望信号が存在する場合、上記ですでに検討した最大値S_maxは一般的に１であり、二つの低域通過フィルタ672，673の共通入力へ供給される。所望する信号が存在しない場合、前記共通入力へ供給されるのは、最小値S_minである。２値出力が状態Aから状態Pへ移行する場合、利得G(t)の値を継続的に増加させて最大値S_maxに確実に維持させるために、その入力信号は時定数τ_pを有する低域通過フィルタにより濾波される。この時定数τpの選択は、信号G(t)の立ち上がり時間を決定するものである。同様に、状態Pから状態Aへ通過する場合、利得G(t)を継続的に減少させて最小値S_minに維持させるために、入力信号は、G(t)の立ち下がり時間を決定する時定数τ_Aを有する低域フィルタにより濾波される。二つの低域通過フィルタの出力はスイッチ674の入力に接続され、このスイッチ674は所望信号が不在ならば時定数τ_Aを有する低域通過フィルタの出力を選択し、所望信号が存在するならば時定数τ_pを有する低域通過フィルタの出力を選択する。スイッチ674の出力は平滑化された信号利得G(t)を供給する。
【０１３３】
次に説明する図７に示す実施例では、所望信号の入射を推定する複数組のチャンネルフィルタを使用する。
【０１３４】
上述の実施例とは異なり、図７の受信システムは、アンテナを単一方向に向けることに関連した単一組のチャンネルフィルタを含んでいない。その代わりに、複数組のチャンネルフィルタ710_i,kを有し（但し、k＝1…K）、様々な方向Kに向けることができる。この値Kは、方向インデクス（添字）である。センサ700_iからのアンテナ入力信号X_i(t,f)は、フィルタ710_i,kにより濾波される。このフィルタは、各チャンネルに対してK個の信号V_i,k(t,f)を導く。所望信号源が、インデクスmの方向にあるようなシステムの近くに位置していれば、次にローブ・スイッチはチャンネル信号V_i,m(t,f)を選択する。アンテナ出力Y(t,f)は、チャンネル信号を合計することにより得られる。
【０１３５】
伝達関数a_i,k(f)（但し、k＝1…K）を有するチャンネルフィルタ710_i,kの各組は、図３に関連してすでに検討した超指向性アンテナ技術により動作することができる。
【０１３６】
ブロック720の計算モジュール720_k（図示せず）は、各方向kに対して、ポストフィルタの伝達関数W_k(t,f)を推定する。図３に関連するものと同様の手法で、一組のフィルタ710_i,kによるチャンネル濾波の後に続いて、前記モジュールは、センサから直接的に信号X_i(t,f)を受け取るか、さもなければ一組の信号V_i,k(t,f)（但し、k＝1...K）のどちらかを受け取る。これら二つの実施例を、図７に示す。
【０１３７】
図７のシステムはポストフィルタが無く、そのようなポストフィルタの伝達関数W_k(t,f)のみが計算されることに注目すべきである。各ポストフィルタの周波数成分は、所望信号の存在と入射を推定するために、統計的分析を受ける。伝達関数W_k(t,f)は、数３８と類似する次の方程式により計算することができる。
【０１３８】
【数４８】

【０１３９】
ここでb_i,k(f)は、遅延項exp(j2πfτ_i,k),τ_i,kがセンサ700に供給されるフィルタa_i,k(f)に対応すると共に、方向インデクスkに関連する照準に対応する。従ってフィルタb_i,k(f)は、フィルタa_i,k(f)と次の数式に示すような関係を有する。
【０１４０】
【数４９】

