WO2016031882A1 - 直交分離装置および直交分離方法 - Google Patents

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WO2016031882A1 PCT/JP2015/074109 JP2015074109W WO2016031882A1 WO 2016031882 A1 WO2016031882 A1 WO 2016031882A1 JP 2015074109 W JP2015074109 W JP 2015074109W WO 2016031882 A1 WO2016031882 A1 WO 2016031882A1
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幸伸 時枝
景子 松本
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas

Definitions

  • the present invention relates to a quadrature demultiplexing apparatus and a quadrature demultiplexing method for separating a signal arriving from each antenna at a transmission end for each antenna arranged at the reception end of a MIMO transmission system.
  • an FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave) type radar device As an on-vehicle radar device, an FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave) type radar device is known (for example, see Patent Document 1). According to this type of radar apparatus, the target speed, distance, and azimuth angle can be measured. In recent years, a MIMO radar using a MIMO (Multiple-Input and Multiple-Output) technique has attracted attention. According to the MIMO radar, since the number of antennas can be virtually increased, it can be expected to improve the azimuth resolution, which is one of the basic performances of the radar apparatus.
  • MIMO Multiple-Input and Multiple-Output
  • a time separation method is known as one of such signal discrimination methods.
  • signals are sequentially transmitted from each of a plurality of transmission antennas on the transmission side while shifting the time.
  • signals corresponding to the transmission antennas can be discriminated from the difference in time when the reflected waves of the signals transmitted from the respective transmission antennas are received.
  • the time separation method limits the measurable speed. That is, when measuring the target speed, it is necessary to obtain the phase rotation amount (Doppler amount) of the reflected wave of the signal transmitted from the specific transmitting antenna. In this case, it is necessary to discriminate and sample a signal transmitted from a specific transmitting antenna.
  • the time separation method As the number of transmission antennas increases, the time interval of signals transmitted from individual transmission antennas becomes longer. In this case, it is necessary to increase the sampling time interval of the signal received from the specific transmitting antenna. When the sampling time interval becomes long, the frequency of the received signal that can be observed decreases by the sampling theorem. As a result, the upper limit of the measurable speed is lowered, and it becomes difficult to detect a target moving at high speed.
  • An object of the present invention is to provide a quadrature separation device and a quadrature separation method that can separate the pulse waves.
  • the orthogonal demultiplexer transmits a plurality of M pulse waves, which are set as a sequence of known discrete values having different phases ⁇ 1 to ⁇ M, in parallel.
  • the quadrature separation apparatus individually arrives at the plurality of N antennas among the plurality of P in-phase signals (r 11 to r 1M ), ..., (r N1 to r NM ). Integration is performed for each combination (r 11 to r N1 ), ..., (r 1M to r NM ) of in-phase signals corresponding to pulse waves, and received waves S 1 to S N individually corresponding to the plurality of N antennas are integrated.
  • An integrating unit to obtain may be provided.
  • a plurality of M pulse waves set as a sequence of known discrete values having different phases ⁇ 1 to ⁇ M are transmitted in parallel.
  • the plurality of P in-phase signals (r 11 to r 1M ), ..., (r N1 to r NM ) individually arrive at the plurality of N antennas. Integration is performed for each combination (r 11 to r N1 ), ..., (r 1M to r NM ) of in-phase signals corresponding to pulse waves, and received waves S 1 to S N individually corresponding to the plurality of N antennas are integrated. May be obtained.
  • a plurality of M pulse waves can be transmitted either on the frequency axis or on the time axis at the transmission end of the pulse wave.
  • each of the phases ⁇ 1 to ⁇ M is individually set as a sequence of different known discrete values, and the phase is aligned at the receiving end based on the sequence of these discrete values.
  • the M antennas used for transmitting the plurality of M pulse waves and the N antennas provided at the receiving end are provided. Separation of pulse waves individually arriving via MN transmission paths formed with the antenna can be realized.
  • the orthogonal separation apparatus is greatly obstructed by any of the following restrictions (1) to (3).
  • pulse waves transmitted via any pair of a plurality of antennas respectively provided at the transmitting end and the receiving end are separated accurately and stably at low cost.
  • Amount of digital signal processing that can be realized for each pulse width and interval of a pulse wave subject to MIMO transmission (2) Reduction in information amount of received waves obtained for each pulse width and interval (3) Broadband that can be required for reception bandwidth
  • FIG. 1 It is a figure for supplementary explanation of operation of a radar apparatus concerning an embodiment of the present invention, and is a figure showing an example of an output waveform of a signal processing part.
  • movement of the radar apparatus which concerns on embodiment of this invention is shown, the distance of a target is set to 100 m as a simulation condition, and the target speed is set to -10 km / h within the speed measurement range (meaning an approach speed) ), The target azimuth angle is set to 30 ° (meaning that the target is located on the left), and the speed measurement range is ⁇ 53 km / h.
  • the distance of a target is set to 100 m as a simulation condition
  • the target speed is set to -10 km / h within the speed measurement range (meaning an approach speed)
  • the target azimuth angle is set to 30 ° (meaning that the target is located on the left)
  • the speed measurement range is ⁇ 53 km / h.
  • movement of the radar apparatus which concerns on embodiment of this invention is shown, the distance of a target is set to 100 m as a simulation condition, and the target speed is set to -10 km / h within the speed measurement range (meaning an approach speed) ), The target azimuth angle is set to 30 ° (meaning that the target is located on the left), and the speed measurement range is ⁇ 53 km / h.
  • movement of the radar apparatus which concerns on embodiment of this invention is shown, the distance of a target is set to 100 m as simulation conditions, the target speed is set to 200 km / h exceeding a speed measurement range, It is a figure which shows the simulation result when an azimuth is set to -30 degrees.
  • movement of the radar apparatus which concerns on embodiment of this invention is shown, the distance of a target is set to 100 m as simulation conditions, the target speed is set to 200 km / h exceeding a speed measurement range, It is a figure which shows the simulation result when an azimuth is set to -30 degrees.
  • movement of the radar apparatus which concerns on embodiment of this invention is shown, the distance of a target is set to 100 m as simulation conditions, the target speed is set to 200 km / h exceeding a speed measurement range, It is a figure which shows the simulation result when an azimuth is set to -30 degrees.
  • the frequency of a frequency-modulated continuous wave (hereinafter referred to as “FMCW wave”) forming a transmission signal is changed from a predetermined lower limit value to a predetermined upper limit value on the transmission side.
  • FMCW wave frequency-modulated continuous wave
  • signal orthogonality is not obtained by the difference in characteristics of the transmission path (space), but signal orthogonality is realized by a combination of phases of each signal region.
  • Such signal domain phase combinations are determined for each transmission antenna by a code generated using a random number or the like, and each transmission antenna is composed of a code for determining the signal domain phase combination.
  • a code string is assigned.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a radar apparatus 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the radar apparatus 1 includes a signal generation unit 10, a code generation unit 20, a modulation unit 30, a transmission antenna array 40, a reception antenna array 50, a reception unit 60, and a signal processing unit 70, and is configured as an FMCW MIMO radar. .
  • the transmission antenna array 40 includes a plurality of transmission antennas 41 to 44.
  • the transmission antenna array 40 is a four-element antenna including four transmission antennas 41 to 44.
  • the number of the plurality of transmission antennas constituting the transmission antenna array 40 can be arbitrarily set.
  • the reception antenna array 50 includes a plurality of reception antennas 51 to 56.
  • the receiving antenna array 50 is a six-element antenna including six receiving antennas 51 to 56.
  • the number of the plurality of reception antennas constituting the reception antenna array 50 can be arbitrarily set.
  • the signal received by each of the plurality of receiving antennas 51 to 56 is a linear combination of the signals transmitted from each of the plurality of transmitting antennas 41 to 44.
  • the radar apparatus 1 according to the present embodiment has a main feature in a method of orthogonally separating signals transmitted from a plurality of transmission antennas 41 to 44.
  • the signal generator 10 is configured to generate a plurality of transmission signals respectively transmitted from the plurality of transmission antennas 41 to 44.
  • the plurality of transmission signals may be the same signal or different from each other.
  • the signal generator 10 is configured to generate the same signal as a transmission signal transmitted from each of the plurality of transmission antennas 41 to 44.
  • the transmission signal generated by the signal generator 10 is a signal composed of repetition of FMCW waves (chirp signal) whose frequency rises linearly from a predetermined lower limit value to a predetermined upper limit value.
  • a signal region corresponding to the repetition period of the FMCW wave is referred to as “sweep”.
  • the signal generator 10 is not limited to the FMCW wave, and can generate an arbitrary signal as a transmission signal.
  • the transmission signal may include a signal formed by repeating a triangular wave whose voltage rises linearly over a certain period, may be a pulse signal, and the signal waveform of the pulse signal may be arbitrarily set.
  • the code generation unit 20 is configured to generate a plurality of different code sequences corresponding to the plurality of transmission antennas 41 to 44.
  • the code generation unit 20 generates a code string including a binary code indicating a phase rotation amount (0 ° or 180 °) used when the phase of the transmission signal is modulated by the modulation unit 30 described later.
  • the value of the code indicating the phase rotation amount of 0 ° is “0”
  • the value of the code indicating the phase rotation amount of 180 ° is “ ⁇ ”.
  • the code generator 20 generates four different code strings corresponding to the four transmission antennas 41 to 44 by random numbers.
  • the code sequence generated by the code generator 20 includes binary codes of “0” and “ ⁇ ”, for example “ ⁇ 0 ⁇ 0 ⁇ ...”, And the arrangement order of “0” and “ ⁇ ” is a random number. For each transmission antenna.
  • the code generator 20 generates “ ⁇ 0 ⁇ 0 ⁇ ... 0 ⁇ 0 ⁇ ” as the first code sequence corresponding to the transmission antenna 41, and “0 ⁇ 0 ⁇ 000... As the second code sequence corresponding to the transmission antenna 42. ⁇ 0 ⁇ 0 ”is generated,“ 0 ⁇ 000 ⁇ 000... 0 ⁇ 0 ⁇ ”is generated as the third code sequence corresponding to the transmission antenna 43, and“ ⁇ 0 ⁇ 0 ⁇ 0 ⁇ ... 0 ⁇ ”is generated as the fourth code sequence corresponding to the transmission antenna 44. .
  • the total number of codes included in each code string is set to “500” in association with the number of sweeps of transmission signals to be subjected to one reception process in the receiving unit 60 described later being “500”. Has been.
  • the code string may include only a code indicating one of “0” and “ ⁇ ”.
  • the phase rotation amount indicated by the binary code forming the code string is not limited to 0 ° and 180 °, but is limited to different phase rotation amounts such as 30 ° and 90 °, for example. It can be set arbitrarily.
  • the code forming the code string is not limited to a binary code, but may be a code of three or more values, and may be a multi-value code.
  • phase intervals between the plurality of phase rotation amounts indicated by the multi-level code need not be equal.
  • a method using an M-sequence or a Gold code can be used as a method for setting a code sequence forming a code string.
  • the arrangement can be arbitrarily set.
  • the total number of codes forming the code string that is, the length of the code string can be arbitrarily set.
  • the modulation unit 30 is used for phase-modulating the transmission signal by rotating the phase of the transmission signal generated by the signal generation unit 10 based on the code string generated by the code generation unit 20.
  • the transmission signal is phase-modulated by rotating the phase of the transmission signal by 0 ° (0 radians) or 180 ° ( ⁇ radians) for each sweep.
  • phase rotation amount of 0 ° or 180 ° is applied to each sweep is determined according to the code values (0 and ⁇ ) forming the code string generated by the code generator 20.
  • the first sweep of the transmission signal Tx1 transmitted from the transmission antenna 41 is indicated by the value of the first code of the first code string assigned to the transmission antenna 41.
  • the phase rotation amount is applied, the phase rotation amount indicated by the value of the second code of the same code string is applied to the second sweep, and so on.
  • the modulation unit 30 supplies the phase-modulated transmission signal to the transmission antenna 41.
  • the modulation unit 30 is also provided for each of the other transmission antennas 42 to 44. That is, the radar apparatus 1 is provided with a plurality of modulation units 30 corresponding to the plurality of transmission antennas 41 to 44.
  • the transmission signals input from the signal generation unit 10 to the plurality of modulation units 30 are the same as each other, but the codes input from the code generation unit 20 to the plurality of modulation units 30 respectively. Note that the columns are different from each other.
  • a plurality of modulation units 30 corresponding to the plurality of transmission antennas 41 to 44 may be integrated into one. Whether to provide a plurality of modulation units 30 corresponding to the plurality of transmission antennas 41 to 44 or to integrate the plurality of modulation units 30 into one is not the essence of the present invention, but arbitrarily according to the embodiment of the present invention. Can be set. If the plurality of modulation units 30 corresponding to the plurality of transmission antennas 41 to 44 are formally expressed as one modulation unit 30, the modulation unit 30 generates a signal based on the plurality of code strings generated by the code generation unit 20. It can be said that the plurality of transmission signals generated by the generation unit 10 are phase-modulated and supplied to the plurality of transmission antennas 41 to 44, respectively.
