JP6373528B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、搬送周波数が異なる複数の送信パルスを空間に放射したのち、空間に存在する目標に反射された送信パルスの反射波を受信するレーダ装置に関するものである。

搬送周波数が異なる複数の送信パルスを空間に放射したのち、空間に存在する目標に反射された送信パルスの反射波を受信するレーダ装置として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）レーダ装置などがある。
ＭＩＭＯレーダ装置は、複数の送信アンテナから搬送周波数が互いに異なる複数の送信パルスを同時に放射し、複数の受信アンテナが送信パルスの反射波を受信すると、送信パルスを用いて、各々の反射波の受信信号をパルス圧縮しながら合成するＭＩＭＯビーム合成を行う。
搬送周波数が互いに異なるパルスの個数がＮ（Ｎは２以上の整数）個である場合、Ｎ個のパルス圧縮を実施してＭＩＭＯビーム合成を行う。

以下の非特許文献１には、パルス圧縮の処理内容が開示されている。
非特許文献１に開示されているパルス圧縮の処理では、送信パルスのレプリカであるリファレンスと受信信号の畳み込み積分が行われている。
パルス圧縮の高速処理が要求される場合、リファレンス及び受信信号をフーリエ変換して、リファレンスのフーリエ変換結果と受信信号のフーリエ変換結果とを掛け算してスペクトル積を求め、そのスペクトル積を逆フーリエ変換するように構成される。
したがって、Ｎ個のパルス圧縮が実施される場合には、フーリエ変換及び逆フーリエ変換の実施回数が合計で２×Ｎ回になる。

Yang, M.L.; Chen, B.X.; Qin, G.D.; Zhang, S.H., "High range resolution based on Multi-Carrier-Frequency MIMO Radar," in Radar Conference, 2009 IET International , vol., no., pp.1-4, 20-22 April 2009

従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、搬送周波数が互いに異なるパルスの個数がＮ個である場合、Ｎ個のパルス圧縮を実施する際のフーリエ変換及び逆フーリエ変換の実施回数が合計で２×Ｎ回になる。このため、演算規模が増加してしまうという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、パルス圧縮を実施する際のフーリエ変換及び逆フーリエ変換の実施回数を減らして、演算規模を低減することができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、搬送周波数が異なる複数の送信パルスを空間に放射するパルス放射部と、パルス放射部から放射されたのち、空間に存在する目標に反射された送信パルスの反射波を受信する複数のアンテナと、複数のアンテナにより受信された反射波の受信信号を出力する複数の受信機と、受信機から出力された受信信号をフーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを求め、送信パルスの指向方向を示すビーム指向角及び搬送周波数から決まるパルス圧縮用のリファレンスと周波数スペクトルとのスペクトル積を算出して、そのスペクトル積を逆フーリエ変換する複数のパルス圧縮部とを設け、受信ビーム合成部が、ビーム指向角にしたがって複数のパルス圧縮部により逆フーリエ変換されたスペクトル積である受信ビームを合成するようにしたものである。

この発明によれば、複数のパルス圧縮部が、受信機から出力された受信信号をフーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを求め、送信パルスの指向方向を示すビーム指向角及び搬送周波数から決まるパルス圧縮用のリファレンスと周波数スペクトルとのスペクトル積を算出して、そのスペクトル積を逆フーリエ変換するように構成したので、パルス圧縮を実施する際のフーリエ変換及び逆フーリエ変換の実施回数を減らして、演算規模を低減することができる効果がある。

この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置における信号処理器８のパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置における信号処理器８のハードウェア構成図である。 パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）及び受信ビーム合成部１０がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。 パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の構成要素及び受信ビーム合成部１０がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合の処理手順を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置におけるリファレンス生成部１２を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置における窓関数乗算部２５を示す構成図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置における信号処理器８のパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）を示す構成図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置における信号処理器８のハードウェア構成図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置におけるリファレンス生成部６１を示す構成図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置における窓関数乗算部８３−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）を示す構成図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ装置におけるリファレンス生成部６１を示す構成図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ装置における窓関数乗算部１０２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）を示す構成図である。 この発明の実施の形態４によるレーダ装置の一部を示す構成図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、ＭＩＭＯレーダ制御器１はＮ（Ｎは２以上の整数）個の送信パルスの搬送周波数、送信パルスの指向方向及び目標に反射された送信パルスの反射波の指向方向を示すビーム指向角、送信パルスを放射する時刻を示すタイミング信号などのレーダ制御情報を出力する。
ＭＩＭＯレーダ励振器２はＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたレーダ制御情報に含まれている搬送周波数にしたがってＮ個の送信パルスを生成して、Ｎ個の送信パルスをＭＩＭＯレーダ送信装置４に出力するとともに、そのレーダ制御情報に含まれているタイミング信号をＭＩＭＯレーダ送信装置４及びＭＩＭＯレーダ受信装置７に出力する。

パルス放射部３はＭＩＭＯレーダ送信装置４及び送信アンテナ５−１〜５−Ｎを備えており、ＭＩＭＯレーダ励振器２から出力された搬送周波数が異なるＮ個の送信パルスを空間に放射する。
ＭＩＭＯレーダ送信装置４はＮ個の送信機４−１〜４−Ｎを備えており、送信機４−１〜４−ＮはＭＩＭＯレーダ励振器２から出力された送信パルスを増幅して、増幅後の送信パルスを送信アンテナ５−１〜５−Ｎに出力する。
送信アンテナ５−１〜５−Ｎは送信機４−１〜４−Ｎから出力された送信パルスを空間に放射する。

Ｍ（Ｍは自然数）個のアンテナである受信アンテナ６−１〜６−Ｍは送信アンテナ５−１〜５−Ｎから放射されたのち、空間に存在する目標に反射された送信パルスの反射波を受信する。
ＭＩＭＯレーダ受信装置７はＭ個の受信機７−１〜７−Ｍを備えており、受信機７−１〜７−Ｍは受信アンテナ６−１〜６−Ｍにより受信された反射波の受信信号を増幅するとともに、その受信信号の周波数をベースバンド帯に周波数変換する。
また、受信機７−１〜７−Ｍは受信信号をディジタル信号に変換して、ディジタルの受信信号を信号処理器８に出力する。

信号処理器８はパルス圧縮部９−１〜９−Ｍ及び受信ビーム合成部１０を備えている。
パルス圧縮部９−１〜９−Ｍは受信機７−１〜７−Ｍから出力されたディジタルの受信信号に含まれている目標信号を分離しつつ、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角にしたがってＮ個の送信パルスを合成しながらパルス圧縮を実施する。
即ち、パルス圧縮部９−１〜９−Ｍは受信機７−１〜７−Ｍから出力されたディジタルの受信信号をフーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを求める処理を実施する。
また、パルス圧縮部９−１〜９−ＭはＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角及び搬送周波数によって決まるパルス圧縮用のリファレンスと、その受信信号の周波数スペクトルとのスペクトル積を算出して、そのスペクトル積を逆フーリエ変換する処理を実施する。
なお、スペクトル積の逆フーリエ変換結果は、受信ビームとして、パルス圧縮部９−１〜９−Ｍから受信ビーム合成部１０に出力される。
受信ビーム合成部１０はＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角にしたがって、パルス圧縮部９−１〜９−Ｍから出力された受信ビームを合成し、その受信ビームの合成信号であるＭＩＭＯビームを出力する処理を実施する。

図２はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置における信号処理器８のパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）を示す構成図である。
また、図３はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置における信号処理器８のハードウェア構成図である。
図２及び図３において、フーリエ変換部１１は例えば図３に示すフーリエ変換回路４１で実現されるものであり、受信機７−ｍから出力されたディジタルの受信信号をフーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを求める処理を実施する。
リファレンス生成部１２は例えば図３に示すリファレンス生成回路４２で実現されるものであり、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角及び搬送周波数によって決まるパルス圧縮用のリファレンスを生成する処理を実施する。

