CN101971050A - 雷达装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种雷达装置，其具备：对FMCW调制后的扫频信号至少进行两次发送的收发器(20)；对响应于来自收发器的发送而接收到的至少两次扫频信号进行快速傅立叶变换的FFT部(32)；基于在FFT部进行傅立叶变换而获得的至少两次扫频信号，计算与收发器进行的至少两次扫频各自相对应的拍频，并基于计算出的拍频差和时间差来计算速度，基于计算出的速度和拍频来计算距离，由此计算出多个目标的距离和速度的MRAV处理部(35a)。

Description

雷达装置

技术领域

本发明涉及通过FMCW(Frequency Modulated Continuous Wave)方式来观测车辆的距离和速度的雷达装置。

背景技术

作为用雷达装置对行驶在道路上的车辆进行观测时的简易雷达方式已知有FMCW方式(例如，参照非专利文献1)。在采用了这一FMCW方式的雷达装置时，距离和速度为未知数。因此，作为收发波形，一般而言通过将上行线性调频脉冲(up chirp)和下行线性调频脉冲(down chirp)组合起来而同时计算出两个参数。

但是，在用上行线性调频脉冲和下行线性调频脉冲所收发的信号的拍频(beat frequency)轴上，即便目标相同频率也不同。因此，在仅仅存在单一目标的情况下能够取得对应。但是，在存在多个目标的情况下，就有针对各目标的每一个上行线性调频脉冲和下行线性调频脉冲的对偶(pairing)变得困难之类的问题。另外，因需要收发上行线性调频脉冲和下行线性调频脉冲，故有循环时间变长之类的问题。

另外，在与距离分辨率有关的频带上存在制约、或者在与角度分辨率有关的天线开口长度上存在制约的情况下，就有在密集目标的分离性能上产生制约之类的问题。

除了这些问题以外，在积分数N较少且同一PRF(Pulse Repetition Frequenoy：脉冲反复频率)的情况下，就有对信号进行了FFT(Fast Fourier Transform：快速傅立叶变换)以后的拍频轴的各频率组(bank)幅宽(PRF/N)变大而使频率分辨率发生劣化，基于该频率所计算出的距离及速度的精度发生劣化之类的问题。

另外，在实数信号进行复数傅立叶变换，通过仅抽取正(或者负)的频率来抽取出复数信号的情况下，就有在目标拍频的正确符号为负(或者正)时无法计算正确的距离、速度以及角度之类的问题。

另外，通过为了在近距离处使拍频接近于直流(频率为0)分量将频率倾斜度(频带B/扫频(sweep)时间T)增大，有必要即便在近距离处也使拍频成为从直流进行了隔离的频率。在此情况下，就有在频带B和取样频率PRF上存在制约时无法使积分数N变大之类的问题。特别是在观测远距离目标的情况下，由于若积分数变少则SN比(信号/噪声比)变小，所以检测性能及精度发生劣化。

图1是表示以往的雷达装置之构成的系统图，图2是表示此雷达装置之动作的流程图。此雷达装置具备：天线10、收发器20以及信号处理器30。

用收发器20内部的发送器21扫频后的信号从天线发射元件11进行发射。另一方面，在多个天线接收元件12接收到的信号分别通过多个混频器22进行频率变换，并发送到信号处理器30。在信号处理器30，来自收发器20的拍频信号用AD变换器31变换成数字信号，并作为元件信号发送到上行系列下行系列抽取部37(步骤S201)。图3以及图4表示收发的上行线性调频脉冲及下行线性调频脉冲的扫频信号。

上行系列下行系列抽取部37从发自AD变换器31的元件信号(数字信号)分离上行线性调频脉冲信号和下行线性调频脉冲信号并发送到FFT部33(步骤S202)。FFT部33对发自上行系列下行系列抽取部37的上行线性调频脉冲信号和下行线性调频脉冲信号进行快速傅立叶变换并变换成频率轴上的信号，然后发送到DBF(Digital Beam Forming：数字波束形成)部34。

DBF部34使用发自FFT部33的频率轴的信号，形成∑波束(上行系列以及下行系列)和Δ波束(步骤S203)。在DBF部34所形成的∑波束被发送到对偶部38，Δ波束被发送到测角部36。对偶部38基于对∑波束的上行系列和下行系列的信号进行了FFT的结果，如图5所示那样抽取振幅持有极值的频率(步骤S204)。这一关系式如下式所示。

[数学公式1]

Δf1＝fd-fr

Δf2＝fd+fr…(1)

$\mathrm{fr}=\frac{\mathrm{\Δf}2-\mathrm{\Δf}1}{2}$

$\mathrm{fd}=\frac{\mathrm{\Δf}2+\mathrm{\Δf}1}{2}\·\·\·\left(2\right)$

其中，

Δf1：下行线性调频脉冲信号的观测频率

Δf2：上行线性调频脉冲信号的观测频率

fd：多普勒频率

fr：基于距离的频率

另一方面，基于距离的频率fr和基于目标速度的多普勒频率fd为下式。

[数学公式2]

$\mathrm{fr}=2\frac{B}{c\·T}R$

$\mathrm{fd}=-\frac{2V}{\mathrm{\λ}}\·\·\·\left(3\right)$

若用目标距离R和目标速度V将(3)式进行展开，并代入(2)式就成为下式。

[数学公式3]

$R=\frac{c\·T}{2B}\mathrm{fr}$

$=\frac{c\·T}{2B}\·\frac{\mathrm{\Δf}2-\mathrm{\Δf}1}{2}$

$V=-\frac{\mathrm{\λ}}{2\mathrm{fd}}\·\·\·\left(4\right)$

$=-\frac{\mathrm{\λ}}{2}\·\frac{2}{\mathrm{\Δf}2+\mathrm{\Δf}1}$

其中，

B：频带

R：目标距离

T：扫频时间

c：光速

V：目标速度

λ：波长

以上的处理一结束就进行上行系列/下行系列的对偶(步骤S205)。即、因下行线性调频脉冲系列和上行线性调频脉冲系列的峰值频率不同，故进行使频率对相对应起来的处理。接下来，计算目标的距离以及速度(步骤S206)，并计算角度(步骤S207)。

之后，检查循环是否已结束(步骤S208)。在步骤S208中循环尚未结束的情况下，进行转移到下一循环处理的处理(步骤S209)。之后，处理返回到步骤S201，反复进行上述的处理。另一方面，在步骤S208中循环已结束的情况下，雷达装置的处理结束。

通过以上的处理就能够计算目标的距离R和速度V。如上述那样，因下行线性调频脉冲系列和上行线性调频脉冲系列的峰值频率不同，故需要使频率对相对应起来。在单一目标及少数目标的情况下，对偶还比较容易。但是，若目标数或背景的反射点增加，则如图6所示那样频率轴的峰值值变得很多，就有对偶变得困难之类的问题。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：吉田孝监修、‘修订雷达技术’、电子信息通信学会、pp.274-275(1996)

如上述那样，在以往的雷达装置中有如下问题。

(1)在作为收发波形将上行线性调频脉冲和下行线性调频脉冲信号组合起来的情况下，当多个目标存在时，对偶很困难。另外，因需要收发上行线性调频脉冲和下行线性调频脉冲信号，故循环时间变长。

