JP2016516983A - 対象物分類のための偏波レーダ及びその適切な使用方法 - Google Patents

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Abstract

本発明は、送信アンテナによって円偏波を放射する送信組立体と、反射された円偏波成分をアンテナ組立体によって受信するレシーバ組立体とから成る偏波レーダに関する。複数の２チャネルレシーバが前記レシーバ組立体として設けられ、当該レシーバ組立体が、時計回り円偏波信号成分と反時計回り円偏波信号成分とを同時に受信し、これらの信号成分が、前記アンテナ組立体の下流でのデジタルビーム形成のために提供される。本発明は、さらに、対象物の分類方法に関する。

Description

本発明は、請求項１の冒頭に記載の、対象物分類のための偏波レーダ及びその適切な使用方法に関する。
道路交通事故の件数を減らすために、運転者支援システムの利用が増えている。現在のＡＣＣ（定則走行・車間距離制御）(Adaptive Cruise Control）システムは、自分の車両とその前にいる車両との間の距離及び相対速度に従って速度を調整する自動速度制御のための快適なシステムである。自動車製造者は、運転支援システムのための将来的な車両のレーダ装置を、もはやコンフォートシステムとしては分類せず、安全のために絶対不可欠なシステムと見なすであろう。このシステムは、例えばブレーキ補助のためのものであり、運転者がブレーキペダルを使用しなかったか又はブレーキペダルを踏むのが遅すぎたことによる衝突を回避するため、フルブレーキングの実行を可能にする。このために、現在、運転者支援システムのためのレーダ装置が連続生産車両に組み込まれているが、これらの装置には機能的な欠点がある。対象物とは関係なく、レーダの後方散乱断面に対応する信号が受信されて、対象物の物理的寸法及びタイプに関して何らの結論も導くことができない。レーダの後方散乱断面の値では、タイプ及びターゲット寸法のいずれに関しても何らの結論も導くことができない。なぜなら、この値が視野角に非常に依存しているからである。従って、ブレーキ支援作動のために対象物を、カテゴリ、すなわち、大型トラック、自動車、オートバイ／自転車、歩行者又は疑似ターゲット（マンホールカバー、橋欄干など）に従って確実に分類する課題は解決していない。別の課題は、フェーディング（複数の反射及びそれによる生じるゴーストターゲット）、並びに、前方を走行し又は追い越していく車両により生じる水しぶきの作用に関する現行のシステムの機能改善である。
運転支援システムのための以前のレーダ装置は、直線偏波を用いている。
本発明の目的は、公知の欠点を回避することにある。本発明の別の目的は、偏波レーダを用いた、簡単、確実、且つ／又は正確な対象物の分類である。
これらの目的は、請求項１、請求項１０又は請求項１４に記載の特徴により達成される。
本出願によれば、偏波ＤＢＦ（デジタルビーム形成）（Digital Beam Forming）自動車レーダが提供される。このレーダは、レンジ情報及び速度情報に加えて、様々な対象物の表面構造及び反射焦点を明確に検出及び分類することができ、それにより、対象物のタイプ及び物理的寸法を決定できる。このために、円偏波（時計回り又は反時計回り、或いは、時計回り及び反時計回りが交互）が放射され、対象物上で反射された波の時計回り成分及び反時計回り成分の両方が同時に受信される。
従って、送信アンテナを用いて円偏波を放射する送信組立体と、反射された円偏波成分をアンテナ組立体を用いて受信するレシーバ組立体とから少なくとも成る偏波レーダを詳細に説明する。複数の２チャネルレシーバが前記レシーバ組立体として設けられ、これらのレシーバが、時計回り円偏波信号成分と反時計回り円偏波信号成分とを同時に受信し、当該信号成分が、前記アンテナ組立体の下流でのデジタルビーム形成のために提供される。前記受信された右旋偏波信号成分及び左旋偏波信号成分の振幅及び位相、並びに、これらの信号成分の相対分布を評価することにより、検出される対象物の構造に関する結論を導くことができる（図１１にその基本概念が示されている）。例えば、左旋偏波が放射される。対象物上で、リターンビーム中心からの波が反射され、左旋偏波としての全反射数が偶数である。全反射の数が奇数のリターンビーム中心からは、波が右旋偏波として反射される。放射波の周波数が、対応する高周波偏差により変調される場合（図１３を参照）、対象物上の対応する高い局所分解能を達成でき、また、対象物を、後方散乱中心のタイプ、すなわち、偏波方向が変更されるか変更されないかにより、明確に分類できる。
さらなる有利な展開を従属請求項に記載する。
