JP2022513288A - デジタルビームフォーミングレーダシステムにおける位相ノイズ補償 - Google Patents

デジタルビームフォーミングレーダシステムにおける位相ノイズ補償 Download PDF

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Abstract

レーダシステム（６００）は、パルスのシーケンス（１１２）を送信する送信機（６１０）と、送信されたパルスのシーケンス（１１２）の反射（１１４）を受信する受信機（６２０）と、送信されたパルスのシーケンス（１１２）および反射されたパルス（１１４）に少なくとも部分的に基づいて、送信されたパルスのシーケンス（１１２）の経路における物体（１０１）の速度を判定する速度検出回路（１１５）とを備える。送信機（６１０）は、クロック信号（ＴＸ／ＲＸ ＣＬＫ）に応答してパルスのシーケンス（１１２）を生成するよう、複数のデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）（６１４）を含む。受信機（６２０）は、クロック信号（ＴＸ／ＲＸ ＣＬＫ）に応答して、反射されたパルス（１１４）をサンプリングするよう、複数のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）（６２４）を含む。したがって、ＡＤＣ（６１４）はＤＡＣ（６２４）と同相でロックされる。

Description

本開示の局面は、一般にレーダシステムに関し、特にデジタルビームフォーミングレーダシステムにおける位相ノイズ補償に関する。
背景
レーダシステムは、その近傍における物体の距離および／または速度を測定するために用いることができる。レーダシステムは、１つまたは複数の変調されたパルスを送信することによって動作する。パルスの経路内の任意の物体は、送信されたパルスの少なくとも一部をレーダに反射して戻す。レーダシステムは、レーダが反射されたパルスを受信するタイミングに基づいて物体の距離および／または速度を判定することができる。例えば、レーダパルスは、レーダシステムにより近い物体と比較して、レーダシステムからより遠い物体に到達する（およびそこから戻る）のに時間がより長くかかり得る。したがって、レーダシステムは、物体から反射されるパルスの往復時間（ＲＴＴ）に基づいて物体の距離を判定することができる。
ドップラーレーダシステムは、典型的には、移動物体の速度を測定するために使用される。例えば、ドップラーレーダは、一連のパルス（またはパルスのシーケンス）を目標周波数で送信することによって動作する。レーダパルスの経路における物体の動きは、反射されるパルスの周波数に影響を及ぼす。例えば、レーダシステムの方向（例えば、レーダシステムに向かって）に移動する物体によって反射されたレーダパルスは、目標周波数よりも高い周波数（例えば、連続するパルス間の、より短い持続時間）を示す。他方、レーダシステムの方向と反対に（例えば、レーダシステムから離れるように）移動する物体によって反射されたレーダパルスは、目標周波数よりも低い周波数（例えば、連続するパルス間の、より長い持続時間）を示す。反射されたパルスと送信されたパルス（例えば目標周波数）との間の周波数における変化は、典型的には「ドップラーシフト」と呼ばれる。したがって、ドップラーレーダシステムは、物体から反射されたパルスによって示されるドップラーシフトの量に基づいて物体の速度を判定することができる。
概要
本概要は、以下で詳細な説明においてさらに説明される概念の選択を簡略化された形で紹介するために提供される。本概要は、特許請求される主題の主要な特徴または本質的な特徴を識別することを意図するものではなく、特許請求される主題の範囲を限定することを意図するものでもない。
本開示の局面は、レーダシステムおよびそれらの動作方法を対象とする。例示的なレーダシステムは、パルスのシーケンスを送信する送信機と、送信されたパルスの反射を受信する受信機と、送信されたパルスおよび反射されたパルスに少なくとも部分的に基づいて、送信されたパルスの経路内の第１の物体の速度を判定するための速度検出回路とを備える。送信機は、クロック信号に応答してパルスのシーケンスを生成するよう、複数のデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）を含む。受信機は、クロック信号に応答して、反射されたパルスをサンプリングするよう、複数のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）を含む。
いくつかの実現例では、ＡＤＣはＤＡＣと同相でロックされる。例えば、ＤＡＣのうちの少なくとも１つは、クロック信号の第１の遷移に応答して第１のパルスを生成するように構成されてもよく、ＡＤＣのうちの少なくとも１つは、クロック信号の第１の遷移に応答して第１のパルスの反射をサンプリングするように構成され得る。
速度検出回路は、さらに、送信されたパルスの周波数と反射されたパルスの周波数との間のドップラーシフトを検出し、ドップラーシフトに少なくとも部分的に基づいて第１の物体の速度を判定するように構成され得る。クロック信号における位相ノイズは、送信されたパルスの周波数の変動および反射されたパルスの周波数の対応する変動を引き起こし得る。したがって、いくつかの局面では、受信機は、反射されたパルスをサンプリングするときに、反射されたパルスの周波数の変動を送信されたパルスの周波数の変動に一致させる。
いくつかの実現例では、反射されたパルスは、送信されたパルスの経路内の第２の物体からの反射を含み得る。さらに、位相ノイズは、第２の物体からの反射されたパルスのうちの少なくとも一部のパルスの周波数を、第１の物体からの反射されたパルスの周波数に重畳させ得る。いくつかの局面では、第１の物体は移動物体であってもよく、第２の物体は静止していてもよい。したがって、速度検出回路は、さらに、ドップラーシフトを検出すると、第２の物体からの反射されたパルスをフィルタリングするように構成され得る。
いくつかの実現例では、レーダシステムは、クロック信号を生成するためのクロック生成器回路と、ＡＤＣに供給されるクロック信号を遅延させるための遅延素子とをさらに含み得る。例えば、位相ノイズは、クロック生成器回路の１つまたは複数の構成要素によって生成され得る。いくつかの局面では、遅延素子によって実現される遅延の量は、パルスの送信とパルスの反射の受信との間の往復時間に少なくとも部分的に基づいてもよい。
本明細書で開示される例示的な方法は、レーダシステムを動作させるために使用され得る。本方法は、クロック信号に応答して複数のデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）を介してパルスのシーケンスを生成することと、パルスのシーケンスを送信することと、クロック信号に応答して、複数のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）を介して、送信されたパルスのシーケンスの反射をサンプリングすることと、送信されたパルスおよび反射されたパルスに少なくとも部分的に基づいて、送信されたパルスのシーケンスの経路における第１の物体の速度を判定することとを含む。
いくつかの実現例では、ＡＤＣはＤＡＣと同相でロックされる。例えば、ＤＡＣのうちの少なくとも１つは、クロック信号の第１の遷移に応答して第１のパルスを生成するように構成されてもよく、ＡＤＣのうちの少なくとも１つは、クロック信号の第１の遷移に応答して第１のパルスの反射をサンプリングするように構成されてもよい。
いくつかの局面では、第１の物体の速度を判定するステップは、送信されたパルスの周波数と反射されたパルスの周波数との間のドップラーシフトを検出するステップと、ドップラーシフトに少なくとも部分的に基づいて第１の物体の速度を判定するステップとをさらに含み得る。クロック信号における位相ノイズは、送信されたパルスの周波数の変動および反射されたパルスの周波数の対応する変動を引き起こし得る。したがって、いくつかの局面では、反射のサンプリングは、反射されたパルスの周波数の変動を送信されたパルスの周波数の変動に一致させるステップをさらに含み得る。
