JP2016070733A - レーダ装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】ドップラー周波数分解能を維持したまま、ビーム走査時間を短縮すること。【解決手段】送信ビーム制御部４００は、複数の送信ビーム方向の中から、レーダ信号の送信に使用される送信ビーム方向を切り替え、レーダ送信部１００は、複数の送信ビーム方向のうち、切り替えられた送信ビーム方向へレーダ信号を送信する。複数の送信ビーム方向は、それぞれが少なくとも２つの送信ビーム方向を含む複数の送信ビームセットにグループ化され、送信ビーム制御部４００は、１つの送信ビームセットに対するドップラー周波数解析処理が行われる第１期間の周期で複数の送信ビームセットを順に切り替え、第１期間内で１つの送信ビームセットに含まれる少なくとも２つの送信ビーム方向を順に切り替える。【選択図】図３

Description

本開示は、レーダ装置に関する。
近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両のみでなく、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置の開発が求められている。
例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両／歩行者を検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号となる。このため、（１）レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、（２）レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。
低レンジサイドローブ特性を得るためのパルス波（又はパルス変調波）を用いるレーダ装置として、例えば、Barker符号、M系列符号、又は、相補符号などを用いたパルス圧縮レーダ装置が知られている。一例として、相補符号を用いる場合について説明する。相補符号は、２つの符号系列（以下、相補符号系列an、bｎとする。n=1,…,L。Lは符号系列長）からなる。２つの符号系列の各々の自己相関演算は次式で表される。
Figure 2016070733
相補符号は、図１に示すように、２つの相補符号an、bｎが時分割送信される。相補符号は、次式に示すように、２つの符号系列の各々の自己相関演算の結果を、それぞれシフト時間（遅れ時間）τを一致させて加算することにより、レンジサイドローブが０の相関値となる性質を有する（例えば、図２参照）。
Figure 2016070733
相補符号の生成方法については、非特許文献１に開示されている。非特許文献１によれば、例えば、要素‘１’又は‘−１’からなる相補性を有するa=[1 1], b=[1 -1]の符号系列に基づいて、符号系列長L=4, 8, 16, 32, …, 2Pの相補符号を順次生成することができる。相補符号の符号系列長が長いほど受信に必要となるダイナミックレンジ（所要受信ダイナミックレンジ）が拡大する。一方、相補符号の符号系列長が短いほどピークサイドローブ比（PSR: Peak Sidelobe Ration）は低くなるので、近距離のターゲットと遠距離のターゲットとからの複数の反射波が混合された場合でも、所要受信ダイナミックレンジを低減することができる。
一方で、相補符号の代わりにM系列符号を用いる場合、ピークサイドローブ比は20log(1/L)［dB］によって与えられる。よって、M系列符号において、低レンジサイドローブを得るには、相補符号よりも長い符号系列長Lが必要となる（例えば、PSR=60dBの場合、L=1024）。
また、広角範囲においてターゲットを検知する広角レーダ装置として、指向性ビームを機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信する構成が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。特許文献１では、レーダ装置は、所定のアンテナビーム回転停止区間毎に、アンテナビーム方向を切り替え、受信処理を行う。
また、パルス圧縮レーダ装置のレーダ受信処理において、SNR（Signal to Noise Ratio）を改善するために、加算処理及びフーリエ変換処理を用いることが知られている。
具体的には、パルス送信周期Trにおいてパルス圧縮符号を繰り返して送信する場合、レーダ受信部は、パルス圧縮処理により算出された相関値を加算（コヒーレント積分）することにより、加算利得（コヒーレント加算利得）が得られる。例えば、パルス圧縮処理により算出された相関値のうち、時間相関が高いパルス送信期間において、Np回の加算（相関値のI成分及びQ成分毎に加算）を行うことで、コヒーレント加算利得により、SNRがNp倍改善される。
また、レーダ受信部は、Nc個のコヒーレント加算結果を用いてフーリエ変換処理を施すことにより、ドップラースペクトル上のピークとなる周波数成分（以下、ピークドップラスペクトルと呼ぶ）を検出することで、コヒーレント加算利得が得られる。例えば、ドップラースペクトルが線スペクトルに近似できる場合、SNRがNc倍改善される。なお、フーリエ変換としては、例えば、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）又はＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）などが使用されてもよい。
つまり、レーダ受信部において加算処理及びフーリエ変換処理を施すことにより、SNRは（Np×Nc）倍改善される。
特開２００１−２２８２４３号公報
Budisin, S.Z., "New complementary pairs of sequences," Electron. Lett., 1990, 26, (13), pp.881-883
上述した従来技術において、例えば、レーダ送信部において特許文献１のようにビーム走査によりレーダ送信信号の送信ビーム方向を所定期間毎に切り替えるとともに、レーダ受信部において加算処理及びフーリエ変換処理を行うレーダ装置の使用が想定される。このようなレーダ装置では、送信ビーム方向毎にレーダ受信処理を行うが、高速に移動するターゲットが検知対象となる場合、ビーム走査時間を短縮することが求められる。そこで、例えば、レーダ受信処理のうち、コヒーレント積分処理及びフーリエ変換処理の各々における加算数の削減が考えられる。
一方で、上述したように、レーダ装置には高分解能が求められている。ここで、上述した加算処理（コヒーレント積分処理）における加算回数（コヒーレント加算数と呼ぶこともある）Np、及び、フーリエ変換処理における加算数（ドップラー加算数と呼ぶこともある）Ncに対する、ドップラー周波数分解能Δfd及び観測可能な最大ドップラー周波数fd_maxは次式で表される。
Δfd=1/(Np×Nc×Tr) （３）
fd_max=±1/(2Np×Tr) （４）
上式（３）、（４）に示すように、ビーム走査時間を短縮するために、送信ビーム毎のコヒーレント加算数Npを減らすと、ドップラー周波数分解能Δfdは低下し、最大ドップラー周波数fd_maxは増加する。また、ビーム走査時間を短縮するために、送信ビーム毎のドップラー加算数Ncを減らすと、ドップラー周波数分解能Δfdは低下し、最大ドップラー周波数fd_maxは維持される。
以上のように、従来技術では、ドップラー周波数分解能を維持したまま、ビーム走査時間を短縮することができないという課題がある。
本開示の一態様の目的は、ドップラー周波数分解能を維持したまま、ビーム走査時間を短縮することができるレーダ装置を提供することである。
本開示の一態様に係るレーダ装置は、所定の送信周期にてレーダ信号を送信し、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号に対してコヒーレント積分処理及びドップラー周波数解析処理を行うレーダ装置であって、複数の送信ビーム方向の中から、前記レーダ信号の送信に使用される送信ビーム方向を切り替える送信ビーム制御部と、前記複数の送信ビーム方向のうち、前記切り替えられた送信ビーム方向へ前記レーダ信号を送信するレーダ送信部と、を具備し、前記複数の送信ビーム方向は、それぞれが少なくとも２つの送信ビーム方向を含む複数の送信ビームセットにグループ化され、前記送信ビーム制御部は、１つの前記送信ビームセットに対する前記ドップラー周波数解析処理が行われる第１期間の周期で前記複数の送信ビームセットを順に切り替え、前記第１期間内で前記１つの送信ビームセットに含まれる前記少なくとも２つの送信ビーム方向を順に切り替える。
本開示の一態様によれば、ドップラー周波数分解能を維持したまま、ビーム走査時間を短縮することができる。
相補符号の一例を示す図 相補符号のレンジサイドローブ特性を示す図 本開示の一実施の形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 本開示の一実施の形態に係るレーダ送信信号の一例を示す図 本開示の一実施の形態に係るレーダ送信信号生成部の他の構成を示すブロック図 本開示の一実施の形態に係るレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図 アレーアンテナ配置と到来角度との関係を示す図 本開示の一実施の形態に係るレーダ送信信号の送信制御の動作の説明に供する図 本開示の一実施の形態に係るレーダ送信信号の送信制御の動作の説明に供する図 本開示の一実施の形態の変形例１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 本開示の一実施の形態の変形例２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 本開示の一実施の形態の変形例３に係るレーダ送信信号の送信制御の動作の説明に供する図 本開示の一実施の形態の変形例３に係るレーダ送信信号の送信制御の動作の説明に供する図 本開示の一実施の形態の変形例３に係るレーダ送信信号の送信制御の動作の説明に供する図 本開示の一実施の形態の変形例４に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 本開示の一実施の形態の変形例４に係る車載レーダ装置における送信ビームセットの一例を示す図 本開示の一実施の形態の変形例４に係る単路直進中の検知対象と検知範囲の一例を示す図 本開示の一実施の形態の変形例４に係る交差点付近の検知対象と検知範囲の一例を示す図 本開示の一実施の形態の変形例４に係る検知方向に応じた検知範囲の一例を示す図 本開示の一実施の形態の変形例５に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 送信チャープパルス信号と反射波信号とを示す図