有利には、前記送信組立体は、図１に記載されているように水平方向及び鉛直方向に配置された多数のトランスミッタ（送信機）から成る。トランスミッタの位相中心の距離（ｄｓ）は、レシーバの個々のアンテナ素子の位相中心の間隔（ｄｚ）に依存して、周期的に再発生するメインローブ（いわゆる格子ローブ）がハーフライン送信位置切り替えにより抑制されるように選択される。この抑制は、図３に示されている実レシーバ及び合成レシーバの信号を付加することにより行われる。周期的に再発生するメインローブ（いわゆる格子ローブ）の抑制は、検出された対象物の角度を正確に決定することを可能にする。もしも、アンテナラインを送信周波数の波長の約半分の距離（すなわち、７６ＧＨｚで約２ｍｍ）に配置することが可能であるならば、格子ローブは生じないであろう。このような小さい距離では、アンテナライン間にオーバーカップリングが生じることになり、コポーラ波とクロスポーラ波との十分な分離が、もはや達成可能でなくなるであろう。
１つの有利な構成によれば、受信アンテナの各アンテナ素子（又は、アンテナ素子群）が、送信信号に関連するコポーラ受信信号のための、及び、送信信号に関するクロスポーラ受信信号のための別々の受信チャネルを有し、これにより、鉛直方向及び水平方向におけるビームステアリングの実行を可能にする。
さらに、少なくとも４つの送信アンテナの使用により、鉛直方向及び水平方向におけるハーフライン送信位置切り替えが可能にされる。上記のデジタルビームステアリング及びハーフライン送信位置切り替えの実現が、検出された対象物の角度をビーム形成中に正確に決定すること、そしてそれにより、鉛直方向及び水平方向の両方におけるビームステアリングを可能にする。上記の有利な構成を用いて、方位角及び仰角におけるデジタルビーム形成により、２次元スキャニングレーダを生成することが可能である。
１つの有利な構成によれば、レシーバ組立体は鉛直方向の受信ラインを有し、受信ラインの受信ネットワークは、ハーフライン送信位置切り替えにより発生する実成分及び合成成分から成る鉛直方向の受信ラインが、図６に示されている合成ラインの振幅重畳因子及び振幅増倍因子により低レベルのサブローブを有するように設計される。低レベルの鉛直方向サブローブのために設計された鉛直方向受信ネットワークは、検出された対象物の鉛直方向における角度を正確に決定することを可能にする。
１つの有利な構成によれば、各送信アンテナ及び受信アンテナが、右旋円偏波と左旋回円偏波とを分離させるが、図８に示されている、軸方向に構成された波形ホーンを用いる場合、好ましくは、共通の位相中心、及び、好ましくは、一体的な中隔偏光子を有する。右旋円波と左旋円波との十分な分離は、偏波評価のための必須条件であり、共通の位相中心により、評価アルゴリズムの複雑さが単純化されることは明確である。中空導体ホーンアンテナアレイを使用する場合、中隔偏光子は、有利な実施形態を構成する。平面アンテナを用いる場合、その他の実施形態が用いられる。
１つの有利な構成によれば、前記レシーバ組立体の個々の受信アンテナの２つの位相中心間の距離（ｄｚ）が、前記レーダシステムの照射波のキャリア周波数の波長と当該波長の１．２５倍の値との間になる値を有する。こうして、受信アンテナの幾何学的配置が、ハーフライン送信位置切り替えの有利な使用を保証する。このようにして、前記波長の半分の前記実アンテナラインと前記合成アンテナラインとの間の距離が、前記送信周波数に関連して理想的に形成される。
１つの有利な構成によれば、前記送信アンテナは、ハーフライン送信位置切り替えに適した開口寸法を有し、前記開口の３ｄＢローブ幅が、前記送信プロセス中の前記レーダレシーバのスキャニング範囲をカバーする。こうして、前記送信アンテナをハーフライン送信位置切り替えに使用でき、前記レーダレシーバの前記スキャニング範囲をターゲット検出の全範囲のために使用できる。
１つの有利な構成によれば、前記送信組立体は６つの送信アンテナから成り、これらの６つの送信アンテナは、好ましくは、鉛直方向に３つ並び且つ水平方向に２つ隣り合うように配置され、当該２つの隣り合う送信アンテナは、個々の受信アンテナの位相中心の距離ｄｚの（ｎ−０．５）倍離隔された距離ｄｓを有し、且つ、ｎは整数に等しい。前記送信組立体を用いることにより、ハーフライン送信位置切り替えが水平方向及び鉛直方向において可能にされ、鉛直方向受信ラインを使用するとき、前記受信ネットワークの上記の設計により、前記３つの鉛直方向のトランスミッタが鉛直方向の低レベルのサブローブを形成する。
１つの有利な構成によれば、図１０に示されている、軸方向に構成された波形ホーンを使用する場合、好ましくは、中隔偏光子を用いた偏波方向の高分離のために、各トランスミッタは、図９に示されているように、左旋円偏波及び右旋円偏波の両方を可逆的に放射できる。トランスミッタが偏波方向を切り替え可能であることが、受信信号を評価するときの付加的情報を得ることを可能にする。左旋円偏波及び右旋円偏波を交互に送信すること、及び、左旋円偏波及び右旋円偏波を同時に受信することにより、全ミュラー行列の達成が可能になる。