いくつかの実現例では、反射されたパルスは、送信されたパルスの経路内の第２の物体からの反射を含み得る。さらに、位相ノイズは、第２の物体からの反射されたパルスのうちの少なくとも一部のパルスの周波数を、第１の物体からの反射されたパルスの周波数に重畳させ得る。いくつかの局面では、第１の物体は移動物体であってもよく、第２の物体は静止していてもよい。したがって、第１の物体の速度を判定するステップは、ドップラーシフトを検出すると、第２の物体からの反射されたパルスをフィルタリングするステップをさらに含み得る。
いくつかの実現例では、本方法は、クロック生成器回路を介してクロック信号を生成するステップと、ＡＤＣに供給されるクロック信号を遅延させるステップとをさらに含み得る。例えば、位相ノイズは、クロック生成器回路の１つまたは複数の構成要素によって生成され得る。いくつかの局面では、遅延素子によって実現される遅延の量は、パルスの送信とパルスの反射の受信との間の往復時間に少なくとも部分的に基づいてもよい。
図面の簡単な説明
例示的な実施形態は、例として示されており、添付の図面によって限定されることを意図していない。図面および明細書全体を通して、同様の参照番号は同様の要素を示す。
本実施形態が実現され得るレーダ感知環境の例を示す。 本実施形態が実現され得るレーダ感知環境の例を示す。 レーダシステムのための例示的なアナログフロントエンド（ＡＦＥ）のブロック図である。 例示的なクロック生成器のブロック図である。 ドップラーレーダシステムによって送信および受信され得るレーダパルスの例示的なシーケンスを示すタイミング図である。 ドップラーレーダシステムによって受信され得る反射されたパルスのシーケンスの周波数領域表現の一例を示す周波数図である。 いくつかの実施形態による位相整合ドップラーレーダＡＦＥのブロック図である。 位相整合ドップラーレーダＡＦＥによって受信され得る反射されたパルスのシーケンスの周波数領域表現の一例を示す周波数図である。 いくつかの実施形態による、別の位相整合ドップラーレーダＡＦＥのブロック図である。 いくつかの実施形態による、位相整合ドップラーレーダシステムの例示的な動作を示す例示的なフローチャートである。
詳細な説明
以下の説明では、本開示の完全な理解のために、特定の構成要素、回路、およびプロセスの例など、多数の具体的な詳細が記載される。本明細書で使用される「結合される」という用語は、直接結合されるか、または１つもしくは複数の介在する構成要もしくは回路を介して結合されることを意味する。また、以下の説明では、説明の目的のため、具体的な名称および／または詳細が、例示的な実施形態の完全な理解のために記載される。しかしながら、当業者には、これらの具体的な詳細は、例示的な実施形態を実施するのに必要ではない場合があることは明白であろう。他の事例では、周知の回路および装置は、本開示を不明瞭にすることを避けるためにブロック図形式で示される。本明細書で説明するさまざまなバス上で与えられる信号のいずれも、他の信号と時間多重化され得、１つまたは複数の共通のバス上で与えられ得る。さらに、回路要素またはソフトウェアブロック間の相互接続は、バスまたは単一の信号線として示され得る。バスの各々は、代替的に単一の信号線とすることができ、単一の信号線の各々は、代替的にバスとすることができ、単一の線またはバスは、構成要素間の通信のための無数の物理的または論理的なメカニズムのいずれか１つまたは複数を表すことができる。例示的な実施形態は、本明細書に記載される特定の例に限定されると解釈されるべきではなく、むしろ、特許請求の範囲によって定義されるすべての実施形態をそれらの範囲内に含むと解釈されるべきである。
図１Ａおよび図１Ｂは、本実施形態が実現され得るレーダ感知環境の例を示す。例えば図１Ａを参照すると、環境１００Ａは、第１の物体１０１と、第２の物体１０２と、レーダシステム１１０とを含む。レーダシステム１１０は、環境１００Ａ内の他の物体（例えば第１の物体１０１および第２の物体１０２）の距離および／または速度を測定するように構成されてもよい。
いくつかの実施形態では、レーダシステム１１０は、環境１００Ａ内において１つまたは複数の物体の方向にパルスのシーケンス１１２（これは、本明細書では「レーダパルス」または集合的に「レーダビーム」とも称され得る）を送信してもよい。例えば、レーダパルス１１２は、所与の持続期間内に送信されるパルスの数に対応する所定のパルス幅（ｘ）およびパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）を有する無線周波数（ＲＦ）搬送波信号を含むことができる。図１Ｂに示されるように、送信されたパルス１１２の少なくとも一部分は、物体１０１および１０２によって反射され、それぞれ、反射されたパルス１１４および１１６としてレーダシステム１１０に戻ってもよい。電磁信号は光の速度（ｃ）で伝搬するので、レーダシステム１１０は、あるレーダパルスの送信とそのレーダパルスの対応する反射の受信との間の往復時間（ＲＴＴ）に基づいて、物体１０１および１０２の各々の距離または範囲（Ｒ）を判定することができる。
Figure 2022513288000001
上記の等式から、レーダシステム１１０と物体との間の距離が変化するにつれて、その物体によって反射される連続するレーダパルス間のＲＴＴも変化することに注目されたい。したがって、いくつかの実施形態では、レーダシステム１１０は、ドップラー感知技術を用いて移動物体の速度を測定するために速度検出回路１１５を含み得る。例えば、レーダシステム１１０は、パルスのシーケンス１１２を所定の「目標」周波数（ｆＴ）で送信してもよい。レーダシステム１１０の方向に（例えば、レーダシステム１１０に向かって）移動する物体によって反射されたレーダパルスは、目標周波数よりも高い周波数（例えば、連続するパルス間の、より短い持続時間）を示す。他方、レーダシステム１１０の方向と反対に（例えば、レーダシステム１１０から離れるように）移動する物体によって反射されたレーダパルスは、目標周波数よりも低い周波数（例えば、連続するパルス間の、より長い持続時間）を示す。反射されたパルス（ｆＲ）と送信されたパルス（ｆＴ）との間の周波数の変化は、典型的には「ドップラーシフト」（ｆＤ）と呼ばれる。したがって、速度検出回路１１５は、移動物体から反射されたパルスによって示されるドップラーシフトの量（例えばｆＤ＝ｆＲ－ｆＴ）に基づいて、移動物体の速度（ｖ）を判定することができる。
Figure 2022513288000002
図１Ｂの例では、第１の物体１０１は、レーダシステム１１０に向かって速度（Ｖ）で移動する移動物体（例えば飛行機）であり、第２の物体１０２は、静止物体（例えば木）である。したがって、第１の物体１０１からの反射されたパルス１１４は、送信されたパルス１１２の周波数（たとえば、ｆＴ）より高い周波数（例えば、正のドップラーシフトに対応する）を有し得る。しかしながら、第２の物体１０２は動かないため、第２の物体１０２からの反射されたパルス１１６は、送信されたパルス１１２の周波数と同じ周波数（例えば、ドップラーシフトなし）を有し得る。反射されたパルス１１４および１１６の電力（Ｐ）またはエネルギは、反射物体の距離、サイズ、および／または形状に依存し得ることに注目されたい。例えば、図１Ｂに示されるように、第１の物体１０１は、第２の物体１０２よりもレーダシステム１１０からはるかに遠い。したがって、第１の物体１０１からの反射されたパルス１１４は、第２の物体１０２からの反射されたパルス１１６よりも著しく小さい電力を有し得る。より一般的には、受信電力（ＰＲＸ）は、送信電力（ＰＴＸ）、レーダシステム１１０のアンテナ利得（Ｇ）、送信されたパルス１１２の波長（λ）、レーダ断面（σｔ）および反射物体の距離（Ｒ）、ならびに任意の外部損失または内部損失（Ｌｓ）の関数として表され得る。
Figure 2022513288000003
