JP2019500593A - ネスト化シリアル送信とパラレル受信を採用したレーダーシステム - Google Patents

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Abstract

以下のステップ：−ＮＳ≧２本の送信アンテナによって送信シグナルを放射するステップ、但し、観察される送信シグナルが、ＮＳｘＮＰ個のそれぞれ同じ、或いは、類似するシングルシグナルの列として構成されている、−オブジェクトによって反射された送信シグナルを、ＮＥ＞＝２本の受信アンテナによって受信するステップ、並びに、−受信したシグナルをプロセッシングするステップを包含している車両の周辺把握を実施するためのレーダーシステムであって、−ＮＳ本の送信アンテナのうち其々一本のみから送信され、シングルシグナルからシングルシグナルにかけて、使用する送信アンテナが、周期的に交代され、周期的なアンテナ交代のサイクルのＮＰ周期において時間的な経過が、少なくともおおよそ、同じであり、−オブジェクトに反射されたシングルシグナルの受信のために、常に、全ての観察されるＮＥ本の受信アンテナをパラレルに使用し、−送信アンテナと受信アンテナのＮＳｘＮＥ組の異なるコンビネーション用のそれぞれＮＰ個の受信されたシングルシグナルを、オブジェクトの一つの或いは複数の相対速度仮説に、同位相毎に累算し、−且つ、送信アンテナと受信アンテナの異なるコンビネーションの其々同じ相対速度仮説に帰属するＮＳｘＮＥ個の累積された値によって、デジタルビームフォーミングが実施され、その際に、周期的な送信アンテナ交代よる時間的なずれに起因し、且つ、それぞれ相対速度仮説に依存する受信シグナル間の位相差を考慮することを特徴とする車両の周辺把握を実施するための方法。

Description

本発明は、車両に搭載されるドライバー・アシスタント・システムにおいて用いられるレーダーシステムに関する。本発明によれば、該レーダーシステムは、それぞれ、相対速度に依存するデジタルビームフォーミングに対する効果が考慮された複数本のアンテナによるネスト化シリアル送信とパラレル受信を実施するための構成と方法を有している。
車両にはますます、センサーシステムの助けを借りて周辺部を捕捉し、そのようにして認識された交通状況から車両の自動的リアクションを導き出す、及び／或いは、ドライバーに指示を出す、特に好ましくは、警告するドライバー・アシスタント・システムが装備されるようになってきている。尚、これらは、快適機能と安全機能に分類される。
快適機能としては、現時点の開発においては、ＦＳＲＡ（Ｆｕｌｌ Ｓｐｅｅｄ Ｒａｎｇｅ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃｒｕｉｓｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が、最も重要な役割を果たしている。車両は、交通状況が許す場合、ドライバーが設定した希望速度に自己速度を制御するが、状況が適さない場合、その交通状況に自己速度を自動的に適合させる。
快適性の向上に加え、安全機能にも焦点が当てられるようになってきている。その様な機能のうち、緊急時における制動距離乃至停止距離の短縮を実現するための機能が、一つのグループを形成している：
このようなドライバー・アシスタント機能には、ブレーキが効き始めるまでの時間を短縮するために自動的にブレーキに与圧をかけておくもの（プレフィル機能）、改善されたブレーキアシスタント（ＢＡＳ＋）、更には、自律的緊急ブレーキに至るまで様々なものがある。他のグループは、車線変更機能である：これら機能は、ドライバーが、危険な車線変更を実施しようとした際に、即ち、隣接車線上の死角に車がある（ＢＳＤ「Ｂｌｉｎｄ Ｓｐｏｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」と呼ばれる）、或いは、後方から高速で接近して来る車がある（ＬＣＡ「Ｌａｎｅ Ｃｈａｎｇｅ Ａｓｓｉｓｔ」）場合に、ドライバーに警告を発する、乃至、操舵に介入する。
上記のようなドライバー・アシスタント・システム用には、現在、主にレーダーセンサーが採用されている。これは、悪い気象条件下でも信頼性高く機能し、オブジェクトへの間隔だけでなく、ドップラー効果によって、ラジアル方向の相対速度も直接的に測定できる。送信周波数としては、２４と７７ＧＨｚが採用されている。
上記機能を確実に実施するためには、あるオブジェクトの信頼性あるレーン帰属を伴う高い検出クオリティが必要である；即ち、正確な角形成が、必要である。角形成は、今日通常、複数のシングルアンテナとそのデジタルビームフォーミングによる融合によって、実施される；即ち、このビームフォーミングにより多くのアンテナチャンネルが用いられれば用いられるほど、角形成は、改善される。
容認できるハードウェアコスト内において、多い数のアンテナチャンネルを得るため、好ましくは、複数の送信アンテナと受信アンテナが用いられる。適宜なレイアウトでは、デジタルビームフォーミングのアンテナチャンネル数は、送信アンテナ数と受信アンテナ数の積として得られる。欧州特許公報ＥＰ０００００２２９４４５１Ａ２と国際特許公報ＷＯ２０１０／０６６４５８Ａ１に、そのようなレイアウトが、開示されている。
欧州特許公報ＥＰ０００００２２９４４５１Ａ２は、送信アンテナと受信アンテナが、ネスト化シリアル方式で用いられている、要するに、周期的、即ち、一本のアンテナから送信し、一本のアンテナで受信するレイアウト、及び、方法を開示している。これに必要なハードウェアコストは、低いが、センサー感度が低いと言う欠点がある。アンテナチャンネルの時間をずらした作動により、センサーに対して相対的に動いているオブジェクトが、アンテナチャンネル間において、角形成の際に考慮しなければならない位相変位を起こす；尚、この問題は、本文献に開示されているネスト化シリアル送受信では、簡単に実施できる。代案的に、該文献には、パラレル送受信も開示されている；即ち、すべての送信アンテナと受信アンテナが、常に、同時に作動される。これによりセンサー感度は、高まるが、ハードウェアコストも上がってしまう。これにより、角形成における時間をずらすことに起因する問題は、起こらなくなるが、別の送信アンテナに由来する受信シグナルを、位相スイッチを用いた変調とそれに続くデジタル復調によって分離することが必要になる。
国際特許公報ＷＯ２０１０／０６６４５８Ａ１には、上記双方の「極端なケース」の中間的釈義が、開示されている：即ち、ネスト化シリアルに送信し、常に、パラレルに受信する、要するに、交代で一本の送信アンテナのみが作動しているが、全ての受信アンテナが、常に同時に作動している。これにより、良好なセンサー感度を、容認できるハードウェアコストにおいて実現できる。しかし、この時間的にずらせた送信アンテナのレイアウトと、それが、角形成に与える影響は、シリアル送受信の場合の様には、容易に扱えるものではない。この文献ＷＯ２０１０／０６６４５８Ａ１においては、別々の送信アンテナを用いる二つのアンテナチャンネルを、それらの受信シグナルの位相変位が、オブジェクトの相対移動にのみ基づき、それにより他のアンテナチャンネルの相対速度由来の位相変位も既知であり、且つ、補償できるように、実質同じ場所に置くことが提案されている。しかしこのアプローチには、特に、異なるアンテナチャンネルの数を最大限実現できないこと、並びに、弱いオブジェクトの場合や、同じ速度で等距離離れた複数のオブジェクトがある状況では、（二つのアンテナチャンネルから推定されるため）位相変位推定にノイズや歪みが入り、間違った角度やゴーストオブジェクトが認識され得ると言う欠点がある。
欧州特許公報ＥＰ０００００２２９４４５１Ａ２ 国際特許公報ＷＯ２０１０／０６６４５８Ａ１
本発明の課題は、ネスト化シリアル送信とパラレル受信を採用したレーダーシステムにおいて、相対速度に起因するアンテナチャンネル間の位相変位を考慮するための既知なアプローチが有する上記欠点を、解決することである。
この課題は、原則的に、請求項１から１３に記載の方法、乃至、レーダーシステムによって解決される。
本発明の長所は、ネスト化シリアル送信とパラレル受信を採用することにより最大限可能な数のアンテナチャンネルを使え、その結果、角形成のために最適な精度と解像能力を実現でき、それに加え、弱いオブジェクトや同じ速度で等距離離れた複数のオブジェクトがある状況が、角形成に悪影響を及ぼさないと言う事実から得られている。
レーダーシステムの実施形態の一例を示している。 所謂「周波数ランプ」からなる送受信シグナルの周波数、並びに、それぞれ採用されている送受信アンテナからなるアンテナコンビネーションを示している。 二つのオブジェクトが存在している場合における、第一ＤＦＴ前（左）と第一ＤＦＴ後（右）の走査されたシグナルを示している。 そこに正に一つのオブジェクトが存在している距離ゲート４内において、複数の周波数ランプに跨ってローテンションする複素数スペクトル値が示されている。 ある一つのアンテナコンビネーションｍにおける第二ＤＦＴ後の二次元の複素数値のスペクトルｅ（ｊ，ｌ，ｍ）を模式的に示している。 方位角αＡｚ＜０における、各シングルアンテナと遠く離れたセンサーに対して静止しているオブジェクトとの間の様々な波長を示している。 先に考察した図１に記載の２本の送信アンテナと４本の受信アンテナを包含するアンテナレイアウトと等価な一本の送信アンテナと８本の受信アンテナを包含するアンテナレイアウトを示している。 この等価なレイアウト用に、各シングルアンテナと遠く離れたセンサーに対して静止しているオブジェクトとの間の様々な波長が示されている。 上記のアンテナレイアウト用に、（センサーに対して静止している）オブジェクトが一つだけ存在している距離・相対速度・ゲート（９，０）内において、複数のアンテナコンビネーションに跨ってローテーションする複素数スペクトル値を示している 第三ＤＦＴ後の帰属するスペクトルを絶対値として示している。 三次元ＤＦＴ前のデータ配列（左）とその後に得られる三次元複素数値のスペクトルｗ（ｊ，ｌ，ｎ）（右）を模式的に示している。 ９ｍ離れた場所にある相対速度０ｋｍ／ｈのオブジェクト用に、双方の相対速度ゲートｌ＝０とｌ＝２５６における角スペクトルｗ（９，ｌ，ｎ）の推移を絶対値として示しているが、第三ＤＦＴ用の窓関数として、２０ｄＢのサイドローブ抑制を伴うチェビシェフ・ウインドが、使用されている。
以下、図１に概略的に示されているレーダーシステムの実施例を説明する。該レーダーシステムは、送信シグナルを放射するための２本の送信アンテナＴＸ０とＴＸ１、並びに、オブジェクトから反射して来る送信シグナルを受信するための４本の受信アンテナＲＸ０〜ＲＸ３を備えている；これらのアンテナは、一枚の平らな基板１．１上にプレーナー技術によるパッチアンテナとして実施されているが、該基板は、車両の水平及び垂直方向に対して図に示した如く配置される。全てのアンテナ（送信アンテナと受信アンテナ）は、仰角と方位角において、同じビーム特性を有している。４本の受信アンテナ（相の中心、即ち、ビーム中心）は、全て、それぞれ互いに対して、横方向、即ち、水平方向にｄ＝λ／２＝６．２ｍｍの間隔を有しているが、λ＝ｃ／２４．１５ＧＨｚ＝１２．４ｍｍが、放射されたシグナルの平均波長である；尚、双方の送信アンテナの水平方向の間隔は、その４倍、即ち、４ｄ＝２λである。
マルチプレクサー１．３を介して、それぞれ、双方の送信アンテナのうちから一本を選択することができる。それぞれ選択された送信アンテナから放射される送信シグナルは、制御電圧ｖＳｔｅｕｅｒによって周波数を変更できる高周波・振動子１．２から、２４ＧＨｚ領域において得られる；尚、該制御電圧は、制御手段１．８によって発生される。
四本の受信アンテナによって受信されたシグナルは、パラレルに処理される。先ず、これらのシグナルは、実数値ミキサー１．４において、振動子１．２のシグナルと、低周波領域に下がるように混合される。その後、これらの受信シグナルは、各々、示されている伝達機能を備えた帯域フィルター１．５のうちの一つ、アンプ１．６、並びに、Ａ／Ｄコンバータ１．７を通り、最後に、デジタル・シグナル処理ユニット１．９において、更に処理される。ここで強調すべきは、四本の受信アンテナのパラレルに処理することにより、受信シグナルを四倍の期間累積でき、これにより、センサー感度を６ｄＢ高めることができると言うことである。