有利には、対象物の、特には、偏波レーダを用いた分類が、以下のステップを有する方法により行われる。すなわち、
ａ）円偏波を放射する送信組立体、及び、反射された電磁波をデジタルビーム形成の原理に従ってアンテナ組立体により受信する、レシーバ組立体としての複数の２チャネルレシーバを設け、時計回り円偏波成分及び反時計回り円偏波成分が同時に受信されるステップと、
ｂ）前記対象物の、前記対象物の反射焦点の位置による、タイプ及び寸法に従う分類を、反時計回り円偏波受信信号のための受信チャネル、及び、時計回り円偏波受信信号のための受信チャネルの両方においてレンジ及び速度フーリエ変換により決定するステップとである。
上記の方法を用いれば、偏波回転を生じることが支配的な対象物焦点と、偏波回転を生じないことが支配的な対象物焦点との、振幅、相対速度、角度及び偏波特性が同時に記録される。
１つの有利な構成によれば、前記送信信号に関連する前記コポーラ受信信号の、前記ターゲット対象物の反射焦点の位置を決定するために、そして、これとは独立に、前記送信信号に関連する前記クロスポーラ受信信号の、前記ターゲット対象物の反射焦点の位置を決定するために、レンジ及び速度フーリエ変換がそれぞれ計算され、また、対象物分類のためにスペクトルが評価される（図１２に記載されている）。この方法の上記の有利な構成を用いることで、対象物焦点を、偏波回転特性に従うか又は従わないかに分類するための実際の実行方法が説明される。
１つの有利な構成によれば、前記送信信号に関連する前記コポーラ受信信号の、前記ターゲット対象物の反射焦点の位置を、前記送信信号に関連する前記クロスポーラ受信信号の、前記ターゲット対象物の反射焦点の位置に対して決定するために、共通のレンジ及び速度フーリエ変換が計算され、且つ、対象物分類のためにスペクトルが評価される（図１２に示す）。この方法の上記の有利な構成により、偏波回転特性を有する対象物焦点の、偏波回転を有さない対象物焦点に対する相対位置を決定するための実際の実行が説明される。
有利には、前記送信信号に関連する前記コポーラ受信信号の、前記ターゲット対象物の反射焦点の位置を、前記送信信号に関連する前記クロスポーラ受信信号の、前記ターゲット対象物の反射焦点の位置に関連して、所定の方法により決定する。この方法は、レンジ及び速度フーリエ変換を、前記２つの受信チャネルの一方を用いて計算し、これにより、関連する対象物のレンジゲートを大まかに決定し、次いで、レンジ及び速度の高分解能離散フーリエ変換を、両方の受信チャネルに対して別々に、及び、両方の受信チャネルを一緒に、関連する対象物によるそれぞれのレンジゲートを用いて計算し、そして、それらのスペクトルを、対象物分類のために評価する。この方法の上記の有利な構成により、計算時間が最適化された実際の実行が説明される。ここで、第１のステップとして、対象物全体の位置によるレンジゲートが、低高分解ＦＦＴを補助として決定される。次いで、このレンジゲートに関して、左旋信号のための受信チャネルのための、そして同時に、左旋信号のための受信チャネルのための、そして同時に、両方の受信チャネルのための高分解能ＤＦＴが一緒に算出され、これにより、対象物を分類することを可能にする。
１つの有利な構成によれば、本発明によるレーダセンサは、移動ベース、好ましくは車に一体化され、車は、好ましくは、自動車用に許容された７６ＧＨｚ〜８１ＧＨｚの範囲の送信周波数を使用する。これらの周波数は、好ましくは、周波数変調された連続波信号の放射により得られる。本出願による対象物は、常に、検出されるべき対象物の物理的輪郭が認識されなければならない場合に用いられる。自動車用では、対象物は、車両及び車両カテゴリ（車、大型トラック、オートバイ、自転車）、人々、及び、誤ターゲット（橋の欄干、排水溝、ガードレール）である。フライト用では、例えば、空港でタクシーに乗っているとき、対象物は、その他の対象物、例えば、航空機、供給車両、人々、及び、誤ターゲット（例えば、滑走路上の位置灯）である。
送受信アンテナユニットの配置を示す図である。 デジタルビーム形成の原理を示す図である。 ハーフライン送信位置切り替えの動作モードを示す図である。 実成分及び合成成分から成る受信アレイの全体、及び、個々の実受信アンテナの位相中心の間隔ｄｚの１．５倍の間隔を有する、関連する６つのトランスミッタを示す図である。 図４に示したような送受信ユニットの図である。 図５に示した鉛直方向の３つのトランスミッタを使用した場合の受信ラインの鉛直方向の振幅割り当てを示す図である。 受信ラインの受信チャネル構造を示す図である。 個々の受信アンテナの断面図である。 送信アンテナの送信チャネル構造を示す図である。 送信アンテナの断面図である。 車両上の反射焦点と、これらの反射焦点が、電磁波の左旋円偏波が放射されたときに波の偏光方向に与える影響とを示す図である。 偏波レーダの信号処理を示す図である。 時間経過における送信信号の周波数変調を示す図である。
