JP2013238477A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】対象物の検出を継続しながら、外来電波を検出するとその干渉を回避することが可能なレーダ装置を提供する。
【解決手段】制御部１３１から送信部１１０に送信パルスを出力するパルス繰り返し周期の各期間に、対象物の検出を行う通常観測期間と、通常観測期間が経過した後の外来電波を検出するための干渉検出期間とが設けられている。演算処理部１３２は、ＦＦＴ部１３３を用いて受信信号をＦＦＴ処理し、通常観測期間の受信レベルがしきい値Ｔｈ１より大きく、かつ、干渉検出期間の受信レベルがしきい値Ｔｈ２より大きいドップラー周波数の受信信号を外来電波と判定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電波を放射して対象物を検出するレーダ装置に関し、特に他の地点から放射された外来の電波との干渉を回避して対象物の検出が行えるレーダ装置に関するものである。

車両に搭載されるレーダ装置は、パルス状の超広帯域な送信波を放射し、これが対向車等の対象物で反射された反射波を受信して処理することで、対象物までの距離等の位置情報を検出する、このようなレーダ装置では、自車のレーダ装置から放射して対象物で反射された反射波と、他の地点から放射された外来の電波との干渉を回避する必要がある。すなわち、受信した電波が、自車のレーダ装置からの反射波であるか、あるいは外来電波であるかを判定し、対象物の位置情報の検出には自車からの反射波のみを用いるようにする必要がある。とくに、外来電波が自車のレーダ装置と同様のレーダ装置から放射された同じ周波数帯のパルス波のときは、これを自車からの反射波と区別するのは容易ではない。

このような反射波と外来電波とを区別できるようにする技術として、例えば特許文献１、２に開示されているものが知られている。特許文献１に記載のレーダ装置では、外来電波等の不要信号を計測するときは、送信部を停止させて送信波を放射させないようにし、受信部だけを動作させて受信信号の処理を行わせている。そして、受信信号の処理で得られた信号を不要波として記憶部に記憶しておき、通常の対象物の検出のときは、送信波を放射したときの受信信号から不要波を差し引くことで、不要信号の影響を低減している。

また特許文献２では、他車に搭載されたレーダ装置に関する情報（レーダ装置情報）と走行情報とを受信する通信装置を備えたレーダ装置が開示されている。通信装置は、受信したレーダ装置情報等に基づいて自車と他車とが近接していることを検知した場合等、一定の送信電波停止条件を満たすときに、レーダ装置から送信電波の送信を停止させる。また、通信装置は、送信電波を停止後、自車と他車とが近接しなくなったことを検知した場合等、一定の送信電波再開条件を満たすときに送信電波の送信を再開させる。

特開２０１０−２１６８２４号公報 特開２００８−２７５４００号公報

しかしながら、特許文献１に記載のレーダ装置では、外来の電波を計測するときは、送信波を放射させないようにしていることから、その間は対象物の検出を行うことができない、といった問題がある。また、特許文献2に記載のレーダ装置では、通信装置で他車からレーダ装置情報を受信しないと他車のレーダ装置との干渉を判定することはできず、また他車との干渉を判定する間は送信電波を停止させるため、その間は対象物を検出することができない、といった問題がある。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、対象物の検出を継続しながら、外来電波を検出するとその干渉を回避することが可能なレーダ装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明のレーダ装置の第１の態様は、所定のパルス幅の送信パルスを入力すると前記パルス幅の送信パルス信号を生成する送信部と、前記送信部から前記送信パルス信号を入力して空間に放射する送信アンテナと、電波を受信する受信アンテナと、所定の受信パルスを入力すると前記受信アンテナで受信された受信波を処理して受信信号を出力する受信部と、前記受信部から前記受信信号を入力して対象物の位置情報を検出する演算処理部と、所定のパルス繰り返し周期で前記送信部に前記送信パルスを出力するとともに前記送信パルスの出力タイミングから所定時間だけ遅らせて前記受信部に前記受信パルスを出力する制御部と、を備えたレーダ装置であって、前記パルス繰り返し周期のそれぞれの期間に、前記対象物を検出するための通常観測期間と、前記通常観測期間後に外来の電波を検出するための干渉検出期間とが設けられ、前記演算処理部は、前記通常観測期間における前記受信信号及び前記干渉検出期間における前記受信信号をＦＦＴ処理し、前記通常観測期間におけるｊ番目のドップラー周波数の受信レベルをＭ１（ｊ）、前記干渉検出期間におけるｊ番目のドップラー周波数の受信レベルをＭ２（ｊ）、前記通常観測期間及び前記干渉検出期間のそれぞれの前記受信信号に対するしきい値をそれぞれＴｈ１、Ｔｈ２とするとき、Ｍ１（ｊ）＞Ｔｈ１、かつ、Ｍ２（ｊ）＞Ｔｈ２を満たすｊ番目のドップラー周波数の受信信号を外来電波と判定し、Ｍ１（ｋ）＞Ｔｈ１、かつ、Ｍ２（ｋ）≦Ｔｈ２を満たすｋ番目のドップラー周波数の受信信号を前記対象物からの反射波と判定することを特徴とする。

本発明のレーダ装置の他の態様は、前記受信部は、前記制御部から前記受信パルスを入力して該受信パルスのパルス幅の間だけゲートを開放して前記受信波を通過させる受信相関器と、前記受信相関器からの出力信号を入力して増幅する受信アンプと、前記受信アンプからの出力信号を入力して所定の周波数帯域に制限するＬＰＦ（Low Pass Filter）と、前記ＬＰＦからの出力信号を入力して所定のサンプリング周期でサンプリングしてディジタル信号の前記受信信号を出力するＡ／Ｄ変換部と、を備え、前記制御部は、前記通常観測期間のときは前記受信パルスのパルス幅を前記送信パルスのパルス幅と等しくして前記受信相関器に出力し、前記干渉検出期間のときは前記受信パルスのパルス幅を前記干渉検出期間の時間長さと等しくして前記受信相関器に出力することを特徴とする。