以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
［レーダ装置の構成］
図３は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。
レーダ装置１０は、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００と、基準信号生成部３００と、送信ビーム制御部４００と、を有する。
レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、送信ビーム制御部４００の制御に従って送信ビーム方向を切り替えて、所定の送信周期にてレーダ送信信号を送信する。
レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を、アレーアンテナのそれぞれにおいて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を用いて、各アンテナにおいて受信した反射波信号を信号処理し、ターゲットの有無検出、方向推定などを行う。レーダ受信部２００は、信号処理においてコヒーレント積分処理及びドップラー周波数解析処理（例えば、フーリエ変換処理を含む）を行う。なお、ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両又は人を含む。
基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に共通に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。
送信ビーム制御部４００は、レーダ送信信号を送信する際の送信ビームの主ビーム方向θTXを制御する。すなわち、送信ビーム制御部４００は、設定可能な複数の送信ビーム方向の中から、レーダ送信信号の送信に使用される送信ビーム方向を切り替える。
具体的には、設定可能な複数の送信ビーム方向は、それぞれが少なくとも２つの送信ビーム方向を含む複数の「送信ビームセット」にグループ化される。ここで、各送信ビームセットに含まれる送信ビーム方向の数を「送信ビームセットビーム数」と呼び、NBSと表す。そして、送信ビーム制御部４００は、所定の第１切替周期T1毎に、送信ビームセットに含まれる送信ビーム方向を順に切り替えるように制御する。また、送信ビーム制御部４００は、第１切替周期T1の整数倍である所定の第２切替周期T2毎に、送信ビームセットを順に切り替える。
そして、送信ビーム制御部４００は、レーダ送信部１００（後述する送信ビーム形成部１０６）及びレーダ受信部２００（後述する切替部２１２、方位推定部２１４）に対して、主ビーム方向の切替を示す制御信号を出力する。なお、送信ビーム制御部４００における送信ビーム制御の詳細な動作については後述する。
［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、送信ビーム形成部１０６と、送信ＲＦ部１０７−１〜１０７−Ｎ＿Ｔｘと、送信アンテナ１０８−１〜１０８−Ｎ＿Ｔｘとを有する。すなわち、レーダ送信部１００は、送信ＲＦ部１０７及び送信アンテナ１０８をそれぞれN_Tx個備える。
レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定のレーダ送信周期（Tr）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号は、r(n, M)=I(k, M)+jQ(k, M)で表される。ここで、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Mはレーダ送信周期の序数を表す。
レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４と、ＤＡ変換部１０５とから構成される。
具体的には、符号生成部１０２は、レーダ送信周期Tr毎に、符号長Lの符号系列の符号an（n=1，…，L）（パルス圧縮符号）を生成する。符号系列としては、例えば、Ｍ系列符号、Barker符号系列、相補符号系列（ゴーレイ（Golay）符号系列、スパノ（Spano）符号系列などを含む）などが挙げられる。
例えば、符号系列として相補符号系列を用いる場合、符号生成部１０２は、レーダ送信周期毎に交互にペアとなる符号Pn、Qn（図１に示すan、bｎに相当）をそれぞれ生成する。すなわち、符号生成部１０２は、第M番目のレーダ送信周期（Tr[M]と表す）では符号として、相補符号のペアを構成する一方の符号Pnを変調部１０３へ出力し、続く第(M+1)番目のレーダ送信周期（Tr[M+1]と表す）では符号として、相補符号のペアを構成する他方の符号Qnを変調部１０３へ出力する。同様にして、符号生成部１０２は、第（M+2）番目以降のレーダ送信周期では、第M番目、第（M+1）番目の２個のレーダ送信周期を１つの単位として、符号Pn、Qnを繰り返し生成して変調部１０３へ出力する。
変調部１０３は、符号生成部１０２から受け取る符号anに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。
ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から受け取る変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分のみを、ベースバンドのレーダ送信信号としてＤＡ変換部１０５へ出力する。なお、ＬＰＦ部１０４は、後述のＤＡ変換部１０５の後段に配置されていてもよい。
ＤＡ変換部１０５は、ＬＰＦ１０４から受け取るデジタルの送信信号をアナログの送信信号に変換し、送信ビーム形成部１０６へ出力する。
送信ビーム形成部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から受け取るベースバンドのレーダ送信信号に対して、送信ビーム制御部４００からの指示に従って主ビーム方向θTx(u)の送信ビームを形成する。具体的には、送信ビーム形成部１０６は、複数N_Tx個の送信ＲＦ部１０７及び送信アンテナ１０８に対して、送信ビーム制御部４００から指示される送信ビーム方向θTX(u)となるように、レーダ送信信号に重み付け係数WTx(Index_Tx, θTX(u))を乗算し、乗算後の信号を送信ＲＦ部１０７へ出力する。
例えば、送信アンテナ１０８が直線に等間隔（素子間隔d）で配置される場合、送信ビーム形成部１０６は、送信アンテナ１０８間の振幅・位相の偏差を補正した後、次式に示される重み付け係数WTx(Index_Tx, θTx(u))を用いることにより、送信ビーム方向を可変に形成する。
Figure 2016070733
ここで、Index_Tx＝1，…，N_Txであり、λはレーダ送信信号（送信ＲＦ信号）の波長であり、dは送信アンテナ１０８の素子間隔である。
なお、方向θTx(u)に主ビームを向けつつ、更に、サイドローブレベルの低減を図る場合、送信ビーム形成部１０６は、位相成分及び振幅成分から構成される重み付け係数（例えば、ドルフ−チェビシェフビームウエイト、テイラービームウエイトなど）を用いてもよい。
Index_Tx（=1，…，N_Tx）番目の送信ＲＦ部１０７は、重み付け係数WTx(Index_Tx, θTx(u))が乗算された送信信号に対して周波数変換を施してキャリア周波数（Radio Frequency：RF）帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して送信アンテナ１０８へ出力する。
Index_Tx（=1，…，N_Tx）番目の送信アンテナ１０８は、Index_Tx（=1，…，N_Tx）番目の送信ＲＦ部１０７から受け取るレーダ送信信号を空間に放射する。
図４は、レーダ送信部１００から送信されるレーダ送信信号を示す。符号送信区間Tw内には符号長Lのパルス符号系列が含まれる。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間（Tr-Tw）は無信号区間となる。１つのパルス符号（an）あたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr（=No×L）個のサンプルの信号が含まれる。すなわち、変調部１０３におけるサンプリングレートは、（No×L）/Twである。また、無信号区間（Tr-Tw）には、Nu個のサンプルが含まれるものとする。
なお、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図５に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図３に示す符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに符号記憶部１１０を備える。符号記憶部１１０は、符号生成部１０２（図３）において生成される符号系列を予め記憶し、送信ビーム制御部４００からの制御信号に従って符号系列を読み出す。
［レーダ受信部２００の構成］
