JPH08506667A - ノイズ低減システム、ノイズ低減装置及びこの装置を具える移動無線局 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 複数のマイクロホン（５，６，７）によって記録される結合音声信号（ａ（ｔ））中のノイズを低減する組合せゼリンスキー−スペクトル減算システム（１）が既知であり、このシステムでは結合音声信号（ａ（ｔ）′）を見積もるためにウィーナーフィルタ（１０）が用いられる。既知のシステム（１）では、音声信号のすべての組合せの和及び差が形成され、これら差はノイズのみを含むと仮定される。さらに、２段階の見積もりプロセスが実行され、これにより相当の見積もり誤差が発生する。組合せゼリンスキー−スペクトル減算システム（１）の代案が提案されており、これにより見積もり誤差が小さくなるとともに、計算上有利となる。ゼリンスキーシステムでは、スペクトル減算を結合クロススペクトル（Φ_cc）で実行される。その後、音声セグメント基準による音声セグメントで、ウィーナーフィルタ（１０）に対するフィルタ係数が、結合自動パワースペクトル（Φ_ac）及び補正結合クロスパワースペクトル（Φ_cc′）から求められる。スペクトル減算が周波数範囲の下側部分においてのみ実行され、これにより不必要なアーティファクトが導出されなくなる。

Description

【発明の詳細な説明】 ノイズ低減システム、ノイズ低減装置及びこの装置を具える移動無線局 本発明は、結合音声信号中のノイズを低減するノイズ低減システムであって、 互いに離間された各マイクロホンによって特に記録され、加算ノイズによって 妨害された複数の音声信号をサンプリングするサンプリング手段と、 前記音声信号を加算する加算手段に入力部を結合するとともに、ノイズ補正結 合音声信号を出力部から付与する適応フィルタと、 音声信号の変換サンプルから求められた自動パワースペクトル及びクロスパワ ースペクトルから、結合自動パワースペクトル及び結合クロスパワースペクトル を求めるために配置するとともに、音声信号セグメントに基づいて前記結合自動 パワースペクトル及び前記結合クロスパワースペクトルから得られる係数を、前 記フィルタの係数入力部に供給するために配置された信号処理手段とを具えるノ イズ低減システムに関するものである。 また本発明は、ノイズ低減装置及びこのような装置を具える移動無線局に関す るものである。 この種のノイズ低減システムは、１９８８年４月１１〜１４日にニューヨーク で開催されたICASS88，International Conference on Acoustics，Speech，and Signal ProcessingにおけるR.ゼリンスキー（Zelinski）による文献“A microph one array with adaptive post-filtering for noise reduction in reverberan t rooms”の２５７８〜２５８１頁から既知である。この文献には、結合音声信 号中のノイズが低減される音声通信システムが開示されている。先ず、四つのマ イクロホンで記録された音声信号が、経路長の差を見積もるためにある時間領域 で位相整合され、その後結合信号として適応ウィーナーフィルタに供給される。 ウィーナーフィルタは定常処理で信号見積もりを最適化し、かつ、音声は最大２ ０ｍｓｅｃ間定常状態であるので、１６ｍｓｅｃの音声セグメントで、ウィーナ ー フィルタのフィルタ係数が更新される。ウィーナーフィルタのフィルタ係数は、 ノイズ性音声信号のサンプルに離散フーリエ変換を行い、フーリエ変換されたサ ンプルから結合自動パワースペクトル及び結合クロスパワースペクトルを計算し 、これら結合スペクトルを逆フーリエ変換し、かつ、これら自動相関及びクロス 相関を結合することにより求める。既知の信号対ノイズ比改善法では、実際には 非相関ノイズのみを抑制している。記録された各記録音声信号は非相関であると 仮定される。この状況は、例えば、車両中のハンドフリー電話通信の場合のよう に比較的近接した距離で配置されたマイクロホンの場合には正しくない。