本発明のレーダ装置の他の態様は、前記ＬＰＦのカットオフ周波数は、前記通常観測期間のときは前記サンプリング周期に相当する周波数以上に設定され、前記干渉検出期間のときは前記サンプリング周期に相当する周波数以下に設定されることを特徴とする。

本発明のレーダ装置の他の態様は、前記演算処理部は、前記外来電波と判定された前記受信波が前記パルス繰り返し周期で放射されるパルス信号であり、かつ前記制御部から前記送信パルスが出力されるタイミングと前記外来電波の受信タイミングとの時間間隔が前記通常観測期間以下であると判定すると、前記時間間隔が前記通常観測期間より長くなるように前記送信パルスの出力タイミングを遅らせる遅延時間を決定して前記制御部に出力し、前記制御部は、前記遅延時間を入力すると、前記パルス繰り返し周期を前記遅延時間だけ遅らせて前記送信パルスを前記送信部に出力することを特徴とする。

本発明のレーダ装置の他の態様は、前記制御部は、前記送信パルスの出力タイミングを遅らせた直後に、前記送信パルスのパルス幅を一時的に変更して前記送信部に出力し、前記演算処理部は、前記外来電波と判定された前記パルス繰り返し周期で放射される前記パルス信号のパルス幅が一時的に変更された判定したときは、前記制御部に前記遅延時間を出力しないことを特徴とする。

本発明によれば、対象物の検出を継続しながら、外来電波を検出するとその干渉を回避することが可能なレーダ装置を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 通常観測期間及び干渉検出期間と送信パルス、受信パルス及びサンプリングクロックとの関係を説明する図である。 受信相関器の周波数特性図である。 通常観測期間及び干渉検出期間における受信相関器からの出力信号の時間波形図である。 受信アンプの通過特性図である。 通常観測期間及び干渉検出期間の受信信号をＦＦＴ処理した結果を示す図である。 反射波と外来電波とでドップラー周波数が近いときの通常観測期間及び干渉検出期間の受信信号をＦＦＴ処理した結果を示す図である。 Ａ／Ｄ変換部でパルス信号をサンプリングするときのパルス信号とサンプリングクロックとの位相関係を説明する図である。 等価時間サンプリングを説明する図である。 サンプリングクロックの位相のずれと相対速度による時間のずれとがほぼ等しいときの等価時間サンプリングを説明する図である。 ＬＰＦの通過特性図である。 ＬＰＦのカットオフ周波数を変更してパルス信号を通過させたときの出力波形図である。 第１実施形態のレーダ装置が２つ配置されたときの干渉を説明する図である。 通常観測期間をずらしたことを通知するための送信パルスを説明する図である。

本発明の好ましい実施の形態におけるレーダ装置について、図面を参照して詳細に説明する。同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。

（第１実施形態）
本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置を、図１を用いて以下に説明する。図１は、本実施形態のレーダ装置１００の構成を示すブロック図である。本実施形態のレーダ装置１００は、超広帯域なパルス信号を生成する送信部１１０と、送信部１１０からパルス信号を入力して空間に放射する送信アンテナ１０１と、電波を受信する受信アンテナ１０２と、受信アンテナ１０２で受信された受信波を入力して処理する受信部１２０と、受信部１２０で処理された信号から対象物の位置情報を検出するとともに、送信部１１０及び受信部１２０を制御する制御・演算部１３０と、を備えている。

送信部１１０は、所定のパルス繰り返し周期（Ｔｐとする）でパルス信号を生成するための制御信号として制御・演算部１３０から送信パルス１０を入力すると、所定の高周波帯で超広帯域なパルス信号を生成し、これを送信アンテナ１０１に出力する。また、受信部１２０は、受信相関器１２１、受信アンプ１２２、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１２３、及びＡ／Ｄ変換部１２４を備えている。さらに、制御・演算部１３０は、制御部１３１、演算処理部１３２、ＦＦＴ部１３３、及び記憶部１３４を備えている。

受信部１２０において、受信相関器１２１は、所定のタイミングで制御部１３１から受信パルス１１を入力すると、受信パルス１１のパルス幅の間だけゲートを開放して受信信号を出力する。これにより、受信パルス１１の入力タイミング（距離に相当）と受信信号との相関をとることができる。受信パルス１１は、送信パルス１０と等しいパルス幅を有している。受信相関器１２１から出力された受信信号は、受信アンプ１２２で増幅され、ＬＰＦ１２３で所望の周波数帯域に制限されたのちＡ／Ｄ変換部１２４に入力される。Ａ／Ｄ変換部１２４では、受信信号をサンプリングしてディジタル信号に変換する。受信相関器１２１による受信パルス１１の入力、及びＡ／Ｄ変換部１２４での受信信号のサンプリングは、所定のサンプリング周期（Ｔｓとする）で行われる。

制御・演算部１３０において、制御部１３１は、送信部１１０でパルス信号を生成するために、パルス繰り返し周期Ｔｐで送信部１１０に送信パルス１０を出力する。また、制御部１３１は、受信相関器１２１で受信波との相関をとるために、サンプリング周期Ｔｓで受信相関器１２１に受信パルス１１を出力する。演算処理部１３２は、受信部１２０から入力した信号をもとに、ＦＦＴ部１３３を用いて対象物までの距離、相対速度等の位置情報を検出する処理を行う。対象物の検出に用いられるしきい値等は、記憶部１３４から読み出して用いる。