図３において、レーダ受信部２００は、N_Rx個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、N_Rx個のアンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎ＿Ｒｘと、方向推定部２１４と、を有する。
各アンテナ系統処理部２０１は、受信アンテナ２０２と、受信ＲＦ部２０３と、信号処理部２０７とを有する。
受信アンテナ２０２は、ターゲット（物体）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、受信ＲＦ部２０３へ受信信号として出力する。
受信ＲＦ部２０３は、増幅部２０４と、周波数変換器２０５と、直交検波器２０６と、を有する。受信ＲＦ部２０３は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。具体的には、増幅器２０４は、受信アンテナ２０２から受け取る受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号からなるベースバンド帯域の受信信号に変換する。
信号処理部２０７は、ＡＤ変換部２０８、２０９と、相関演算部２１０と、加算部２１１と、切替部２１２と、ドップラー周波数解析部２１３と、を有する。なお、信号処理部２０７は、送信ビームセットビーム数NBS個のドップラー周波数解析部２１３を備える。
ＡＤ変換部２０８には、直交検波器２０６からI信号が入力され、ＡＤ変換部２０９には、直交検波器２０６からQ信号が入力される。ＡＤ変換部２０８は、I信号からなるベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、I信号をデジタルデータに変換する。ＡＤ変換部２０９は、Q信号からなるベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Q信号をデジタルデータに変換する。
ここで、ＡＤ変換部２０８，２０９のサンプリングでは、レーダ送信信号における１つのパルスの時間Tp（=Tw/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１パルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。
以下の説明では、I信号Ir(k, M)及びQ信号Qr(k, M)を用いて、ＡＤ変換部２０８，２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時間kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号x(k, M)＝Ir(k, M)+jQr(k, M)と表す。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Tr）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Tｒが終了する前までのサンプル点であるk=（Nr＋Nu）Ns/Noまで周期的に動作する。すなわち、k＝1,…,（Nr＋Nu）Ns/Noとなる。
相関演算部２１０は、レーダ送信周期Tr毎に、ＡＤ変換部２０８，２０９から受け取る離散サンプル値Ir(k, M)及びQr(k, M)からなる離散サンプル値x(k, M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス圧縮符号an（ただし、n＝1，…，L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１０は、離散サンプル値x(k, M)と、パルス圧縮符号anとのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値AC(k, M)は、次式に基づき算出される。
Figure 2016070733
上式において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。
相関演算部２１０は、例えば、式（６）に従って、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noの期間に渡って相関演算を行う。
なお、相関演算部２１０は、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２１０の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２１０は、k=Ns（L+1），…,（Nr＋Nu）Ns /No-NsLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図６に示すように、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わないこととなる。これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１０による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する加算部２１１、第１ドップラー周波数解析部２１３−１、第２ドップラー周波数解析部２１３−２、及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。
加算部２１１は、第M番目のレーダ送信周期Trの離散時刻k毎に相関演算部２１０から受け取る相関演算値AC(k, M)を用いて、所定回数（Np回）のレーダ送信周期Trの期間（Tr×Np）に渡って、相関演算値AC(k, M)を加算（コヒーレント積分）する。期間（Tr×Np）に渡る加算数Npの加算（コヒーレント積分）処理は次式で表される。
Figure 2016070733
ここで、CI(k, m)は相関演算値の加算値（以下、相関加算値と呼ぶこともある）を表し、Npは２以上の整数値であり、ｍは加算部２１１における加算回数Npを１個の単位とした場合における加算回数の序数を示す自然数である。
加算部２１１は、レーダ送信周期Trを単位として得られた相関演算部２１０の出力を一つの単位として、Np回の加算を行う。つまり、加算部２１１は、相関演算値AC(k, Np(m-1)+1)〜AC（k, Np×m）を一単位として、離散時刻ｋのタイミングをそろえて加算した相関値CI（k, m）を離散時刻ｋ毎に算出する。これにより、加算部２１１は、相関演算値のNp回に渡る加算の効果により、ターゲットからの反射波信号が高い相関を有する範囲において、反射波信号のSNRを向上させることができる。よって、ターゲットの到来距離の推定に関する測定性能を向上させることができる。
なお、理想的な加算利得を得るためには、相関演算値の加算回数Npの加算区間において、相関演算値の位相成分がある程度の範囲で揃う条件が必要である。つまり、加算回数Npは、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基づいて設定されることが好ましい。これはターゲットの想定最大速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラー周波数の変動量が大きく、高い相関を有する時間期間が短くなるためである。この場合、加算回数Npは小さい値となるため、加算部２１１での加算による利得向上効果が小さくなる。
切替部２１２は、送信ビーム制御部４００からの指示に従い、離散時刻ｋ毎に加算部２１１から受け取る信号の出力先として、NBS個（送信ビームセットビーム数に相当）のドップラー周波数解析部２１３−１〜２１３−ＮＢＳを選択的に切り替える。
例えば、送信ビームセットビーム数NBS＝２の場合、２個のドップラー周波数解析２１３を備える構成となる。ドップラー周波数解析部２１３−１には、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１１の第(2m-1)番目の出力CI(ｋ, 2m-1)が入力される。また、ドップラー周波数解析部２１３−２には、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１１の第(2m)番目の出力CI(ｋ, 2m)が入力される。ここで、k＝１，…, （Nr＋Nu）Ns/Noである。
また、送信ビームセットビーム数NBSの場合、信号処理部２０７は、NBS個のドップラー周波数解析部２１３を備える構成となる。例えば、第ｙ番目のドップラー周波数解析部２１３−ｙには、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１１の第NBS(m-1)+y番目の出力CI(k, NBS(m-1)+y)が入力される。ここで、y＝１、…、NBSであり、k＝１，…, （Nr＋Nu）Ns/Noである。
ドップラー周波数解析部２１３は、切替部２１２から受け取る、加算部２１１の出力に対してドップラー周波数解析処理を行う。以下、送信ビームセットビーム数をNBSとして、第ｙ番目のドップラー周波数解析部２１３−ｙにおける動作について説明する。ここで、ｙ＝１，…，NBSである。
ドップラー周波数解析部２１３−ｙは、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１１のNc個の出力であるCI(k, NBSNc(w-1)-1)+y)〜CI（k，NBS(Nc×w-1)+y）を一単位として、離散時刻ｋのタイミングをそろえてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラー周波数解析部２１３−ｙは、次式に示すように、2Nf個の異なるドップラー周波数fsΔΦに応じた位相変動Φ(fs)＝2πfs（Tr×Np×NBS）ΔΦを補正した上で、コヒーレント積分を行う。
Figure 2016070733
ここで、FT_CIy, Nant(k, fs, w)は、ドップラー周波数解析部２１３−ｙにおける第ｗ番目の出力であり、第Nant番目のアンテナ系統処理部２０１における離散時刻ｋでのドップラー周波数fsΔΦのコヒーレント積分結果を示す。ただし、Nant=1〜N_Rxであり、fs=-Nf+1,…,0,…,Nfであり、k＝１，…, （Nr＋Nu）Ns/Noであり、wは自然数であり、ΔΦは位相回転単位である。