１５ｃ ｍの間隔に対して、ゼリンスキー法では、ノイズ源が相関されていないので、８ ００Ｈｚより下のノイズ周波数に対して十分な成果が得られていないことが確認 されている。車両には、種々のノイズ源が存在し、例えば、四つのタイヤによっ て四つの広域スペクトル非相関ノイズ源が生じ、排気管によって数ｋＨｚの帯域 を有するノイズ源が生じ、また、モータのノイズにより２００〜３００Ｈｚの基 本ノイズピークが発生する。 他のノイズ低減システムが、１９９１年９月４〜６日にイタリアで開催された Proceedings of the International Digital Signal Processing Conference Fl orenceにおいてK.Kroschelにより発表され、１９９１年にElsevier Science Pub lishersから刊行された文献“Enhancement of speech signals using microphon e arrays”から既知である。この既知の文献には、雑音状態のマイクロホンのア レイから得られる結合音声信号中のノイズを低減させるために、いわゆるゼリン スキー法にいわゆるスペクトル減算法を組み合わせたノイズ低減システムが開示 されている。音声信号を結合する前に、記録された音声信号がサンプルされ、フ ーリエ変換され、かつ、フーリエ領域で位相整合される。遅延補償された信号を すべて組み合わすために、和及び差が周波数領域で形成される。その理由は、正 確な位相整合が行われると、和は増大された音声信号を含み、差は同等のノイズ 信号を含むからである。このような仮定から開始すると、和及び差を用いる２段 階のスペクトル減算法において、音声がノイズを除去しながら増大する。自動車 内、より一般的には比較的小さい室内では、信号が容易に反射され得る場合、差 がノイズのみを含むという仮定は適用されず、したがって、理論的に予想される 場 合に比べて改善されない。また、すべての信号部の和及び差が形成されるので、 この方法は計算の観点からあまり有効ではない。すなわちこの方法では多くの計 算動作を必要とする。さらに、追加の見積もり段階を含む２段階の方法を用いる と、追加の見積誤差が発生し、したがって総合音声増大処理が悪化する。また、 クローセル（Kroschel）システムでは、フーリエ変換のセグメント寸法に相当す る総合的な音声信号の遅延が発生する。このような総合的な遅延は、例えば自動 車電話通信システムにおいて非常に不都合である。 本発明の目的は、いわゆるゼリンスキー法の上記不都合及び既知の組合された ゼリンスキー−スペクトル減算システムの不都合を有しない、ゼリンスキーシス テムをスペクトル減算に組み合わせたノイズ低減システムを提供することである 。 このために、本発明によるノイズ低減システムは、前記信号処理装置により、 音声セグメント及び音声休止セグメント中前記結合クロスパワースペクトルを求 め、前記ノイズ低減システムにより、音声休止セグメントに対する前記結合クロ スパワースペクトルの見積もりを求め、前記信号処理手段により、音声セグメン ト中求められた結合クロスパワースペクトルから前記見積もりを減算することに よって補正結合クロスパワースペクトルを求めたことを特徴とするものである。 スペクトル減算法では、周波数領域内の信号変数のみを用いているので、いわゆ る結合クロスパワースペクトルしたがって見積誤差がより小さくなる。したがっ て、本発明によるシステムでは音声信号の総合見積もりをより良好に行うことが できる。また、信号処理手段の動作が少なくなる。したがって、信号処理手段が このようなデジタル信号プロセッサによって実現される場合、より廉価なデジタ ル信号プロセッサを用いることができる。したがって、システムのゼリンスキー 部では、非相関ノイズ信号が既に取り消されている。したがって、結合クロスパ ワースペクトルの見積もりがより正確になり、その結果音声信号の総合見積もり がさらに良好になる。 