【０１４１】
所望信号の減衰を考慮に入れるために、方程式32と類似の方程式を使用するのが有益である、すなわち
【０１４２】
【数５０】

【０１４３】
ここにでα_1,i,kは、方向指数kに関連して、センサ700_iにおける所望信号源の振幅減衰を示している。
【０１４４】
伝達関数W_k(t,f)の周波数値は、統計的分析モジュール730へ伝送される（より具体的には、図示しない並列で動作するK個の基本モジュール730_kへ伝送される）。前記モジュールは、統計的分析結果STAT_k(t)をアクティブ・ローブ検出モジュール780へ供給する。下記で検討するように、STAT_k(t)は、K個の伝達関数W_k(t,f)におけるK個の占有率の一組か、これらの同じ伝達関数におけるK個の分散値の一組か、さもなければこれら二組の組み合わせとすることができる。アクティブ・ローブ検出器780は、一個の受信方向にそれぞれ対応したK個の識別可能な値を推定できる信号L(t)を導く。ローブ・スイッチ790は、入射mを示す信号L(t)を受信し、それに対応するチャンネル信号V_i,m(t,f)の組を選定する。
【０１４５】
統計的分析モジュール730に含まれる検出モジュールと、アクティブ・ローブ検出モジュール780の詳細を図９に示す。
【０１４６】
統計的分析モジュール930は、図５に示した符号530のものと同一のK個の基本モジュール930_kを有する。簡潔に記載するために、占有率の基準に基づく分散値の実施例のみをここに示す。当然これらの基本モジュール930_kは、それぞれ単独あるいは連携して、分散値の基準を使用できる。
【０１４７】
K個の伝達関数における周波数値W_k(t,f)は、基本モジュールに供給される。これらのモジュールは、ブロック931_kにより使用者が設定する周波数F_ocpにおけるW_k(t,F_ocp)を取り出す。取り出された値は、ブロック932_kにおいて例えば対数変換（数４１で述べたdB変換）のように非線形変換される。
【０１４８】
取り出されて変換された一組の値W_T,k(t,F_ocp)から、W_T,k(t,F_ocp)が閾値OCT（数４２による）を超える周波数τ_ocp(t)の比率が、ブロック933_kにおいて決定される。
【０１４９】
アクティブ・ローブの分散値を必要とする占有率のこれら一組の値は、統計的分析結果STAT_k（但し、k=1…N）として、アクティブ・ローブ検出器980へ供給される。値τ_ocp(t)は比較器981により比較され、その結果として得られる信号L(t)は、次の数式に示すように（但し、k=1…N）、最大占有率に対応する方向mのインデクス値を表わす。
【０１５０】
【数５１】

【０１５１】
上述したように、最小分散値の判断基準を利用できるか、或いは、最大占有率と最小分散値との判断基準の組み合わせが利用できる。この組み合わせを利用する場合は、二個の比較器981が必要とされる。最小分散値の基準が選択される場合、信号L(t)は、次の数式に示すように（但し、k=1…N）、最小分散値に対応する方向mのインデクス値を表わす。
【０１５２】
【数５２】