対象物の位置情報の検出は、制御部１３１からの送信パルス１０により送信アンテナ１０１からパルス信号が放射されてから、検出範囲の最大距離に相当する時間が経過するまでの期間に、受信アンテナ１０２で受信された受信波を処理して行われる。この位置情報の検出が行われる期間を、以下では通常観測期間Ｔ１とする。パルス繰り返し周期Ｔｐのそれぞれの期間において、通常観測期間Ｔ１が経過した後に受信する反射波は、検出範囲よりさらに遠方で反射された電波を受信することになり、その強度（振幅）は大きく減衰している。従って、外来の電波がレーダ装置１００で受信されるときは、反射波が外来電波に比べて十分に減衰する通常観測期間Ｔ１の経過後において、外来電波を容易に検出することが可能となる。

本実施形態では、パルス繰り返し周期Ｔｐの各期間において、通常観測期間が経過した後の反射波が十分に減衰した期間に干渉検出期間Ｔ２を設けている。パルス繰り返し周期Ｔｐの各期間に設けられる通常観測期間Ｔ１及び干渉検出期間Ｔ２の一例を図２に示す。図２では、上段から順に、送信パルス１０、受信パルス１１、１２、及びＡ／Ｄ変換部１２４でサンプリングを行うためのサンプリングクロック１３を示している。同図において、送信パルス１０と次の送信パルス１０との間のパルス繰り返し周期Ｔｐの期間に、通常観測期間Ｔ１及び干渉検出期間Ｔ２が設けられている。また、干渉検出期間Ｔ２が終了してから次の送信パルス１０が出力されるまでの間に、符号間干渉除去期間Ｔ３が設けられている。

ここでは、パルス繰り返し周期Ｔｐを、一例として１μｓとする。この期間内において、対象物の検出を行う通常観測期間Ｔ１を、送信パルス１０が出力された時点を基準（０ｎｓ）として、０〜２４０ｎｓの期間とする。このとき、対象物の検出範囲は、約３６ｍとなる。また、通常観測期間Ｔ１終了後の干渉検出期間Ｔ２を、２４０〜９８４ｎｓとする。さらに、次のパルス信号１０が出力されるまでの９８４〜１０００ｎｓの期間を、符号間干渉除去期間Ｔ３とする。図２に例示するように、パルス繰り返し周期Ｔｐの期間内において、干渉検出期間Ｔ２として、通常観測期間Ｔ１終了後の比較的長い期間を設けることができる。なお、図２では、通常観測期間Ｔ１の終了直後から干渉検出期間Ｔ２を開始しているが、通常観測期間Ｔ１と干渉検出期間Ｔ２との間に空き時間を設けてもよい。

通常観測期間Ｔ１における対象物の位置情報の検出では、距離分解能が送受信パルスのパルス幅（Ｗｐとする）で決定される。光速をＣとするとき、距離分解能は次式で与えられる。
距離分解能＝Ｃ×パルス幅Ｗｐ÷２
一例として、パルス幅Ｗｐを１ｎｓとすると、距離分解能は１５ｃｍとなる。

受信相関器１２１における処理として、例えばパルス幅１ｎｓ程度の受信信号を搬送波でベースバンドのパルス信号にダウンコンバートし、これを受信信号として出力する場合には、距離分解能を保つために信号波形を維持したまま受信信号を演算処理部１３２まで伝送する必要がある。そのためには、受信信号の伝送経路を構成する受信アンプ１２２からＡ／Ｄ変換部１２４までの各回路が、電気的に１ＧＨｚ程度の周波数特性を有している必要がある。ところが、受信アンプ１２２等の各回路は、一般的には１００〜２００ＭＨｚ程度の周波数帯域に対応している。そのため、受信相関器１２１から出力される受信信号の波形が、受信アンプ１２２等で１０〜２０倍程度の時間幅に拡げられてしまい、距離分解能が劣化する。また、Ａ／Ｄ変換部１２４におけるサンプリング周期も１ＧＨｚより低く、例えば６２．５ＧＨｚ（１６ｎｓ）程度である。

上記のように、受信信号を演算処理部１３２まで伝送する経路の回路が要求される周波数特性を有していないと、受信信号の波形が演算処理部１３２に伝送されるまでに劣化してしまう。その結果、演算処理部１３２では信号波形から高い距離分解能で対象物の位置情報を得ることができなくなる。パルス幅１ｎｓ程度の受信信号を１００〜２００ＭＨｚ程度の周波数帯域に対応した受信アンプ１２２等を用いて伝送した場合には、距離分解能が１０〜２０倍の１５０〜３００ｃｍ程度に低下してしまう。

このような距離分解能の劣化を防ぐために、本実施形態の受信相関器１２１は、受信アンテナ１０２で受信した受信波を、受信パルス１１を入力しているパルス幅１ｎｓ（周波数１ＧＨｚ）の間だけゲートを開放することで切り出す構成としている。受信相関器１２１で切り出された受信信号は、後段の受信アンプ１２２等で波形が劣化することがあっても、しきい値を好適に設定することで、受信信号の強度だけで対象物の有無を判定することができる。そして、対象物が検出されると、受信パルスの入力タイミングをもとに対象物までの距離を検出することができる。このようにして得られた距離の分解能は、受信相関器１２１で受信波を切り出すのに用いた受信パルス１１のパルス幅で決定される。

このように、本実施形態のレーダ装置１００では、距離分解能が、受信相関器１２１で受信波を切り出すのに用いる受信パルス１１のパルス幅だけで決まることから、例えば受信相関器１２１の周波数特性が、図３に例示するように、１ＧＨｚの高周波で十分な特性を有していない場合でも、所定の距離分解能を得ることができる。したがって、送信パルス１０及び受信パルス１１のパルス幅を１ｎｓとしたときには、１５ｃｍの距離分解能で対象物を検出することができる。