本発明によるノイズ低減システムの好適例では、前記音声休止セグメントに対 する結合クロスパワースペクトルを、音声休止に対して以前に求められた結合ク ロスパワースペクトル及び現在の結合クロスパワースペクトルからの重み付け平 均として見積もる。この場合、音声休止セグメント中の結合クロスパワースペク トルは暗黙的に評価され、暗黙音声休止手段が不要となる。したがって非常に簡 単なシステムが達成される。 本発明によるノイズ低減システムの他の例では、前記信号処理手段に音声休止 検出信号を供給する音声休止検出手段を設け、これに従って前記結合クロスパワ ースペクトルを求める。この場合、音声セグメント及び音声休止セグメント中の 結合クロスパワースペクトルに対する見積もりを個別に実行することができる。 したがって、より良好な音声信号の総合見積もりが得られる。 本発明の実施の態様を、図面を参照して以下説明する。 図１は、本発明によるノイズ低減システムを示す。 図２は、結合クロスパワースペクトルの結合音声信号の相関ノイズの影響を示 す。 図３は、単一の周波数に対するクロスパワー関数にノイズ成分の見積もりを結 合したものを示す。 図４は、本発明による補正結合クロスパワー値を見積もるフローチャートであ る。 図５は、移動電話通信システムのノイズ低減装置を示す。 図６は、移動無線システムに使用される移動無線局を示す。 図面中、同一符号を同一部材に使用する。 図１は、結合音声信号ａ（ｔ）中のノイズを低減するノイズ低減システム１を 示す。このシステムは、マイクロホン５，６及び７によって記録された音声信号 をそれぞれサンプリングするＡ／Ｄコンバータの形態のサンプリング手段を具え る。このような音声信号を、自動車内のハンドフリー電話器に供給すべき音声信 号とすることができる。自動車中のハンドフリー電話通信は、交通安全のために は好適な形態である。ハンドフリー電話通信では、ラウドスピーカ及びマイクロ ホンを、自動車中の固定位置に配置する。通常の電話通信に比べて、マイクロホ ンと話者の口との間の距離が増える。その結果、信号対ノイズ比が減少し、ノイ ズを低減することが必要になってくる。自動車中には（基本周波数のノイズ源や 、より広いスペクトルのノイズ源のような）種々のノイズ源が存在する。自動車 中ではマイクロホンが互いに近接して配置されているので、総合ノイズスペクト ルは、低周波数（例えば８００Ｈｚより下）で相関ノイズを呈するとともに、高 周波数で非相関ノイズを呈する。本発明を、このような自動車電話通信システム 及び同様なノイズ特性を有するシステムに適用することができる。サンプルされ た音声信号は、音声信号を位相整合する信号整合制御手段８に供給される。この ような整合は、ある時間領域又はある周波数領域で実行することができる。上記 クロスケルの文献では、ある周波数領域における整合が開示されている。本発明 を最適に動作させるために、半分のサンプルの整合だけ必要とされる。サンプル された各信号ｓ（ｔ）＋ｎ₁（ｔ）、ｓ（ｔ）＋ｎ₂（ｔ）及びｓ（ｔ）＋ｎ₃（ ｔ）は、各位相整合手段８Ａ，８Ｂ及び８Ｃで位相整合された後加算手段９に供 給されて、結合音声信号ａ（ｔ）を形成する。位相整合手段８Ａ，８Ｂ及び８Ｃ をタップ付遅延線（図示せず）とすることができ、このタップによりマルチプレ クサ（図示せず）に給電し、このマルチプレクサは位相整合制御手段８によって 制御される。結合音声信号ａ（ｔ）は、それ自体は既知の適応ウィーナーフィル タ１０に供給される。ウィーナーフィルタ１０の出力部にて、結合音声信号ａ（ ｔ）のノイズ補正バージョンａ′（ｔ）を利用することができる。サンプルされ た信号は信号処理手段１１にも供給される。この信号処理手段１１を、本発明を 実施するプログラムを記憶する不揮発性メモリ及びプログラム実行中プログラム 変数を記憶する揮発性メモリを有するデジタル信号プロセッサとすることができ る。不揮発性メモリ及び揮発性メモリを有するデジタル信号プロセッサは既知で ある。信号処理手段１１は、サンプル信号及び位相補正音声信号をフーリエ変換 する離散フーリエ変換手段を具える。