【０１５３】
ここで説明した実施例では、第一のスイッチ982が信号L(t)により駆動される結果、アクティブ・ローブ検出器は占有率τ_ocp,m(t)を選択する。同様に、同じ信号で駆動される第二のスイッチ983は、照準方向mに対応した伝達関数W_m(t,f)を選択する。占有率τ_ocp,m(t)および／または分散値VAR_m(t)は、統計的分析結果STAT_m(t)の形式で所望信号検出器へ供給される。
【０１５４】
二つのスイッチ982，983は、任意に設けられることを理解されたい。これらのスイッチは、図７に示すように入射を単に決定する場合は必要としない。一方、図８に示すように所望信号の存在／不在の検出が必要な場合は、これらのスイッチは必要となる。
【０１５５】
図８は、図７に示すような複数組のチャンネルフィルタと、図４に示すような所望信号検出器およびポストフィルタとを使用する本発明の実施例の説明図である。
【０１５６】
所望信号検出器840の構成は、図５のブロック540の構成と同一であるため、その詳細説明は繰り返さない。占有率の最大値τ_ocp,m(t)が占有率τ_ocp(t)から置き換わる。この占有率最大値τ_ocp,m(t)が閾値STOCを超える場合は、所望信号が存在すると判断される。同様に、分散値の判断基準を利用する場合、最小分散値VAR_m(t)が予め決められた閾値SVAR未満である場合は、所望信号が存在すると判断される。二つの判断基準を組み合わせて利用される場合は、信号P_A(t)を発生させるために、それより前の結果が組み合わされる。
【０１５７】
アクティブ・ローブ検出器880は、二つのスイッチ982と983が存在する図９に関連してすでに述べたモジュール980と同様の設計を有する。
【０１５８】
所望信号の入射mの他に、この場合のアクティブ・ローブ検出器880は、伝達関数W_m(t,f)の周波数値をポストフィルタ863へ入力し、所望信号検出器840へ統計的分析結果STAT_m(t)を入力する。残りのシステム動作は、図４に関連して説明した動作と同じである。
【０１５９】
種々の組からなるチャンネルフィルタ810_i,k（但し、k=1…N）は、図４に関連して記述した二つの結合最適方法の一つに従がい実行するのが有益であり、これにより位置決め性能を本質的に改善する。
【０１６０】
本発明における受信システムの応用例を、双方向伝達音響検出（テレビ会議、個々のコンピュータ通信等）について、図１０から図１２に関連して以下説明する。この応用例は、所望信号の入射を決定しない、すなわち音響検出に関してスピーカーの位置決めを必要としない基本システムを実行する。
【０１６１】
簡略化のために、上記定義された各値は再度定義しない（閾値やスイッチの状態等）。
【０１６２】
入力信号x_i,(n)（但し、i=1…N）と出力信号z₂(n)は、離散時間に存在する（アナログ／デジタル変換器およびデジタル／アナログ変換器は、図示しない）ことを、図１０に関して仮定する。値「n」は、離散時間インデクスを表わす。
【０１６３】
この動作はまた、連続時間で行なえることも理解されたい（すなわち、アナログ信号およびアナログ処理）。
【０１６４】
ここでの処理は、短時間フーリエ変換（或いは、スライディング・タイム・ウインドウ）によって実行される。分析すると、マイクロホン信号は次の数式のように書き表せる。
【０１６５】
【数５３】

【０１６６】
但し、上の数式において、q＝0…(M−1)である。合成すると、出力信号は次の数式のように導かれる。
【０１６７】
【数５４】

【０１６８】
但し、上の数式において、n=0…(M−1)である。
【０１６９】
分析に際しては、離散フーリエ変換（DFT）が周波数領域への変換に利用される。合成に際しては、時間領域に戻るために逆離散フーリエ変換（IDFT）が実施される。
【０１７０】
分析と合成のため、DFTとIDFTは、高速フーリエ変換（FFT）と逆高速フーリエ変換（IFFT）により実行されるのが有益である。ウエーブレット変換もまた使用できる。上の各数式においては、次の記号が使用される。
・h_a(n)：長さMの分析ウインドウ（窓）
・M：（サンプリング内における）分析ウインドウの長さ・h_s(n)：長さMの合成ウインドウ（選択されるウインドウは長方形のため図示せず）
・R：（サンプリング内における）ウインドウシフトのピッチ・p：フレームインデクス・その後のk番目の成分に関し、周波数軸は一様にデジタル化される。
【０１７１】
【数５５】

【０１７２】
但し、上の数式において、q=0…(M−1)である。
【０１７３】
【数５６】

【０１７４】
アンテナ出力信号Y(p,ω_q)は、チャンネルフィルタ1010_iによりすでに濾波された入力信号を加算する加算器1050により導かれる。
【０１７５】
【数５７】