スペクトル積算出部１３は例えば図３に示すスペクトル積算出回路４３で実現されるものであり、フーリエ変換部１１により求められた周波数スペクトルとリファレンス生成部１２により生成されたリファレンスとのスペクトル積を算出する処理を実施する。
逆フーリエ変換部１４は例えば図３に示す逆フーリエ変換回路４４で実現されるものであり、スペクトル積算出部１３により算出されたスペクトル積を逆フーリエ変換し、スペクトル積の逆フーリエ変換結果を受信ビームとして出力する処理を実施する。
なお、受信ビーム合成部１０は例えば図３に示す受信ビーム合成回路４５で実現される。

図２では、パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の構成要素であるフーリエ変換部１１、リファレンス生成部１２、スペクトル積算出部１３及び逆フーリエ変換部１４と、受信ビーム合成部１０とが、図３に示すような専用のハードウェア、即ち、フーリエ変換回路４１、リファレンス生成回路４２、スペクトル積算出回路４３、逆フーリエ変換回路４４及び受信ビーム合成回路４５で実現されるものを想定している。
ここで、フーリエ変換回路４１、リファレンス生成回路４２、スペクトル積算出回路４３、逆フーリエ変換回路４４及び受信ビーム合成回路４５は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、または、これらを組み合わせたものが該当する。

ただし、パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の構成要素及び受信ビーム合成部１０は、専用のハードウェアで実現されるものに限るものではなく、パルス圧縮部９−ｍの構成要素及び受信ビーム合成部１０がソフトウェア、ファームウェア、または、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせで実現されるものであってもよい。
ソフトウェアやファームウェアはプログラムとして、コンピュータのメモリに格納される。コンピュータは、プログラムを実行するハードウェアを意味し、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などが該当する。
また、コンピュータのメモリは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒy）などの不揮発性又は揮発性の半導体メモリや、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）などが該当する。
図４はパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）及び受信ビーム合成部１０がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。

パルス圧縮部９−ｍの構成要素及び受信ビーム合成部１０がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合、フーリエ変換部１１、リファレンス生成部１２、スペクトル積算出部１３、逆フーリエ変換部１４及び受信ビーム合成部１０の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムをメモリ５１に格納し、コンピュータのプロセッサ５２がメモリ５１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
図５はパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の構成要素及び受信ビーム合成部１０がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合の処理手順を示すフローチャートである。

また、図３ではパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の構成要素及び受信ビーム合成部１０が専用のハードウェアで実現される例を示し、図４では、パルス圧縮部９−ｍの構成要素及び受信ビーム合成部１０がソフトウェアやファームウェアなどで実現される例を示しているが、パルス圧縮部９−ｍの構成要素及び受信ビーム合成部１０における一部の構成要素が専用のハードウェアで実現され、残りの構成要素がソフトウェアやファームウェアなどで実現されるものであってもよい。

図６はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置におけるリファレンス生成部１２を示す構成図である。
図６において、周波数オフセット部２１は送信パルスのレプリカとしてＮ個のリファレンスが与えられると、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力された搬送周波数にしたがって複数のオフセットをＮ個のリファレンスに与えることで、周波数が異なるＮ個のリファレンスを得る処理を実施する。送信パルスのレプリカとしては、例えば、送信機４−１から出力される送信パルスを用いることができる。
荷重乗算部２２は周波数オフセット部２１により得られたＮ個のリファレンスに対して、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角に対応する送信ビームウェイト（荷重）を乗算する処理を実施する。

リファレンス合成部２３は荷重乗算部２２により送信ビームウェイトが乗算されたＮ個のリファレンスを合成する処理を実施する。
周波数スペクトル算出部２４はリファレンス合成部２３により合成されたリファレンスの周波数スペクトルを算出する処理を実施する。
窓関数乗算部２５は周波数スペクトル算出部２４により算出された周波数スペクトルに対して窓関数を乗算し、窓関数乗算後の周波数スペクトルをパルス圧縮用のリファレンスとしてスペクトル積算出部１３に出力する処理を実施する。

図７はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置における窓関数乗算部２５を示す構成図である。
図７において、サブバンド毎窓関数乗算部３１は周波数スペクトル算出部２４により算出された周波数スペクトルの各サブバンドに対して、各サブバンドに対応する窓関数を乗算する第１の窓関数乗算処理部である。
フルバンド窓関数乗算部３２はサブバンド毎窓関数乗算部３１の出力信号に対して、周波数スペクトル算出部２４により算出された周波数スペクトルの全体に対応する窓関数を乗算する第２の窓関数乗算処理部である。
図７の例では、サブバンド毎窓関数乗算部３１がフルバンド窓関数乗算部３２の前段に設けられているが、サブバンド毎窓関数乗算部３１がフルバンド窓関数乗算部３２の後段に設けられているものであってもよい。

次に動作について説明する。
ＭＩＭＯレーダ制御器１は、下記の式（１）に示すように、波長がλである基準搬送周波数ｆ_０ ^（ＲＦ）に対して、周波数オフセット値Δｆ_ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）をそれぞれ加算することで、Ｎ個の送信パルスの搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）（ｎ＝１，・・・，Ｎ）を決定する。

そして、ＭＩＭＯレーダ制御器１は、Ｎ個の送信パルスの搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）、送信パルスの指向方向及び目標に反射された送信パルスの反射波の指向方向を示すビーム指向角θ_ｂ、送信パルスを放射する時刻を示すタイミング信号などのレーダ制御情報をＭＩＭＯレーダ励振器２及び信号処理器８に出力する。

ＭＩＭＯレーダ励振器２は、ＭＩＭＯレーダ制御器１からレーダ制御情報を受けると、下記の式（２）に示すように、そのレーダ制御情報に含まれているＮ個の搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）を用いて、Ｎ個の送信パルスＰ_ｎ ^（ＴＸ）（ｔ）(ｎ＝１，・・・，Ｎ）を生成する。

式（２）において、ｒ（ｔ）は複素線形周波数変調が施されたパルスである。
この実施の形態１では、目標に反射された送信パルスの反射波である反射パルスに対してコヒーレント積分を行う期間（ＣＰＩ：Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）中にＨ個のパルスの送受信が行われることを想定している。
ただし、パルス繰返し周期ＰＲＩ（Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）は等間隔であり、ｔは観測時刻である。

例えば、第１番目のＰＲＩにおいて、送信アンテナ５−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）及び受信アンテナ６−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）と目標の間のパルス伝搬時間は、下記の式（３）のように表される。

式（３）において、Ｒ_０は送信アンテナ５−１〜５−Ｎ及び受信アンテナ６−１〜６−Ｍにおける中心位置から空間に存在している目標までの距離、θ_０はアレーノーマルを基準とする目標方位、ｄ_ｎ ^（ＴＸ）は上記の中心位置を基準とする送信アンテナ５−ｎの位置、ｄ_ｍ ^（ＲＸ）は上記の中心位置を基準とする受信アンテナ６−ｍの位置、ｃは光速である。

ＭＩＭＯレーダ励振器２は、Ｎ個の送信パルスＰ_ｎ ^（ＴＸ）（ｔ） (ｎ＝１，・・・，Ｎ）を生成すると、Ｎ個の送信パルスＰ_ｎ ^（ＴＸ）（ｔ）をＭＩＭＯレーダ送信装置４に出力するとともに、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたレーダ制御情報に含まれているタイミング信号をＭＩＭＯレーダ送信装置４及びＭＩＭＯレーダ受信装置７に出力する。

