CN105467381A - 雷达装置 - Google Patents

Abstract

本发明的雷达装置包括：从包含至少两个发送波束方向的多个发送波束组之中，选择发送雷达信号的发送波束组的发送波束控制单元；以及使用所述选择出的发送波束组，以规定的发送周期，发送所述雷达信号的雷达发送单元，所述发送波束控制单元对每个第一期间切换所述多个发送波束组，对每个第二期间切换所述第一期间内所述各发送波束组中包含的所述至少两个发送波束方向。

Description

雷达装置

技术领域

本发明涉及雷达装置。

背景技术

近年来，在开展使用了包含可获得高分辨率的微波或毫米波的波长的较短的雷达发送信号的雷达装置的研究。此外，为了提高在室外的安全性，要求进行除车辆以外，还在广角范围中探测包含行人的物体(目标)的雷达装置的开发。

例如，作为雷达装置，已知反复发送脉冲波的脉冲雷达装置。在广角范围中探测车辆/行人的广角脉冲雷达的接收信号，为混合了来自近距离中存在的目标(例如车辆)和远距离中存在的目标(例如行人)的多个反射波的信号。因此，(1)在雷达发送单元中，要求将具有低距离旁瓣的自相关特性(以下，称为低距离旁瓣特性)的脉冲波或脉冲调制波发送的结构，(2)在雷达接收单元中，要求具有较宽的接收动态范围的结构。

作为使用用于获得低距离旁瓣特性的脉冲波(或脉冲调制波)的雷达装置，例如，已知使用了Barker码、M序列码、或补码等的脉冲压缩雷达装置。作为一例，说明使用补码的情况。补码包含两个码序列(以下，假设为补码序列a_n、b_n。n＝1，…，L。L为码序列长度)。两个码序列的各自的自相关运算以下式表示。

$\begin{array}{c}{R}_{aa}\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{n=1}{\overset{L}{\Σ}}{a}_n{a}_{a+\mathrm{\τ}}^{*}\\ R_{bb}\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{n=1}{\overset{L}{\Σ}}{b}_n{b}_{a+\mathrm{\τ}}^{*}\end{array}---\left(1\right)$

补码如图1所示，两个补码a_n、b_n被时分发送。如下式所示，补码具有通过使各个移动时间(延迟时间)一致来将两个码系列的各自的自相关运算的结果相加，距离旁瓣为0的相关值的性质(例如，参照图2)。

其中，在n＞L，n＜1中，a_n＝0、a_n、b_n＝0

有关补码的生成方法，公开在非专利文献1中。根据非专利文献1，例如，基于包含元素‘1’或‘-1’的具有互补性的a＝[11]、b＝[1-1]的码序列，能够依次生成码序列长度L＝4，8，16，32，…，2^P的补码。补码的码序列长度越长，接收上需要的动态范围(必要接收动态范围)越扩大。另一方面，补码的码序列长度越短，峰值旁瓣比(PSR：PeakSidelobeRation)越低，所以即使在混合了来自近距离的目标和远距离的目标的多个反射波的情况下，也能够降低必要接收动态范围。

另一方面，在使用M序列码取代补码的情况下，峰值旁瓣比根据20log(1/L)[dB]来提供。因此，在M序列码中，为了获得低距离旁瓣，需要长度比补码长的码序列长度L(例如，PSR＝60dB的情况下，L＝1024)。

此外，作为在广角范围中探测目标的广角雷达装置，提出了机械式或电子式扫描指向性波束并发送雷达波的结构(例如，参照专利文献1)。专利文献1中，雷达装置对每个规定的天线波束旋转停止区间，切换天线波束方向，进行接收处理。

此外，在脉冲压缩雷达装置的雷达接收处理中，已知为了改善SNR(SignaltoNoiseRatio；信噪比)，使用加法运算处理及傅立叶变换处理。

具体地说，在脉冲发送周期Tr中反复发送脉冲压缩码的情况下，雷达接收单元通过将由脉冲压缩处理算出的相关值进行加法运算(相干积分)，获得加法运算增益(相干加法运算增益)。例如，在根据脉冲压缩处理算出的相关值之中，通过时间相关较高的脉冲发送期间，进行Np次的加法运算(对相关值的每个I分量及Q分量加法运算)，SNR因相干加法运算增益而被改善Np倍。

此外，雷达接收单元通过使用Nc个的相干加法运算结果实施傅立叶变换处理，检测成为多普勒频谱上的峰值的频率分量(以下，称为峰值多普勒频谱)，获得相干加法运算增益。例如，在多普勒频谱能够近似为线谱的情况下，SNR被改善Nc倍。再有，作为傅立叶变换，例如，也可以使用FFT(FastFourierTransform；快速傅立叶变换)或DFT(DiscreteFourierTransform；离散傅立叶变换)等。

即，通过在雷达接收单元中实施加法运算处理及傅立叶变换处理，SNR被改善(Np×Nc)倍。

现有技术文献

专利文献

专利文献1日本特开2001-228243号公报

非专利文献

非专利文献1Budisin，S.Z.，″Newcomplementarypairsofsequences，″Electron.Lett.，1990，26，(13)，PP.881-883

发明内容

在上述现有技术中，例如，假定使用在雷达发送单元中如专利文献1那样通过波束扫描对每个规定期间切换雷达发送信号的发送波束方向，在雷达接收单元中进行加法运算处理及傅立叶变换处理的雷达装置。在这样的雷达装置中，对每个发送波束方向进行雷达接收处理，但在高速地移动的目标成为探测对象的情况下，要求缩短波束扫描时间。因此，例如，考虑削减雷达接收处理之中的、相干积分处理及傅立叶变换处理的各自处理中的加法运算数。

另一方面，如上述的，对雷达装置要求高分辨率。这里，对上述加法运算处理(相干积分处理)中的加法运算次数(有时也称为相干加法运算数)Np、以及傅立叶变换处理中的加法运算数(有时也称为多普勒加法运算数)Nc的多普勒频率分辨率Δfd及可观测的最大多普勒频率fd_max以下式表示。

Δfd＝1/(Np×Nc×Tr)(3)

fd_max＝±1/(2Np×Tr)(4)

如上式(3)、(4)所示，为了缩短波束扫描时间，若减少每个发送波束的相干加法运算数Np，则多普勒频率分辨率Δfd下降，最大多普勒频率fd_max增加。此外，为了缩短波束扫描时间，若减少每个发送波束的多普勒加法运算数Nc，则多普勒频率分辨率Δfd下降，最大多普勒频率fd_max被维持。

如以上那样，在现有技术中，难以维持多普勒频率分辨率，并缩短波束扫描时间。

本发明的非限定性的实施例，提供能够维持多普勒频率分辨率，并缩短波束扫描时间的雷达装置。

从说明书和附图中会更清楚所公开的实施方式的好处和优点。说明书和附图所公开的好处和/或优点可以由各种实施方式单独地提供，并且不需要提供全部实施方式来获得一个以上的好处和优点。

本发明的一方式是雷达装置，其包括：从包含至少两个发送波束方向的多个发送波束组之中，选择发送雷达信号的发送波束组的发送波束控制单元；以及使用所述选择出的发送波束组，以规定的发送周期，发送所述雷达信号的雷达发送单元，所述发送波束控制单元对每个第一期间切换所述多个发送波束组，对每个第二期间切换所述第一期间内所述各发送波束组中包含的所述至少两个发送波束方向。

再有，这些包括性或具体的方式，可以由系统、方法、集成电路、计算机程序、或存储介质来实现，也可以通过系统、装置、方法、集成电路、计算机程序和存储介质的任意组合来实现。

根据本发明的一方式，能够维持多普勒频率分辨率，并缩短波束扫描时间。

从说明书和附图中会明白本发明的一方式中更多的优点和效果。这样的优点和/或效果，通过几个实施方式及说明书和附图所记载的特征而分别提供，但为了获得一个或一个以上的同一特征，不需要提供全部的优点和效果。

附图说明

图1是表示补码的一例的图。

图2是表示补码的距离旁瓣特性的图。

图3是表示本发明的一实施方式的雷达装置的结构的框图。

图4是表示本发明的一实施方式的雷达发送信号的一例的图。

图5是表示本发明的一实施方式的雷达发送号生成单元的另一结构的框图。

图6是表示本发明的一实施方式的雷达发送信号的发送定时(timing)、以及测定范围的一例的图。

图7是表示阵列天线配置和到来角度之间的关系的图。

图8是用于说明本发明的一实施方式的雷达发送信号的发送控制的动作的图。

图9是用于说明本发明的一实施方式的雷达发送信号的发送控制的动作的图。

图10是表示本发明的一实施方式的变形例1的雷达装置的结构的框图。

图11是表示本发明的一实施方式的变形例2的雷达装置的结构的框图。

图12是用于说明本发明的一实施方式的变形例3的雷达发送信号的发送控制的动作的图。

图13是用于说明本发明的一实施方式的变形例3的雷达发送信号的发送控制的动作的图。

图14是用于说明本发明的一实施方式的变形例3的雷达发送信号的发送控制的动作的图。

图15是表示本发明的一实施方式的变形例4的雷达装置的结构的框图。

图16是表示本发明的一实施方式的变形例4的车载雷达装置中的发送波束组的一例的图。

图17是表示本发明的一实施方式的变形例4的单道直行中的探测对象和探测范围的一例的图。

图18是表示本发明的一实施方式的变形例4的十字路口付近的探测对象和探测范围的一例的图。

图19是表示本发明的一实施方式的变形例4的对应于探测方向的探测范围的一例的图。

图20是表示本发明的一实施方式的变形例5的雷达装置的结构的框图。

图21是表示发送拍频(chirp)脉冲信号和反射信号的图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的一方式的实施方式。再有，在实施方式中，对相同的结构元素附加相同的标号，其说明由于重复而省略。