  • the receiving unit 60 includes a detecting unit 61, a demodulating unit 62, and an integrating unit 63. Although not shown in FIG. 1, the receiving unit 60 is provided corresponding to each of the receiving antennas 51 to 56. Hereinafter, description will be given focusing on the receiving unit 60 provided corresponding to the receiving antenna 51.
  • the detection unit 61 constituting the reception unit 60 is used to detect the reception signal received by the corresponding reception antenna 51.
  • the detection process of the detection unit 61 is set according to the radar method. Since the radar apparatus 1 according to the present embodiment is an FMCW radar apparatus, the detection unit 61 performs Fourier transform as detection processing. However, the present invention is not limited to this example. For example, if the radar apparatus 1 is a pulse radar type radar apparatus, the detection unit 61 performs amplitude detection as detection processing. If the radar apparatus 1 is a pulse compression radar type radar apparatus, the detection unit 61 performs pulse compression processing as detection processing.
  • the demodulator 62 is used to demodulate the signal detected by the detector 61 by performing anti-phase modulation based on the above-described plurality of code strings (first code string to fourth code string).
  • the integrator 63 is used to integrate the signals demodulated by the demodulator 62 and generate reception signals Rx11, Rx12, Rx13, and Rx14 corresponding to a plurality of transmission signals transmitted from the transmission antennas 41 to 44, respectively. It is done.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining a detailed configuration example and signal flow of the receiving unit 60 of the radar apparatus 1 according to the embodiment of the present invention.
  • waveform diagrams of transmission signals Tx1 to Tx4 received by the receiving antennas 51 to 56 are schematically shown.
  • the horizontal axis represents time t
  • the vertical axis represents the frequency f of the transmission signal.
  • the middle part of FIG. 2 shows a detailed configuration of the reception unit 60 to which a mixed signal obtained by receiving the transmission signals Tx1 to Tx4 by the reception antenna 51 is input.
  • FIG. 2 shows a detailed configuration of the reception unit 60 to which a mixed signal obtained by receiving the transmission signals Tx1 to Tx4 by the reception antenna 51 is input.
  • the detection unit 61 has a plurality of sweeps corresponding to the number of sweeps of each transmission signal (that is, the lengths of the plurality of code sequences described above) to be subjected to one reception process in the reception unit 60.
  • Detection processing units 61001, 61002, 61003, ..., 61500 are provided.
  • the number of sweeps of each transmission signal to be subjected to one reception process in the reception unit 60 is “500”, and the total number of detection processing units 61001, 61002, 61003,. Is set to “500” in accordance with the number of codes (that is, the length of the code string).
  • the demodulator 62 uses the plurality of codes corresponding to the time positions among the codes included in the plurality of code strings (first code string to fourth code string) to output the output signals of the detection processing units 61001 to 61500.
  • a plurality of demodulation processing units 621 to 624 that perform demodulation by performing antiphase modulation are provided.
  • the plurality of demodulation processing units 621 to 624 are provided corresponding to each of the plurality of detection processing units 61001 to 61500, with the demodulation processing units 621 to 624 as a set.
  • the demodulation processing unit 621 performs phase modulation opposite to the phase modulation performed on the transmission signal transmitted from the transmission antenna 41 in the modulation unit 30 described above. That is, the demodulation processing unit 621 includes a code (hereinafter, referred to as “reverse code”) opposite to the code forming the code sequence applied to the transmission signal transmitted from the transmission antenna 42 in the modulation unit 30. Phase modulation is performed using a code string.
  • reverse code a code
  • phase modulation using the reverse sign means that the phase of the signal is returned to the original phase before the phase modulation. If the sign is “0”, the amount of phase rotation by the opposite sign is zero, so the phase is not rotated.
  • the demodulation processing unit 622 performs phase modulation opposite to the phase modulation performed on the transmission signal transmitted from the transmission antenna 42 in the modulation unit 30 described above.
  • the demodulation processing unit 623 performs phase modulation opposite to the phase modulation performed on the transmission signal transmitted from the transmission antenna 43 in the modulation unit 30 described above.
  • the demodulation processing unit 624 performs phase modulation opposite to the phase modulation performed on the transmission signal transmitted from the transmission antenna 44 in the modulation unit 30 described above.
  • the integration unit 63 includes a plurality of integration processing units 631 to 634 corresponding to the plurality of transmission antennas 41 to 44.
  • Each of the plurality of integration processing units 631 to 634 uses an inverse code corresponding to a code belonging to the same code sequence among the demodulation processing units 621 to 624 provided in each of the plurality of detection processing units 61001 to 61500. It is configured to integrate the anti-phase modulated signal.
  • the demodulation processing unit 621 integrates the output signals of 500 demodulation processing units 621 that perform reverse phase modulation using the reverse code of the code that forms the first code string corresponding to the transmission antenna 41.
  • the integration result is output from the integration processing unit 631 as a reception signal Rx11.
  • the demodulation processing unit 622 integrates the output signals of 500 demodulation processing units 622 that perform reverse phase modulation using the reverse code of the code that forms the second code string corresponding to the transmission antenna 42.
  • the integration result is output from the integration processing unit 632 as a reception signal Rx12.
  • the demodulation processing unit 623 performs anti-phase modulation using the reverse code of the code forming the third code sequence corresponding to the transmission antenna 43, for example, integrates the output signals of 500 demodulation processing units 623.
  • the integration result is output from the integration processing unit 633 as a reception signal Rx13.
  • the demodulation processing unit 624 integrates the output signals of the 500 demodulation processing units 624 that perform reverse phase modulation using the reverse code of the code forming the fourth code string corresponding to the transmission antenna 44.
  • the integration result is output from the integration processing unit 634 as a reception signal Rx14.
  • the received signals Rx11 to Rx14 are orthogonally separated signals, and are received signals obtained by discriminating individual signals transmitted from the transmitting antennas 41 to 44.
  • reception signals Rx11, Rx12, Rx13, and Rx14 output from the integration processing units 631 to 634, respectively, are supplied to the signal processing unit 70 as the reception signal Rx1 from the reception unit 60 provided corresponding to the reception antenna 51. .
  • reception signals Rx2 to Rx6 are supplied to the signal processing unit 70 from reception units 60 provided corresponding to the other reception antennas 52 to 56, respectively.
  • the signal processing unit 70 combines the signals integrated by the integrating unit 63 of the receiving unit 60 provided corresponding to the above-described receiving antennas 51 to 56 for each transmission antenna and performs beam forming processing, thereby performing target forming. Is used to generate information on the azimuth angle ⁇ of the.
  • the signal generation unit 10 repeatedly generates FMCW waves whose frequency f rises linearly from a predetermined lower limit value to a predetermined upper limit value as transmission signals Tx1 to Tx4 at a constant period.
  • the transmission signals Tx1 to Tx4 are the same signal when generated by the signal generator 10.
  • the code generator 20 generates a first code string, a second code string, a third code string, and a fourth code string corresponding to the transmission antennas 41 to 44.
  • the code generation unit 20 generates “ ⁇ 0 ⁇ 0 ⁇ ... 0 ⁇ 0 ⁇ ” as the first code sequence, “0 ⁇ 0 ⁇ 000... ⁇ 0 ⁇ 0” as the second code sequence, and “ 0 ⁇ 000 ⁇ 000... 0 ⁇ 0 ⁇ ”is generated, and“ ⁇ 0 ⁇ 0 ⁇ 0 ⁇ ... 0 ⁇ ”is generated as the fourth code string.
  • the modulation unit 30 applies code modulation generated by the code generation unit 20 and performs code modulation processing (phase modulation) on the transmission signal generated by the signal generation unit 10.
  • the modulation unit 30 corresponding to the transmission antenna 41 applies the first code string generated by the code generation unit 20 to phase modulate the transmission signal Tx1 generated by the signal generation unit 10.
  • the modulation unit 30 changes the phase of the signal of the first sweep S1001 of the transmission signal Tx to the value “ ⁇ ” of the first code of the first code string. Is rotated by the phase rotation amount (+ 180 °) indicated by. By this phase modulation, the phase of the transmission signal Tx1 of the first sweep S1001 is inverted.
  • the modulation unit 30 rotates the phase of the signal of the second sweep S1002 of the transmission signal Tx by the phase rotation amount (+ 180 °) indicated by the value “ ⁇ ” of the second code of the first code string.
  • the modulation unit 30 sequentially applies the code values of the first code string to perform phase modulation, and changes the phase of the 500th sweep S1500 of the transmission signal Tx1 to the phase of the first code string.
  • the phase is rotated by the amount of phase rotation (+ 180 °) indicated by the value “ ⁇ ” of the 500th sign.
  • the signal of the fifth sweep S1005 of the transmission signal Tx1 is phase rotated by the amount of phase rotation (+ 0 °) indicated by the value “0” of the fifth code of the first code string.
  • phase rotation is not actually performed, and the original phase of the transmission signal Tx1 of the fifth sweep S1005 is maintained.
  • the second code string to the fourth code string generated by the code generator 20 are applied to the modulator 30 provided corresponding to the transmission antennas 42 to 44, respectively. Then, the phase modulation of the transmission signals Tx2 to Tx4 generated by the signal generator 10 is performed for each sweep. That is, the modulation unit 30 corresponding to the transmission antenna 42 applies the second code string generated by the code generation unit 20 to phase-modulate the sweeps S2001 to S2500 of the transmission signal Tx2 generated by the signal generation unit 10. .
  • the modulation unit 30 corresponding to the transmission antenna 43 applies the third code string generated by the code generation unit 20 to phase modulate the sweeps S3001 to S3500 of the transmission signal Tx3 generated by the signal generation unit 10.
  • the modulation unit 30 corresponding to the transmission antenna 44 applies phase modulation to the sweeps S4001 to S4500 of the transmission signal Tx4 generated by the signal generation unit 10 by applying the fourth code string generated by the code generation unit 20. .
  • the signals that are phase-modulated by the modulation unit 30 corresponding to the transmission antennas 41 to 44 are transmitted from the transmission antennas 41 to 44, respectively.
  • the target is irradiated with radio waves of signals transmitted from the transmitting antennas 41 to 44, reflected waves are generated.
  • the reflected waves from the target are received by the receiving antennas 51 to 56, respectively.
  • the reception antenna 51 receives signals transmitted from the transmission antennas 41 to 44.
  • the signals transmitted from the transmission antennas 41 to 44 are received by the reception antennas 52 to 56, respectively.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a flow of a reception operation by the reception unit 60 of the radar apparatus 1 according to the embodiment of the present invention.
  • 4A to 4C are diagrams for supplementarily explaining the operation of the radar apparatus 1 according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 4A shows an example of an output waveform of the detection unit 61
  • FIG. 4C shows an example of the output waveform of the signal processing unit 70.
  • FIG. 4A shows an example of an output waveform of the detection unit 61
  • FIG. 4C shows an example of the output waveform of the signal processing unit 70.
  • Each of the receiving antennas 51 to 56 on the receiving side receives a signal that is a linear combination of transmission signals transmitted from all the transmitting antennas 41 to 44.
  • the detection unit 61 constituting the receiving unit 60 corresponding to the receiving antenna 51 performs analog / digital conversion on the received signal received by the receiving antenna 51 (step ST1).
  • the detection unit 61 constituting the receiving unit 60 corresponding to the other receiving antennas 52 to 56 performs analog / digital conversion on the received signals respectively received by the receiving antennas 52 to 56. Accordingly, the reception signals received by each of the six reception antennas 51 to 56 are subjected to analog / digital conversion in the detection unit 61.
  • the detection unit 61 corresponding to the reception antenna 51 performs “Fourier transform” in the frequency direction on the reception signal received by the reception antenna 51 and from which the interference component is removed (if high speed is required, the high-speed operation is performed).
  • Fourier transform may be performed) (step ST2).
  • the detection processing unit 61001 constituting the detection unit 61 receives the first sweeps S1001, S2001, S3001, and S4001 of the transmission signals Tx1 to Tx4 with respect to the mixed signal obtained by the reception antenna 51. Perform Fourier transform in the frequency direction.
  • the detection processing unit 61002 performs a Fourier transform in the frequency direction on the mixed signal obtained by receiving the second sweeps S1002, S2002, S3002, and S4002 of the transmission signals Tx1 to Tx4 by the reception antenna 51.
  • the detection processing unit 61500 performs Fourier transform in the frequency direction on the mixed signal obtained by receiving the 500th sweeps S1500, S2500, S3500, and S4500 of the transmission signals Tx1 to Tx4 by the reception antenna 51. To do.
  • the detection unit 61 extracts a target distance.
  • signal components of the transmission signals Tx1 to Tx4 encoded using the first to fourth code strings are mixed.