このようなフーリエ変換手段それ自体は、 １９８６年にマグローヒルから出版されたハンドブック“The Fourier Transfor m and Its Applications”（R.N.Bracewell著）の３５６〜３６２頁及び３７０ 〜３７７頁から既知である。信号処理手段１１を、フーリエ変換されたサンプル 信号及び位相補正信号から自動パワースペクトル及びクロスパワースペクトルを 求めるためにも配置する。本例では、それぞれを自動パワースペクトルΦ₁₁、Φ₂₂ 及びΦ₃₃並びにクロスパワースペクトルΦ₁₂、Φ₂₃及びΦ₃₁とする三つの音声 信 号とする。上記Bracewellのハンドブックの３８１〜３８４頁には、フーリエ変 換からこのようなスペクトルを形成することについて開示されており、フーリエ 変換に共役フーリエ変換を乗算することによりパワースペクトルが得られること は既知である。パワースペクトルを、位相を知るのに重要でない場合又は位相が 未知の場合に発生させる。これらパワースペクトルを、音声セグメントに対して 、例えば１セグメント内に１０ｋＨｚ及び１２８サンプルを有する１２．８ｍｓ ｅｃのセグメントに対して求める。これらセグメントに対して、音声が定常であ る理想的なものとする。この点について、ウィーナーフィルタ１０は、定常処理 の信号見積もりに対して最適である。フーリエ変換、位相整合並びに自動及びク ロス相関動作を処理ブロック１２内で実行し、これにより、パワースペクトルは 、各ポイントが周波数を表すポイント上の一次元周波数アレイの形態のＤＳＰ（ デジタル信号プロセッサ）記憶手段（詳細には図示せず）に記憶される。位相整 合制御手段８は処理ブロック１２の一部を形成する。本例では、１２８零サンプ ルを付加した信号セグメントごとの１２８サンプルとともに、アレイは、４ｋＨ ｚの周波数範囲に及ぶ１２８周波数ポイントを具える。自動パワースペクトルΦ₁₁ 、Φ₂₂及びΦ₃₁を第１加算手段１３に供給して、結合自動パワースペクトルΦ_ac を形成し、かつ、クロスパワースペクトルΦ₁₂、Φ₂₃及びΦ₃₁を第２加算手段 １４に供給して、結合クロスパワースペクトルΦ_ccを形成する。本発明によれば 、結合クロスパワースペクトルΦ_ccをスペクトル減算手段１６に供給して、以後 詳細に説明すべき補正結合クロスパワースペクトルΦ_cc′を形成する。ゼリンス キー法の場合のように、信号処理手段１１は、フィルタ係数を求めて音声セグメ ント又は音声休止セグメントをウィーナーフィルタ１０のフィルタ係数入力部１ ８に供給すべきフィルタ係数算出手段１７を具える。このようなフィルタ係数算 出手段１７を、係数を付与するいわゆるルビンソン帰納法（Levinson recursion method）に従うある時間範囲の結合自動相関関数及び結合クロス相関関数を求 める逆離散フーリエ変換手段とすることができる。ルビンソン帰納法は、例えば １９８７年にAddison Wesleyから出版されたハンドブック“Fast Algorithms fo r Digital Signal Processing”（R.E.Blahut著）の３５２〜３６２頁から既知 である。すなわちフィルタ係数を、係数を付与する逆離散フーリエ変換に従うあ る周波 数範囲の結合自動パワースペクトルΦ_ac及び補正結合クロスパワースペクトルΦ_cc ′の除数とすることができる。この場合、フーリエ変換中に記憶された位相情 報が考慮される。本発明によるスペクトル減算は、低周波数範囲（例えば８００ Ｈｚより下）で主に行われるので、スペクトル減算動作は、クロスパワースペク トルアレイ（詳細には図示せず）中の限定された個数のデータポイントに対して のみ、すなわち本例では１２８データポイントアレイ中最初の２４データポイン トに対してのみ実行される。したがって、本発明によれば結合ゼリンスキー−ス ペクトル減算システムを非常に簡単に実現することができる。本発明の第１実施 形態によれば、スペクトル減算を、クロスパワースペクトルからのノイズに対す る暗黙見積もりに基づいて行われる。