JP7224292B2 - レーダ装置およびそれを備える自動車 - Google Patents

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Description

本発明は、目標物の仰俯角を算出する機能を備えるレーダ装置およびそれを備える自動車に関するものである。
従来、この種のレーダ装置としては、例えば、特許文献１に開示された船舶用レーダ装置がある。このレーダ装置では、アンテナから送信ビームを送信するため、送信信号は、移相器などを含んでなる仰俯角方向走査部を介してアンテナに送られる。アンテナは、多数のアンテナ素子が高さ方向に積層されて構成され、回転軸の周りを回転する。送信信号はチャープ信号であり、直線状の周波数変調が加えられている。１パルスの送信ビームは、主ビームの放射方向が、周波数の低いパルス初期には最も下方の俯角方向に向けられ、送信信号の周波数の増加に伴って上方に向かって変化する。周波数が最も高くなるパルス終期においては、その放射方向が最も上方の仰角方向に向けられる。アンテナで受信される反射エコーの受信信号成分は仰俯角方向走査部を通過し、受信ビームの仰俯角方向の角度が送信ビームの角度に一致するものが受信部に送られる。
受信部では、フーリエ変換などの解析手法を用いて、各時間における受信信号の周波数成分が検出される。検出された受信信号の周波数成分から、送信信号の対応する周波数成分の反射エコーであることが分かり、送信ビームの主ビームが向いていた仰俯角が求まる。また、受信時間から送信ビームの電磁波が往復した距離が求まる。このような特許文献１に開示された船舶用レーダ装置のように、遠距離にある船舶のような目標物を測距するレーダ装置では、粗い距離分解能であっても目標物の大きさを考慮すると問題とはならないため、チャープ期間を長くすることが可能となる。このため、距離に対応する時間差の測定も簡易な回路構成で実現することができる。また、仰角方向当たりの電力増加に伴い、受信感度も向上する。
また、従来、特許文献２に開示されたレーダ装置もある。このレーダ装置は、送信アンテナＴx1，Ｔx2と受信アンテナＲx1，Ｒx2，Ｒx3，Ｒx4の全てが、開口面の長手方向が鉛直方向に配置されて、構成される。２つの受信アンテナＲx1，Ｒx2は素子間隔Ｌｈをあけて水平方向に配置され、２つの送信アンテナＴx1，Ｔx2は２つの受信アンテナＲx1，Ｒx2を挟むように水平方向に配置される。さらに、２つの受信アンテナＲx3，Ｒx4は、素子間隔Ｌｖで鉛直方向に配置され、かつ、送信アンテナＴx2に隣接して水平方向に配置される。目標物の方位角は水平方向に配置された２つの受信アンテナＲx1，Ｒx2の位相差から求められ、目標物の仰俯角は鉛直方向に配置された２つの受信アンテナＲx3，Ｒx4の位相差から求められる。
特開２０１２－１０８０７５号公報 特開２０１２－９８１０７号公報
特許文献１に開示されたレーダ装置のように、遠距離にある船舶のような目標物を測距するレーダ装置に対して、車載レーダのような比較的近距離かつ小型の目標物を検知する場合には、船舶のような遠距離の目標物に比べて距離分解能と受信系の時間分解能を高くする必要がある。その結果、送信信号のチャープ期間は短くなり、目標物の検出感度は、周波数偏移変調（ＦＳＫ）波のような連続波にして送信信号を送信する場合に比較して劣化する。また、目標物までの距離が短くなるため、送信信号波と反射波との時間差を検知するためには、時間分解能が高い検知回路が必要となる。例えば、目標物までの距離Ｒが６[ｍ]の場合におけるこの時間差Δｔは、光速をｃとすると、Δｔ＝２Ｒ／ｃ＝４０[ｎｓｅｃ]となる。この時間差を精度良く測定するためには、高いサンプリング周波数の検知回路やＡＤ（アナログ・デジタル）変換回路を備えた装置が必要となる。また、仰角方向にアンテナを配置したり、受信系統（LNA, MIXER, IFAMP, FILTER）を追加することによって、回路が複雑になり、コストが高くなるという問題がある。