  • the detection unit 61 corresponding to the receiving antenna 51 extracts the distance r to the target in the process of the Fourier transform in the frequency direction and generates information on the distance r. Similarly, the detection unit 61 corresponding to the receiving antennas 52 to 56 performs Fourier transform in the frequency direction on the signal from which the interference component is removed. Therefore, the received signals received by the six receiving antennas 51 to 56 are Fourier-transformed in the frequency direction by the detectors 61 provided corresponding to the receiving antennas 51 to 56, respectively.
  • the signals obtained by Fourier transform in the detectors 61 provided corresponding to the receiving antennas 51 to 56 respectively include the signal components of the transmission signals Tx1 to Tx4 transmitted from the transmitting antennas 41 to 44, respectively. It is a mixed signal.
  • the demodulating unit 62 performs code demodulation processing (decoding processing) on the mixed signals output from the detection processing units 61001 to 61500 of the detection unit 61 (step ST3). That is, the demodulation processing unit 621 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61001 is an inverse process of the phase modulation performed on the first sweep of the transmission signal Tx1 by the modulation unit 30 on the transmission side. A certain antiphase modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61001. Specifically, the demodulation processing unit 621 rotates the phase of the signal output from the detection processing unit 61001 by ⁇ 180 ° using an inverse code corresponding to the first code of the first code string.
  • code demodulation processing demodulation processing
  • the demodulation processing unit 622 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61001 is an inverse phase that is an inverse process of the phase modulation performed on the first sweep of the transmission signal Tx2 by the modulation unit 30 on the transmission side. Modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61001. Specifically, the demodulation processing unit 622 rotates the phase of the signal output from the detection processing unit 61001 by ⁇ 0 ° using an inverse code corresponding to the first code of the second code string. In this case, phase rotation is not actually performed and the original phase is maintained.
  • the demodulation processing unit 623 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61001 is an inverse phase that is an inverse process of the phase modulation performed by the transmission-side modulation unit 30 on the first sweep of the transmission signal Tx3. Modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61001. Specifically, the demodulation processing unit 623 rotates the phase of the signal output from the detection processing unit 61001 by ⁇ 0 ° using an inverse code corresponding to the first code of the third code string. Also in this case, phase rotation is not actually performed and the original phase is maintained.
  • the demodulation processing unit 624 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61001 corresponds to the inverse process of the phase modulation performed by the transmission-side modulation unit 30 on the first sweep of the transmission signal Tx4. Reverse phase modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61001. Specifically, the demodulation processing unit 624 uses a reverse code corresponding to the first code of the fourth code string to output a signal output from the detection processing unit 61001 in the direction opposite to the phase modulation on the transmission side. Is rotated by -180 °.
  • the demodulation processing units 621 to 624 provided corresponding to the detection processing unit 61001, the first code sequence, the second code sequence, and the third code sequence are output for the mixed signal output from the detection processing unit 61001. Then, anti-phase modulation is performed using an inverse code corresponding to each first code of the fourth code string.
  • the demodulation processing unit 621 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61002 is an inverse process of the phase modulation performed on the second sweep of the transmission signal Tx1 by the modulation unit 30 on the transmission side. Reverse phase modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61002. Specifically, the demodulation processing unit 621 rotates the phase of the signal output from the detection processing unit 61002 by ⁇ 180 ° using an inverse code corresponding to the second code of the first code string.
  • the demodulation processing unit 622 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61002 is an inverse phase that is an inverse process of the phase modulation performed on the second sweep of the transmission signal Tx2 by the modulation unit 30 on the transmission side. Modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61002. Specifically, the demodulation processing unit 622 rotates the phase of the signal output from the detection processing unit 61002 by ⁇ 180 ° using an inverse code corresponding to the second code of the second code string.
  • the demodulation processing unit 623 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61002 is an inverse phase that is an inverse process of the phase modulation performed on the second sweep of the transmission signal Tx3 by the modulation unit 30 on the transmission side. Modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61002. Specifically, the demodulation processing unit 623 rotates the phase of the signal output from the detection processing unit 61002 by ⁇ 180 ° using an inverse code corresponding to the second code of the third code string.
  • the demodulation processing unit 624 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61002 is an inverse phase that is an inverse process of the phase modulation performed on the second sweep of the transmission signal Tx4 by the modulation unit 30 on the transmission side. Modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61002. Specifically, the demodulation processing unit 624 uses a reverse code corresponding to the second code of the fourth code string to output a signal output from the detection processing unit 61001 in the direction opposite to the phase modulation on the transmission side. Is rotated by ⁇ 0 °. In this case, the phase of the mixed signal is maintained at the original phase.
  • the demodulation processing units 621 to 624 provided corresponding to the detection processing unit 61002 the first code sequence, the second code sequence, and the third code sequence are output for the mixed signal output from the detection processing unit 61002. Then, anti-phase modulation is performed using an inverse code corresponding to each second code of the fourth code string.
  • the demodulation processing unit 621 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61003 is an inverse process of the phase modulation performed on the third sweep of the transmission signal Tx1 by the modulation unit 30 on the transmission side. Reverse phase modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61003. Specifically, the demodulation processing unit 621 rotates the phase of the signal output from the detection processing unit 61003 by ⁇ 180 ° using the reverse code corresponding to the third code of the first code string.
  • the demodulation processing unit 622 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61003 is an inverse phase that is an inverse process of the phase modulation performed on the third sweep of the transmission signal Tx2 by the modulation unit 30 on the transmission side. Modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61003. Specifically, the demodulation processing unit 622 rotates the phase of the signal output from the detection processing unit 61003 by ⁇ 180 ° using an inverse code corresponding to the third code of the second code string.
  • the demodulation processing unit 623 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61003 is an inverse phase that is an inverse process of the phase modulation performed on the third sweep of the transmission signal Tx3 by the modulation unit 30 on the transmission side. Modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61003. Specifically, the demodulation processing unit 623 rotates the phase of the signal output from the detection processing unit 61003 by ⁇ 0 ° using an inverse code corresponding to the third code of the third code string. In this case, the phase of the mixed signal is maintained at the original phase.
  • the demodulation processing unit 624 of the demodulation unit 62 provided corresponding to the detection processing unit 61003 is an inverse phase that is an inverse process of the phase modulation performed on the third sweep of the transmission signal Tx4 by the modulation unit 30 on the transmission side. Modulation is performed on the mixed signal output from the detection processing unit 61003. Specifically, the demodulation processing unit 624 uses a reverse code corresponding to the third code of the fourth code string to output a signal output from the detection processing unit 61003 in the direction opposite to the phase modulation on the transmission side. Is rotated by -180 °.
  • the demodulation processing units 621 to 624 provided corresponding to the detection processing unit 61003 the first code sequence, the second code sequence, and the third code sequence are output for the mixed signal output from the detection processing unit 61003. Then, anti-phase modulation is performed using an inverse code corresponding to each third code of the fourth code string.
  • the demodulation processing units 621 to 624 provided corresponding to the detection processing unit 61500 the first code sequence, the second code sequence, and the third code are output for the mixed signal output from the detection processing unit 61500.
  • the reverse phase modulation is performed using the reverse code corresponding to the 500th code of each of the strings and the fourth code string.
  • the demodulator 62 performs code demodulation processing (inverse encoding processing) by switching the reverse code for each sweep with respect to the mixed signal output from the detector 61.
  • the code demodulation process by the demodulator 62 can be performed at an arbitrary stage as long as it is before the integration process by the integrator 63 described later.
  • the integrating unit 63 performs a Fourier transform in the time direction on the signal demodulated by the demodulating unit 62, so that the demodulating unit 621 ⁇ provided for each of the detection processing units 61001 ⁇ 61500 is provided.
  • the output signal of 624 is integrated (step ST4).
  • the signal components of the transmission signal transmitted from the corresponding transmission antenna are separated and extracted.
  • Such integration may be realized in any of the following forms.
  • the coherent integration may be performed in any of the following forms, Measures against interference with different Doppler components may be achieved by multiplying each component with a weight by a window function or the like.
  • A Correct the Doppler phase indicating the known speed for the target.
  • B Performed on the assumption of an arbitrary speed, and correct the Doppler phase indicating the speed.
  • the integrator 63 extracts the target speed v under such processing, and generates information related to the speed v.
  • the integration processing unit 631 constituting the integration unit 63 integrates each output signal of the demodulation processing unit 621 provided corresponding to each of the detection processing units 61001 to 61500.
  • the integration processing unit 631 outputs a reception signal Rx11 indicating the calculation result F 00 (v, r) of the integration.
  • the output waveform of the integration processing unit 631 illustrated in FIG. 4B includes only the signal component of the transmission signal Tx1 among the signal components of the transmission signals Tx1 to Tx4 described above.
  • the integration processing unit 632 constituting the integration unit 63 integrates each output signal of the demodulation processing unit 622 provided corresponding to each of the detection processing units 61001 to 61500.
  • the integration processing unit 632 outputs a reception signal Rx12 indicating the calculation result F 10 (v, r) of the integration.
  • the integration processing unit 633 constituting the integration unit 63 integrates each output signal of the demodulation processing unit 623 provided corresponding to each of the detection processing units 61001 to 61500.
  • the integration processing unit 633 outputs a reception signal Rx13 indicating the calculation result F 20 (v, r) of the integration.
  • the integration processing unit 634 constituting the integration unit 63 integrates each output signal of the demodulation processing unit 624 provided corresponding to each of the detection processing units 61001 to 61500.
  • the integration processing unit 634 outputs a reception signal Rx14 indicating the calculation result F 30 (v, r) of the integration.
  • the calculation results F 00 (v, r) to F 30 (v, r) are received as reception information corresponding to the reception antenna 51. Information about the distance r.
  • reception processing is also performed in the reception units 60 provided corresponding to the other reception antennas 52 to 56. Then, reception signals Rx1 to Rx6 are supplied to the signal processing unit 70 from the reception units 60 provided corresponding to the reception antennas 51 to 56, respectively.
  • each signal component of the transmission signals Tx2, Tx3, Tx4 phase-modulated using the second code sequence, the third code sequence, and the fourth code sequence different from the first code sequence on the transmission side
  • the demodulation processing unit 621 performs modulation opposite to the phase modulation using the first code string
  • each signal component of the transmission signals Tx2 to Tx4 is diffused to become noise, and the signal component is output from the demodulation processing unit 621. The probability of appearing in the signal decreases.
  • the transmission signals are transmitted from the mixed signals output from the detection processing units 61001 to 61500. It becomes possible to discriminate the signal component of Tx1. This means that orthogonal separation of the transmission signal Tx1 is performed in the integration processing of the integration processing unit 631.
  • the demodulation processing unit 622 performs phase modulation opposite to the phase modulation using the second code string on the mixed signals respectively output from the detection processing units 61001 to 61500, the demodulation processing unit 622 The probability that the signal component of the transmission signal Tx2 appears in the output signal is high. Therefore, if the output signals of 500 demodulation processing units 622 provided corresponding to the detection processing units 61001 to 61500 are integrated in the integration processing unit 632, the transmission signals are transmitted from the mixed signals output from the detection processing units 61001 to 61500. It becomes possible to discriminate the signal component of Tx2. This means that in the integration processing of the integration processing unit 632, orthogonal separation of the transmission signal Tx2 is performed.
  • the demodulation processing unit 623 performs phase modulation opposite to the phase modulation using the third code sequence on the mixed signals respectively output from the detection processing units 61001 to 61500, the demodulation processing unit 623 The probability that the signal component of the transmission signal Tx3 appears in the output signal is high. Therefore, if the output signals of 500 demodulation processing units 623 provided corresponding to the detection processing units 61001 to 61500 are integrated in the integration processing unit 633, the transmission signals are transmitted from the mixed signals output from the detection processing units 61001 to 61500. It becomes possible to discriminate the signal component of Tx3. This means that orthogonal separation of the transmission signal Tx3 is performed in the integration processing of the integration processing unit 633.
  • the demodulation processing unit 624 performs phase modulation opposite to the phase modulation using the fourth code string on the mixed signals respectively output from the detection processing units 61001 to 61500, the demodulation processing unit 624 The probability that the signal component of the transmission signal Tx4 appears in the output signal is high. Therefore, if the output signals of 500 demodulation processing units 624 provided corresponding to the detection processing units 61001 to 61500 are integrated in the integration processing unit 634, the transmission signals are transmitted from the mixed signals output from the detection processing units 61001 to 61500. It becomes possible to discriminate the signal component of Tx4. This means that orthogonal separation of the transmission signal Tx4 is performed in the integration processing of the integration processing unit 634.
  • the signal processing unit 70 extracts a target azimuth angle ⁇ from the reception signals Rx1 to Rx4 output from the integration unit 63 of the reception unit 60 provided corresponding to the reception antennas 51 to 56, and relates to the azimuth angle ⁇ . Information is generated (step ST5).