ここで、オブジェクトまでの距離を測定できるようにするために、図２に示す如く、高周波振動子の周波数を変更することにより送信シグナルを急速に線形に変化させる（例えば、３２μｓ毎に１８７．５ＭＨｚ）；これを、周波数ランプと呼ぶ。これらの周波数ランプは、周期的に繰り返す（例えば、４０μｓ毎）；合計、例えば、５１２周波数ランプがある。これらの周波数ランプ毎に、二本の送信アンテナが、交互に作動される、即ち、次の周波数ランプが来る前にそれぞれ他方の送信アンテナに切り替えられる。図２のｋは、各々の送信アンテナの周波数ランプのインデックス：５１２／２＝２５６であり、ｍ＝４・ｍＴＸ＋ｍＲＸが、８組のアンテナコンビネーションのインデックス：ＴＸｍＴＸ／ＲＸｍＲＸである。
各々の点状のオブジェクトの受信シグナルは、混合後、即ち、Ａ／Ｄコンバータにおいても、周波数ランプ毎、且つ、四つの受信チャンネル毎においてサインカーブ状の振動となる；これは、図２を用いて、以下のように説明できる：オブジェクトのレーダーシステムに対する周方向への相対速度がゼロの場合、送信されたシグナルと受信されたシグナル間の周波数差Δｆは、一定であり、シグナルランタイムΔｔに比例、即ち、周方向の距離に、式：ｒ＝ｃ・Δｔ／２のように比例する、但し、ｃが、光速であり、係数１／２も考慮されているため、ランタイムΔｔは、波の往復時間である；尚、周波数差Δｆは、上記の釈義では、Δｆ＝２ｒ／ｃ・１８７．５ＭＨｚ／３２μｓ＝ｒ・３９．０６２５ｋＨｚ／ｍとなる。各受信チャンネルにおいて受信されたシグナルが、振動子周波数、即ち、送信周波数と混合されるため、ミキサーの後においては、周波数Δｆを有するサインカーブ状の振動が得られる。この周波数は、ＭＨｚ領域にあり、相殺されないラジアル方向の相対速度の場合、ｋＨｚ領域でしかないため、オブジェクトの距離による周波数部分に対して略無視しても差し支えないドップラー周波数分ずれる。オブジェクトが複数ある場合、受信シグナルは、異なる周波数の複数のサインカーブ状の振動を重ね合わせたものとなる。
各々の周波数ランプにおいて、全ての４つの受信チャンネル内で、受信シグナルが、Ａ／Ｄコンバータで、２５６回、１００ｎｓ（即ち、１０ＭＨｚ）毎の間隔で走査される（図２参照）。図２からも明らかな如く、シグナル走査は、オブジェクトからの受信シグナルが、興味のある距離範囲にあるオブジェクトからの時間範囲にある場合においてのみ有意義である−即ち、ランプスタート後は、少なくとも、興味のある最も遠い距離に対応するランタイム分、待機されなければならない（最遠距離を１５０ｍとすると１μｓに相当する）；但し、ここ、及び、これ以降において用いる距離と言う用語は、常に、ラジアル方向への距離とする。
続いて、周波数ランプ毎と受信チャンネル毎で、２５６の走査値に関して、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ＝Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の形で得る。これにより、それぞれ異なる周波数を返す異なる距離にあるオブジェクトを分離することができる（図３参照、左：オブジェクトが二つある場合のＤＦＴ前のシグナルｓ（ｉ，ｋ，ｍ）、右：ＤＦＴの結果の絶対値｜ｅ（ｊ，ｋ，ｍ）｜；尚、式中、ｋは、送信アンテナ毎のインデックス、ｍは、８組のアンテナコンビネーションＴＸｍＴＸ／ＲＸｍＲＸのインデックスである）。ＤＦＴの各々の離散した周波数ノードｊは、一つの距離ｒに対応しているため、パルスレーダーの場合と同じように、距離ゲートと呼ぶこともできる；上記のような釈義では、距離ゲートは、正に一間隔、即ち、幅Δｒは、１メートルである（Δｒ・３９．０６２５ｋＨｚ／ｍ＝１／（２５６・１００ｎｓ）から得られる）。オブジェクトがそこにある距離ゲートには、ＤＦＴにおいて、パワーピークが現れる。走査された受信シグナルが、実数値であり（対称であるため、ＤＦＴの上半分には、付加的な情報はない）、且つ、アナログ帯域フィルター１．５の上部移行領域が、２．１８７５ＭＨｚの周波数帯域幅（５６の周波数ノードの領域に相当）であるため、２５６の離散した周波数ノードのうち１００のみを更に処理することができる（但し、フィルターの任意に狭い移行領域を実現することは不可能である）。該フィルター１．５は、小さな周波数を抑え、それによって、近距離のオブジェクトの受信シグナルも、アンプ１．６とＡ／Ｄコンバータ１．７のオーバーライドを避けるために、抑制する（アンテナによって受信されるシグナルは、オブジェクト距離が小さくなるほど、強くなる）。
送信アンテナｍＴＸ（ｍＴＸ＝０，１）毎の２５６の周波数ランプ（ｋ＝０，１，…，２５５）に対して、各々の受信チャンネルｍＲＸ（ｍＲＸ＝０，１，２，３）毎において、各々の距離ゲートｊ毎（即ち、観察される１００の周波数ノード毎）に、複素数のスペクトル値ｅ（ｊ，ｋ，ｍ）が、割り出される。一つの距離ゲートに対応する距離内に、ちょうど一つのオブジェクトがある場合、この距離ゲートｊ内において、複素数のスペクトル値は、周波数ランプから次の周波数ランプまでの間、距離（ｍｍオーダー、或いは、それ以下）、並びに、帰属する振動の位相が、一定に変化するため、８組のアンテナコンビネーションｍ＝０，１，…，７それぞれにおいて、２５６の周波数ランプ毎にドップラー周波数分だけローテーションする（図４参照、この様な周波数ランプ毎、４５°の相変化は、オブジェクトの距離変化λ／（８・２）＝０．７８ｍｍに相当し、波長が、λ＝ｃ／２４．１５ＧＨｚ＝１２．４ｍｍ、分母のファクタ２によって往復が、考慮されているため、ラジアル方向の相対速度ｖｒｅｌ＝０．７８ｍｍ／８０μｓ＝３５ｋｍ／ｈが得られる；ラジアル方向の正の符号は、接近として定義されている）。同じ距離ゲート内にあるラジアル方向の相対速度が異なる複数のオブジェクトは、各々のアンテナコンビネーションと各々の距離ゲートにおいて、２５６の周波数ランプ毎に得られる複素数のスペクトル値の第二ＤＦＴが計算されることにより、分離される。この第二ＤＦＴの各々の離散した周波数ノードｌは、それぞれ一つのドップラー周波数のセット（ドップラー周波数の走査であるため、操作周波数の未知の整数倍までしか定めることができない）、即ち、オブジェクトのラジアル方向の相対速度ｖｒｅｌの一つのセットに対応しているため、第二ＤＦＴの離散した周波数ノードを、相対速度ゲートと呼ぶことも可能である；以後、「ラジアル方向の相対速度」と言う用語において、記述の簡略化のために、「ラジアル方向の」を省略する。相対速度の一義性領域は、２・ｖｒｅｌ，ＥＢ・８０μｓ＝１２．４ｍｍから、ｖｒｅｌ，ＥＢ＝２８０ｋｍ／ｈとなる。よって、相対速度ゲートＩには、相対速度ｖｒｅｌ＝（ｌ／２５６＋ｐ）・２８０ｋｍ／ｈが帰属されるが、式中、ｐは、整数である。
第二ＤＦＴは、相対速度を割り出すためだけのものではなく、積分をすることによって、認識感度も高めている−２５６の周波数ランプの場合、約１０・ｌｏｇ１０（２５６）＝２４ｄＢ。
相対速度用の第二ＤＦＴの後、各々のアンテナコンビネーションｍ用に、二次元の複素数のスペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）が得られるが、各々のセルは、距離・相対速度ゲートと呼ぶことができ、各々帰属する距離・相対速度ゲートには、オブジェクトによるパワーピークが現れる（図５参照）。
最後に、８組のアンテナコンビネーションから情報が融合される。双方の送信アンテナに由来し、一つの点状のオブジェクトから反射された波は、４本の受信アンテナに、該オブジェクトと各受信アンテナの距離が多少異なっているため、方位角αＡｚに依存した様々な位相（ｍ）で到達する。このことについて、これから詳しく説明するが、観察するオブジェクトは、先ずは、センサーに対して静止している、即ち、それは、相対速度、ゼロを有している。図６は、鉛直方向の投影において、アンテナの相中心と、方位角αＡｚ＜０（αＡｚが正の値の場合、基板に対する鉛直面よりも右側を意味する）と仰角αＥｌ＝０（基板に対する水平鉛直面上）における遠く離れたセンサーに対して静止しているオブジェクトまでの光路が示されている；該オブジェクトは、光路が平行であるとみなすことができるほど遠くにある、即ち、オブジェクトは、アンテナレイアウトの遠方フィールドにある。アンテナコンビネーションｍ＝４・ｍＴＸ＋ｍＲＸ用の、送信アンテナＴＸｍＴＸからオブジェクトまで、並びに、そこから受信アンテナＲＸｍＲＸまでの帰路からなる路長ｒ（ｍ）は、下記式によって得られる：
ｒ（ｍ）＝２・ｒＲＰ＋ｓｉｎ（−αＡｚ）・（ａ＋ｍＴＸ・４ｄ＋ａ＋ｄ／２＋ｍＲＸ・ｄ）＝２・ｒＲＰ＋ｓｉｎ（−αＡｚ）・（２ａ＋ｄ／２＋ｍ・ｄ），
尚、式中、ｒＲＰは、アンテナ基板上の基準点ＲＰからオブジェクトまでの路長、ａは、該基準点と送信アンテナＴＸ０との間の水平間隔である。この関係から、間隔が、アンテナコンビネーションの番号ｍに対して一次的に変化することがわかる。上記の値（２ａ＋ｄ／２＋ｍ・ｄ）は、アンテナコンビネーションｍの所謂相対的相中心から基準点ＲＰまでの水平間隔を示しており、帰属する送信アンテナと受信アンテナから基準点までの水平間隔の合計である（送信アンテナと受信アンテナのコンビネーションの相対的相中心は、基準点から送信アンテナと受信アンテナのそれぞれの相中心までのベクトルの合計として定義されている）。
アンテナコンビネーションｍ＝０，１，…，７のと、アンテナコンビネーションｍ＝０の受信波の間の相差異φ（ｍ）−φ（０）は、異なる路長ｒ（ｍ）に依存し：
φ（ｍ）−φ（０）＝−２π／λ・［ｒ（ｍ）−ｒ（０）］
＝−２π／λ・［２・ｒＲＰ＋ｓｉｎ（−αＡｚ）・
（２ａ＋ｄ／２＋ｍ・ｄ）−２・ｒＲＰ−ｓｉｎ（−αＡｚ）・
（２ａ＋ｄ／２＋０・ｄ）］
＝−２π／λ・ｓｉｎ（−αＡｚ）・ｄ・ｍ
＝２π／λ・ｓｉｎ（αＡｚ）・ｄ・ｍ
として得られるため、これも、アンテナコンビネーションの番号ｍに対して一次的に変化する。全てのアンテナが、同じビーム特性を有し、且つ、各アンテナ間における遠くにあるオブジェクトに対する間隔の差が、レベル観察には、無視できる程度でしかないため、異なるアンテナコンビネーションによって、受信されたシグナルの振幅は、一定である。
図７ａに示されているアンテナレイアウトに対して、図７ｂの鉛直方向の投影から、これまで見てきた図１のレイアウトと全く同じ路長ｒ（ｍ）と相差異φ（ｍ）−φ（０）の関係が成り立つことは、明らかである；図７ａのレイアウトは、ただ一本の送信アンテナＴＸ０と８本の等間隔に置かれた受信アンテナＲＸ０−ＲＸ７を有しており、アンテナコンビネーションｍ＝ｍＲＸは、該送信アンテナと受信アンテナＲＸｍＲＸから構成される。同一のシングルアンテナとアンテナコンビネーションの互いに同一な相関係から双方のアンテナレイアウトは、角度測定能力的には、同レベルである。しかし、図１に示すレイアウトは、図７ａに示す従来のレイアウトと比較して、約半分の水平方向への広がりを有し、そのため、センサーの大きさを有意に削減できると言う長所を有している。更に、図１のレイアウトは、全体として少ない数のアンテナ（８本ではなく６本のアンテナ）を有しており、これは、それに帰属する回路も含めて考えれば、コスト的にも有利に作用する。図１のレイアウトの欠点は、受信シグナル双方の送信アンテナへの受信シグナルを同時に受けることができないことである−このことに起因する問題点と本発明による解決方法は、後に説明する。