上の等式から、受信された（反射された）レーダパルスにおける電力損失は、レーダシステム１１０と目標物体との間の距離に関して指数関数的に変化することに注目されたい。
Figure 2022513288000004
したがって、反射されたパルスの電力を最大化するために、レーダシステム１１０は、ビームフォーミング技術を用いて、送信されたパルス１１２を特定の方向（目標物体の方向など）に集束してもよい。例えば、レーダシステム１１０は、同じレーダパルスを異なる位相オフセットで送信するように各々が構成された複数のアンテナ（例えばアンテナアレイ）を含むことができる。結果として、さまざまなアンテナによって送信されたパルスは、（たとえば、増加された電力のために、）意図された経路に沿って結合することができ、意図された経路外で互いを打ち消すことができる。いくつかの実施形態では、レーダシステム１１０は、アナログビームフォーミング技術を用いてレーダパルス１１２を送信するように構成され得る（例えば、位相シフトがアナログ領域において個々のパルスに適用される）。いくつかの他の実施形態では、レーダシステム１１０は、デジタルビームフォーミング技術を用いてレーダパルス１１２を送信するように構成され得る（例えば、位相シフトがデジタル領域において個々のパルスに適用される）。
図２は、レーダシステムのための例示的なアナログフロントエンド（ＡＦＥ）２００のブロック図である。ＡＦＥ２００は、周囲環境において物体の速さまたは速度を検出するために使用され得るレーダパルスを送信および受信するために、図１のレーダシステム１１０などのドップラーレーダシステムにおいて実現され得る。より具体的には、ＡＦＥ２００は、レーダパルスを送信する送信機２１０と、レーダパルスの反射を受信する受信機２２０とを含む。一部の実施形態では、ＡＦＥ２００は、デジタルビームフォーミング技術を用いてレーダパルスを送信および受信するように構成される。
送信機２１０は、発信（ＴＸ）パルスのデジタル表現を受け取り、複数のＴＸアンテナ２０１（１）～２０１（ｎ）を介して目標方向（例えば、目標物体の方向）にＴＸパルスを送信する。いくつかの実現例では、送信機２１０は、複数の先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファ２１２（１）～２１２（ｎ）と、複数のデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）２１４（１）～２１４（ｎ）と、複数のＴＸフィルタ２１６（１）～２１６（ｎ）と、ＴＸアンテナ２０１（１）～２０１（ｎ）のうちの対応するものに各々が結合される複数の電力増幅器（ＰＡ）２１８（１）～２１８（ｎ）とを含み得る。ＦＩＦＯ２１２（１）～２１２（ｎ）の各々は、アンテナ２０１（１）～２０１（ｎ）によって送信されるアナログパルスが目標方向に指向または集束されるように、それぞれの位相シフト（たとえば、デジタル遅延）をＴＸパルスに適用し得る。ＤＡＣ２１４（１）～２１４（ｎ）は、ＦＩＦＯ２１２（１）～２１２（ｎ）のデジタル出力を、それぞれ、ＴＸフィルタ２１６（１）～２１６（ｎ）によってフィルタリングされる複数の位相シフトされたアナログパルスに変換し得る。位相シフトされたアナログパルスは、ＰＡ２１８（１）～２１８（ｎ）によって増幅され、その後、ＴＸアンテナ２０１（１）～２０１（ｎ）を介して送信される。
受信機２２０は、複数のＲＸアンテナ２０２（１）～２０２（ｎ）を介して、（たとえば、送信機２１０によって送信された）送信されたパルスの反射を受信し、反射された（ＲＸ）パルスのデジタル表現を復元することができる。図２の例では、ＲＸアンテナ２０２（１）～２０２（ｎ）は、ＴＸアンテナ２０１（１）～２０１（ｎ）とは別個のものとして示されている。しかしながら、いくつかの実施形態では、送信機２１０および受信機２２０は、たとえば、アンテナ切換回路（簡単にするために図示せず）を介して、１つまたは複数のアンテナを共有し得る。いくつかの実現例では、送信機２１０は、複数のＦＩＦＯバッファ２２２（１）～２２２（ｎ）と、複数のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）２２４（１）～２２４（ｎ）と、複数のＲＸフィルタ２２６（１）～２２６（ｎ）と、ＲＸアンテナ２０２（１）～２０２（ｎ）の対応の１つに各々が結合される複数の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２２８（１）～２２８（ｎ）とを含み得る。ＬＮＡ２２８（１）～２２８（ｎ）は、それぞれ、ＲＸアンテナ２０２（１）～２０２（ｎ）を介して受信されたアナログパルスを増幅することができる。増幅されたパルスは、ＲＸフィルタ２２６（１）～２２６（ｎ）によってフィルタリングされ、ＡＤＣ２２４（１）～２２４（ｎ）を介してデジタルフォーマットに変換され得る。ＦＩＦＯ２２２（１）～２２２（ｎ）の各々は、それぞれの位相シフト（例えばデジタル遅延）をＡＤＣ２２４（１）～２２４（ｎ）の出力に適用して、デジタルパルスの位相を（例えばビームフォーミングの影響に対抗するために）整列させることができる。次いで、位相整列されたデジタルパルスは、対応するＲＸパルスを復元するために結合または（たとえば、加算回路２２１を介して）加算し合わされ得る。
ＡＦＥ２００がドップラーレーダシステムにおいて実現される場合、送信機２１０は、送信されるべき一連のＴＸパルスに対応するデジタルビットストリームを、所定の（例えば、目標）周波数で、連続して受け取り得る。したがって、受信機２２０は、送信されたパルスの経路内の１つまたは複数の物体から（例えばＲＸパルスに変換されるべき）対応する一連の反射されたパルスを受信し得る。上述したように、ＡＦＥ２００に結合された処理システム（図１Ａおよび図１Ｂの速度検出回路１１５など）は、ＲＸパルスの周波数に少なくとも部分的に基づいて物体の速度を判定することができる。より具体的には、物体の速度は、（例えば、ＴＸパルスの周波数に対する、）その物体によって反射されたＲＸパルスの周波数において検出されるドップラーシフトの量によって判定され得る。以下でより詳細に説明するように、そのようなドップラーシフトを正確に検出するために、ＲＸパルスはＴＸパルスと相関（例えば、位相が整合）されるべきである。
図２の例では、ＤＡＣ２１４（１）～２１４（ｎ）は、ＴＸクロック信号（ＣＬＫ）に応答してアナログパルスをサンプリングまたは生成することに注目されたい。より具体的には、ＤＡＣ２１４（１）～２１４（ｎ）の各々は、（たとえば、ＴＸパルスに対応する）そのアナログ出力の振幅を、ＴＸ ＣＬＫの（例えば、ＬレベルからＨレベル、もしくはＨレベルからＬレベル、またはその両方の）各遷移で、更新することができる。一方、ＡＤＣ２２４（１）～２２４（ｎ）は、ＲＸ ＣＬＫに応答してアナログパルスの反射をサンプリングする。より具体的には、ＡＤＣ２２４（１）～２２４（ｎ）の各々は、（例えば、ＲＸパルスに対応する）そのデジタル出力の振幅を、ＲＸ ＣＬＫの（例えば、ＬレベルからＨレベル、もしくはＨレベルからＬレベル、またはその両方の）各遷移で、更新することができる。従来のレーダシステムでは、ＴＸ ＣＬＫは、送信機２１０上に常駐するローカルクロック生成器（図示せず）によって提供され、ＲＸ ＣＬＫは、受信機２２０上に常駐する異なるクロック生成器（図示せず）によって提供される。
図３は、例示的なクロック生成器３００のブロック図である。例えば、クロック生成器３００は、図２のＡＦＥ２００のためにＴＸ ＣＬＫおよび／またはＲＸ ＣＬＫを生成するために使用され得る。クロック生成器３００は、水晶発振器（ＸＯ）３１０と、ＰＬＬ（位相ロックループ）回路３２０とを含む。水晶発振器３１０は、典型的には、電圧が印加されると正確な周波数（例えば結晶の共振周波数）で共振する圧電材料（結晶など）を含む。結晶の機械的振動は、ＰＬＬ３２０のための参照（ＲＥＦ）信号として用いることができる非常に正確な正弦波波形を生成する。ＰＬＬ３２０は水晶発振器３１０からＲＥＦ信号を受信し、ＲＥＦ信号に少なくとも部分的に基づいてクロック（ＣＬＫ）信号を生成する。より具体的には、ＰＬＬ３２０は、ＲＥＦ信号と位相がロックされるＣＬＫ信号を生成し得る。しかしながら、ＣＬＫ信号の発振周波数とＲＥＦ信号の発振周波数は異なっていてもよい。たとえば、いくつかの局面では、ＣＬＫ信号は、ＲＥＦ信号より高い発振周波数を有し得る。