本発明による第２実施形態では、音声休止 手段１９はスペクトル減算手段１６に制御信号cltを付与して、音声休止セグメ ント中相関ノイズ成分の記憶を制御するとともに、記憶されたノイズ成分に基づ いてスペクトル減算を制御する。このような音声休止検出手段１９それ自体は、 例えば、１９８３年６月にＡＳＳＰのＩＥＥＥ会報のVol.ASSP-31にP.de Souza によって記載された調査文献“A Statistical Approach to the Design of an A daptive Self-Normalizing Silence Detector”から既知である。本発明は、結 合クロスパワースペクトルを求める際に、非相関ノイズは消去するのに対し、相 関ノイズは消去しないという認識に基づくものである。したがって、相関ノイズ を求めるとともにスペクトル減算を用いることにより、相関ノイズも消去される 。本発明により、ゼリンスキー法に関しては６〜７ｄＢの改善を達成することが できる。 図２は、結合クロスパワースペクトルΦ_ccに及ぼされる結合音声信号ａ（ｔ） 中の相関ノイズの影響を示し、図示するように音声信号見積もりの改善が達成さ れる。結合自動パワースペクトルΦ_ac（ω）及び結合クロスパワースペクトルΦ_cc （ω）を周波数ωの関数として示す。結合自動パワースペクトルΦ_ac（ω）は ｜Ｓ（ω）｜²＋｜Ｎ_c（ω）｜²＋｜Ｎ_r（ω）｜²に等しく、添字‘ｃ’及び‘ ｒ’は相関ノイズのパワースペクトル及び非相関ノイズのパワースペクトルをそ れぞれ示し、音声及び相関ノイズは位相整合されているものと仮定する。したが って、ゼリンスキー法では、結合クロスパワースペクトルΦ_ccは｜Ｓ（ω） ｜²＋｜Ｎ_c（ω）｜²に等しくなる。｜Ｎ_c（ω）｜²の影響を斜線区域で示す。 ｄＢで表現する場合、ウィーナーフィルタ１０をΦ_cc（ω）及びΦ_ac（ω）の商 として表すことができるので、二つの曲線の相違が、ウィーナーフィルタ１０で 得ることができる減衰を与える。このように要求されるものは、この商の分子の ｜Ｓ（ω）｜²の見積もりである。この見積もりを行うために、スペクトル減算 が用いられる。例えば、暗黙の実施例では、分子に対して必要とされる見積もり が与えられるので、｜Ｎ_c（ω）｜²のバイアスμ²（ω）を、非音声動作中見積 もりすることができるとともに、これを結合クロスパワースペクトルから減算す ることができる。相関ノイズは低周波数においてのみ存在するので、補正はこの 領域でのみ行われる。減衰と減衰から得られるアーティファクトを良好に折衷す るために、平滑化及び重み付けを、μ²（ω）に対する見積もりを得るために用 いる。 図３は、ノイズ成分μ²の平滑化見積もりを用いた単一の周波数ωに対する結 合クロスパワースペクトルΦ_ccを示す。ここで、整数‘ｎ’を音声セグメントの 指標とする。平滑化見積もりを破線で示す。平滑化見積もりには、μ²（ｎ，ω ）＝αμ²（ｎ−１，ω）＋（１−α）・Φ_cc（ｎ，ω）が適用され、μ²（ｎ， ω）＜Φ_cc（ｎ，ω）の場合、補正結合クロススペクトル点Φ_cc’（ｎ，ω）＝ Φ_cc（ｎ，ω）−μ²（ｎ，ω）となり、それ以外の場合にはΦ_cc’（ｎ，ω） ＝ｋ・Φ_cc（ｎ，ω）（ｋを間隔〔０，１〕の実数値とする。）となる。すなわ ち、元の結合クロスパワースペクトルは、Φ_cc（ω）−μ²（ω）が負の場合に 復元される。パラメータαを、例えばα＝０．９５の重み付け因子とする。αの 値が大きいことは、以前の見積もりの重み付けを重くしたことを意味する。Φ_cc の実数部のみが考慮される。音声及びノイズが適切に整合された場合、Φ_ccの虚 数部は見積もり誤差を含む。この場合、音声見積もりを、虚数部を零にすること により改善することもできる。結合音声信号ａ（ｔ）が見積もり誤差を有する場 合、虚数部を零にすると、鈍い音響高周波数として可聴な高周波数に対して特に 、不所望な音声減衰が生じる。この場合、虚数部を零にする必要がない。この場 合ウィーナーフィルタ１０が位相シフトのみを付与するので、スペクトル減算が 、Φ_ccの実数部及び虚数部の両方で実行される。虚数部の場合、検査中、絶対 値が取り出される。