（機能の説明）
対象物分類のためのデジタルビーム形成を有する偏波レーダは、自動車用に許容された７６ＧＨｚ〜８１ＧＨｚのキャリア周波数を有する円偏波を使用する。対象物上で反射された時計回り信号成分及び反時計回り信号成分の両方が評価される。レシーバ側のデジタルビーム形成を用いて、受信データの幾何学的角度分解を行う。この原理を用いることで、一定時間における１つの測定値から完全なレーダ画像を算出することを可能にする。このようにして、例えば機械的又は電子的スキャニングシステムにて生じるような、スキャン中の個々のレーダ後方散乱断面の寸法が変化する不利益が回避される。これは、対象物のレーダ後方散乱断面の確実な偏波評価を行うことを可能にするための決定的な利点である。
図１は、送信アンテナユニット及び受信アンテナユニットの配置を示す。水平方向において、受信ユニットは多数の受信チャネル（Ｒｘ）から成る。各受信チャネルは、給電ネットワークにより互いに鉛直方向に接続された個々のエミッタから成る。この配置は、水平方向におけるデジタルビーム形成を可能にする。この原理により、個々の受信チャネルの、同時に検出される受信データを、次のデジタル信号処理における振幅割り当てにより増幅し、これらのデータに位相成分を付与し、次いでそれらの成分を合計し、それにより、アレイ全体のメインローブの方向を旋回させることができる。図２は、旋回角度と、受信チャネルの個々の位相に加えられることができる位相成分との依存関係を示す。また、これらの位相成分は、レシーバ間の距離、及び、キャリア周波数の波長に依存する。
自動車用の許容可能な周波数範囲は７６ＧＨｚ〜８１ＧＨｚ、すなわち、波長は約４ｍｍである。アンテナ理論に従えば、「格子ローブ」(“grating lobes”)を回避するためには、受信アンテナ間の水平方向距離は、波長の半分である約２ｍｍでなければならない。しかし実際には、受信アンテナをこのように近接して配置することは可能でない。このような配置はオーバーカップリング（過剰結合）を生じ、偏波ターゲット分類を実行可能にするために必要なコポーラとクロスポーラとの間の少なくとも２０ｄＢの離隔が失われる。本出願によれば、受信アンテナ間の距離をより大きくすることにより、セミラインでの送信位置切り替えによる「格子ローブ」の生成を回避できる。ハーフラインでの送信位置切り替えにより、空間的にオフセットされた２つのトランスミッタを用いて交互に送信でき、これを同一のレシーバアレイにより受信できる。ここで、トランスミッタの空間的オフセット（ずれ）は、受信アンテナが鉛直方向に延在し、且つ、実受信アレイのアンテナ間の中央に延在するように選択される。デジタルビームを形成するときに第１トランスミッタ及び第２トランスミッタによる測定を加えることにより、受信アンテナ間の半波長の条件が再び満たされ、「格子ローブ」の生成が防止される。
図１において、受信アレイと共に、６つの送信アンテナの配置も示されている。（ｎ−０．５）*ｄｚに等しい所定距離ｄｓだけ離間された多数のトランスミッタを用いることにより、ハーフライン送信位置切り替えを、送信位置の時間的な切り替えにより実行できる。距離「ｄｓ」は、トランスミッタの位相中心間の鉛直方向距離及び水平方向距離を示し、「ｄｚ」は、レシーバの個々のエミッタの位相中心間の鉛直方向距離及び水平方向距離を示し、「ｎ」は、可能な最小自然数である。図３は、この原理を、例として２つのトランスミッタに関して示す。トランスミッタは交互に用いられ、トランスミッタ間の距離が受信アレイ上に反映され、これにより、トランスミッタと実受信アレイとの間の距離だけシフトされた合成受信アレイが形成される。数式に従う、トランスミッタ距離間の上記の相互関係を用いることにより、合成レシーバは実レシーバ間に配置され、レシーバ距離を半減できる。レシーバ距離は、破壊的な「格子ローブ」（周期的に再発生するメインローブ）を回避するために、そして、大きい旋回角度をデジタルビーム形成により実現するために、レーダシステムのキャリア周波数の波長の約半分でなければならない。ここで、パラメータ「ｎ」が１よりも大きくなる場合、受信アレイのエッジにおいては距離の半減が生じない。アンテナアレイのエッジにおけるこれらのギャップが二次ローブを生じさせるため、対応するチャネルは、デジタルビーム形成に関して考慮されない。
ハーフライン送信位置切り替えにより、実受信アンテナの位相中心の間の距離は同一のパフォーマンスで２倍になる。このようにして得られた空間は、複合アンテナの技術的製造性に有利である。アレイ全体を形成するとき、信号ランタイム変更時の位相の変更は、送信プロセス中の、対象物のレーダセンサに対する移動により修正されなければならない。ハーフライン送信位置切り替えを、より小さい、及び、平均範囲の対象物に対しても用いることができるように、送信ユニットと受信ユニットとを互いに近接して配置するべきである。