ＰＬＬ回路３２０は、位相および周波数検出器（ＰＦＤ）３２２と、チャージポンプ３２４と、ループフィルタ３２６と、電圧制御される発振器（ＶＣＯ）３２８と、分周器３２９とを含む。ＰＦＤ３２２は、ＲＥＦ信号の位相をフィードバック（ＦＢ）信号と比較して、アップ（ＵＰ）制御信号およびダウン（ＤＮ）制御信号を生成する。チャージポンプ３２４は、ＵＰ制御信号およびＤＮ制御信号を、ＲＥＦ信号とＦＢ信号との位相差に比例する電荷（Ｑ）に変換する。電荷Ｑは、ループフィルタ３２６によってフィルタリング（例えば積分）され、制御電圧（Ｖ）としてＶＣＯ３２８に供給される。ＶＣＯ３２８は、制御電圧Ｖに基づく発振周波数でＣＬＫ信号を出力する。ＣＬＫ信号はさらに、（例えばＣＬＫ信号の周波数をＲＥＦ信号の周波数にスケーリングするよう）分周器３２９に供給され、ＦＢ信号としてＰＦＤ３２２にフィードバックされる。
ＣＬＫ信号は、レーダパルスの送信のタイミングをとるために、図２のＡＦＥ２００などのＡＦＥによって使用され得る。たとえば、いくつかの局面では、ＣＬＫ信号は、ＴＸパルスのサンプリング時間を制御するためにＤＡＣ２１４（１）～２１４（ｎ）に（たとえば、ＴＸ ＣＬＫとして）提供され得る。したがって、ＤＡＣ２１４（１）～２１４（ｎ）によって出力されるアナログパルスのタイミング（たとえば、位相）は、少なくとも部分的に、ＣＬＫ信号の周波数（例えば、ＣＬＫ信号の立ち上がり縁遷移または立ち下がり縁遷移間のタイミング）に依存し得る。しかしながら、クロック生成器３００の１つまたは複数の構成要素は、ジッタまたは位相ノイズ（たとえば、ランダムな位相変動）をＣＬＫ信号に導入し得ることに注目されたい。例えば、水晶発振器３１０はかなり安定したＲＥＦ信号を生成し得るが、ＲＥＦ信号の位相のわずかな変動であっても、送信されるパルスにおける「近傍（close-in）」位相ノイズ（例えば、比較的小さい周波数変動）に寄与し得る。温度における変化ならびにＶＣＯ３２８および／またはＰＬＬ３２０の動作条件における他の変動は、ＣＬＫ信号の周波数におけるさらなる変動を引き起こし得る。
上述したように、従来のレーダシステムにおいては、ＡＦＥの送信機および受信機は、通常、それらのＣＬＫ信号を、異なるクロック生成器から受け取る。例えば、クロック生成器３００が（例えば、ＴＸ ＣＬＫを提供するために）ＡＦＥ２００の送信機２１０上にローカルに常駐する場合、）通常、受信機２２０上には、（例えば、ＲＸ ＣＬＫを提供するために）異なるクロック生成器が常駐するであろう。しかしながら、ＴＸ ＣＬＫおよびＲＸ ＣＬＫが異なるソースから生成される場合、それらクロック信号のいずれかにおける位相ノイズは、ＲＸパルスをＴＸパルスにマッピングし得る精度に影響を及ぼし得る。特に、ＴＸ ＣＬＫまたはＲＸ ＣＬＫにおける位相ノイズが多すぎると、ＴＸパルスおよびＲＸパルスが無相関になる可能性がある。これは、次いで、（例えば、静止物体によって反射されたＲＸパルスと比較して、）移動物体によって反射されたＲＸパルスにおいてドップラーシフトを検出または区別するレーダシステムの能力に影響を及ぼし得る。
図４は、ドップラーレーダシステムによって送信および受信され得るレーダパルスの例示的なシーケンスを示すタイミング図である。例えば図２を参照すると、レーダパルス４０１は、アンテナ２０１（１）～２０１（ｎ）を介して送信されるアナログパルスに対応し得、反射されたパルス４０２は、アンテナ２０２（１）～２０２（ｎ）に入射するそのようなアナログパルスの反射に対応し得る。より具体的には、反射されたパルス４０２の各々は、レーダパルス４０１の対応する１つの反射であり得る。例えば、時間ｔ０の直後に受信される反射されたパルス４０２は、時間ｔ０で送信されたレーダパルス４０１の反射であってもよく、その後受信される各連続する反射されたパルス４０２は、直前に送信された対応するレーダパルス４０１の反射であってもよい。反射されたパルス４０２の振幅（例えば電力）は、対応するレーダパルス４０１の振幅よりも実質的に小さいことに注目されたい。
レーダパルス４０１は、一般に、時間ｔ０からｔ３まで目標周波数ｆＴで送信される。反射されたパルス４０２も、一般に、時間ｔ０からｔ３まで、目標周波数ｆＴで受信機２２０に到達する。反射されたパルス４０２の周波数はレーダパルス４０１の周波数に実質的に等しい（例えば、ドップラーシフトがない）ので、時間ｔ０とｔ３の間に受信された反射されたパルス４０２は、静止物体（例えば図１の第２の物体１０２）によって反射されている可能性がある。図４の例では、ＴＸ ＣＬＫにおける位相ノイズは、時刻ｔ１と時刻ｔ２の間に送信される連続するレーダパルス４０１のタイミングに変動を生じさせる。これは、時間ｔ１からｔ２の間のレーダパルス４０１の周波数に、対応する変化または変動（Δｆ）をもたらす。より具体的には、時刻ｔ１とｔ２との間のＴＸ ＣＬＫにおける位相ノイズは、レーダパルス４０１を、時刻ｔ１からｔ２までの目標周波数より高い周波数（ｆＴ＋Δｆ）で送信させる。結果として、静止物体からの反射されたパルス４０２もまた、時間ｔ１とｔ２との間、このより高い周波数（ｆＴ＋Δｆ）で反射して戻る。
反射されたパルス４０２（およびレーダパルス４０１）の周波数における変動は、移動物体からの反射されたパルスの周波数においてドップラーシフトを測定および／または検出するレーダシステムの能力を妨害し得ることに注目されたい。例えば、いくつかの事例では、静止物体からの反射されたパルス４０２の周波数は、移動物体からの反射されたパルスの周波数（例えばドップラー周波数）と重なるか、または一致し得る。さらに、レーダシステムが移動物体よりも静止物体に近い場合には、静止物体からの反射されたパルス４０２の振幅は、移動物体からの反射されたパルスの振幅よりも実質的に大きくなる。結果として、静止物体からの反射されたパルス４０２におけるエネルギは、受信機を「圧倒する」場合がある。
図５は、ドップラーレーダシステムによって受信され得る反射されたパルスのシーケンスの周波数領域表現の一例を示す周波数図５００である。例えば図１Ａおよび図１Ｂを参照すると、周波数図５００は、第１の物体１０１および第２の物体１０２からの反射されたパルス１１４および１１６の周波数をそれぞれ示すことができる。
図５の例では、反射されたパルスの周波数は、一般に、２つの周波数ビン５１０および５２０に分配される。第１の周波数ビン５１０の中心は、目標周波数ｆＴ（例えば、レーダパルス１１２がレーダシステム１１０によって送信される周波数）であり、第２の周波数ビン５２０の中心は、目標周波数ｆＴよりもわずかに高いドップラー周波数ｆＤである。上述したように、第１の物体１０１は移動物体であり得、第２の物体１０２は静止物体であり得る。したがって、第１の周波数ビン５１０は、第２の物体１０２からの反射されたパルス１１６を含み得、第２の周波数ビン５２０は、第１の物体１０１からの反射されたパルス１１４を含み得る。
ＴＸ ＣＬＫにおける位相ノイズは、送信されるパルス１１２の周波数において変動を引き起こし得、したがって、反射されるパルス１１４および１１６の周波数において変動を引き起こし得る。例えば、静止物体１０２からの反射されたパルス１１６の周波数における変動は、第１の周波数ビン５１０の周りの裾５０１によって示される。さらに、移動物体１０１からの反射されたパルス１１４の周波数における変動は、第２の周波数ビン５２０の周りの裾５０２によって示される。図１Ａおよび図１Ｂに示されるように、レーダシステム１１０と第２の物体１０２との間の距離は、レーダシステム１１０と第１の物体１０１との間の距離よりも著しく短い。したがって、第１の周波数ビン５１０における反射されたパルスの振幅は、第２の周波数ビン５２０における反射されたパルスの振幅よりも著しく大きい。