(2)在距离分辨率或者角度分辨率上存在制约的情况下，在密集目标的分离性能上产生制约。

(3)在积分数N较少且同一PRF的情况下，快速傅立叶变换后的拍频轴的各频率组幅宽变大而使频率分辨率发生劣化，基于该频率所计算出的距离及速度的精度发生劣化。

(4)在对实数信号进行复数傅立叶变换，仅抽取正(或者负)频率以抽取出复数信号的情况下，当目标拍频的正确符号为负(或者正)时，无法计算正确的距离、速度以及角度。

(5)需要在近距离处使频率倾斜度变大以使拍频接近于直流(频率为0)分量。在此情况下，在频带B和取样频率PRF上存在制约时就无法使积分数N变大。

发明内容

本发明的课题就在于提供一种即便在从近距离到远距离的宽范围存在多个目标的情况下，也能够以较高的探测性能、高精度地观测目标的雷达装置。

为了解决课题，第1技术方案的发明具备：收发器，对FMCW调制后的扫频信号进行M次发送；FFT部，对响应于来自收发器的发送而接收到的M次扫频信号进行快速傅立叶变换；MRAV处理部，在根据FFT部进行傅立叶变换而获得的M次扫频信号来计算各扫频信号的极大值之际，使用通过M扫频的相位单脉冲、振幅单脉冲或者MUSIC而计算出拍频的结果F(扫频编号、目标编号)，在拍频-扫频轴上对每个拍频沿扫频方向进行振幅积分，按超过规定阈值的每个频率组，计算超过规定阈值的扫频编号的相对距离与扫频时刻的最小二乘直线，根据最小二乘直线的倾斜度来计算目标的速度，并计算目标的距离。

第2技术方案的发明具备：收发器，对FMCW调制后的扫频信号至少进行两次发送；FFT部，对响应于来自收发器的发送而接收到的至少两次扫频信号进行快速傅立叶变换；MRAV处理部，基于在FFT部进行傅立叶变换而获得的至少两次扫频信号，计算与收发器进行的至少两次扫频的每一个相对应的拍频，并基于计算出的拍频差和时间差来计算速度，基于计算出的速度和拍频来计算距离，由此计算出多个目标的距离和速度。

第3技术方案的发明具备：收发器，对FMCW调制后的扫频信号进行M次发送；FFT部，对响应于来自收发器的发送而接收到的M次扫频信号进行快速傅立叶变换；MRAV处理部，在根据FFT部进行傅立叶变换而获得的M次扫频信号来计算各扫频信号的极大值之际，使用通过M扫频的相位单脉冲、振幅单脉冲或者MUSIC而计算出拍频的结果F(扫频编号、目标编号)，在扫频间进行平滑化，并在基于平滑后的结果计算出速度以后再计算距离。

第4技术方案的发明具备：收发器，对FMCW调制后的扫频信号进行M次发送；FFT部，对响应于来自收发器的发送而接收到的M次扫频信号进行快速傅立叶变换；MRAV处理部，在根据FFT部进行傅立叶变换而获得的M次扫频信号来计算各扫频信号的极大值之际，使用通过M扫频的相位单脉冲、振幅单脉冲或者MUSIC而计算出拍频的结果F(扫频编号、目标编号)，在拍频-扫频轴上通过霍夫变换来计算极大值，并在根据拍频差和扫频时间计算出与已计算出的极大值相对应的速度以后再计算距离。

根据第1技术方案的发明，通过在拍频-扫频轴上对每个拍频沿扫频方向进行振幅积分，就获得多个扫频间的积分效果以使信号检测性能改善。另外，通过用最小二乘直线进行拟合在计算抽取出的直线斜率并计算出速度以后再计算距离。据此，即便在相对距离差上有误差的情况下也能够减轻误差的影响，使测速以及测距的精度提高。

根据第2技术方案的发明，无需如以往的雷达装置那样进行多个目标情况下的对偶，另外，还能够实现基于较短循环时间的雷达观测。

根据第3技术方案的发明，由于通过在扫频间进行平滑化来计算速度以及距离，所以即便在相对距离差上有误差的情况下也能够减轻误差的影响，使测速以及测距的精度提高。

根据第4技术方案的发明，通过在拍频-扫频轴上进行霍夫变换，就获得多个扫频间的积分效果以使信号检测性能提高。另外，通过计算根据霍夫变换所抽取出的直线的斜率，而在计算出速度以后再计算距离。据此，即便在相对距离差上有误差的情况下也能够减轻误差的影响，使测速以及测距的精度提高。

附图说明

图1是表示以往的雷达装置之构成的系统图。

图2是表示以往的雷达装置之动作的流程图。

图3是表示以往的雷达装置的收发信号的图。

图4是表示以往的雷达装置的收发信号的图。

图5是用于说明以往的雷达装置之处理的图。

图6是用于说明以往的雷达装置之问题点的图。

图7是表示本发明的实施例1所涉及的雷达装置之构成的系统图。

图8是表示在本发明的实施例1所涉及的雷达装置上进行的计测处理的流程图。

图9是用于说明在本发明的实施例1所涉及的雷达装置上进行的扫频信号的图。

图10是用于说明在本发明的实施例1所涉及的雷达装置中抽取拍频的情形的图。

图11是用于说明本发明的实施例1所涉及的雷达装置中的处理过程的图。

图12是用于说明本发明的实施例1所涉及的雷达装置中的其他处理过程的图。

图13是表示在本发明的实施例2所涉及的雷达装置上进行的计测处理的流程图。

图14是用于说明在本发明的实施例2所涉及的雷达装置上进行的计测处理的图。

图15是用于说明在本发明的实施例2所涉及的雷达装置上进行的计测处理中的∑以及Δ之形成的图。

图16是用于说明在本发明的实施例2所涉及的雷达装置上进行的计测处理中的计算误差电压的图。

图17是用于说明在本发明的实施例3所涉及的雷达装置上进行的计测处理中的计算误差电压的图。

图18是用于说明在本发明的实施例3所涉及的雷达装置上进行的计测处理中的计算误差电压的图。

图19是表示本发明的实施例4所涉及的雷达装置上进行的计测处理的流程图。

图20是用于说明在本发明的实施例4所涉及的雷达装置上进行的计测处理的图。

图21是表示本发明的实施例5所涉及的雷达装置之构成的系统图。

图22是表示在本发明的实施例5所涉及的雷达装置上进行的计测处理的流程图。

图23是用于说明在本发明的实施例5所涉及的雷达装置上进行的计测处理的图。

图24是用于说明在本发明的实施例5所涉及的雷达装置上进行的计测处理的图。

图25是用于说明在本发明的实施例5所涉及的雷达装置上进行的计测处理的图。

图26是用于说明在本发明的实施例5所涉及的雷达装置上进行的计测处理的图。

图27是用于说明在本发明的实施例5所涉及的雷达装置上进行的计测处理的图。

图28是用于说明在本发明的实施例6以及实施例7所涉及的雷达装置上进行的计测处理的图。

图29是表示在本发明的实施例6以及实施例7所涉及的雷达装置上进行的计测处理的流程图。

图30是用于说明在本发明的实施例8所涉及的雷达装置上进行的计测处理的图。

图31是表示在本发明的实施例8所涉及的雷达装置上进行的计测处理的流程图。

图32是表示在本发明的实施例9所涉及的雷达装置上进行的计测处理的流程图。

图33是用于说明在本发明的实施例9所涉及的雷达装置上进行的计测处理的图。

图34是表示本发明的实施例10所涉及的雷达装置之构成的系统图。

图35是用于说明在本发明的实施例10所涉及的雷达装置上使用的扫频信号的图。

图36是用于说明在本发明的实施例10所涉及的雷达装置上使用的扫频信号的图。

图37是表示本发明的实施例11所涉及的雷达装置之构成的系统图。

图38是用于说明在本发明的实施例11所涉及的雷达装置上使用的扫频信号的图。

图39是表示在本发明的实施例11所涉及的雷达装置上进行的处理的流程图。

图40是表示在本发明的实施例12所涉及的雷达装置上进行的处理的流程图。

图41是用于说明在本发明的实施例12所涉及的雷达装置上进行的处理的图。

图42是用于说明在本发明的实施例13所涉及的雷达装置上进行的处理的图。

图43是表示在本发明的实施例13所涉及的雷达装置上进行的处理的流程图。

图44是用于说明在本发明的实施例14所涉及的雷达装置上进行的处理的图。

图45是表示在本发明的实施例14所涉及的雷达装置上进行的处理的流程图。

图46是用于说明在本发明的实施例14所涉及的雷达装置上进行的霍夫(Hough)变换的图。

图47是用于说明在本发明的实施例14所涉及的雷达装置上进行的霍夫变换的图。

图48是用于说明在本发明的实施例14所涉及的雷达装置上进行的霍夫变换的图。

图49是用于说明在本发明的实施例14所涉及的雷达装置上进行的霍夫变换的图。

图50是用于说明在本发明的实施例15所涉及的雷达装置上进行的处理的图。

图51是用于说明在本发明的实施例15所涉及的雷达装置上进行的处理的流程图。

具体实施方式

下面，一面参照附图一面详细地说明本发明的实施方式。本发明所涉及的雷达装置采用如下方式：使用实装容易的具有连续性的FMCW信号仅在同一频率组或者接近组间进行对偶。

实施例1

本发明的实施例1所涉及的雷达装置采用在根据拍频计算出速度以后再计算距离的MRAV(Measurement Range after measurement Velocity)方式。图7是表示本发明的实施例1所涉及的雷达装置之构成的系统图。此雷达装置具备：天线10、收发器20以及信号处理器30a。