本実施形態のレーダ装置１００では、上記説明の対象物の位置情報を検出する通常観測期間Ｔ１が終了すると、次の干渉検出期間Ｔ２に、当該のレーダ装置１００以外から放射されて受信アンテナ１０２で受信される外来電波の検出を行う。外来電波の検出では、距離を検知する必要はなく外来電波の有無を判定できればよい。そこで、干渉検出期間Ｔ２では、受信相関器１２１のゲートを開放したままにしておく。

通常観測期間Ｔ１においては、受信パルス１１のパルス幅（１ｎｓ）の期間だけ受信相関器１２１のゲートを開放するが、干渉検出期間Ｔ２では全期間にわたって受信相関器１２１のゲートを開放する。これは、受信パルス１１のパルス幅を、干渉検出期間Ｔ２には全期間Ｔ２に拡大することに相当する。図２に示す受信パルス１１は、通常観測期間Ｔ１におけるパルス幅１ｎｓのパルスであり、受信パルス１２は、干渉検出期間Ｔ２におけるパルス幅Ｔ２のパルスである。なお、干渉検出期間Ｔ２におけるＡ／Ｄ変換部１２４のサンプリングクロック１３は、通常観測期間Ｔ１におけるサンプリング周期Ｔｓと同じ周期としてよい。

通常観測期間Ｔ１と干渉検出期間Ｔ２のそれぞれにおいて、受信相関器１２１から出力される受信信号の一例を図４に示す。同図（ａ）は、通常観測期間Ｔ１に受信相関器１２１から出力される受信信号の一例を示し、同図（ｂ）は、干渉検出期間Ｔ２に出力される受信信号の一例を示している。ここで、点線は受信相関器１２１に入力される受信パルス１１、１２を示し、実線は受信相関器１２１から出力される受信信号のエネルギー分布を示している。なお、ここでは受信相関器１２１が、図３に例示するような周波数特性を有するものとしている。

図２に示すように、干渉検出期間Ｔ２においては受信相関器１２１のゲートが常時開放されていることから、その間受信信号がＡ／Ｄ変換部１２４に伝送される。そして、Ａ／Ｄ変換部１２４において、通常観測期間Ｔ１のときと同じサンプリング周期Ｔｓで複数回のサンプリングが行われる。すなわち、干渉検出期間Ｔ２では、Ａ／Ｄ変換部１２４におけるサンプリング回数を大幅に増やすことができる。その結果、受信相関器１２１が高周波側で十分な周波数特性を有していない場合でも、図４（ｂ）に示すように、受信信号の信号レベルを高めることができ、外来電波を高精度で検出することが可能となる。

また、干渉検出期間Ｔ２におけるサンプリング回数が増えると、ＦＦＴ部１３３によるＦＦＴ処理のポイント数（周波数ポイント数）を増やすことができ、より細かい周波数間隔で外来電波の検出を行うことができ、外来電波のより詳細な情報を得ることが可能となる。

干渉検出期間Ｔ２終了後の符号間干渉除去期間Ｔ３は、つぎに出力される送信パルス１０との干渉を防止するために設けられている。干渉検出期間Ｔ２は受信相関器１２１のゲートが常時開放されていることから、干渉検出期間Ｔ２の終了と同時に次の送信パルス１０が出力されると、この送信パルス１０と干渉して符号間干渉が生じるおそれがある。 そこで、この符号間干渉を無くすために符号間干渉除去期間Ｔ３を設けており、この期間Ｔ３は受信相関器１２１のゲートを閉じておく。これにより、次の送信パルス１０が出力されるより前に受信相関器１２１のゲートを閉じられ、次の送信パルス１０との符号間干渉を防止することができる。図２に示す一例では、符号間干渉除去期間Ｔ３を１６ｎｓとしたが、これに限定されず、干渉除去に好適な時間を設定することができる。

受信相関器１２１から出力される受信信号を入力して増幅する受信アンプ１２２について、その通過特性の一例を図５に示す。図５では、横軸を周波数、縦軸を信号強度（電圧）としており、受信アンプ１２２の通過特性を符号２０で示している（図５（ａ））。また、図５（ａ）に、１ＧＨｚの受信信号（符号２１で示す）と、それより低周波側（たとえば１００ＭＨｚ以下）の受信信号（符号２２で示す）について、受信アンプ１２２に入力する時点のそれぞれの信号強度を示す。さらに、図５（ｂ）に、受信アンプ１２２から出力される受信信号２１、２２の信号強度を示す。同図では、１ＧＨｚの受信信号２１に対しては、受信アンプ１２２の増幅率が小さくなることが示されている。

受信アンプ１２２の通過特性は、図５（ａ）に例示するように、一般的には１００〜２００ＭＨｚ程度で高い利得が得られ、１ＧＨｚの高周波側では十分な利得が得られない。そのため、パルス幅１ｎｓ（１ＧＨｚ）の受信パルス１１で切り出される受信信号２１は、受信アンプ１２２で十分に増幅されず、その出力レベルが低い。これに対し、干渉検出期間Ｔ２に受信相関器１２１から出力される受信信号２２は、１ＧＨｚより低い帯域で高い出力レベルが得られており、受信アンプ１２２で十分に増幅されてさらに高い出力レベルが得られる。これにより、干渉検出期間Ｔ２に外来電波を受信すると、これを高精度に検出することが可能となる。