８組のアンテナコンビネーションｍに跨って一次的、乃至、減少する方位角依存の相差異φ（ｍ）−φ（０）は、場合によっては一定であり得ること、並びに、そのため相殺し得る位相変位（例えば、異なる配線の長さに起因するもの）は、第二ＤＦＴ以後まで維持される；即ち、ある一つの距離・相対速度ゲート（ｊ，ｌ）内に、一つのオブジェクトしかない場合、複素数スペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）は、８組のアンテナコンビネーションｍ＝０，１，…，７上を一定の方位角に依存する回転速度においてローテーションする（図８ａを例として参照）。よって、各々の距離・相対速度ゲート内において、方位角方向用にデジタルビームフォーミングを実施することができる。その際、一次的に変化する位相を有するそれぞれの複素数ファクタのセットと掛算される８組のアンテナコンビネーションの複素数の値の合計を計算する；尚、各々のファクターセットの一次的位相変化に依存して、異なる照射方向の放射ローブが得られる。この放射ローブの放射幅は、シングルアンテナのそれよりも有意に狭いものである。上記の総和は、１６ポイントＤＦＴによって実施されるが、８組のアンテナコンビネーションの８つの値は、８つのゼロによって補完される。このＤＦＴの離散した周波数値ｎ＝０，１，…，１５は、隣接するアンテナコンビネーション間の異なる位相差Δφ＝φ（ｍ）−φ（ｍ−１）＝２π・ｎ／１６、即ち、異なる方位角αＡｚ＝ａｒｃｓｉｎ（Δφ・λ／（２πｄ））＝ａｒｃｓｉｎ（ｎ・λ／（１６ｄ））と対応しているため、角度ゲートと呼ぶことができる。図８ｂは、方位角αＡｚ＝１４．５°未満の点状のオブジェクトに係る図８ａの関係用に、第三ＤＦＴのスペクトルの推移ｗ（ｊ，ｌ，ｎ）を絶対値として示している（π／４に相当する隣接するアンテナコンビネーション間のここに示されている位相変位４５°は、ｎ＝２とｄ＝λ／２において、方位角αＡｚ＝ａｒｃｓｉｎ（π／４）＝１４．５°に対応している）。第三ＤＦＴは、方位角を割り出すためだけのものではなく、積分をすることによって、認識感度も高めている−８組のアンテナコンビネーションの場合、約１０・ｌｏｇ１０（８）＝９ｄＢ。
これまでは、方位角を割り差すために、オブジェクトが、相対速度ゼロを有していると仮定してきた。この仮定とは異なる場合、時間的に４０μｓずらせて作動される双方の送信アンテナからの受信シグナルの間の相は、距離がこの経過時間内においても多少変化するため、以下では一定であると仮定している相対速度にも比例して、変化する。４０μｓ内の位相変位は、ΔφＴＸ＝２・ｖｒｅｌ・４０μｓ／λ・３６０°＝ｖｒｅｌ／（５６０ｋｍ／ｈ）・２π（ΔφＴＸの単位は、ラジアン）。送信アンテナＴＸ１に対する全ての周波数ランプが、送信アンテナＴＸ０の周波数ランプに対して、４０μｓ遅れているため、第２ＦＦＴ後に得られる送信アンテナＴＸ１に帰属するアンテナコンビネーションｍ＝４，５，６，７用の複素数スペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）相は、送信アンテナＴＸ０に帰属するアンテナコンビネーションｍ＝０，１，２，３に対して付加的な相分ΔφＴＸを有している。
この位相変位は、デジタルビームフォーミング前に相殺されなければならない、即ち、送信アンテナＴＸ１に帰属するアンテナコンビネーションｍ＝４，５，６，７用の複素数スペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）に、複素数単位ベクトルｅ＾（−ｉ〜・ΔφＴＸ）を掛ける、但し、ｉ〜は、虚数単位である。上述した如く、複素数スペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）のインデックスＩは、相対速度ゲートを示しており、相対速度ｖｒｅｌ＝（ｌ／２５６＋ｐ）・２８０ｋｍ／ｈが、帰属されているが、整数であるｐは、相対速度の多義性用のインデックスである（即ち、相対速度ゲートｌ＝０には、例えば、．．．，−５６０ｋｍ／ｈ，−２８０ｋｍ／ｈ，０ｋｍ／ｈ，＋２８０ｋｍ／ｈ，＋５６０ｋｍ／ｈ，．．．が、割り当てられている）。よって、位相変位ΔφＴＸ＝ｖｒｅｌ／（５６０ｋｍ／ｈ）・２πは、相対速度ゲートＩと多義性用インデックスｐに依存して、相対速度ΔφＴＸ＝（ｌ／２５６＋ｐ）・πから得られる。即ち、デジタルビームフォーミングの場合に用いる送信アンテナＴＸ１に帰属するアンテナコンビネーション用の補正ファクタｅ＾（−ｉ〜・ΔφＴＸ）は、相対速度の多義性用のインデックスｐに依存している。但し、ΔφＴＸにおける２πの付加的整数倍は、補正ファクタｅ＾（−ｉ〜・ΔφＴＸ）には、影響を与えないため、二つの異なる補正ファクタだけを区別すればよい。偶数ｐ用の補正ファクタは、ｅ＾（−ｉ〜・（ｌ／２５６）・π）、奇数ｐ用の補正ファクタは、ｅ＾（−ｉ〜・（ｌ／２５６＋１）・π）＝−ｅ＾（−ｉ〜・（ｌ／２５６）・π）である；双方の補正ファクタは、相に関して、π分回転している、即ち、半回転分ずれている。
これは、以下の様にも、説明することができる：相対速度を割り出すための第二ＤＦＴ用の走査時間は、８０μｓである（同じアンテナ用のランプの間隔）；双方の送信アンテナ間の時間的なずれは、半分の４０μｓである。即ち、第二ＤＦＴから得られる位相変位は、双方のＴＸ間の相対速度起因の位相変位を得るには、半分にされなければならない。しかし各相は、２πの整数倍に対してのみ正確に割り出すことができるため、２πの一義性領域上に示されている双方の送信アンテナの位相変位には、πの差が残る、即ち、π分異なる相仮説も観察しなければならない。
よって、デジタルビームフォーミング用の第三ＦＦＴ、即ち、方位角の割り出しは、一つの距離ゲートの各々２５６の相対速度ゲート毎に二回、即ち、送信アンテナＴＸ１に帰属するアンテナコンビネーションｍ＝４，５，６，７用の双方の補正ファクタ＋ｅ＾（−ｉ〜・（ｌ／２５６）・π）と−ｅ＾（−ｉ〜・（ｌ／２５６）・π）とを用いて、実施されなければならない。双方の補正ファクタには、二つの異なる相対速度のセットが帰属している；即ち、デジタルビームフォーミング後、５１２の相対速度ゲートが得られる。
方位角の第三ＤＦＴの後、各々の受信チャンネル用に、三次元の複素数のスペクトル値ｗ（ｊ，ｌ，ｎ）が得られるが、これらのセルは、距離・相対速度・角度ゲートと呼ぶことができ、オブジェクトによるパワーピークが、各々帰属する距離・相対速度・角度ゲートに、現れる（図９参照、左：三次元ＤＦＴ前のデータレイアウト、右：その後）。デジタルビームフォーミング時に相対速度ゲートを二倍にすることにより、各々のオブジェクトによって、２５６離れた二つの相対速度ゲートにパワーが見られる（この効果の更なる処理は、後に説明する）。
このパワーピークを割り出すことにより、オブジェクトを検出し、その寸法、距離、相対速度（多義性は除く）、並びに、方位角を割り出す。パワーピークは、ＤＦＴウィンドウ機能に起因して、隣接するセルにも、レベルを有するため、レベルに依存して補間することにより、ゲート幅よりも有意に正確にオブジェクト寸法を割り出すことが可能である。三つのＤＦＴのウィンドウ機能は、（十分なオブジェクト分離のために）パワーピークの幅が広がらないようにする一方、（反射の強いオブジェクトの存在下において、反射が弱いオブジェクトも認識できるように）ウィンドウ・スペクトルのサイドローブが、大きくなり過ぎないように選択することができることを示唆しておく。パワーピークの高さから、四つ目のオブジェクト寸法として、それがレーダー波をどの程度反射するかを示す反射断面積を推定することができる。どんなシステムにおいても見られるノイズ（例えば、熱によるノイズ）に依存して、三次元ＤＦＴ後、オブジェクト反射を受信しない場合でも、ある程度のパワーレベルが存在している；この静的な効果によってすらある程度変化するノイズレベルが、検出能力の物理的限界である。それ以上の時に、パワーピークからオブジェクトを得ることができる検出閾値は、平均ノイズよりも約１２ｄＢ高い。
ここまでは主に点状の（即ち、幅も長さもない）、一定のラジアル方向相対速度を有し、横方向には動いていないオブジェクトを観察してきた。この場合、三次元フーリエ変換後のパワーピークは、「鮮明」である；その形状は、三つのオブジェクト値、速度、距離、角度に関してずらされた窓関数の三次元離散フーリエ変換に相当している−各々の次元、速度、距離、角度に対して、パワーピークの形状は、それぞれの窓関数の一次元離散フーリエ変換は、それぞれのオブジェクト値分ずれている。上記の条件が当てはならないオブジェクトは、三次元フーリエ変換後、「ぼやけた」パワーピークを有している。
上記のオブジェクトの検出と、帰属しているオブジェクト寸法の割り出しが、一つの測定サイクルであり、周辺のその時点の状況を提供する；尚、これは、約４０ｍｓ毎に周期的に繰り返される。周辺シチュエーションを判断するためには、スナップ画像を、連続するサイクルに跨って追跡し、フィルターをかけ、評価しなければならない；その理由としては、特に：
・一つの値は、一つのサイクルにおいて直接的に割り出すことができないため、連続するサイクルに跨った変化から割り出される（例えば、縦方向の加速や横方向の速度）、
・オブジェクトの動きを、複数のサイクルにおいて、妥当性検証でき、これにより、堅牢かつ確実な周辺描写を得ることができる；よって、例えば、連続するサイクルから得られる測定された（ラジアル方向の）相対速度に対して（ラジアル方向の）距離の変化は、合ってなければならない、即ち、周辺部描写において、冗長性とそれに基づく付加的な確実性が得られる。
・複数のサイクルを超えた経時的フィルターによる測定ノイズの低減。
オブジェクト検出の連続するサイクルに跨る追跡とフィルター掛けは、トラッキングとも呼ばれる。その際、その時点のサイクルのトラッキングされたオブジェクト寸法から各々のオブジェクト用に次のサイクル用の値が、予測される。この予測は、次のサイクルのスナップ画像として検出されるオブジェクトとそのオブジェクト寸法とを、それぞれ互いに帰属させるために、比較される。同じオブジェクトに帰属する予測されたオブジェクト寸法と測定されたオブジェクト寸法は、融合され、これから、最新のトラッキングされた、即ち、連続するサイクルに跨ってフィルターが掛けられたオブジェクトの寸法が得られる。一つのサイクルにおいて割り出されるオブジェクト寸法を、一義的に定めることができない場合、トラッキングの際に、異なる仮説を考慮しなければならない。トラッキングされたオブジェクトとそれに帰属するトラッキングされたオブジェクト寸法からは、それぞれのドライバー・アシスタント機能用に周辺シチュエーションが、適宜なアクションを作動させるために、分析され、解釈される。
ここからは、上述の、一つのオブジェクトが、三次元複素数スペクトルｗ（ｊ，ｌ，ｎ）において、二つの２６５離れた相対速度ゲートにパワーを出力すると言う効果をどのように取り扱うことができるのかを説明する。図９に示唆した如く、例えば、相対速度ｖｒｅｌ＝０ｋｍ／ｈと方位角αＡｚ＝１４．５°の点状のオブジェクトは、距離ｒ＝９ｍにおいて、可及的相対速度の帰属するセットの相対速度ゲートｌ＝０とｌ＝２５６内に、パワーピークを発生させる。図１０は、双方の相対速度ゲートｌ＝０とｌ＝２５６における所謂角スペクトルｗ（９，ｌ，ｎ）の推移を絶対値としてより詳細に示しているが、第三ＤＦＴ用の窓関数として、２０ｄＢサイドローブ抑制のチェビシェフ・ウインドが、使用されている。実際の相対速度仮説ｖｒｅｌ＝０ｋｍ／ｈを含む相対速度ゲートｌ＝０には、一本の鮮明なパワーピークが得られる−角スペクトルの推移は、仮定された点状のオブジェクトにおいて予測される如く、オブジェクトの角度αＡｚ＝１４．５°ずらされた使用された窓関数の離散フーリエ変換に相当する。相対速度仮説ｖｒｅｌ＝０ｋｍ／ｈを含まない他の相対速度ゲートｌ＝２５６には、二重のパワーピークが得られる−この「誤った」相対速度ゲート−仮説では、送信アンテナＴＸ１に帰属するアンテナコンビネーションｍ＝４，５，６，７用の使用された補正ファクタは、ファクタ「−１」分「誤っている」、即ち、四組のアンテナコンビネーションの第一及び第二の間には、付加的な「誤った」π分の相転移が、入っており、これにより、「正しい」スペクトルの（相転移無しで得られる）最大値に、ゼロポジションが、生成され、このゼロポジションの周りに二つの高さが同じピークにパワーが押しやられる；即ち、この角スペクトルは、点状のオブジェクトにおいて予測される推移には合わない。
正しい相対速度ゲート仮説と誤った仮説とを区別し得る判断基準は、どちらの仮説が、オブジェクトの方位角分ずらされた使用された窓関数の離散フーリエ変換に相当する点状のオブジェクトのスペクトルと、より良好に一致するかである。これには、文献から既知なパラメトリックなシグナル推定方法を用いることができる。この、正しい仮説の割り出しは、パワーピークが、検出閾値を超えている相対速度ゲート内においてのみ実施されることが理に適っている。その場合、オーバーラップしたシステムノイズが、誤った仮説を選択させる確率も、低い。複数のオブジェクトが、同じ距離ゲートと相対速度ゲート内にパワーを生成すると言う様なシナリオの場合、この様な判断基準は、確率は低いが、誤った仮説を導く；但し、ここで例として提案しているシステム仕様では、この様なシナリオの確率は、距離と相対速度の解像度が高いと言う理由からだけでも、低いものになっている。