天线10由天线发射元件11和多个天线接收元件12所构成。天线发射元件11将发自收发器20作为电信号的发送信号变换成电波并送出到外部。多个天线接收元件12接收来自外部的电波并将其变换成电信号后，作为接收信号发送到收发器20。

收发器20具备：发送器21和多个混频器22，多个混频器22分别对应于多个天线接收元件12而设置。发送器21依照发自信号处理器30的发射控制信号，生成发送信号，并发送到天线发射元件11以及多个混频器22。多个混频器22将分别从多个天线接收元件12接收到的接收信号依照来自发送器21的信号进行频率变换，并将其发送到信号处理器30。

信号处理器30a具备：AD变换器31、FFT部32、DBF部34、MRAV处理部35a、测角部36以及收发控制部39。

AD变换器31依照发自收发控制部39的定时信号将发自收发器20的模拟信号变换成数字信号，并将其作为元件信号发送到FFT部32。

FFT部32通过快速傅立叶变换将发自AD变换器31的元件信号变换成频率轴上的信号，并将其发送到DBF部34。

DBF部34使用发自FFT部33的频率轴上的信号，形成∑波束和Δ波束。在DBF部34形成的∑波束被发送到MRAV处理部35a，Δ波束被发送到测角部36。

MRAV处理部35a基于来自DBF部34的∑波束进行测距以及测速。通过该MRAV处理部35a中进行测距以及测速而获得的距离以及速度被输出到外部。

测角部36基于发自DBF部34的Δ波束进行测角。通过这一测角部36中进行测角而获得的角度被输出到外部。

收发控制部39生成用于使发射开始的发射控制信号并发送到收发器20的发送器21，同时生成对取入来自收发器20的信号的定时进行规定的定时信号并将其发送到AD变换器31。

接着，以进行测距/测速以及测角的计测处理为中心一边参照图8所示的流程图一边说明如上述那样而构成的本发明的实施例1所涉及的雷达装置之动作。

在计测处理中，当循环开始后，首先如图9所示那样的频率连续地变化的、也就是经过FM调制的扫频信号即扫频1从天线发射元件11进行发射，所发射的信号用天线接收元件12进行接收。接收到的信号在收发器20进行频率变换并发送到信号处理器30a的AD变换器31。AD变换器31将发自收发器20的模拟信号变换成数字信号。据此，对于如图11(a)所示那样的天线接收元件12的附加了元件编号E1～EM的元件而言就获得分别与时间轴T1～TN相对应的N个取样的信号。在该AD变换器31上获得的信号作为元件信号被发送到FFT部32。

在该状态下进行快速傅立叶变换(FFT)(步骤S11)。即、FFT部32对发自AD变换器31的元件信号进行快速傅立叶变换。据此，如图11(b)所示那样，对于天线接收元件12的附加了元件编号E1～EM的元件而言就获得分别与频率轴F1～FN相对应的N个取样的频率轴上的拍频信号。在该FFT部32上获得的拍频信号被发送到DBF部34。

接下来，进行DBF处理(步骤S12)。即、DBF部34使用发自FFT部33的频率轴上的信号，沿角度方向形成∑波束以及Δ波束。据此，如图11(c)所示那样形成在特定的波束编号(例如B2)上具有峰值的波束。在DBF部34上形成的∑波束被发送到MRAV处理部35，Δ波束被发送到测角部36。

接下来，判断扫频是否已结束(步骤S13)。即、检查针对扫频1以及扫频2双方的处理是否已结束。在步骤S13中扫频尚未结束的情况下，处理返回到步骤S11，对下一经过FM调制的扫频信号即扫频2反复进行上述的处理。

另一方面，在步骤S13中扫频已结束的情况下，进行扫频1以及扫频2的阈值检测(步骤S14)。即、DBF部34检测由扫频1以及扫频2所获得的∑波束的阈电平(threshold level)。接下来，在步骤S14保存检测出的目标(步骤S15)。即、DBF部34在步骤S14根据检测出的阈电平来检测目标并将其进行保存。

接下来，进行拍频的抽取(步骤S16)。即、MRAV处理部35a如图10所示那样基于扫频1以及扫频2的FFT以及DBF的结果，抽取持有峰值信号的拍频fp和组信号。

接下来，计算速度V(步骤S17)。即、MRAV处理部35a使用扫频1以及扫频2的拍频fp计算相对距离R1和R2，并计算出速度V＝(R2-R1)/T12。

接下来，计算距离R(步骤S18)。

[数学公式4]

$R=-\frac{c}{2}\·\frac{T}{B}\·\mathrm{fp}\·\·\·\left(5\right)$

其中，

R：距离

T：扫频时间

B：频带

fP：拍频

c：光速

基于拍频fp和速度V通过联立方程式来计算距离R和速度V。

[数学公式5]

$v=\frac{R2-R1}{T12}$

$\mathrm{fp}=-\frac{2v}{\mathrm{\λ}}-\frac{2R}{c}\·\frac{B}{T}\·\·\·\left(6\right)$

$R=-\frac{c}{2}\·\frac{T}{B}(\mathrm{fp}+\frac{2v}{\mathrm{\λ}})$

其中，

V：速度

R1、R2：扫频1、2的距离

T12：扫频1、2的时间间隔

fp：拍频

λ：波长

B：频带

T：扫频时间

接下来，计算角度θ(步骤S19)。即、测角部36基于发自DBF部34的Δ波束进行测角，并将通过此测角所获得的角度输出到外部。

接下来，保存目标信息(步骤S20)。即、保存在上述步骤S17计算出的目标的速度V、距离R以及角度θ。接下来，检查目标是否已结束(步骤S21)。即、检查针对全部目标的处理是否已结束。在步骤S21中目标尚未结束的情况下，目标编号变更成下一编号，并返回到步骤S16以反复执行上述处理。另一方面，在步骤S21中目标已结束的情况下，计测处理结束。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例1所涉及的雷达装置，因收发上行线性调频脉冲或者下行线性调频脉冲系列的信号，故拍频相同而无需进行多个目标情况下的对偶。另外，能够实现基于较短循环时间的雷达观测。

此外，虽然上述的实施例1所涉及的雷达装置在进行了快速傅立叶变换(FFT)以后，进行数字波束形成(DBF)以求出拍频，但还能够如图12所示那样，在进行了数字波束形成(DBF)以后，进行快速傅立叶变换(FFT)以求解拍频。

实施例2

本发明的实施例2所涉及的雷达装置采用在上述的实施例1所涉及的MRAV方式上组合了相位单脉冲这一方式。实施例2所涉及的雷达装置之构成与图7所示的实施例1所涉及的雷达装置之构成相同。