【０１７６】
この代表的な実施例において、チャンネルフィルタ1010_iの伝達関数a_i(ω_q)は従来の方法で導かれるか、または上記に提案した二つの合成最適方法の一つにより導かれる。
【０１７７】
アンテナ出力における後処理は、図１０に記号で示されるモジュール1060により行なわれる。このモジュールを図１１で詳細に示す。図１１は、統計的分析モジュール1130と所望信号検出器1140の他に、アンテナ出力におけるスイッチ1160と、固定利得減衰器1162と、ポストフィルタ1163と、可変利得増幅器1164と、計算及び平滑化モジュール1170と、利得値をスイッチング閾値STと比較する比較器1161とを備えている。
【０１７８】
ポストフィルタリングY(p,ω_q)は、２値信号SP_SA(p)の状態に依存する。SA_SA(p)=1（すなわちSPの状態）の場合、ポストフィルタ化された信号は次式で表される。
【０１７９】
【数５８】

【０１８０】
一方、SP_SA(p)＝0で状態SAの場合は、次式で表される。
【０１８１】
【数５９】

【０１８２】
最後に、出力信号は数５４による方法で時間領域に戻ることにより導かれる。
【０１８３】
［ポストフィルタの伝達関数W(p,ω_q)の計算］
この計算は、γ(.)=Re(.)と置くことにより数３８を使用して実行される。
【０１８４】
【数６０】

【０１８５】
他の従来のポストフィルタによる計算数式もまた使用可能である。この手法では、W(p,ω_q)を求めるために、数３８の代わりに数３９を使用できる。
【０１８６】
推定の誤りを制限するために、W(p,ω_q,)は間隔［−1；1］の間に挟まれ、不必要な増幅を避ける。
【０１８７】
線形変換または非線形変換が、ポストフィルタに適用される。具体的には、１に近い値の幾つかのポストフィルタ値に優先権が与えられ、０に近い値のポストフィルタ値はより大きく減衰させられる（非線形重み付け）。
【０１８８】
分散値を低くする長時間の推定と、本実施例に含まれる信号の時間分散をもたらすポストフィルタW(p,ω_q)の迅速な更新動作との間の交換を含む推定値Φ'_vivi(p,ω_q)，Φ'_vivj(p,ωq)が後に続く（数式中にある記号＾は、本文中の'を意味する）。
【０１８９】
この目的のために、前記交換を提供するための指数平滑法から得られると共に、次に示す帰納的方程式を使用して容易に計算できる平均化ペリオドグラムを使用する。
【０１９０】
【数６１】

【０１９１】
【数６２】

【０１９２】
上記数式において、αは１に近い数で、これは次の式による指数平滑の時定数τに関連する。
【０１９３】
【数６３】

【０１９４】
ここで、Feはサンプリング率である。上述の各推定方程式において、第２の部分の二つの項における重み付けの合計は、１に等しくない。その理由は、ポストフィルタは、この二つの項の一つについての従来の重み付けが、(1−α)により除去される比率の形式で提示されるからである。
【０１９５】
指数的時間重み付け（帰納的推定としても知られている）を使用するこの推定法は、必ずしも限定はされない。方向決定推定やピーク追跡推定などの、他の推定を利用することもできる。
【０１９６】
［統計的分析モジュール］
図12は、統計的分析モジュールを示す。
【０１９７】
モジュール1231は、W(p,ω_q)から一組の離散周波数F_copを取り出す。このように導かれた信号W(p,F_cop)は、次にモジュール1232によりデシベル（dB）に変換される。
【０１９８】
【数６４】

【０１９９】
一組の周波数F_copの中で、W_dB(p,F_cop)が閾値OCTを超える周波数τ_cop(p)の割合が、モジュール1233により次の数式にて計算される。
【０２００】
【数６５】

【０２０１】
一方、モジュール1234は、W(p,ω_q)から一組の離散周波数F_varを平行して取り出し、その一組の離散周波数はモジュール1235において、下記の数式の通りデシベル（dB）に変換れる。
【０２０２】
【数６６】

【０２０３】
その上で、W_dB(p,F_var)の分散値、すなわちVAR(p)が、モジュール1236を利用して計算される。
【０２０４】
［所望信号検出器］
さらに図１２は、所望信号検出器を示している。この検出器は、統計的な各結果τ_copとVAR(p)を受け取る。
【０２０５】
値τ_copは、比較器1241により一定の占有閾値STOCと比較され、次の各数式に示すように、比較器1241から２値信号OP_OA(p)を出力する。
【０２０６】
【数６７】