受信信号には、外来電波以外にレーダ装置１００内で発生するノイズも含まれている。そのため、通常観測期間Ｔ１において対象物の位置情報を検出するには、ノイズを除去して対象物からの反射波を検出する必要がある。そこで、演算処理部１３２では、対象物を検出するためのしきい値（Ｔｈ１とする）を好適に設定し、このしきい値Ｔｈ１より高い受信信号を検出すると対象物からの反射波と判定し、受信信号がしきい値Ｔｈ１より低いときはノイズと判定してこれを除去する。

同様に、干渉検出期間Ｔ２に外来電波を検出するには、ノイズと区別して外来電波を検出する必要がある。そこで、演算処理部１３２では、外来電波を検出するためのしきい値（Ｔｈ２とする）を好適に設定し、このしきい値Ｔｈ２より高い受信信号を検出すると外来電波と判定する。外来電波を検出するためのしきい値Ｔｈ２は、対象物の位置情報を検出するためのしきい値Ｔｈ１と異なる値に設定することができる。

干渉検出期間Ｔ２には受信相関器１２１が常時開放されていることから、Ａ／Ｄ変換部１２４におけるサンプリング回数が大幅に増えるとともに、受信アンプ１２２でも受信信号が高い利得で増幅される。これより、干渉検出期間Ｔ２に受信された外来電波から得られる受信信号は、高い出力を有している。その結果、外来電波を検出するためのしきい値Ｔｈ２を高く設定することが可能となり、ノイズと区別して外来電波を高精度に検出することが可能となる。

演算処理部１３２において、ＦＦＴ部１３３を用いて受信信号をＦＦＴ処理した結果の一例を図６に示す。ここで、横軸はドップラー周波数を示し、縦軸は受信信号の強度（受信レベル）を示している。図６（ａ）は、通常観測期間Ｔ１における受信信号をＦＦＴ処理した一例を示し、図６（ｂ）は、干渉検出期間Ｔ２における受信信号をＦＦＴ処理した一例を示している。図６では、対象物からの反射波の受信レベルを符号３１で示し、外来信号の受信レベルを符号３２で示している。

受信レベルは、通常観測期間Ｔ１または干渉検出期間Ｔ２のそれぞれにおいて、Ａ／Ｄ変換部１２４でサンプリングされた結果から算出することができる。一例として、受信相関器１２１においてＩ成分とＱ成分の受信信号が切り出され、Ａ／Ｄ変換部１２４におけるｍ回目のサンプリングでＩ成分ＩｍとＱ成分Ｑｍが得られるとき、受信レベルＭを次式で算出することができる。

ここで、Σはｍの総和を示す。受信レベルＭは、ドップラー周波数ごとに算出されることから、以下ではｊ番目のドップラー周波数での受信レベルＭをＭ（ｊ）と表記するものとする。

通常観測期間Ｔ１における受信レベルＭ（ｊ）をＭ１（ｊ）とし、干渉検出期間Ｔ２における受信レベルＭ（ｊ）をＭ２（ｊ）とする。通常観測期間Ｔ１では、Ｍ１（ｊ）＞Ｔｈ１を満たすとき、ｊ番目のドップラー周波数において対象物を検出したと判定することができる。しかしながら、通常観測期間Ｔ１では、対象物からの反射波とともに外来電波も強く受信するおそれがある。図６（ａ）では、５番目のドップラー周波数（反射波）の受信レベル３１と３番目のドップラー周波数の受信レベル３２（外来信号）がしきい値Ｔｈ１より高いとしている。このとき、反射波と外来信号とを区別することができない。

これに対し干渉検出期間Ｔ２では、図６（ｂ）に示すように、外来電波である３番目のドップラー周波数の受信レベル３２が高くなるのに対し、対象物からの反射波が大幅に減衰して５番目のドップラー周波数の受信レベル３１が低くなる。その結果、しきい値Ｔｈ２を好適に設定することにより、外来電波の受信レベル３２のみがＭ２（３）＞Ｔｈ２を満たすようにすることができる。これにより、Ｍ１（ｊ）＞Ｔｈ１、かつ、Ｍ２（ｊ）＞Ｔｈ２を満たすｊ番目のドップラー周波数の受信信号を外来電波と判定することができる。また、Ｍ１（ｋ）＞Ｔｈ１、かつ、Ｍ２（ｋ）≦Ｔｈ２を満たすｋ番目のドップラー周波数の受信信号を対象物からの反射波と判定することができる。

図６に例示するように、対象物からの反射波と外来電波とでドップラー周波数が異なる場合には、上記の外来電波の検出方法で両者を区別することが可能となる。これに対し、対象物からの反射波と外来電波とでドップラー周波数が極めて近い場合には、図７に示すように、対象物からの反射波と外来電波とで横軸の周波数が一致するため、両者を区別することができなくなる。図７（ａ）は、通常観測期間Ｔ１における受信信号のＦＦＴ処理結果の一例を示し、図７（ｂ）は、干渉検出期間Ｔ２における受信信号のＦＦＴ処理結果の一例を示している。図７（ａ）では、反射波のドップラー周波数と外来電波のドップラー周波数がほぼ等しいことから、反射波の受信レベルと外来電波の受信レベルとが重なっており、両者を区別することができない例を示している。

この場合、干渉検出期間Ｔ２が通常観測期間Ｔ１に比べて長くサンプリング回数が多いことから、位相によりレベルが強弱することがあっても外来電波の信号レベルが高くなる。そこで、外来電波を検出するためのしきい値を高くしておくことで、これを超えるものを外来電波と判定することができる。また、干渉検出期間Ｔ２のＦＦＴ点数（ドップラー周波数）を増やすことで、図７（ｂ）に示すように、より高い分解能で外来電波を検出することができる。