图13是以进行测距/测速以及测角的计测处理为中心来表示本发明的实施例2所涉及的雷达装置之动作的流程图。此外，对进行与图8的流程图所示的实施例1所涉及的计测处理相同或者相当的处理的步骤，附加与图8中所使用的标记相同的标记。下面，以不同于实施例1的部分为主而进行说明。

特别是在PRF相同且取样点数较少的情况下，频率组的间隔变大而使频率精度劣化。因此，作为这一对策，实施例2所涉及的雷达装置如图14～图16所示那样，将角度轴上所用的相位单脉冲用在频率轴上以高精度地观测组内的频率。此外，相位单脉冲(有时候也称之为相位比较单脉冲)在“吉田孝监修、‘修订雷达技术’、电子信息通信学会、pp.274-275(1996)”中有所说明。

在单脉冲测距/测速中，如图16所示那样使用抽取出目标的频率∑(f)和Δ(f)来计算下式的误差电压εp。相位单脉冲处理在FFT部32进行。

[数学公式6]

$\mathrm{\ϵp}=\mathrm{Re}\left[\frac{\mathrm{\Σ}\left(f\right)\·\mathrm{\Δ}{\left(f\right)}^{*}}{\mathrm{\Σ}\left(f\right)\·\mathrm{\Σ}{\left(f\right)}^{*})}\right]\·\·\·\left(7\right)$

其中，

∑：加法运算(在接收数据1～N上乘以加权1后，FFT)

Δ：减法运算(在接收数据1～N/2上乘以-1，并在N/2+1～N上乘以加权1经过运算后，FFT)

*：复数共轭

Re：实数部

接下来，使利用预先所保存的∑和Δ的频率特性而计算出的误差电压εp的基准值ε0表格化(ε0和频率f的对应)。利用该基准表根据上述观测值ε而抽取出拍频fp(步骤S16)。然后，使用抽取出的拍频fp来计算速度以及距离(步骤S17、S18)。

此外，对于加权而言，除-1或者1以外也可以使基于泰勒分布的泰勒权重等权重进行乘法运算以降低旁瓣(side lobe)。此外，泰勒分布例如在“吉田孝监修、‘修订雷达技术’、电子信息通信学会、pp.274-275(1996)”中有所说明。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例2所涉及的雷达装置，因基于相位单脉冲误差电压高精度地计算各扫频信号的拍频，故从低速目标到高速目标都能够高精度地计算速度和距离。

实施例3

本发明的实施例3所涉及的雷达装置取代实施例2所涉及的雷达装置的相位单脉冲而采用振幅比较单脉冲。实施例3所涉及的雷达装置之构成与图7所示的实施例1所涉及的雷达装置之构成相同。下面，主要说明与实施例1相异的部分。此外，振幅比较单脉冲(也称为振幅单脉冲)在“吉田孝监修、‘修订雷达技术’、电子信息通信学会、pp.274-275(1996)”中有所说明。

使用抽取出的目标的频率之前后的组的∑(f)和∑(f-1)以及∑(f+1)，比较绝对值abs(∑(f-1))和绝对值abs(∑(f+1))，较大的一方被设定为绝对值abs(∑u)。

然后，计算下式的误差电压εa(参照图17以及18)。振幅单脉冲处理在FFT部32进行。

[数学公式7]

$\mathrm{\ϵa}=\frac{\mathrm{abs}\left[\mathrm{\Σu}\right]}{\mathrm{abs}\left[\mathrm{\Σ}\right]}\·\·\·\left(8\right)$

在这里，

∑：加法运算(在接收数据1～N上乘以加权1后，FFT)

∑u：(f-1)与∑(f+1)之绝对值较大一方

然后，使利用预先所保存的绝对值abs(∑)和绝对值abs(∑u)的频率特性而计算出的误差电压εp的基准值ε0表格化(ε0和频率f的对应)。利用该基准表基于上述观测值ε而抽取出拍频值fp。使用抽取出的拍频fp来计算速度和距离。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例3所涉及的雷达装置，因基于振幅单脉冲误差电压高精度地计算各扫频信号的拍频，故从低速目标到高速目标都能够高精度地计算速度和距离。

此外，对于加权而言，与上述的实施例2所涉及的雷达装置同样，除-1或者1以外为了降低旁瓣也可以乘以泰勒权重等权重。

实施例4

本发明的实施例4所涉及的雷达装置采用MUSIC方式。此外，MUSIC方式在““HARRY B.LEE，‘Resolution Threshold of Beamspace MUSIC For Two Closely Spaced Emitters”，IEEE Trans，ASSP.Vol.38，No.9，Sept.(1990)”中有所说明。

实施例4所涉及的雷达装置之构成与图1所示的实施例1所涉及的雷达装置之构成相同。图19是以进行测距/测速以及测角的计测处理为中心表示本发明的实施例4所涉及的雷达装置之动作的流程图。此外，在图19所示的流程图中，对进行与图8的流程图所示的实施例1所涉及的计测处理相同或者相当的处理的步骤，附加与图7所使用的标记相同的标记。下面，以不同于实施例1的部分为主而进行说明。

在实施例4所涉及的雷达装置中，如图20所示那样在FFT部32对扫频信号进行快速傅立叶变换之际，以∑信号的极大值的组为中心抽取±M的组信号，应用波束空间型MUSIC高精度地计算拍频。此雷达装置基于两次拍频差(距离差)和时间差来计算速度，进而通过基于拍频和速度计算绝对距离，来计算Nt个目标的距离和速度。

此外，虽然说明了上述MUSIC方式的文献是在角度轴上记述波束，但还能够将波束扩展到诸如快速傅立叶变换(FFT)那样的频率轴。

过程如下所述。即、如图20(a)所示那样，基于快速傅立叶变换(FFT)的结果抽取振幅超过规定阈值的目标组。然后，以抽取出的目标组为中心通过±M组(2M+1个)的复数信号Xm来计算相关行列Rbb。

[数学公式8]

R_bb＝X·X^H

其中，

Rbb：相关行列

X：以X-M～X0～XM(2M+1个)为要素而持有的列矢量

H：复数共轭转置

接下来，计算相关行列的Rbb的固有矢量Eb。然后，从固有矢量Eb之中抽取与噪声相对的固有矢量EN。使用固有矢量EN和用于搜索频率的转向矢量w，通过下式来计算MUSIC频谱。如图20(b)所示那样，读取频谱持有极值的拍频fp。

[数学公式9]

$S_{\mathrm{music}}=\frac{w^H\·w}{w^H\·E_N\·E_N^H\·w}\·\·\·\left(9\right)$

Smusic：MUSIC频谱

w：频率轴的转向矢量

$\mathrm{ws}\left(n\right)=\exp (j\·2\mathrm{\π}\·\frac{\mathrm{fs}}{\mathrm{PRF}}\·n)$

w＝FFT[ws]

其中，

ws：时间轴上持有要素ws(n)的转向列矢量

fs：搜索频率

PRF：反复频率

n：1～N(N为取样数)

FFT[]：傅立叶变换

EN：相关行列Rbb的固有矢量

H：共轭转置

接下来，使用计算出的拍频fp来计算速度以及距离(步骤S17、S18)。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例4所涉及的雷达装置，因基于FFT以及MUSIC处理高精度地计算各扫频信号的拍频，故从低速目标到高速目标都能够高精度地计算速度和距离。

实施例5

图21是表示本发明的实施例5所涉及的雷达装置之构成的框图。该雷达装置在图7所示的雷达装置的信号处理器30a之中的DBF部34和MRAV处理部35之间追加第二FFT部40而构成。第二FFT部40对从DBF部34输出的信号进行快速傅立叶变换。