図５に示されるように、ＴＸ ＣＬＫにおける位相ノイズのため、静止物体１０２からの反射されたパルス１１６におけるエネルギは、ドップラー周波数ｆＤにおける移動物体１０１からの反射されたパルス１１４におけるエネルギよりも大きい（例えば、第２の周波数ビン５２０におけるエネルギは、例えば裾５０１内の位相ノイズからのエネルギによって圧倒される）。結果として、従来のレーダシステムは、移動物体１０１からの反射されたパルス１１４のドップラー周波数ｆＤを検出することができないか、または静止物体１０２からの反射されたパルス１１６における位相ノイズからドップラー周波数ｆＤを区別することができないかもしれない。レーダパルスにおいて位相ノイズを緩和する従来の技術は、（例えば、より安定した水晶発振器３１０を実現することによって、および／または図３のクロック生成器３００内でＰＬＬ３２０の温度および電圧供給を調整することによって、）ＴＸ ＣＬＫにおいて位相ノイズを抑制することに焦点を当ててきた。しかしながら、上述のように、基準クロック（ＲＥＦ）信号のわずかな変動であっても、反射されたパルス１１６における近傍位相ノイズに寄与し得、それは、反射されたパルス１１４のドップラー周波数ｆＤを圧倒し、なぜならば、ドップラーシフトはレーダパルスｆＴの周波数に対して非常に小さい傾向があるからである（例えば｜ｆＴ－ｆＤ｜＜＜ｆＴ）。
本開示の局面は、ＴＸ ＣＬＫにおける位相ノイズをＲＸ ＣＬＫにおける位相ノイズと相関させることによって（例えば一致させることによって）、反射されたパルス１１４および１１６における近傍位相ノイズをレーダシステム１１０の受信機において（例えば、抑制するよりもむしろ）緩和することができることを認識する。例えば、図４に戻り、ＴＸ ＣＬＫにおける位相ノイズは、時刻ｔ１と時刻ｔ２との間に送信されるレーダパルス４０１の周波数に変化（Δｆ）を生じさせる。周波数のこの変化は、同じ期間中のＴＸ ＣＬＫの周波数の突然の増加に起因し得る。たとえば、ＴＸ ＣＬＫが一般に（例えば、時間ｔ０とｔ１との間、および時間ｔ２とｔ３との間において）２ｆＴに等しい周波数で動作すると仮定すると、時間ｔ１とｔ２との間の位相ノイズは、ＴＸ ＣＬＫを２ｆＴ＋Δｆに等しい周波数で事実上動作させ、送信機内のＤＡＣ（例えば図２のＤＡＣ２１４（１）～２１４（ｎ））に、ＴＸパルスを、より速いレートでサンプリングさせ得る。
例えば図２を参照すると、ＲＸ ＣＬＫの位相ノイズをＴＸ ＣＬＫの位相ノイズと同期させることによって、反射されたパルス４０２もまた、時間ｔ１とｔ２との間において、より高い周波数（例えば２ｆＴ＋Δｆ）でサンプリングされることになる。結果として、ＤＡＣによって生成されるレーダパルス４０１の位相は、ＡＤＣ（例えば図２のＡＤＣ２２４（１）～２２４（ｎ））によってサンプリングされる反射されたパルス４０２の位相と相関（例えば、一致）されることになり、レーダシステムは、時間ｔ１とｔ２との間に受信される反射されたパルス４０２の周波数において変化を検出しないという効果を有する。換言すれば、レーダシステムにとって、反射されたパルス４０２は、時間ｔ０からｔ３までの全持続時間の間（例えば、時間ｔ１とｔ２との間でも）、目標周波数ｆＴで受信されるように見えることになる。
図６は、いくつかの実施形態による位相整合ドップラーレーダＡＦＥ６００のブロック図である。ＡＦＥ６００は、周囲環境における物体の速さまたは速度を検出するために使用され得るレーダパルスを送信および受信するために、図１のレーダシステム１１０などのドップラーレーダシステムにおいて実現され得る。より具体的には、ＡＦＥ６００は、図２のＡＦＥ２００の例示的な実施形態であり得る。ＡＦＥ６００は、レーダパルスを送信する送信機６１０と、レーダパルスの反射を受信する受信機６２０とを含む。一部の実施形態では、ＡＦＥ６００は、デジタルビームフォーミング技術を用いてレーダパルスを送信および受信するように構成される。
送信機６１０は、一連のＴＸパルスのデジタル表現を受け取り、複数のＴＸアンテナ６０１（１）～６０１（ｎ）を介して目標方向（例えば目標物体の方向）にＴＸパルスを送信する。いくつかの実現例では、送信機６１０は、複数のＦＩＦＯ６１２（１）～６１２（ｎ）、ＤＡＣ６１４（１）～６１４（ｎ）、複数のＴＸフィルタ６１６（１）～６１６（ｎ）、およびＴＸアンテナ６０１（１）～６０１（ｎ）の対応の１つに各々が結合される複数のＰＡ６１８（１）～６１８（ｎ）を含み得る。ＦＩＦＯ６１２（１）～６１２（ｎ）の各々は、アンテナ６０１（１）～６０１（ｎ）によって送信されるアナログパルスが目標方向に指向または集束されるように、それぞれの位相シフト（たとえばデジタル遅延）をＴＸパルスに適用し得る。ＤＡＣ６１４（１）～６１４（ｎ）は、ＦＩＦＯ６１２（１）～６１２（ｎ）のデジタル出力を、それぞれ、ＴＸフィルタ６１６（１）～６１６（ｎ）によってフィルタリングされる複数の位相シフトされたアナログパルスに変換し得る。位相シフトされたアナログパルスは、ＰＡ６１８（１）～６１８（ｎ）によって増幅され、その後、ＴＸアンテナ６０１（１）～６０１（ｎ）を介して送信される。
受信機６２０は、複数のＲＸアンテナ６０２（１）～６０２（ｎ）を介して（たとえば、送信機６１０によって送信された）送信されたパルスの反射を受信し、反射された（ＲＸ）パルスのデジタル表現を復元することができる。図６の例では、ＲＸアンテナ６０２（１）～６０２（ｎ）は、ＴＸアンテナ６０１（１）～６０１（ｎ）とは別個のものとして示されている。しかしながら、いくつかの実施形態では、送信機６１０および受信機６２０は、たとえば、アンテナ切換回路（簡単にするために図示せず）を介して、１つまたは複数のアンテナを共有し得る。いくつかの実現例では、送信機６１０は、複数のＦＩＦＯバッファ６２２（１）～６２２（ｎ）、複数のＡＤＣ６２２４（１）～６２４（ｎ）、複数のＲＸフィルタ６２６（１）～６２６（ｎ）、およびＲＸアンテナ６０２（１）～６０２（ｎ）の対応の１つに各々が結合される複数のＬＮＡ６２８（１）～６２８（ｎ）を含み得る。ＬＮＡ６２８（１）～６２８（ｎ）は、ＲＸアンテナ６０２（１）～６０２（ｎ）を介して受信されたアナログパルスをそれぞれ増幅することができる。増幅されたパルスは、ＲＸフィルタ６２６（１）～６２６（ｎ）によってフィルタリングされ、ＡＤＣ６２２４（１）～６２４（ｎ）を介してデジタルフォーマットに変換され得る。ＦＩＦＯ６２２（１）～６２２（ｎ）の各々は、それぞれの位相シフト（例えばデジタル遅延）をＡＤＣ６２４（１）～６２４（ｎ）の出力にそれぞれ適用して、デジタルパルスの位相を（例えばビームフォーミングの影響に対抗するために）整列させることができる。次いで、位相整列されたデジタルパルスは、対応するＲＸパルスを復元するために、結合または（たとえば加算回路６２１を介して）加算し合わされ得る。
ＡＦＥ６００がドップラーレーダシステムにおいて実現される場合、送信機６１０は、送信されるべき一連のＴＸパルスに対応するデジタルビットストリームを、所定の（例えば、目標）周波数で、連続して受け取り得る。したがって、受信機６２０は、送信されたパルスの経路内の１つまたは複数の物体から（例えばＲＸパルスに変換されるべき）対応する一連の反射されたパルスを受信し得る。上述したように、ＡＦＥ６００に結合された処理システム（図１Ａおよび図１Ｂの速度検出回路１１５など）は、ＲＸパルスの周波数に少なくとも部分的に基づいて物体の速度を判定することができる。より具体的には、物体の速度は、（例えば、ＴＸパルスの周波数に対する、）その物体によって反射されたＲＸパルスの周波数において検出されるドップラーシフトの量によって判定され得る。
図６の例では、ＤＡＣ６１４（１）～６１４（ｎ）およびＡＤＣ６２４（１）～６２４（ｎ）は、同じＴＸ／ＲＸ ＣＬＫを受信するように結合されることに注目されたい。より具体的には、ＴＸ／ＲＸ ＣＬＫは、送信機６１０と受信機６２０との間で共有されるクロック生成器６３０によって提供される。いくつかの実現例では、クロック生成器６３０は、図３のクロック生成器回路３００の例示的な実施形態であり得る。同じクロック生成器６３０によって生成されたＴＸ／ＲＸ ＣＬＫを送信機６１０および受信機６２０に分配することによって、ＤＡＣ６１４（１）～６１４（ｎ）のサンプリング時間（位相ノイズを含む）は、ＡＤＣ６２４（１）～６２４（ｎ）のサンプリング時間に一致される。結果として、ＡＤＣ６２４（１）～６２４（ｎ）における位相ノイズは、ＤＡＣ６１４（１）～６１４（ｎ）における位相ノイズを効果的に打ち消し、したがって、送信および／または反射されるパルスの周波数における変動を緩和する。