図１に示した配置に対する、水平方向及び鉛直方向における複数のセミライン送信位置切り替えが図４に示されている。スペースの理由で、６つのトランスミッタが位相センサ間隔を有し、センサ間の間隔は、個々の受信アンテナの位相中心の間隔の１．５倍である。従って、受信アレイにおいて、アレイのエッジ上に、受信ラインの間隔の半減が生じないギャップが形成される。従って、以上の説明により、外側の合成受信ライン及び外側の実受信ラインはデジタルビーム形成において考慮されない。図５は、１２個の実受信ラインを有する送受信組立体を、使用される波形ホーンアンテナに必要な空間を○印で示したレイアウトで書き換えた様子を示す。ここで、トランスミッタ及びレシーバのための距離は、約＋／−４５度の角度範囲をデジタルビーム形成によりカバーできるように選択される。受信ラインの個数が、例えば１２個の場合、約８度の３ｄＢビーム幅となる。
対称的に構成された実受信ラインのための給電ネットワークは、ハードウェアに関して、個々の実受信アンテナ及び合成受信アンテナから成る受信ライン全体の振幅割り当てが高いサブローブ抑制を保証するように設計されなければならない。個々の合成受信アンテナは、実受信ラインを、個々の受信アンテナの位相中心の間隔が上下方向に１．５倍になるようにシフトすることにより作成される。これは、３つのトランスミッタのハーフライン送信位置切り替えにより行われる。こうして、個々の合成受信アンテナが特定の位置で、すなわち、対応する振幅割り当て係数及び増倍率を、図６に示されている合成受信ラインのために生じる位置で重畳される。
受信アンテナは、時計回り円偏波信号成分と反時計回り円偏波信号成分とを同時に受信しなければならない。図７に示されているように、１つの受信ラインに、両方の偏光方向のために２つの受信チャネルが形成されている。ここで要求されるのは、コポーラ信号成分とクロスポーラ信号成分との高分離である。これは、図８に示されている中隔偏光子を有する波形ホーンエミッタにより達成される。図５によれば、レシーバのために必要なスペースは４．２ｍｍである。この値は、ほぼ、約３．９ｍｍの７６ＧＨｚ〜７７ＧＨｚのキャリア周波数の波長である。開口の直径は、４．１ｍｍであるように設計されている。本発明によれば、中隔偏光子は、反時計回り円偏波受信信号のための受信チャネルのための、及び、時計回り円偏波受信信号のための受信チャネルのための共通の位相中心特性を有する。これは、偏波による対象物分類のための重要な必須条件である。
送信プロセス中、反時計回り若しくは時計回り回転の、又は、時間的に交互に反時計回り若しくは時計回りに回転する円偏波が放出される（図９）。この場合も波形ホーンエミッタが適しており、図１０に示されているように、波形ホーンエミッタは６．３ｍｍのスペースを必要とし、開口直径が６．１ｍｍであるように設計される。開口の寸法は、トランスミッタのメインローブがレーダのスキャニング範囲をカバーするように選択されなければならない。
ターゲット対象物において、偏波は対象物の表面構造に従って変更される。ここで、より大きいターゲット対象物を、多数の個々のターゲットに（例えば、図１１の車両において非常に簡略化して示されているように）分解できる。ここで、偏波方向の変更は、対象物の以下の特性、すなわち、対称角度、照射波に対する方位角、対象物における反射数、及び偏波角度により決定される。偏波角度は、ターゲットが非偏光電磁波をどれくらい強く偏光できるかという測定値である。図１１に示すように、反射焦点の特性は、例えば、対象物の反射焦点における反時計回り波（例えば、簡単に示されているように、全反射のみを含む）が反時計回り波として反射されてそのように受信されるのか、それとも、時計回り波として反射されてそのように受信されるのかを決定する。円形波は全反射により回転方向が変わるため、以下の状況が生じる：
−全反射数が偶数である対象物の反射焦点は、受信信号と送信信号との間で回転方向の変化を全く生じない（例えば、２面角）
−全反射数が奇数である対象物の反射焦点は、受信信号と送信信号との間で回転方向の変化を生じる（例えば、コーナリフレクタ）。
対象物が、反射焦点からの奇数及び偶数個の全反射により幾何学的に示されることにより、例えば、対象物の物理的寸法と、それにより、対象物のタイプ又はカテゴリとを決定することが可能である。
本発明の別の重要な態様は、ターゲットの反射焦点を決定するためのアルゴリズムである。このために、送信信号は、図１３に示されているように周波数変調される（ＦＭＣＷ）。文献から公知のＦＭＣＷ原理によれば、受信信号において、いわゆるレンジゲートが、送信信号の周波数偏差のレベルに従って得られ、また、フーリエ変換（レンジフーリエ変換）の計算後、以下のレンジ分解能が得られる：