[雷达装置的结构]

图3是表示本实施方式的雷达装置10的结构的框图。

雷达装置10具有雷达发送单元100、雷达接收单元200、基准信号生成单元300和发送波束控制单元400。

雷达发送单元100基于从基准信号生成单元300接受的基准信号，生成高频(radio-frequency；射频)的雷达信号(雷达发送信号)。然后，雷达发送单元100根据发送波束控制单元400的控制来切换发送波束方向，以规定的发送周期发送雷达发送信号。

雷达接收单元200在阵列天线的各个天线中接收在目标(未图示)上反射的雷达发送信号即反射信号。雷达接收单元200使用从基准信号生成单元300接受的基准信号，对各天线中接收到的反射信号进行信号处理，进行有无目标的检测、方向估计等。雷达接收单元200在信号处理中进行相干积分处理及多普勒频率分析处理(例如，包含傅立叶变换处理)。再有，目标是雷达装置10要检测的检测对象的物体，例如，包含车辆或人。

基准信号生成单元300分别连接到雷达发送单元100及雷达接收单元200。基准信号生成单元300将作为基准信号的基准信号同时地供给到雷达发送单元100及雷达接收单元200，使雷达发送单元100及雷达接收单元200的处理同步。

发送波束控制单元400控制发送雷达发送信号时的发送波束的主波束方向θ_TX。即，发送波束控制单元400从可设定的多个发送波束方向之中，切换用于发送雷达发送信号的发送波束方向。

具体地说，可设定的多个发送波束方向被分组为分别包含至少两个发送波束方向的多个“发送波束组”。这里，将各发送波束组中包含的发送波束方向的数称为“发送波束组波束数”，表示为N_BS。然后，发送波束控制单元400对每个规定的第1切换周期T1进行控制，以依次切换发送波束组中包含的发送波束方向。此外，发送波束控制单元400对每个第1切换周期T1的整数倍即每个规定的第2切换周期T2，顺序地切换发送波束组。

然后，发送波束控制单元400对于雷达发送单元100(后述的发送波束形成单元105)及雷达接收单元200(后述的切换单元212、方位估计单元214)，输出表示切换主波束方向的控制信号。再有，有关发送波束控制单元400中的发送波束控制的详细的动作，将后述。

[雷达发送单元100的结构]

雷达发送单元100具有雷达发送号生成单元101、发送波束形成单元106、RF发送(radio-frequency；射频)单元107-1～107-N_Tx、以及发送天线108-1～108-N_Tx。即，雷达发送单元100分别包括N_Tx个RF发送单元107及发送天线108。

雷达发送号生成单元101生成将从基准信号生成单元300接受的基准信号变为规定数倍的定时时钟，基于生成的定时时钟，生成雷达发送信号。然后，雷达发送号生成单元101按规定的雷达发送周期(Tr)反复输出雷达发送信号。雷达发送信号以r(n，M)＝I(k，M)+jQ(k，M)表示。其中，j表示虚数单位，k表示离散时刻，M表示雷达发送周期的序数。

雷达发送号生成单元101包括码生成单元102、调制单元103、LPF(LowPassFilter；低通滤波器)104和DA转换单元105。

具体地说，码生成单元102对每个雷达发送周期Tr，生成码长L的码序列的码a_n(n＝1，…，L)(脉冲压缩码)。作为码序列，例如，可列举M序列码、巴克(Barker)码序列、补码序列(包含格莱(Golay)码序列、斯帕诺(Spano)码序列等)等。

例如，使用补码序列作为码序列的情况下，码生成单元102对每个雷达发送周期交替地分别生成成对的码Pn、码Qn(相当于图1中所示的a_n、b_n)。即，码生成单元102在第M雷达发送周期(表示为Tr[M])将构成补码的对的一方的码Pn作为码输出到调制单元103，接着在第(M+1)雷达发送周期(表示为Tr[M+1])将构成补码的对的另一方的码Qn作为码输出到调制单元103。同样地，码生成单元102在第(M+2)以后的雷达发送周期，将第M、第(M+1)的两个雷达发送周期作为一个单位，反复生成码Pn、码Qn并输出到调制单元103。

调制单元103对于从码生成单元102接受的码a_n进行脉冲调制(振幅调制、ASK(AmplitudeShiftKeying；幅移键控)、脉冲移相键控)或相位调制(PhaseShiftKeying；相移键控)，将调制信号输出到LPF104。

LPF104将从调制单元103接受的调制信号之中的、规定的限制带宽以下的信号分量作为基带的雷达发送信号输出到DA转换单元105。再有，LPF部104也可以配置在后述的DA转换单元105的后级。

DA转换单元105将从LPF104接受的数字的发送信号转换为模拟的发送信号，输出到发送波束形成单元106。

发送波束形成单元106对于从雷达发送号生成单元101接受的基带的雷达发送信号，根据来自发送波束控制单元400的指示，形成主波束方向θ_Tx(u)的发送波束。具体地说，发送波束形成单元106对于多个N_Tx个的RF发送单元107及发送天线108，将雷达发送信号乘以权重系数WTx(Index_Tx，θ_{Tx (u)})，以使其成为从发送波束控制单元400所指示的发送波束方向θ_Tx(u)，并将乘法运算后的信号输出到RF发送单元107。

例如，在发送天线108直线地以等间隔(元件间隔d)配置的情况下，发送波束形成单元106校正了发送天线108间的振幅和相位的偏差后，通过使用下式所示的权重系数WTx(Index_Tx，θ_Tx(u))，可变地形成发送波束方向。

WTx(Index_Tx，θ_Tx(u))＝exp[j2π(Index_Tx-1)dsinθ_Tx(u)/λ](5)

其中，Index_Tx＝1，…，N_Tx，λ是雷达发送信号(RF发送信号)的波长，d是发送天线108的元件间隔。

再有，在主波束朝向方向θTx(u)，进而谋求降低旁瓣电平的情况下，发送波束形成单元106也可以使用由相位分量及振幅分量构成的加权系数(例如，道尔夫-切比雪夫波束权重、泰勒波束权重等)。

第Index_Tx(＝1，…，N_Tx)的RF发送单元107对于乘以了加权系数WTx(Index_Tx，θ_Tx(u))的发送信号实施变频而生成载波频率(RadioFrequency：RF)带的雷达发送信号，由发送放大器放大到规定的发送功率P[dB]后输出到发送天线108。

第Index_Tx(＝1，…，N_Tx)的发送天线108将从第Index_Tx(＝1，…，N_Tx)的RF发送单元107接受的雷达发送信号发射到空间。

图4表示从雷达发送单元100发送的雷达发送信号。在码发送区间Tw内包含码长L的脉冲码序列。在各雷达发送周期Tr之中的、码发送区间Tw期间发送脉冲码序列，剩余的区间(Tr-Tw)为无信号区间。通过实施每一个脉冲码(a_n)使用了No个样本的脉冲调制，在各码发送区间Tw内包含Nr(＝No×L)个样本的信号。即，调制单元103中的采样率为(No×L)/Tw。此外，假设在无信号区间(Tr-Tw)中，包含Nu个样本。

再有，雷达发送单元100也可以包括图5所示的雷达发送号生成单元101a，来取代雷达发送号生成单元101。雷达发送号生成单元101a没有图3所示的码生成单元102、调制单元103及LPF104，取代为包括码存储单元110。码存储单元110预先存储在码生成单元102(图3)中生成的码序列，并根据来自发送波束控制单元400的控制信号，读出码序列。

[雷达接收单元200的结构]

在图3中，雷达接收单元200包括N_Rx个接收天线202，构成阵列天线。此外，雷达接收单元200具有N_Rx个天线系统处理单元201-1～201-N_Rx和方向估计单元214。

各天线系统处理单元201具有接收天线202、RF接收单元203和信号处理单元207。

接收天线202接收在目标(物体)上反射的雷达发送信号即反射信号，将接收到的反射信号输出到RF接收单元203作为接收信号。

RF接收单元203具有放大单元204、变频器205和正交检波器206。RF接收单元203生成将从基准信号生成单元300接受的基准信号变为规定数倍的定时时钟，基于生成的定时时钟来动作。具体地说，放大器204将从接收天线202接受的接收信号放大到规定电平，变频器205将高频(radio-frequency)频带的接收信号变频到基带频带，正交检波器206将基带频带的接收信号变换为包含I信号及Q信号的基带频带的接收信号。

信号处理单元207具有AD转换单元208、209、相关运算单元210、加法运算单元211、切换单元212和多普勒频率分析单元213。再有，信号处理单元207包括发送波束组波束数N_BS个的多普勒频率分析单元213。