図１０には、角スペクトルの絶対値のレベルが、実際の、要するに、相対速度ゲートの正しい仮説用に、最大値に標準化されている、即ち、この最大値が、値１付近にある；よって、誤った相対速度ゲート仮説の二重ピークのレベルは、値０．６４付近にある、即ち、４ｄＢ弱低い。正しい相対速度ゲート仮説と誤った仮説の区別は、双方の角スペクトルの絶対値における最大値レベルを比較することによって実施できる−即ち、絶対値としてより大きな最大値を有する角スペクトルが、正しい仮説に属している。この方法は、多くのパラメトリックなシグナル推定方法のよりも有意に簡単に実装できる、にも拘らず、堅牢である。
ここまで紹介してきたアプローチは、正しい相対速度ゲート仮説を、検出レベルにおいて、即ち、測定サイクル内において、割り出している。連続する測定サイクルに跨って検出を比較乃至追跡すること、即ち、トラッキングすることにより、更なる方法が得られる。
その中でも最もシンプルなアプローチは、双方の相対速度ゲート仮説をトラッキングし、測定した距離の変化が、相対速度ゲート仮説に対して矛盾している仮説を破棄することである。
５１２の相対速度ゲート毎に、複数の少なくとも理論的な相対速度が、一致する；ここで見ている釈義では、これらの相対速度は、５６０ｋｍ／ｈのラスタを有している、要するに、通常の道路交通では、相対速度ゲートに対して、常に、一つの現実的に可能な仮説しかない。他の仕様（例えば、周波数ランプの間隔が大きい、或いは、レーダー周波数が、７７ＧＨｚバンドなど）の場合は、異なって来る、即ち、相対速度ゲート毎に、複数の可及的な仮説が存在する。これらの仮説から正しいものを割り出すためには、通常の、即ち、測定した距離の変化と想定した相対速度仮説の比較に基づくトラッキングを用いることができる。一般的に、このアプローチは、正しい仮説を割り出すために、複数の測定サイクルを必要とするため、それ相応の計算コストがかかる。ドイツ特許公開公報ＤＥ１０２００９０１６４８０Ａ１には、正しい相対速度仮説の割り出しをより効率よく、より良好に実現できる方法が、開示されている。測定サイクルと測定サイクルの間において、周波数ランプ間隔を変化させている；要するに、この様にすることにより、測定サイクルと測定サイクルの間において相対速度の多義性のラスタが異なるため、二つの測定サイクルに跨って確認できるのは、正しい仮説だけである（この仮説だけが、双方の測定サイクルの仮説セットに含まれている）。
この測定サイクルと測定サイクルの間においてランプ間隔を変化させるアプローチは、双方の相対速度ゲート仮説の正しい方を、双方の送信アンテナ間の時間的なずれに基づいて割り出すことにも用いることができる。ここまで見てきた釈義では、周波数ランプは、４０μｓの時間的間隔を有しているため、双方の相対速度ゲート仮説のずれは、２８０ｋｍ／ｈである。ランプ間隔が、次の測定サイクルにおいて、例えば１０％分、４４μｓに延ばされた場合、ずれは、双方の相対速度ゲート仮説間のずれは、２５５ｋｍ／ｈに下がる；これにより、二つの測定サイクルに跨って正しい相対速度ゲート仮説だけが確認される−要するに、誤った相対速度ゲート仮説のパワーは、予測される相対速度ゲート内に発生されない。
上記の正しい相対速度（ゲート）仮説の割出方法は、原理的には、一つのオブジェクトが初めて捕らえられた時にのみ実施すればよい。あるオブジェクトを一義的に捕捉した、即ち、正しい相対速度仮説を割り出した後は、続く測定サイクルのトラッキングにおける連想時に、ある場所（距離と角度）から見て、トラッキングされているオブジェクトに適合した検出の可及的相対速度仮説に対して合致する相対速度仮説があるか否かを調べ、他の仮説を破棄すればよいだけである。
この一つの送信シグナルにつきそれぞれ２５６ある周波数ランプは、ここまで見てきた例では、入れ子の様にネスト化されている。原理的には、２５６の周波数ランプを一本のアンテナで行い、その後、２５６の周波数ランプを他のアンテナで実施する；要するに、送信アンテナは、ネスト化シリアルではなく、完全にシリアルに作動されると言うアイデアも浮かぶかもしれない。しかし、この様にすると、アンテナ間の時間的なずれは、非常に大きくなってしまい、オブジェクトの相対速度とラジアル方向への相対的加速の測定が不正確になり、相対速度に起因する双方の送信アンテナの受信シグナル間の位相変位の割り出しに許容できないほどの大きなエラーが発生し、デジタルビームフォーミングの結果も、許容できないほどに正しくないものになってしまうであろう。よって、送信アンテナのネスト化した作動は、本発明に係るアプローチの不可欠な要素である。
上記の例により、本発明に係る基本アイデアを紹介した：高い角度精度と角解像度のデジタルビームフォーミングを、多数のアンテナチャンネルにおいて、シングルアンテナの数や必要とされる面積、並びに、必要とされるハードウェアコストを増やすことなく、実現するために、複数の送信アンテナと受信アンテナを使用し、送信アンテナの数掛ける受信アンテナの数の積が、アンテナチャンネルの数となる様にレイアウトした。センサー感度を高めるために、全ての受信アンテナを、同時に作動させ、受信したシグナルを評価している。送信アンテナは、帰属する受信シグナルを分離することができるように交互に作動されている。正しいデジタルビームフォーミングを得るために、送信アンテナ間の時間的なずれが、相対速度に依存して、補正されなければならない位相変位を引き起こすことを考慮しなければならない。位相変位に関しては多義性があるため、一般的に、異なる相対速度仮説に相当する、異なる仮説を観察しなければならない。正しい仮説を割り出すために紹介したアプローチのうちの一つを使用することができる。
当業者にとっては、このアイデアを、詳細に説明した例から、他の寸法や他の仕様に一般化できることは、直接的に自明である；一例として：
・二本の送信アンテナを使用する代わりに、多数（本数ＮＳ）の送信アンテナを使用することも可能である。この場合、相対速度ゲート毎にＮＳ回のデジタルビームフォーミングが、第二ＤＦＴ後に実施され、ＮＳ個の相対速度ゲート仮説から正しいものを割り出す必要がある。
・送信シグナルのパラメータ（例えば、平均周波数）と時間的な推移（例えば、周波数ランプの間隔）は、周波数ランプ間において容易に変化させることができ、これにより、特に、外部からの入射や内部の障害源に起因する障害を抑制することができる。
・周波数ランプの有意に等間隔ではない間隔は、ＤＦＴ以外のスペクトル分析に用いることもできる。
・周波数変調の代わりに、短い送信インパルスによる振幅変調を用いることもでき、この場合、距離ゲートを、受信シグナルの経時的走査により直接的に得ることができる。
・後の分離のために（例えば、相によって）、互いに変調させれば、それぞれＮＧ＞＝２本の送信アンテナを同時に作動させることも可能である。この場合、ＮＳ＞＝２本の同時に作動される送信アンテナのグループが、周期的に切り替えられる；即ち、合計、ＮＳｘＮＧ本の送信アンテナがある。同時に作動される送信アンテナに由来する受信シグナルを復調によって分離した後、ＮＧｘＮＳｘＮＥ組のアンテナコンビネーションのデジタルビームフォーミングを実施することができる、但し、この場合、送信アンテナグループ間の位相変位を観察することになる。
・送信アンテナと受信アンテナの役割は、入れ替えることも可能である、要するに、受信アンテナを交互に、送信アンテナを同時に作動させることも可能である。
・２４ＧＨｚの他、他の周波数バンド、特に７７と７９ＧＨｚバンドを使用することも可能である。
本発明は、車両に搭載されるドライバー・アシスタント・システムにおいて用いられるレーダーシステムに関する。本発明によれば、該レーダーシステムは、それぞれ、相対速度に依存するデジタルビームフォーミングに対する効果が考慮された複数本のアンテナによるネスト化シリアル送信とパラレル受信を実施するための構成と方法を有している。
車両にはますます、センサーシステムの助けを借りて周辺部を捕捉し、そのようにして認識された交通状況から車両の自動的リアクションを導き出す、及び／或いは、ドライバーに指示を出す、特に好ましくは、警告するドライバー・アシスタント・システムが装備されるようになってきている。尚、これらは、快適機能と安全機能に分類される。
快適機能としては、現時点の開発においては、ＦＳＲＡ（Ｆｕｌｌ Ｓｐｅｅｄ Ｒａｎｇｅ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃｒｕｉｓｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が、最も重要な役割を果たしている。車両は、交通状況が許す場合、ドライバーが設定した希望速度に自己速度を制御するが、状況が適さない場合、その交通状況に自己速度を自動的に適合させる。
快適性の向上に加え、安全機能にも焦点が当てられるようになってきている。その様な機能のうち、緊急時における制動距離乃至停止距離の短縮を実現するための機能が、一つのグループを形成している：
このようなドライバー・アシスタント機能には、ブレーキが効き始めるまでの時間を短縮するために自動的にブレーキに与圧をかけておくもの（プレフィル機能）、改善されたブレーキアシスタント（ＢＡＳ＋）、更には、自律的緊急ブレーキに至るまで様々なものがある。他のグループは、車線変更機能である：これら機能は、ドライバーが、危険な車線変更を実施しようとした際に、即ち、隣接車線上の死角に車がある（ＢＳＤ「Ｂｌｉｎｄ Ｓｐｏｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」と呼ばれる）、或いは、後方から高速で接近して来る車がある（ＬＣＡ「Ｌａｎｅ Ｃｈａｎｇｅ Ａｓｓｉｓｔ」）場合に、ドライバーに警告を発する、乃至、操舵に介入する。
上記のようなドライバー・アシスタント・システム用には、現在、主にレーダーセンサーが採用されている。これは、悪い気象条件下でも信頼性高く機能し、オブジェクトへの間隔だけでなく、ドップラー効果によって、ラジアル方向の相対速度も直接的に測定できる。送信周波数としては、２４と７７ＧＨｚが採用されている。
上記機能を確実に実施するためには、あるオブジェクトの信頼性あるレーン帰属を伴う高い検出クオリティが必要である；即ち、正確な角形成が、必要である。角形成は、今日通常、複数のシングルアンテナとそのデジタルビームフォーミングによる融合によって、実施される；即ち、このビームフォーミングにより多くのアンテナチャンネルが用いられれば用いられるほど、角形成は、改善される。
容認できるハードウェアコスト内において、多い数のアンテナチャンネルを得るため、好ましくは、複数の送信アンテナと受信アンテナが用いられる。適宜なレイアウトでは、デジタルビームフォーミングのアンテナチャンネル数は、送信アンテナ数と受信アンテナ数の積として得られる。欧州特許公報ＥＰ０００００２２９４４５１Ａ２と国際特許公報ＷＯ２０１０／０６６４５８Ａ１に、そのようなレイアウトが、開示されている。
欧州特許公報ＥＰ０００００２２９４４５１Ａ２は、送信アンテナと受信アンテナが、ネスト化シリアル方式で用いられている、要するに、周期的、即ち、一本のアンテナから送信し、一本のアンテナで受信するレイアウト、及び、方法を開示している。これに必要なハードウェアコストは、低いが、センサー感度が低いと言う欠点がある。アンテナチャンネルの時間をずらした作動により、センサーに対して相対的に動いているオブジェクトが、アンテナチャンネル間において、角形成の際に考慮しなければならない位相変位を起こす；尚、この問題は、本文献に開示されているネスト化シリアル送受信では、簡単に実施できる。代案的に、該文献には、パラレル送受信も開示されている；即ち、すべての送信アンテナと受信アンテナが、常に、同時に作動される。これによりセンサー感度は、高まるが、ハードウェアコストも上がってしまう。これにより、角形成における時間をずらすことに起因する問題は、起こらなくなるが、別の送信アンテナに由来する受信シグナルを、位相スイッチを用いた変調とそれに続くデジタル復調によって分離することが必要になる。