レンジ分解能＝光速／（周波数偏差×２）
そして、これとは別の、多数の周波数傾斜に関する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）（ドップラＦＦＴ）の計算後、個々のレンジゲートにおける対象物の速度情報が得られる。図１２に示されているように、受信チャネルのためにレンジ及び速度ＦＦＴが計算され、同時に、反時計回り受信信号及び時計回り受信信号のための受信チャネルのために、レンジ及び速度ＦＦＴが計算される。すなわち、全反射数が偶数である反射焦点がチャネルのスペクトルに、偏波回転なしで現れる。また、全反射数が奇数である反射焦点がチャネルに、偏波回転を有して現れる。こうして、スペクトルから、等しい偏波焦点間の距離をそれぞれ決定できる。さらに、回転偏波焦点と非回転偏波焦点との間の距離を決定することを可能にするために、長さが２倍の共通のＦＦＴを両方のチャネルに関して計算する。例えば、非回転チャネルの値がＦＦＴの入力シーケンスの実数部に設定され、回転チャネルの値がＦＦＴの入力シーケンスの虚数部に設定される。対象物は、ＦＦＴを用いて算出された３つのスペクトルのスペクトル成分を評価することにより分類される。
高分解能ＦＦＴを（反時計回りチャネル及び時計回りチャネル並びに合計チャネルに関して）それぞれ計算する代わりに、以下のアルゴリズムも可能である。すなわち、
レンジ及び速度ＦＦＴを低レンジ分解能（周波数偏差が小さい）で計算する。そして、存在し得る対象物が後方散乱断面をベースとしたレンジゲートで識別されているならば、この特定のレンジゲートのために、高分解能ＤＦＴ（離散フーリエ変換）を、回転チャネル及び非回転チャネル並びに合計チャネルにおいて、高い周波数偏差を有して生じる新しい送信／受信サイクルにより計算する。対象物の分類が、以上に説明したように行われる。
（図の説明）
図１は、送受信アンテナユニットの配置を示す。このユニットは、個々の受信アンテナの位相中心の間隔ｄｚの（ｎ−０．５）倍の間隔を有する６つのトランスミッタを含み、ｎは自然数である。ここで、３つのセンサが鉛直方向に配置され、それらがそれぞれ２つの水平方向位置に配置されている。受信アレイは、鉛直方向の個々の受信アンテナから成る、水平方向に配置された多数の受信チャネルから形成されている。全ての個々の受信アンテナの位相中心からの距離は、パラメータｄｚに対応している。
符号は以下の通りである。
Ｒｘ：受信チャネル
Ｔｘ：トランスミッタ
ｄｓ：位相中心−トランスミッタの間隔
ｄｚ：位相中心−個々の受信アンテナの間隔
ｎ：自然数（１，２，３，・・・）
Ｙ：個々のアンテナ素子
図２は、デジタルビーム形成の原理を示す。付加的な位相成分が各レシーバに付与されている。この位相成分の量は、旋回角度、レシーバの幾何学的配置、レシーバ間の距離、及び、レーダシステムのキャリア周波数の波長に依存する。
符号は以下の通りである。
Ｙ：レシーバ
α：位相成分
ｄ：２つのレシーバ間の距離
Θ：旋回角度
λ０：波長
図３は、ハーフライン送信位置切り替えの動作モードを示す。ここで、２つのトランスミッタが、個々の実受信アンテナの位相中心の間隔ｄｚの（ｎ−０．５）倍の間隔（ｎは自然数）を有して配置されている。そして、レシーバ側にて、実レシーバ及び合成レシーバから成る受信アレイが生成されている。合成レシーバは、アレイ端以外では、実レシーバの間に配置されている。
符号は以下の通りである。
Ｒｘ：実レシーバ
Ｒｘ＿ｓ：合成レシーバ
Ｔｘ：トランスミッタ
ｄｚ：位相中心−個々の受信アンテナの間隔
ｎ：自然数（１，２，３・・・）
図４は、実成分及び合成成分から成る受信アレイの全体、及び、個々の実受信アンテナの位相中心の間隔ｄｚの１．５倍の間隔を有する、関連する６つのトランスミッタを示す。この図において、個々の実アンテナ及び合成アンテナの各々が記号で示されており、受信アレイの、信号処理にて使用される部分が囲って示されている。
符号は以下の通りである。
○Ｙ：個々の合成アンテナ
Ｙ：個々の実アンテナ
Ｔｘ：トランスミッタ
Ｒｘ：受信ライン
ｄｚ：位相中心−個々の受信アンテナの間隔
図５は、図４に示したような送受信ユニットであり、受信アレイが１２個の受信チャネルから成り、個々の実アンテナのみが示され、波形ホーンアンテナを使用する場合に実アンテナにより実際に必要とされる空間が示されている。個々のアンテナの位相中心の間隔は４．２ｍｍに特定されている。この結果の、送受信ユニットのための正確な間隔が、数ミリメートルのブラケットで与えられる。
符号は以下の通りである。
○：個々のアンテナ（波形ホーンアンテナ）のために必要な空間
ｄｚ：位相中心−個々の受信アンテナの間隔
Ｔｘ：トランスミッタ
Ｒｘ：受信ライン