I信号从正交检波器206输入到AD转换单元208，Q信号从正交检波器206输入到AD转换单元209。AD转换单元208对于包含I信号的基带信号，通过进行离散时刻中的采样，将I信号变换为数字数据。AD转换单元209对于包含Q信号的基带信号，通过进行离散时刻中的采样，将Q信号变换为数字数据。

这里，在AD转换单元208、209的采样中，在雷达发送信号中的每一个脉冲的时间Tp(＝Tw/L)，抽取Ns个的离散样本。即，每一脉冲的过采样数为Ns。

在以下说明中，使用I信号Ir(k，M)及Q信号(k，M)，将作为AD转换单元208、209的输出的第M雷达发送周期Tr[M]的离散时刻k中的基带的接收信号表示为复数信号x(k，M)＝Ir(k，M)+jQr(k，M)。此外，在以下，离散时刻k将雷达发送周期(Tr)的开始的定时作为基准(k＝1)，信号处理单元207周期地动作至雷达发送周期Tr结束前为止的样本点即k＝(Nr+Nu)Ns/No。即，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No。

相关运算单元210对每个雷达发送周期Tr，进行包含从AD转换单元208、209接受的离散样本值Ir(k，M)及Qr(k，M)的离散样本值x(k，M)与雷达发送单元100中所发送的码长L的脉冲压缩码a_n(其中，n＝1，…，L)之间的相关运算。例如，相关运算单元210进行离散样本值x(k，M)与脉冲压缩码a_n之间的滑动(sliding)相关运算。例如，第M雷达发送周期Tr[M]中的离散时刻k的滑动相关运算的相关运算值AC(k，M)基于下式计算。

$AC(k,M)=\underset{n=1}{\overset{L}{\Σ}}x(k+N_s(n-1),M){a_n}^{*}---\left(6\right)$

在上式中，星号(*)表示复数共轭运算符。

相关运算单元210例如根据式(6)，在k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No的期间进行相关运算。

再有，相关运算单元210不限定于对于k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No进行相关运算的情况，也可以按照作为雷达装置10的测定对象的目标的存在范围，限定测定范围(即，k的范围)。由此，在雷达装置10中，可降低相关运算单元210的运算处理量。例如，相关运算单元210也可以将测定范围限定为k＝Ns(L+1)，…，(Nr+Nu)Ns/No-NsL。这种情况下，如图6所示，雷达装置10在相当于码发送区间Tw的时间区间不进行测定。由此，即使雷达发送信号直接地绕入到雷达接收单元200中的情况下，雷达装置10在雷达发送信号绕入的期间(至少不足τ1的期间)不进行相关运算单元210的处理，所以可进行排除了绕入的影响的测定。此外，在限定测定范围(k的范围)的情况下，即使对在以下说明的加法运算单元211、第1多普勒频率分析单元213、第2多普勒频率分析单元214、及方向估计单元214的处理，同样地适用限定了测定范围(k的范围)的处理即可。由此，能够削减各构成单元的处理量，能够降低雷达接收单元200中的功耗。

加法运算单元211对每个第M雷达发送周期Tr的离散时刻k使用从相关运算单元210接受的相关运算值AC(k，M)，在规定次数(Np次)的雷达发送周期Tr的期间(Tr×Np)，将相关运算值AC(k，M)进行加法运算(相干积分)。在期间(Tr×Np)的加法运算数Np的加法运算(相干积分)处理以下式表示。

$CI(k,m)=\underset{g=1}{\overset{N_p}{\Σ}}AC(k,N_p(m-1)+g)---\left(7\right)$

其中，CI(k，m)表示相关运算值的加法运算值(以下，有时也称为相关加法运算值)，Np是2以上的整数值，m是表示以加法运算单元211中的加法运算次数Np为一个单位的情况下的加法运算次数的序数的自然数。

加法运算单元211将以雷达发送周期Tr为单位得到的相关运算单元210的输出作为一个单位，进行Np次的加法运算。即，加法运算单元211将相关运算值AC(k，Np(m-1)+1)～AC(k，Np×m)作为一单位，使离散时刻k的定时一致来对每个离散时刻k计算加法运算的相关值CI(k，m)。由此，加法运算单元211能够根据在相关运算值的Np次的加法运算的效果，在来自目标的反射信号具有较强的相关的范围中，提高反射信号的SNR。因此，能够提高与目标的到来距离的估计有关的测定性能。

再有，为了获得理想的加法运算增益，在相关运算值的加法运算次数Np的加法运算区间中，需要相关运算值的相位分量在某个程度的范围内一致的条件。即，优选加法运算次数Np基于作为测定对象的目标的假想最大移动速度来设定。这是因为目标的假想最大速度越大，来自目标的反射波所包含的多普勒频率的变动量越大，具有较强的相关的时间期间较短。这种情况下，由于加法运算次数Np为较小的值，所以加法运算单元211中的加法运算产生的增益提高效果较小。

切换单元212根据来自发送波束控制单元400的指示，选择性地切换N_BS个(相当于发送波束组波束数)多普勒频率分析单元213-1～213-N_BS，作为对每个离散时刻k从加法运算单元211接受的信号的输出目的地。

例如，在发送波束组波束数N_BS＝2的情况下，成为包括两个多普勒频率分析单元213的结构。在多普勒频率分析单元213-1中，输入对每个离散时刻k获得的加法运算单元211的第(2m-1)输出CI(k，2m-1)。此外，在多普勒频率分析单元213-2中，输入对每个离散时刻k获得的加法运算单元211的第(2m)输出CI(k，2m)。其中，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No。

此外，在发送波束组波束数N_BS的情况下，信号处理单元207成为包括N_BS个多普勒频率分析单元213的结构。例如，在第y多普勒频率分析单元213-y中，输入对每个离散时刻k获得的加法运算单元211的第N_BS(m-1)+y输出CI(k，N_BS(m-1)+y)。其中，y＝1、…、N_BS，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No。

多普勒频率分析单元213对于从切换单元212接受的、加法运算单元211的输出进行多普勒频率分析处理。以下，说明将发送波束组波束数设为N_BS，第y多普勒频率分析单元213-y中的动作。其中，y＝1，…，N_BS。

多普勒频率分析单元213-y将对每个离散时刻k获得的加法运算单元211Nc个输出即CI(k，N_BSNc(w-1)-1)+y)～CI(k，N_BS(Nc×w-1)+y)作为一单位，使离散时刻k的定时一致来进行相干积分。例如，如下式所示，多普勒频率分析单元213-y在校正了与2Nf个不同的多普勒频率fsΔФ对应的相位变动Ф(fs)＝2πfs(Tr×Np×N_BS)ΔФ后，进行相干积分。

$\begin{array}{c}FT\_{\mathrm{CI}}_{y,Nant}(k,f_s,w)=\underset{q=0}{\overset{N_c-1}{\Σ}}CI(k,N_{BS}(N_c\left(w-1\right)+q)+y)\exp \[-j\mathrm{\φ}\left(f_s\right)q\]\\ =\underset{q=0}{\overset{N_c-1}{\Σ}}CI(k,N_{BS}(N_c\left(w-1\right)+q)+y)\exp \[-j2{\mathrm{\πf}}_s\left(T_r{N}_p{N}_{BS}q\right)\mathrm{\Δ}\mathrm{\φ}\]\end{array}---\left(8\right)$

其中，FT_CI_y，Nant是多普勒频率分析单元213-y中的第w输出，表示第Nant天线系统处理单元201中的离散时刻k的多普勒频率fsΔФ的相干积分结果。其中，Nant＝1～N_Rx，fs＝-Nf+1，…，0，…，Nf，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No，w是自然数，ΔФ是相位旋转单位。

由此，对雷达发送周期间Tr的多次Np×N_BS×Nc的期间(Tr×Np×NBS×Nc)、即每个第2切换周期，各天线系统处理单元201获得与每个离散时刻k的2Nf个多普勒频率分量对应的相干积分结果即FT_CI_{y， Nant}(k，-Nf+1，w)，…，FT_CI_y，Nant(k，Nf-1，w)。再有，j是虚数单位。

在ΔФ＝1/Nc的情况下，上述多普勒频率分析单元213的处理等价为以采样间隔Tm＝(Tr×Np×N_BS)、采样频率fm＝1/Tm，将加法运算单元211的输出进行离散傅立叶变换(DFT)处理。

此外，通过将Nf设定为2的乘方的数，在多普勒频率分析单元213中，能够适用快速傅立叶变换(FFT)处理，能够极大地削减运算处理量。此时，在Nf＞Nc的情况下，通过在q＞Nc的区域中进行CI(k、N_BS(Nc(w-1)+q)+y)＝0的零填充处理，同样地能够适用FFT处理，能够极大地削减运算处理量。

此外，在多普勒频率分析单元213中，也可以不进行FFT处理，而进行顺次地运算上式(8)所示的积和运算的处理。即，多普勒频率分析单元213也可以对于对每个离散时刻k获得的加法运算单元211的Nc个输出即CI(k，N_BS(Nc(w-1)+q)+y)，生成与fs＝-Nf+1，…，0，…，Nf-1对应的系数并顺次地积和运算处理。其中，q＝0～Nc-1。