国際特許公報ＷＯ２０１０／０６６４５８Ａ１には、上記双方の「極端なケース」の中間的釈義が、開示されている：即ち、ネスト化シリアルに送信し、常に、パラレルに受信する、要するに、交代で一本の送信アンテナのみが作動しているが、全ての受信アンテナが、常に同時に作動している。これにより、良好なセンサー感度を、容認できるハードウェアコストにおいて実現できる。しかし、この時間的にずらせた送信アンテナのレイアウトと、それが、角形成に与える影響は、シリアル送受信の場合の様には、容易に扱えるものではない。この文献ＷＯ２０１０／０６６４５８Ａ１においては、別々の送信アンテナを用いる二つのアンテナチャンネルを、それらの受信シグナルの位相変位が、オブジェクトの相対移動にのみ基づき、それにより他のアンテナチャンネルの相対速度由来の位相変位も既知であり、且つ、補償できるように、実質同じ場所に置くことが提案されている。しかしこのアプローチには、特に、異なるアンテナチャンネルの数を最大限実現できないこと、並びに、弱いオブジェクトの場合や、同じ速度で等距離離れた複数のオブジェクトがある状況では、（二つのアンテナチャンネルから推定されるため）位相変位推定にノイズや歪みが入り、間違った角度やゴーストオブジェクトが認識され得ると言う欠点がある。
ドイツ特許公告ＤＥ１０ ２０１１ ００９ ８７４Ｂ３は、レーダーシステムにおける送信シグナル分離のための方法とそれに帰属するレーダーシステムを開示している。該方法においては、送信シグナルは、ＯＦＤＭを用いて、複数の、ある特定の分割スキームに基づいて送信アンテナに帰属されるサブキャリアに分割される。この分割スキームでは、各々のサブキャリアは、一本の送信アンテナにのみ帰属される。各々の送信アンテナに帰属されているサブキャリアは、其々、シグナルバンド幅全体に分割されている。
「Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ １２ ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｒａｄａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ」に載ったＤｏｍｉｎｉｋ Ｚｏｅｋｅ ｅｔ ａｌｌ．の論文「Ｐｈａｓｅ Ｍｉｇｒａｔｉｏｎ Ｅｆｆｅｃｔｓ ｉｎ Ｍｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｌｏｃａｌｉｚａｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ ＭＩＭＯ Ａｒｒａｙｓ」には、マルチプル入力・出力アンテナ・コンフィグレーションが開示されている。更には、様々なスイッチングスキームと、それが、動いている目標オブジェクトの位置特定に与える影響に関しても議論している。それに続いて、動きに起因する位相誤差を補正することのできる、実測に基づいた該アンテナ用のスイッチング技術が紹介されている。
欧州特許公報ＥＰ０００００２２９４４５１Ａ２ 国際特許公報ＷＯ２０１０／０６６４５８Ａ１ ドイツ特許公告ＤＥ１０ ２０１１ ００９ ８７４Ｂ３
「Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ １２ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｒａｄａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ」に載ったＤｏｍｉｎｉｋ Ｚｏｅｋｅ ｅｔ ａｌｌ．の論文「Ｐｈａｓｅ Ｍｉｇｒａｔｉｏｎ Ｅｆｆｅｃｔｓ ｉｎ Ｍｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｌｏｃａｌｉｚａｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ ＭＩＭＯ Ａｒｒａｙｓ」
本発明の課題は、ネスト化シリアル送信とパラレル受信を採用したレーダーシステムにおいて、相対速度に起因するアンテナチャンネル間の位相変位を考慮するための既知なアプローチが有する上記欠点を、解決することである。
この課題は、原則的に、請求項１から１３に記載の方法、乃至、レーダーシステムによって解決される。
本発明の長所は、ネスト化シリアル送信とパラレル受信を採用することにより最大限可能な数のアンテナチャンネルを使え、その結果、角形成のために最適な精度と解像能力を実現でき、それに加え、弱いオブジェクトや同じ速度で等距離離れた複数のオブジェクトがある状況が、角形成に悪影響を及ぼさないと言う事実から得られている。
レーダーシステムの実施形態の一例を示している。 所謂「周波数ランプ」からなる送受信シグナルの周波数、並びに、それぞれ採用されている送受信アンテナからなるアンテナコンビネーションを示している。 二つのオブジェクトが存在している場合における、第一ＤＦＴ前（左）と第一ＤＦＴ後（右）の走査されたシグナルを示している。 そこに正に一つのオブジェクトが存在している距離ゲート４内において、複数の周波数ランプに跨ってローテンションする複素数スペクトル値が示されている。 ある一つのアンテナコンビネーションｍにおける第二ＤＦＴ後の二次元の複素数値のスペクトルｅ（ｊ，ｌ，ｍ）を模式的に示している。 方位角αＡｚ＜０における、各シングルアンテナと遠く離れたセンサーに対して静止しているオブジェクトとの間の様々な波長を示している。 先に考察した図１に記載の２本の送信アンテナと４本の受信アンテナを包含するアンテナレイアウトと等価な一本の送信アンテナと８本の受信アンテナを包含するアンテナレイアウトを示している。 この等価なレイアウト用に、各シングルアンテナと遠く離れたセンサーに対して静止しているオブジェクトとの間の様々な波長が示されている。 上記のアンテナレイアウト用に、（センサーに対して静止している）オブジェクトが一つだけ存在している距離・相対速度・ゲート（９，０）内において、複数のアンテナコンビネーションに跨ってローテーションする複素数スペクトル値を示している 第三ＤＦＴ後の帰属するスペクトルを絶対値として示している。 三次元ＤＦＴ前のデータ配列（左）とその後に得られる三次元複素数値のスペクトルｗ（ｊ，ｌ，ｎ）（右）を模式的に示している。 ９ｍ離れた場所にある相対速度０ｋｍ／ｈのオブジェクト用に、双方の相対速度ゲートｌ＝０とｌ＝２５６における角スペクトルｗ（９，ｌ，ｎ）の推移を絶対値として示しているが、第三ＤＦＴ用の窓関数として、２０ｄＢのサイドローブ抑制を伴うチェビシェフ・ウインドが、使用されている。
以下、図１に概略的に示されているレーダーシステムの実施例を説明する。該レーダーシステムは、送信シグナルを放射するための２本の送信アンテナＴＸ０とＴＸ１、並びに、オブジェクトから反射して来る送信シグナルを受信するための４本の受信アンテナＲＸ０〜ＲＸ３を備えている；これらのアンテナは、一枚の平らな基板１．１上にプレーナー技術によるパッチアンテナとして実施されているが、該基板は、車両の水平及び垂直方向に対して図に示した如く配置される。全てのアンテナ（送信アンテナと受信アンテナ）は、仰角と方位角において、同じビーム特性を有している。４本の受信アンテナ（相の中心、即ち、ビーム中心）は、全て、それぞれ互いに対して、横方向、即ち、水平方向にｄ＝λ／２＝６．２ｍｍの間隔を有しているが、λ＝ｃ／２４．１５ＧＨｚ＝１２．４ｍｍが、放射されたシグナルの平均波長である；尚、双方の送信アンテナの水平方向の間隔は、その４倍、即ち、４ｄ＝２λである。
マルチプレクサー１．３を介して、それぞれ、双方の送信アンテナのうちから一本を選択することができる。それぞれ選択された送信アンテナから放射される送信シグナルは、制御電圧ｖＳｔｅｕｅｒによって周波数を変更できる高周波・振動子１．２から、２４ＧＨｚ領域において得られる；尚、該制御電圧は、制御手段１．８によって発生される。
四本の受信アンテナによって受信されたシグナルは、パラレルに処理される。先ず、これらのシグナルは、実数値ミキサー１．４において、振動子１．２のシグナルと、低周波領域に下がるように混合される。その後、これらの受信シグナルは、各々、示されている伝達機能を備えた帯域フィルター１．５のうちの一つ、アンプ１．６、並びに、Ａ／Ｄコンバータ１．７を通り、最後に、デジタル・シグナル処理ユニット１．９において、更に処理される。ここで強調すべきは、四本の受信アンテナのパラレルに処理することにより、受信シグナルを四倍の期間累積でき、これにより、センサー感度を６ｄＢ高めることができると言うことである。
ここで、オブジェクトまでの距離を測定できるようにするために、図２に示す如く、高周波振動子の周波数を変更することにより送信シグナルを急速に線形に変化させる（例えば、３２μｓ毎に１８７．５ＭＨｚ）；これを、周波数ランプと呼ぶ。これらの周波数ランプは、周期的に繰り返す（例えば、４０μｓ毎）；合計、例えば、５１２周波数ランプがある。これらの周波数ランプ毎に、二本の送信アンテナが、交互に作動される、即ち、次の周波数ランプが来る前にそれぞれ他方の送信アンテナに切り替えられる。図２のｋは、各々の送信アンテナの周波数ランプのインデックス：５１２／２＝２５６であり、ｍ＝４・ｍＴＸ＋ｍＲＸが、８組のアンテナコンビネーションのインデックス：ＴＸｍＴＸ／ＲＸｍＲＸである。
各々の点状のオブジェクトの受信シグナルは、混合後、即ち、Ａ／Ｄコンバータにおいても、周波数ランプ毎、且つ、四つの受信チャンネル毎においてサインカーブ状の振動となる；これは、図２を用いて、以下のように説明できる：オブジェクトのレーダーシステムに対する周方向への相対速度がゼロの場合、送信されたシグナルと受信されたシグナル間の周波数差Δｆは、一定であり、シグナルランタイムΔｔに比例、即ち、周方向の距離に、式：ｒ＝ｃ・Δｔ／２のように比例する、但し、ｃが、光速であり、係数１／２も考慮されているため、ランタイムΔｔは、波の往復時間である；尚、周波数差Δｆは、上記の釈義では、Δｆ＝２ｒ／ｃ・１８７．５ＭＨｚ／３２μｓ＝ｒ・３９．０６２５ｋＨｚ／ｍとなる。各受信チャンネルにおいて受信されたシグナルが、振動子周波数、即ち、送信周波数と混合されるため、ミキサーの後においては、周波数Δｆを有するサインカーブ状の振動が得られる。この周波数は、ＭＨｚ領域にあり、相殺されないラジアル方向の相対速度の場合、ｋＨｚ領域でしかないため、オブジェクトの距離による周波数部分に対して略無視しても差し支えないドップラー周波数分ずれる。オブジェクトが複数ある場合、受信シグナルは、異なる周波数の複数のサインカーブ状の振動を重ね合わせたものとなる。
各々の周波数ランプにおいて、全ての４つの受信チャンネル内で、受信シグナルが、Ａ／Ｄコンバータで、２５６回、１００ｎｓ（即ち、１０ＭＨｚ）毎の間隔で走査される（図２参照）。図２からも明らかな如く、シグナル走査は、オブジェクトからの受信シグナルが、興味のある距離範囲にあるオブジェクトからの時間範囲にある場合においてのみ有意義である−即ち、ランプスタート後は、少なくとも、興味のある最も遠い距離に対応するランタイム分、待機されなければならない（最遠距離を１５０ｍとすると１μｓに相当する）；但し、ここ、及び、これ以降において用いる距離と言う用語は、常に、ラジアル方向への距離とする。