本発明は、時間分解能の高い検知回路やＡＤ変換回路を使うことなく、簡単な回路で安価に目標物の仰俯角を精度良く測定できるレーダ装置、およびそれを備える自動車を提供することを目的とする。
このために本発明は、
多値の周波数に偏移変調した送信信号を発生させる信号発生器と、
複数のアンテナ素子が同一平面上に列方向に直線状に配置されて形成された単位アンテナからなり、信号発生器で発生した送信信号の偏移変調される多値の各周波数に応じた送信信号波が各アンテナ素子から偏移変調される多値の各周波数毎に順次離散的に送信されることで、送出するビームが仰俯角に傾けられる送信アンテナと、
複数のアンテナ素子が同一平面上に列方向に直線状に配置されて形成された単位アンテナが同一平面上に行方向に複数並んで配置されて構成され、送信アンテナから送信された送信信号波が目標物で反射して戻る反射波が、受信アンテナを構成する単位アンテナの各アンテナ素子に受信信号波として受信される複数の受信アンテナと、
送信信号波および受信信号波の周波数を中間周波数に変換するミキサと、
中間周波数に変換された送信信号波の電圧と受信信号波の電圧との乗算信号を偏移変調される多値の各周波数毎に取得し、取得した乗算信号間の位相差および偏移変調される周波数の差から目標物までの距離を算出し、取得した乗算信号の周波数から目標物との相対速度を算出すると共に、送信アンテナが形成される基板の比誘電率をεＳ、取得した乗算信号の周波数において送信アンテナに給電される送信信号波の送信周波数をｆｉ、送信アンテナを構成する各アンテナ素子間の距離をｄ、真空中の光速をｃ ０ としたときに、送信信号波の多値に偏移変調された周波数および送信アンテナを構成するアンテナ素子間の距離から目標物の仰俯角φｉを以下の（１２）式によって算出する
Figure 0007224292000001
 演算器と
を備え、レーダ装置を構成した。
本構成によれば、多値の周波数に偏移変調した送信信号がアレイアンテナから送信され、目標物で反射して戻る反射波が受信信号波としてアレイアンテナに受信される。したがって、目標物の仰俯角は、従来の受信信号波の周波数ではなく、送信信号波の周波数から、演算器によって上記の（１２）式により演算される。また、送信信号が多値の周波数に偏移変調されてアレイアンテナから送信され、既知の多値の送信周波数に基づいて目標物の仰俯角が演算される。このため、目標物までの距離が短い場合においても、時間分解能の高い検知回路やＡＤ変換回路を使うことなく、簡単な回路で安価に目標物の仰俯角を精度良く測定できる。
また、本構成によれば、中間周波数に変換された送信信号波と受信信号波との乗算信号を、偏移変調される多値の各周波数毎に取得することで、目標物の仰俯角に加え、目標物までの距離および目標物との相対速度を簡単な回路で安価に精度良く測定できる。
また、本発明は上記のレーダ装置を備える自動車を構成した。
本発明によれば、目標物までの距離が短い場合においても、時間分解能の高い検知回路やＡＤ変換回路を使うことなく、簡単な回路で安価に目標物の仰俯角を精度良く測定できるレーダ装置、およびそれを備える自動車を提供することができる。
（ａ）は、本発明の一実施形態によるレーダ装置の概略構成図、（ｂ）は目標物の座標である。 一実施形態によるレーダ装置を構成するアレーアンテナの平面図である。 （ａ）は、図２に示すアレーアンテナを構成する単位アンテナの平面図、（ｂ）は、送信アンテナから送信される送信信号波の仰俯角を示す説明図である。 （ａ）は、送信アンテナから送信される送信信号波の周波数を変化させたときの仰俯角方向の指向性変化を示すグラフ、（ｂ）は、（ａ）に示すグラフにおける各特性線のピーク値付近の特性を一部拡大して示すグラフである。 図４に示すグラフにおける各特性線のピーク値がとる仰俯角と、その仰俯角をとる特性線の周波数との関係を示すグラフである。 一実施形態によるレーダ装置による送信信号の周波数と仰俯角との相関関係を示すグラフである。 一実施形態によるレーダ装置による送信信号の周波数を階段状に増加させた際における、送信信号の周波数変化を時系列に示すグラフである。 一実施形態によるレーダ装置を構成するアレーアンテナに受信される受信信号波の方位角を示す説明図である。 一実施形態によるレーダ装置において目標物の仰俯角・方位角・距離・相対速度を得る流れを示すフローチャートである。 一実施形態によるレーダ装置を備える自動車の側面図である。 一実施形態によるレーダ装置を備える、他の状況における自動車の側面図である。