再有，在以下的说明中，将汇总在Na(＝N_Rx)个天线系统处理单元201的各个中实施同样的处理所得到的来自第y多普勒频率分析单元213-y的输出FT_CI_y，1(k，fs，w)，FT_CI_y，2(k，fs，w)，…，FT_CI_y，Na(k，fs，w)，作为相关向量h_y(k，fs，w)来表示。相关向量h_y(k，fs，w)用于说明后述的、对于来自目标反射信号，基于接收天线202间的相位差进行方向估计的处理。其中，y＝1，…，N_BS。

$h_y(k,fs,w)=\left[\begin{array}{c}FT\_{\mathrm{CI}}_{y,1}(k,fs,w)\\ FT\_{\mathrm{CI}}_{y,2}(k,fs,w)\\ .\\ .\\ .\\ FT\_{\mathrm{CI}}_{y,Na}(k,fs,w)\end{array}\right]---\left(9\right)$

此外，也可以取代式(9)所示的相关矩阵h_y(k，fs，w)，而如下式那样，将多个天线系统处理单元201之中的一个相位作为基准相位，计算相关向量。

$h_y(k,fs,w)=\left[\begin{array}{c}FT\_{\mathrm{CI}}_{y,1}(k,fs,w)\\ FT\_{\mathrm{CI}}_{y,2}(k,fs,w)\\ .\\ .\\ .\\ FT\_{\mathrm{CI}}_{y,Na}(k,fs,w)\end{array}\right]\frac{FT\_{\mathrm{CI}}_{y,1}{(k,fs,w)}^{*}}{|FT\_{\mathrm{CI}}_{y,1}(k,fs,w)|}---\left(10\right)$

其中，上标的星号(*)表示复数共轭运算符。此外，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No。

以上，说明了有关信号处理单元207的各结构单元中的处理。

方向估计单元214对于从天线系统处理单元201-1～201-N_Rx输出的来自第w多普勒频率分析单元213-y的相关向量h_y(k，fs，w)，使用数组校正值，计算校正了天线系统处理单元201间的相位偏差及振幅偏差的相关向量h_{y_after_cal}(k，fs，w)。相关向量h_{y_after_cal}(k，fs，w)以下式表示。

然后，方向估计单元214使用相关向量h_{y_after_cal}(k，fs，w)，基于接收天线202间的反射信号的相位差进行方向估计处理。具体地说，方向估计单元214对每个离散时刻k、多普勒频率fsΔФ，或对于h_{y_after_cal}(k，fs，w)的范数或其平方值为规定值以上的离散时刻k、多普勒频率fsΔФ，使用校正了相位偏差及振幅偏差的相关向量h_{y_after_cal}(k，fs，w)，使下式所示的方位方向θ_u可变，计算方向估计评价函数值P_y(θ_u，k，fs，w)。

$DOA(k,fs,w)=\arg \underset{{\mathrm{\θ}}_u}{\max }{P}_y({\mathrm{\θ}}_u,k,fs,w)---\left(12\right)$

其中，y＝1、…、N_BS，u＝1，…，NU(设定可能的发送波束方向的数)。再有，argmaxP(x)是将函数值P(x)为最大的定义域的值作为输出值的运算符。方位估计单元214将获得方向估计评价函数值P_y(θ_u，k，fs，w)的最大值的方位方向θ_u设为到来方向估计值DOA_y(k，fs，w)。

再有，方向估计单元214也可以基于从发送波束控制单元400接受的控制信号，进行限定方向估计处理时的方位方向θ_u的可变范围的处理。即，在来自第w多普勒频率分析单元213-y的相关向量h_y(k，fs，w)是对于发送波束的主波束方向θ_Tx输出的相关向量的情况下，也可以将方向估计处理时的方位方向θ_u的可变范围限定为θ_Tx-BW/2≤θ_Tx≤θ_Tx+BW/2。这里，BW使用发送波束的波束宽度左右的角度即可。由此，方向估计处理的范围被限定在发送波束的主波束方向的波束宽度左右，来自发送波束方向上存在的目标的反射波的接收SNR提高，所以能够提高到来角度估计的精度。而且，能够抑制来自发送波束方向的分开了波束宽度左右以上的角度中存在的目标的反射波。因此，即使在同一距离集合、同一多谱勒集合中，存在接收天线202的元件数N_Rx以上的反射波的情况下，也能够抑制到来角度分离性能的劣化。

此外，评价函数值P_y(θ_u，k，fs，w)根据到来方向估计算法而有各种算法。也可以使用例如采用了参考非专利文献1中所公开的阵列天线的估计方法。

(参考非专利文献1)Direction-of-arrivalestimationusingsignalsubspacemodelingCadzow，J.A.；AerospaceandElectronicSystems，IEEETransactionsonVolume：28，Issue：1PublicationYear：1992，Page(s)：64-79

例如波束成形法能够如下式那样表示。另外，Capon、MUSIC这样的技法同样也可适用。

p(θ_u，k，fs，w)＝a(θ_u)^HH_{y_after_cal}(k，fs，w)α(θ_u)(13)

其中，上标H是埃尔米特转置运算符。此外，H_{y_after_cal}(k，fs，w)是相关矩阵，也可以使用下式(14)～(17)的任何一个。在式(15)～(17)中，DL是规定的整数值。

H_{y_after_cal}(k，fs，w)＝h_{y_after_cal}(k，fs，w)h_{y_after_cal}(k，fs，w)^H(14)

$H_{y\_after\_cal}(k,fs,w)=\underset{B=k-DL}{\overset{k+DL}{\Σ}}{h}_{y\_after\_cal}(B,fs,w)h_{y\_after\_cal}{(B,fs,w)}^H---\left(15\right)$

$H_{y\_after\_cal}(k,fs,w)=\underset{B=fs-DL}{\overset{fs+DL}{\Σ}}{h}_{y\_after\_cal}(k,B,w)h_{y\_after\_cal}{(k,B,w)}^H---\left(16\right)$

$H_{y\_after\_cal}(k,fs,w)=\underset{B=k-DL}{\overset{w+DL}{\Σ}}{h}_{y\_after\_cal}(k,fs,B)h_{y\_after\_cal}{(k,fs,B)}^H---\left(17\right)$

这里，如式(15)所示，通过包含与离散时刻k邻接的离散时刻(B＝(k-DL)～(k+DL))来生成相关矩阵，能够抑制噪声，其结果，能够提高方向估计处理的精度。此外，如式(16)所示，通过包含与多普勒频率fsΔФ邻接的多普勒频率分量(B＝(fs-DL)～(fs+DL))来生成相关矩阵，能够抑制噪声，其结果，能够提高方向估计处理的精度。此外，如式(17)所示，通过包含第w输出前后的输出(B＝(w-DL)～(w+DL))来生成相关矩阵，能够抑制噪声，其结果，能够提高方向估计处理的精度。

然后，方向估计单元214基于算出的第w到来方向估计值DθAy(k，fs，w)，将离散时刻k、多普勒频率fsΔФ及角度θu作为雷达定位结果输出。

这里，将从θ_u方向到来对雷达发送信号的反射波的情况下的阵列天线(接收天线202)的复数响应作为元素，将N_Rx次的列向量定义为方向向量a(θ_u)。方向向量a(θ_u)表示根据接收天线202间的元件间隔，几何光学地算出的相位差。例如，在阵列天线(接收天线202)如图7所示以直线上等间隔d配置的情况下，方向向量a(θ_u)以下式表示。

$a\left({\mathrm{\θ}}_u\right)=\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \{j2{\mathrm{\πdsin\θ}}_u/\mathrm{\λ}\}\\ .\\ .\\ .\\ \exp \{j2\mathrm{\π}(N_a-1){\mathrm{dsin\θ}}_u/\mathrm{\λ}\}\end{array}\right]---\left(18\right)$

其中，θ_u在进行到来方向估计的方位范围内以规定的方位间隔β变化。例如，θ_u如以下那样设定。

θ_u＝θmin+uβ、u＝0，…，NU

NU＝floor[(θmax-θmin)/β]+1

其中，floor(x)是返回不超过实数x的最大的整数值的函数。

此外，上述时刻信息k也可以变换为距离信息后输出。在将时刻信息k变换为距离信息R(k)时也可以使用下式。其中，Tw表示码发送区间，L表示脉冲码长，C₀表示光速。

$R\left(k\right)=k\frac{T_w{C}_0}{2L}---\left(19\right)$

此外，多普勒频率信息(fsΔФ)也可以变换为相对速度分量后输出。在将多普勒频率fsΔФ变换为相对速度分量vd(fs)时也可以使用下式。其中，λ是从RF发送单元107输出的RF信号的载波频率的波长。

$v_d\left(f_s\right)=\frac{\mathrm{\λ}}{2}{f}_s\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}---\left(20\right)$

[雷达装置10的动作]

说明具有以上的结构的雷达装置10的动作。

使用图8及图9，说明发送波束控制单元400中的发送波束控制的动作。

发送波束控制单元400在波束可变范围θ_min≤θ_Tx≤θ_max内以Δθ_Tx间隔进行主波束方向的可变控制。

这里，发送波束控制单元400在上述波束可变范围中，从四个发送波束方向θ_Tx(u1)～θ_Tx(u4)之中，设定在雷达发送信号的发送上所使用的发送波束方向(主波束方向)。此外，这里，使用将(θ_Tx(u1)、θ_Tx(u2))作为组的发送波束组及将(θ_Tx(u3)、θ_Tx(u4))作为组的发送波束组。即，发送波束组波束数N_BS为2。再有，发送波束组数也可以为3以上，发送波束组波束数N_BS也可以为3以上。