  • the signal processing unit 70 performs a predetermined beam forming process on the reception signals Rx1 to Rx6 output from the integration unit 63, thereby extracting a target azimuth angle ⁇ and azimuth angle ⁇ . Generate information about.
  • a waveform including a main lobe indicating the target azimuth angle ⁇ is obtained by the beam forming process in the signal processing unit 70.
  • the signal processing unit 70 outputs information regarding the target velocity v, information regarding the distance r to the target, and information regarding the target azimuth angle ⁇ as the calculation result F (v, r, ⁇ ) by the beam forming process.
  • the receiving unit 60 does not perform quadrature separation of signals at the stage of performing distance extraction by the detecting unit 61, and performs an antiphase demodulated signal by the demodulating unit 62 to restore the phase, and then integrates the integrating unit.
  • the orthogonal separation is performed at the stage of speed extraction by 63. Thereby, a virtual array by MIMO is formed.
  • FIGS. 5A to 5F are diagrams showing simulation results of the operation of the radar apparatus 1 according to the embodiment of the present invention.
  • the first code string to the fourth code string are generated using the M series, and the speed measurement range is set to ⁇ 53 km / h.
  • FIGS. 5A to 5C show the simulation conditions when the target distance is set to 100 m, the target speed is set to ⁇ 10 km / h within the speed measurement range, and the target azimuth is set to ⁇ 30 °.
  • 5A shows the simulation result of the target distance
  • FIG. 5B shows the simulation result of the target velocity
  • FIG. 5C shows the simulation result of the target azimuth.
  • FIG. 5A 100.1 m was obtained as the distance r to the target by simulation. Further, as shown in FIG. 5B, a target speed v of ⁇ 10 km / h was obtained by simulation. Further, as shown in FIG. 5C, a target azimuth angle ⁇ of ⁇ 30 ° was obtained by simulation. As can be seen from the simulation results, it was confirmed that the target distance r, velocity v, and azimuth angle ⁇ could be measured satisfactorily. This means that the transmission signals Tx1 to Tx4 can be orthogonally separated by the encoding process and the reverse encoding process using the first to fourth code strings.
  • 5D to 5F show the simulation conditions when the target distance is set to 100 m, the target speed is set to 200 km / h exceeding the speed measurement range, and the target azimuth is set to -30 °.
  • 5D shows the simulation result of the target distance r
  • FIG. 5E shows the simulation result of the target speed v
  • FIG. 5F shows the simulation result of the target azimuth angle ⁇ . .
  • 98 m was obtained as the distance r to the target by simulation. Further, as shown in FIG. 5C, a target azimuth angle ⁇ of ⁇ 30 ° was obtained by simulation. On the other hand, as shown in FIG. 5B, a target speed v of ⁇ 12.3 km / h different from the set value (200 km / h) was obtained. However, it has been confirmed that a virtual array can be formed even at a speed exceeding the speed measurement range.
  • the signal components of the transmission signals Tx1 to Tx4 transmitted simultaneously from the transmission antennas 41 to 44 can be discriminated on the reception side. For this reason, the sampling time of a received signal can be shortened. Therefore, the upper limit of the measurable speed does not decrease.
  • the transmission signals transmitted from the four transmission antennas 41 to 44 are received for each of the six reception antennas 51 to 56, and the 24 types of received signals that are discriminated from each other are received. Can be obtained. This means that the antenna performance equivalent to the case where 24 antennas are used can be obtained. Therefore, according to the above-described embodiment, it is possible to improve the basic performance of the antenna while suppressing an increase in antenna elements, and in particular, it is possible to improve the azimuth angle resolution.
  • the frequency bands of the plurality of transmission signals Tx1 to Tx4 can be set to the same band. Accordingly, the frequency band to be used can be set narrow, and the target can be detected using the narrow frequency band. Further, according to the above-described embodiment, the receiving unit 60 does not need to perform phase adjustment (phase adjustment). Accordingly, the processing and configuration of the receiving unit 60 can be simplified.
  • the band on the receiving side can be narrowed. Therefore, it is possible to realize an orthogonal separation method having excellent compatibility with the FMCW radar. Further, according to the above-described embodiment, since the code does not change in the sweep, the signal distortion due to hardware is not increased unlike the coded pulse method. For this reason, it is possible to suppress deterioration of characteristics due to signal distortion, and it is possible to suppress the occurrence of spurious and the like.
  • the sampling frequency in the analog / digital conversion in the detection unit 61 is about several MHz compared with the case where the signal is discriminated using the encoded pulse method. For this reason, the detector 61 can be realized using a low-speed analog / digital converter.
  • the present invention is expressed as the radar device 1, but the present invention can also be expressed as a signal discrimination method performed in the radar device 1.
  • the signal discrimination method according to the embodiment of the present invention corresponds to a plurality of transmission antennas, a signal generation unit that generates a plurality of transmission signals respectively transmitted from the plurality of transmission antennas, and the plurality of transmission antennas.
  • a signal discrimination method by a radar apparatus including a modulation unit, a plurality of reception antennas, and a plurality of reception units corresponding to the plurality of reception antennas, wherein the plurality of reception units receive signals by corresponding reception antennas.
  • a detection stage for detecting the received signal a demodulation stage for demodulating the signal detected in the detection stage by performing anti-phase modulation based on the plurality of code sequences, and Including an integrating step of generating a signal corresponding to the plurality of transmission signals by integrating the demodulated signal tone step.
  • the present invention can also be expressed as an orthogonal separation device.
  • the orthogonal demultiplexer according to the present invention is configured according to the present invention when the number of antennas on the transmitting side is M (M is an arbitrary natural number) and the number of antennas on the receiving side is N (N is an arbitrary natural number).
  • the orthogonal separation device transmits a plurality of M pulse waves set as a sequence of known discrete values having different phases ⁇ 1 to ⁇ M individually from a plurality of M antennas, thereby transmitting a plurality of N antennas.
  • the quadrature separation device is adapted to detect pulse waves individually arriving at the N antennas among the plurality of P in-phase signals (r 11 to r 1M ),..., (R N1 to r NM ). Integrating unit that integrates corresponding combinations of in-phase signals (r 11 to r N1 ),..., (R 1M to r NM ), and obtains received waves S 1 to S N individually corresponding to the plurality of N antennas. May be further provided.