【０２０７】
【数６８】

【０２０８】
その一方で比較器1242は、VAR(p)の値を一定の分散値閾値SVARと比較する。この比較の結果、次の各数式に示すような２値信号VP_VA(p)が得られる。
【０２０９】
【数６９】

【０２１０】
【数７０】

【０２１１】
この二つの２値信号OP_OA(p)とVP_VA(p)は、最終的にAND論理ゲート1243へ供給され、このAND論理ゲート1243は次の数式に示すように、所望信号の存在と不在に対してそれぞれ１と０の所望信号検出を示す２値信号P_A(p)を出力する。
【０２１２】
【数７１】

【０２１３】
［利得G(p)の計算と平滑化］
提案した利得G(p)の平滑化関数は、所望信号P_A(p)が状態P（P_A(p)=1）から状態A（P_A(p)=0）へ移行するときに検出された場合、一定値S_minに向けて利得G(p)を連続的に減少させる。逆の場合、利得G(p)は、この場合１（所望信号が存在する場合の利得透過性）に設定される値S_maxに向けて連続的に増加する。
【０２１４】
この典型的な例において、標本化された信号ブロックによる処理が実施される。これは次の各数式に示すように、P_A(p)の状態により決定される再帰濾波に基づき、図６に関連して説明した手法で、利得G(p)が計算され平滑化される。
【０２１５】
【数７２】

【０２１６】
【数７３】

【０２１７】
β_Pとβ_Aとの大きさは、次の数式の関係により時定数τ_Pとτ_Aに関連する。
【０２１８】
【数７４】

【０２１９】
【数７５】

【０２２０】
［アンテナ出力SP_SA(p)の切換え］
数５８または数５９に基づくフィルタリングをY(p,ω_q,)に適用するためのアンテナ出力SP_SA(p)の切換え動作は、一定の閾値STとの比較により平滑化された利得G(p)を基にして、以下の数式のように決定される。
【０２２１】
【数７６】

【０２２２】
【数７７】

【図面の簡単な説明】
【図１】 マルチセンサアンテナの機能ブロック図である。
【図２】 ポストフィルタを備えたマルチセンサアンテナの機能ブロック図である。
【図３】 受信システムを接続したマルチセンサアンテナの機能ブロック図であり、所望信号の存在が本発明の方法により決定される。
【図４】 本発明の実施例において、所望信号の決定を行なうと共に、ポストフィルタを実行する受信システムの機能ブロック図である。
【図５】 単一組のチャンネルフィルタを使用する際の統計的分析モジュールと所望信号検出器の機能ブロック図である。
【図６】 ポストフィルタ切換えに関連する利得平滑化を説明する機能ブロック図である。
【図７】 本発明の一設計例に基づき、所望信号の存在と入射を含む受信システムに接続されたマルチセンサアンテナの機能ブロック図である。
【図８】 本発明の一実施例に基づき、受信システムに接続され、所望信号の存在と入射を決定し、ポストフィルタを有するマルチセンサアンテナの機能ブロック図である。
【図９】 数組のチャンネルフィルタが使用される場合の、統計的分析モジュールとアクティブ・ローブ検出用モジュールの機能ブロック図を示すものである。
【図１０】 音響検出に適用した場合の本発明における受信システムを示す図である。
【図１１】 図１０における後処理（ポストプロセッシング）ブロックの詳細を示す図である。
【図１２】 図１１における所望信号の統計的分析・検出ブロックの詳細を示す図である。
【符号の説明】
310 チャンネルフィルタ 320 計算ブロック（計算モジュール）
330 統計的分析ブロック（統計的分析モジュール）
340 所望信号存在検出器
350 加算器
460 スイッチ
461 比較器
462 減衰器
463 ポストフィルタ
464 可変利得増幅器
470 ブロック（可変利得発生器）
531 取出し手段（第一の計算手段）
532 モジュール（第一の計算手段）
533 モジュール（第一の計算手段）
534 モジュール（第二の計算手段）
535 モジュール（第二の計算手段）
536 ブロック（第二の計算手段）
541 比較器（第三の比較器）
542 比較器（第四の比較器）
710 チャンネルフィルタ
720 計算モジュール
730 統計的分析モジュール
750 加算器
780 アクティブ・ローブ検出モジュール（入射を決定するモジュール）
790 ローブ・スイッチ（スイッチ）
840 所望信号検出器（所望信号存在検出器）
850 加算器
860 スイッチ
861 比較器
862 減衰器
863 ポストフィルタ
864 可変利得増幅器
870 可変利得発生器
880 アクティブ・ローブ検出器（入射を決定するモジュール）
890 スイッチ
931 ブロック（第一の計算手段）
932 ブロック（第一の計算手段）
933 ブロック（第一の計算手段）
934〜936 第二の計算手段
981 比較器（第五の比較器）
984 第六の比較器