在实施例5所涉及的雷达装置中，如图23～图25所示那样采用在频带的制约之中为了更加提高SN比以使频率分辨率提高而在多次扫频间进行积分的方法。

该雷达装置发射N次(#1～#N)FMCW调制后的扫频信号，并从各个扫频的快速傅立叶变换结果抽取Nt点的极大值。雷达装置如图26所示那样计算在#1～#N1(M扫频)和#N2～#N(M扫频)的扫频的FFT信号之中抽取出极大值的组的每两次M扫频的快速傅立叶变换结果之中成为极大值的组的信号的拍频。雷达装置基于两次的拍频差(距离差)和时间差来计算速度，并通过基于拍频和速度计算绝对距离来计算Nt个目标的距离和速度。

图27表示两次M扫频之中各FFT的情形。在实施了第一N取样的FFT以后，实施第二M取样的FFT。此时，在第一FFT部32中，除N取样之和∑以外还计算Δ(1～N/2与N/2+1～N之差)。在第二FFT部40中通过第一FFT的结果的∑与Δ的M取样之和的运算，获得基于两级FFT的∑与Δ信号。之后，还可以实施相位单脉冲运算，以计算精度较高的频率fp。

图22是以进行测距/测速以及测角的计测处理为中心表示本发明的实施例5所涉及的雷达装置之动作的流程图。此外，在图22的流程图中，对进行与图8的流程图所示的实施例1所涉及的计测处理相同或者相当的处理的步骤，附加与图8所使用的标记相同的标记。下面，以不同于实施例1的部分为主而进行说明。

首先，扫频收发N扫频并对每个扫频通过FFT部32来执行第一FFT(步骤S11～S13)。接下来，抽取超过规定阈值的目标组(步骤S51)。接下来，各扫频的目标组通过第二FFT部39来进行第二FFT(步骤S52)。之后，读取峰值的拍频fp。然后，利用计算出的拍频fp来进行速度的计算(步骤S17)和距离的计算(步骤S18)。

在相位单脉冲的情况下如下进行处理。首先，扫频收发N扫频并对每个扫频通过FFT部32来执行第一FFT(步骤S11～S13)。接下来，计算∑信号和Δ信号，并抽取∑信号的绝对值超过规定阈值的目标组(步骤S51)。接下来，各扫频的目标组的∑信号和Δ信号通过第二FFT部40来进行第二FFT(步骤S52)。然后，利用∑信号和Δ信号来计算频率fp，并利用计算出的频率fp来计算距离和速度。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例5所涉及的雷达装置，通过将各扫频信号的抽取组信号进一步在扫频间进行第二FFT，就能够较之于仅基于第一FFT的组进一步高分辨率地抽取目标的位置以及速度。

实施例6

本发明的实施例6所涉及的雷达装置，在实施例5所涉及的雷达装置中根据两次M扫频信号计算各自的极大值之际，如图28所示那样在M扫频的信号中计算∑和Δ，并基于单脉冲误差电压高精度地计算拍频。

图29是以进行测距/测速以及测角的计测处理为中心表示本发明的实施例6所涉及的雷达装置之动作的流程图。此外，在图26的流程图中，对进行与图22的流程图所示的实施例5所涉及的计测处理相同或者相当的处理的步骤，附加与图22所使用的标记相同的标记。下面，以不同于实施例5的部分为中心进行说明。

首先，扫频收发N扫频并对每个扫频执行FFT(步骤S11～S13)。接下来，抽取振幅超过规定阈值的目标组(步骤S51)。接下来，使用在步骤S51抽取出的目标组E1～EM通过第二FFT部40来计算∑以及Δ。然后，使用抽取出的目标的频率的∑(f)和Δ(f)来计算下式的误差电压εp。

[数学公式10]

$\mathrm{\ϵp}=\mathrm{Re}\left[\frac{\mathrm{\Σ}\·{\mathrm{\Δ}}^{*}}{\mathrm{\Σ}\·{\mathrm{\Σ}}^{*}}\right]\·\·\·\left(10\right)$

其中，

∑：加法运算(在E1～EM上乘以加权1后FFT)

Δ：减法运算(在E1～EM/2上乘以-1，在EM/2+1～EM上乘以加权1后，FFT)

*：复数共轭

Re：实数部

接下来，使利用预先所保存的∑和Δ的频率特性而计算出的误差电压εp的基准值ε0表格化(ε0和频率f的对应)。使用该基准表基于上述观测值ε来抽取频率值fp(步骤S16)。然后，使用抽取出的拍频fp来进行速度的计算(步骤S17)和距离的计算(步骤S18)。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例6所涉及的雷达装置，在由第二FFT部40进行第二FFT之际通过利用相位单脉冲来计算频率，就能够高精度地抽取拍频并能够高精度地抽取目标的位置以及速度。

此外，对于加权而言，与上述的实施例2所涉及的雷达装置同样，除-1或者1以外为了降低旁瓣也可以乘以泰勒权重等权重。

实施例7

本发明的实施例7所涉及的雷达装置，在实施例6所涉及的雷达装置中从M扫频信号计算各自的极大值之际，如图28所示那样计算M扫频的∑和∑u，根据单脉冲误差电压高精度地计算拍频。

首先，扫频收发N扫频并对每个扫频执行第一FFT(步骤S11～S13)。接下来，抽取振幅超过规定阈值的目标组(步骤S51)。接下来，使用抽取出的目标的频率之前后的组的∑(f)和∑(f-1)以及∑(f+1)以比较绝对值abs(∑(f-1))和绝对值abs(∑(f+1))，较大一方被设定为绝对值abs(∑u)。

然后，计算下式的误差电压εa。这一单脉冲误差电压处理由第二FFT部40进行(步骤S61)。

$\mathrm{\ϵa}=\frac{\mathrm{abs}\left[\mathrm{\Σu}\right]}{\mathrm{abs}\left[\mathrm{\Σ}\right]}\·\·\·\left(11\right)$

其中，

∑：加法运算(在接收数据1～N上乘以加权1后，FFT)

∑u：∑(f-1)和∑(f+1)的绝对值较大一方

然后，使利用预先所保存着的abs(∑)和abs(∑u)的频率特性而计算出的误差电压εp的基准值ε0表格化(ε0和频率f的对应)。使用该基准表基于上述观测值ε抽取出拍频值fp。使用计算出的拍频fp来计算距离和速度。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例7所涉及的雷达装置，在由第二FFT部40进行第二FFT之际通过利用振幅单脉冲来计算频率，就能够高精度地抽取拍频并能够高精度地抽取目标的位置以及速度。

此外，对于加权而言，与上述的实施例2所涉及的雷达装置同样，除-1或者1以外为了降低旁瓣也可以乘以泰勒权重等权重。

实施例8

本发明的实施例8所涉及的雷达装置，如图30所示那样在根据两次M扫频信号计算各自的极大值时，通过M扫频的FFT以及MUSIC处理来计算拍频。

图31是以进行测距/测速以及测角的计测处理为中心来表示本发明的实施例8所涉及的雷达装置之动作的流程图。此外，在图31的流程图中，对进行与图22的流程图所示的实施例5所涉及的计测处理相同或者相当的处理的步骤，附加与图22所使用的标记相同的标记。下面，以不同于实施例5的部分为中心进行说明。

首先，基于步骤S11～S13中的FFT结果，抽取振幅超过规定阈值的目标组(步骤S51)。接下来，基于目标组的M扫频的复数信号Xm来计算相关行列Rbb。

[数学公式12]

R_bb＝X·X^H

其中，

Rbb：相关行列

X：以X1～XM(M个)为要素而持有的列矢量

H：复数共轭转置

接下来，计算相关行列Rbb的固有矢量Eb。然后，抽取固有矢量Eb之中与噪声相对的固有矢量EN，使用此固有矢量EN和用于搜索频率的转向矢量(steering vector)w，通过下式来计算MUSIC频谱，并读取频谱持有极值的拍频fp。该MUSIC处理由第二FFT部39进行(步骤S71)。

[数学公式13]