次に、本発明のレーダ装置を実施するための形態について、説明する。
図１（ａ）は、本発明の一実施形態によるレーダ装置１の概略構成図である。
レーダ装置１は、ＲＦ（Radio Frequency）信号発生器２、アレイアンテナ３、ミキサ４、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter:アナログ／デジタル変換器）５および演算器６を備えて構成される。ＲＦ信号発生器２は、信号周波数を時間で変化させることが可能な信号発生器であり、多値の周波数に偏移変調した、つまり、多値ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）によって変調した送信信号を発生させる。アレイアンテナ３は、送信アンテナＴxと受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)とから構成される。送信アンテナＴxは、ＲＦ信号発生器２で発生した送信信号の周波数に応じた仰俯角にビームが傾いた送信信号波を送信する。受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)は、送信アンテナＴxから送信された送信信号波が目標物で反射して戻る反射波を受信信号波として受信する。ミキサ４は、送信信号波および受信信号波の周波数を中間周波数ＩＦ（Intermediate Frequency） に変換する。ＡＤＣ５は、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して出力する。演算器６は、送信信号波および受信信号波に基づき、後述するように、目標物の仰俯角、目標物の方位角、目標物までの距離および目標物との相対速度を算出する。
図１（ｂ）は、目標物７の仰俯角φ、目標物の方位角θおよび目標物７までの距離Ｒを示す座標である。目標物７の仰俯角φは、実線の矢印で示す目標物ベクトルがｘｙ平面とｚ軸方向に成す角度で、ｘｙ平面から見上げる角度が仰角、見下げる角度が俯角となる。方位角θは、図で点線で示す、目標物ベクトルのｘｙ平面への投影ベクトルがｘ軸と成す角度である。目標物７までの距離Ｒは、座標の原点にあるレーダ中心から目標物７までの距離である。
図２は、アレイアンテナ３の構成を示す平面図である。アレイアンテナ３は同一平面上に形成されて構成される。１つの送信アンテナＴxおよびｕ個の各受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)は、それぞれ図３（ａ）に示す単位アンテナ３(i)から成り、直線状に配置される４個のパッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４と、１つのアンテナ給電点Ｑから構成される。
送信アンテナＴxは、パッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４が列方向に直線状に配置されて、アンテナ給電点Ｑからそれぞれに給電される信号周波数の位相が異ならせられることで、仰俯角方向に電波を送信する。また、受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)が行方向に並んで配置されることで、隣接する各受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)に受信される信号波の位相差から、目標物７の方位角θが後述するように算出される。さらに、送信アンテナＴxに給電される既知の送信信号の周波数から、目標物７の仰俯角φが後述するように算出される。