Claims (20)

1. 種々のアンテナセンサで受信され、所望信号（S₁(t,f)）を含む可能性のある信号（X_i(t,f)）を濾波する少なくとも一組のチャンネルフィルタ（310_i，710_i,k；但し、i=1…N）と、前記チャンネルフィルタにより濾波された信号（V_i(t,f)，V_i,k(t,f)；但し、i=1…N）を加算してアンテナ出力信号（Y(t,f)）を出力する加算器（350，750）と、前記アンテナセンサの各信号を受信してそれらの信号の位相を同相にするか、或いは前記チャンネルフィルタにより濾波された信号を受信し、前記フィルタにより濾波されたアンテナ出力信号と前記所望信号との間の二乗差を最小にするように、最適フィルタ伝達関数（W(t,f)，W_k(t,f)）を推定する少なくとも一個の計算モジュール（320，720）とからなるマルチセンサアンテナ用受信システムにおいて、
   前記伝達関数の周波数値に対する少なくとも一個の統計的分析モジュール（330，730）をさらに備え、
   前記統計的分析モジュールは、以下の各統計値、すなわち、伝達関数の各周波数値の占有率と伝達関数の各周波数値の分散値の少なくとも１つを提供するように配置され、前記各統計値の少なくとも１つから所望信号の存在と不在が決定されることを特徴とするマルチセンサアンテナ用受信システム。
2. 前記計算モジュールは、前記チャンネルフィルタにより濾波された信号（V_i(t,f)）を受けて、次の数式により、
   

   

   （但し、b_i(f)=a_i(f)exp(−j2πfτ_i)は、その位相リセット項を取り除いたチャンネルiのフィルタの伝達関数であり、α_1,iは、種々のセンサに入射する前記所望信号の減衰を考慮した重み付け因子であり、Φ_vivj(t,f)は、前記信号V_i(t,f)の相互スペクトル密度であり、Φ_vivi(t,f)は、前記信号V_i(t,f)のスペクトル密度であり、γ(.)=Re(.)または|.|である。）
   前記最適フィルタ伝達関数を推定するものであることを特徴とする請求項１記載の受信システム。
3. 前記計算モジュールは、前記アンテナセンサの信号（X_i(t,f)）を受けて、次の数式により、
   

   

   （但し、Φ_vivj(t,f)は、前記信号X_i(t,f)の相互スペクトル密度であり、Φ_vivi(t,f)は、前記信号X_i(t,f)のスペクトル密度であり、γ(.)=Re(.)または|.|である。）
   前記最適フィルタ伝達関数を推定するものであることを特徴とする請求項１記載の受信システム。
4. 単一組のチャンネルフィルタを有する受信システムであって、前記計算モジュール（320）は、前記チャンネルフィルタにより濾波された信号（V_i(t,f)）と、前記アンテナ出力信号（Y(t,f)）とを受けて、次の数式により、
   

   