$S_{\mathrm{music}}=\frac{w^H\·w}{w^H\·E_N\·E_N^H\·w}\·\·\·\left(12\right)$

其中，

Smusic：MUSIC频谱

w：频率轴的转向矢量

$\mathrm{ws}\left(n\right)=\exp (j\·2\mathrm{\π}\·\frac{\mathrm{fs}}{\mathrm{Fs}}\·n)$

w＝FFT[ws]

其中，

ws：时间轴上持有要素ws(n)的转向列矢量

fs：搜索频率

Fs：1/扫频时间间隔

n：1～N(N为取样数)

FFT[]：傅立叶变换

EN：相关行列Rbb的固有矢量

H：共轭转置

接下来，使用计算出的拍频fp来进行速度的计算(步骤S17)和距离的计算(步骤S18)。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例8所涉及的雷达装置，在由第二FFT部40进行第二FFT之际通过利用FFT以及MUSIC处理来计算频率，就能够高精度地抽取拍频并能够高精度地抽取目标的位置、速度。

实施例9

本发明的实施例9所涉及的雷达装置是在扫频信号为实数信号(非复数信号)的情况下，对已取样的信号进行复数傅立叶变换，在拍频之中抽取正(或者负)的信号以获得复数信号这一方式。在此情况下，因根据距离以及速度的不同情况即便目标实际上是负(或者正)的拍频却被观测为正(或者负)，故有时候会弄错距离、速度。在此情况下，能够根据如下原理来判断拍频为负(正)。

根据MRAV方式，远离的速度以v’＝-v(R2＜R1)＜0而进行观测(参照图33)。在拍频实际上为负的情况下，所观测的频率为fp’＝-2v/λ+2R·B/cT＞0。从而，根据fp’+2v’/λ＝2R·B/cT(6)式的第3式，按照R’＝正·(fp’+2v’/λ)＝正×2R·B/cT＜0，上式距离R’就为负，在R’为负的情况下，能够判断速度为远离的速度。如果能够判断速度为负就使v’、fp’以及R’的符号反转以计算v、R的正常值。

图32是以进行测距/测速以及测角的计测处理为中心来表示本发明的实施例9所涉及的雷达装置之动作的流程图。此外，在图32的流程图中，对进行与图8的流程图所示的实施例1所涉及的计测处理相同或者相当的处理的步骤，附加与图8所使用的标记相同的标记。下面，以不同于实施例5的部分为中心进行说明。

基于MRAV方式的负速度观测方式按如下过程来进行。在观测到两次扫频的距离差以后，基于位置变化和时间来计算目标的速度V(步骤S17)。接下来，利用在步骤S17计算出的目标的速度V，根据拍频来计算距离R(步骤S18)。接下来，计算角度θ(步骤S19)。接下来，检查距离R是否为负(步骤S61)。在步骤S61中距离R为负的情况下，通过符号反转部(未图示)使距离R、速度V以及角度θ的符号反转(步骤S62)。另一方面，在步骤S61中距离R不为负的情况下则跳过步骤S62的处理。

[数学公式14]

$v=\frac{R2-R1}{T12}$

$\mathrm{fp}=-\frac{2v}{\mathrm{\λ}}-\frac{2R}{c}\·\frac{B}{T}$

$R=-\frac{c}{2}\·\frac{T}{B}(\mathrm{fp}+\frac{2v}{\mathrm{\λ}})\·\·\·\left(13\right)$

if R≤0

R＝-R

v＝-v

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例9所涉及的雷达装置，在对实数的取样频率进行复数傅立叶变换并仅观测正(或者负)的拍频的情况下，即便在真正目标信号持有负(或者正)的拍频，也能够根据计算出的距离的符号来判断正确的符号，并变换成距离、速度、角度的正确符号。

实施例10

本发明的实施例10所涉及的雷达装置在观测目标存在于从近距离到远距离的宽范围，速度范围也宽的情况下应用了实施例1或者实施例2所采用的方式。

图34是表示本发明的实施例10所涉及的雷达装置之构成的系统图。该雷达装置在实施例1所涉及的雷达装置上追加扫频控制部41而构成。扫频控制部41对收发控制部39以及MRAV处理部35a发送控制信号并控制它们，控制信号是用于发送在近距离处使扫频信号的倾斜度变大，而在远距离处则使扫频信号的倾斜度变小的信号。

在近距离目标的情况下，在经过FFT以后的拍频轴上发送信号变成直流附近，就易于受到发送信号向接收侧蔓延所导致噪声的影响。另一方面，在远距离目标的情况下，从直流分量隔离频率变大而难以收到噪声的影响。因此，收发信号如图35以及图36所示那样被区分成近距离用和远距离用，在近距离处使频率倾斜度变大而在远距离处则使频率倾斜度变小。

在频带B和PRF相同的情况下，在近距离处点数变少。但是，较之于信号的积分效果能够降低噪声的效果较大，能够确保所要的SN比，在远距离处点数较多故信号的积分效果较高，能够确保所要的SN比。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例10所涉及的雷达装置，从近距离到远距离都能够以在拍频轴上从直流分量经过隔离的噪声分量较少的频率，依照距离收发积分数较多的信号，能够实现较高SN比下的雷达观测。

实施例11

通过在目标速度较快的情况下使扫频间的时间变短而在目标速度较慢的情况下使扫频间的时间变长，就能够使速度精度提高。因此，在目标速度未知的情况下，就需要鉴别欲提高速度精度且危险度较高的目标，并选定重视了该目标的最佳扫频。图38表示近距离用和远距离用情况下的多个收发扫频信号之例。

图37是表示本发明的实施例11所涉及的雷达装置之构成的系统图。此雷达装置构成为从实施例10所涉及的雷达装置的测角部36对扫频控制部38发送角度信号。

作为危险度的指标，对于距离近且迎面而来的相对速度较大的目标，进行较高的加权即可，能够用下式来表示。

Cr＝k×V/R…(14)

其中，

Cr：危险度

k：常数

V：相对速度

R：相对距离

图39是表示使用此危险度选定最佳的扫频间隔(扫频编号)的过程的流程图。首先，对每个目标计算Cr＝k(常数)×V/R(步骤S71、S72)。接下来，在计算出的Cr之中有正的情况下抽取最大值并在负的情况下抽取最小值(步骤S74、S76)。之后，选定扫频以使与抽取出的Cr相对应的目标的观测精度最大(步骤S75、S76)。

为了使观测精度最大，若设目标速度为V、频率组幅宽为Δf则根据下式来选定扫频Ts(或者接近于Ts的扫频编号)即可。

[数学公式15]

$\mathrm{\ΔR}=-\frac{c}{2}\·\frac{T}{B}\·\mathrm{\Δf}$

$\mathrm{Ts}=\frac{\mathrm{\ΔR}}{V}\·\·\·\left(14a\right)$

若仅根据Cr的绝对值进行判断，则正速度(靠近的速度)和负速度(远离的速度)混杂在一起。在负速度的绝对值较大的情况下就不能使风险较高的正速度优先，故按上述过程来进行处理。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例11所涉及的雷达装置，因使扫频间的时间在目标速度较快的情况变短而在较慢的情况下变长就能够使速度精度提高，故在目标速度未知的情况下，通过使用危险度来判断欲提高速度精度的目标，就能够选定与目标相应的最佳扫频。

实施例12

在目标为多个的情况下，较之于判断危险度，通过使不同的扫频按每个循环周期性地进行变化，则对于任意目标都能够提高速度以及距离精度。本发明的实施例12所涉及的雷达装置就是使不同的扫频按每个循环周期性地进行变化。

图40是表示实施例12所涉及的雷达装置之处理的流程图。这一处理由扫频控制部38来进行。

首先，选定扫频组(步骤S81)。接下来，设定初始扫频(步骤S82)。接下来，设定扫频(步骤S83)。接下来，检查循环是否已结束(步骤S84)。在步骤S84中循环尚未结束的情况下变更扫频(步骤S85)。之后，返回到步骤S83反复进行上述处理。另一方面，在步骤S84中循环已结束的情况下，处理结束并转移到下一循环的处理。