単位アンテナ３(i)を構成する各パッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４は、距離ｄの間隔をあけて、図示しない基板上に形成される。各パッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４から送信される信号波の位相η１（０≦η１≦π）は、信号波の基板内の波長をλ（ｆ）、アンテナ番号をｍとすると、次の（１）式に表される。
Figure 0007224292000002
ここで、アンテナ番号ｍは、パッチアンテナ素子ｐ１が１、パッチアンテナ素子ｐ２が２、パッチアンテナ素子ｐ３が３、パッチアンテナ素子ｐ４が４である。信号波の基板内の波長λ（ｆ）は、基板の持つ比誘電率εＳのため、次の（２）式に表され、自由空間における波長λ０（ｆ）に比べて短くなる。
Figure 0007224292000003
また、各パッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４から送信される信号波の位相η２は、送信信号波が送信される仰俯角φを用いて、次の（３）式に表される。
Figure 0007224292000004
図３（ｂ）は、この仰俯角φを表す説明図である。各パッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４からは、（３）式に表される位相η２の信号波Ｓｔｘがそれぞれ送信される。送信信号波Ｓｔｘは水平方向Ｈに対して角度φの仰俯角方向へ送信される。送信信号波Ｓｔｘの位相ゼロ点Ｏを図３（ａ）に示すようにパッチアンテナ素子ｐ１にとると、各送信信号波Ｓｔｘの位相ゼロ点Ｏを結ぶ直線Ｌは各パッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４の配置方向と角度φを成し、各送信信号波Ｓｔｘの送信方向と直交する。位相η２は、パッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４間の距離ｄ・（ｍ－１）を斜辺とする直角三角形のsinφから、幾何学的に（３）式のように表される。
（１）式により表される各パッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４の位相η１と、（３）式により表される各パッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４の位相η２とは同じになるはずであるから、次の式変換によって（４）式が導かれる。
Figure 0007224292000005
 すなわち、送信信号波Ｓｔｘの仰俯角φは周波数ｆの関数φ（ｆ）として表される。
図４（ａ）は、送信アンテナＴxから送信する送信信号波Ｓｔｘの周波数ｆを変化させたときの仰俯角方向の指向性変化を示すグラフである。同グラフの横軸は仰俯角φ（ｄｅｇ）、縦軸は信号強度ｄＢ（arb.unit）である。また、２１本の特性線は、送信信号波Ｓｔｘの周波数ｆを７０ＧＨｚ～９０ＧＨｚまで１ＧＨｚ毎に変化させた際における送信アンテナＴxの指向性変化を表す。図４（ｂ）は、同図（ａ）に示すグラフにおける各特性線のピーク値付近の特性を一部拡大して示すグラフであり、同グラフの横軸および縦軸は同図（ａ）のグラフと同じである。
図５に示すグラフは、図４に示すグラフにおける各特性線のピーク値がとる仰俯角φと、その仰俯角φをとる特性線の周波数ｆとの関係を示すグラフであり、送信周波数ｆに対して仰俯角φをプロットしたグラフである。同グラフの横軸は周波数ｆ（ＧＨｚ）、縦軸は仰俯角φ（ｄｅｇ）である。同グラフおよび（４）式から、送信アンテナＴｘへ印加する送信信号の周波数ｆによってビームを仰俯角方向へ傾ける設計を行えることが理解される。