これにより、各アンテナ系統処理部２０１は、離散時刻ｋ毎の2Nf個のドップラー周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CIy,Nant(k, -Nf+1,w),…, FT_CIy,Nant(k, Nf-1, w)を、レーダ送信周期間Tｒの複数回Np×NBS×Ncの期間（Tr×Np×NBS×Nc）、すなわち、第２切替周期毎に得る。なお、ｊは虚数単位である。
ΔΦ＝1/Ncとした場合、上述したドップラー周波数解析部２１３の処理は、サンプリング間隔Tm＝（Tr×Np×NBS）、サンプリング周波数ｆm=1/Tmで加算部２１１の出力を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理していることと等価である。
また、Nfを２のべき乗の数に設定することで、ドップラー周波数解析部２１３では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を適用でき、演算処理量を大きく削減できる。この際、Nf>Ncとなる場合には、q＞Ncとなる領域においてCI（k、NBS(Nc(w-1)+q)+y）=0とするゼロ埋め処理を行うことで、同様にＦＦＴ処理を適用でき、演算処理量を大きく削減できる。
また、ドップラー周波数解析部２１３において、ＦＦＴ処理を行わずに、上式（８）に示す積和演算を逐次的に演算する処理を行ってもよい。つまり、ドップラー周波数解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１１のNc個の出力であるCI(k, NBS(Nc(w-1)+q)+y)に対して、fs=-Nf+1,…,0,…,Nf-1に対応する係数exp[-j2πfsTrNpNBSqΔφ]を生成し、逐次的に積和演算処理してもよい。ここで、q＝0〜Nc−１である。
なお、以下の説明では、Na（＝N_Rx）個のアンテナ系統処理部２０１の各々において同様の処理を施して得られた第ｙ番目のドップラー周波数解析部２１３−ｙからの出力FT_CIy,1(k, fs, w), FT_CIy,2(k, fs, w),…, FT_CI y,Na(k, fs, w)をまとめたものを、相関ベクトルｈy（k, fs, w）として表記する。相関ベクトルhy（k, fs, w）は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。ここで、y＝１, …, NBSである。
Figure 2016070733
また、式（９）に示す相関行列hy（k, fs, w）の代わりに、次式のように、複数のアンテナ系統処理部２０１のうち一つを基準位相として、相関ベクトルを算出してもよい。
Figure 2016070733
ここで、上付き添え字のアスタリスク（＊）は、複素共役演算子を示す。また、k=１,…,（Nr＋Nu）Ns/Noである。
以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。
方向推定部２１４は、アンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎ＿Ｒｘから出力されるｗ番目のドップラー周波数解析部２１３−ｙからの相関ベクトルhy（k, fs, w）に対してアレー補正値を用いてアンテナ系統処理部２０１間の位相偏差及び振幅偏差を補正した相関ベクトルhy_after_cal（k, fs, w）を算出する。相関ベクトルhy_after_cal（k, fs, w）は次式で表される。
Figure 2016070733
そして、方向推定部２１４は、相関ベクトルhy_after_cal（k, fs, w）を用いて、受信アンテナ２０２間の反射波信号の位相差に基づく方向推定処理を行う。具体的には、方向推定部２１４は、離散時間k、ドップラー周波数fsΔΦ毎に、又は、hy_after_cal（k, fs, w）のノルム若しくはその二乗値が所定値以上となる離散時間k、ドップラー周波数fsΔΦに対して、位相偏差及び振幅偏差を補正した相関ベクトルhy_after_cal（k, fs, w）を用いて、次式に示す方位方向θuを可変として、方向推定評価関数値Py(θu, k, fs, w）を算出する。
Figure 2016070733
ここで、y＝１、…、NBSであり、u=1,…,NU（設定可能な送信ビーム方向の数）である。なお、arg max P(x)は関数値P(x)が最大となる定義域の値を出力値とする演算子である。方位推定部２１４は、方向推定評価関数値Py(θu, k, fs, w）の最大値が得られる方位方向θuを到来方向推定値DOAy(k, fs, w)とする。
なお、方向推定部２１４は、送信ビーム制御部４００から受け取る制御信号に基づいて、方向推定処理時の方位方向θuの可変範囲を限定する処理を行ってもよい。すなわち、ｗ番目のドップラー周波数解析部２１３−ｙからの相関ベクトルhy（k, fs, w）が、送信ビームの主ビーム方向θTxに対して出力されたものである場合、方向推定処理時の方位方向θuの可変範囲を、θTx−BW/2≦θTx≦θTx＋BW/2に限定してもよい。ここで、BWは送信ビームのビーム幅程度の角度を用いればよい。これにより、送信ビームの主ビーム方向のビーム幅程度に方向推定処理の範囲が限定され、送信ビーム方向に存在するターゲットからの反射波の受信SNRが向上するので、到来角度推定の精度を高めることができる。さらに、送信ビーム方向のビーム幅程度以上離れた角度に存在するターゲットからの反射波を抑圧することができる。よって、同一距離ビン、同一ドップラービンに、受信アンテナ２０２の素子数N_Rx以上の反射波が存在する場合でも到来角度分離性能の劣化を抑えることができる。
また、評価関数値Py(θu, k, fs, w）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば参考非特許文献１に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
（参考非特許文献１）Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79
例えばビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
Figure 2016070733
ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、Ｈy_after_cal（k, fs, w）は相関行列であり、次式（１４）〜（１７）のいずれかを用いればよい。式（１５）〜（１７）において、DLは所定の整数値である。
Figure 2016070733
Figure 2016070733
Figure 2016070733
Figure 2016070733
ここで、式（１５）に示すように離散時刻ｋに隣接する離散時刻（B=(k-DL)〜(k+DL)）を含めて相関行列を生成することにより、雑音を抑圧することができ、その結果、方向推定処理の精度を高めることができる。また、式（１６）に示すようにドップラー周波数fsΔΦに隣接するドップラー周波数成分（B=(fs-DL)〜(fs+DL)）を含めて相関行列を生成することで、雑音を抑圧することができ、その結果、方向推定処理の精度を高めることができる。また、式（１７）に示すようにｗ番目の出力の前後の出力（B=(w-DL)〜(w+DL)）を含めて相関行列を生成することで、雑音を抑圧することができ、その結果、方向推定処理の精度を高めることができる。
そして、方向推定部２１４は、算出された第ｗ番目の到来方向推定値DOAy(k,fs,w)に基づいて、離散時刻ｋ、ドップラー周波数fsΔΦ及び角度θuを、レーダ測位結果として出力する。
ここで、θu方向からレーダ送信信号に対する反射波が到来した場合のアレーアンテナ（受信アンテナ２０２）の複素応答を要素としてN_Rx次の列ベクトルを、方向ベクトルa（θu）として定義する。方向ベクトルa（θu）は、受信アンテナ２０２間の素子間隔によって幾何光学的に算出される位相差を表す。例えば、アレーアンテナ（受信アンテナ２０２）が図７に示すように直線上に等間隔ｄで配置されている場合、方向ベクトルa（θu）は次式で表される。
Figure 2016070733
ここで、θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔βで変化させたものである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu＝θmin + uβ、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
また、上述した時刻情報ｋは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報ｋを距離情報R(k)に変換する際には次式を用いればよい。ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C0は光速度を表す。
Figure 2016070733
また、ドップラー周波数情報（fsΔΦ）は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラー周波数fsΔΦを相対速度成分vd(fs)に変換する際には次式を用いてもよい。ここで、λは送信ＲＦ部１０７から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。
Figure 2016070733
［レーダ装置１０の動作］
以上の構成を有するレーダ装置１０の動作について説明する。
図８及び図９を用いて、送信ビーム制御部４００における送信ビーム制御の動作を説明する。
送信ビーム制御部４００は、ビーム可変範囲θｍｉｎ≦θＴｘ≦θｍａｘ内をΔθＴｘ間隔で主ビーム方向の可変制御を行う。