図７は、位相整合ドップラーレーダＡＦＥによって受信され得る反射されたパルスのシーケンスの周波数領域表現の一例を示す周波数図７００である。例えば図１Ａおよび図１Ｂを参照すると、周波数図７００は、第１の物体１０１および第２の物体１０２からの反射されたパルス１１４および１１６の周波数をそれぞれ示すことができる。より具体的には、周波数図７００は、図６のＡＦＥ６００などの位相整合ドップラーレーダＡＦＥによって知覚される反射されたパルス１１４および１１６の周波数を示すことができる。
図７の例では、反射されたパルスの周波数は、一般に、２つの周波数ビン７１０および７２０に分配される。第１の周波数ビン７１０の中心は、目標周波数ｆＴ（例えば、レーダパルス１１２がレーダシステム１１０によって送信される周波数）であり、第２の周波数ビン７２０の中心は、目標周波数ｆＴよりもわずかに高いドップラー周波数ｆＤである。上述したように、第１の物体１０１は移動物体であり得、第２の物体１０２は静止物体であり得る。したがって、第１の周波数ビン７１０は、第２の物体１０２からの反射されたパルス１１６を含み得、第２の周波数ビン７２０は、第１の物体１０１からの反射されたパルス１１４を含み得る。
ＴＸ ＣＬＫにおける位相ノイズは、送信されるパルス１１２の周波数において変動を引き起こし得、したがって、反射されるパルス１１４および１１６の周波数において変動を引き起こし得る。例えば図５を参照すると、静止物体１０２からの反射されたパルス１１６の周波数における変動は、第１の周波数ビン５１０の周りの裾５０１によって示され、移動物体１０１からの反射されたパルス１１４の周波数における変動は、第２の周波数ビン５２０の周りの裾５０２によって示される。しかしながら、ＲＸ ＣＬＫ（例えば受信機６２０におけるＴＸ／ＲＸ ＣＬＫ）の位相はＴＸ ＣＬＫ（例えば送信機６１０におけるＴＸ／ＲＸ ＣＬＫ）の位相と相関または整合されるので、ＡＦＥ６００は、反射されたパルス１１４および１１６において、ＴＸ ＣＬＫにおける位相ノイズに起因する周波数変動を知覚しない。したがって、周波数図７００は、図５の周波数図５００に示される裾５０１または５０２（たとえば、位相ノイズ）を含まない。
図７の例では、（例えば、第１の周波数ビン７０１における）静止物体１０２からの反射されたパルス１１６におけるエネルギは、（例えば、第２の周波数ビン７０２における）移動物体１０１からの反射されたパルス１１４におけるエネルギとは別個であり、相異なる。したがって、位相整合ドップラーレーダシステムは、移動物体１０１から受信される反射されたパルス１１４におけるドップラー周波数ｆＤおよび／またはドップラーシフトの量（例えば｜ｆＴ－ｆＤ｜）を明確に識別することができる。さらに、位相整合ドップラーレーダシステムは、ドップラー周波数ｆＤに少なくとも部分的に基づいて、移動物体１０１の速度をより正確に判定することができる。
図８は、いくつかの実施形態による、別の位相整合ドップラーレーダＡＦＥ８００のブロック図である。ＡＦＥ８００は、周囲環境において物体の速さまたは速度を検出するために使用され得るレーダパルスを送信および受信するために、図１のレーダシステム１１０などのドップラーレーダシステムにおいて実現され得る。より具体的には、ＡＦＥ８００は、図２のＡＦＥ２００の例示的な実施形態であり得る。ＡＦＥ８００は、レーダパルスを送信する送信機８１０と、レーダパルスの反射を受信する受信機８２０とを含む。一部の実施形態では、ＡＦＥ８００は、デジタルビームフォーミング技術を用いてレーダパルスを送信および受信するように構成される。
送信機８１０は、一連のＴＸパルスのデジタル表現を受け取り、複数のＴＸアンテナ８０１（１）～８０１（ｎ）を介して目標方向（例えば目標物体の方向）にＴＸパルスを送信する。いくつかの実現例では、送信機８１０は、複数のＦＩＦＯ８１２（１）～８１２（ｎ）、ＤＡＣ８１４（１）～８１４（ｎ）、複数のＴＸフィルタ８１６（１）～８１６（ｎ）、およびＴＸアンテナ８０１（１）～８０１（ｎ）の対応の１つに各々が結合される複数のＰＡ８１８（１）～８１８（ｎ）を含み得る。ＦＩＦＯ８１２（１）～８１２（ｎ）の各々は、アンテナ８０１（１）～８０１（ｎ）によって送信されるアナログパルスが目標方向に指向または集束されるように、それぞれの位相シフト（たとえばデジタル遅延）をＴＸパルスに適用し得る。ＤＡＣ８１４（１）～８１４（ｎ）は、ＦＩＦＯ８１２（１）～８１２（ｎ）のデジタル出力を、それぞれ、ＴＸフィルタ８１６（１）～８１６（ｎ）によってフィルタリングされる複数の位相シフトされたアナログパルスに変換し得る。位相シフトされたアナログパルスは、ＰＡ８１８（１）～８１８（ｎ）によって増幅され、その後、ＴＸアンテナ８０１（１）～８０１（ｎ）を介して送信される。
受信機８２０は、複数のＲＸアンテナ８０２（１）～８０２（ｎ）を介して（たとえば、送信機８１０によって送信された）送信されたパルスの反射を受信し、反射された（ＲＸ）パルスのデジタル表現を復元することができる。図８の例では、ＲＸアンテナ８０２（１）～８０２（ｎ）は、ＴＸアンテナ８０１（１）～８０１（ｎ）とは別個のものとして示されている。しかしながら、いくつかの実施形態では、送信機８１０および受信機８２０は、たとえば、アンテナ切換回路（簡単にするために図示せず）を介して、１つまたは複数のアンテナを共有し得る。いくつかの実現例では、送信機８１０は、複数のＦＩＦＯバッファ８２２（１）～８２２（ｎ）、複数のＡＤＣ８２４（１）～８２４（ｎ）、複数のＲＸフィルタ８２６（１）～８２６（ｎ）、およびＲＸアンテナ８０２（１）～８０２（ｎ）の対応の１つに各々が結合される複数のＬＮＡ８２８（１）～８２８（ｎ）を含み得る。ＬＮＡ８２８（１）～８２８（ｎ）は、それぞれ、ＲＸアンテナ８０２（１）～８０２（ｎ）を介して受信されたアナログパルスを増幅し得る。増幅されたパルスは、ＲＸフィルタ８２６（１）～８２６（ｎ）によってフィルタリングされ、ＡＤＣ８２４（１）～８２４（ｎ）を介してデジタルフォーマットに変換され得る。ＦＩＦＯ８２２（１）～８２２（ｎ）の各々は、それぞれの位相シフト（例えばデジタル遅延）をＡＤＣ８２４（１）～８２４（ｎ）の出力にそれぞれ適用して、デジタルパルスの位相を（例えばビームフォーミングの影響に対抗するために）整列させることができる。次いで、位相整列されたデジタルパルスは、対応するＲＸパルスを復元するために、結合または（たとえば加算回路８２１を介して）加算し合わされ得る。
ＡＦＥ８００がドップラーレーダシステムにおいて実現される場合、送信機８１０は、送信されるべき一連のＴＸパルスに対応するデジタルビットストリームを、所定の（例えば、目標）周波数で、連続して受け取り得る。したがって、受信機８２０は、送信されたパルスの経路内の１つまたは複数の物体から（例えばＲＸパルスに変換されるべき）対応する一連の反射されたパルスを受信し得る。上述したように、ＡＦＥ８００に結合された処理システム（図１Ａおよび図１Ｂの速度検出回路１１５など）は、ＲＸパルスの周波数に少なくとも部分的に基づいて物体の速度を判定することができる。より具体的には、物体の速度は、（例えば、ＴＸパルスの周波数に対する、）その物体によって反射されたＲＸパルスの周波数において検出されるドップラーシフトの量によって判定され得る。