図６は、図５に示した鉛直方向の３つのトランスミッタを使用した場合の受信ラインの鉛直方向の振幅割り当てを示す。この図に、受信ラインの個々の実受信アンテナのための空間必要条件、それぞれにシフトされた個々の合成受信アンテナ、個々の受信アンテナの各々のそれぞれの振幅割り当て係数が、さらに、合成アンテナのための増倍率が示されている。ここで、個々の実受信アンテナの振幅割り当ては対称である。受信ライン（左側）は、実ホーンエミッタ及び合成ホーンエミッタから成る。送信ユニットは、鉛直方向に配置された３つのトランスミッタから成る。
符号は以下の通りである。
Ｔｘ：トランスミッタ
Ｒｘ：受信ライン
ｄｚ：位相中心−個々の受信アンテナの間隔
ａ：個々の受信アンテナの振幅割り当て係数
ｓ：合成受信ラインの増倍率
○：個々の実受信アンテナ（波形ホーンアンテナ）のための空間必要条件
○（点線）：シフトされた個々の合成受信アンテナ
図７は、受信ラインの受信チャネル構造を示す。個々の各アンテナのために、右旋円偏波信号のための受信チャネル、及び、左旋円偏波信号のための受信チャネルが存在する。そして、右旋円偏波信号及び左旋円偏波信号のための受信チャネルの全てが互いに接続されている。
符号は以下の通りである。
ＲＨＣ＝右旋円偏波
ＬＨＣ＝左旋円偏波
Ｒｘ：受信ライン
図８は、個々の受信アンテナの断面図である。これは、７６ＧＨｚ〜８１ＧＨｚの周波数のための一体的な中隔偏光子を有する軸方向波形ホーンエミッタである。個々の受信アンテナの、水平方向及び鉛直方向における空間必要条件は４．２ｍｍである。開口は４．１ｍｍに特定されている。
図９は、送信アンテナの送信チャネル構造を示す。トランスミッタに、右旋円偏波信号及び左旋円偏波信号が時系列的に供給される。
符号は以下の通りである。
ＲＨＣ＝右旋円偏波
ＬＨＣ＝左旋円偏波
タイミング＝切り替えプロセスの時系列
図１０は、送信アンテナの断面図である。これは、７６ＧＨｚ〜８１ＧＨｚの周波数のための一体的な中隔偏光子を有する軸方向波形ホーンエミッタである。送信アンテナの、水平方向及び鉛直方向における空間必要条件は６．３ｍｍである。開口は６．１ｍｍに特定されている。
図１１は、例として、車両上の反射焦点と、これらの反射焦点が、電磁波の左旋円偏波が放射されたときに波の偏光方向に与える影響とを示す。コーナリフレクタの形態の反射焦点により、偏波方向はクロスポーラへと回転する。一方、２面角の形態の反射焦点の場合、偏波方向に変化は全く生じない。
符号は以下の通りである。
ＲＨＣ＝右旋円偏波
ＬＨＣ＝左旋円偏波
図１２は、偏波レーダの信号処理を示す。ここで、３つの信号処理アルゴリズムが並行して実行されている様子が示されている。これらのアルゴリズムは、左旋円偏波信号及び右円偏波信号に関する受信チャネルのデータを、個々に、及び、組み合わせて評価する。範囲、速度、角度、及び、対象物のカテゴリ識別情報が、図示されている実フーリエ変換及び複合フーリエ変換の配置、重み付き受信チャネル付加、並びに、ハーフライン送信位置切り替え及びデジタルビーム形成の原理による振幅分布評価により得られる。
符号は以下の通りである。
ＲＨＣ：右旋円偏波
ＬＨＣ：左旋円偏波
ＦＦＴ：フーリエ変換
ＳＡＲ：送信位置切り替え
ＤＢＦ：デジタルビーム形成／ビームステアリング
図１３は、時間経過における送信信号の周波数変調を示す。キャリア周波数及び周波数偏差の概念がこのグラフにて実現されている。
符号は以下の通りである。
ｆ：周波数
ｔ： 時間
ｆＴ：キャリア周波数
Δｆ：周波数偏差

Claims (14)

  1. 送信アンテナによって円偏波を放射する送信組立体と、反射された円偏波成分をアンテナ組立体によって受信するレシーバ組立体とから成る偏波レーダであって、
    複数の２チャネルレシーバが前記レシーバ組立体として設けられ、前記レシーバが時計回り円偏波信号成分と反時計回り円偏波信号成分とを同時に受信し、これらの信号成分が、前記アンテナ組立体の下流でのデジタルビーム形成のために提供されることを特徴とする、偏波レーダ。
  2. 前記送信組立体が、水平方向及び鉛直方向において多数のトランスミッタを有し、当該トランスミッタの位相中心距離が、前記レシーバの個々のアンテナ素子の位相中心間隔に依存して、周期的に再発生するメインローブ（いわゆる格子ローブ）がハーフライン送信位置切り替えにより抑制されるように選択されることを特徴とする、請求項１に記載の偏波レーダ。
  3. 鉛直方向及び水平方向におけるデジタルビームステアリングのために、受信アンテナの各アンテナ素子又はアンテナ素子群が、送信信号に関連するコポーラ受信信号のための、及び、送信信号に関連するクロスポーラ受信信号のための別々の受信チャネルを有し、且つ、ハーフライン送信位置切り替えが、少なくとも４つの送信アンテナの使用により鉛直方向及び水平方向の両方において実現されることを特徴とする、請求項１または２に記載の偏波レーダ。