上記説明の外来電波の検出方法では、基地局やＦＭＣＷ方式のレーダのように、常時電波を発信しているものから受信した外来電波に対しては、これを確実に検出することができる。これに対し、発信されるタイミングが少ない電波を外来電波として受信する場合には、外来電波の検出が難しくなるおそれがある。例えば、送信時間（送信幅）が短いパルス信号を外来電波として受信すると、外来のパルス信号の送信時間に比べてＡ／Ｄ変換部１２４のサンプリング周期Ｔｓが長いため、外来のパルス信号をサンプリングすることができない場合がある。

外来のパルス信号のパルス幅を１ｎｓとし、Ａ／Ｄ変換部１２４のサンプリング周期Ｔｓを１６ｎｓ（６２．５ＭＨｚ）としたとき、Ａ／Ｄ変換部１２４で行われるサンプリングの一例を図８に示す。図８（ａ）は、外来のパルス信号（符号３５で示す）とＡ／Ｄ変換部１２４のサンプリングクロック１３との位相がほぼ一致する場合を示しており、外来のパルス信号３５のパルス幅の間にサンプリングクロック１３が出力されている。この場合には、Ａ／Ｄ変換部１２４で外来のパルス信号３５をサンプリングすることができる。

これに対し、図８（ｂ）は、外来のパルス信号３５とＡ／Ｄ変換部１２４のサンプリングクロック１３との位相がずれている場合を示しており、外来のパルス信号３５のパルス幅の間にサンプリングクロック１３が出力されていない。その結果、Ａ／Ｄ変換部１２４で外来のパルス信号３５をサンプリングすることができない。とくに、外来のパルス信号３５を送信するパルスレーダが本実施形態のレーダ装置１００と同じ周期で動作する場合には、外来のパルス信号３５とＡ／Ｄ変換部１２４のサンプリングクロック１３との位相がずれたまま持続され、外来のパルス信号３５を検出することができなくなるおそれがある。

そこで、本実施形態のレーダ装置１００では、一般的に用いられる等価時間サンプリングの手法を用いている。等価時間サンプリングの一例を図９に示す。図９では、干渉検出期間Ｔ２における等価時間サンプリングを例に、外来のパルス信号３５をＡ／Ｄ変換部１２４でサンプリングするためのサンプリングクロック１３の位相の変化を示している。ここでは、１回の等価時間サンプリングで周期Ｔｓ毎に出力されるクロック１３の１組を、１つのフィールドと呼んでいる。等価時間サンプリングでは、パルス繰り返し周期Ｔｐ毎に各フィールドのサンプリングクロック１３の位相を一定幅ずつずらしており、これによりサンプリング周期Ｔｓより短いサンプリング周期でサンプリングしたのと同等の高い検出精度を得ることができる。

しかしながら、等価時間サンプリングの手法では、サンプリングクロック１３の位相をずらしながらサンプリング周期Ｔｓの期間全体を網羅するのに長時間を要するといった問題がある。例えば、サンプリング周期Ｔｓが１６ｎｓでサンプリングクロック１３の位相を１ｎｓずつずらしたとき、サンプリング周期Ｔｓの期間全体を網羅するのに１６回のパルス繰り返し周期Ｔｐが必要となる。その結果、所定の検出範囲の検出を行うのに、等価時間サンプリングの手法では位相をずらさない手法に比べて１６倍の時間を要することになる。

等価時間サンプリングの手法を用いた場合、外来のパルス信号３５を放射する別のパルスレーダとの相対速度が０のときには、外来のパルス信号３５を検出することが可能となるが、相対速度が０以外のときに検出できなくなる場合がある。例えば、図１０に示すように、等価時間サンプリングによるサンプリングクロック１３の位相のずれと、相対速度による距離の変化に相当する時間のずれ（図１０に示すΔＴ）とがほぼ等しい場合には、外来のパルス信号３５に対するサンプリングクロック１３の位相を実質的にずらしたことにならなくなる。その結果、外来のパルス信号３５を検出することができなくなる場合がある。外来のパルス信号３５を放射する別のパルスレーダが、本実施形態のレーダ装置１００と同一種類のものである場合には、パルス信号の送受信タイミングが同期するため、外来のパルス信号３５の検出が行えないままになるおそれがある。

そこで、本実施形態のレーダ装置１００では、外来電波をより確実に検出できるようにするために、Ａ／Ｄ変換部１２４の前段に設けられているＬＰＦ１２３のカットオフ周波数を、通常観測期間Ｔ１と干渉検出期間Ｔ２とで変更している。カットオフ周波数の変更は、制御部１３１からの制御により行われる。ＬＰＦ１２３の通過特性の一例を図１１に示す。図１１では、サンプリングクロック１３の周波数を符号４０で示し、通常観測期間Ｔ１における通過特性及び干渉検出期間Ｔ２における通過特性を、それぞれ符号４１、４２で示している。

ＬＰＦ１２３のカットオフ周波数は、通常観測期間Ｔ１には数百ＭＨｚ程度の高周波信号を通過させるように設定されているが、干渉検出期間Ｔ２にはＡ／Ｄ変換部１２４のサンプリングクロック１３の周波数４０以下の値まで低下させる。これにより、パルス幅の短い外来電波３５は、ＬＰＦ１２３でサンプリングク周期Ｔｓ程度まで時間的に引き延ばされる。

ＬＰＦ１２３のカットオフ周波数が、入力信号の波形に与える影響を、図１２を用いて説明する。図１２は、カットオフ周波数を変更してＬＰＦ１２３にパルス信号を入力したときの出力波形の一例を示している。図１２（ａ）は、ＬＰＦ１２３に入力される外来パルス信号３５を示す。また、図１２（ｂ）は、カットオフ周波数を通常観測期間Ｔ１における設定値にしたときの出力波形を示し、図１２（ｃ）は、干渉検出期間Ｔ２においてカットオフ周波数をＡ／Ｄ変換部１２４のサンプリングクロック１３の周波数４０以下の値まで低下させたときの信号波形を示している。さらに、図１２（ｄ）は、Ａ／Ｄ変換部１２４におけるサンプリングクロック１３を示している。