ＭＩＭＯレーダ送信装置４の送信機４−ｎ(ｎ＝１，・・・，Ｎ）は、ＭＩＭＯレーダ励振器２から送信パルスＰ_ｎ ^（ＴＸ）(ｎ＝１，・・・，Ｎ）を受けると、その送信パルスＰ_ｎ ^（ＴＸ）を増幅し、ＭＩＭＯレーダ励振器２から出力されたタイミング信号に同期して、増幅後の送信パルスＰ_ｎ ^（ＴＸ）を送信アンテナ５−１〜５−Ｎに出力する。
これにより、送信アンテナ５−１〜５−ＮからＮ個の送信パルスＰ_ｎ ^（ＴＸ）(ｎ＝１，・・・，Ｎ）が空間に放射される。

送信アンテナ５−１〜５−Ｎから放射されたのち、空間に存在する目標に反射された送信パルスの反射波である反射パルスＰ_ｍ ^（ＲＸ）は、受信アンテナ６−１〜６−Ｍに受信される。
ＭＩＭＯレーダ受信装置７の受信機７−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）は、受信アンテナ６−ｍにより受信された反射パルスＰ_ｍ ^（ＲＸ）の受信信号を増幅するとともに、その受信信号の周波数をベースバンド帯に周波数変換する。
また、受信機７−ｍは、その受信信号をディジタル信号に変換して、ディジタルの受信信号を信号処理器８に出力する。

ここで、送信パルスＰ_ｎ ^（ＴＸ）（ｔ）の搬送周波数がｆ_ｎ ^（ＲＦ）（ｎ＝１，・・・，Ｎ）であるときの第ｈ番目の送信パルスＰ_ｎ ^（ＴＸ）（ｔ）に対する目標信号ｓバー_ｎ，ｍ（ｔ）は、下記の式（４）のように表される。
明細書の文章中では、電子出願の関係上、文字“ｓ”の上に“−”の記号を付することができないので、“ｓバー”のように表記している。

式（４）において、Ｔ_ＰＲＩはパルス繰返し周期ＰＲＩ、ｆ_ｄはラジアル速度ｖ_０の目標信号によるドップラ周波数である。ここでは説明の簡単化のために、距離減衰等による振幅は省略している。

目標信号によるドップラ周波数ｆ_ｄは、下記の式（５）のように表される。ただし、搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）の波長λ_ｎによる差異は無視できるものとして、基準搬送周波数ｆ_０ ^（ＲＦ）の波長λを用いて表されている。

また、送信パルスと反射パルスの送受信行路差については、基準搬送周波数ｆ_０ ^（ＲＦ）の波長λを用いると、下記の式（６）（７）の差分で表される。

このため、式（４）で表されている目標信号ｓバー_ｎ，ｍ（ｔ）は、下記の式（８）のようになる。

受信機７−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）が、基準搬送周波数ｆ_０ ^（ＲＦ）を用いて、反射パルスＰ_ｍ ^（ＲＸ）の受信信号である式（８）の目標信号ｓバー_ｎ，ｍ（ｔ）の周波数をベースバンド帯に周波数変換すると、下記の式（９）に示すようなベースバンド帯の目標信号ｓ_ｎ，ｍ（ｔ）が得られる。

この実施の形態１では、パルス繰返し周期ＰＲＩ当りの処理レンジビン数がＬサンプルであるとして、下記の式（１０）に示すように、目標信号ｓ_ｎ，ｍ（ｔ）を等間隔ｔ_ｌ ^（ｈ）でサンプルするものとする。

式（１０）において、Δｔはサンプリング間隔であり、Δｔ＜Ｔ_ＰＲＩである。
また、ｌ＝１，・・・，Ｌはレンジビン番号であり、ｌ’＝ｌ−１である。

式（９）の目標信号ｓ_ｎ，ｍ（ｔ）を式（１０）に示す間隔ｔ_ｌ ^（ｈ）でサンプリングすることで、下記の式（１１）に示すような目標信号ｓ_ｎ，ｍ［ｌ，ｈ］が得られる。

ここで、第ｈ番目のパルス繰返し周期ＰＲＩにおいて、Ｌサンプルからなる目標信号ｓ_ｎ，ｍ［ｌ，ｈ］の離散フーリエ変換を考える。
式（１１）における“ｌ”に関する項、即ち、下記の式（１２）に示す項の周波数スペクトルは、下記の式（１３）のようになる。

ただし、Ｒ（ｆ_ｌ）はｒ（ｌ’Δｔ）の周波数スペクトル成分を表し、ｒ_ｎ ^（ｆｄ）（Ｒ_０）は下記の式（１４）のように表される。

式（１３）を踏まえて、第ｈ番目のパルス繰返し周期ＰＲＩにおけるＬサンプルからなる目標信号ｓ_ｎ，ｍ［ｌ，ｈ］を離散フーリエ変換することで得られる周波数スペクトルｓ_ｎ，ｍ ^（ｈ）は、下記の式（１５）のようになる。

受信機７−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）から信号処理器８に出力されるディジタルの受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］には、Ｎ個の目標信号ｓ_ｎ，ｍ［ｌ，ｈ］が含まれ、受信機７−ｍでの受信機雑音ｎ_ｍ［ｌ，ｈ］が加わることを考慮すると、ディジタルの受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］は、下記の式（１６）のように表される。

ここでは、簡単の簡単化のために目標の数が１であるとするが、一般には様々な方位やドップラ周波数を有する複数の目標信号が受信される。

信号処理器８のパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）は、受信機７−ｍからディジタルの受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］を受けると、その受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］をフーリエ変換して、その受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］の周波数スペクトルを求め、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角θ_ｂ及び搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）によって決まるパルス圧縮用のリファレンスと、その受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］の周波数スペクトルとのスペクトル積を算出して、そのスペクトル積を逆フーリエ変換する。
以下、パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の処理内容を具体的に説明する。

パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）のフーリエ変換部１１は、受信機７−ｍからディジタルの受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］を受けると、その受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］を離散フーリエ変換することで、下記の式（１７）に示すような受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］の周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）を求め、その周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）をスペクトル積算出部１３に出力する（図５のステップＳＴ１）。

式（１７）では、ヒット方向での位相回転がｅｘｐ（ｊ２π（Δｆ_ｎ＋ｆ_ｄ）ｈ’Ｔ_ＰＲＩ）となる点には注意が必要である。これはＲＦ帯の目標信号を基準搬送周波数ｆ_０ ^（ＲＦ）で周波数変換することによるものである。

パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）のリファレンス生成部１２は、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角θ_ｂ及び搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）によって決まるパルス圧縮用のリファレンスを生成する（図５のステップＳＴ２）。パルス圧縮用のリファレンスは、下記の式（１８）のように表される。

式（１８）において、ｗ_ｗｉｎはレンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルである。また、ａ_ｎ ^{（ＴＸｂ）}はアレーノーマルを基準とするビーム指向角θ_ｂに関する成分である。

以下、リファレンス生成部１２によるパルス圧縮用のリファレンスの生成処理を具体的に説明する。
リファレンス生成部１２の周波数オフセット部２１は、送信パルスのレプリカとしてＮ個のリファレンスＲが与えられると、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力された搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）にしたがって異なるオフセットをＮ個のリファレンスに与えることで、周波数が異なる複数のリファレンスを得る。

リファレンス生成部１２の荷重乗算部２２は、周波数オフセット部２１がＮ個のリファレンスを得ると、Ｎ個のリファレンスに対して、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角θ_ｂに対応する送信ビームウェイトを乗算し、送信ビームウェイト乗算後のＮ個のリファレンスをリファレンス合成部２３に出力する。
荷重乗算部２２から出力されるＮ個のリファレンスは、下記の式（２０）のように表される。