  4. 前記レシーバ組立体が鉛直方向の受信ラインを有し、当該鉛直方向の受信ラインの受信ネットワークが、ハーフライン送信位置切り替えにより発生する実成分及び合成成分から成る前記受信ラインが合成ラインの振幅重畳因子及び振幅増倍因子により低レベルのサブローブを有するように設計されていることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の偏波レーダ。
  5. 各送信アンテナ及び受信アンテナが、右旋円偏波と左旋円偏波とを分離させ、しかし、軸方向に構成された波形ホーンを用いる場合には、好ましくは共通の位相中心、及び、好ましくは一体的な中隔偏光子を有することを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載の偏波レーダ。
  6. 前記レシーバ組立体の個々の受信アンテナの２つの位相中心間の距離が、レーダシステムの照射波のキャリア周波数の波長と、当該波長の１．２５倍の波長との間になる値を有することを特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の偏波レーダ。
  7. 前記送信アンテナが、ハーフライン送信位置切り替えに適した開口の寸法を有し、前記開口のローブ幅、好ましくは３ｄＢローブ幅が、送信プロセス中の前記レシーバのスキャニング範囲をカバーすることを特徴とする、請求項１から６のいずれか一項に記載の偏波レーダ。
  8. 前記送信組立体が６つの送信アンテナから成り、当該６つの送信アンテナが、好ましくは、鉛直方向に３つ並び且つ水平方向に２つ隣り合うように配置され、当該２つの隣り合う送信アンテナが、個々の受信アンテナの位相中心の間隔ｄｚの（ｎ−０．５）倍の間隔を有し且つｎが整数に等しいことを特徴とする、請求項１から７のいずれか一項に記載の偏波レーダ。
  9. 軸方向に構成された波形ホーンを使用する場合、好ましくは、中隔偏光子を用いた偏波方向の高分離のために、トランスミッタの各々が、右旋円偏波及び左旋円偏波の両方を可逆的に放射することを特徴とする、請求項１から８のいずれか一項に記載の偏波レーダ。
  10. 請求項１から９のいずれか一項に記載の偏波レーダを用いた対象物分類のための方法であって、以下のステップ、すなわち、
    ａ）円偏波を放射する送信組立体と、反射された電磁波をデジタルビーム形成の原理に従ってアンテナ組立体により受信する、レシーバ組立体としての複数の２チャネルレシーバとを設け、時計回り円偏波成分及び反時計回り円偏波成分が同時に受信されるステップと、
    ｂ）対象物の、前記対象物の反射焦点の位置による、タイプ及び寸法に従う分類を、反時計回り円偏波受信信号のための受信チャネル、及び、時計回り円偏波受信信号のための受信チャネルの両方においてレンジ及び速度のフーリエ変換により決定するステップと、を有する方法。
  11. 送信信号に関連するコポーラ受信信号の、対象物の反射焦点の位置を決定するために、そして、これとは独立に、送信信号に関連するクロスポーラ受信信号の、前記対象物の反射焦点の位置を決定するために、レンジ及び速度のフーリエ変換がそれぞれ計算され、且つ、対象物分類のためにスペクトルが評価されることを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
  12. 送信信号に関連するコポーラ受信信号の、対象物の反射焦点の位置を、送信信号に関連するクロスポーラ受信信号の、対象物の反射焦点の位置に対して決定するために、共通のレンジ及び速度のフーリエ変換が計算され、且つ、対象物分類のためのスペクトルが評価されることを特徴とする、請求項１０または１１に記載の方法。
  13. 送信信号に関連するコポーラ受信信号の、対象物の反射焦点の位置を、送信信号に関連するクロスポーラ受信信号の、対象物の反射焦点の位置に対して決定するために、レンジ及び速度フーリエ変換を、前記２つの受信チャネルの一方を用いて計算し、これにより、関連する対象物のレンジゲートを大まかに決定し、次いでレンジ及び速度の高分解能離散フーリエ変換を、両方の受信チャネルに対して別々に、及び、両方の受信チャネルを一緒に、関連する対象物によるそれぞれのレンジゲートを用いて計算し、次いで、それらのスペクトルを対象物分類のために評価することを特徴とする、請求項１０から１２のいずれか一項に記載の方法。
  14. 移動ベース、好ましくは車に一体化された偏波レーダであって、好ましくは自動車用に許容された、好ましくは周波数変調された連続波信号の放射による７６ＧＨｚ〜８１ＧＨｚの範囲の送信周波数を使用する、対象物決定のための、請求項１から９のいずれか一項に記載の偏波レーダの使用。
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