另外，图41是表示周期之一例的图。在此例中，以M循环作为1个单位，反复S3-S2-S3-S2-S3-S2-S3-S4这8循环来选定扫频编号。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例12所涉及的雷达装置，通过使不同的扫频按每个循环周期性地进行变化，则对于任意目标都能够提高速度以及距离精度。

实施例13

因上述的MRAV方式依赖于基于两次扫频的相对距离差(拍频)的精度，故在SN比较小的情况下速度以及距离有时候发生劣化。为了改善这一点，本发明的实施例13所涉及的雷达装置就是如图42所示那样使用M次多个扫频信号而获得平滑化的效果。实施例13所涉及的雷达装置之构成与图34所示的实施例10所涉及的雷达装置之构成相同。

图43是表示实施例13所涉及的雷达装置之处理的流程图。在该处理中，从M扫频信号计算各扫频信号的极大值之际，通过M扫频的相位单脉冲(振幅单脉冲、MUSIC)来计算拍频fp(步骤S91～S94)，根据(5)式，设换算成相对距离的结果为R(m、n)(扫频编号m、目标编号n)。

在S(m、n)扫频间通过平滑滤波器进行平滑化(步骤S95)，根据这一结果在计算出速度以后计算相对距离(步骤S17～S18)。步骤S91～S94、步骤S95以及步骤S17～S18的处理在MRAV处理部35进行。

[数学公式16]

Rs(1，n)＝R(1，n)

Rs(m，n)＝R(m)+α(R(m)-Rs(m-1))…(15)

其中，

Rs：平滑距离

m：扫频编号(m＝1～M)

n：目标编号

α：常数

根据fp和V通过联立方程式来计算距离R和速度V。

[数学公式17]

$v=\frac{\mathrm{Rs}\left(M\right)-\mathrm{Rs}\left(1\right)}{T12}$

$\mathrm{fp}=-\frac{2v}{\mathrm{\λ}}-\frac{2R}{c}\·\frac{B}{T}\·\·\·\left(16\right)$

$R=-\frac{c}{2}\·\frac{T}{B}(\mathrm{fp}+\frac{2v}{\mathrm{\λ}})$

其中，

V：速度

T1M：扫频1、M的时间间隔

fp：拍频

λ：波长

B：频带

T：扫频时间

此外，只要平滑化滤波器能够取得平滑化的效果即可，还能够使用最小二乘滤波器等其他滤波器。另外，虽然在计算速度之际使用第1次和第M次的扫频，但由于只要能够取得平滑效果即可，所以还能够使用其他扫频间隔。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例13所涉及的雷达装置，以多个扫频(多个时间)来观测用于计算速度的相对距离差并进行平滑化。据此，即便在相对距离差上有误差的情况下也能够减轻误差的影响，使测速以及测距的精度提高。

实施例14

上述的MRAV方式依赖于基于两次扫频的相对距离差(拍频)的精度。因此，在SN比较小的情况下速度以及距离有时候发生劣化。为了改善这一点，本发明的实施例14所涉及的雷达装置就是如图44所示那样使用M次多个扫频信号并利用霍夫变换而获得积分效果，同时获得平滑化的效果。实施例14所涉及的雷达装置之构成与图36所示的实施例10所涉及的雷达装置之构成相同。

图45是表示实施例14所涉及的雷达装置之处理的流程图。在这一处理中，从M扫频信号计算各扫频信号的极大值之际，通过M扫频的相位单脉冲(振幅单脉冲、MUSIC)来计算拍频fp，并设为F(扫频编号m、目标编号n)(步骤S92～S94)。

然后，使用F(m，n)，根据拍频-扫频轴实施霍夫变换(步骤S101)，并抽取超过规定阈值的极大值(ρp、θp)(p＝1～P)(步骤S102)。然后，对每个极大值通过如下关系式来计算直线，并根据这一直线与拍频轴X的交点来计算拍频fp。

[数学公式18]

ρp＝Xcosθp+Ysinθp…(17)

其中，

X：拍频

Y：扫频编号

接着，使用(5)式将拍频fp换算成相对距离，通过下式来计算速度Vp(步骤S17)。

Vp＝(RM-R1)/(TM-T1)

其中，

R1，RM：直线的X轴(拍频轴)与扫频1和扫频M相对应的相对距离

T1、TM：扫频1和扫频M的开始点的时间

接下来，使用拍频fp和速度Vp通过下式来计算距离(步骤S18)。步骤S92～S94、步骤S101～102以及步骤S17～S18的处理在MRAV处理部35进行。

[数学公式19]

$\mathrm{fp}=-\frac{2\mathrm{Vp}}{\mathrm{\λ}}-\frac{2R}{c}\·\frac{B}{T}$

$R=-\frac{c}{2}\·\frac{T}{B}(\mathrm{fp}+\frac{2\mathrm{Vp}}{\mathrm{\λ}})\·\·\·\left(18\right)$

其中，

Vp：速度

fp：拍频

λ：波长

B：频带

T：扫频时间

此外，虽然在实施霍夫变换之际使用拍频轴-扫频轴，但也可以在使用(5)式将拍频换算成相对距离以后，在相对距离-扫频轴采用霍夫变换。

在这里，说明一般的霍夫变换。霍夫变换是从图像之中抽取直线的方法。X-Y平面上的直线若用极坐标来表达就如图46以及图47所示那样成为下式。

[数学公式20]

ρ＝Xcosθ+Ysinθ

根据上式，直线与ρ、θ唯一地对应。接着，如图48所示那样，考虑直线上的3点A、B以及C。通过各点并使角度θ按顺序进行变化时的曲线若用ρ-θ轴来表达就成为图49所示。3条曲线在某点处相交，这一点(ρ0、θ0)表示X-Y轴上的共通直线。基于以上原理，霍夫变换过程如下面那样进行归纳。

(1)确保保存ρ-θ轴上的数值的矩阵。

(2)以X-Y轴上的观测值为中心，一面使θ对每个Δθ进行变化一面计算ρ-θ轴上的ρ，在对应的矩阵的行、列上加1。这一处理对全部观测值反复进行。

(3)在矩阵之中成为极大点的(ρq、θq)(q＝1～Q)被抽取出来。

通过以上的过程就能够根据(ρq、θq)抽取出Q条直线。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例15所涉及的雷达装置，通过以多个扫频(多个时间)来观测用于计算速度的相对距离差，并在相对距离差-扫频时间的轴上进行霍夫变换，而获得多个扫频间的积分效果以使信号检测性能改善。另外，通过计算根据霍夫变换所抽取出的直线的斜率，而在计算出速度以后再计算距离，由此即便在相对距离差上有误差的情况下也能够减轻误差的影响，使测速、测距的精度提高。

实施例15

因上述的MRAV方式依赖于基于两次扫频的相对距离差(拍频)的精度，故在SN比较小的情况下速度以及距离有时候发生劣化。为了改善这一点，本发明的实施例15所涉及的雷达装置就是如图50所示那样使用M次多个扫频信号进行振幅积分以获得积分效果，同时获得平滑化的效果。实施例15所涉及的雷达装置之构成与图34所示的实施例10所涉及的雷达装置之构成相同。

图51是表示实施例15所涉及的雷达装置之处理的流程图。在这一处理中从M扫频信号计算各自的扫频信号的极大值之际，通过M扫频的相位单脉冲(振幅单脉冲、MUSIC)来计算拍频fp(根据(5)式相当于相对距离Rp)，并设为F(扫频编号m、目标编号n)(步骤S92～S94)。

然后，使用F(m，n)，根据拍频-扫频轴对每个频率组实施振幅积分(视频积分)(步骤S111)，并抽取超过规定阈值的频率组fb(步骤S112)。

接下来，对频率组fb根据超过阈值的扫频的F(m、n)来计算能够用下式所表达的扫频时刻m和相对距离Rp的最小二乘直线(步骤S114)，并根据最小二乘直线的倾斜度来计算速度(步骤S17)。