(1)如图8所示，发送波束控制单元400对每个第1切换周期，顺序地变换在发送波束组中包含的多个发送波束方向。例如，在图8中，发送波束控制单元400对每个第1切换周期T1顺序地切换发送波束方向θ_Tx(u1)和θ_{Tx (u2)}。

如图8所示，例如，第1切换周期T1的期间(相当于第二期间)通过雷达发送周期Tr和相干积分处理中的相关运算值(即反射信号)的加法运算数Np之积来表示。即，在图8中，第1切换周期T1的期间相当于在雷达接收单元200中将反射信号(相关运算值)进行Np次加法运算的相干积分处理的期间。

发送波束控制单元400在第1切换周期T1的整数倍即第2切换周期T2的期间(相当于第一期间)内反复进行上述(1)的动作。例如，在图8中，第2切换周期T2以第1切换周期T1的N_BSNc倍(这里为N_BS＝2)表示。换句话说，第2切换周期T2的期间是第1切换周期T1的期间(Tr×Np)、发送波束组波束数N_BS和多普勒频率分析单元213的处理中的相干积分结果(相关加法运算值)的加法运算数Nc之积。即，在图8中，第2切换周期T2的期间是，在雷达接收单元200中，对于N_BS个发送波束方向的相干加法运算结果进行多普勒频率分析处理的期间。

(2)如图9所示，发送波束控制单元400对每个第2切换周期T2，切换发送波束组。例如，在图9中，发送波束控制单元400对每个第2切换周期T2，顺序地变换发送波束组(θ_Tx(u1)、θ_Tx(u2))和发送波束组(θ_Tx(u3)、θ_{Tx (u4)})。

发送波束控制单元400反复进行上述(2)的动作，直至使用了全部发送波束组(图9中为两个)的雷达发送信号的发送完成为止。

(3)发送波束控制单元400反复进行上述(1)、(2)的动作。

然后，雷达发送单元100(发送波束形成单元106)从将波束可变范围在规定角度间隔中扫描的发送波束方向之中，设定由发送波束控制单元400设定的发送波束方向。即，雷达发送单元100以雷达接收单元200(加法运算单元211)中进行相干积分的加法运算数单位(第1切换周期T1)切换发送波束方向并发送雷达发送信号。此外，雷达发送单元100在第2切换周期切换发送波束组并发送雷达发送信号。

再有，在切换发送波束时，在发送波束形成单元106中进行发送波束形成的模拟电路的特性上，有直至切换动作稳定为止需要一定程度以上的时间(过渡时间T_{Beam_SW})的情况。这样的情况下，发送波束控制单元400在比码发送区间的定时之前的时间定时(例如，至少提前在过渡时间T_{Beam_SW}以上的定时)，送出第1切换周期T1及第2切换周期T2。由此，即使在发送波束切换后的码发送区间，在发送波束形成单元106中进行发送波束形成的模拟电路的切换动作也完成了，雷达发送单元100能够以稳定的状态发送脉冲码串。

另一方面，例如，雷达接收单元200(加法运算单元211)根据式(7)，通过对每个离散时刻k将相关运算值AC(k，M)在整个第1切换周期T1(＝Tr×Np)(即，Np次)进行加法运算，计算相关加法运算值CI(k，m)。例如，在图8中，加法运算单元211对每个第1切换周期T1，分别计算对发送波束方向θ_Tx(u1)的相关加法运算值CI(k，m)、以及对发送波束方向θ_Tx(u2)的相关加法运算值CI(k，m)。

接着，雷达接收单元200(切换单元212)将对每个离散时刻k获得的相关加法运算值CI(k，M)切换地输出到与发送波束组波束数N_BS对应配备的多普勒频率分析单元213-1～213-N_BS。例如，在图8中，切换单元212将来自加法运算单元211的第(2m-1)输出CI(k，2m-1)输出到多普勒频率分析单元213-1，将来自加法运算单元211的第(2m)输出CI(k，2m)输出到多普勒频率分析单元213-2。其中，m是将图8所示的开头的第1切换周期T1设为1，对每个第1切换周期T1递增的序数。

即，切换单元212将对图8所示的发送波束方向θ_Tx(u1)及θ_Tx(u2)的相关加法运算值CI(k，m)输出到各个不同的多普勒频率分析单元213。由此，如图8所示，在第2切换周期T2内，对于多普勒频率分析单元213-1输入Nc个对发送波束方向θ_Tx(u1)的相关加法运算值CI(k，m)，对于多普勒频率分析单元213-2输入Nc个对发送波束方向θ_Tx(u2)的相关加法运算值CI(k，m)。

然后，雷达接收单元200(各多普勒频率分析单元213)，对于对发送波束方向θ_Tx(u1)或θ_Tx(u2)的Nc个相关加法运算值CI(k，M)，根据式(8)，通过进行多普勒频率分析，检测峰值多普勒频谱。

如以上那样，本实施方式的雷达装置10，对于各自包含至少两个发送波束方向的发送波束组，在进行多普勒频率分析处理的第2切换周期T2的期间内，顺序切换一个发送波束组中包含的发送波束方向。此外，雷达装置10对每个第2切换周期T2，顺序地切换多个发送波束组。此外，雷达装置10在第2切换周期T2的期间内，对进行相干积分处理的期间的每个第1切换周期T1，顺序地切换在发送波束组中包含的发送波束方向。

由此，对在发送波束组中包含的各发送波束方向的雷达装置10中的多普勒频率的观测时间为Np×Nc×N_BS×Tr。即，如图8所示，通过在发送波束组内交替地进行发送波束方向的切换，尽管设定各发送波束方向的期间(设定时间)为Np×Nc×Tr，但各发送波束方向的多普勒频率的观测时间是上述设定时间的N_BS倍。这样，在发送波束组所包含的每一个发送波束方向观察的情况下，与进行相干积分的加法运算时间间隔比较，能够将输出相干积分结果的时间间隔增长。

例如，与在规定的多普勒频率的观测时间(例如T2)设定单个发送波束方向(例如θ_Tx(u1))的情况比较，在本实施方式中，设定在发送波束组包含的一个发送波束方向(例如θ_Tx(u1))的期间为1/N_BS。即，在本实施方式中，在发送波束组所包含的每一个发送波束方向观察的情况下，可以维持设定单个发送波束方向的情况下的多普勒频率的观测时间，并缩短相干积分的加法运算次数(加法运算时间)。

例如，如式(3)所示，多普勒频率分辨率Δfd依赖于多普勒频率的观测时间(Np×Nc×Tr)。根据本实施方式，即使将相干加法运算数Np减少到1/N_BS(缩短加法运算时间)，多普勒频率的观测时间也为(Np×N_BS×Nc×Tr)，被维持到与减少相干加法运算数之前相同。即，即使减少了每一个发送波束方向的相干加法运算数，也能够抑制进行多普勒频率分析时的多普勒频率分辨率的劣化。

这样一来，通过使发送波束组所包含的发送波束方向的数增加，即使缩短了加法运算单元211中进行相干积分的加法运算时间间隔，也能够将输出相干积分结果的时间间隔(多普勒频率的观测时间)增长到与缩短加法运算单元211中进行相干积分的加法运算时间间隔之前相同的程度。因此，根据本实施方式，能够维持多普勒频率分辨率，并缩短波束扫描时间。

此外，根据本实施方式，能够缩短进行每个发送波束方向的相干积分的加法运算时间间隔，所以即使在目标高速地移动的情况下，也能够抑制加法运算单元211中的相干积分造成的相干加法运算增益的降低。

(变形例1)

在本实施方式中，取代如图3所示包括与发送波束组波束数N_BS对应的多个多普勒频率分析单元213，如图10所示，也可以包括与发送波束组波束数N_BS对应的缓冲器220。具体地说，在图10所示的雷达装置10a中，缓冲器220-1～缓冲器220-N_BS分别对应于发送波束组内的各发送波束方向。

切换单元212a将对各发送波束方向的相关加法运算值CI(k，M)切换地输出到对应的缓冲器220-1～缓冲器220-N_BS。即，缓冲器220临时地存储对于对应的发送波束方向的相关加法运算值CI(k，M)。

与切换单元212a同样，切换单元221根据发送波束控制单元400的控制，切换与各发送波束方向对应的来自缓冲器220的相关加法运算值CI(k，M)的输出。即，切换单元221将对各发送波束的相关加法运算值CI(k，M)以时间间隔(Np×Nc×Tr)单位串行地输出到多普勒频率分析单元213a。

多普勒频率分析单元213a对于串行输入的对各发送波束的相关加法运算值CI(k，M)，进行多普勒频率分析处理。

在这样构成的雷达装置10a中，与上述同样，能够维持多普勒频率分辨率，而且缩短波束扫描时间。

(变形例2)