ここでは、送信ビーム制御部４００は、上記ビーム可変範囲において、４つの送信ビーム方向θTx(u1)〜θTx(u4)の中から、レーダ送信信号の送信に使用される送信ビーム方向（主ビーム方向）を設定する。また、ここでは、（θTx(u1)、θTx(u2)）を組とする送信ビームセット及び（θTx(u3)、θTx(u4)）を組とする送信ビームセットを用いる。すなわち、送信ビームセットビーム数NBSは２となる。なお、送信ビームセット数は３以上でもよく、送信ビームセットビーム数NBSは３以上でもよい。
（１）図８に示すように、送信ビーム制御部４００は、第１切替周期Ｔ１毎に、送信ビームセットに含まれる複数の送信ビーム方向を順に切り替える。例えば、図８では、送信ビーム制御部４００は、第１切替周期Ｔ１毎に送信ビーム方向θTx(u1)と、θTx(u2)とを順に切り替える。
図８に示すように、第１切替周期Ｔ１の期間（第２期間に相当）は、例えば、レーダ送信周期Trとコヒーレント積分処理における相関演算値（つまり反射波信号）の加算数Npとの積によって表される。すなわち、図８では、第１切替周期Ｔ１の期間は、レーダ受信部２００において反射波信号（相関演算値）がNp回加算されるコヒーレント積分処理が行われる期間に相当する。
送信ビーム制御部４００は、第１切替周期Ｔ１の整数倍である第２切替周期Ｔ２の期間（第１期間に相当）内において上記（１）の動作を繰り返す。例えば、図８では、第２切替周期Ｔ２は、第１切替周期Ｔ１のNBSNc倍（ここではNBS=2）で表される。換言すると、第２切替周期Ｔ２の期間は、第１切替周期Ｔ１の期間（Tr×Np）と、送信ビームセットビーム数NBSと、ドップラー周波数解析部２１３の処理におけるコヒーレント積分結果（相関加算値）の加算数Ncとの積である。すなわち、図８では、第２切替周期Ｔ２の期間は、レーダ受信部２００において、NBS個の送信ビーム方向のコヒーレント加算結果に対してドップラー周波数解析処理が行われる期間である。
（２）図９に示すように、送信ビーム制御部４００は、第２切替周期Ｔ２毎に、送信ビームセットを切り替える。例えば、図９では、送信ビーム制御部４００は、第２切替周期Ｔ２毎に、送信ビームセット（θTx(u1)、θTx(u2)）と、送信ビームセット（θTx(u3)、θTx(u4)）とを順に切り替える。
送信ビーム制御部４００は、全ての送信ビームセット（図９では２個）を用いたレーダ送信信号の送信が完了するまで上記（２）の動作を繰り返す。
（３）送信ビーム制御部４００は、上記（１）、（２）の動作を繰り返す。
そして、レーダ送信部１００（送信ビーム形成部１０６）は、ビーム可変範囲を所定角度間隔において走査する送信ビーム方向の中から、送信ビーム制御部４００によって設定された送信ビーム方向を設定する。つまり、レーダ送信部１００は、レーダ受信部２００（加算部２１１）においてコヒーレント積分する加算数単位（第１切替周期Ｔ１）で送信ビーム方向を切り替えてレーダ送信信号を送信する。また、レーダ送信部１００は、第２切替周期で送信ビームセットを切り替えてレーダ送信信号を送信する。
なお、送信ビームの切替時に、送信ビーム形成部１０６において送信ビーム形成を行うアナログ回路の特性上、切替動作が安定するまでにある程度の時間（遷移時間TBeam_SW）を要する場合がある。このような場合、送信ビーム制御部４００は、符号送信区間となるタイミングよりも前の時間タイミング（例えば、少なくとも遷移時間TBeam_SW以上前の早いタイミング）で、第１切替周期Ｔ１及び第２切替周期Ｔ２を送出してもよい。これにより、送信ビームの切替直後の符号送信区間でも、送信ビーム形成部１０６において送信ビーム形成を行うアナログ回路の切替動作が完了し、レーダ送信部１００は、安定した状態でパルス符号列を送信することができる。
一方、レーダ受信部２００（加算部２１１）は、例えば、式（７）に従って、離散時間ｋ毎に相関演算値AC(k, M)を、第１切替周期Ｔ１（=Tr×Np）に渡って（つまり、Np回）加算することにより、相関加算値CI(k,m)を算出する。例えば、図８では、加算部２１１は、第１切替周期Ｔ１毎に、送信ビーム方向θTx(u1)に対する相関加算値CI(k,m)、及び、送信ビーム方向θTx(u2)に対する相関加算値CI(k,m)をそれぞれ算出する。
次いで、レーダ受信部２００（切替部２１２）は、離散時刻ｋ毎に得られた相関加算値CI(k, M)を、送信ビームセットビーム数NBSに対応して備えられたドップラー周波数解析部２１３−１〜２１３−ＮＢＳに切り替えて出力する。例えば、図８では、切替部２１２は、加算部２１１からの第(2m-1)番目の出力CI(k, 2m-1)をドップラー周波数解析部２１３−１へ出力し、加算部２１１からの第(2m)番目の出力CI(k, 2m)をドップラー周波数解析部２１３−２へ出力する。ただし、ｍは、図８に示す先頭の第１切替周期Ｔ１を１とし、第１切替周期Ｔ１毎にインクリメントされる序数である。
つまり、切替部２１２は、図８に示す送信ビーム方向θTx(u1)及びθTx(u2)に対する相関加算値CI(k,m)をそれぞれ異なるドップラー周波数解析部２１３へ出力する。これにより、図８に示すように、第２切替周期Ｔ２内では、ドップラー周波数解析部２１３−１に対して、送信ビーム方向θTx(u1)に対する相関加算値CI(k,m)がNc個入力され、ドップラー周波数解析部２１３−２に対して、送信ビーム方向θTx(u2)に対する相関加算値CI(k,m)がNc個入力される。
そして、レーダ受信部２００（各ドップラー周波数解析部２１３）は、送信ビーム方向θTx(u1)又はθTx(u2)に対するNc個の相関加算値CI(k, M)に対して、式（８）に従って、ドップラー周波数解析を行うことにより、ピークドップラースペクトルを検出する。
以上のように、本実施の形態に係るレーダ装置１０は、それぞれが少なくとも２つの送信ビーム方向を含む送信ビームセットに対してドップラー周波数解析処理が行われる第２切替周期Ｔ２の期間内で、１つの送信ビームセットに含まれる送信ビーム方向を順に切り替える。また、レーダ装置１０は、第２切替周期Ｔ２毎に、複数の送信ビームセットを順に切り替える。また、レーダ装置１０は、第２切替周期Ｔ２の期間内において、コヒーレント積分処理を行う期間の第１切替周期Ｔ１毎に、送信ビームセットに含まれる送信ビーム方向を順に切り替える。
これにより、送信ビームセットに含まれる各送信ビーム方向に対するレーダ装置１０でのドップラー周波数の観測時間は、Np×Nc×NBS×Trとなる。つまり、図８に示すように、送信ビームセット内において送信ビーム方向の切り替えを交互に行うことにより、各送信ビーム方向が設定される期間（設定時間）はNp×Nc×Trであるものの、各送信ビーム方向のドップラー周波数の観測時間は、上記設定時間のNBS倍となる。このように、送信ビームセットに含まれる１つの送信ビーム方向あたりで見た場合に、コヒーレント積分を行う加算時間間隔と比較して、コヒーレント積分結果を出力する時間間隔を長くすることができる。
例えば、所定のドップラー周波数の観測時間（例えばＴ２）において単一の送信ビーム方向（例えばθTx(u1)）のみが設定される場合と比較して、本実施の形態では、送信ビームセットに含まれる１つの送信ビーム方向（例えばθTx(u1)）が設定される期間は１／NBSとなる。すなわち、本実施の形態では、送信ビームセットに含まれる１つの送信ビーム方向あたりで見た場合に、単一の送信ビーム方向のみが設定される場合のドップラー周波数の観測時間を維持しつつ、コヒーレント積分の加算回数（加算時間）を短縮することができる。
例えば、式（３）に示すように、ドップラー周波数分解能Δfdは、ドップラー周波数の観測時間（Np×Nc×Tr）に依存する。本実施の形態によれば、コヒーレント加算数Npを1/NBSに減少（加算時間を短縮）させたとしても、ドップラー周波数の観測時間は、（Np×NBS×Nc×Tr）となり、コヒーレント加算数の減少前と同一に維持される。つまり、１つの送信ビーム方向あたりにおけるコヒーレント加算数を減少させたとしても、ドップラー周波数解析を行う際のドップラー周波数分解能の劣化を抑えることができる。
このようにして、送信ビームセットに含まれる送信ビーム方向の数を増加させることにより、加算部２１１でのコヒーレント積分を行う加算時間間隔を短縮したとしても、コヒーレント積分結果を出力する時間間隔（ドップラー周波数の観測時間）を、加算部２１１でのコヒーレント積分を行う加算時間間隔を短縮する前と同程度に長くすることができる。よって、本実施の形態によれば、ドップラー周波数分解能を維持したまま、ビーム走査時間を短縮することができる。
また、本実施の形態によれば、送信ビーム方向あたりのコヒーレント積分を行う加算時間間隔を短縮できるので、ターゲットが高速に移動する場合でも、加算部２１１におけるコヒーレント積分によるコヒーレント加算利得の低減を抑えることができる。
（変形例１）
本実施の形態において、図３に示すように送信ビームセットビーム数NBSに応じた複数のドップラー周波数解析部２１３を備える代わりに、図１０に示すように、送信ビームセットビーム数NBSに応じた複数のバッファ２２０を備えてもよい。具体的には、図１０に示すレーダ装置１０ａにおいて、バッファ２２０−１〜バッファ２２０−ＮＢＳは、送信ビームセット内の各送信ビーム方向にそれぞれ対応する。
切替部２１２ａは、各送信ビーム方向に対する相関加算値CI(k, M)を、対応するバッファ２２０−１〜２２０−ＮＢＳに切り替えて出力する。つまり、バッファ２２０は、対応する送信ビーム方向に対する相関加算値CI(k, M)を一時的に記憶する。
切替部２２１は、切替部２１２ａと同様、送信ビーム制御部４００の制御に従って、各送信ビーム方向に対応するバッファ２２０からの相関加算値CI(k, M)の出力を切り替える。すなわち、切替部２２１は、各送信ビームに対する相関加算値CI(k, M)を時間間隔（Np×Nc×Tr）単位でシリアルにドップラー周波数解析部２１３ａへ出力する。
ドップラー周波数解析部２１３ａは、シリアルに入力される各送信ビームに対する相関加算値CI(k, M)に対して、ドップラー周波数解析処理を行う。