レーダ装置で行われる送信信号の変調方式には様々な方式が知られているが、本実施形態では、多値ＦＳＫの方式によって送信信号に変調をかける。多値ＦＳＫでは、図６のグラフに示すように、送信信号の周波数ｆをｆ(1)，ｆ(2)，…，ｆ(n-1)，ｆ(n)と離散的に変化させて、周波数ｆから（４）式によって演算される仰俯角φをφ(1)，φ(2)，…，φ(n-1)，φ(n)と変化させる。同グラフの横軸は送信信号の周波数ｆ（Ｈｚ）、縦軸は仰俯角φ（ｄｅｇ）である。一般的なＦＳＫでは２値（ｆ1，ｆ2）を切り替える手法が用いられるが、本実施形態では周波数ｆは上記のように多値をとる。
図７のグラフは、1回の測定で送信信号の周波数ｆをｆ(1)からｆ(n)までｎ回階段状に増加させた際における、送信信号の周波数変化を時系列に示すグラフである。同グラフの横軸は時間（ｓｅｃ）、縦軸は送信信号の周波数ｆ（Ｈｚ）である。区間(1)では周波数ｆ(1)の信号が送信され、区間(2)では周波数ｆ(2)、区間(n-1)では周波数ｆ(n-1)、区間(n)では周波数ｆ(n)の信号が離散的に送信される。そして、各区間では、送信アンテナＴｘから送信される以下の（５）式に示される送信信号波電圧Ｖｔｘと、受信アンテナＲｘに受信される以下の（６）式に示される受信信号波電圧Ｖｒｘとの乗算が演算器６において行われる。
ここで、Ａｔｘは送信信号波電圧Ｖｔｘの振幅、Ａｒｘは受信信号波電圧Ｖｒｘの振幅、Ψは送信信号波電圧Ｖｔｘの位相、ω1（＝２πｆ1）は送信信号波電圧Ｖｔｘの角周波数、Ｒは目標物７までの距離、ｖは目標物７との相対速度、ｃ ０ は真空中の光速である。
Figure 0007224292000006
以下の（７）式は、ミキサ４において中間周波数ｉｆに変換されて図示しないローパスフィルタ（ＬＰＦ）でフィルタがかけられた後に、演算器６によって各区間において行われる送信信号波電圧Ｖｔｘと受信信号波電圧Ｖｒｘとの乗算信号Ｖｔｘ×Ｖｒｘを示す。ここで、ｃ ０ は真空中の光速である。
Figure 0007224292000007
上記の（７）式は、時間ＴCPI（図７参照）におけるｉｆ(1)信号からｉｆ(n)信号までのｎ個のセットとなり、第１項は目標物７との相対速度ｖによるドップラー周波数、第２項は距離Ｒによる位相を示している。また、ｉ番目のｉｆ(i)信号における第１項の（２ｆｉｖ／ｃ ０ ）はｉｆ(i)信号の周波数ｆif,i、第２項の（２Ｒi／２ｆi／ｃ ０ ）はｉｆ(i)信号の位相φif,iを表す。このｉｆ信号のセットと既知の周波数ｆ（ｆ(1)，ｆ(2)，…，ｆ(n-1)，ｆ(n)）とを用いることで、第１項から目標物７との相対速度ｖが次の（８）式により、第２項から距離Ｒが次の（９）式により、得ることが可能である。
Figure 0007224292000008
すなわち、演算器６は、中間周波数ｉｆに変換された送信信号波電圧Ｖｔｘと受信信号波電圧Ｖｒｘとの乗算信号Ｖｔｘ×Ｖｒｘを、偏移変調される多値の各周波数ｆ(1)，ｆ(2)，…，ｆ(n-1)，ｆ(n)毎に取得し、取得した乗算信号ｉｆ(1)，ｉｆ(2)，…，ｉｆ(n-1)，ｉｆ(n)間の位相φif,iの差から目標物７までの距離Ｒを（９）式によって算出し、取得した乗算信号ｉｆ(1)，ｉｆ(2)，…，ｉｆ(n-1)，ｉｆ(n)の周波数ｆif,iから目標物７との相対速度ｖを（８）式によって算出する。
また、目標物７の方位角θは、図３（ｂ）に示す仰俯角φと同様に図８に表され、各受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)には、次の（１０）式に表される位相ξ ｋ の信号波Ｓｒｘがそれぞれ受信される。ここで、ｄは受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)間の距離、ｋは受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)の系統番号である。
Figure 0007224292000009