通常観測期間Ｔ１におけるＬＰＦ１２３は、カットオフ周波数が高いことから、図１２（ｂ）に示すように、ＬＰＦ１２３から時間幅の短い信号が出力される。その結果、図１２（ｂ）に示す時間幅の短い信号の間に、図１２（ｄ）に示すＡ／Ｄ変換部１２４のサンプリングクロック１３が出力されないと、受信信号を検出することができなくなる。

これに対し、干渉検出期間Ｔ２におけるＬＰＦ１２３は、カットオフ周波数がＡ／Ｄ変換部１２４のサンプリングクロック１３の周波数４０以下の周波数まで低下されていることから、図１２（ｃ）に示すように、サンプリング周期Ｔｓのほぼ全期間にわたってＬＰＦ１２３から信号が出力される。その結果、Ａ／Ｄ変換部１２４のサンプリングクロック１３がサンプリング周期Ｔｓのどの時点で出力されても、受信信号を検出することができる。

カットオフ周波数を低下すると、ＬＰＦ１２３を通過した信号の振幅は小さくなってしまう。しかし、ＬＰＦ１２３に入力される信号は、前段の受信アンプ１２２で増幅されており、また干渉検出期間Ｔ２におけるサンプリング回数が大幅に増えている。その結果、１回のサンプリングで得られる信号の振幅が小さくなっても、演算処理部１３２でこれを積算した受信レベルは高くなり、外来電波を高い感度で検出することができる。

上記説明のように、本実施形態のレーダ装置１００によれば、対象物の検出を継続しながら外来電波を高感度に検出することが可能となっている。以下では、レーダ装置１００により外来電波が検出されたときの処理について説明する。レーダ装置１００で外来電波が検出されると、例えば上位の処理装置（ＥＣＵ等）に外来電波からの干渉があることを伝達するようにするのがよい。外来電波が、基地局やＦＭＣＷ方式のレーダからの電波のように、常時発信されている電波のときは、それからの干渉により対象物の検出が高精度に行えないおそれがあることを、運転者等に通知することができる。

また、外来電波がパルス信号の場合には、送信部１１０における送信信号の生成のタイミングをずらすことで、外来電波との干渉を低減させることができる可能性がある。とくに、外来電波の送信元が別の車両に搭載されたレーダ装置１００である場合には、送信信号の生成のタイミングを調整することで、相互の干渉を回避させることが可能となる。自車に搭載されたレーダ装置１００と他車に搭載されたレーダ装置１００との間で、相互の干渉を回避する方法を以下に説明する。

演算処理部１３２は、外来電波と判定された受信波がパルス繰り返し周期Ｔｐで放射されるパルス信号であり、かつ制御部１３１から送信パルスが出力されるタイミングと外来電波の受信タイミングとの時間間隔が通常観測期間Ｔ１以下であると判定したときは、該時間間隔が通常観測期間Ｔ１より長くなるように送信パルスの出力タイミングを遅らせるための遅延時間を決定して制御部１３１に出力する。また、制御部１３１は、演算処理部１３２から上記の遅延時間を入力すると、入力した遅延時間だけパルス繰り返し周期Ｔｐを遅らせて送信パルスを送信部１１０に出力するように変更する。

以下では、図１３を用いてさらに詳細に説明する。図１３は、レーダ装置１００を搭載した自車と他車との間で、それぞれのレーダ装置１００の通常観測期間Ｔ１の時間的な関係を示している。図１３（ａ）は、それぞれのレーダ装置１００の通常観測期間Ｔ１が重なる場合を示しており、図１３（ｂ）は、それぞれのレーダ装置１００の通常観測期間Ｔ１が重ならない場合を示している。図１３（ａ）に示すようにそれぞれの通常観測期間Ｔ１が重なる場合には、他車のレーダ装置１００から放射される送信信号を受信して反射波との間で干渉するおそれがある。これに対し、図１３（ｂ）に示すようにそれぞれの通常観測期間Ｔ１が重ならない場合には、それぞれの通常観測期間Ｔ１に他車のレーダ装置１００から放射された送信信号を受信することはなく、その影響を受けずに対象物の検出を行うことができる。

通常観測期間Ｔ１が重なる場合には、同じパルス繰り返し周期Ｔｐで放射される同等の周波数帯の信号が通常観測期間Ｔ１に反射波よりも高い出力で検出されることから、これを検出することで通常観測期間Ｔ１が重なる別のレーダ装置１００と干渉していることが判定できる。そこで、演算処理部１３２において、通常観測期間Ｔ１が重なる別のレーダ装置１００と干渉していることを判定すると、通常観測期間Ｔ１が重ならないように制御部１３１で調整できるようにする。

通常観測期間Ｔ１が重なる２以上のレーダ装置１００が、それぞれで同じ時間幅だけ通常観測期間Ｔ１をずらすと、通常観測期間Ｔ１が再び重なってしまう。そこで、２以上のレーダ装置１００のいずれか１台で通常観測期間Ｔ１の調整が行われると、これを別のレーダ装置１００で検知できるようにする。１台のレーダ装置１００で通常観測期間Ｔ１の調整が行われたことを、別のレーダ装置１００で検知できるようにする方法として、図１４に例示するように、例えば送信パルス１０の通常のパルス幅（１ｎｓ）を一時的に変更して放射させる。パルス幅を一時的に変更した送信パルスを、図１４に符号１０’で示す。