Rp＝a·t+b

其中，

Rp：相对距离

T：扫频的开始时刻

a：直线倾斜度(对应于速度Vp)

b：常数

接下来，使用拍频fp和速度Vp通过下式来计算距离(步骤S18)。步骤S92～S94、步骤S111～114以及步骤S17～S18的处理在MRAV处理部35进行。

[数学公式21]

$\mathrm{fp}=-\frac{2\mathrm{Vp}}{\mathrm{\λ}}-\frac{2R}{c}\·\frac{B}{T}$

$R=-\frac{c}{2}\·\frac{T}{B}(\mathrm{fp}+\frac{2\mathrm{Vp}}{\mathrm{\λ}})\·\·\·\left(19\right)$

其中，

Vp：速度

fp：拍频

λ：波长

B：频带

T：扫频时间

此外，作为在(19)式所用的fp还可以使用各扫频中的平均值等。

如以上所说明的那样，根据本发明的实施例15所涉及的雷达装置，通过以多个扫频(多个时间)来观测用于计算速度的相对距离差，并在相对距离差-扫频时间的轴上进行视频积分，就能够获得多个扫频间的积分效果以使信号检测性能提高。另外，通过以最小二乘直线进行拟合来计算抽取出的直线斜率，由此在计算出速度以后再计算距离。据此，即便在相对距离差上有误差的情况下也能够减轻误差的影响，使测速、测距的精度提高。

工业上的可利用性

本发明能够利用于对至车辆的距离以及车辆的速度进行计测的雷达装置。

附图标记说明

10天线

11天线发射元件

12天线接收元件

20收发器

21发送器

22混频器

30，30a信号处理器

31 AD变换器

32 FFT部

34 DBF部

35，35a MRAV处理部(测距/测速)

36测角部

37上行系列下行系列抽取部

38扫频控制部

39收发控制部

40第二FFT部

Claims (14)

1.一种雷达装置，其特征在于包括：

收发器，对FMCW调制后的扫频信号进行M次发送；

FFT部，对响应于来自上述收发器的发送而接收到的M次扫频信号进行快速傅立叶变换；

MRAV处理部，在根据上述FFT部进行傅立叶变换而获得的M次扫频信号来计算各扫频信号的极大值之际，使用通过M扫频的相位单脉冲、振幅单脉冲或者MUSIC而计算出拍频的结果F(扫频编号、目标编号)，在拍频-扫频轴上对每个拍频沿扫频方向进行振幅积分，针对超过规定阈值的每个频率组，计算超过上述规定阈值的扫频编号的相对距离与扫频时刻的最小二乘直线，根据上述最小二乘直线的倾斜度来计算目标的速度，并计算上述目标的距离。

2.按照权利要求1所记载的雷达装置，其特征在于：

上述MRAV处理部在扫频信号进行快速傅立叶变换之际，使用∑信号和Δ信号这两个系列的快速傅立叶变换的结果，对于∑信号的极大值的组计算单脉冲误差信号，或者对于∑信号的极大值的组将邻接的组之中较大一方的信号设为∑u，并基于∑和∑u来计算单脉冲误差信号，或者以∑信号的极大值的组为中心来抽取±M的组信号，并应用FFT以及MUSIC方式来计算单脉冲误差信号，基于计算出的单脉冲误差信号在组内高精度地计算拍频。

3.一种雷达装置，其特征在于包括：

收发器，对FMCW调制后的扫频信号至少进行两次发送；

FFT部，对响应于来自上述收发器的发送而接收到的至少两次扫频信号进行快速傅立叶变换；

MRAV处理部，基于在上述FFT部进行傅立叶变换而获得的至少两次扫频信号，计算与上述收发器进行的至少两次扫频的每一个相对应的拍频，并基于计算出的拍频差和时间差来计算速度，基于计算出的速度和拍频来计算距离，由此计算出多个目标的距离和速度。

4.按照权利要求3所记载的雷达装置，其特征在于：

上述MRAV处理部在扫频信号进行快速傅立叶变换之际，使用∑信号和Δ信号这两个系列的快速傅立叶变换的结果，对于∑信号的极大值的组计算单脉冲误差信号，或者对于∑信号的极大值的组将邻接的组之中较大一方的信号设为∑u，并基于∑和∑u来计算单脉冲误差信号，或者以∑信号的极大值的组为中心来抽取±M的组信号，并应用FFT以及MUSIC方式来计算单脉冲误差信号，基于计算出的单脉冲误差信号在组内高精度地计算拍频。

5.按照权利要求3所记载的雷达装置，其特征在于包括：

第二FFT部，对上述FFT部的输出进行快速傅立叶变换，

上述收发器对FMCW调制后的扫频信号进行N次(#1～#N)发送，

上述MRAV处理部基于各扫频的快速傅立叶变换的结果抽取极大值，并计算在#1～#N1(M扫频)和#N2～#N(M扫频)的FFT信号之中抽取出极大值的组的每两次M扫频的由上述第二FFT部进行的快速傅立叶变换的结果之中成为极大值的组的信号的拍频。

6.按照权利要求3所记载的雷达装置，其特征在于：

上述MRAV处理部在根据两次M扫频信号计算各自的极大值之际，计算M扫频的∑和Δ，并根据单脉冲误差电压高精度地计算拍频。

7.按照权利要求3所记载的雷达装置，其特征在于：

上述MRAV处理部在根据两次M扫频信号计算各自的极大值之际，计算M扫频的∑和∑u，并根据单脉冲误差电压高精度地计算拍频。

8.按照权利要求3所记载的雷达装置，其特征在于：

上述MRAV处理部在根据两次M扫频信号计算各自的极大值之际，通过M扫频的FFT以及MUSIC处理来计算拍频。

9.按照权利要求3所记载的雷达装置，其特征在于包括：

符号反转部，在扫频信号为实数时对取样后的信号进行复数傅立叶变换，并在拍频之中抽取正或者负的信号以获得复数信号这一方式的情况下，根据计算出的距离的符号使距离、速度以及角度的符号进行反转。

10.按照权利要求3所记载的雷达装置，其特征在于包括：

扫频控制部，进行控制以便发送在近距离处使扫频信号的倾斜度变大，而在远距离处使扫频信号的倾斜度变小的信号。

11.按照权利要求10所记载的雷达装置，其特征在于：

上述扫频控制部使用基于速度和距离而计算出的危险度，选定时间间隔不同的两个扫频。

12.按照权利要求10所记载的雷达装置，其特征在于：

上述扫频控制部针对每个循环，周期性地变化并选定时间间隔不同的两个扫频。

13.一种雷达装置，其特征在于包括：

收发器，对FMCW调制后的扫频信号进行M次发送；

FFT部，对响应于来自上述收发器的发送而接收到的M次扫频信号进行快速傅立叶变换；

MRAV处理部，在根据上述FFT部进行傅立叶变换而获得的M次扫频信号来计算各扫频信号的极大值之际，使用通过M扫频的相位单脉冲、振幅单脉冲或者MUSIC而计算出拍频的结果F(扫频编号、目标编号)，在扫频间进行平滑化，并在基于平滑后的结果计算出速度以后再计算距离。

14.一种雷达装置，其特征在于包括：

收发器，对FMCW调制后的扫频信号进行M次发送；

FFT部，对响应于来自上述收发器的发送而接收到的M次扫频信号进行快速傅立叶变换；

MRAV处理部，在根据上述FFT部进行傅立叶变换而获得的M次扫频信号来计算各扫频信号的极大值之际，使用通过M扫频的相位单脉冲、振幅单脉冲或者MUSIC而计算出拍频的结果F(扫频编号、目标编号)，在拍频-扫频轴上通过霍夫变换来计算极大值，并在根据拍频差和扫频时间计算出与已计算出的极大值相对应的速度以后再计算距离。

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