受信信号波Ｓｒｘは水平方向Ｈに対して角度θの方位角方向から到来する。受信信号波Ｓｒｘの位相ゼロ点Ｏを受信アンテナＲx(1)にとると、各受信信号波Ｓｒｘの位相ゼロ点Ｏを結ぶ直線Ｌは各受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)の配置方向と角度θを成し、各受信信号波Ｓｒｘの到来方向と直交する。位相ξ ｋ は、受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)間の距離ｄ・（ｋ－１）を斜辺とする直角三角形のsinθから、幾何学的に（１０）式のように表される。目標物７の方位角θは、アレイアンテナ３を構成する各受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)に受信される受信信号波Ｓｒｘ の位相ξ 1 , ξ 2 , …, ξ u-1 ,ξ u から、演算器６によって次の（１１）式によって算出される。ここで、ξ ｋ ，ξ ｋ＋１ は、系統番号ｋ，ｋ＋１の受信アンテナＲx(k)，Ｒx(k+1)における受信信号波Ｓｒｘの位相である。
Figure 0007224292000010
また、ＦＳＫ周波数（ｆ(1)，ｆ(2)，…，ｆ(n-1)，ｆ(n)）が（４）式に示されるように送信信号波Ｓｔｘの仰俯角φ ｉ に相当するため、目標物７の仰俯角φ ｉ は、区間番号ｉの送信アンテナＴxに給電される送信信号波Ｓｔｘの送信周波数をｆｉとすると、次の（１２）式により算出可能となる。
Figure 0007224292000011
 すなわち、目標物７の仰俯角φ ｉ は、送信信号波Ｓｔｘの周波数ｆｉから演算器６によって（１２）式から算出される。
図９は、上述した目標物７の仰俯角φ・方位角θ・距離Ｒ・相対速度ｖを得る流れを示すフローチャートである。既知の送信信号波Ｓｔｘの送信周波数ｆｉから目標物７の仰俯角φが（１２）式によって得られる。また、時間の関数である中間信号ｉｆ(1,2,…,n-1,n)(t)をフーリエ変換（ＦＦＴ）して周波数の関数として得られる中間周波数信号ＩＦ(f)の位相差∠ＩＦ(f)から、目標物７までの距離Ｒが（９）式によって得られる。また、受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)に受信される受信信号波Ｓｒｘ の位相ξ 1 , ξ 2 , …, ξ u-1 ,ξ u から、目標物７の方位角θが（１１）式によって得られる。また、中間周波数信号ＩＦ(f)のピーク値│ＩＦ(f)│から、目標物７との相対速度ｖが（８）式によって得られる。
このような本実施形態によるレーダ装置１によれば、多値のＦＳＫによって変調した送信信号波Ｓｔｘが送信アンテナＴｘから送信され、目標物７で反射して戻る反射波が受信信号波Ｓｒｘとして受信アンテナＲx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)に受信される。このように変調方式として多値ＦＳＫを用いることにより、目標物７からの受信信号波Ｓｒｘと送信信号波Ｓｔｘとのビート周波数は目標物７のドップラー周波数となる。したがって、目標物７の仰俯角φは、従来の受信信号波の周波数ではなく、上記のように送信信号波Ｓｔｘの周波数ｆｉから、演算器６によって演算される。
また、送信信号波Ｓｔｘが多値の周波数ｆ(1)，ｆ(2)，…，ｆ(n-1)，ｆ(n)に偏移変調されてアレイアンテナ３から送信され、既知の多値の送信周波数ｆ(1)，ｆ(2)，…，ｆ(n-1)，ｆ(n)に基づいて目標物７の仰俯角φが演算される。このため、目標物７までの距離Ｒが短い場合においても、ナノ秒オーダーの時間分解能の高い検知回路やＡＤ変換回路を使うことなく、簡単な回路で安価に目標物７の仰俯角φを精度良く測定できる。例えば、目標物７のドップラー周波数は、目標物７が速度１０ｍ／ｓｅｃで移動する場合、送信周波数２４ＧＨｚでは１．６ＫＨｚとなる。したがって、低速なＡＤＣ５からの演算結果を用いて、演算器６において、目標物７の上記仰俯角φを始めに、方位角θ、距離Ｒおよび相対速度ｖを簡易に得ることが可能となる。