このような構成のレーダ装置１０ａにおいても、上記同様、ドップラー周波数分解能を維持したまま、ビーム走査時間を短縮することができる。
（変形例２）
変形例２では、送信ビームセットの各送信ビーム方向を切り替える周期である第１切替周期Ｔ１よりも長いレーダ送信周期を用いて周期的に変動するレーダ送信信号を生成する場合について説明する。
図１１は、変形例２に係るレーダ装置１０ｃの構成を示すブロック図である。
符号生成制御部１２０は、送信ビーム制御部４００の制御に基づいて、送信ビームセットに含まれる送信ビーム方向毎に所望の周期性を維持したレーダ送信信号を生成するように、レーダ送信信号生成部１０１を制御する。換言すると、符号生成制御部１２０は、１つの第１切替周期Ｔ１の期間内にて１度に送信しきれない１つの符号系列の符号を、複数の期間に渡って順番に送信されるように、送信ビーム方向毎に制御する。
具体的には、符号生成制御部１２０は、送信ビーム制御部４００から指示される第１切替周期Ｔ１及び第２切替周期Ｔ２に基づいて、送信ビームセットに含まれる送信ビーム方向毎のレーダ送信信号の送信周期をカウントする。すなわち、符号生成制御部１２０は、第１切替周期Ｔ１に基づいて、送信ビームセットビーム数NBS毎、つまり、送信ビーム方向毎にレーダ送信周期のカウント値をインクリメントする。また、符号生成制御部１２０は、第２切替周期Ｔ２に基づいて、送信ビーム方向毎のレーダ送信周期のカウント値をリセットする。
レーダ送信信号生成部１０１ｂは、符号生成制御部１２０から受け取る、送信ビーム方向毎のレーダ送信周期のカウント値に基づいてベースバンドのレーダ送信信号を生成する。例えば、レーダ送信信号生成部１０１ｂは、或る送信ビーム方向に対するレーダ送信信号の初回の周期では、第１切替周期Ｔ１の期間分だけ当該レーダ送信信号を生成する。次いで、レーダ送信信号生成部１０１ｂは、或る送信ビーム方向に対するレーダ送信信号の次の周期では、前回の周期において送信されたレーダ送信信号に後続する部分から第１切替周期Ｔ１の期間分だけのレーダ送信信号を生成する。以降、レーダ送信信号生成部１０１ｂは、同一の送信ビーム方向に対応する第１切替周期Ｔ１毎にインクリメントされるカウント値に基づいて、レーダ送信信号における送信済みの位置（つまり、今回の送信開始位置）を特定し、第１切替周期Ｔ１の期間に相当する長さのレーダ送信信号を生成する。
レーダ送信信号生成部１０１ｂは、上記動作を、送信ビームセットに含まれる送信ビーム方向毎に行う。
こうすることで、例えば、図８に示すように、第２切替周期Ｔ２内において、送信ビーム方向が第１切替周期Ｔ１毎に切り替わる場合でも、レーダ送信信号生成部１０１ｂは、送信ビーム方向毎に、所望の周期性を維持したレーダ送信信号を生成することができる。
よって、第１切替周期Ｔ１よりも長いレーダ送信周期を用いて周期的に変動するレーダ送信信号を用いる場合でも、上記実施の形態と同様、ドップラー周波数分解能を維持したまま、ビーム走査時間を短縮することができる。
（変形例３）
上記実施の形態では、送信ビーム制御部４００は、図８及び図９に示すように、送信ビームセットに含まれる各送信ビーム方向に対して第１切替周期Ｔ１を同一の値とし、加算部２１１は、各送信ビーム方向について、同一値の第１切替周期Ｔ１に含まれる相関演算値を加算処理する場合について説明した。
これに対して、変形例３では、送信ビームセットに含まれる複数の送信ビーム方向の各々が設定される第１切替周期Ｔ１の期間が互いに異なる場合について説明する。具体的には、送信ビーム制御部４００は、送信ビームセットに含まれる送信ビームセットビーム数NBSに対して、異なる長さの第１切替周期T1(1), T1(2),…,T1(NBS)を用いて、送信ビーム方向を切り替える。
図１２及び図１３を用いて変形例３の動作の一例について説明する。なお、図１２及び図１３では、図８及び図９と同様、ビーム可変範囲において、４つの送信ビーム方向θTx(u1)〜θTx(u4)の中から、レーダ送信信号の送信に使用される主ビーム方向が設定される。また、２つの送信ビームセット（θTx(u1)、θTx(u2)）及び（θTx(u3)、θTx(u4)）が設定される。つまり、図１２及び図１３では、NBS＝２である。
図１３に示すように、１つの送信ビームセット内の２個の送信ビーム方向(θTx(u1)、θTx(u2))に対し、送信ビーム制御部４００は、長さの異なる第１切替周期T1(1), T1(2)を用いて送信ビームを切り替える。同様に、図１３に示すように、１つの送信ビームセット内の２個の送信ビーム方向(θTx(u3)、θTx(u4))に対し、送信ビーム制御部４００は、異なる第１切替周期T1(3), T1(4)を用いて送信ビームを切り替える。
また、図１２では、加算部２１１は、送信ビーム方向θTx(u1)に対して、第１切替周期T1(1)毎にNp1回のレーダ送信信号（相関演算値）の加算処理を行う。同様に、図１２では、加算部２１１は、送信ビーム方向θTx(u2)に対して、第１切替周期T1(2)毎にNp2回のレーダ送信信号（相関演算値）の加算処理を行う。送信ビーム方向θTx(u3)、θTx(u4)についても同様である。つまり、加算部２１１は、NBS個の送信ビーム方向(θTx(u1), θTx(u2), …, θTx(uBS))に対して、各々に対応する第１切替周期T1(1), T1(2),…，T1(BS2)に含まれる加算数Np1，Np2，…，NpBSにて加算処理を行う。
このように、変形例３では、送信ビームセットに含まれる送信ビーム方向毎に切替周期を可変にすることができる。加算部２１１では第１切替周期Ｔ１に含まれる加算数にて加算処理が行われる。よって、送信ビーム方向毎に第１切替周期Ｔ１を可変にすることにより、加算部２１１でのコヒーレント加算による加算利得を可変に設定できる。
例えば、送信アンテナ１０８によって平面アンテナが構成される場合、平面アンテナの正面方向の送信ビームは、斜め方向の送信ビームと比較して高い指向性利得が得られる。そこで、送信ビーム制御部４００は、１つの送信ビームセット内に指向性利得が異なる送信ビーム方向が含まれる場合には、指向性利得が高い送信ビーム方向に対する第１切替周期Ｔ１を、指向性利得が低い送信ビーム方向の第１切替周期Ｔ１よりも短く設定してもよい。つまり、送信ビームセットに含まれる送信ビーム方向のうち、指向性利得が低い送信ビーム方向に対する第１切替周期Ｔ１の期間ほど長く設定される。
こうすることで、指向性利得が低い送信ビーム方向に対するコヒーレント加算利得（つまり、加算回数）は、指向性利得が高い送信ビーム方向に対するコヒーレント加算利得よりも高くなる。つまり、変形例３では、指向性利得及びコヒーレント加算利得の双方を考慮して、レーダ装置１０の検知エリア内（各送信ビーム方向）における検知距離の平滑化を図ることができる。
なお、送信ビーム制御部４００は、送信ビームセットの中で、検知エリア内において検知距離を延ばす必要がある送信ビーム方向に対して、第１切替周期Ｔ１をより長く設定してもよい。こうすることで、検知エリア内の検知距離を所望値に調整可能となる。
例えば、車両の前側方にレーダ装置１０を装着する場合、車両前方方向に相当する送信ビーム方向の方が、車両側面方向に相当する送信ビーム方向よりも検知距離が必要とされる。そこで、送信ビーム制御部４００は、車両前方方向に相当する送信ビーム方向に対する第１切替周期Ｔ１を、車両側面方向に相当する送信ビーム方向に対する第１切替周期よりも長く設定すればよい。こうすることで、車両前方方向での検知距離を伸ばすことが可能となる。
また、送信ビーム制御部４００は、送信ビームセット内の各送信ビーム方向に対する第１切替周期Ｔ１の和を複数の送信ビームセット間で同一となるように制御してもよい。例えば、図１４では、送信ビームセット（θTx(u1), θTx(u2)）には第１切替周期T1(1), T1(2)が設定され、送信ビームセット（θTx(u3), θTx(u4)）には第１切替周期T1(3), T1(4)が設定される。この場合、送信ビーム制御部４００は、T1(1)＋T1(2) ＝T1(３)＋T1(４)となるように各送信ビーム方向に対する第１切替周期Ｔ１を設定する。
ここで、加算部２１１は、送信ビームセット（θTx(u1), θTx(u2)）を用いた期間では、NBS＝２個の送信ビーム方向(θTx(u1)、θTx(u2))に対して、第１切替周期T1(1), T1(2)にそれぞれ含まれる加算数Np1，Np2にて加算処理を行う。同様に加算部２１１は、送信ビームセット（θTx(u3), θTx(u4)）を用いた期間では、NBS＝２個の送信ビーム方向(θTx(u3)、θTx(u4))に対して、第１切替周期T1(3), T1(4)にそれぞれ含まれる加算数Np3，Np4にて加算処理を行う。
T1(1)＋T1(2) ＝T1(３)＋T1(４)となる関係から、各ドップラー周波数解析部２１３の入力となる加算部２１１からの出力のサンプリング間隔は、各送信ビームセット間で同一となる。このため、ドップラー周波数fsΔΦ（ここで、fs=-Nf+1,…,0,…,Nf）は同一となり、ドップラー周波数分解能が全ての送信ビームで等しくなる。これにより、異なる送信ビームセットに含まれる送信ビーム毎のドップラー周波数を一致させる補間処理が不要となる効果が得られる。
（変形例４）
変形例４では、車両などの移動体に本開示に係るレーダ装置を搭載する場合について説明する。
図１５は、変形例４に係るレーダ装置１０ｄの構成を示すブロック図である。レーダ装置１０ｄは、車両走行状況検出部５００を追加し、車両走行状況検出部５００からの出力に基づいて送信ビーム制御部４００ａが動作する点が図３に示すレーダ装置１０と異なる。
車両走行状況検出部５００は、例えば、レーダ装置１０ｄを搭載した車両の車速センサ（図示せず）から受け取るセンサ情報に基づいて車両の車速を検出し、検出結果を送信ビーム制御部４００ａに出力する。