（ｎ＝１，・・・，Ｎ）
ビーム指向角θ_ｂに対応する送信ビームウェイトは、例えば、荷重乗算部２２の内部メモリに記憶されている。具体的には、例えば、ビーム指向角θ_ｂが２０度に対応する送信ビームウェイトや、ビーム指向角θ_ｂが３０度に対応する送信ビームウェイトなどがＮ個ずつ記憶されている。

リファレンス生成部１２のリファレンス合成部２３は、荷重乗算部２２から送信ビームウェイト乗算後のＮ個のリファレンスを受けると、下記の式（２１）に示すように、送信ビームウェイト乗算後のＮ個のリファレンスの複素加算を行うことで、Ｎ個のリファレンスを合成し、合成後のリファレンスを周波数スペクトル算出部２４に出力する。

リファレンス生成部１２の周波数スペクトル算出部２４は、リファレンス合成部２３から合成後のリファレンスを受けると、そのリファレンスの周波数スペクトルを算出し、そのリファレンスの周波数スペクトルを窓関数乗算部２５に出力する。
リファレンス生成部１２の窓関数乗算部２５は、周波数スペクトル算出部２４からリファレンスの周波数スペクトルを受けると、その周波数スペクトルに対してレンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルｗ_ｗｉｎを乗算し、その窓関数ベクトルｗ_ｗｉｎを乗算した周波数スペクトルを式（１８）に示すパルス圧縮用のリファレンスとしてスペクトル積算出部１３に出力する。

ここで、レンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルｗ_ｗｉｎについて説明する。
リファレンス合成部２３から出力された合成後のリファレンスは、Ｎ個のリファレンスが合成されたものであり、Ｎ個のリファレンスの周波数スペクトルは、周波数軸上で、周波数オフセット部２１により与えられたオフセットだけ離れている。
以降、Ｎ個のリファレンスが占有している帯域のそれぞれをサブバンド＃ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）と称し、サブバンド＃ｎの周波数スペクトルをサブバンドスペクトル＃ｎと称する。
窓関数乗算部２５では、レンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルｗ_ｗｉｎとして、サブバンドスペクトル＃ｎ毎の窓関数ベクトルｗ_ｎ ^{（ｓｕｂ）}と、合成後のリファレンスが占有する周波数全体に対する窓関数ベクトルｗ^{（ｆｕｌｌ）}とが設定されている。
下記の式（２２）は、レンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルｗ_ｗｉｎと、窓関数ベクトルｗ_ｎ ^{（ｓｕｂ）}及び窓関数ベクトルｗ^{（ｆｕｌｌ）}との関係を示している。

これにより、サブバンド毎の窓関数による相互相関レンジサイドローブを低減しながら、低いレンジサイドローブ特性を備えるパルス圧縮が得られる。

窓関数乗算部２５のサブバンド毎窓関数乗算部３１は、周波数スペクトル算出部２４により算出された周波数スペクトルの各サブバンドに対して、各サブバンドに対応する窓関数を乗算する。
即ち、サブバンド毎窓関数乗算部３１は、各々のサブバンドスペクトル＃ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）に対して窓関数ベクトルｗ_ｎ ^{（ｓｕｂ）}をそれぞれ乗算し、それぞれの乗算結果の和を出力する。
仮に、Ｎ＝４であるとき、例えば、サブバンドスペクトル＃２については窓関数ベクトルｗ_２ ^{（ｓｕｂ）}が乗算される。これにより、サブバンドスペクトル＃２は窓関数ベクトルｗ_２ ^{（ｓｕｂ）}が乗算された値になり、サブバンドスペクトル＃１，＃３，＃４は概ね０の値になる。
また、例えば、サブバンドスペクトル＃３については窓関数ベクトルｗ_３ ^{（ｓｕｂ）}が乗算される。これにより、サブバンドスペクトル＃３は窓関数ベクトルｗ_３ ^{（ｓｕｂ）}が乗算された値になり、サブバンドスペクトル＃１，＃２，＃４は概ね０の値になる。
窓関数乗算部２５のフルバンド窓関数乗算部３２は、サブバンド毎窓関数乗算部３１の出力信号の全体に窓関数を乗算する。
即ち、フルバンド窓関数乗算部３２は、サブバンドスペクトル＃１〜＃Ｎの全体に窓関数ベクトルｗ^{（ｆｕｌｌ）}を乗算する。

パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）のスペクトル積算出部１３は、フーリエ変換部１１から受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］の周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）を受け、リファレンス生成部１２から式（１８）に示すパルス圧縮用のリファレンスを受けると、下記の式（２３）に示すように、その周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）とパルス圧縮用のリファレンスとのスペクトル積ｘ_ｍ ^{（θｂ，ｈ）}を算出する（図５のステップＳＴ３）。

以降では、説明の簡単化のために、周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）に含まれている雑音ｎ_ｍ’を無視する。周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）に含まれている雑音ｎ_ｍ’を無視すると、式（２３）に示すスペクトル積ｘ_ｍ ^{（θｂ，ｈ）}は、下記の式（２４）のようになる。

ここで、ｉ≠ｊのとき、下記の式（２５）の関係が成立するものとする。即ち、異なる送信パルスのリファレンスによるスペクトル積について下記の式（２５）の関係が成立するものとする。

式（２５）が成り立てば、式（２４）に示すスペクトル積ｘ_ｍ ^{（θｂ，ｈ）}は、下記の式（２６）のようになる。

式（２６）において、Δθはビーム指向角θ_ｂと目標方位θ_０との差異であるオフボアサイト角、ｂ_ｎ ^（ＴＸ）（Δθ）は下記の式（２７）で表される。
以降では、Δθ≠０の場合をオフボアサイト目標、Δθ＝０の場合をオンボアサイト目標と称する。

また、ａチルダ_ｎ ^（ｆｄ）は、下記の式（２９）に示すように、距離Ｒ_０とドップラ周波数ｆ_ｄに関するステアリングベクトルである。
明細書の文章中では、電子出願の関係上、文字“ａ”の上に“〜”の記号を付することができないので、“ａチルダ”のように表記している。

式（２９）において、Ｄ_ｎ（ｆ_ｄ）は下記の式（３０）に示すドップラ周波数ｆ_ｄに関する対角行列であり、ａ（Ｒ_０）は下記の式（３１）に示すように距離Ｒ_０に関するステアリングベクトルである。

式（２９）から式（３１）の関係より、式（２６）に示すスペクトル積ｘ_ｍ ^{（θｂ，ｈ）}は、下記の式（３２）のようになる。

式（３２）に示すスペクトル積ｘ_ｍ ^{（θｂ，ｈ）}は、スペクトル積におけるベクトル表現の一般形であり、スペクトル積算出部１３の出力になる。

パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の逆フーリエ変換部１４は、スペクトル積算出部１３から式（３２）に示すスペクトル積ｘ_ｍ ^{（θｂ，ｈ）}を受けると、そのスペクトル積ｘ_ｍ ^{（θｂ，ｈ）}に対して、送信ビーム合成付の逆フーリエ変換を実施し、その逆フーリエ変換結果を受信ビームとして、受信ビーム合成部１０に出力する（図５のステップＳＴ４）。
この実施の形態１では、ドップラ周波数ｆ_ｄ及び目標方位θ_０に関して下記の式（３３）が成立するものとする。

このとき、式（３２）に示すスペクトル積ｘ_ｍ ^{（θｂ，ｈ）}は、下記の式（３４）のようになる。

式（３４）において、ａ（Ｒ_０）の位相は周波数サンプル方向ｆ_ｌに対し、距離Ｒ_０に応じたリニアな変化を示しており、スペクトル積ｘ_ｍ ^{（θｂ，ｈ）}の位相も同様にリニアに変化している。したがって、逆フーリエ変換により、窓関数ｗ_ｗｉｎ付の送信ビーム合成とパルス圧縮が同時に行われることが分かる。