続いて、周波数ランプ毎と受信チャンネル毎で、２５６の走査値に関して、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ＝Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の形で得る。これにより、それぞれ異なる周波数を返す異なる距離にあるオブジェクトを分離することができる（図３参照、左：オブジェクトが二つある場合のＤＦＴ前のシグナルｓ（ｉ，ｋ，ｍ）、右：ＤＦＴの結果の絶対値｜ｅ（ｊ，ｋ，ｍ）｜；尚、式中、ｋは、送信アンテナ毎のインデックス、ｍは、８組のアンテナコンビネーションＴＸｍＴＸ／ＲＸｍＲＸのインデックスである）。ＤＦＴの各々の離散した周波数ノードｊは、一つの距離ｒに対応しているため、パルスレーダーの場合と同じように、距離ゲートと呼ぶこともできる；上記のような釈義では、距離ゲートは、正に一間隔、即ち、幅Δｒは、１メートルである（Δｒ・３９．０６２５ｋＨｚ／ｍ＝１／（２５６・１００ｎｓ）から得られる）。オブジェクトがそこにある距離ゲートには、ＤＦＴにおいて、パワーピークが現れる。走査された受信シグナルが、実数値であり（対称であるため、ＤＦＴの上半分には、付加的な情報はない）、且つ、アナログ帯域フィルター１．５の上部移行領域が、２．１８７５ＭＨｚの周波数帯域幅（５６の周波数ノードの領域に相当）であるため、２５６の離散した周波数ノードのうち１００のみを更に処理することができる（但し、フィルターの任意に狭い移行領域を実現することは不可能である）。該フィルター１．５は、小さな周波数を抑え、それによって、近距離のオブジェクトの受信シグナルも、アンプ１．６とＡ／Ｄコンバータ１．７のオーバーライドを避けるために、抑制する（アンテナによって受信されるシグナルは、オブジェクト距離が小さくなるほど、強くなる）。
送信アンテナｍＴＸ（ｍＴＸ＝０，１）毎の２５６の周波数ランプ（ｋ＝０，１，…，２５５）に対して、各々の受信チャンネルｍＲＸ（ｍＲＸ＝０，１，２，３）毎において、各々の距離ゲートｊ毎（即ち、観察される１００の周波数ノード毎）に、複素数のスペクトル値ｅ（ｊ，ｋ，ｍ）が、割り出される。一つの距離ゲートに対応する距離内に、ちょうど一つのオブジェクトがある場合、この距離ゲートｊ内において、複素数のスペクトル値は、周波数ランプから次の周波数ランプまでの間、距離（ｍｍオーダー、或いは、それ以下）、並びに、帰属する振動の位相が、一定に変化するため、８組のアンテナコンビネーションｍ＝０，１，…，７それぞれにおいて、２５６の周波数ランプ毎にドップラー周波数分だけローテーションする（図４参照、この様な周波数ランプ毎、４５°の相変化は、オブジェクトの距離変化λ／（８・２）＝０．７８ｍｍに相当し、波長が、λ＝ｃ／２４．１５ＧＨｚ＝１２．４ｍｍ、分母のファクタ２によって往復が、考慮されているため、ラジアル方向の相対速度ｖｒｅｌ＝０．７８ｍｍ／８０μｓ＝３５ｋｍ／ｈが得られる；ラジアル方向の正の符号は、接近として定義されている）。同じ距離ゲート内にあるラジアル方向の相対速度が異なる複数のオブジェクトは、各々のアンテナコンビネーションと各々の距離ゲートにおいて、２５６の周波数ランプ毎に得られる複素数のスペクトル値の第二ＤＦＴが計算されることにより、分離される。この第二ＤＦＴの各々の離散した周波数ノードｌは、それぞれ一つのドップラー周波数のセット（ドップラー周波数の走査であるため、操作周波数の未知の整数倍までしか定めることができない）、即ち、オブジェクトのラジアル方向の相対速度ｖｒｅｌの一つのセットに対応しているため、第二ＤＦＴの離散した周波数ノードを、相対速度ゲートと呼ぶことも可能である；以後、「ラジアル方向の相対速度」と言う用語において、記述の簡略化のために、「ラジアル方向の」を省略する。相対速度の一義性領域は、２・ｖｒｅｌ，ＥＢ・８０μｓ＝１２．４ｍｍから、ｖｒｅｌ，ＥＢ＝２８０ｋｍ／ｈとなる。よって、相対速度ゲートＩには、相対速度ｖｒｅｌ＝（ｌ／２５６＋ｐ）・２８０ｋｍ／ｈが帰属されるが、式中、ｐは、整数である。
第二ＤＦＴは、相対速度を割り出すためだけのものではなく、積分をすることによって、認識感度も高めている−２５６の周波数ランプの場合、約１０・ｌｏｇ１０（２５６）＝２４ｄＢ。
相対速度用の第二ＤＦＴの後、各々のアンテナコンビネーションｍ用に、二次元の複素数のスペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）が得られるが、各々のセルは、距離・相対速度ゲートと呼ぶことができ、各々帰属する距離・相対速度ゲートには、オブジェクトによるパワーピークが現れる（図５参照）。
最後に、８組のアンテナコンビネーションから情報が融合される。双方の送信アンテナに由来し、一つの点状のオブジェクトから反射された波は、４本の受信アンテナに、該オブジェクトと各受信アンテナの距離が多少異なっているため、方位角αＡｚに依存した様々な位相（ｍ）で到達する。このことについて、これから詳しく説明するが、観察するオブジェクトは、先ずは、センサーに対して静止している、即ち、それは、相対速度、ゼロを有している。図６は、鉛直方向の投影において、アンテナの相中心と、方位角αＡｚ＜０（αＡｚが正の値の場合、基板に対する鉛直面よりも右側を意味する）と仰角αＥｌ＝０（基板に対する水平鉛直面上）における遠く離れたセンサーに対して静止しているオブジェクトまでの光路が示されている；該オブジェクトは、光路が平行であるとみなすことができるほど遠くにある、即ち、オブジェクトは、アンテナレイアウトの遠方フィールドにある。アンテナコンビネーションｍ＝４・ｍＴＸ＋ｍＲＸ用の、送信アンテナＴＸｍＴＸからオブジェクトまで、並びに、そこから受信アンテナＲＸｍＲＸまでの帰路からなる路長ｒ（ｍ）は、下記式によって得られる：
ｒ（ｍ）＝２・ｒＲＰ＋ｓｉｎ（−αＡｚ）・（ａ＋ｍＴＸ・４ｄ＋ａ＋ｄ／２＋ｍＲＸ・ｄ）＝２・ｒＲＰ＋ｓｉｎ（−αＡｚ）・（２ａ＋ｄ／２＋ｍ・ｄ），
尚、式中、ｒＲＰは、アンテナ基板上の基準点ＲＰからオブジェクトまでの路長、ａは、該基準点と送信アンテナＴＸ０との間の水平間隔である。この関係から、間隔が、アンテナコンビネーションの番号ｍに対して一次的に変化することがわかる。上記の値（２ａ＋ｄ／２＋ｍ・ｄ）は、アンテナコンビネーションｍの所謂相対的相中心から基準点ＲＰまでの水平間隔を示しており、帰属する送信アンテナと受信アンテナから基準点までの水平間隔の合計である（送信アンテナと受信アンテナのコンビネーションの相対的相中心は、基準点から送信アンテナと受信アンテナのそれぞれの相中心までのベクトルの合計として定義されている）。
アンテナコンビネーションｍ＝０，１，…，７のと、アンテナコンビネーションｍ＝０の受信波の間の相差異φ（ｍ）−φ（０）は、異なる路長ｒ（ｍ）に依存し：
φ（ｍ）−φ（０）＝−２π／λ・［ｒ（ｍ）−ｒ（０）］
＝−２π／λ・［２・ｒＲＰ＋ｓｉｎ（−αＡｚ）・
（２ａ＋ｄ／２＋ｍ・ｄ）−２・ｒＲＰ−ｓｉｎ（−αＡｚ）・
（２ａ＋ｄ／２＋０・ｄ）］
＝−２π／λ・ｓｉｎ（−αＡｚ）・ｄ・ｍ
＝２π／λ・ｓｉｎ（αＡｚ）・ｄ・ｍ
として得られるため、これも、アンテナコンビネーションの番号ｍに対して一次的に変化する。全てのアンテナが、同じビーム特性を有し、且つ、各アンテナ間における遠くにあるオブジェクトに対する間隔の差が、レベル観察には、無視できる程度でしかないため、異なるアンテナコンビネーションによって、受信されたシグナルの振幅は、一定である。
図７ａに示されているアンテナレイアウトに対して、図７ｂの鉛直方向の投影から、これまで見てきた図１のレイアウトと全く同じ路長ｒ（ｍ）と相差異φ（ｍ）−φ（０）の関係が成り立つことは、明らかである；図７ａのレイアウトは、ただ一本の送信アンテナＴＸ０と８本の等間隔に置かれた受信アンテナＲＸ０−ＲＸ７を有しており、アンテナコンビネーションｍ＝ｍＲＸは、該送信アンテナと受信アンテナＲＸｍＲＸから構成される。同一のシングルアンテナとアンテナコンビネーションの互いに同一な相関係から双方のアンテナレイアウトは、角度測定能力的には、同レベルである。しかし、図１に示すレイアウトは、図７ａに示す従来のレイアウトと比較して、約半分の水平方向への広がりを有し、そのため、センサーの大きさを有意に削減できると言う長所を有している。更に、図１のレイアウトは、全体として少ない数のアンテナ（８本ではなく６本のアンテナ）を有しており、これは、それに帰属する回路も含めて考えれば、コスト的にも有利に作用する。図１のレイアウトの欠点は、受信シグナル双方の送信アンテナへの受信シグナルを同時に受けることができないことである−このことに起因する問題点と本発明による解決方法は、後に説明する。
８組のアンテナコンビネーションｍに跨って一次的、乃至、減少する方位角依存の相差異φ（ｍ）−φ（０）は、場合によっては一定であり得ること、並びに、そのため相殺し得る位相変位（例えば、異なる配線の長さに起因するもの）は、第二ＤＦＴ以後まで維持される；即ち、ある一つの距離・相対速度ゲート（ｊ，ｌ）内に、一つのオブジェクトしかない場合、複素数スペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）は、８組のアンテナコンビネーションｍ＝０，１，…，７上を一定の方位角に依存する回転速度においてローテーションする（図８ａを例として参照）。よって、各々の距離・相対速度ゲート内において、方位角方向用にデジタルビームフォーミングを実施することができる。その際、一次的に変化する位相を有するそれぞれの複素数ファクタのセットと掛算される８組のアンテナコンビネーションの複素数の値の合計を計算する；尚、各々のファクターセットの一次的位相変化に依存して、異なる照射方向の放射ローブが得られる。この放射ローブの放射幅は、シングルアンテナのそれよりも有意に狭いものである。上記の総和は、１６ポイントＤＦＴによって実施されるが、８組のアンテナコンビネーションの８つの値は、８つのゼロによって補完される。このＤＦＴの離散した周波数値ｎ＝０，１，…，１５は、隣接するアンテナコンビネーション間の異なる位相差Δφ＝φ（ｍ）−φ（ｍ−１）＝２π・ｎ／１６、即ち、異なる方位角αＡｚ＝ａｒｃｓｉｎ（Δφ・λ／（２πｄ））＝ａｒｃｓｉｎ（ｎ・λ／（１６ｄ））と対応しているため、角度ゲートと呼ぶことができる。図８ｂは、方位角αＡｚ＝１４．５°未満の点状のオブジェクトに係る図８ａの関係用に、第三ＤＦＴのスペクトルの推移ｗ（ｊ，ｌ，ｎ）を絶対値として示している（π／４に相当する隣接するアンテナコンビネーション間のここに示されている位相変位４５°は、ｎ＝２とｄ＝λ／２において、方位角αＡｚ＝ａｒｃｓｉｎ（π／４）＝１４．５°に対応している）。第三ＤＦＴは、方位角を割り出すためだけのものではなく、積分をすることによって、認識感度も高めている−８組のアンテナコンビネーションの場合、約１０・ｌｏｇ１０（８）＝９ｄＢ。
これまでは、方位角を割り差すために、オブジェクトが、相対速度ゼロを有していると仮定してきた。この仮定とは異なる場合、時間的に４０μｓずらせて作動される双方の送信アンテナからの受信シグナルの間の相は、距離がこの経過時間内においても多少変化するため、以下では一定であると仮定している相対速度にも比例して、変化する。４０μｓ内の位相変位は、ΔφＴＸ＝２・ｖｒｅｌ・４０μｓ／λ・３６０°＝ｖｒｅｌ／（５６０ｋｍ／ｈ）・２π（ΔφＴＸの単位は、ラジアン）。送信アンテナＴＸ１に対する全ての周波数ランプが、送信アンテナＴＸ０の周波数ランプに対して、４０μｓ遅れているため、第２ＦＦＴ後に得られる送信アンテナＴＸ１に帰属するアンテナコンビネーションｍ＝４，５，６，７用の複素数スペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）相は、送信アンテナＴＸ０に帰属するアンテナコンビネーションｍ＝０，１，２，３に対して付加的な相分ΔφＴＸを有している。
この位相変位は、デジタルビームフォーミング前に相殺されなければならない、即ち、送信アンテナＴＸ１に帰属するアンテナコンビネーションｍ＝４，５，６，７用の複素数スペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）に、複素数単位ベクトルｅ＾（−ｉ〜・ΔφＴＸ）を掛ける、但し、ｉ〜は、虚数単位である。上述した如く、複素数スペクトル値ｖ（ｊ，ｌ，ｍ）のインデックスＩは、相対速度ゲートを示しており、相対速度ｖｒｅｌ＝（ｌ／２５６＋ｐ）・２８０ｋｍ／ｈが、帰属されているが、整数であるｐは、相対速度の多義性用のインデックスである（即ち、相対速度ゲートｌ＝０には、例えば、．．．，−５６０ｋｍ／ｈ，−２８０ｋｍ／ｈ，０ｋｍ／ｈ，＋２８０ｋｍ／ｈ，＋５６０ｋｍ／ｈ，．．．が、割り当てられている）。よって、位相変位ΔφＴＸ＝ｖｒｅｌ／（５６０ｋｍ／ｈ）・２πは、相対速度ゲートＩと多義性用インデックスｐに依存して、相対速度ΔφＴＸ＝（ｌ／２５６＋ｐ）・πから得られる。即ち、デジタルビームフォーミングの場合に用いる送信アンテナＴＸ１に帰属するアンテナコンビネーション用の補正ファクタｅ＾（−ｉ〜・ΔφＴＸ）は、相対速度の多義性用のインデックスｐに依存している。但し、ΔφＴＸにおける２πの付加的整数倍は、補正ファクタｅ＾（−ｉ〜・ΔφＴＸ）には、影響を与えないため、二つの異なる補正ファクタだけを区別すればよい。偶数ｐ用の補正ファクタは、ｅ＾（−ｉ〜・（ｌ／２５６）・π）、奇数ｐ用の補正ファクタは、ｅ＾（−ｉ〜・（ｌ／２５６＋１）・π）＝−ｅ＾（−ｉ〜・（ｌ／２５６）・π）である；双方の補正ファクタは、相に関して、π分回転している、即ち、半回転分ずれている。