   （但し、b_i(f)=a_i(f)exp(−j2πfτ_i)は、その位相リセット項を取り除いたチャンネルiのフィルタの伝達関数であり、α_1,iは、種々のセンサに入射する前記所望信号の減衰を考慮した重み付け因子であり、Φ_vivj(t,f)は、前記信号V_i(t,f)の相互スペクトル密度であり、Ψ_YY(t,f)は、前記アンテナ出力信号Y(t,f)のスペクトル密度であり、γ(.)=Re(.)または|.|である。）
   前記最適フィルタ伝達関数を推定するものであることを特徴とする請求項１記載の受信システム。
5. 前記統計的分析モジュールは、第一の閾値（OCT）を超える前記最適フィルタ伝達関数（W(t,f)）の各周波数値の前記占有率を計算する第一の計算手段（531，532，533，931_k，932_k，933_k)および前記最適フィルタ伝達関数（W(t,f)）の各周波数値の前記分散値（VAR(t)）を計算する第二の計算手段(534，535，536，934_k，935_k，936_k)のうち少なくとも一方を有し、前記占有率と前記分散値を統計的分析結果(STAT(t)，STAT_k(t))の形式で提供するものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の受信システム。
6. 一組のチャンネルフィルタのみで構成される受信システムであって、前記統計的分析モジュールからの結果（STAT(t)）を受けて、前記所望信号の存在／不在を示す信号P_A(t)を出力する所望信号存在検出器（340）を有することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の受信システム。
7. 前記所望信号存在検出器は、前記占有率を最小率（STOC）と比較する第三の比較器（541）および前記分散値を判断基準値（SVAR）と比較する第四の比較器（542）のうち少なくとも一方から構成され、前記占有率が最小率を超える場合、および分散値が判断基準値以下である場合のうち少なくとも一方である場合、さもなければこれら二つの判断基準値の組み合わせに応じた場合に、前記所望信号の存在／不在を示す信号P_A(t)は所望信号の存在を示すものであることを特徴とする請求項５および６記載の受信システム。
8. K組のチャンネルフィルタ（710_i,k；但し、i=1…N，k=1...K，K＞1）を有し、 チャンネルフィルタの各組は異なる方向に形成されたビームに対応していると共に、 K組のチャンネルフィルタに接続された前記最適フィルタ伝達関数（W_k(t,f)）を計算するK個の計算モジュール（720）と、 このK個の伝達関数（W_k(t,f)；但し、k=1...K）の周波数値に対するK個の統計的分析モジュール（730）とを備え、 前記K個の統計的分析モジュールの結果STAT_k(t)に基づき信号の入射m∈｛1…K｝を決定するモジュール（780）をさらに有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の受信システム。
9. 前記入射m∈｛1...K｝を決定するモジュールは、前記K個の統計的分析モジュールから、第一の閾値（OCT）を超える種々の最適フィルタ伝達関数の周波数値の各占有率（τ_ocp,k(t)）および最適フィルタ伝達関数（W_k(t,f)）の周波数値の各分散値（VAR_k(t)）のうち少なくとも一方を受け取ると共に、前記占有率を比較する第五の比較器（981）および前記分散値を比較する第六の比較器（984）のうち少なくとも一方から構成され、最大の占有率および最小の分散値のうち少なくとも一方を提供する方向を選択するか、またはこれら二つの判断基準値の組み合わせに応じて前記方向の選択を実行するものであることを特徴とする請求項５および８記載の受信システム。
10. 前記K組のチャンネルフィルタにより濾波される信号を受け、前記入射を決定するモジュールにより提供される入射mに対応する組のチャンネルフィルタからの信号を選択し、この選択した信号を加算器（750，850）へ供給するスイッチ（790，890）をさらに備えたことを特徴とする請求項８または９記載の受信システム。
11. 受信システムであって、前記入射を決定するモジュール（880）から最大の占有率（τ_ocp,m(t)）および最小の分散値（VAR_k(t)）のうち少なくとも一方を受ける所望信号存在検出器（840）をさらに備え、前記所望信号存在検出器は、前記占有率を最小率と比較する第三の比較器（541）と、前記分散値を判断基準値と比較する第四の比較器（542）とからなり、最大の占有率が最小率（STOC）を超える場合、および最小の分散値が判断基準値（SVAR）以下である場合のうち少なくとも一方である場合、さもなければこれら二つの判断基準値の組み合わせに応じた場合に、前記所望信号の存在／不在を示す信号（P_A(t)）を提供するものであることを特徴とする請求項９および１０記載の受信システム。
12. 前記入射を決定するモジュール（880）は前記最適フィルタ伝達関数（W_k(t,f)）を受け、入射mに対応する伝達関数（W_m(t,f)）を選択するものであることを特徴とする請求項１０または１１記載の受信システム。
13. 受信システムであって、伝達関数が最適フィルタ伝達関数W(t,f)であるか、あるいは複数の計算モジュールがある場合には、入射mに対応する最適フィルタ伝達関数W_m(t,f)であるポストフィルタ（463，863）と、一定利得（G_SA）を有する減衰器（462，862）と、切換え信号（SP_SA(t)）に依存して、前記アンテナ出力信号Y(t,f)を前記ポストフィルタあるいは前記減衰器のいずれかに与えるスイッチ（460，860）とをさらに備えたことを特徴とする請求項７〜１２のいずれか一つに記載の受信システム。
14. 前記ポストフィルタと前記一定利得減衰器に共通する出力にその入力が接続される可変利得増幅器（464，864）と、前記所望信号の存在／不在を示す前記信号（P_A(t)）を受け、前記可変利得増幅器の利得入力に平滑化された利得信号G(t)を送る可変利得発生器（470，870）と、前記平滑化された利得信号G(t)を閾値（ST）と比較して、自身の出力から前記切換え信号(SP_SA(t))を提供する比較器（461，861）とをさらに備えたことを特徴とする請求項１１を引用する請求項１３記載の受信システム。
15. 前記可変利得発生器は、切換え可能な時定数を有する低域通過フィルタを有し、 前記信号（P_A(t)）の指示が所望信号の存在を示すものである場合、第一の値S_maxがその入力に印加されて第一の時定数が選択され、前記信号（P_A(t)）の指示が所望信号の存在を示すものである場合、第二の値S_minがその入力に印加されて第二の時定数が選択されるものであることを特徴とする請求項１４記載の受信システム。
16. 次の式により指向性因子を規定して、
    