在变形例2中，说明使用比切换发送波束组的各发送波束方向的周期即第1切换周期T1长的雷达发送周期，生成周期地变动的雷达发送信号的情况。

图11是表示变形例2的雷达装置10c的结构的框图。

码生成控制单元120基于发送波束控制单元400的控制，控制雷达发送号生成单元101，使得对发送波束组所包含的每个发送波束方向，生成维持了期望的周期性的雷达发送信号。换句话说，码生成控制部120对每个发送波束方向控制在一个第1切换周期T1的期间内未能一次发送的一个码序列的码，以在多个期间顺序地发送。

具体地说，码生成控制单元120基于从发送波束控制单元400指示的第1切换周期T1及第2切换周期T2，对发送波束组所包含的每个发送波束方向的雷达发送信号的发送周期进行计数。即，码生成控制单元120基于第1切换周期T1，对每个发送波束组波束数N_BS、即对每个发送波束方向，递增雷达发送周期的计数值。此外，码生成控制单元120基于第2切换周期T2，复位每个发送波束方向的雷达发送周期的计数值。

雷达发送号生成单元101b基于从码生成控制单元120接受的、每个发送波束方向的雷达发送周期的计数值，生成基带的雷达发送信号。例如，在对某个发送波束方向的雷达发送信号的初次周期中，雷达发送号生成单元101a生成与第1切换周期T1的期间对应的雷达发送信号。接着，在对某个发送波束方向的雷达发送信号的下一个周期中，雷达发送号生成单元101a从接续上个周期中发送的雷达发送信号的部分开始生成与第1切换周期T1的期间对应的雷达发送信号。以后，雷达发送号生成单元101a基于对与同一发送波束方向对应的每个第1切换周期T1递增的计数值，确定雷达发送信号中的发送完毕的位置(即，本次发送开始位置)，并生成相当于第1切换周期T1的期间的长度的雷达发送信号。

雷达发送号生成单元101a对发送波束组所包含的每个发送波束方向进行上述动作。

这样一来，例如，如图8所示，在第2切换周期T2内，即使对每个第1切换周期T1切换发送波束方向的情况，对每个发送波束方向，雷达发送号生成单元101b也可以生成维持了期望的周期性的雷达发送信号。

因此，即使是使用比第1切换周期T1长的雷达发送周期并使用周期性地变动的雷达发送信号的情况，与上述实施方式同样，也能够维持多普勒频率分辨率，并缩短波束扫描时间。

(变形例3)

在上述实施方式中，如图8及图9所示，说明了发送波束控制单元400对于发送波束组所包含的各发送波束方向，使第1切换周期T1为相同的值，对于各发送波束方向，加法运算单元211将同一值的第1切换周期T1中包含的相关运算值进行加法运算处理的情况。

与此相对，在变形例3中，说明设定发送波束组所包含的多个发送波束方向的各个发送波束方向的第1切换周期T1的期间相互不同的情况。具体地说，对于发送波束组所包含的发送波束组波束数N_BS，发送波束控制单元400使用不同长度的第1切换周期T1₍₁₎，T1₍₂₎，…，T1(N_BS)，切换发送波束方向。

使用图12及图13说明变形例3的动作的一例。再有，在图12及图13中，与图8及图9同样，在波束可变范围中，从四个发送波束方向θ_Tx(u1)～θ_{Tx (u4)}之中，设定在雷达发送信号的发送上所使用的主波束方向。此外，设定两个发送波束组(θ_Tx(u1)、θ_Tx(u2))及(θ_Tx(u3)、θ_Tx(u4))。即，在图12及图13中，N_BS＝2。

如图13所示，对一个发送波束组内的两个发送波束方向(θ_Tx(u1)、θ_{Tx (u2)})，发送波束控制单元400使用长度不同的第1切换周期T1₍₁₎，T1₍₂₎切换发送波束。同样地，如图13所示，对一个发送波束组内的两个发送波束方向(θ_Tx(u3)、θ_Tx(u4))，发送波束控制单元400使用长度不同的第1切换周期T1_（3），T1₍₄₎切换发送波束。

此外，在图12中，加法运算单元211对于发送波束方向θ_TX(u1)，对每个第1切换周期T1₍₁₎进行N_p1次的雷达发送信号(相关运算值)的加法运算处理。同样地，在图12中，加法运算单元211对于发送波束方向θ_TX(u2)，对每个第1切换周期T1₍₂₎进行Np₂次的雷达发送信号(相关运算值)的加法运算处理。对于发送波束方向θ_Tx(u3)、θ_Tx(u4)也是同样。即，加法运算单元211对于、N_BS个发送波束方向(θ_Tx(u1)，θ_Tx(u2)…，θ_Tx(uBS))，用各个对应的第1切换周期T1₍₁₎，T1₍₂₎…，T1_(RS2)所包含的加法运算数Np₁，Np₂，…，Np_BS进行加法运算处理。

这样，在变形例3中，能够对发送波束组所包含的每个发送波束方向使切换周期可变。在加法运算单元211中以第1切换周期T1所包含的加法运算数进行加法运算处理。因此，通过对每个发送波束方向使第1切换周期T1可变，能够可变地设定加法运算单元211中的相干加法运算产生的加法运算增益。

例如，在由发送天线108构成平面天线的情况下，平面天线的正面方向的发送波束与斜方向的发送波束比较，可获得较高的指向性增益。因此，在一个发送波束组内包含指向性增益不同的发送波束方向的情况下，发送波束控制单元400也可以将对指向性增益较高的发送波束方向的第1切换周期T1设定得短于指向性增益较低的发送波束方向的第1切换周期T1。即，对发送波束组所包含的发送波束方向之中的、指向性增益较低的发送波束方向的第1切换周期T1的期间被设定得长。

这样一来，对指向性增益较低的发送波束方向的相干加法运算增益(即，加法运算次数)，高于对指向性增益较高的发送波束方向的相干加法运算增益。即，在变形例3中，考虑指向性增益及相干加法运算增益双方，能够实现雷达装置10的探测区域内(各发送波束方向)的探测距离的平滑化。

再有，在发送波束组之中，对于在探测区域内有必要延长探测距离的发送波束方向，发送波束控制单元400也可以设定更长的第1切换周期T1。这样一来，可将探测区域内的探测距离调整到期望值。

例如，在车辆的前侧方安装雷达装置10的情况下，相比相当于车辆侧面方向的发送波束方向，相当于车辆前方方向的发送波束方向需要探测距离。因此，发送波束控制单元400将对相当于对车辆前方方向的发送波束方向的第1切换周期T1，设定得长于对相当于车辆侧面方向的发送波束方向的第1切换周期即可。这样一来，可扩展车辆前方方向上的探测距离。

此外，发送波束控制单元400也可以对发送波束组内的各发送波束方向的第1切换周期T1之和进行控制，以使其在多个发送波束组间相同。例如，在图14中，在发送波束组(θ_Tx(u1)，θ_Tx(u2))中设定第1切换周期T1₍₁₎，T1₍₂₎，在发送波束组(θ_Tx(u3)，θ_Tx(u4))中设定第1切换周期T1₍₃₎，T1₍₄₎。这种情况下，发送波束控制单元400设定对各发送波束方向的第1切换周期T1，使得T1₍₁₎+T1₍₂₎＝T1₍₃₎+T1₍₄₎。

这里，在使用了发送波束组(θ_Tx(u1)，θ_Tx(u2))的期间，加法运算单元211对于N_BS＝2个的发送波束方向(θ_Tx(u1)，θ_Tx(u2))，用在第1切换周期T1₍₁₎，T1₍₂₎中分别包含的加法运算书Np₁，Np₂进行加法处理。同样地，在使用了发送波束组(θ_Tx(u3)，θ_Tx(u4))的期间，加法运算单元单元211对于N_BS＝2个的发送波束方向(θ_Tx(u3)，θ_Tx(u4))，用在第1切换周期T1₍₃₎，T1₍₄₎中分别包含的加法运算书Np₃，Np₄进行加法处理。

从T1₍₁₎+T1₍₂₎＝T1₍₃₎+T1₍₄₎的关系，作为各多普勒频率分析单元213的输入的来自加法运算单元211的输出的采样间隔在各发送波束组间相同。因此，多普勒频率fsΔФ(其中，fs＝-Nf+1，…，0，…，Nf)相同，多普勒频率分辨率在全部的发送波束中相等。由此，获得不需要使不同的发送波束组所包含的每个发送波束的多普勒频率一致的插补处理的效果。

(变形例4)

在变形例4中，说明在车辆等的移动体上装载本发明的雷达装置的情况。

图15是表示变形例4的雷达装置10d的结构的框图。在追加车辆行驶状况探测单元500，并基于来自车辆行驶状况探测单元500的输出，发送波束控制单元400a进行动作的方面，雷达装置10d与图3所示的雷达装置10不同。

车辆行驶状况探测单元500例如基于从装载了雷达装置10d的车辆的车速传感器(未图示)接受的传感器信息检测车辆的车速，并将检测结果输出到发送波束控制单元400a。

发送波束控制单元400a基于从车辆行驶状况探测单元500接受的检测结果，进行发送波束控制。具体地说，发送波束控制单元400a也可以根据车速设定发送波束组波束数N_BS。例如，发送波束控制单元400a也可以使车速为规定的速度L_speed以下情况下的发送波束组波束数N_BS比车速超过规定的速度L_speed情况下的发送波束组波束数N_BS增加。例如，L_speed＝40km/h时，发送波束控制单元400a也可以使车辆行驶速度超过40km/h的情况下、发送波束组波束数N_BS＝2，使车辆行驶速度为40km/h以下的情况下、N_BS＝3。