これは、以下の様にも、説明することができる：相対速度を割り出すための第二ＤＦＴ用の走査時間は、８０μｓである（同じアンテナ用のランプの間隔）；双方の送信アンテナ間の時間的なずれは、半分の４０μｓである。即ち、第二ＤＦＴから得られる位相変位は、双方のＴＸ間の相対速度起因の位相変位を得るには、半分にされなければならない。しかし各相は、２πの整数倍に対してのみ正確に割り出すことができるため、２πの一義性領域上に示されている双方の送信アンテナの位相変位には、πの差が残る、即ち、π分異なる相仮説も観察しなければならない。
よって、デジタルビームフォーミング用の第三ＦＦＴ、即ち、方位角の割り出しは、一つの距離ゲートの各々２５６の相対速度ゲート毎に二回、即ち、送信アンテナＴＸ１に帰属するアンテナコンビネーションｍ＝４，５，６，７用の双方の補正ファクタ＋ｅ＾（−ｉ〜・（ｌ／２５６）・π）と−ｅ＾（−ｉ〜・（ｌ／２５６）・π）とを用いて、実施されなければならない。双方の補正ファクタには、二つの異なる相対速度のセットが帰属している；即ち、デジタルビームフォーミング後、５１２の相対速度ゲートが得られる。
方位角の第三ＤＦＴの後、各々の受信チャンネル用に、三次元の複素数のスペクトル値ｗ（ｊ，ｌ，ｎ）が得られるが、これらのセルは、距離・相対速度・角度ゲートと呼ぶことができ、オブジェクトによるパワーピークが、各々帰属する距離・相対速度・角度ゲートに、現れる（図９参照、左：三次元ＤＦＴ前のデータレイアウト、右：その後）。デジタルビームフォーミング時に相対速度ゲートを二倍にすることにより、各々のオブジェクトによって、２５６離れた二つの相対速度ゲートにパワーが見られる（この効果の更なる処理は、後に説明する）。
このパワーピークを割り出すことにより、オブジェクトを検出し、その寸法、距離、相対速度（多義性は除く）、並びに、方位角を割り出す。パワーピークは、ＤＦＴウィンドウ機能に起因して、隣接するセルにも、レベルを有するため、レベルに依存して補間することにより、ゲート幅よりも有意に正確にオブジェクト寸法を割り出すことが可能である。三つのＤＦＴのウィンドウ機能は、（十分なオブジェクト分離のために）パワーピークの幅が広がらないようにする一方、（反射の強いオブジェクトの存在下において、反射が弱いオブジェクトも認識できるように）ウィンドウ・スペクトルのサイドローブが、大きくなり過ぎないように選択することができることを示唆しておく。パワーピークの高さから、四つ目のオブジェクト寸法として、それがレーダー波をどの程度反射するかを示す反射断面積を推定することができる。どんなシステムにおいても見られるノイズ（例えば、熱によるノイズ）に依存して、三次元ＤＦＴ後、オブジェクト反射を受信しない場合でも、ある程度のパワーレベルが存在している；この静的な効果によってすらある程度変化するノイズレベルが、検出能力の物理的限界である。それ以上の時に、パワーピークからオブジェクトを得ることができる検出閾値は、平均ノイズよりも約１２ｄＢ高い。
ここまでは主に点状の（即ち、幅も長さもない）、一定のラジアル方向相対速度を有し、横方向には動いていないオブジェクトを観察してきた。この場合、三次元フーリエ変換後のパワーピークは、「鮮明」である；その形状は、三つのオブジェクト値、速度、距離、角度に関してずらされた窓関数の三次元離散フーリエ変換に相当している−各々の次元、速度、距離、角度に対して、パワーピークの形状は、それぞれの窓関数の一次元離散フーリエ変換は、それぞれのオブジェクト値分ずれている。上記の条件が当てはならないオブジェクトは、三次元フーリエ変換後、「ぼやけた」パワーピークを有している。
上記のオブジェクトの検出と、帰属しているオブジェクト寸法の割り出しが、一つの測定サイクルであり、周辺のその時点の状況を提供する；尚、これは、約４０ｍｓ毎に周期的に繰り返される。周辺シチュエーションを判断するためには、スナップ画像を、連続するサイクルに跨って追跡し、フィルターをかけ、評価しなければならない；その理由としては、特に：
・一つの値は、一つのサイクルにおいて直接的に割り出すことができないため、連続するサイクルに跨った変化から割り出される（例えば、縦方向の加速や横方向の速度）、
・オブジェクトの動きを、複数のサイクルにおいて、妥当性検証でき、これにより、堅牢かつ確実な周辺描写を得ることができる；よって、例えば、連続するサイクルから得られる測定された（ラジアル方向の）相対速度に対して（ラジアル方向の）距離の変化は、合ってなければならない、即ち、周辺部描写において、冗長性とそれに基づく付加的な確実性が得られる。
・複数のサイクルを超えた経時的フィルターによる測定ノイズの低減。
オブジェクト検出の連続するサイクルに跨る追跡とフィルター掛けは、トラッキングとも呼ばれる。その際、その時点のサイクルのトラッキングされたオブジェクト寸法から各々のオブジェクト用に次のサイクル用の値が、予測される。この予測は、次のサイクルのスナップ画像として検出されるオブジェクトとそのオブジェクト寸法とを、それぞれ互いに帰属させるために、比較される。同じオブジェクトに帰属する予測されたオブジェクト寸法と測定されたオブジェクト寸法は、融合され、これから、最新のトラッキングされた、即ち、連続するサイクルに跨ってフィルターが掛けられたオブジェクトの寸法が得られる。一つのサイクルにおいて割り出されるオブジェクト寸法を、一義的に定めることができない場合、トラッキングの際に、異なる仮説を考慮しなければならない。トラッキングされたオブジェクトとそれに帰属するトラッキングされたオブジェクト寸法からは、それぞれのドライバー・アシスタント機能用に周辺シチュエーションが、適宜なアクションを作動させるために、分析され、解釈される。
ここからは、上述の、一つのオブジェクトが、三次元複素数スペクトルｗ（ｊ，ｌ，ｎ）において、二つの２６５離れた相対速度ゲートにパワーを出力すると言う効果をどのように取り扱うことができるのかを説明する。図９に示唆した如く、例えば、相対速度ｖｒｅｌ＝０ｋｍ／ｈと方位角αＡｚ＝１４．５°の点状のオブジェクトは、距離ｒ＝９ｍにおいて、可及的相対速度の帰属するセットの相対速度ゲートｌ＝０とｌ＝２５６内に、パワーピークを発生させる。図１０は、双方の相対速度ゲートｌ＝０とｌ＝２５６における所謂角スペクトルｗ（９，ｌ，ｎ）の推移を絶対値としてより詳細に示しているが、第三ＤＦＴ用の窓関数として、２０ｄＢサイドローブ抑制のチェビシェフ・ウインドが、使用されている。実際の相対速度仮説ｖｒｅｌ＝０ｋｍ／ｈを含む相対速度ゲートｌ＝０には、一本の鮮明なパワーピークが得られる−角スペクトルの推移は、仮定された点状のオブジェクトにおいて予測される如く、オブジェクトの角度αＡｚ＝１４．５°ずらされた使用された窓関数の離散フーリエ変換に相当する。相対速度仮説ｖｒｅｌ＝０ｋｍ／ｈを含まない他の相対速度ゲートｌ＝２５６には、二重のパワーピークが得られる−この「誤った」相対速度ゲート−仮説では、送信アンテナＴＸ１に帰属するアンテナコンビネーションｍ＝４，５，６，７用の使用された補正ファクタは、ファクタ「−１」分「誤っている」、即ち、四組のアンテナコンビネーションの第一及び第二の間には、付加的な「誤った」π分の相転移が、入っており、これにより、「正しい」スペクトルの（相転移無しで得られる）最大値に、ゼロポジションが、生成され、このゼロポジションの周りに二つの高さが同じピークにパワーが押しやられる；即ち、この角スペクトルは、点状のオブジェクトにおいて予測される推移には合わない。
正しい相対速度ゲート仮説と誤った仮説とを区別し得る判断基準は、どちらの仮説が、オブジェクトの方位角分ずらされた使用された窓関数の離散フーリエ変換に相当する点状のオブジェクトのスペクトルと、より良好に一致するかである。これには、文献から既知なパラメトリックなシグナル推定方法を用いることができる。この、正しい仮説の割り出しは、パワーピークが、検出閾値を超えている相対速度ゲート内においてのみ実施されることが理に適っている。その場合、オーバーラップしたシステムノイズが、誤った仮説を選択させる確率も、低い。複数のオブジェクトが、同じ距離ゲートと相対速度ゲート内にパワーを生成すると言う様なシナリオの場合、この様な判断基準は、確率は低いが、誤った仮説を導く；但し、ここで例として提案しているシステム仕様では、この様なシナリオの確率は、距離と相対速度の解像度が高いと言う理由からだけでも、低いものになっている。
図１０には、角スペクトルの絶対値のレベルが、実際の、要するに、相対速度ゲートの正しい仮説用に、最大値に標準化されている、即ち、この最大値が、値１付近にある；よって、誤った相対速度ゲート仮説の二重ピークのレベルは、値０．６４付近にある、即ち、４ｄＢ弱低い。正しい相対速度ゲート仮説と誤った仮説の区別は、双方の角スペクトルの絶対値における最大値レベルを比較することによって実施できる−即ち、絶対値としてより大きな最大値を有する角スペクトルが、正しい仮説に属している。この方法は、多くのパラメトリックなシグナル推定方法のよりも有意に簡単に実装できる、にも拘らず、堅牢である。
ここまで紹介してきたアプローチは、正しい相対速度ゲート仮説を、検出レベルにおいて、即ち、測定サイクル内において、割り出している。連続する測定サイクルに跨って検出を比較乃至追跡すること、即ち、トラッキングすることにより、更なる方法が得られる。
その中でも最もシンプルなアプローチは、双方の相対速度ゲート仮説をトラッキングし、測定した距離の変化が、相対速度ゲート仮説に対して矛盾している仮説を破棄することである。
５１２の相対速度ゲート毎に、複数の少なくとも理論的な相対速度が、一致する；ここで見ている釈義では、これらの相対速度は、５６０ｋｍ／ｈのラスタを有している、要するに、通常の道路交通では、相対速度ゲートに対して、常に、一つの現実的に可能な仮説しかない。他の仕様（例えば、周波数ランプの間隔が大きい、或いは、レーダー周波数が、７７ＧＨｚバンドなど）の場合は、異なって来る、即ち、相対速度ゲート毎に、複数の可及的な仮説が存在する。これらの仮説から正しいものを割り出すためには、通常の、即ち、測定した距離の変化と想定した相対速度仮説の比較に基づくトラッキングを用いることができる。一般的に、このアプローチは、正しい仮説を割り出すために、複数の測定サイクルを必要とするため、それ相応の計算コストがかかる。ドイツ特許公開公報ＤＥ１０２００９０１６４８０Ａ１には、正しい相対速度仮説の割り出しをより効率よく、より良好に実現できる方法が、開示されている。測定サイクルと測定サイクルの間において、周波数ランプ間隔を変化させている；要するに、この様にすることにより、測定サイクルと測定サイクルの間において相対速度の多義性のラスタが異なるため、二つの測定サイクルに跨って確認できるのは、正しい仮説だけである（この仮説だけが、双方の測定サイクルの仮説セットに含まれている）。
この測定サイクルと測定サイクルの間においてランプ間隔を変化させるアプローチは、双方の相対速度ゲート仮説の正しい方を、双方の送信アンテナ間の時間的なずれに基づいて割り出すことにも用いることができる。ここまで見てきた釈義では、周波数ランプは、４０μｓの時間的間隔を有しているため、双方の相対速度ゲート仮説のずれは、２８０ｋｍ／ｈである。ランプ間隔が、次の測定サイクルにおいて、例えば１０％分、４４μｓに延ばされた場合、ずれは、双方の相対速度ゲート仮説間のずれは、２５５ｋｍ／ｈに下がる；これにより、二つの測定サイクルに跨って正しい相対速度ゲート仮説だけが確認される−要するに、誤った相対速度ゲート仮説のパワーは、予測される相対速度ゲート内に発生されない。