また、送信アンテナＴｘに印加する信号の周波数によって送信ビームの仰俯角φを任意の範囲に制限することができるため、地面等からのクラッタにより受ける影響の抑圧が可能になる。また、周波数変調された連続波を使用するＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダと比較して、本実施形態によるレーダ装置１では、多値のＦＳＫ変調によって離散的な周波数で信号が送信されるため、目標物７の検出を高い分解能を持って行える。
また、本実施形態によるレーダ装置１によれば、中間周波数に変換された送信信号波電圧Ｖｔｘと受信信号波電圧Ｖｒｘとの乗算信号Ｖｔｘ×Ｖｒｘを、偏移変調される多値の各周波数ｆ毎に取得することで、目標物７の仰俯角φに加え、目標物７までの距離Ｒおよび目標物７との相対速度ｖを簡単な回路で安価に精度良く測定できる。
また、目標物７の方位角θは、モノパルス位相方式や、ビームフォーマ、Ｃａｐｏｎ法、ＭＵＳＩＣ等によっても、精度良く算出することができるが、本実施形態によるレーダ装置１により、受信信号波Ｓｒｘ の位相ξ 1 , ξ 2 , …, ξ u-1 ,ξ u から目標物７の方位角θを算出することで、簡易なアルゴリズムで回路規模を大きくすることなく、簡易で安価に、目標物７の方位角θを算出することができる。
また、本実施形態によるレーダ装置１によれば、同一平面上に形成されるアレイアンテナ３に印加する送信信号の周波数ｆを可変することで、仰俯角方向にビームを傾けて送信信号を送信することができる。したがって、特許文献１に記載されたレーダ装置のように、仰俯角方向にビームを傾けるためにアレイアンテナ３とは別に移相器等を付加しなくても、同一平面上に形成されるアレイアンテナ３を用いて仰俯角方向にビームを傾けることができる。
さらに、本実施形態によるレーダ装置１によれば、同一平面上に形成されるアレイアンテナ３より送信する送信信号波Ｓtxの周波数ｆｉから、目標物７の仰俯角φを検出することができる。したがって、特許文献２に記載されたレーダ装置のように、目標物７の仰俯角φを検出するために、鉛直方向に配置した受信アンテナＲx3，Ｒx4を設ける必要はなく、アレイアンテナ３を小型化することができる。このため、アンテナの実装面積を維持するために、水平方向の方位角θを検出するアンテナ面積を減らして、仰俯角φを検出するアンテナ面積を確保することで、減少した水平方向のアンテナ分、水平方向の角度分解能に劣化が生じることはない。また、仰俯角φを検出するアンテナ面積を新たに追加し、低雑音増幅器（ＬＮＡ）、乗算器（ＭＩＸＥＲ）、中間周波数増幅器（ＩＦＡＭＰ）、フィルタ等の受信系統もアンテナの追加に伴って追加することで、装置の占有面積が増加して、レーダ装置１の小型化および低消費電力化が阻害されることもない。
なお、本実施形態では、アレイアンテナ３の単位アンテナ３(i)を４つのパッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４から構成した場合について説明したが、単位アンテナ３(i)を構成するパッチアンテナ素子の素子数を増やすようにしてもよい。この場合、送信信号波Ｓtxのビーム幅が狭くなり、目標物７の検出分解能が高まる。また、本実施形態では、アレイアンテナ３をパッチアンテナ素子ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４から構成した場合について説明したが、ホーンアンテナ等をアレイ状に配置して構成するようにしてもよい。このような各構成によっても本実施形態によるレーダ装置１と同様な作用効果が奏される。
本発明によるレーダ装置１は、比較的近距離の目標物を検知する車載レーダなどに利用すると好適である。
図１０は、上記のレーダ装置１を車載レーダとして備える自動車１１の側面図である。レーダ装置１は、自動車１１の車体の例えば前方等に取り付けられ、自動車１１の進行方向前方へ向けて送信アンテナＴｘから送信信号波Ｓｔｘを送信する。受信アンテナＲxは、送信アンテナＴxから送信された送信信号波Ｓｔｘが目標物、例えば前方を走行する自動車１２で反射して戻る反射波を受信信号波Ｓｒｘとして受信する。演算器６は、送信信号波Ｓｔｘおよび受信信号波Ｓｒｘに基づき、目標物の仰俯角、目標物の方位角、目標物までの距離および目標物との相対速度を算出する。