  • the present invention can also be expressed as an orthogonal separation method.
  • the orthogonal separation method according to the present invention transmits a plurality of N pulse waves, which are set as a sequence of known discrete values having different phases ⁇ 1 to ⁇ M, in parallel.
  • a plurality of P demodulated signals (R ′ 11 to R ′ 1M ),..., (R ′ N1 to R ′ NM ) are generated, and a plurality of P demodulated signals (R ′ 11 to R ′ 11 to R ′ 11 to R ′ NM ) are generated based on the known sequence of discrete values.
  • R ′ 1M ),..., (R ′ N1 to R ′ NM ) are aligned, and a plurality of P in-phase signals (r 11 to r 1M ),..., (R N1 to r NM ) are generated.
  • the in-phase corresponding to the pulse waves individually arriving at the plurality N antennas may be performed for each signal combination (r 11 to r N1 ),..., (R 1M to r NM ) to obtain received waves S 1 to S N individually corresponding to the plurality of N antennas.
  • the present invention is applied to the antenna system of the transmission system and the reception system of the FMCW radar.
  • the present invention is not limited to such an FMCW radar, and similarly applies to orthogonal separation of a pulse wave transmitted as a reflected wave from a target to a MIMO pulse radar or pulse compression radar. Applicable. Further, the present invention is not limited to such a radar. If the transmission wave and the reception wave are pulse waves, and the phase is set as a known discrete value that differs for each antenna for transmission, The present invention is applicable to various MIMO radio transmission systems regardless of transmission information to be transmitted by a pulse wave and a modulation method.
  • the processing to be performed by the above-described detection unit 61 is a radar or MIMO transmission system modulation scheme to which the present invention is applied. It must be replaced with a demodulation process adapted to the multiple access method. Further, in the present embodiment, after the demodulation unit 62 (demodulation processing units 621 to 624) returns the signal phase to the original phase before phase modulation (the phases of these signals are aligned) as described above. For example, when only the following processing is to be performed, the integration unit 63 (integration processing units 631 to 634) may not be provided. (1) Extraction and identification processing of desired signal based on correlation test (2) Beam forming performed by appropriately combining only a part of MIMO transmission paths

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Abstract

　本発明の直交分離装置は、位相φ１～φＭが個別に異なる既知の離散値の列として設定された複数Ｍ個のパルス波が並行して送信されることによって、複数Ｎのアンテナにそれぞれ到来した複数Ｐ（＝Ｍ×Ｎ）のパルス波（Ｒ１１～Ｒ１Ｍ），…，（ＲＮ１～ＲＮＭ）に、前記複数Ｎのアンテナ毎に対応した復調処理を施し、前記複数Ｐの復調信号（Ｒ'１１～Ｒ'１Ｍ），…，（Ｒ'Ｎ１～Ｒ'ＮＭ）を生成する復調部と、前記既知の離散値の列に基づいて複数Ｐの復調信号（Ｒ'１１～Ｒ'１Ｍ），…，（Ｒ'Ｎ１～Ｒ'ＮＭ）の位相の相違を揃え、複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）を生成する位相調整部とを備える。

Description

直交分離装置および直交分離方法
　本発明は、ＭＩＭＯ伝送系の受信端において、その受信端に配置されたアンテナ毎に送信端の各アンテナから到来した信号を分離する直交分離装置および直交分離方法に関する。
　本願は、２０１４年８月２８日に出願された特願２０１４－１７４３８２号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　車載用のレーダ装置として、ＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ）方式のレーダ装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この種のレーダ装置によれば、目標の速度、距離、方位角を計測することができる。また、近年、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｉｎｐｕｔ　ａｎｄ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）技術を用いたＭＩＭＯレーダが注目されている。ＭＩＭＯレーダによれば、仮想的にアンテナ数を増やすことができるので、レーダ装置の基本性能の一つである方位角の分解能を改善することが期待できる。
　ＭＩＭＯレーダでは、送信側の複数の送信アンテナからそれぞれ送信される信号を受信側で弁別する必要があり、そのような信号の弁別方式の一つとして時間分離方式が知られている。時間分離方式によれば、送信側の複数の送信アンテナのそれぞれから時間をずらして信号を順次的に送信する。受信側では、各送信アンテナから送信された信号の反射波を受信した時間の違いから、送信アンテナに対応した信号を弁別することができる。
日本国特開２００９－２５１５９号公報
　しかしながら、時間分離方式によれば、計測可能な速度が制限されるという問題がある。即ち、目標の速度を計測する場合、特定の送信アンテナから送信された信号の反射波の位相回転量（ドップラー量）を求める必要がある。この場合、特定の送信アンテナから送信された信号を弁別してサンプリングする必要がある。
　ここで、時間分離方式によれば、送信アンテナの個数が多くなる程、個々の送信アンテナから送信される信号の時間間隔が長くなる。この場合、特定の送信アンテナから受信された信号のサンプリングの時間間隔を長くする必要がある。サンプリングの時間間隔が長くなると、サンプリング定理により、観測可能な受信信号の周波数が低下する。この結果、計測可能な速度の上限が低下し、高速で移動する目標を検出することが困難になる。
　本発明は、上記の事情に鑑み成されたものであって、従来例における制約を大幅に緩和しつつ、送受信端にそれぞれ複数配置されたアンテナの対毎に形成される伝搬路を介して到来したパルス波を分離できる直交分離装置および直交分離方法を提供することを目的とする。
　本発明の第一態様に係る直交分離装置は、位相φ１～φＭが個別に異なる既知の離散値の列として設定された複数Ｍ個のパルス波が並行して送信されることによって、複数Ｎのアンテナにそれぞれ到来した複数Ｐ（＝Ｍ×Ｎ）のパルス波（Ｒ１１～Ｒ１Ｍ），…，（ＲＮ１～ＲＮＭ）に、前記複数Ｎのアンテナ毎に対応した復調処理を施し、前記複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）を生成する復調部と、前記既知の離散値の列に基づいて複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）の位相の相違を揃え、複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）を生成する位相調整部とを備える。
　本発明の第一態様に係る直交分離装置は、前記複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）の内、前記複数Ｎのアンテナに個別に到来したパルス波に相当する同相信号の組み合わせ（ｒ１１～ｒＮ１），…，（ｒ１Ｍ～ｒＮＭ）毎に積分し、前記複数Ｎのアンテナに個別に対応した受信波Ｓ１～ＳＮを得る積分部を備えてもよい。
　本発明の第二態様に係る直交分離方法は、位相φ１～φＭが個別に異なる既知の離散値の列として設定された複数Ｍ個のパルス波が並行して送信されることによって、複数Ｎのアンテナにそれぞれ到来した複数Ｐ（＝Ｍ×Ｎ）のパルス波（Ｒ１１～Ｒ１Ｍ），…，（ＲＮ１～ＲＮＭ）に、前記複数Ｎのアンテナ毎に対応した復調処理を施し、前記複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）を生成し、前記既知の離散値の列に基づいて複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）の位相の相違を揃え、複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）を生成する。
　本発明の第二態様に係る直交分離方法は、前記複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）の内、前記複数Ｎのアンテナに個別に到来したパルス波に相当する同相信号の組み合わせ（ｒ１１～ｒＮ１），…，（ｒ１Ｍ～ｒＮＭ）毎に積分し、前記複数Ｎのアンテナに個別に対応した受信波Ｓ１～ＳＮを得てもよい。
　上述した第一態様に係る直交分離装置及び第二態様に係る直交分離方法によれば、複数Ｍ個のパルス波は、そのパルス波の送信端において、周波数軸上と時間軸上との何れでも多重化されることなく、それぞれの位相φ１～φＭが個別に異なる既知の離散値の列として設定され、受信端において、これらの離散値の列を拠り所として位相が揃えられる。
　しかも、このようにして位相が揃えられたパルス波の組み合わせ毎の積分が行われるため、上記複数Ｍ個のパルス波の送信に供されたＭ個のアンテナと、受信端に備えられたＮのアンテナとの間に形成されるＭＮ通りの伝送路を介して個別に到来したパルス波の分離が実現可能となる。
　本発明の第一態様に係る直交分離装置及び第二態様に係る直交分離方法によれば、従来例に比べて、下記の（１）～（３）の制約の何れによっても大幅に阻まれることなく、送信端と受信端とにそれぞれ備えられた複数のアンテナの何れの対を介して伝送されたパルス波も、精度良く安定かつ安価に分離される。
（１）　ＭＩＭＯ伝送の対象となるパルス波のパルス幅やインターバル毎に実現し得るデジタル信号処理の処理量
（２）　これらのパルス幅やインターバル毎に得られる受信波の情報量の目減り
（３）　受信帯域に要求され得る広帯域化
本発明の実施形態に係るレーダ装置の構成例を示す図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の受信部の詳細な構成例と信号の流れを説明するための図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の受信部による受信動作の流れを示す図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の動作を補足説明するための図であり、検波部の出力波形の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の動作を補足説明するための図であり、積分部の出力波形の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の動作を補足説明するための図であり、信号処理部の出力波形の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の動作のシミュレーション結果を示し、シミュレーションの条件として、目標の距離を１００ｍに設定し、目標の速度を速度計測範囲内の－１０ｋｍ／ｈ（接近速度を意味する）に設定し、目標の方位角を３０°（目標が左方に位置することを意味する）に設定し、速度計測範囲を±５３ｋｍ／ｈとしたときのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の動作のシミュレーション結果を示し、シミュレーションの条件として、目標の距離を１００ｍに設定し、目標の速度を速度計測範囲内の－１０ｋｍ／ｈ（接近速度を意味する）に設定し、目標の方位角を３０°（目標が左方に位置することを意味する）に設定し、速度計測範囲を±５３ｋｍ／ｈとしたときのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の動作のシミュレーション結果を示し、シミュレーションの条件として、目標の距離を１００ｍに設定し、目標の速度を速度計測範囲内の－１０ｋｍ／ｈ（接近速度を意味する）に設定し、目標の方位角を３０°（目標が左方に位置することを意味する）に設定し、速度計測範囲を±５３ｋｍ／ｈとしたときのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の動作のシミュレーション結果を示し、シミュレーションの条件として、目標の距離を１００ｍに設定し、目標の速度を、速度計測範囲を超える２００ｋｍ／ｈに設定し、目標の方位角を－３０°に設定したときのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の動作のシミュレーション結果を示し、シミュレーションの条件として、目標の距離を１００ｍに設定し、目標の速度を、速度計測範囲を超える２００ｋｍ／ｈに設定し、目標の方位角を－３０°に設定したときのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施形態に係るレーダ装置の動作のシミュレーション結果を示し、シミュレーションの条件として、目標の距離を１００ｍに設定し、目標の速度を、速度計測範囲を超える２００ｋｍ／ｈに設定し、目標の方位角を－３０°に設定したときのシミュレーション結果を示す図である。
　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。
　概略的には、本実施形態に係るＦＭＣＷレーダ装置は、送信側において、送信信号を形成する周波数変調連続波（以下、「ＦＭＣＷ波」という。）の周波数が所定の下限値から所定の上限値まで上昇する所定の信号領域（後述の「スイープ」）ごとに離散的な位相変調を適用し、受信側において、その信号領域ごとに送信側とは逆の位相変調を実施することにより、信号の直交分離を実現することを特徴としている。即ち、本実施形態では、伝送路（空間）の特性の違いによって信号の直交性を得ているのではなく、各信号領域の位相の組み合わせにより信号の直交性を実現している。そのような信号領域の位相の組み合わせは、乱数等を用いて発生された符号により送信アンテナごとに決定され、各送信アンテナには、上記の信号領域の位相の組み合わせを決定するための符号からなる符号列が割り当てられる。