送信ビーム制御部４００ａは、車両走行状況検出部５００から受け取る検出結果に基づいて、送信ビーム制御を行う。具体的には、送信ビーム制御部４００ａは、車速に応じて送信ビームセットビーム数NBSを設定してもよい。例えば、送信ビーム制御部４００ａは、車速が所定の速度Lspeed以下となった場合の送信ビームセットビーム数NBSを、車速が所定の速度Lspeedを超える場合の送信ビームセットビーム数NBSよりも増加させてもよい。例えば、Lspeed＝40km/hとすると、送信ビーム制御部４００ａは、車両走行速度が40km/h超の場合、送信ビームセットビーム数NBS＝２として、車両走行速度が40km/h以下の場合、NBS＝３としてもよい。
また、送信ビーム制御部４００ａは、車速が所定の速度Lspeed以下となった場合、第１切替周期Ｔ１（=Tr×Np）を増加させてもよい。
ここで、第２切替周期Ｔ２は（Tr×Np×NBS×NC）で表される。よって、車両走行速度がLspeed以下の場合、送信ビームセットビーム数NBSが増加するので、第２切替周期Ｔ２は長くなる。よって、ドップラー周波数解析部２１３でのドップラー周波数解析処理において、サンプリング間隔が長くなり、ドップラー周波数の観測時間が長くなるので、ドップラー周波数分解能が向上する。
一方、車速が所定の速度Lspeed以下となった場合、観測可能な最大ドップラー周波数fd_maxは小さくなる。ただし、車両走行速度が所定以下となる状況では、想定される最大ドップラー周波数が小さくなることから、観測可能な最大ドップラー周波数fd_maxが小さなったとしても、ドップラー周波数が誤検出されることを防ぐことができる。
以上のように、変形例４では、送信ビーム制御部４００ａは、レーダ装置１０ｄが搭載された車両の走行状況に基づいて、送信ビームセットビーム数NBSを制御する。具体的には、車両走行速度が所定以下の場合には想定の最大ドップラー周波数が小さくなることから、ドップラー周波数解析部２１３でのドップラー周波成分の分解能を向上させた処理が可能となる。よって、レーダ装置１０ｄによれば、歩行者など低速で移動する物体の検出性能を向上させることができる。又は、レーダ装置１０ｄの距離レンジ方向に直交するクロスレンジ方向に移動する物体の検出性能を向上させることもできる。
なお、レーダ装置１０ｄを車両の前方に搭載した場合、送信ビーム制御部４００ａは、車両走行状況検出部５００での検出結果に応じて次のような処理を行ってもよい。
具体的には、送信ビーム制御部４００ａは、車両走行状況検出部５００の出力に基づいて、車速が所定の速度Lspeed以下の場合と比較して、車速が所定の速度Lspeedを超える場合に使用する送信ビームセットの数を減少させ、かつ、第１切替周期Ｔ１を長くする。なお、送信ビームセットは、図１６に示すように、車両前方を送信ビーム方向とする送信ビームセット１と、車両側方を送信ビーム方向とする送信ビームセット２とからなるものとする。
例えば、車両走行速度が所定の速度Lspeed（60km/h）以下の場合、送信ビーム制御部４００ａは、車両前方を送信ビーム方向とする送信ビームセット１(θTx(u1)、θTx(u2)、... )及び車両側方を送信ビーム方向とする送信ビームセット２(θTx(u３)、θTx(u４) )の双方を交互に切り替えて使用する。
一方、車両走行速度が所定の速度Lspeed（60km/h）を超える場合、送信ビーム制御部４００ａは、送信ビームセット１(θTx(u1)、θTx(u2)、... )のみを使用する。さらに、送信ビーム制御部４００ａは、第１切替周期Ｔ１を長くする（例えば２倍程度）。
このように、レーダ装置１０ｄを車両前方に搭載した車両において、送信ビーム制御部４００ａは、車両走行状況に基づいて、使用する送信ビームセット数を可変とする。さらに、送信ビーム制御部４００ａは、送信ビームセット数を削減した場合には、第１切替周期Ｔ１を長くする。
これにより、車両走行速度が所定値を超える場合、車両前方を送信ビーム方向とする送信ビームセットのみを用いて、第１の切替周期Ｔ１を長くすることができるので、レーダ装置１０ｄは、前方方向の検知距離をより長くすることができる。よって、レーダ装置１０ｄは、車両前方方向の安全確認をより早期に行うことができ、車載用レーダとしての予防安全効果を高めることができる。
例えば、車両が単路を走行する場合の主な交通事故として、前方車両への追突、道路構造物への衝突、又は、道路横断者（飛び出し含む）との衝突などがある。このような交通事故を防止又は低減するためには、レーダ装置１０ｄは車線上又は歩道上に存在する物体及び人を検知する必要がある。
図１７は、レーダ装置１０ｄが搭載された車両が単路直進中の検知対象と検知範囲の一例を示す。検知対象のうち、代表的な移動物である車両（図１７ではバス）は車道上に存在し、自転車又は歩行者は歩道上又は車道上に存在する。
また、一般に、単路走行中の車速は、交差点付近を走行する場合の車速と比較して高速となる。このことから、交通事故防止のためには、レーダ装置１０ｄには、時間的により早い検知、つまり、より長距離の検知が求められる。例えば、時速60km/hで走行中において、レーダ装置１０ｄが衝突予測時間の３秒前に検知対象の検知を完了させるためには、16.6m/s×3秒= 約50m先のターゲットを検知可能となる必要がある。
一方、角度方向については、図１７に示すように、車道として自車線と対向車線、及び、車道に並行する歩道がカバーされればよい。日本における一般道の車線幅は例えば3.5mであることから、片側2車線で対向車線を含めて計4車線の場合の幅は約15mであり、歩道を含めたとしても約20m程度である。このことから、単路走行中には、レーダ装置１０ｄにおいて、自車両の進行方向を0度として、左右に30度程度の視野角（合計60度程度）があれば十分な検知範囲となる。
これに対して、図１８に示すような交差点付近では、自車線、対向車線のみならず、自車線に交差する道路、更に、自転車又は歩行者が通行する横断歩道もレーダ装置１０ｄの検知範囲とする必要がある。このため、図１８に示すように、レーダ装置１０ｄでは、単路走行中（図１７）と比較して、広角な検知範囲が必要となる。ただし、一般には交差点での車速は低速であることから、レーダ装置１０ｄでの検知距離は、単路走行中（図１７）と比較して短くてよい。
図１７及び図１８に示したようにレーダ装置１０ｄは、高速走行時（例えば、単路走行中）には長距離狭角とし、低速走行時（交差点進入時）には短距離広角として切り替えればよい。こうすることにより、レーダ装置１０ｄは、レーダ装置１０ｄが搭載された車両の状況、又は、周辺状況に応じた効果的な検知範囲の切替を実施することができ、結果として交通事故低減、防止により寄与することが可能となる。
また、図１９に示すように、レーダ装置１０ｄは、検知方向に応じて検知範囲を切り替えてもよい。図１９では、レーダ装置１０ｄが搭載された車両の前方側には長距離狭角の検知範囲が設定され、側方側には短距離広角の検知範囲が設定されている。
（変形例５）
上記実施の形態では、パルス圧縮レーダを用いる場合について説明したが、変形例５では、チャープ（Chirp）パルスレーダのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式について説明する。
図２０は、変形例５に係るレーダ装置１０ｅの構成を示すブロック図である。レーダ装置１０ｅは、レーダ送信部１００においてチャープパルスを用いる。
レーダ送信部１００において、変調信号発生部１３０は、図２１に示すのこぎり歯状の周波数変調された変調信号を周期的に発生させる。ここでは、変調信号の送信周期をTchirpとする。
ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator。電圧制御発振器）１３１は、変調信号発生部１３０から受け取る変調信号によって周波数変調された信号に基づいて周波数変調信号を出力する。
ＤＡ変換部１３２は、ＶＣＯ１３１から受け取るデジタルの送信信号をアナログの送信信号に変換し、送信ビーム形成部１０６へ出力する。
ここで、レーダ送信信号生成部１０１ｃは、送信ビーム制御部４００から指示される第１切替周期Ｔ１に基づいて、送信周期Tchirpが第１切替周期Ｔ１に一致するように可変制御する。
方向性結合部１３３は、複数の送信アンテナ１０８から放射される一部の信号をレーダ受信部２００のミキサ部２３０に出力する。その他の信号は送信アンテナ１０８から空間に電波として放射される。
レーダ受信部２００において、ミキサ部２３０は、レーダ送信信号の反射波信号に対して、方向性結合部１３３から受け取る送信信号とのミキシングを施す。
ＬＰＦ２３１は、ミキシング後の受信信号の所定の制限帯域以下の信号成分のみを通過させることにより、反射波信号の遅延時間に応じた周波数（ビート周波数）となるビート信号を取り出す。例えば、図２１に示すように、反射波信号（受信信号）からビート周波数を有するビート信号が得られる。
信号処理部２０７において、ＡＤ変換部２３２は、ビート信号に対してＡＤ変換を施し、デジタルデータに変換する。
ＦＦＴ部２３３は、送信周期Tchirp単位でのサンプルデータ（Ndata個）に対してＦＦＴ処理を施すことにより、反射波信号の遅延時間に応じたビート周波数のピークが現れる周波数スペクトラム（ビート周波数スペクトラム応答）を得る。ここでは、第ｍ番目のチャープパルス送信周期によって得られるビート周波数スペクトラム応答をCI_chirp（fb, m）と表す。ここで、fbはＦＦＴのビン番号であり、fb＝1,…,Ndata/2である。
切替部２３４は、送信ビーム制御部４００からの制御信号に従って、ＦＦＴ部２３３の出力を、送信ビームセットビーム数NBSに相当する個数のドップラー周波数解析部２１３への入力として選択的に切り替える。
例えば、送信ビームセットビーム数NBS＝２の場合、２個のドップラー周波数解析２１３を備える構成となる。ドップラー周波数解析部２１３−１には、ＦＦＴ部２３３の第(2m-1)番目の出力CI_chirp(fb, 2m-1)が入力される。また、ドップラー周波数解析部２１３−２には、ＦＦＴ部２３３の第(2m)番目の出力CI_chirp(fb, 2m)が入力される。
また、送信ビームセットビーム数NBSの場合、信号処理部２０７は、NBS個のドップラー周波数解析部２１３を備える構成となる。例えば、第ｙ番目のドップラー周波数解析部２１３−ｙには、ＦＦＴ部２３３の第NBS(m-1)+y番目の出力CI_chirp(fb, NBS(m-1)+y)が入力される。ここで、y＝１、…、NBSであり、fb＝1,…,Ndata/2である。