上記の正しい相対速度（ゲート）仮説の割出方法は、原理的には、一つのオブジェクトが初めて捕らえられた時にのみ実施すればよい。あるオブジェクトを一義的に捕捉した、即ち、正しい相対速度仮説を割り出した後は、続く測定サイクルのトラッキングにおける連想時に、ある場所（距離と角度）から見て、トラッキングされているオブジェクトに適合した検出の可及的相対速度仮説に対して合致する相対速度仮説があるか否かを調べ、他の仮説を破棄すればよいだけである。
この一つの送信シグナルにつきそれぞれ２５６ある周波数ランプは、ここまで見てきた例では、入れ子の様にネスト化されている。原理的には、２５６の周波数ランプを一本のアンテナで行い、その後、２５６の周波数ランプを他のアンテナで実施する；要するに、送信アンテナは、ネスト化シリアルではなく、完全にシリアルに作動されると言うアイデアも浮かぶかもしれない。しかし、この様にすると、アンテナ間の時間的なずれは、非常に大きくなってしまい、オブジェクトの相対速度とラジアル方向への相対的加速の測定が不正確になり、相対速度に起因する双方の送信アンテナの受信シグナル間の位相変位の割り出しに許容できないほどの大きなエラーが発生し、デジタルビームフォーミングの結果も、許容できないほどに正しくないものになってしまうであろう。よって、送信アンテナのネスト化した作動は、本発明に係るアプローチの不可欠な要素である。
上記の例により、本発明に係る基本アイデアを紹介した：高い角度精度と角解像度のデジタルビームフォーミングを、多数のアンテナチャンネルにおいて、シングルアンテナの数や必要とされる面積、並びに、必要とされるハードウェアコストを増やすことなく、実現するために、複数の送信アンテナと受信アンテナを使用し、送信アンテナの数掛ける受信アンテナの数の積が、アンテナチャンネルの数となる様にレイアウトした。センサー感度を高めるために、全ての受信アンテナを、同時に作動させ、受信したシグナルを評価している。送信アンテナは、帰属する受信シグナルを分離することができるように交互に作動されている。正しいデジタルビームフォーミングを得るために、送信アンテナ間の時間的なずれが、相対速度に依存して、補正されなければならない位相変位を引き起こすことを考慮しなければならない。位相変位に関しては多義性があるため、一般的に、異なる相対速度仮説に相当する、異なる仮説を観察しなければならない。正しい仮説を割り出すために紹介したアプローチのうちの一つを使用することができる。
当業者にとっては、このアイデアを、詳細に説明した例から、他の寸法や他の仕様に一般化できることは、直接的に自明である；一例として：
・二本の送信アンテナを使用する代わりに、多数（本数ＮＳ）の送信アンテナを使用することも可能である。この場合、相対速度ゲート毎にＮＳ回のデジタルビームフォーミングが、第二ＤＦＴ後に実施され、ＮＳ個の相対速度ゲート仮説から正しいものを割り出す必要がある。
・送信シグナルのパラメータ（例えば、平均周波数）と時間的な推移（例えば、周波数ランプの間隔）は、周波数ランプ間において容易に変化させることができ、これにより、特に、外部からの入射や内部の障害源に起因する障害を抑制することができる。
・周波数ランプの有意に等間隔ではない間隔は、ＤＦＴ以外のスペクトル分析に用いることもできる。
・周波数変調の代わりに、短い送信インパルスによる振幅変調を用いることもでき、この場合、距離ゲートを、受信シグナルの経時的走査により直接的に得ることができる。
・後の分離のために（例えば、相によって）、互いに変調させれば、それぞれＮＧ＞＝２本の送信アンテナを同時に作動させることも可能である。この場合、ＮＳ＞＝２本の同時に作動される送信アンテナのグループが、周期的に切り替えられる；即ち、合計、ＮＳｘＮＧ本の送信アンテナがある。同時に作動される送信アンテナに由来する受信シグナルを復調によって分離した後、ＮＧｘＮＳｘＮＥ組のアンテナコンビネーションのデジタルビームフォーミングを実施することができる、但し、この場合、送信アンテナグループ間の位相変位を観察することになる。
・送信アンテナと受信アンテナの役割は、入れ替えることも可能である、要するに、受信アンテナを交互に、送信アンテナを同時に作動させることも可能である。
・２４ＧＨｚの他、他の周波数バンド、特に７７と７９ＧＨｚバンドを使用することも可能である。
この課題は、原則的に、請求項１から５に記載の方法、乃至、レーダーシステムによって解決される。
本発明の長所は、ネスト化シリアル送信とパラレル受信を採用することにより最大限可能な数のアンテナチャンネルを使え、その結果、角形成のために最適な精度と解像能力を実現でき、それに加え、弱いオブジェクトや同じ速度で等距離離れた複数のオブジェクトがある状況が、角形成に悪影響を及ぼさないと言う事実から得られている。

Claims (13)

  1. 以下のステップ：
    −ＮＳ≧２本の送信アンテナによって送信シグナルを放射するステップ、
    但し、観察される送信シグナルが、Ｎ個のそれぞれ同じ、或いは、類似するシングルシグナルの列として構成されている、
    −オブジェクトによって反射された送信シグナルを、ＮＥ＞＝２本の受信アンテナによって受信するステップ、
    並びに、
    −受信したシグナルをプロセッシングするステップ
    を包含し、
    但し、
    −ＮＳ本の送信アンテナのうち其々一本のみから送信され、シングルシグナルからシングルシグナルにかけて、使用する送信アンテナが、周期的に交代され、周期的なアンテナ交代のサイクルのＮＰ＝Ｎ／ＮＳ周期において時間的な経過が、少なくともおおよそ、同じであり、且つ、
    −オブジェクトに反射されたシングルシグナルの受信のために、常に、全ての観察されるＮＥ本の受信アンテナをパラレルに使用する、
    車両の周辺把握を実施するための方法であって、
    −送信アンテナと受信アンテナのＮＳｘＮＥ組の異なるコンビネーション用のそれぞれＮＰ個の受信されたシングルシグナルを、オブジェクトの一つの或いは複数の相対速度仮説に、同位相毎に累算し、
    且つ、
    送信アンテナと受信アンテナの異なるコンビネーションの其々同じ相対速度仮説に帰属するＮＳｘＮＥ個の累積された値によって、デジタルビームフォーミングが実施され、その際に、周期的な送信アンテナ交代よる時間的なずれに起因し、且つ、それぞれ相対速度仮説に依存する受信シグナル間の位相差を考慮することを特徴とする車両の周辺把握を実施するための方法。
  2. 該方法において：
    −観察されたＮＳｘＮＰ個の送信シグナルが、少なくともおおよそ、時間的に等間隔なラスタ上にあり、
    −送信アンテナと受信アンテナのＮＳｘＮＥ組の異なるコンビネーション用のそれぞれＮＰ個受信したシングルシグナルの同位相毎の累算が、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によって実施され、
    −但し、該ＤＦＴの各周波数ノードは、等間隔の相対速度仮説のグループと一致している−
    且つ、各々の周波数ノードのＮＳｘＮＥ個のＤＦＴ値に跨るデジタルビームフォーミングが、異なる送信アンテナの受信シグナル間の位相差に対して、周波数ノード毎に、３６０°の限定された相一義的領域においては区別可能なＮＳ個の異なる仮説があるため、異なる位相差において、複数回実施される
    −但し、異なる位相差仮説は、この周波数ノードの相対速度仮説の異なるサブグループと一致していることを特徴とする請求項１に記載の方法。
  3. 一つのＤＦＴ周波数ノードの異なる位相差仮説のうち、そのデジタルビームフォーミングの結果が、個々の点状のオブジェクトの仮説と最も合致しているものが、選択されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
  4. 一つのＤＦＴ周波数ノードの異なる位相差仮説のうち、デジタルビームフォーミングの結果内に、最も大きな最大値を有するものが、選択されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
  5. ＤＦＴ周波数ノードの選択された位相差仮説とそれに帰属する相対速度仮説のサブグループのみが、更に、考察されることを特徴とする請求項３或いは４に記載の方法。
  6. 異なる位相差仮説の中の正しいものを、二つ或いは、それ以上の測定サイクルに跨って、帰属する異なる相対速度仮説を、オブジェクトまでの測定された距離の変化、及び／或いは、オブジェクトの既知の相対速度と比較することにより、割り出すことを特徴とする請求項２に記載の方法。
  7. 測定サイクルと測定サイクルの間において、個々の送信シグナルの間隔を変化させ、且つ、正しい方の位相差仮説を、それらに帰属する異なる変化をする相対速度仮説を、二つの測定サイクルに跨って比較することによって割り出す、ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
  8. 該方法において：
    −照射されたシングルシグナルの周波数が、線形変調され、
    −ＮＳｘＮＥ組の異なる送信アンテナと受信アンテナのコンビネーション用のそれぞれＮＰ個受信されたシングルシグナルを、各々等間隔のラスタにおいて、ＮＡ回走査し、このＮＡ個の走査値に対する第一ＤＦＴを得、
    且つ、
    −この第一ＤＦＴの各々の周波数ノードにおいて、それぞれＮＰ個の受信シグナルに対する第二ＤＦＴを求める、
    但し、各々の周波数ノードは、等間隔な相対速度仮説のグループに相当していることを特徴とする先行請求項のうち何れか一項に記載の方法。
  9. ハードウェアの可能な限り低いコストと小さな寸法において、多くのアンテナチャンネルに跨るデジタルビームフォーミング、並びに、それに伴う高い角解像度を実現するために、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを、使用することを特徴とする先行請求項のうち何れか一項に記載の方法。
  10. ＮＧ＞＝２本の同時に作動されシグナル的に互いに変調された送信アンテナに由来するＮＳ＞＝２組の受信シグナル・グループが、復調によって分離され、ＮＧｘＮＳｘＮＥ組のアンテナコンビネーション対するデジタルビームフォーミングが実施されることを特徴とする先行請求項のうち何れか一項に記載の方法。
  11. 送信アンテナと受信アンテナの役割が入れ替えられている、即ち、交代で作動される受信アンテナを有し、送信アンテナは、同時に作動されることを特徴とする先行請求項のうち何れか一項に記載の方法。
  12. 以下、即ち、
    −ＮＳ≧２本の送信アンテナを備えた送信シグナルを照射するための送信手段、ＮＥ＞＝２本の受信アンテナを備えたオブジェクトから反射された送信シグナルを受信するための受信手段、並びに、
    −受信されたシグナルを処理するためのシグナル処理手段
    を備え、
    但し、
    −ＮＳ本の送信アンテナのうち其々一本のみが送信状態にあり、特に好ましくは、シングルシグナルからシングルシグナルにかけて、使用する送信アンテナが、周期的に交代可能であり、周期的なアンテナ交代のサイクルのＮＰ＝Ｎ／ＮＳ周期において時間的な経過が、少なくともおおよそ、同じであり、
    −ＮＥ本の受信アンテナを、オブジェクトから反射されたシングルシグナルのパラレル受信に用いることが可能な車両の周辺把握を実施するためのレーダーシステムであって、
    −送信アンテナと受信アンテナのＮＳｘＮＥ組の異なるコンビネーション用のそれぞれＮＰ個の受信されたシングルシグナルを、オブジェクトの一つの或いは複数の相対速度仮説に、同位相毎に累算することができ、且つ、
    −送信アンテナと受信アンテナの異なるコンビネーションの其々同じ相対速度仮説に帰属するＮＳｘＮＥ個の累積された値によって、デジタルビームフォーミングが実施可能であり、その際に、周期的な送信アンテナ交代よる時間的なずれに起因し、且つ、それぞれ相対速度仮説に依存する受信シグナル間の位相差が考慮されることを特徴とする車両の周辺把握を実施するためのレーダーシステム。
  13. 該シグナル処理手段が、更に、請求項２から１１のうち何れか一項に記載の方法を実施できるように構成されていることを特徴とする請求項１２に記載のレーダーシステム。
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