［レーダ装置の構成の説明］
　図１は、本発明の実施形態に係るレーダ装置１の構成例を示す図である。
　レーダ装置１は、信号発生部１０、符号発生部２０、変調部３０、送信アンテナアレイ４０、受信アンテナアレイ５０、受信部６０、信号処理部７０を備え、ＦＭＣＷ方式のＭＩＭＯレーダとして構成されている。
　送信アンテナアレイ４０は、複数の送信アンテナ４１～４４を備えている。本実施形態では、送信アンテナアレイ４０は、４個の送信アンテナ４１～４４を備えた４素子アンテナである。送信アンテナアレイ４０を構成する複数の送信アンテナの個数は任意に設定し得る。受信アンテナアレイ５０は、複数の受信アンテナ５１～５６を備えている。本実施形態では、受信アンテナアレイ５０は、６個の受信アンテナ５１～５６を備えた６素子アンテナである。受信アンテナアレイ５０を構成する複数の受信アンテナの個数も任意に設定し得る。
　複数の受信アンテナ５１～５６のそれぞれにおいて受信される信号は、複数の送信アンテナ４１～４４のそれぞれから送信された信号の線形結合である。ＭＩＭＯレーダにおいては、複数の送信アンテナ４１～４４のそれぞれから送信された信号を受信側において弁別する必要がある。本実施形態に係るレーダ装置１は、複数の送信アンテナ４１～４４から送信された信号を直交分離する手法に主要な特徴を有している。
　信号発生部１０は、複数の送信アンテナ４１～４４からそれぞれ送信される複数の送信信号を発生させるよう構成されている。複数の送信信号は、相互に同一の信号であってもよく、相互に異なった信号であってもよい。本実施形態では、信号発生部１０は、複数の送信アンテナ４１～４４からそれぞれ送信される送信信号として同一の信号を発生させるよう構成されている。
　信号発生部１０により発生される送信信号は、周波数が所定の下限値から所定の上限値まで直線的に上昇するＦＭＣＷ波（チャープ信号）の繰り返しからなる信号である。以下では、上記のＦＭＣＷ波の繰り返し周期に相当する信号領域を「スイープ」と称す。
　なお、ＦＭＣＷ波に限定されず、信号発生部１０は、送信信号として任意の信号を発生し得る。例えば、送信信号は、一定期間で電圧が直線的に上昇する三角波の繰り返しからなる信号を含んでもよく、パルス信号であってもよく、そのパルス信号の信号波形は任意に設定し得る。
　符号発生部２０は、複数の送信アンテナ４１～４４に対応した相互に異なる複数の符号列を発生させるよう構成されている。符号発生部２０は、後述の変調部３０において送信信号の位相を変調する際に用いられる位相回転量（０°または１８０°）を示す２値の符号を含む符号列を発生させる。以下では、説明の便宜上、０°の位相回転量を示す符号の値を「０」とし、１８０°の位相回転量を示す符号の値を「π」とする。
　符号発生部２０は、４個の送信アンテナ４１～４４に対応した４つの異なる符号列を乱数により発生させる。符号発生部２０が発生させる符号列は、例えば、「ππππ０ππ０π…」のように、「０」と「π」の２値の符号を含んでおり、「０」と「π」の配列順は乱数を用いて送信アンテナごとに決定される。
　具体的には、本実施形態では、符号発生部２０は、送信アンテナ４１に対応した第１符号列として「ππππ０ππ０π…０π０π」を発生させ、送信アンテナ４２に対応した第２符号列として「０ππ０ππ０００…π０π０」を発生させ、送信アンテナ４３に対応した第３符号列として「０π０００π０００…０π０π」を発生させ、送信アンテナ４４に対応した第４符号列として「π０π０ππ０ππ…０πππ」を発生させるよう構成されている。また、後述する受信部６０における１回の受信処理の対象となる送信信号のスイープの個数を「５００」としていることと関連して、各符号列に含まれる符号の総数は「５００」に設定されている。
　なお、符号列は、「０」と「π」のうちの一つを示す符号のみを含んでもよい。また、符号列をなす２値の符号によって示される位相回転量は、０°および１８０°に限らず、例えば３０°および９０°のように、相互に異なる位相回転量であることを限度に、任意に設定し得る。また、符号列をなす符号は、２値の符号に限らず、３値以上の符号であってもよく、多値の符号であればよい。
　また、多値の符号によって示される複数の位相回転量の相互間の位相間隔は等間隔である必要はない。また、符号列をなす符号の配列の設定手法としては、乱数を用いた手法のほか、例えばＭ系列やゴールド符号を用いた手法が挙げられるが、符号の配列が異なることを限度として、符号の配列は任意に設定し得る。また、符号列をなす符号の総数、即ち符号列の長さも任意に設定し得る。
　変調部３０は、符号発生部２０により発生された符号列に基づき、信号発生部１０により発生された送信信号の位相を回転させることにより、送信信号を位相変調するために用いられる。本実施形態では、スイープごとに送信信号の位相を０°（０ラジアン）または１８０°（πラジアン）の何れかだけ回転させることにより送信信号を位相変調する。
　各スイープに対して０°および１８０°の何れの位相回転量を適用するかは、符号発生部２０により発生される符号列をなす符号の値（０およびπ）に応じて決定される。本実施形態では、例えば、送信アンテナ４１から送信される送信信号Ｔｘ１の第１番目のスイープに対しては、送信アンテナ４１に割り当てられた第１符号列の第１番目の符号の値によって示される位相回転量が適用され、第２番目のスイープに対しては、同符号列の第２番目の符号の値によって示される位相回転量が適用され、以下同様である。
　変調部３０は、位相変調された送信信号を送信アンテナ４１に供給する。図１では、送信アンテナ４１に対して設けられた変調部３０のみが代表的に示されているが、他の送信アンテナ４２～４４のそれぞれに対しても変調部３０が設けられている。即ち、レーダ装置１には、複数の送信アンテナ４１～４４に対応した複数の変調部３０が備えられている。本実施形態では、上述したように信号発生部１０から複数の変調部３０にそれぞれ入力される送信信号は相互に同一ではあるが、符号発生部２０から複数の変調部３０にそれぞれ入力される符号列は相互に異なっている点に留意されたい。
　なお、複数の送信アンテナ４１～４４に対応した複数の変調部３０を一つに統合してもよい。複数の送信アンテナ４１～４４に対応した複数の変調部３０を設けるか、複数の変調部３０を一つに統合するかは本発明の本質ではなく、本発明の実施の態様に合わせて任意に設定し得る。複数の送信アンテナ４１～４４に対応した複数の変調部３０を形式的に一つの変調部３０として表現すれば、変調部３０は、符号発生部２０により発生された複数の符号列に基づき、信号発生部１０により発生された複数の送信信号を位相変調して複数の送信アンテナ４１～４４にそれぞれ供給するよう構成されていると言える。
　受信部６０は、検波部６１、復調部６２、積分部６３を備えている。図１には示されていないが、受信部６０は受信アンテナ５１～５６のそれぞれに対応して設けられている。以下では、受信アンテナ５１に対応して設けられた受信部６０に着目して説明する。
　受信部６０を構成する検波部６１は、対応する受信アンテナ５１によって受信された受信信号を検波するために用いられる。検波部６１の検波処理は、レーダ方式に応じて設定される。本実施形態に係るレーダ装置１は、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置であるから、検波部６１は、検波処理としてフーリエ変換を実施する。ただし、この例に限定されず、例えば、レーダ装置１がパルスレーダ方式のレーダ装置であれば、検波部６１は検波処理として振幅検波を実施する。また、レーダ装置１がパルス圧縮レーダ方式のレーダ装置であれば、検波部６１は検波処理としてパルス圧縮処理を実施する。
　復調部６２は、検波部６１によって検波された信号を上述した複数の符号列（第１符号列～第４符号列）に基づき逆位相変調して復調するために用いられる。積分部６３は、復調部６２によって復調された信号を積分して、送信アンテナ４１～４４からそれぞれ送信された複数の送信信号に対応した受信信号Ｒｘ１１，Ｒｘ１２，Ｒｘ１３，Ｒｘ１４を生成するために用いられる。
　図２は、本発明の実施形態に係るレーダ装置１の受信部６０の詳細な構成例と信号の流れを説明するための図である。図２の上段には、受信アンテナ５１～５６のそれぞれにおいて受信される送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４の波形図が模式的に示されている。同波形図において、横軸は時間ｔを表し、縦軸は送信信号の周波数ｆを表している。図２の中段には、送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４を受信アンテナ５１で受信して得られる混合信号が入力される受信部６０の詳細な構成が示されている。図２の下段には、受信アンテナ５１に対応して設けられた受信部６０から信号処理部７０に入力される受信信号Ｒｘ１のほかに、受信アンテナ５２～５６に対応して設けられた受信部６０（図示なし）から信号処理部７０に入力される受信信号Ｒｘ２～Ｒｘ６が示されている。
　本実施形態では、検波部６１は、受信部６０における１回の受信処理の対象となる各送信信号のスイープの個数（即ち、上述の複数の符号列のそれぞれの長さ）に対応した複数の検波処理部６１００１，６１００２，６１００３，…，６１５００を備えている。本実施形態では、受信部６０における１回の受信処理の対象となる各送信信号のスイープの個数を「５００」とし、検波処理部６１００１，６１００２，６１００３，…，６１５００の総数は、上記のスイープの個数（即ち符号列の長さ）に合わせて「５００」に設定されている。検波処理部６１００１，６１００２，６１００３，…，６１５００の各出力信号は、送信アンテナ４１～４４の個数（＝４）に対応した数だけ分岐される。
　復調部６２は、上記の複数の符号列（第１符号列～第４符号列）に含まれる符号のうち、時間位置が対応した複数の符号を用いて検波処理部６１００１～６１５００の出力信号を逆位相変調することにより復調する複数の復調処理部６２１～６２４を備えている。複複数の復調処理部６２１～６２４は、復調処理部６２１～６２４を一組として、複数の検波処理部６１００１～６１５００のそれぞれに対応して設けられている。
　本実施形態では、復調処理部６２１は、前述の変調部３０において送信アンテナ４１から送信される送信信号に対して実施された位相変調とは逆の位相変調を実施する。即ち、復調処理部６２１は、変調部３０において送信アンテナ４２から送信される送信信号に対して適用された符号列をなす符号とは逆の符号（以下、「逆符号」と称す。）からなる符号列を用いて位相変調する。
　例えば、送信アンテナ４１から送信される送信信号に対して適用された符号列をなす或る符号が「π」であれば、その逆符号は、「－π」である。この逆符号［－π］は、送信時とは逆方向に位相をπだけ回転させることを意味している。即ち、逆符号を用いた位相変調は、信号の位相を位相変調前の元の位相に戻すことを意味している。なお、符号が「０」であれば、その逆符号による位相の回転量はゼロであるから、位相の回転は行われない。
　同様に、復調処理部６２２は、前述の変調部３０において送信アンテナ４２から送信される送信信号に対して実施された位相変調とは逆の位相変調を実施する。復調処理部６２３は、前述の変調部３０において送信アンテナ４３から送信される送信信号に対して実施された位相変調とは逆の位相変調を実施する。復調処理部６２４は、前述の変調部３０において送信アンテナ４４から送信される送信信号に対して実施された位相変調とは逆の位相変調を実施する。
　積分部６３は、複数の送信アンテナ４１～４４に対応した複数の積分処理部６３１～６３４を備えている。複数の積分処理部６３１～６３４のそれぞれは、複数の検波処理部６１００１～６１５００のそれぞれに設けられた復調処理部６２１～６２４のうち、同一の符号列に属する符号に相当する逆符号を用いて逆位相変調された信号を積分するよう構成されている。具体的には、復調処理部６２１は、送信アンテナ４１に対応した第１符号列をなす符号の逆符号を用いて逆位相変調する５００個の復調処理部６２１の出力信号を積分する。その積分結果は、受信信号Ｒｘ１１として積分処理部６３１から出力される。
　復調処理部６２２は、送信アンテナ４２に対応した第２符号列をなす符号の逆符号を用いて逆位相変調する５００個の復調処理部６２２の出力信号を積分する。その積分結果は、受信信号Ｒｘ１２として積分処理部６３２から出力される。復調処理部６２３は、送信アンテナ４３に対応した第３符号列をなす符号の逆符号を用いて逆位相変調する、例えば、５００個の復調処理部６２３の出力信号を積分する。その積分結果は、受信信号Ｒｘ１３として積分処理部６３３から出力される。
　復調処理部６２４は、送信アンテナ４４に対応した第４符号列をなす符号の逆符号を用いて逆位相変調する上記５００個の復調処理部６２４の出力信号を積分する。その積分結果は、受信信号Ｒｘ１４として積分処理部６３４から出力される。
　後述するように、受信信号Ｒｘ１１～Ｒｘ１４は直交分離された信号であり、送信アンテナ４１～４４から送信された個々の信号を弁別して得られた受信信号である。
　上述の積分処理部６３１～６３４からそれぞれ出力された受信信号Ｒｘ１１，Ｒｘ１２，Ｒｘ１３，Ｒｘ１４は、受信アンテナ５１に対応して設けられた受信部６０から受信信号Ｒｘ１として信号処理部７０に供給される。同様に、他の受信アンテナ５２～５６のそれぞれに対応して設けられた受信部６０から受信信号Ｒｘ２～Ｒｘ６がそれぞれ信号処理部７０に供給される。
　信号処理部７０は、上述の受信アンテナ５１～５６に対応して設けられた受信部６０の積分部６３によって積分された信号を送信アンテナごとに合成してビームフォーミング処理を実施することにより、目標の方位角θに関する情報を生成するために用いられる。
［レーダ装置の動作の説明］
　次に、本発明の実施形態に係るレーダ装置１の動作を説明する。
　まず、レーダ装置１の送信動作を説明する。信号発生部１０は、図２の上段に示すように、送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４として、周波数ｆが所定の下限値から所定の上限値まで直線的に上昇するＦＭＣＷ波を一定周期で繰り返し発生させる。ただし、送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４は、信号発生部１０によって発生された時点では相互に同一の信号である。
　一方、符号発生部２０は、送信アンテナ４１～４４に対応した第１符号列、第２符号列、第３符号列、第４符号列を発生させる。本実施形態では、前述したように、符号発生部２０は、第１符号列として「ππππ０ππ０π…０π０π」を発生させ、第２符号列として「０ππ０ππ０００…π０π０」を発生させ、第３符号列として「０π０００π０００…０π０π」を発生させ、第４符号列として「π０π０ππ０ππ…０πππ」を発生させる。
　続いて、変調部３０は、符号発生部２０により発生された符号列を適用して、信号発生部１０により発生された送信信号に対し符号変調処理（位相変調）を実施する。詳細には、送信アンテナ４１に対応した変調部３０は、符号発生部２０により発生された第１符号列を適用して、信号発生部１０により発生された送信信号Ｔｘ１を位相変調する。具体的には、図２の上段に示すように、変調部３０は、送信信号Ｔｘの第１番目のスイープＳ１００１の信号の位相を、第１符号列の第１番目の符号の値「π」によって示される位相回転量（＋１８０°）だけ回転させる。この位相変調により、第１番目のスイープＳ１００１の送信信号Ｔｘ１の位相が反転される。
　また、変調部３０は、送信信号Ｔｘの第２番目のスイープＳ１００２の信号の位相を、第１符号列の第２番目の符号の値「π」によって示される位相回転量（＋１８０°）だけ回転させる。以下同様にして、変調部３０は第１符号列の符号の値を順次適用して位相変調を実施し、送信信号Ｔｘ１の第５００番目のスイープＳ１５００の信号の位相を、第１符号列の第５００番目の符号の値「π」によって示される位相回転量（＋１８０°）だけ回転させる。
　なお、この例では、例えば送信信号Ｔｘ１の第５番目のスイープＳ１００５の信号は、第１符号列の第５番目の符号の値「０」によって示される位相回転量（＋０°）だけ位相回転される。この場合、実際には位相回転は行われず、第５番目のスイープＳ１００５の送信信号Ｔｘ１の元の位相が維持される。
　上述の送信信号Ｔｘ１の位相変調と並行して、送信アンテナ４２～４４に対応して設けられた変調部３０において、符号発生部２０によって発生された第２符号列から第４符号列をそれぞれ適用して、信号発生部１０によって発生された送信信号Ｔｘ２～Ｔｘ４の位相変調がスイープごとに実施される。即ち、送信アンテナ４２に対応した変調部３０は、符号発生部２０により発生された第２符号列を適用して、信号発生部１０により発生された送信信号Ｔｘ２のスイープＳ２００１～Ｓ２５００を位相変調する。
　また、送信アンテナ４３に対応した変調部３０は、符号発生部２０により発生された第３符号列を適用して、信号発生部１０により発生された送信信号Ｔｘ３のスイープＳ３００１～Ｓ３５００を位相変調する。また、送信アンテナ４４に対応した変調部３０は、符号発生部２０により発生された第４符号列を適用して、信号発生部１０により発生された送信信号Ｔｘ４のスイープＳ４００１～Ｓ４５００を位相変調する。