任意の距離Ｒに対する送信ビームの合成出力ｚ_ｍ ^（θｂ）（Ｒ）は、下記の式（３５）に示すウェイトベクトルｗ_ＰＣ（Ｒ）をスペクトル積ｘ_ｍ ^{（θｂ，ｈ）}に乗じれば求まる。

したがって、送信ビームの合成出力ｚ_ｍ ^（θｂ）（Ｒ）は、下記の式（３６）のようになる。

このとき、式（３６）では、送信ビーム方位に関して同相化された成分の和も同時に求めており、送信ビームの合成も行っている。
実装時は、式（３６）の算出では、逆フーリエ変換を利用してレンジビン毎に求められる。レンジビン毎に求められた式（３６）の算出結果が、逆フーリエ変換部１４の出力信号となる。

受信ビーム合成部１０は、パルス圧縮部９−１〜９−Ｍの逆フーリエ変換部１４から受信ビームを受けると、下記の式（３７）に示すように、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角θ_ｂにしたがって、Ｍ個の受信ビームを合成し、その受信ビームの合成信号であるＭＩＭＯビームを外部に出力する（図５のステップＳＴ５）。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）が、受信機７−ｍから出力された受信信号をフーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを求め、送信パルスの指向方向を示すビーム指向角及び搬送周波数から決まるパルス圧縮用のリファレンスと周波数スペクトルとのスペクトル積を算出して、そのスペクトル積を逆フーリエ変換するように構成したので、パルス圧縮を実施する際のフーリエ変換及び逆フーリエ変換の実施回数を減らして、演算規模を低減することができる効果を奏する。
即ち、パルス圧縮部９−ｍでは、１回のフーリエ変換と１回の逆フーリエ変換を行うだけで、受信ビーム合成部１０がＭＩＭＯビームを生成することができるため、演算規模を低減することができる。

また、この実施の形態１によれば、パルス圧縮部９−ｍのリファレンス生成部１２が、周波数スペクトル算出部２４により算出された周波数スペクトルに対して窓関数を乗算し、窓関数乗算後の周波数スペクトルをパルス圧縮用のリファレンスとしてスペクトル積算出部１３に出力する窓関数乗算部２５を備えているので、ＭＩＭＯビームの低レンジサイドローブ化を実現することができる効果を奏する。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）が、フーリエ変換部１１と、リファレンス生成部１２と、スペクトル積算出部１３と、逆フーリエ変換部１４とを備えている例を示したが、この実施の形態２では、図８に示すように、パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）が、フーリエ変換部１１と、リファレンス生成部６１と、スペクトル積算出部６２−１〜６２−Ｎと、逆フーリエ変換部６３−１〜６３−Ｎと、受信ビーム出力部６４とを備えているものであってもよい。

図８はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置における信号処理器８のパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）を示す構成図である。
また、図９はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置における信号処理器８のハードウェア構成図である。
図８及び図９において、図２及び図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
リファレンス生成部６１は例えば図９に示すリファレンス生成回路７１で実現されるものであり、受信信号の周波数スペクトルが存在しているサブバンド＃ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）別に、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力された搬送周波数によって決まるパルス圧縮用のリファレンスを生成する処理を実施する。

スペクトル積算出部６２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は例えば図９に示すスペクトル積算出回路７２で実現されるものであり、フーリエ変換部１１により求められた周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、サブバンド＃ｎにおけるスペクトル成分とリファレンス生成部６１により生成されたサブバンド＃ｎのリファレンスとのスペクトル積を算出する処理を実施する。
逆フーリエ変換部６３−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は例えば図９に示す逆フーリエ変換回路７３で実現されるものであり、スペクトル積算出部６２−ｎにより算出されたスペクトル積を逆フーリエ変換する処理を実施する。
受信ビーム出力部６４は例えば図９に示す受信ビーム出力回路７４で実現されるものであり、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角にしたがって逆フーリエ変換部６３−１〜６３−Ｎによる逆フーリエ変換結果を合成し、その合成した逆フーリエ変換結果を受信ビームとして受信ビーム合成部１０に出力する処理を実施する。

図８では、パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の構成要素であるフーリエ変換部１１、リファレンス生成部６１、スペクトル積算出部６２−１〜６２−Ｎ、逆フーリエ変換部６３−１〜６３−Ｎ及び受信ビーム出力部６４と、受信ビーム合成部１０とが、図９に示すような専用のハードウェア、即ち、フーリエ変換回路４１、リファレンス生成回路７１、スペクトル積算出回路７２、逆フーリエ変換回路７３、受信ビーム出力回路７４及び受信ビーム合成回路４５で実現されるものを想定している。
ここで、フーリエ変換回路４１、リファレンス生成回路７１、スペクトル積算出回路７２、逆フーリエ変換回路７３、受信ビーム出力回路７４及び受信ビーム合成回路４５は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、または、これらを組み合わせたものが該当する。

ただし、パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の構成要素及び受信ビーム合成部１０は、専用のハードウェアで実現されるものに限るものではなく、パルス圧縮部９−ｍの構成要素及び受信ビーム合成部１０がソフトウェア、ファームウェア、または、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせで実現されるものであってもよい。
パルス圧縮部９−ｍの構成要素及び受信ビーム合成部１０がソフトウェアやファームウェアなどで実現される場合、フーリエ変換部１１、リファレンス生成部６１、スペクトル積算出部６２−１〜６２−Ｎ、逆フーリエ変換部６３−１〜６３−Ｎ、受信ビーム出力部６４及び受信ビーム合成部１０の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムを図４に示すメモリ５１に格納し、コンピュータのプロセッサ５２がメモリ５１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

図１０はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置におけるリファレンス生成部６１を示す構成図である。図１０において、図６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
リファレンス合成部８１は周波数オフセット部２１により得られたＮ個のリファレンスを合成する処理を実施する。
周波数スペクトル算出部８２はリファレンス合成部８１により合成されたリファレンスの周波数スペクトルを算出する処理を実施する。
窓関数乗算部８３−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は周波数スペクトル算出部８２により算出された周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、サブバンド＃ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）におけるスペクトル成分に対して窓関数を乗算し、窓関数乗算後のスペクトル成分をサブバンド＃ｎにおけるパルス圧縮用のリファレンスとしてスペクトル積算出部６２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）に出力する処理を実施する。

図１１はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置における窓関数乗算部８３−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）を示す構成図である。
図１１において、サブバンド窓関数乗算部９１は周波数スペクトル算出部８２により算出された周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、サブバンド＃ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）におけるスペクトル成分に対して、サブバンド＃ｎに対応する窓関数を乗算する第１の窓関数乗算処理部である。
フルバンド窓関数乗算部９２はサブバンド窓関数乗算部９１の出力信号に対して、周波数スペクトル算出部８２により算出された周波数スペクトルの全体に対応する窓関数を乗算する第２の窓関数乗算処理部である。
図１１の例では、サブバンド窓関数乗算部９１がフルバンド窓関数乗算部９２の前段に設けられているが、サブバンド窓関数乗算部９１がフルバンド窓関数乗算部９２の後段に設けられているものであってもよい。

次に動作について説明する。
パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）以外は、上記実施の形態１と同様であるため、ここでは主にパルス圧縮部９−ｍの処理内容を説明する。
パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）のフーリエ変換部１１は、受信機７−ｍからディジタルの受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］を受けると、上記実施の形態１と同様に、その受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］を離散フーリエ変換することで、上記の式（１７）に示すような受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］の周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）を求め、その周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）をスペクトル積算出部６２−１〜６２−Ｎに出力する。

パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）のリファレンス生成部６１は、受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］の周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）が存在しているサブバンド＃ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）別に、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力された搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）によって決まるパルス圧縮用のリファレンスを生成する。即ち、サブバンド＃１〜＃Ｎにおけるパルス圧縮用のリファレンスを生成する。サブバンド＃１〜＃Ｎにおけるパルス圧縮用のリファレンスは、下記の式（３８）のように表される。

式（３８）において、ｗ_ｗｉｎ ^（ｎ）はサブバンド＃ｎにおけるレンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルであり、サブバンド＃ｎ以外のサブバンドでは０とみなされる。
なお、サブバンド＃１〜＃Ｎにおけるパルス圧縮用のリファレンスは、上記実施の形態１における式（１８）に示すパルス圧縮用のリファレンスと比べて、ビーム指向角θ_ｂに関する成分ａ_ｎ ^{（ＴＸｂ）}が含まれていない点で相違している。

以下、リファレンス生成部６１によるパルス圧縮用のリファレンスの生成処理を具体的に説明する。
リファレンス生成部６１の周波数オフセット部２１は、送信パルスのレプリカとしてＮ個のリファレンスＲが与えられると、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力された搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）にしたがって異なるオフセットをＮ個のリファレンスに与えることで、周波数が異なる複数のリファレンスを得る。

リファレンス生成部６１のリファレンス合成部８１は、周波数オフセット部２１がＮ個のリファレンスを得ると、Ｎ個のリファレンスを合成し、合成後のリファレンスを周波数スペクトル算出部８２に出力する。
リファレンス生成部６１の周波数スペクトル算出部８２は、リファレンス合成部８１から合成後のリファレンスを受けると、そのリファレンスの周波数スペクトルを算出し、そのリファレンスの周波数スペクトルを窓関数乗算部８３−１〜８３−Ｎに出力する。
窓関数乗算部８３−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は、周波数スペクトル算出部８２からリファレンスの周波数スペクトルを受けると、その周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、サブバンド＃ｎにおけるスペクトル成分に対して、サブバンド＃ｎにおけるレンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルｗ_ｗｉｎ ^（ｎ）を乗算し、窓関数乗算後のスペクトル成分を式（３８）に示すサブバンド＃ｎにおけるパルス圧縮用のリファレンスとしてスペクトル積算出部６２−ｎに出力する。

ここで、サブバンド＃ｎにおけるレンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルｗ_ｗｉｎ ^（ｎ）について説明する。
リファレンス合成部８１から出力された合成後のリファレンスは、Ｎ個のリファレンスが合成されたものであり、Ｎ個のリファレンスの周波数スペクトルは、周波数軸上で、周波数オフセット部２１により与えられたオフセットだけ離れている。
窓関数乗算部８３−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）では、サブバンド＃ｎにおけるレンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルｗ_ｗｉｎ ^（ｎ）として、サブバンドスペクトル＃ｎの窓関数ベクトルｗ_ｎ ^{（ｓｕｂ）}と、合成後のリファレンスが占有する周波数全体に対する窓関数ベクトルｗ^{（ｆｕｌｌ）}とが設定されている。
下記の式（４０）は、レンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルｗ_ｗｉｎ ^（ｎ）と、窓関数ベクトルｗ_ｎ ^{（ｓｕｂ）}及び窓関数ベクトルｗ^{（ｆｕｌｌ）}との関係を示している。

これにより、サブバンドの窓関数による相互相関レンジサイドローブを低減しながら、低いレンジサイドローブ特性を備えるパルス圧縮が得られる。

窓関数乗算部８３−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）のサブバンド窓関数乗算部９１は、周波数スペクトル算出部８２により算出された周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、サブバンド＃ｎにおけるスペクトル成分に対して、サブバンド＃ｎに対応する窓関数を乗算する
即ち、サブバンド窓関数乗算部９１は、サブバンドスペクトル＃ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）に対してサブバンドスペクトル＃ｎの窓関数ベクトルｗ_ｎ ^{（ｓｕｂ）}を乗算する。
仮に、Ｎ＝４であるとき、例えば、サブバンドスペクトル＃２については窓関数ベクトルｗ_２ ^{（ｓｕｂ）}が乗算される。これにより、サブバンドスペクトル＃２は窓関数ベクトルｗ_２ ^{（ｓｕｂ）}が乗算された値になり、サブバンドスペクトル＃１，＃３，＃４は概ね０の値になる。
窓関数乗算部８３−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）のフルバンド窓関数乗算部９２は、サブバンド窓関数乗算部９１の出力信号の全体に窓関数を乗算する。
即ち、フルバンド窓関数乗算部９２は、サブバンドスペクトル＃１〜＃Ｎの全体に窓関数ベクトルｗ^{（ｆｕｌｌ）}を乗算する。

パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）のスペクトル積算出部６２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は、フーリエ変換部１１から受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］の周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）を受け、リファレンス生成部６１から式（３８）に示すサブバンド＃ｎにおけるパルス圧縮用のリファレンスを受けると、その周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）とサブバンド＃ｎにおけるパルス圧縮用のリファレンスとのスペクトル積ｘ_ｎ，ｍ ^{（θｂ，ｈ）}を算出する。
説明の簡単化のために、周波数スペクトルｘ’_ｍ ^（ｈ）に含まれている雑音ｎ_ｍ’を無視すると、スペクトル積ｘ_ｎ，ｍ ^{（θｂ，ｈ）}は、下記の式（４１）のように表される。

パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の逆フーリエ変換部６３−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は、スペクトル積算出部６２−ｎから式（４１）に示すスペクトル積ｘ_ｎ，ｍ ^{（θｂ，ｈ）}を受けると、そのスペクトル積ｘ_ｎ，ｍ ^{（θｂ，ｈ）}を逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果を受信ビーム出力部６４に出力する。
この実施の形態２でも、上記実施の形態１と同様に、ドップラ周波数ｆ_ｄに関して下記の式（４２）が成立するものとする。

このとき、式（４１）に示すスペクトル積ｘ_ｎ，ｍ ^{（θｂ，ｈ）}は、下記の式（４３）のようになる。

式（４３）において、ａ（Ｒ_０）の位相は周波数サンプル方向ｆ_ｌに対し、距離Ｒ_０に応じたリニアな変化を示しており、スペクトル積ｘ_ｎ，ｍ ^{（θｂ，ｈ）}の位相も同様にリニアに変化している。したがって、逆フーリエ変換により、窓関数ｗ_ｗｉｎ ^（ｎ）付の送信ビーム合成とパルス圧縮が同時に行われることが分かる。

任意の距離Ｒに対するサブバンドパルスの圧縮出力ｙ_ｎ，ｍ ^（θｂ）（Ｒ）は、ウェイトベクトルｗ_ＰＣ（Ｒ）をスペクトル積ｘ_ｎ，ｍ ^{（θｂ，ｈ）}に乗じれば求まる。
したがって、サブバンドパルスの圧縮出力ｙ_ｎ，ｍ ^（θｂ）（Ｒ）は、下記の式（４４）のようになる。

実装時は、式（４４）の算出では、逆フーリエ変換を利用してレンジビン毎に求められる。レンジビン毎に求められた式（４４）の算出結果が、逆フーリエ変換部６３−ｎの出力信号となる。

ここで、Ｎ個のサブバンドパルスの圧縮出力ｙ_ｎ，ｍ ^（θｂ）（Ｒ）をベクトル化したｙ_ｍ ^（θｂ）（Ｒ）を下記の式（４５）のように定義する。

式（４５）において、送信ステアリングベクトルａ^{（ＴＸｂ）}は、下記の式（４６）のように表される。

パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の受信ビーム出力部６４は、下記の式（４７）に示すように、ＭＩＭＯレーダ励振器２から出力されるビーム指向角θ_ｂなどから決まるレンジ依存送信ビームウェイトｗ^{（ＴＸｂ）}（Ｒ）を設定する。