以下、送信ビームセットビーム数をNBSとして、第ｙ番目のドップラー周波数解析部２１３−ｙにおける動作について説明する。ここで、ｙ＝１，…，NBSである。
ドップラー周波数解析部２１３−ｙは、ビート周波数fb毎に得られたＦＦＴ部２２３のNc個の出力であるCI_chirp(fb, NBSNc(w-1)+y)〜CI_chirp（fb，NBS(Nc×w-1)+y）を一単位として、ビート周波数fbをそろえてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラー周波数解析部２１３−ｙは、次式に示すように、2Nf個の異なるドップラー周波数fsΔΦに応じた位相変動Φ(fs)＝2πfs（Tchirp×NBS）ΔΦを補正した上で、コヒーレント積分を行う。
Figure 2016070733
ここで、FT_CIy, Nant(fb, fs, w)は、ドップラー周波数解析部２１３−ｙにおける第ｗ番目の出力であり、第Nant番目のアンテナ系統処理部２０１におけるビート周波数fbでのドップラー周波数fsΔΦのコヒーレント積分結果を示す。ただし、Nant=1〜N_Rxであり、fs=-Nf+1,…,0,…,Nfであり、fb＝１，…, Ndata/2であり、wは自然数であり、ΔΦは位相回転単位である。
これにより、各アンテナ系統処理部２０１は、ビート周波数fb毎の2Nf個のドップラー周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CIy,Nant(fb, -Nf+1,w),…, FT_CIy,Nant(fb, Nf-1, w)を、レーダ送信周期Tchirpの複数回NBS×Ncの期間（Tchirp×NBS×Nc）毎に得る。なお、ｊは虚数単位である。
以上の構成及び動作により、チャープ（Chirp）パルスレーダのような周波数変調したパルス波を用いる場合でも、上記実施の形態と同様、ドップラー周波数分解能を維持したまま、ビーム走査時間を短縮することができる。
以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。
なお、上記実施の形態、及び、各変形例に係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。
また、図３に示すレーダ装置１０において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
また、レーダ装置１０は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、所定の送信周期にてレーダ信号を送信し、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号に対してコヒーレント積分処理及びドップラー周波数解析処理を行うレーダ装置であって、複数の送信ビーム方向の中から、前記レーダ信号の送信に使用される送信ビーム方向を切り替える送信ビーム制御部と、前記複数の送信ビーム方向のうち、前記切り替えられた送信ビーム方向へ前記レーダ信号を送信するレーダ送信部と、を具備し、前記複数の送信ビーム方向は、それぞれが少なくとも２つの送信ビーム方向を含む複数の送信ビームセットにグループ化され、前記送信ビーム制御部は、１つの前記送信ビームセットに対する前記ドップラー周波数解析処理が行われる第１期間の周期で前記複数の送信ビームセットを順に切り替え、前記第１期間内で前記１つの送信ビームセットに含まれる前記少なくとも２つの送信ビーム方向を順に切り替える。
また、本開示のレーダ装置において、前記送信ビーム制御部は、前記第１期間内において、前記コヒーレント積分処理を行う第２期間の周期で前記少なくとも２つの送信ビーム方向を順に切り替える。
また、本開示のレーダ装置において、前記少なくとも２つの送信ビーム方向の各々が設定される前記第２期間は互いに異なる。
また、本開示のレーダ装置において、前記少なくとも２つの送信ビーム方向のうち、指向性利得が低い送信ビーム方向に対する前記第２期間ほど長い。
また、本開示のレーダ装置において、前記レーダ装置は車両に搭載され、前記少なくとも２つの送信ビーム方向のうち、前記車両の前方方向に相当する送信ビーム方向に対する前記第２期間は、前記車両の側面方向に相当する送信ビーム方向に対する前記第２期間よりも長い。
また、本開示のレーダ装置において、前記レーダ装置は車両に搭載され、前記送信ビーム制御部は、前記車両の車速が所定の閾値以下の場合の前記少なくとも２つの送信ビーム方向の数を、前記車両の車速が前記閾値を超える場合の前記少なくとも２つの送信ビーム方向の数よりも増加させる。
また、本開示のレーダ装置において、前記レーダ装置は車両に搭載され、前記送信ビーム制御部は、前記車両の車速が所定の閾値を超える場合、前記車両の車速が前記閾値以下の場合と比較して、前記複数の送信ビームセットの中で使用する送信ビームセットの数を減少させ、かつ、前記第２期間を長くする。
また、本開示のレーダ装置において、前記第２期間は、前記レーダ送信信号の送信周期と前記コヒーレント積分処理における前記反射波信号の加算数との積であり、前記第１期間は、前記第２期間と、前記少なくとも２つの送信ビーム方向の数と、前記ドップラー周波数解析処理における前記コヒーレント積分結果の加算数との積である。
本開示は、送信ビームを走査して広角範囲を検知するレーダ装置において、ドップラー周波数検出に基づく相対速度検出における分解能の劣化を抑え、走査時間を短縮できるレーダ装置として好適である。
１０，１０ａ，１０ｃ，１０ｄ，１０ｅ レーダ装置
１００ レーダ送信部
２００ レーダ受信部
３００ 基準信号生成部
４００，４００ａ 送信ビーム制御部
５００ 車両走行状況検出部
１０１，１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４，２３１ ＬＰＦ
１０５，１３２ ＤＡ変換部
１０６ 送信ビーム形成部
１０７ 送信ＲＦ部
１０８ 送信アンテナ
１１０ 符号記憶部
１２０ 符号生成制御部
１３０ 変調信号発生部
１３１ ＶＣＯ
１３３ 方向性結合部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信ＲＦ部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換器
２０６ 直交検波器
２０７ 信号処理部
２０８，２０９，２３２ ＡＤ変換部
２１０ 相関演算部
２１１ 加算部
２１２，２１２ａ，２２１，２３４ 切替部
２１３，２１３ａ ドップラー周波数解析部
２１４ 方向推定部
２２０ バッファ
２３０ ミキサ部
２３３ ＦＦＴ部

Claims (8)

  1. 所定の送信周期にてレーダ信号を送信し、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号に対してコヒーレント積分処理及びドップラー周波数解析処理を行うレーダ装置であって、
    複数の送信ビーム方向の中から、前記レーダ信号の送信に使用される送信ビーム方向を切り替える送信ビーム制御部と、
    前記複数の送信ビーム方向のうち、前記切り替えられた送信ビーム方向へ前記レーダ信号を送信するレーダ送信部と、
    を具備し、
    前記複数の送信ビーム方向は、それぞれが少なくとも２つの送信ビーム方向を含む複数の送信ビームセットにグループ化され、
    前記送信ビーム制御部は、
    １つの前記送信ビームセットに対する前記ドップラー周波数解析処理が行われる第１期間の周期で前記複数の送信ビームセットを順に切り替え、
    前記第１期間内で前記１つの送信ビームセットに含まれる前記少なくとも２つの送信ビーム方向を順に切り替える、
    レーダ装置。
  2. 前記送信ビーム制御部は、
    前記第１期間内において、前記コヒーレント積分処理を行う第２期間の周期で前記少なくとも２つの送信ビーム方向を順に切り替える、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 前記少なくとも２つの送信ビーム方向の各々が設定される前記第２期間は互いに異なる、
    請求項２に記載のレーダ装置。
  4. 前記少なくとも２つの送信ビーム方向のうち、指向性利得が低い送信ビーム方向に対する前記第２期間ほど長い、
    請求項３に記載のレーダ装置。
  5. 前記レーダ装置は車両に搭載され、
    前記少なくとも２つの送信ビーム方向のうち、前記車両の前方方向に相当する送信ビーム方向に対する前記第２期間は、前記車両の側面方向に相当する送信ビーム方向に対する前記第２期間よりも長い、
    請求項３に記載のレーダ装置。
  6. 前記レーダ装置は車両に搭載され、
    前記送信ビーム制御部は、前記車両の車速が所定の閾値以下の場合の前記少なくとも２つの送信ビーム方向の数を、前記車両の車速が前記閾値を超える場合の前記少なくとも２つの送信ビーム方向の数よりも増加させる、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  7. 前記レーダ装置は車両に搭載され、
    前記送信ビーム制御部は、前記車両の車速が所定の閾値を超える場合、前記車両の車速が前記閾値以下の場合と比較して、前記複数の送信ビームセットの中で使用する送信ビームセットの数を減少させ、かつ、前記第２期間を長くする、
    請求項２に記載のレーダ装置。
  8. 前記第２期間は、前記レーダ信号の送信周期と前記コヒーレント積分処理における前記反射波信号の加算数との積であり、
    前記第１期間は、前記第２期間と、前記少なくとも２つの送信ビーム方向の数と、前記ドップラー周波数解析処理における前記コヒーレント積分結果の加算数との積である、
    請求項２に記載のレーダ装置。
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