実行するに当たり、互いに１５ｃｍ離間した三つのマイクロ ホンを用いる。１２８零周波数を付加した１２８の連続マイクロホンサンプルの 音声セグメントを有する８ｋＨｚのサンプル周波数を選定した。スペクトル減算 は、０〜６００Ｈｚの周波数帯域でΦ_ccの実数部及び虚数部の両方で実行された 。重み付け因子αを０．９に選定し、かつ、３３個の係数からなるウィーナーフ ィルタ１０を用いた。 図４は、本発明による補正結合クロスパワー値Φ_cc′（ｎ，ω）を見積もるフ ローチャートを示す。ブロック４０をエントリーブロックとし、ブロック４１を μ²（ｎ，ω）に対する更新ブロックとし、ブロック４２を検査ブロックとし、 ブロック４３を検査が真の場合の処理ブロックとし、ブロック４４を検査が偽の 場合の処理ブロックとし、ブロック４５を終了ブロックとする。これら処理は、 Φ_ccの実数部及び虚数部に関する関連の周波数ポイントに対して繰り返される。 図５は本発明によるノイズ低減装置５０を示し、移動電話通信システム５１内 のこのノイズ低減システムは上記すべての特徴を具える。この移動電話通信シス テム５１は、それ自体は既知の少なくとも一つの移動無線局５２と、少なくとも 一つの無線基地局５３とを具える。このようなシステムを、既知のＧＳＭ（移動 通信用広域システム）とする。本例では、ノイズ低減装置５０を、その出力部が 増大した音声を移動無線局５２のマイクロホン入力部に供給する個別の装置とす る。 図６は、移動無線局５１に使用する移動無線局６０を示す。本例では、ノイズ 低減装置５０（図５）を、自動車用電話機とすることができる移動無線局６０と 一体にすることができる。ノイズ低減装置５０（図５）の出力部を、受信部６２ も具える移動無線局６０の送信部６１のマイクロホン入力部に結合する。無線周 波数送信信号Ｔｘ及び無線周波数受信信号Ｒｘは、双方向送信モードでは、アン テナ６３を介して基地局５３（図５）で交換される。移動無線局を、本発明で実 施されるＧＳＭ自動車用電話機とすることができる。ハンドフリーモードでは、 受信された信号はラウドスピーカ６４に供給される。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 トが導出されなくなる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．結合音声信号（ａ（ｔ））中のノイズを低減するノイズ低減システム（１） であって、 互いに離間された各マイクロホン（５，６，７）によって特に記録され、加 算ノイズ（ｎ₁（ｔ），ｎ₂（ｔ），ｎ₃（ｔ））によって妨害された複数の音声 信号をサンプリングするサンプリング手段（２，３，４）と、 前記音声信号を加算する加算手段b（９）に入力部を結合するとともに、ノ イズ補正結合音声信号（ａ（ｔ）′）を出力部から付与する適応フィルタ（１０ ）と、 音声信号（ｓ（ｔ）＋ｎ₁（ｔ），ｓ（ｔ）＋ｎ₂（ｔ），ｓ（ｔ）＋ｎ₃（ ｔ））の変換サンプルから求めた自動パワースペクトル及びクロスパワースペク トル（Φ₁₁，Φ₂₂，Φ₃₃；Φ₁₂，Φ₂₃，Φ₃₁）から、結合自動パワースぺクトル 及び結合クロスパワースペクトル（Φ_ac，Φ_cc）を求めるために配置するととも に、音声信号セグメントに基づいて前記結合自動パワースペクトル及び前記結合 クロスパワースペクトルから得られる係数を、前記フィルタ（１０）の係数入力 部（１８）に供給するために配置された信号処理手段（１１）とを具えるノイズ 低減システムにおいて、 前記信号処理装置（１１）により、音声セグメント及び音声休止セグメント 中前記結合クロスパワースペクトル（Φ_cc）を求め、前記ノイズ低減システムに より、音声休止セグメントに対する前記結合クロスパワースペクトル（Φ_cc）の 見積もりを求め、前記信号処理手段（１１）により、音声セグメント中求めた結 合クロスパワースペクトル（Φ_cc）から前記見積もりを減算することによって補 正結合クロスパワースペクトル（Φ_cc′）を求めたことを特徴とするノイズ低減 システム。 ２．