　送信アンテナ４１～４４に対応した変調部３０によって位相変調された各信号は、送信アンテナ４１～４４からそれぞれ送信される。送信アンテナ４１～４４から送信された信号の電波が目標に照射されると、その反射波が発生する。目標からの反射波は、受信アンテナ５１～５６でそれぞれ受信される。この場合、例えば、受信アンテナ５１では、送信アンテナ４１～４４から送信された信号が受信される。同様に、受信アンテナ５２～５６のそれぞれにおいても、送信アンテナ４１～４４から送信された信号が受信される。
　次に、レーダ装置１の受信動作を説明する。
　ここでは、説明の簡略化のため、受信アンテナ５１に対応して設けられた受信部６０の動作に着目して説明する。
　図３は、本発明の実施形態に係るレーダ装置１の受信部６０による受信動作の流れを示す図である。また、図４Ａ～図４Ｃは、本発明の実施形態に係るレーダ装置１動作を補足説明するための図であり、図４Ａは、検波部６１の出力波形の一例を示し、図４Ｂは、積分部６３の出力波形の一例を示し、図４Ｃは、信号処理部７０の出力波形の一例を示す。
　受信側の受信アンテナ５１～５６のそれぞれにより、全ての送信アンテナ４１～４４から送信された送信信号の線形結合である信号が受信される。受信アンテナ５１に対応した受信部６０を構成する検波部６１は、受信アンテナ５１によって受信された受信信号をアナログ／デジタル変換する（ステップＳＴ１）。他の受信アンテナ５２～５６に対応した受信部６０を構成する検波部６１でも同様に、受信アンテナ５２～５６によってそれぞれ受信された受信信号をアナログ／デジタル変換する。従って、６個の受信アンテナ５１～５６のそれぞれによって受信された受信信号が検波部６１においてアナログ／デジタル変換される。
　続いて、受信アンテナ５１に対応した検波部６１は、受信アンテナ５１によって受信されて干渉成分が除去された受信信号に対し周波数方向の「フーリエ変換」（高速性が要求される場合には、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）であってもよい。）を実施する（ステップＳＴ２）。具体的には、検波部６１を構成する検波処理部６１００１は、送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４の第１番目のスイープＳ１００１，Ｓ２００１，Ｓ３００１，Ｓ４００１を受信アンテナ５１で受信して得られる混合信号に対して周波数方向のフーリエ変換を実施する。
　また、検波処理部６１００２は、送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４の第２番目のスイープＳ１００２，Ｓ２００２，Ｓ３００２，Ｓ４００２を受信アンテナ５１で受信して得られる混合信号に対し周波数方向のフーリエ変換を実施する。以下同様にして、検波処理部６１５００は、送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４の第５００番目のスイープＳ１５００，Ｓ２５００，Ｓ３５００，Ｓ４５００を受信アンテナ５１で受信して得られる混合信号に対し周波数方向のフーリエ変換を実施する。このフーリエ変換により、検波部６１は、目標の距離の抽出を実施する。図４Ａに例示する検波部６１の出力波形には、上述の第１符号列から第４符号列を用いてそれぞれ符号化された送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４の信号成分が混在している。
　受信アンテナ５１に対応した検波部６１は、上記の周波数方向のフーリエ変換の処理の過程で、目標までの距離ｒを抽出し、距離ｒに関する情報を生成する。受信アンテナ５２～５６に対応した検波部６１も同様に、干渉成分が除去された信号に対して周波数方向のフーリエ変換を実施する。従って、６個の受信アンテナ５１～５６のそれぞれによって受信された受信信号が、受信アンテナ５１～５６に対応してそれぞれ設けられた検波部６１において周波数方向にフーリエ変換される。ここで、受信アンテナ５１～５６に対応してそれぞれ設けられた検波部６１においてフーリエ変換により得られた信号は、送信アンテナ４１～４４からそれぞれ送信された送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４の各信号成分を含む混合信号である。
　続いて、復調部６２は、検波部６１の検波処理部６１００１～６１５００からそれぞれ出力された混合信号に対し符号復調処理（逆符号化処理）を実施する（ステップＳＴ３）。即ち、検波処理部６１００１に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２１は、送信側の変調部３０で送信信号Ｔｘ１の第１番目のスイープに対して実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を検波処理部６１００１から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２１は、第１符号列の第１番目の符号に対応する逆符号を用いて、検波処理部６１００１から出力された信号の位相を－１８０°だけ回転させる。
　検波処理部６１００１に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２２は、送信側の変調部３０が送信信号Ｔｘ２の第１番目のスイープに対し実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を検波処理部６１００１から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２２は、第２符号列の第１番目の符号に対応する逆符号を用いて、検波処理部６１００１から出力される信号の位相を－０°だけ回転させる。この場合、実際には位相回転は行われず、元の位相が維持される。
　検波処理部６１００１に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２３は、送信側の変調部３０が送信信号Ｔｘ３の第１番目のスイープに対し実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を検波処理部６１００１から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２３は、第３符号列の第１番目の符号に対応する逆符号を用いて、検波処理部６１００１から出力される信号の位相を－０°だけ回転させる。この場合も、実際には位相回転は行われず、元の位相が維持される。
　検波処理部６１００１に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２４は、送信側の変調部３０が送信信号Ｔｘ４の第１番目のスイープに対して実施した位相変調の逆処理に相当する逆位相変調を検波処理部６１００１から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２４は、第４符号列の第１番目の符号に対応する逆符号を用いて、送信側の位相変調とは逆方向に、検波処理部６１００１から出力される信号の位相を－１８０°だけ回転させる。
　このように、検波処理部６１００１に対応して設けられた復調処理部６２１～６２４では、検波処理部６１００１から出力される混合信号に対し、第１符号列、第２符号列、第３符号列、第４符号列の各第１番目の符号に対応する逆符号を用いて逆位相変調する。
　また、検波処理部６１００２に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２１は、送信側の変調部３０で送信信号Ｔｘ１の第２番目のスイープに対し実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を、検波処理部６１００２から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２１は、第１符号列の第２番目の符号に対応する逆符号を用いて、検波処理部６１００２から出力される信号の位相を－１８０°だけ回転させる。
　検波処理部６１００２に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２２は、送信側の変調部３０で送信信号Ｔｘ２の第２番目のスイープに対し実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を、検波処理部６１００２から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２２は、第２符号列の第２番目の符号に対応する逆符号を用いて、検波処理部６１００２から出力される信号の位相を－１８０°だけ回転させる。
　検波処理部６１００２に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２３は、送信側の変調部３０で送信信号Ｔｘ３の第２番目のスイープに対し実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を、検波処理部６１００２から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２３は、第３符号列の第２番目の符号に対応する逆符号を用いて、検波処理部６１００２から出力される信号の位相を－１８０°だけ回転させる。
　検波処理部６１００２に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２４は、送信側の変調部３０で送信信号Ｔｘ４の第２番目のスイープに対し実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を、検波処理部６１００２から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２４は、第４符号列の第２番目の符号に対応する逆符号を用いて、送信側の位相変調とは逆方向に、検波処理部６１００１から出力される信号の位相を－０°だけ回転させる。この場合、混合信号の位相は元の位相に維持される。
　このように、検波処理部６１００２に対応して設けられた復調処理部６２１～６２４では、検波処理部６１００２から出力される混合信号に対し、第１符号列、第２符号列、第３符号列、第４符号列の各第２番目の符号に対応する逆符号を用いて逆位相変調する。
　更に、検波処理部６１００３に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２１は、送信側の変調部３０で送信信号Ｔｘ１の第３番目のスイープに対し実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を、検波処理部６１００３から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２１は、第１符号列の第３番目の符号に対応する逆符号を用いて、検波処理部６１００３から出力される信号の位相を－１８０°だけ回転させる。
　検波処理部６１００３に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２２は、送信側の変調部３０で送信信号Ｔｘ２の第３番目のスイープに対し実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を、検波処理部６１００３から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２２は、第２符号列の第３番目の符号に対応する逆符号を用いて、検波処理部６１００３から出力される信号の位相を－１８０°だけ回転させる。
　検波処理部６１００３に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２３は、送信側の変調部３０で送信信号Ｔｘ３の第３番目のスイープに対し実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を、検波処理部６１００３から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２３は、第３符号列の第３番目の符号に対応する逆符号を用いて、検波処理部６１００３から出力される信号の位相を－０°だけ回転させる。この場合、混合信号の位相は元の位相に維持される。
　検波処理部６１００３に対応して設けられた復調部６２の復調処理部６２４は、送信側の変調部３０で送信信号Ｔｘ４の第３番目のスイープに対し実施した位相変調の逆処理である逆位相変調を、検波処理部６１００３から出力される混合信号に対して実施する。具体的には、復調処理部６２４は、第４符号列の第３番目の符号に対応する逆符号を用いて、送信側の位相変調とは逆方向に、検波処理部６１００３から出力される信号の位相を－１８０°だけ回転させる。
　このように、検波処理部６１００３に対応して設けられた復調処理部６２１～６２４では、検波処理部６１００３から出力される混合信号に対し、第１符号列、第２符号列、第３符号列、第４符号列の各第３番目の符号に対応する逆符号を用いて逆位相変調する。
　以下同様にして、検波処理部６１５００に対応して設けられた復調処理部６２１～６２４では、検波処理部６１５００から出力される混合信号に対し、第１符号列、第２符号列、第３符号列、第４符号列の各第５００番目の符号に対応する逆符号を用いて逆位相変調する。
　上述のように、復調部６２は、検波部６１から出力される混合信号に対し、スイープごとに逆符号を切り替えて符号復調処理（逆符号化処理）を実施する。
　なお、復調部６２による符号復調処理は、後述の積分部６３による積分処理の前であれば、任意の段階で実施し得る。
　続いて、積分部６３は、復調部６２によって復調された信号に対して時間方向のフーリエ変換を実施することにより、検波処理部６１００１～６１５００のそれぞれに対応して設けられた復調処置部６２１～６２４の出力信号を積分する（ステップＳＴ４）。この積分の結果、対応する送信アンテナから送信された送信信号の信号成分が分別されて取り出される。
　このような積分は、以下の何れの形態で実現されてもよい。
（１）　位相情報を残したまま行われる算術加算
（２）　目標の移動速度に対するドップラ位相を補正するコヒーレント積分
　なお、上記コヒーレント積分は、次の何れの形態で行われてもよく、その過程では、各成分に窓関数等による重みとの乗算により異なるドップラ成分との干渉の対策が図られてもよい。
（ａ）　目標について既知である速度を示すドップラ位相を補正する。
（ｂ）　任意の速度を前提として行われ、その速度を示すドップラ位相を補正する。
　積分部６３は、このような処理の下で、目標の速度ｖを抽出し、その速度ｖに関する情報を生成する。
　具体的に説明すると、積分部６３を構成する積分処理部６３１は、検波処理部６１００１～６１５００のそれぞれに対応して設けられた復調処理部６２１の各出力信号を積分する。積分処理部６３１は、その積分の演算結果Ｆ００（ｖ，ｒ）を示す受信信号Ｒｘ１１を出力する。図４Ｂに例示する積分処理部６３１の出力波形には、上述の送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４の信号成分のうち、送信信号Ｔｘ１の信号成分のみが弁別されて含まれている。
　積分部６３を構成する積分処理部６３２は、検波処理部６１００１～６１５００のそれぞれに対応して設けられた復調処置部６２２の各出力信号を積分する。積分処理部６３２は、その積分の演算結果Ｆ１０（ｖ，ｒ）を示す受信信号Ｒｘ１２を出力する。また、積分部６３を構成する積分処理部６３３は、検波処理部６１００１～６１５００のそれぞれに対応して設けられた復調処置部６２３の各出力信号を積分する。積分処理部６３３は、その積分の演算結果Ｆ２０（ｖ，ｒ）を示す受信信号Ｒｘ１３を出力する。
　積分部６３を構成する積分処理部６３４は、検波処理部６１００１～６１５００のそれぞれに対応して設けられた復調処置部６２４の各出力信号を積分する。積分処理部６３４は、その積分の演算結果Ｆ３０（ｖ，ｒ）を示す受信信号Ｒｘ１４を出力する。
　上記の時間方向のフーリエ変換による演算結果Ｆ００（ｖ，ｒ）～Ｆ３０（ｖ，ｒ）のそれぞれには、受信アンテナ５１に対応した受信情報として、目標の速度ｖに関する情報と、目標までの距離ｒに関する情報とが含まれている。
　上述の受信アンテナ５１に対応して設けられた受信部６０と同様にして、他の受信アンテナ５２～５６に対応して設けられた受信部６０においても同様の受信処理が実施される。そして、受信アンテナ５１～５６に対応して設けられた受信部６０から受信信号Ｒｘ１～Ｒｘ６が信号処理部７０にそれぞれ供給される。
　上述のように、受信部６０における受信処理の過程で、積分部６３による積分処理（ドップラ処理）の前の段階で、復調処理部６２１～６２４により、送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４を検波して得られる混合信号の５００個のスイープに対して、送信側とは逆処理である逆位相変調が実施される。このとき、検波処理部６１００１～６１５００に対応して設けられた５００個の復調処理部６２１の出力に着目すると、検波処理部６１００１～６１５００からそれぞれ出力される混合信号に対し、送信側の変調部３０による第１符号列を用いた位相変調とは逆の位相変調を実施する。この結果、復調処理部６２１の出力信号において、送信信号Ｔｘ１の信号成分が出現する確率が高くなる。