制御部１３１は、演算処理部１３２から通常観測期間Ｔ１の調整を要求されると、送信パルス１０の送信を例えば通常観測期間Ｔ１の２倍程度の時間だけ遅らせる。これにより、別のレーダ装置１００の通常観測期間Ｔ１との重なりを回避することができる。制御部１３１はさらに、送信パルス１０のパルス幅を一時的に変更して送信部１１０に出力し、送信部１１０でパルス幅の異なるパル信号を生成して送信アンテナ１０１から放射させる。これにより、別のレーダ装置１００では、パルス幅の異なるパルス信号を検出することで、通常観測期間Ｔ１の調整を行わないようにする。通常観測期間Ｔ１が重なるレーダ装置１００が３台以上あるときも、上記の処理を順次行うことで、相互の干渉を回避することが可能となる。

上記説明のように、本実施形態のレーダ装置によれば、通常観測期間に対象物の検出を行うとともに、干渉検出期間に外来電波を検出することができる。これにより、本実施形態のレーダ装置は、対象物の検出を中断させることなく、外来電波との干渉を回避することが可能となる。

なお、本実施の形態における記述は、本発明に係るレーダ装置の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態におけるレーダ装置の細部構成及び詳細な動作などに関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

１００ レーダ装置
１０１ 送信アンテナ
１０２ 受信アンテナ
１１０ 送信部
１２０ 受信部
１２１ 受信相関器
１２２ 受信アンプ
１２３ ＬＰＦ
１２４ Ａ／Ｄ変換部
１３０ 制御・演算部
１３１ 制御部
１３２ 演算処理部
１３３ ＦＦＴ部
１３４ 記憶部

Claims (5)

1. 所定のパルス幅の送信パルスを入力すると前記パルス幅の送信パルス信号を生成する送信部と、前記送信部から前記送信パルス信号を入力して空間に放射する送信アンテナと、電波を受信する受信アンテナと、所定の受信パルスを入力すると前記受信アンテナで受信された受信波を処理して受信信号を出力する受信部と、前記受信部から前記受信信号を入力して対象物の位置情報を検出する演算処理部と、所定のパルス繰り返し周期で前記送信部に前記送信パルスを出力するとともに前記送信パルスの出力タイミングから所定時間だけ遅らせて前記受信部に前記受信パルスを出力する制御部と、を備えたレーダ装置であって、
   前記パルス繰り返し周期のそれぞれの期間に、前記対象物を検出するための通常観測期間と、前記通常観測期間後に外来の電波を検出するための干渉検出期間とが設けられ、
   前記演算処理部は、前記通常観測期間における前記受信信号及び前記干渉検出期間における前記受信信号をＦＦＴ処理し、前記通常観測期間におけるｊ番目のドップラー周波数の受信レベルをＭ１（ｊ）、前記干渉検出期間におけるｊ番目のドップラー周波数の受信レベルをＭ２（ｊ）、前記通常観測期間及び前記干渉検出期間のそれぞれの前記受信信号に対するしきい値をそれぞれＴｈ１、Ｔｈ２とするとき、
   Ｍ１（ｊ）＞Ｔｈ１、かつ、Ｍ２（ｊ）＞Ｔｈ２を満たすｊ番目のドップラー周波数の受信信号を外来電波と判定し、
   Ｍ１（ｋ）＞Ｔｈ１、かつ、Ｍ２（ｋ）≦Ｔｈ２を満たすｋ番目のドップラー周波数の受信信号を前記対象物からの反射波と判定する
   ことを特徴とするレーダ装置。
2. 前記受信部は、
   前記制御部から前記受信パルスを入力して該受信パルスのパルス幅の間だけゲートを開放して前記受信波を通過させる受信相関器と、
   前記受信相関器からの出力信号を入力して増幅する受信アンプと、
   前記受信アンプからの出力信号を入力して所定の周波数帯域に制限するＬＰＦ（Low Pass Filter）と、
   前記ＬＰＦからの出力信号を入力して所定のサンプリング周期でサンプリングしてディジタル信号の前記受信信号を出力するＡ／Ｄ変換部と、を備え、
   前記制御部は、前記通常観測期間のときは前記受信パルスのパルス幅を前記送信パルスのパルス幅と等しくして前記受信相関器に出力し、前記干渉検出期間のときは前記受信パルスのパルス幅を前記干渉検出期間の時間長さと等しくして前記受信相関器に出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記ＬＰＦのカットオフ周波数は、前記通常観測期間のときは前記サンプリング周期に相当する周波数以上に設定され、前記干渉検出期間のときは前記サンプリング周期に相当する周波数以下に設定される
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のレーダ装置。
4. 前記演算処理部は、前記外来電波と判定された前記受信波が前記パルス繰り返し周期で放射されるパルス信号であり、かつ前記制御部から前記送信パルスが出力されるタイミングと前記外来電波の受信タイミングとの時間間隔が前記通常観測期間以下であると判定すると、前記時間間隔が前記通常観測期間より長くなるように前記送信パルスの出力タイミングを遅らせる遅延時間を決定して前記制御部に出力し、
   前記制御部は、前記遅延時間を入力すると、前記パルス繰り返し周期を前記遅延時間だけ遅らせて前記送信パルスを前記送信部に出力する
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
5. 前記制御部は、前記送信パルスの出力タイミングを遅らせた直後に、前記送信パルスのパルス幅を一時的に変更して前記送信部に出力し、
   前記演算処理部は、前記外来電波と判定された前記パルス繰り返し周期で放射される前記パルス信号のパルス幅が一時的に変更された判定したときは、前記制御部に前記遅延時間を出力しない
   ことを特徴とする請求項４に記載のレーダ装置。

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