図８の例では、ＤＡＣ８１４（１）～８１４（ｎ）およびＡＤＣ８２４（１）～８２４（ｎ）は、同じＴＸ／ＲＸ ＣＬＫを受け取るように結合されることに注目されたい。より具体的には、ＴＸ／ＲＸ ＣＬＫは、送信機８１０と受信機８２０との間で共有されるクロック生成器８３０によって提供される。いくつかの実現例では、クロック生成器８３０は、図３のクロック生成器回路３００の例示的な実施形態であり得る。しかしながら、同じクロック生成器８３０によって生成されたＴＸ／ＲＸ ＣＬＫを送信機８１０および受信機８２０に分配することによって、ＤＡＣ８１４（１）～８１４（ｎ）のサンプリング時間（位相ノイズを含む）は、ＡＤＣ８２４（１）～８２４（ｎ）のサンプリング時間に一致される。結果として、ＡＤＣ８２４（１）～８２４（ｎ）における位相ノイズは、ＤＡＣ８１４（１）～８１４（ｎ）における位相ノイズを効果的に打ち消し、したがって、送信および／または反射されるパルスの周波数におけるどのような変動も緩和する。
いくつかの実施形態では、受信機８２０は、送信機８１０に供給されるＴＸ／ＲＸ ＣＬＫが遅延されたものを受信することができる。例えば、遅延素子８４０が、クロック生成器８３０の出力とＡＤＣ８２４（１）～８２４（ｎ）のクロック入力との間に結合され得る。遅延素子８４０によって適用される遅延量は、送信されたパルスが反射されＡＦＥ８００によって受信される往復時間（ＲＴＴ）に少なくとも部分的に基づくことができる。図４に関して述べたように、典型的には、レーダパルス４０１がＴＸアンテナ８０１（１）～８０１（ｎ）を介して送信される時間と、レーダパルス４０２の反射がＲＸアンテナ８０２（１）～８０２（ｎ）に到達する時間との間にはいくらかの伝搬遅延がある。レーダパルスのＲＴＴは、一般に、レーダシステムと反射物体との間の距離に依存する。例えば、レーダシステムから遠い物体から反射するパルスは、レーダシステムにより近い物体から反射するパルスよりも長いＲＴＴを有する。
レーダパルスは事実上光の速度で伝搬するので、レーダシステムに比較的近い物体によって反射されるレーダパルスのＲＴＴは無視可能であり得る。したがって、いくつかの実施形態では、遅延素子８４０は、ＡＦＥ８００（または対応するレーダシステム）がレーダシステムの比較的近くにおいて物体の速度を検出するように構成される場合、受信機８２０に供給されるＴＸ／ＲＸ ＣＬＫに遅延を適用しない場合がある。しかしながら、ＡＦＥ８００がレーダシステムからより遠い物体の速度を検出するように構成される場合、遅延素子８４０は、レーダパルス４０１のサンプリング時間（位相ノイズを含む）が反射されたパルス４０２のサンプリング時間とより正確に一致するように、受信機８２０に供給されるＴＸ／ＲＸ ＣＬＫを、目標物体の範囲に応じた量だけ遅延させるように構成されてもよい。これは、レーダシステムがレーダパルス４０１における周波数変動および／またはＴＸ ＣＬＫにおける位相ノイズをより正確に緩和することを可能にし得る。
図９は、いくつかの実施形態による、位相整合ドップラーレーダシステムの例示的な動作９００を示す例示的なフローチャートである。例えば、図６および図８を参照して、例示的な動作９００は、本明細書で説明する位相整合ドップラーレーダＡＦＥ６００および／または８００のいずれかに結合されたレーダシステムによって実行され得る。より具体的には、例示的な動作９００は、レーダシステムが、ＴＸ ＣＬＫとＲＸ ＣＬＫとを相関または同期させることにより、ＴＸ ＣＬＫにおいて位相ノイズを緩和することを可能にし得る。
レーダシステムは、パルスのシーケンスを送信することができ、パルスのシーケンスは、クロック信号の遷移に応答して複数のＤＡＣによって生成される（９１０）。例えば図６を参照すると、送信機６１０は、送信されるべき一連のＴＸパルスに対応するデジタルビットストリームを、所定の（例えば、目標）周波数で、連続して受け取り得る。より具体的には、ＦＩＦＯ６１２（１）～６１２（ｎ）の各々は、アンテナ６０１（１）～６０１（ｎ）によって送信されるアナログパルスが目標方向に指向または集束されるように、それぞれの位相シフト（たとえばデジタル遅延）をＴＸパルスに適用し得る。ＤＡＣ６１４（１）～６１４（ｎ）は、ＦＩＦＯ６１２（１）～６１２（ｎ）のデジタル出力をそれぞれ複数の位相シフトされたアナログパルスに変換し得る。いくつかの実施形態では、ＤＡＣ６１４（１）～６１４（ｎ）は、クロック生成器６３０によって生成されたＴＸ／ＲＸ ＣＬＫに応答してアナログパルスをサンプリングまたは生成する。たとえば、ＤＡＣ６１４（１）～６１４（ｎ）の各々は、（たとえば、ＴＸパルスに対応する）そのアナログ出力の振幅を、ＴＸ／ＲＸ ＣＬＫの（例えば、ＬレベルからＨレベル、もしくはＨレベルからＬレベル、またはその両方の）各遷移で、更新することができる。
レーダシステムは、さらに、送信されたパルスの反射を受信することができ、反射されたパルスは、クロック信号の遷移に応答して、複数のＡＤＣによってサンプリングされる（９２０）。例えば図６を参照すると、受信機６２０は、送信されたパルスの経路内の１つまたは複数の物体から（例えばＲＸパルスに変換されるべき）対応する一連の反射されたパルスを受信し得る。より具体的には、受信されたパルスは、ＡＤＣ６２４（１）～６２４（ｎ）を介してデジタルフォーマットに変換され得る。ＦＩＦＯ６２２（１）～６２２（ｎ）の各々は、それぞれの位相シフト（例えばデジタル遅延）をＡＤＣ６２４（１）～６２４（ｎ）の出力にそれぞれ適用して、デジタルパルスの位相を（例えばビームフォーミングの影響に対抗するために）整列させることができる。次いで、位相整列されたデジタルパルスは、対応するＲＸパルスを復元するために、結合または（たとえば加算回路６２１を介して）加算し合わされ得る。いくつかの実施形態では、ＡＤＣ２２４（１）～２２４（ｎ）は、同じクロック生成器６３０によって生成されたＴＸ／ＲＸ ＣＬＫに応答して、受信されたパルスをサンプリングすることができる。たとえば、ＡＤＣ６２４（１）～６２４（ｎ）の各々は、（たとえば、ＲＸパルスに対応する）そのデジタル出力の振幅を、ＴＸ／ＲＸ ＣＬＫの（例えば、ＬレベルからＨレベル、もしくはＨレベルからＬレベル、またはその両方の）各遷移で、更新することができる。
次いで、レーダシステムは、送信されたパルスおよび反射されたパルスに少なくとも部分的に基づいて、送信されたパルスの経路において物体の速度を判定することができる（９３０）。図１Ａおよび図１Ｂに関して上述したように、ドップラーレーダシステムは、ＲＸパルスの周波数に少なくとも部分的に基づいて物体の速度を判定することができる。より具体的には、物体の速度は、（例えば、ＴＸパルスの周波数に対する、）その物体によって反射されたＲＸパルスの周波数において検出されるドップラーシフトの量によって判定され得る。したがって、そのようなドップラーシフトを正確に検出するために、ＲＸパルスはＴＸパルスと相関（例えば、位相が整合）されるべきである。同じクロック生成器６３０によって生成されたＴＸ／ＲＸ ＣＬＫを送信機６１０および受信機６２０に分配することによって、ＤＡＣ６１４（１）～６１４（ｎ）のサンプリング時間（位相ノイズを含む）は、ＡＤＣ６２４（１）～６２４（ｎ）のサンプリング時間に一致される。結果として、ＡＤＣ６２４（１）～６２４（ｎ）における位相ノイズは、ＤＡＣ６１４（１）～６１４（ｎ）における位相ノイズを効果的に打ち消し、したがって、送信および／または反射されるパルスの周波数における変動を緩和する。
当業者は、情報および信号が、さまざまな異なる技術および技法のいずれかを用いて表され得ることを理解するであろう。例えば、上記の説明全体にわたって参照され得るデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、およびチップは、電圧、電流、電磁波、磁場もしくは磁性粒子、光場もしくは光学粒子、またはそれらの任意の組合せによって表され得る。
さらに、本明細書で開示される局面に関連して説明されるさまざまな例示的な論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムステップは、電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、または両方の組合せとして実現され得ることを、当業者は理解されよう。ハードウェアとソフトウェアとのこの互換性を明確に示すために、さまざまな例示的な構成要素、ブロック、モジュール、回路、およびステップを、上記では概してそれらの機能に関して説明した。そのような機能がハードウェアとして実現されるかソフトウェアとして実現されるかは、特定の適用例および全体的なシステムに課される設計制約に依存する。当業者は、説明した機能を特定の適用例ごとにさまざまな態様で実現することができるが、そのような実現の判定は、本開示の範囲からの逸脱を生じさせるものとして解釈されるべきではない。