　これに対し、送信側で第１符号列とは異なる第２符号列、第３符号列、第４符号列を用いて位相変調された送信信号Ｔｘ２，Ｔｘ３，Ｔｘ４の各信号成分に対して、復調処理部６２１において、第１符号列を用いた位相変調とは逆の変調を実施すると、送信信号Ｔｘ２～Ｔｘ４の各信号成分は拡散されてノイズとなり、その信号成分が復調処理部６２１の出力信号に出現する確率が低下する。
　従って、検波処理部６１００１～６１５００に対応して設けられた５００個の復調処理部６２１の出力信号を積分処理部６３１において積分すれば、検波処理部６１００１～６１５００から出力される混合信号から送信信号Ｔｘ１の信号成分を弁別することが可能になる。このことは、積分処理部６３１の積分処理において、送信信号Ｔｘ１の直交分離が実施されることを意味する。
　同様に、検波処理部６１００１～６１５００からそれぞれ出力される混合信号に対し、復調処理部６２２において、第２符号列を用いた位相変調とは逆の位相変調を実施すれば、復調処理部６２２の出力信号には、送信信号Ｔｘ２の信号成分が出現する確率が高くなる。従って、検波処理部６１００１～６１５００に対応して設けられた５００個の復調処理部６２２の出力信号を積分処理部６３２において積分すれば、検波処理部６１００１～６１５００から出力される混合信号から送信信号Ｔｘ２の信号成分を弁別することが可能になる。このことは、積分処理部６３２の積分処理において、送信信号Ｔｘ２の直交分離が実施されることを意味する。
　同様に、検波処理部６１００１～６１５００からそれぞれ出力される混合信号に対し、復調処理部６２３において、第３符号列を用いた位相変調とは逆の位相変調を実施すれば、復調処理部６２３の出力信号には、送信信号Ｔｘ３の信号成分が出現する確率が高くなる。従って、検波処理部６１００１～６１５００に対応して設けられた５００個の復調処理部６２３の出力信号を積分処理部６３３において積分すれば、検波処理部６１００１～６１５００から出力される混合信号から送信信号Ｔｘ３の信号成分を弁別することが可能になる。このことは、積分処理部６３３の積分処理において、送信信号Ｔｘ３の直交分離が実施されることを意味する。
　同様に、検波処理部６１００１～６１５００からそれぞれ出力される混合信号に対し、復調処理部６２４において、第４符号列を用いた位相変調とは逆の位相変調を実施すれば、復調処理部６２４の出力信号には、送信信号Ｔｘ４の信号成分が出現する確率が高くなる。従って、検波処理部６１００１～６１５００に対応して設けられた５００個の復調処理部６２４の出力信号を積分処理部６３４において積分すれば、検波処理部６１００１～６１５００から出力される混合信号から送信信号Ｔｘ４の信号成分を弁別することが可能になる。このことは、積分処理部６３４の積分処理において、送信信号Ｔｘ４の直交分離が実施されることを意味する。
　信号処理部７０は、上述の受信アンテナ５１～５６に対応して設けられた受信部６０の積分部６３が出力する受信信号Ｒｘ１～Ｒｘ４から目標の方位角θを抽出し、その方位角θに関する情報を生成する（ステップＳＴ５）。本実施形態では、信号処理部７０は、積分部６３から出力される受信信号Ｒｘ１～Ｒｘ６に対して所定のビームフォーミング処理を実施することにより、目標の方位角θを抽出して、方位角θに関する情報を生成する。
　図４Ｃに示すように、信号処理部７０におけるビームフォーミング処理により、目標の方位角θを示すメインローブを含む波形が得られる。
　信号処理部７０は、ビームフォーミング処理による演算結果Ｆ（ｖ，ｒ，θ）として、目標の速度ｖに関する情報と、目標までの距離ｒに関する情報と、目標の方位角θに関する情報を出力する。
　上述したように、受信部６０は、検波部６１により距離抽出を行う段階では信号の直交分離を行わず、復調部６２により逆位相復調信号を実施して位相を元に戻した後、積分部６３により速度抽出を行う段階で直交分離を実施する。これによりＭＩＭＯによる仮想アレイが形成される。
　図５Ａ～図５Ｆは、本発明の実施形態に係るレーダ装置１の動作のシミュレーション結果を示す図である。このシミュレーションでは、Ｍ系列を用いて第１符号列から第４符号列をそれぞれ発生させ、速度計測範囲を±５３ｋｍ／ｈに設定している。
　図５Ａ～図５Ｃは、シミュレーションの条件として、目標の距離を１００ｍに設定し、目標の速度を速度計測範囲内の－１０ｋｍ／ｈに設定し、目標の方位角を－３０°に設定したときのシミュレーション結果を示し、図５Ａは、目標の距離のシミュレーション結果を示し、図５Ｂは、目標の速度のシミュレーション結果を示し、図５Ｃは、目標の方位角のシミュレーション結果を示している。
　図５Ａに示すように、シミュレーションにより、目標までの距離ｒとして１００．１ｍが得られた。また、図５Ｂに示すように、シミュレーションにより、目標の速度ｖとして、－１０ｋｍ／ｈが得られた。更に、図５Ｃに示すように、シミュレーションにより、目標の方位角θとして－３０°が得られた。このシミュレーション結果から分かるように、目標の距離ｒ、速度ｖ、方位角θを良好に計測することができることを確認することができた。このことは、上述の第１符号列から第４符号列を用いた符号化処理および逆符号化処理により、送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４を直交分離することができることを意味している。
　図５Ｄ～図５Ｆは、シミュレーションの条件として、目標の距離を１００ｍに設定し、目標の速度を、速度計測範囲を超える２００ｋｍ／ｈに設定し、目標の方位角を－３０°に設定したときのシミュレーション結果を示し、図５Ｄは、目標の距離ｒのシミュレーション結果を示し、図５Ｅは、目標の速度ｖのシミュレーション結果を示し、図５Ｆは、目標の方位角θのシミュレーション結果を示している。
　図５Ａに示すように、シミュレーションにより、目標までの距離ｒとして９８ｍが得られた。また、図５Ｃに示すように、シミュレーションにより、目標の方位角θとして－３０°が得られた。これに対し、図５Ｂに示すように、目標の速度ｖとして、設定値（２００ｋｍ／ｈ）とは異なる－１２．３ｋｍ／ｈが得られた。しかしながら、速度計測範囲を超える速度でも、仮想アレイを形成することができることを確認することができた。
　上述した実施形態によれば、送信アンテナ４１～４４から同時に送信された送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４の各信号成分を受信側で弁別することができる。このため、受信信号のサンプリング時間を短縮することができる。従って、計測可能な速度の上限が低下することがない。
　また、上述した実施形態によれば、６個の受信アンテナ５１～５６のそれぞれについて、４個の送信アンテナ４１～４４からそれぞれ送信された送信信号を受信して、２４種類の弁別された受信信号を得ることができる。このことは、２４個のアンテナを用いた場合と同等のアンテナ性能を得ることができることを意味する。従って、上述した実施形態によれば、アンテナ素子の増加を抑制しつつ、アンテナの基本性能を改善することができ、特に、方位角の分解能を改善することができる。
　また、上述した実施形態によれば、複数の送信信号Ｔｘ１～Ｔｘ４の各周波数帯を同じ帯域に設定することができる。従って、使用する周波数帯域を狭く設定することができ、狭い周波数帯域を用いて目標を検出することができる。
　また、上述した実施形態によれば、受信部６０では位相調整（フェーズアジャスト）を実施する必要がない。従って、受信部６０の処理および構成を簡略化することができる。
　また、上述した実施形態によれば、スイープごとに符号を切り替えるだけで信号の直交分離が可能になる。このため、ソフトウェアで直交分離に関する処理を実現することができ、ハードウェアの追加や変更を必要としない。従って、ハードウェア構成の簡略化および小規模化を図ることができると共に、レーダ方式に対する標準化を図ることもできる。
　また、上述した実施形態によれば、高速符号を使用しないので、受信側の帯域を狭くすることができる。従って、ＦＭＣＷ方式のレーダとの親和性に優れた直交分離方式を実現することができる。
　また、上述した実施形態によれば、スイープ内で符号が変化しないので、符号化パルス方式のようにハードウェアによる信号歪みを拡大させることがない。このため、信号歪みに起因した特性の劣化を抑制することができ、スプリアス等の発生を抑制することができる。
　また、上述した実施形態によれば、符号化パルス方式を用いて信号を弁別する場合に比較して、検波部６１におけるアナログ／デジタル変換でのサンプリング周波数は数ＭＨｚ程度で足りる。このため、低速のアナログ／デジタル変換器を用いて検波部６１を実現することができる。
　上述した実施形態では、本発明をレーダ装置１として表現したが、本発明は、レーダ装置１において実施される信号弁別方法として表現することもできる。この場合、本発明の実施形態に係る信号弁別方法は、複数の送信アンテナと、前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信される複数の送信信号を発生させる信号発生部と、前記複数の送信アンテナに対応した相互に異なる複数の符号列を発生させる符号発生部と、前記複数の符号列に基づき、前記信号発生部により発生された複数の送信信号を位相変調して前記複数の送信アンテナにそれぞれ供給する変調部と、複数の受信アンテナと、前記複数の受信アンテナに対応した複数の受信部と、を備えたレーダ装置による信号弁別方法であって、前記複数の受信部が、対応する受信アンテナによって受信された受信信号を検波する検波段階と、前記検波段階で検波された信号を前記複数の符号列に基づき逆位相変調して復調する復調段階と、前記復調段階で復調された信号を積分して前記複数の送信信号に対応した信号を生成する積分段階と、を含む。
　また、本発明は、直交分離装置として表現することもできる。この場合、本発明による直交分離装置は、送信側のアンテナの個数をＭ（Ｍは任意の自然数）とし、受信側のアンテナの個数をＮ（Ｎは任意の自然数）とすれば、本発明による直交分離装置は、位相φ１～φＭが個別に異なる既知の離散値の列として設定された複数Ｍ個のパルス波が複数Ｍのアンテナから並行して送信されることによって、複数Ｎのアンテナにそれぞれ到来した複数Ｐ（＝Ｍ×Ｎ）のパルス波（Ｒ１１～Ｒ１Ｍ），…，（ＲＮ１～ＲＮＭ）に、前記複数Ｎのアンテナ毎に対応した復調処理を施し、前記複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）を生成する復調部と、前記既知の離散値の列に基づいて複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）の位相の相違を揃え、複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）を生成する位相調整部とを備える。また、本発明による直交分離装置は、前記複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）の内、前記複数Ｎのアンテナに個別に到来したパルス波に相当する同相信号の組み合わせ（ｒ１１～ｒＮ１），…，（ｒ１Ｍ～ｒＮＭ）毎に積分し、前記複数Ｎのアンテナに個別に対応した受信波Ｓ１～ＳＮを得る積分部を更に備えてもよい。
　また、本発明は、直交分離方法として表現することもできる。この場合、本発明による直交分離方法は、位相φ１～φＭが個別に異なる既知の離散値の列として設定された複数Ｍ個のパルス波が並行して送信されることによって、複数Ｎのアンテナにそれぞれ到来した複数Ｐ（＝Ｍ×Ｎ）のパルス波（Ｒ１１～Ｒ１Ｍ），…，（ＲＮ１～ＲＮＭ）に、前記複数Ｎのアンテナ毎に対応した復調処理を施し、前記複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）を生成し、前記既知の離散値の列に基づいて複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）の位相の相違を揃え、複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）を生成する。この直交分離方法において、前記複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）の内、前記複数Ｎのアンテナに個別に到来したパルス波に相当する同相信号の組み合わせ（ｒ１１～ｒＮ１），…，（ｒ１Ｍ～ｒＮＭ）毎に積分し、前記複数Ｎのアンテナに個別に対応した受信波Ｓ１～ＳＮを得てもよい。
　なお、本実施形態では、ＦＭＣＷレーダの送信系および受信系の空中線系に本発明が適用されている。
　しかし、本発明は、このようなＦＭＣＷレーダに限定されず、ＭＩＭＯ方式のパルスレーダやパルス圧縮レーダに対しても、送信されて物標から反射波として到来するパルス波の直交分離にも同様に適用可能である。
　また、本発明は、このようなレーダに限定されず、送信波および受信波がパルス波であり、かつ位相が送信用のアンテナ毎に異なる既知の離散的な値として設定されるならば、そのパルス波によって伝送されるべき伝送情報および変調方式の如何にかかわらず、多様なＭＩＭＯ無線伝送系に適用可能である。
　なお、このような場合には、既述の検波部６１（検波処理部６１００１，６１００２，６１００３，…，６１５００）によって行われるべき処理は、本発明が適用されたレーダやＭＩＭＯ伝送系の変調方式や多元接続方式に適合した復調処理で置き換えられなければならない。
　さらに、本実施形態では、復調部６２（復調処理部６２１～６２４）によって既述の通りに信号の位相が位相変調前の元の位相に戻され（これらの信号の位相が揃えられ）た後に、例えば、下記の処理のみが行われるべき場合には、積分部６３（積分処理部６３１～６３４）が備えられなくてもよい。
（１）　相関検定に基づく所望の信号の抽出や識別の処理
（２）　ＭＩＭＯ伝送路の一部のみが適宜組み合わせられることによって行われるビームフォーミング
　以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で、変更、付加、置換などが可能である。
　１…レーダ装置
　１０…信号発生部
　２０…符号発生部
　３０…変調部
　４０…送信アンテナアレイ
　４１～４４…送信アンテナ
　５０…受信アンテナアレイ
　５１～５６…受信アンテナ
　６０…受信部
　６１…検波部
　６１００１～６１００４…検波処理部（ＦＦＴ）
　６２…復調部
　６２１～６２４…復調処理部
　６３…積分部
　６３１～６３４…積分処理部（ＦＦＴ）
　７０…信号処理部

Claims (4)

  1. 　位相φ１～φＭが個別に異なる既知の離散値の列として設定された複数Ｍ個のパルス波が並行して送信されることによって、複数Ｎのアンテナにそれぞれ到来した複数Ｐ（＝Ｍ×Ｎ）のパルス波（Ｒ１１～Ｒ１Ｍ），…，（ＲＮ１～ＲＮＭ）に、前記複数Ｎのアンテナ毎に対応した復調処理を施し、前記複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）を生成する復調部と、
    　前記既知の離散値の列に基づいて複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）の位相の相違を揃え、複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）を生成する位相調整部と
    　を備えた直交分離装置。
  2. 　請求項１に記載の直交分離装置において、
    　前記複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）の内、前記複数Ｎのアンテナに個別に到来したパルス波に相当する同相信号の組み合わせ（ｒ１１～ｒＮ１），…，（ｒ１Ｍ～ｒＮＭ）毎に積分し、前記複数Ｎのアンテナに個別に対応した受信波Ｓ１～ＳＮを得る積分部を備えた直交分離装置。
  3. 　位相φ１～φＭが個別に異なる既知の離散値の列として設定された複数Ｍ個のパルス波が並行して送信されることによって、複数Ｎのアンテナにそれぞれ到来した複数Ｐ（＝Ｍ×Ｎ）のパルス波（Ｒ１１～Ｒ１Ｍ），…，（ＲＮ１～ＲＮＭ）に、前記複数Ｎのアンテナ毎に対応した復調処理を施し、前記複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）を生成し、
    　前記既知の離散値の列に基づいて複数Ｐの復調信号（Ｒ′１１～Ｒ′１Ｍ），…，（Ｒ′Ｎ１～Ｒ′ＮＭ）の位相の相違を揃え、複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）を生成する直交分離方法。
  4. 　請求項３に記載の直交分離方法において、
    　前記複数Ｐの同相信号（ｒ１１～ｒ１Ｍ），…，（ｒＮ１～ｒＮＭ）の内、前記複数Ｎのアンテナに個別に到来したパルス波に相当する同相信号の組み合わせ（ｒ１１～ｒＮ１），…，（ｒ１Ｍ～ｒＮＭ）毎に積分し、前記複数Ｎのアンテナに個別に対応した受信波Ｓ１～ＳＮを得る直交分離方法。
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