前記適応フィルタ（１０）をウィーナーフィルタとしたことを特徴とする請 求の範囲１記載のノイズ低減システム。 ３．前記音声休止セグメントに対する結合クロスパワースペクトル（μ²（ｎ， ω））を、音声休止に対して以前に求めた結合クロスパワースペクトル（μ²（ ｎ−１，ω））及び現在の結合クロスパワースペクトル（Φ_cc（ｎ，ω））から の重み付け（α）平均として見積もったことを特徴とする請求の範囲１又は２記 載のノイズ低減システム。 ４．前記信号処理手段（１１）に音声休止検出信号（clt）を供給する音声休止 検出手段（１９）を設け、これに従って前記結合クロスパワースペクトルを求め たことを特徴とする請求の範囲１記載のノイズ低減システム。 ５．結合音声信号（ａ（ｔ））中のノイズを低減するノイズ低減手段を具えるノ イズ低減装置であって、このノイズ低減手段が、 互いに離間された各マイクロホン（５，６，７）によって特に記録され、加 算ノイズ（ｎ₁（ｔ），ｎ₂（ｔ），ｎ₃（ｔ））によって妨害された複数の音声 信号をサンプリングするサンプリング手段（２，３，４）と、 前記音声信号を加算する加算手段（９）に入力部を結合するとともに、ノイ ズ補正結合音声信号（ａ（ｔ）′）を出力部から付与する適応フィルタ（１０） と、 音声信号（ｓ（ｔ）＋ｎ₁（ｔ），ｓ（ｔ）＋ｎ₂（ｔ），ｓ（ｔ）＋ｎ₃（ ｔ））のフーリエ変換サンプルから求めた自動パワースペクトル及びクロスパワ ースペクトル（Φ₁₁，Φ₂₂，Φ₃₃；Φ₁₂，Φ₂₃，Φ₃₁）から、結合自動パワース ペクトル及び結合クロスパワースペクトル（Φ_ac，Φ_cc）を求めるように配置す るとともに、音声信号セグメントに基づいて前記結合自動パワースぺクトル及び 前記結合クロスパワースペクトルから得られる係数を、前記フィルタ（１０）の 係数入力部（１８）に供給するために配置された信号処理手段（１１）とを有す るノイズ低減装置において、 前記信号処理装置（１１）により、音声セグメント及び音声休止セグメント 中前記結合クロスパワースペクトル（Φ_cc）を求め、前記ノイズ低減手段が、音 声休止セグメントに対する前記結合クロスパワースペクトル（Φ_cc）の見積 もりを求め、前記信号処理手段（１１）により、音声セグメント中求めた結合ク ロスパワースペクトル（Φ_cc）から前記見積もりを減算することによって補正結 合クロスパワースペクトル（Φ_cc′）を求めたことを特徴とするノイズ低減装置 。 ６．結合音声信号（ａ（ｔ））中のノイズを低減するノイズ低減手段を具える移 動無線局であって、このノイズ低減手段が、 互いに離間された各マイクロホン（５，６，７）によって特に記録され、加 算ノイズ（ｎ₁（ｔ），ｎ₂（ｔ），ｎ₃（ｔ））によって妨害された複数の音声 信号をサンプリングするサンプリング手段（２，３，４）と、 前記音声信号を加算する加算手段（９）に入力部を結合するとともに、ノイ ズ補正結合音声信号（ａ（ｔ）′）を出力部から付与する適応フィルタ（１０） と、 音声信号（ｓ（ｔ）＋ｎ₁（ｔ），ｓ（ｔ）＋ｎ₂（ｔ），ｓ（ｔ）＋ｎ₃（ ｔ））の変換サンプルから求めた自動パワースペクトル及びクロスパワースペク トル（Φ₁₁，Φ₂₂，Φ₃₃；Φ₁₂，Φ₂₃，Φ₃₁）から、結合自動パワースぺクトル 及び結合クロスパワースペクトル（Φ_ac，Φ_cc）を求めるように配置するととも に、音声信号セグメントに基づいて前記結合自動パワースペクトル及び前記結合 クロスパワースペクトルから得られる係数を、前記フィルタ（１０）の係数入力 部（１８）に供給するために配置された信号処理手段（１１）とを有する移動無 線局において、 前記信号処理装置（１１）により、音声セグメント及び音声休止セグメント 中前記結合クロスパワースペクトル（Φ_cc）を求め、前記ノイズ低減手段が、音 声休止セグメントに対する前記結合クロスパワースペクトル（Φ_cc）の見積もり を求め、前記信号処理手段（１１）により、音声セグメント中求めた結合クロス パワースペクトル（Φ_cc）から前記見積もりを減算することによって補正結合ク ロスパワースペクトル（Φ_cc′）を求めたことを特徴とする移動無線局。