本明細書で開示される局面に関連して説明される方法、シーケンス、またはアルゴリズムは、直接ハードウェアにおいて、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールにおいて、またはその２つの組合せで、具現化され得る。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭラッチ、フラッシュラッチ、ＲＯＭラッチ、ＥＰＲＯＭラッチ、ＥＥＰＲＯＭラッチ、レジスタ、ハードディスク、リムーバブルディスク、ＣＤ－ＲＯＭ、または当技術分野で公知の任意の他の形態の記憶媒体内に常駐することができる。例示的な記憶媒体は、プロセッサが記憶媒体から情報を読み出し、記憶媒体に情報を書き込むことができるように、プロセッサに結合される。代替例として、記憶媒体はプロセッサに一体化され得る。
上記明細書において、例示的実施形態は、その具体的な例示的実施形態を参照して説明された。しかしながら、特許請求の範囲に記載される本開示のより広範な範囲から逸脱することなく、さまざまな修正および変更がそれに対して行われ得ることは明白であろう。したがって、明細書および図面は、限定的な意味ではなく例示的な意味において評価されるべきである。

Claims (15)

  1. レーダシステムであって、
    パルスのシーケンスを送信するように構成された送信機を備え、前記送信機は、クロック信号に応答して前記パルスのシーケンスを生成するよう、複数のデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）を含み、前記レーダシステムはさらに、
    前記送信されたパルスシーケンスの反射を受信するように構成された受信機を備え、前記受信機は、前記クロック信号に応答して、前記反射されたパルスをサンプリングするよう、複数のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）を含み、前記レーダシステムはさらに、
    前記送信されたパルスのシーケンスおよび前記反射されたパルスに少なくとも部分的に基づいて、前記送信されたパルスのシーケンスの経路における第１の物体の速度を判定する速度検出回路を備える、レーダシステム。
  2. 前記ＡＤＣは前記ＤＡＣと同相でロックされる、請求項１に記載のレーダシステム。
  3. 前記ＤＡＣのうちの少なくとも１つは、前記クロック信号の第１の遷移に応答して前記パルスのシーケンスの第１のパルスを生成するように構成され、前記ＡＤＣのうちの少なくとも１つは、前記クロック信号の前記第１の遷移に応答して前記パルスのシーケンスの前記第１のパルスの反射をサンプリングするように構成される、請求項１または２に記載のレーダシステム。
  4. 前記速度検出回路は、さらに、
    前記送信されたパルスのシーケンスの周波数と前記反射されたパルスの周波数との間のドップラーシフトを検出し、
    前記ドップラーシフトに少なくとも部分的に基づいて前記第１の物体の速度を判定するように構成される、請求項１に記載のレーダシステム。
  5. 前記クロック信号における位相ノイズは、前記送信されたパルスのシーケンスの周波数における変動および前記反射されたパルスの周波数における対応する変動を引き起こし、前記受信機は、前記反射されたパルスをサンプリングするときに、前記反射されたパルスの周波数における変動を、前記送信されたパルスのシーケンスの周波数における変動に一致させるように構成される、請求項４に記載のレーダシステム。
  6. 前記反射されたパルスは、前記送信されたパルスのシーケンスの経路内における第２の物体からの反射を含み、前記位相ノイズは、前記第２の物体からの反射されたパルスの少なくとも一部のパルスの周波数を前記第１の物体からの反射されたパルスの周波数に重畳させ、前記速度検出回路は、さらに、前記ドップラーシフトを検出すると、前記第２の物体からの前記反射されたパルスをフィルタリングするように構成される、請求項１または５に記載のレーダシステム。
  7. 前記第１の物体は移動物体であり、前記第２の物体は静止している、請求項６に記載のレーダシステム。
  8. さらに、前記複数のＤＡＣおよび前記複数のＡＤＣに供給される前記クロック信号を生成するように構成されたクロック生成器回路を備え、前記位相ノイズは、前記クロック生成器回路の１つまたは複数の構成要素によって生成される近傍（close-in）位相ノイズに対応する、請求項１に記載のレーダシステム。
  9. さらに、前記ＡＤＣに供給される前記クロック信号を、前記パルスのシーケンスのそれぞれのパルスの送信と前記それぞれのパルスの反射の受信との間の往復時間に少なくとも部分的に基づく遅延量だけ遅延させるように構成される遅延素子を備える、請求項１に記載のレーダシステム。
  10. デジタルビームフォーミング技術を用いて、前記送信機は前記パルスのシーケンスを送信し、前記受信機は前記送信されたパルスの反射を受信するように構成される、請求項１に記載のレーダシステム。
  11. レーダシステムを動作させる方法であって、
    クロック信号に応答して複数のデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）を介してパルスのシーケンスを生成することと、
    前記パルスのシーケンスを送信することと、
    前記クロック信号に応答して複数のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）を介して前記送信されたパルスのシーケンスの反射をサンプリングすることと、
    前記送信されたパルスのシーケンスおよび前記反射されたパルスに少なくとも部分的に基づいて、前記送信されたパルスのシーケンスの経路における第１の物体の速度を判定することとを含む、方法。
  12. 前記ＡＤＣは前記ＤＡＣと同相でロックされ、前記ＤＡＣのうちの少なくとも１つは、前記クロック信号の第１の遷移に応答して前記パルスのシーケンスの第１のパルスを生成するように構成され、前記ＡＤＣのうちの少なくとも１つは、前記クロック信号の前記第１の遷移に応答して前記パルスのシーケンスの前記第１のパルスの反射をサンプリングするように構成される、請求項１１に記載の方法。
  13. 前記判定することは、
    前記送信されたパルスのシーケンスの周波数と前記反射されたパルスの周波数との間のドップラーシフトを検出することと、
    前記ドップラーシフトに少なくとも部分的に基づいて前記第１の物体の速度を判定することとを含む、請求項１１に記載の方法。
  14. 前記クロック信号における位相ノイズは、前記送信されたパルスのシーケンスの周波数における変動および前記反射されたパルスの周波数における対応する変動を引き起こし、前記サンプリングすることは、
    前記反射されたパルスの周波数における変動を、前記送信されたパルスのシーケンスの周波数における変動に一致させることを含む、請求項１１または１３に記載の方法。
  15. さらに、
    前記クロック生成器回路を介して前記クロック信号を生成することであって、前記位相ノイズはクロック生成器回路の１つまたは複数の構成要素によって生成される近傍（close-in）位相ノイズに対応すること、または、
    前記ＡＤＣに供給される前記クロック信号を、前記パルスのシーケンスのそれぞれのパルスの送信と前記それぞれのパルスの反射の受信との間の往復時間に少なくとも部分的に基づく遅延量だけ遅延させることを含む、請求項１１に記載の方法。
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