式（４７）において、Ｃ（Ｒ）は目標までの距離に依存する行列であり、ＭＩＭＯレーダ制御１から、固定的あるいは適応的に与えられるものとする。

受信ビーム出力部６４は、式（４７）に示すレンジ依存送信ビームウェイトｗ^{（ＴＸｂ）}（Ｒ）を式（４５）に示すベクトル化したｙ_ｍ ^（θｂ）（Ｒ）に乗算しながら複素合成を行うことで、受信ビーム合成部１０に出力する受信ビームｚ_ｍ ^（θｂ）（Ｒ）を算出する。パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の受信ビーム出力部６４から受信ビーム合成部１０に出力される受信ビームｚ_ｍ ^（θｂ）（Ｒ）は、下記の式（４８）のように表される。

式（４８）では、ａ^{（ＴＸｂ）}とａ^（ＴＸ）が線形結合しているため、送信ビームを合成していることが明らかである。また、式（４８）には、Ｃ（Ｒ）が含まれているため、レンジ依存の送信ビーム合成となっている。

受信ビーム合成部１０は、パルス圧縮部９−１〜９−Ｍの受信ビーム出力部６４から受信ビームｚ_ｍ ^（θｂ）（Ｒ）を受けると、下記の式（４９）に示すように、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力されたビーム指向角θ_ｂにしたがって、Ｍ個の受信ビームｚ_ｍ ^（θｂ）（Ｒ）を合成し、その受信ビームの合成信号Ｚ^（θｂ）（Ｒ）であるＭＩＭＯビームを外部に出力する。

以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）が、受信機７−ｍから出力された受信信号をフーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを求め、送信パルスの指向方向を示すビーム指向角及び搬送周波数から決まるパルス圧縮用のリファレンスと周波数スペクトルとのスペクトル積を算出して、そのスペクトル積を逆フーリエ変換するように構成したので、パルス圧縮を実施する際のフーリエ変換及び逆フーリエ変換の実施回数を減らして、演算規模を低減することができる効果を奏する。
即ち、パルス圧縮部９−ｍでは、１回のフーリエ変換とＮ回の逆フーリエ変換を行うだけで、受信ビーム合成部１０がＭＩＭＯビームを生成することができるため、演算規模を低減することができる。

実施の形態３．
上記実施の形態２では、リファレンス生成部６１が、周波数オフセット部２１、リファレンス合成部８１、周波数スペクトル算出部８２及び窓関数乗算部８３−１〜８３−Ｎを備えているものを示したが、この実施の形態３では、図１２に示すように、リファレンス生成部６１が、周波数オフセット部２１、周波数スペクトル算出部１０１−１〜１０１−Ｎ及び窓関数乗算部１０２−１〜１０２−Ｎを備えているものであってもよい。

図１２はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置におけるリファレンス生成部６１を示す構成図である。図１２において、図６及び図１０と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
周波数スペクトル算出部１０１−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は周波数オフセット部２１により得られたＮ個のリファレンスのうち、１つのリファレンスをフーリエ変換することで、１つのリファレンスの周波数スペクトルを算出する処理を実施する。
窓関数乗算部１０２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は周波数スペクトル算出部１０１−ｎにより算出された周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、サブバンド＃ｎにおけるスペクトル成分に対して窓関数を乗算し、窓関数乗算後のスペクトル成分をサブバンド＃ｎにおけるパルス圧縮用のリファレンスとしてスペクトル積算出部６２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）に出力する処理を実施する。

図１３はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置における窓関数乗算部１０２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）を示す構成図である。
図１３において、サブバンド窓関数乗算部１１１は周波数スペクトル算出部１０１−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）により算出された周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、サブバンド＃ｎにおけるスペクトル成分に対して、サブバンド＃ｎに対応する窓関数を乗算する第１の窓関数乗算処理部である。
フルバンド窓関数乗算部１１２はサブバンド窓関数乗算部１１１の出力信号に対して、周波数スペクトル算出部１０１−ｎにより算出された周波数スペクトルの全体に対応する窓関数を乗算する第２の窓関数乗算処理部である。
図１３の例では、サブバンド窓関数乗算部１１１がフルバンド窓関数乗算部１１２の前段に設けられているが、サブバンド窓関数乗算部１１１がフルバンド窓関数乗算部１１２の後段に設けられているものであってもよい。

次に動作について説明する。
リファレンス生成部６１以外は、上記実施の形態２と同様であるため、ここではリファレンス生成部６１の処理内容を説明する。
リファレンス生成部６１の周波数オフセット部２１は、送信パルスのレプリカとしてＮ個のリファレンスＲが与えられると、上記実施の形態２と同様に、ＭＩＭＯレーダ制御器１から出力された搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）にしたがって異なるオフセットをＮ個のリファレンスに与えることで、周波数が異なる複数のリファレンスを得る。

リファレンス生成部６１の周波数スペクトル算出部１０１−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は、周波数オフセット部２１がＮ個のリファレンスを得ると、Ｎ個のリファレンスのうち、１つのリファレンスをフーリエ変換することで、１つのリファレンスの周波数スペクトルを算出する。
即ち、周波数スペクトル算出部１０１−１〜１０１−Ｎは、互いに異なるオフセットが与えられているリファレンスをフーリエ変換することで、当該リファレンスの周波数スペクトルを算出する。

リファレンス生成部６１の窓関数乗算部１０２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は、窓関数乗算部１０２−ｎがリファレンスの周波数スペクトルを算出すると、その周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、サブバンド＃ｎにおけるスペクトル成分に対して、サブバンド＃ｎにおけるレンジサイドローブ低減用の窓関数ベクトルｗ_ｗｉｎ ^（ｎ）を乗算し、窓関数乗算後のスペクトル成分を式（３８）に示すサブバンド＃ｎにおけるパルス圧縮用のリファレンスとしてスペクトル積算出部６２−ｎに出力する。

具体的には、窓関数乗算部１０２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）のサブバンド窓関数乗算部１１１は、周波数スペクトル算出部１０１−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）により算出された周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、サブバンド＃ｎにおけるスペクトル成分に対して、サブバンド＃ｎに対応する窓関数を乗算する。
即ち、サブバンド窓関数乗算部１１１は、サブバンドスペクトル＃ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）に対してサブバンドスペクトル＃ｎの窓関数ベクトルｗ_ｎ ^{（ｓｕｂ）}を乗算する。
仮に、Ｎ＝４であるとき、例えば、サブバンドスペクトル＃２については窓関数ベクトルｗ_２ ^{（ｓｕｂ）}が乗算される。これにより、サブバンドスペクトル＃２は窓関数ベクトルｗ_２ ^{（ｓｕｂ）}が乗算された値になり、サブバンドスペクトル＃１，＃３，＃４は概ね０の値になる。
窓関数乗算部１０２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）のフルバンド窓関数乗算部１１２は、サブバンド窓関数乗算部１１１の出力信号の全体に窓関数を乗算する。
即ち、フルバンド窓関数乗算部１１２は、サブバンドスペクトル＃１〜＃Ｎの全体に窓関数ベクトルｗ^{（ｆｕｌｌ）}を乗算する。

これにより、この実施の形態３でも、上記実施の形態２と同様に、パルス圧縮を実施する際のフーリエ変換及び逆フーリエ変換の実施回数を減らして、演算規模を低減することができる効果を奏する。
この実施の形態３では、上記実施の形態２のように、Ｎ個のリファレンスを合成する必要がないため、上記実施の形態２よりも、構成の簡略化を図ることができる。