此外，在车速为规定的速度L_speed以下的情况下，发送波束控制单元400a也可以增加第1切换周期T1(＝Tr×Np)。

其中，第2切换周期T2以(Tr×Np×N_BS×N_C)表示。因此，车辆行驶速度为L_speed以下的情况下，由于发送波束组波束数N_BS增加，所以第2切换周期T2变长。因此，在多普勒频率分析单元213中的多普勒频率分析处理中，采样间隔变长，多普勒频率的观测时间变长，所以多普勒频率分辨率提高。

另一方面，在车速为规定的速度L_speed以下的情况下，可观测的最大多普勒频率fd_max变小。但是，在车辆行驶速度为规定以下的状况中，假想的最大多普勒频率变小，所以即使可观测的最大多普勒频率fd_max变小，也能够防止多普勒频率被误检测。

如以上那样，在变形例4中，发送波束控制单元400a基于装载了雷达装置10d的车辆的行驶状况，控制发送波束组波束数N_BS。具体地说，在车辆行驶速度为规定以下的情况下假想的最大多普勒频率较小，所以可进行使多普勒频率分析单元213中的多普勒频率分量的分辨率提高的处理。因此，通过雷达装置10d，能够提高行人等以低速移动的物体的检测性能。而且，还能够提高在与雷达装置10d的距离范围方向正交的交叉方向上移动的物体的检测性能。

再有，将雷达装置10d装载在车辆的前方的情况下，发送波束控制单元400a也可以根据车辆行驶状况检测单元500中的检测结果进行下面的处理。

具体地说，发送波束控制单元400a基于车辆行驶状况检测单元500的输出，与车速为规定的速度L_speed以下的情况比较，使车速超过规定的速度L_speed的情况下使用的发送波束组的数减少，并且将第1切换周期T1增长。再有，如图16所示，发送波束组包括将车辆前方作为发送波束方向的发送波束组1和将车辆侧方作为发送波束方向的发送波束组2。

例如，在车辆行驶速度为规定的速度L_speed(60km/h)以下的情况下，发送波束控制单元400a交替地切换使用将车辆前方作为发送波束方向的发送波束组1(θ_Tx(u1)、θ_Tx(u2)、…)以及将车辆侧方作为发送波束方向的发送波束组2(θ_Tx(u3)、θ_Tx(u4)、…)。

另一方面，在车辆行驶速度超过规定的速度L_speed(60km/h)的情况下，发送波束控制单元400a使用发送波束组1(θ_Tx(u1)、θ_Tx(u2)、…)。而且，发送波束控制单元400a将第1切换周期T1增长(例如两倍左右)。

于是，在将雷达装置10d装载在车辆前方的车辆中，发送波束控制单元400a基于车辆行驶状况，使要使用的发送波束组数可变。而且，在削减了发送波束组数的情况下，发送波束控制单元400a将第1切换周期T1增长。

由此，在车辆行驶速度超过规定值的情况下，使用将车辆前方作为发送波束方向的发送波束组，能够将第1切换周期T1增长，所以雷达装置10d能够将前方方向的探测距离进一步增长。因此，雷达装置10d能够进一步尽早地进行车辆前方方向的安全确认，能够提高作为车载用雷达的预防安全效果。

例如，作为车辆在单道行驶情况下的主要的交通事故，有对前方车辆的追尾、对道路构造物的碰撞、或与过路人(包含突然冒出)的碰撞等。为了防止或降低这样的交通事故，雷达装置10d需要探测车道上或人行道上存在的物体及人。

图17表示装载了雷达装置10d的车辆在单道直行中的探测对象和探测范围的一例。探测对象之中的、代表性的移动物即车辆(图17中为公共汽车)存在于行车道上，自行车或行人存在于人行道上或行车道上。

此外，一般地，单道行驶中的车速与行驶在十字路口附近的情况下的车速比较为高速。因此，为了防止交通事故，对雷达装置10d要求时间上尽早的探测、即更远程的探测。例如，在以时速60km/h行驶中，雷达装置10d为了在碰撞预测时间的3秒前完成探测对象的探测，需要可探测16.6m/s×3秒＝约50m之前的目标。

另一方面，对于角度方向，如图17所示，覆盖作为行车道的本车道和对面车道、以及与行车道平行的人行道即可。日本的普通道路的车道宽度例如为3.5m，在单侧双车道中包含对面车道共计四车道的情况下的宽度约为15m，即使包含了人行道也约20m左右。因此，在单道行驶中，在雷达装置10d中，将自车辆的行进方向设为0度，如果左右有30度左右的视角(合计为60度左右)，则为足够的探测范围。

相对于此，在图18所示的十字路口附近，除了本车道、对面车道以外，需要将与本车道交叉的道路、进而自行车或行人通行的人行横道也作为雷达装置10d的探测范围。因此，如图18所示，在雷达装置10d中，与单道行驶中(图17)比较，需要广角的探测范围。可是，一般来说，十字路口中的车速为低速，所以雷达装置10d的探测距离与单道行驶中(图17)比较也可以较短。

如图17及图18所示，雷达装置10d也可以在高速行驶时(例如，单道行驶中)切换为远程窄角，在低速行驶时(十字路口进入时)切换为近程广角。由此，雷达装置10d能够实施与装载了雷达装置10d的车辆的状况、或周围状况对应的有效的探测范围的切换，其结果，更有助于降低、防止交通事故。

此外，如图19所示，雷达装置10d也可以根据探测方向切换探测范围。在图19中，在装载了雷达装置10d的车辆的前方侧被设定远程窄角的探测范围，在侧方侧被设定近程广角的探测范围。

(变形例5)

在上述实施方式中，说明了使用脉冲压缩雷达的情况，而在变形例5中，说明使用了线性调频(Chirp)脉冲雷达那样频率调制过的脉冲波的雷达方式。

图20是表示变形例5的雷达装置10e的结构的框图。雷达装置10e在雷达发送单元100中使用线性调频脉冲。

在雷达发送单元100中，调制信号发生单元130周期性地产生图21所示的锯齿状的频率调制过的调制信号。这里，将调制信号的发送周期设为T_chip。

VCO(VoltageControlledOscillator。电压控制振荡器)131基于从调制信号发生单元131接受的调制信号进行频率调制所得的信号，输出频率调制信号。

DA转换单元132将从VCO131接受的数字的发送信号转换为模拟的发送信号，输出到发送波束形成单元106。

这里，雷达发送号生成单元101c基于由发送波束控制单元400所指示的第1切换周期T1进行可变控制，以使发送周期T_chirp与第1切换周期T1一致。

方向性耦合单元133将从多个发送天线108发射的一部分信号输出到雷达接收单元200的混频器单元230。其他信号从发送天线108作为电波发射到空间。

在雷达接收单元200中，混频器单元230对于雷达发送信号的反射信号，实施与从方向性耦合单元133接受的发送信号的混频。

LPF231通过使混频后的接收信号的规定的限制带宽以下的信号分量通过，取出与反射信号的延迟时间对应的频率(拍频)的拍频信号。例如，如图21所示，从反射信号(接收信号)获得具有拍频的拍频信号。

在信号处理单元207中，AD转换单元232对于拍频信号实施AD转换，转换为数字数据。

FFT单元233通过对于发送周期T_chirp单位中的样本数据(N_data个)实施FFT处理，获得与反射信号的延迟时间对应的拍频的峰值出现的频谱(拍频频谱响应)。这里，将通过第m线性调频脉冲发送周期获得的拍频频谱响应表示为CI_chirp(fb，m)。其中，fb是FFT的集合(bin)号，fb＝1，…，N_data/2。

切换单元234根据来自发送波束控制单元400的控制信号，将FFT单元233的输出作为发往相当于发送波束组波束数N_BS的个数的多普勒频率分析单元213的输入而选择性地转换。

例如，发送波束组波束数N_BS＝2的情况下，为包括两个多普勒频率分析单元213的结构。在多普勒频率分析单元213-1中，输入FFT单元233的第(2m-1)输出CI_chirp(fb，2m-1)。此外，在多普勒频率分析单元213-2中，输入FFT单元233的第(2m)输出CI_chirp(b，2m)。

此外，发送波束组波束数N_BS的情况下，信号处理单元207为包括N_BS个多普勒频率分析单元213的结构。例如，第y多普勒频率分析单元213-y中，输入FFT单元233的第N_BS(m-1)+y输出CI_chirp(fb，N_BS(m-1)+y)。这里，y＝1、…、N_BS，fb＝1，…，N_data/2。

以下，将发送波束组波束数设为N_BS，说明第y多普勒频率分析单元213-y中的动作。其中，y＝1，…，N_BS。

多普勒频率分析单元213-y将对每个拍频fb获得的FFT单元223的Nc个输出即CI_chirp(fb，N_BSNc(w-1)+y)～CI_chirp(fb，N_BS(Nc×w-1)+y)作为一单位，使拍频fb一致来进行相干积分。例如，如下式所示，多普勒频率分析单元213-y在校正了与2Nf个不同的多普勒频率fsΔФ对应的相位变动Ф(fs)＝2πfs(Tchirp×N_BS)ΔФ后，进行相干积分。