    

    （但し、b_i(f)=a_i(f)exp(−j2πfτ_i)は、その位相リセット項を取り除いたチャンネルiのフィルタの伝達関数であり、α_1,iおよびα_2,iは、パスd_1,iおよびd_2,iに追随した後に、前記所望信号S₁(t,f)と、前記種々のセンサC_iへ入射する任意の妨害信号との各減衰を考慮した重み付け因子である。）
    この指向性因子を最大にするように、前記チャンネルフィルタが最適化されることを特徴とする請求項１〜１５のいずれか一つに記載の受信システム。
17. 次の数式を条件とするときに、
    

    

    次に示す項を最小化することにより、
    

    

    前記指向性因子が最大となることを特徴とする請求項１６記載の受信システム。
18. 次の数式を条件とするときに、
    

    

    次に示す項と、
    

    

    次の数式を条件とするときに、
    

    

    次に示す項との線形組み合わせを最小化することにより、
    

    

    前記チャンネルフィルタと前記ポストフィルタが総合的に最適化されることを特徴とする請求項１３〜１５のいずれか一つに記載の受信システム。
19. 次の数式を条件とするときに、
    

    

    次に示す項を最小化することにより、
    

    

    前記チャンネルフィルタと前記ポストフィルタが総合的に最適化されることを特徴とする請求項１３〜１５または請求項１３を引用する請求項１６のいずれか一つに記載の受信システム。
20. 請求項１〜１９のいずれか一つに記載の受信システムと、複数のマイクロホンとにより構成されることを特徴とする音響検出装置。

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