また、図１１は、上記のレーダ装置１を車載レーダとして備える、他の状況における自動車１１の側面図である。この状況では、路面１３にマンホールの蓋１４が異常に突出している。自動車１１の進行方向前方へ向けてレーダ装置１から送信された送信信号波Ｓｔｘはマンホールの蓋１４で反射し、受信アンテナＲxに受信信号波Ｓｒｘとして受信される。演算器６は、送信信号波Ｓｔｘおよび受信信号波Ｓｒｘに基づき、マンホールの蓋１４を目標物として、その仰俯角等を算出する。
本構成によれば、目標物までの距離が短い場合においても、時間分解能の高い検知回路やＡＤ変換回路を使うことなく、簡単な回路で安価に目標物の仰俯角等を精度良く測定できるレーダ装置１を備える自動車１１を提供することができる。したがって、自動車１１の直前を走行する自動車１２や、自動車１１の前方の路面１３に異常に突出するマンホールの蓋１４などを素速く検出して、危険を事前に回避することが可能になる。
１…レーダ装置
２…ＲＦ信号発生器
３…アレイアンテナ
Ｔｘ…送信アンテナ
Ｒx(1)，…，Ｒx(u-1)，Ｒx(u)…受信アンテナ
３(i)…単位アンテナ
ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４…パッチアンテナ素子
４…ミキサ
５…ＡＤＣ
６…演算器
７…目標物
１１，１２…自動車
１３…路面
１４…マンホールの蓋

Claims (3)

  1. 多値の周波数に偏移変調した送信信号を発生させる信号発生器と、
    複数のアンテナ素子が同一平面上に列方向に直線状に配置されて形成された単位アンテナからなり、前記信号発生器で発生した送信信号の偏移変調される多値の各周波数に応じた送信信号波が各前記アンテナ素子から偏移変調される多値の各周波数毎に順次離散的に送信されることで、送出するビームが仰俯角に傾けられる送信アンテナと、
    複数のアンテナ素子が同一平面上に列方向に直線状に配置されて形成された単位アンテナが前記同一平面上に行方向に複数並んで配置されて構成され、前記送信アンテナから送信された送信信号波が目標物で反射して戻る反射波が、受信アンテナを構成する前記単位アンテナの各前記アンテナ素子に受信信号波として受信される複数の受信アンテナと、
    前記送信信号波および前記受信信号波の周波数を中間周波数に変換するミキサと、
    中間周波数に変換された前記送信信号波の電圧と前記受信信号波の電圧との乗算信号を偏移変調される多値の各周波数毎に取得し、取得した前記乗算信号間の位相差および偏移変調される周波数の差から目標物までの距離を算出し、取得した前記乗算信号の周波数から目標物との相対速度を算出すると共に、前記送信アンテナが形成される基板の比誘電率をεＳ、取得した前記乗算信号の周波数において前記送信アンテナに給電される前記送信信号波の送信周波数をｆｉ、前記送信アンテナを構成する前記アンテナ素子間の距離をｄ、真空中の光速をｃ ０ としたときに、前記送信信号波の多値に偏移変調された周波数および前記送信アンテナを構成する前記アンテナ素子間の距離から目標物の仰俯角φｉを以下の（１２）式によって算出する
    Figure 0007224292000012
     演算器と
    を備えるレーダ装置。
  2. 各前記受信アンテナに受信される受信信号波間の位相差および前記受信アンテナを構成する前記アンテナ素子間の距離から目標物の方位角を算出する演算器を備えることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 請求項１または請求項２に記載のレーダ装置を備えた自動車。
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