$\begin{array}{c}FT\_{\mathrm{CI}}_{y,Nant}(fb,f_s,w)=\underset{q=0}{\overset{N_c-1}{\Σ}}CI\_chirp(fb,N_{BS}(N_c\left(w-1\right)+q)+y)\exp \[-j\mathrm{\φ}\left(f_s\right)q\]\\ =\underset{q=0}{\overset{N_c-1}{\Σ}}CI\_chirp(fb,N_{BS}(N_c\left(w-1\right)+q)+y)\exp \[-j2{\mathrm{\πf}}_s\left(T_{chirp}{N}_{BS}q\right)\mathrm{\Δ}\mathrm{\φ}\]\end{array}---\left(21\right)$

其中，FT_CI_y，Nant(fb，fs，w)是多普勒频率分析单元213-y中的第w输出，表示第Nant的天线系统处理单元201中的拍频fb下的多普勒频率fsΔФ的相干积分结果。其中，Nant＝1～N_Rx，fs＝-Nf+1，…，0，…，Nf，fb＝1，…，N_data/2，w是1以上的整数，ΔФ是相位旋转单位。

由此，各天线系统处理单元201对每个雷达发送周期Tchirp的多次N_BS×Nc的期间(Tchirp×N_BS×Nc)获得与每个拍频fb的2Nf个多普勒频率分量对的相干积分结果即FT_CI_y，Nant(fb，-Nf+1，w)，…，FT_CI_y，Nant(fb，Nf-1，w)。再有，j是虚数单位。

根据以上的结构及动作，即使是使用线性调频(Chirp)脉冲雷达那样的调频的脉冲波的情况，与上述实施方式同样，也能够维持多普勒频率分辨率，缩短波束扫描时间。

以上，说明了本发明的一方式的实施方式。

再有，也可以将上述实施方式、以及各变形例的动作适当组合地实施。

此外，在图3所示的雷达装置10中，雷达发送单元100及雷达接收单元200也可以单独地配置在物理分离的场所中。

此外，虽未图示，但雷达装置10例如具有CPU(CentralProcessingUnit；中央处理器)、存储了控制程序的ROM(ReadOnlyMemory；只读存储器)等存储介质、以及RAM(RandomAccessMemory；随机存取存储器)等工作用存储器。这种情况下，上述各单元的功能通过CPU执行控制程序来实现。但是，雷达装置10的硬件结构不限定于这样的例子。例如，雷达装置10的各功能单元也可以作为集成电路即IC(IntegratedCircuit；集成电路)来实现。各功能单元可以单独地为一芯片，也可以包含其一部分或全部地为一芯片。

另外，实现集成电路化的方法不仅限于LSI，也可使用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在LSI制造后编程的FPGA(FieldProgrammableGateArray：现场可编程门阵列)，或者可重构LSI内部的电路单元的连接或设定的可重构处理器(ReconfigurableProcessor)。集成电路也可以控制上述实施方式的说明中使用的各功能块，包括输入和输出。

再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术的出现，如果出现能够替代LSI的集成电路化的新技术，当然可利用该新技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。

<本发明的汇总>

本发明的雷达装置包括：从包含至少两个发送波束方向的多个发送波束组之中，选择发送雷达信号的发送波束组的发送波束控制单元；以及使用所述选择出的发送波束组，以规定的发送周期，发送所述雷达信号的雷达发送单元，所述发送波束控制单元对每个第一期间切换所述多个发送波束组，对每个第二期间切换所述第一期间内所述各发送波束组中包含的所述至少两个发送波束方向。

此外，在本发明的雷达装置中，还包括：接收所述雷达信号被目标反射的反射信号的接收单元；对于所述接收到的反射信号，对每个所述第一期间，通过相干积分，运算加法运算增益的相干积分处理单元；以及对于所述加法运算增益，对每个所述第二期间，通过多普勒频率分析，运算相干积分结果的多普勒频率分析单元。

此外，在本发明的雷达装置中，所述第二期间是可变期间长度。

此外，在本发明的雷达装置中，所述第二期间，根据所述各发送波束方向的指向性增益，改变期间长度，所述至少两个发送波束方向之中的、对所述指向性增益最低的发送波束方向的所述第二期间是最长的期间长度。

此外，在本发明的雷达装置中，在所述雷达装置被装载在车辆上的情况下，所述至少两个发送波束方向之中的、对相当于所述车辆的前方方向的发送波束方向的所述第二期间，比对相当于所述车辆的侧面方向的发送波束方向的所述第二期间是较长的期间长度。

此外，在本发明的雷达装置中，在所述雷达装置被装载在车辆上的情况下，所述发送波束控制单元根据车速调整所述多个发送波束组中包含的发送波束方向的数，规定的阈值以下的车速中的所述发送波束方向的数比超过所述阈值的车速中的发送波束方向的数多。

此外，在本发明的雷达装置中，在所述雷达装置被装载在车辆上的情况下，所述发送波束控制单元根据车速调整所述多个发送波束组中包含的发送波束方向的数及所述第二期间的期间长度，超过规定的阈值的车速中的所述发送波束方向的数比所述阈值以下的车速中的发送波束方向的数少，超过规定的阈值的车速中的所述第二期间相比规定的阈值以下的车速中的所述第二期间是较长的期间长度。

此外，在本发明的雷达装置中，所述第二期间的期间长度与所述规定的发送周期和所述相干积分处理单元中的所述反射信号的加法运算数之积相等，所述第一期间的期间长度与所述第二期间、所述发送波束组中包含的发送波束方向的数、以及所述多普勒频率分析处理单元中的所述相干积分结果的加法运算数之积相等。

工业实用性

在扫描发送波束而探测广角范围的雷达装置中，本发明适合于作为基于多普勒频率检测来抑制相对速度检测中的分辨率的劣化，能够缩短扫描时间的雷达装置。

标号说明

10，10a，10b，10c，10d，10e雷达装置

100雷达发送单元

200雷达接收单元

300基准信号生成单元

400，400a发送波束控制单元

500车辆行驶状况探测单元

101，101a，101b，101c雷达发送信号生成单元

102码生成单元

103调制单元

104，231LPF

105，132DA转换单元

106发送波束形成单元

107RF发送单元

108发送天线

110码存储单元

120码生成控制单元

130调制信号发生单元

131VCO

133方向性耦合单元

201天线系统处理单元

202接收天线

203RF接收单元

204放大器

205变频器

206正交检波器

207信号处理单元

208，209，232AD转换单元

210相关运算单元

211加法运算单元

212，212a，221，234切换单元

213多普勒频率分析单元

214方向估计单元

220缓冲器

230混频器单元

233FFT单元

Claims (8)

1.雷达装置，包括：

发送波束控制单元，从包含至少两个发送波束方向的多个发送波束组之中，选择发送雷达信号的发送波束组；以及

雷达发送单元，使用所述选择出的发送波束组，以规定的发送周期发送所述雷达信号，

所述发送波束控制单元

对每个第一期间切换所述多个发送波束组，

对每个第二期间切换所述第一期间内所述各发送波束组中包含的所述至少两个发送波束方向。

2.如权利要求1所述的雷达装置，还包括：

接收单元，接收所述雷达信号在目标上反射的反射信号；

相干积分处理单元，对于所述接收到的反射信号，通过对每个所述第一期间进行相干积分来运算加法运算增益；以及

多普勒频率分析单元，对于所述加法运算增益，通过对每个所述第二期间进行多普勒频率分析来运算相干积分结果。

3.如权利要求1所述的雷达装置，

所述第二期间是可变期间长度。

4.如权利要求3所述的雷达装置，

所述第二期间根据所述各发送波束方向的指向性增益，改变期间长度，

所述至少两个发送波束方向之中、对所述指向性增益最低的发送波束方向的所述第二期间是最长的期间长度。

5.如权利要求3所述的雷达装置，

在所述雷达装置装载于车辆的情况下，

所述至少两个发送波束方向之中、对相当于所述车辆的前方方向的发送波束方向的所述第二期间是，比对相当于所述车辆的侧面方向的发送波束方向的所述第二期间长的期间长度。

6.如权利要求1所述的雷达装置，

在所述雷达装置装载于车辆的情况下，

所述发送波束控制单元根据车速调整所述多个发送波束组中包含的发送波束方向的数，

规定的阈值以下的车速中的所述发送波束方向的数比超过所述阈值的车速中的发送波束方向的数多。

7.如权利要求1所述的雷达装置，

在所述雷达装置装载于车辆的情况下，

所述发送波束控制单元根据车速调整所述多个发送波束组中包含的发送波束方向的数及所述第二期间的期间长度，

超过规定的阈值的车速中的所述发送波束方向的数比所述阈值以下的车速中的发送波束方向的数少，

超过规定的阈值的车速中的所述第二期间是比规定的阈值以下的车速中的所述第二期间长的期间长度。

8.如权利要求2所述的雷达装置，

所述第二期间的期间长度与所述规定的发送周期和所述相干积分处理单元中的所述反射信号的加法运算数之积相等，

所述第一期间的期间长度与所述第二期间、所述发送波束组中包含的发送波束方向的数、以及所述多普勒频率分析处理单元中的所述相干积分结果的加法运算数之积相等。