実施の形態４．
上記実施の形態１〜３では、受信機７−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）からディジタルの受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］がパルス圧縮部９−ｍに出力されるものを示したが、この実施の形態４では、受信機７−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）とパルス圧縮部９−ｍの間に、パルスドップラフィルタと複数のドップラ補償部が設けられているものについて説明する。

図１４はこの発明の実施の形態４によるレーダ装置の一部を示す構成図である。図１４において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
パルスドップラフィルタ１２１は例えば離散フーリエ変換を行うフィルタ回路で実現されるものであり、送信アンテナ５−１〜５−Ｎから放射される送信パルスのパルス繰返し周期ＰＲＩ毎に、受信機７−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）から出力された受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］を複数回サンプリングして、受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］のドップラスペクトルを求める処理を実施する。

ドップラ補償部１２２−ｈ（ｈ＝１，・・・，Ｈ）は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、パルスドップラフィルタ１２１により求められたドップラスペクトルにおけるＨ個の解析ドップラ周波数であるドップラスペクトル成分＃１〜＃Ｈのうち、ドップラスペクトル成分＃ｈに基づく受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］のドップラ補償を実施し、ドップラ補償後の受信信号をパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）に出力する処理を実施する。
なお、受信機７−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）とパルス圧縮部９−ｍの間に設けられるパルスドップラフィルタ１２１及びドップラ補償部１２２−１〜１２２−Ｈは、信号処理器８の内部に実装されていてもよいし、信号処理器８の外部に設けられていてもよい。

次に動作について説明する。
パルスドップラフィルタ１２１及びドップラ補償部１２２−１〜１２２−Ｈ以外は、上記実施の形態１〜３と同様であるため、ここでは、パルスドップラフィルタ１２１及びドップラ補償部１２２−１〜１２２−Ｈの処理内容について説明する。

上記実施の形態１〜３では、ドップラ周波数ｆ_ｄ及び目標方位θ_０に関して式（３３）が成立するものとしているが、式（３３）が成立しない場合、距離Ｒ_０に関するステアリングベクトルａ（Ｒ_０）の位相特性には、位相ジャンプが含まれてしまうため、上記実施の形態１〜３における送信ビームの合成を行っても、レンジサイドローブ特性の劣化が発生する。
この実施の形態４では、特にドップラ周波数ｆ_ｄに関して式（３３）が成立しない場合の対策を開示する。

最初に処理の流れを簡単に説明する。
目標のドップラ周波数ｆ_ｄは一般的に未知であるため、パルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）の前段にパルスドップラフィルタ１２１が設けられており、パルスドップラフィルタ１２１によって、受信機７−ｍから出力された受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］のドップラスペクトルが求められる。即ち、受信機７−ｍから出力された受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］はＨ個の解析ドップラ周波数であるドップラスペクトル成分＃ｈ（ｈ＝１，・・・，Ｈ）に分離される。
ドップラ補償部１２２−ｈ（ｈ＝１，・・・，Ｈ）では、Ｈ個の解析ドップラ周波数であるドップラスペクトル成分＃１〜＃Ｈのうち、ドップラスペクトル成分＃ｈに基づく受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］のドップラ補償が実施され、ドップラ補償後の受信信号がパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）に出力される。

以下、パルスドップラフィルタ１２１及びドップラ補償部１２２−１〜１２２−Ｈの処理内容を具体的に説明する。
パルス圧縮前の受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］は、上記の式（１６）で表され、説明の簡単化のために受信機雑音ｎ_ｍ［ｌ，ｈ］を無視すれば、上記の式（１１）を用いると、パルス圧縮前の受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］は、下記の式（５０）のように表される。

式（５０）において、ｅｘｐ（ｊ２π（Δｆ_ｎ＋ｆ_ｄ）ｈ’Ｔ_ＰＲＩ）は、ヒット方向にてサンプリング間隔Ｔ_ＰＲＩで観測されるドップラ周波数成分である。
Ｔ_ＰＲＩの逆数はパルス繰返し周波数ｆ_ＰＲＩであり、レーダ装置では、ｆ_ｄ＞ｆ_ＰＲＩとなるため、ドップラ周波数ｆ_ｄが折返す状況が発生する場合がある。
ドップラ周波数ｆ_ｄが折返すドップラ周波数をｆ_ｄ ^{（ｆｏｌｄ）}とすると、ドップラ周波数ｆ_ｄは、下記の式（５１）のように表される。ただし、ｉは整数であり、折返し回数を表している。

この折返しは、Ｎ個の周波数オフセット値Δｆ_ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）についても同様に発生するので、周波数オフセット値Δｆ_ｎは、下記の式（５２）のように表される。ただし、ｊ_ｎは整数であり、折返し回数を表している。

式（５１）及び式（５２）をｅｘｐ（ｊ２π（Δｆ_ｎ＋ｆ_ｄ）ｈ’Ｔ_ＰＲＩ）に代入すると、式（５０）に示す受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］は、下記の式（５３）のようになる。

次に、第ｌ番目のレンジビンにおいて、Ｈサンプルからなるヒット方向の受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］がパルスドップラフィルタ１２１に入力され、パルスドップラフィルタ１２１によって得られるドップラスペクトルｙ_ｍ ^（ｌ）は、下記の式（５４）のように表される。

式（５４）において、ｑ_ｎ ^{（ｆｄ（ｆｄｄ））}は、式（５４）におけるヒット方向に変化する成分、即ち、ｅｘｐ（ｊ２π（Δｆ_ｎ ^{（ｆｄｄ）}＋ｆ_ｄ ^{（ｆｄｄ）}）ｈ’Ｔ_ＰＲＩ）がパルスドップラフィルタ１２１に入力されることで得られるドップラスペクトルである。
また、パルスドップラフィルタ１２１を構成するＨ個のフィルタの中心周波数、即ち、解析ドップラ周波数であるｆ_ｈは、下記の式（５５）のように表される。

ここで、折返した目標のドップラ周波数ｆ_ｄ ^{（ｆｏｌｄ）}に最も近い解析ドップラ周波数をｆ_ｈ０とする。
以下、ｈ_０は目標信号を含む解析ドップラビンであり、目標ドップラビンと称する。そして、ｆ_ＰＲＩ／Ｈをドップラ分解能であるとすると、下記の式（５６）に示す関係が成立する。

したがって、目標ドップラビンｈ_０のドップラスペクトル［ｙ_ｍ ^（ｌ）］_ｈ０は、下記の式（５７）のように表される。

式（５７）で示される目標ドップラスペクトル［ｙ_ｍ ^（ｌ）］_ｈ０をＬ個並べた時間長のデータ系列、即ち、Ｔ_ＰＲＩのデータ系列に対するドップラ補償をドップラ補償部１２２−１〜１２２−Ｈで実施するために、下記の式（５８）に示すようなドップラ補償パラメータｃ^（ｈ０）（ｌ）がドップラ補償部１２２−１〜１２２−Ｈに与えられる。

ドップラ補償部１２２−ｈ（ｈ＝１，・・・，Ｈ）では、ドップラ補償パラメータｃ^（ｈ０）（ｌ）がドップラスペクトル［ｙ_ｍ ^（ｌ）］_ｈ０に乗算されることで、ドップラスペクトル［ｙ_ｍ ^（ｌ）］_ｈ０におけるレンジ方向のドップラ周波数成分ｅｘｐ（ｊ２πｆ_ｄｌ’Δｔ）の補償が実現される。

ただし、Δｆ_ｄは下記の式（６０）に示すように、ここでは、補償後ドップラ周波数Δｆ_ｄと称する。

ｉ＝０である折返しなしの場合の補償後ドップラ周波数Δｆ_ｄは、ｆ_ｄ ^{（ｆｏｌｄ）}−ｆ_ｈ０であり、ドップラ分解能ｆ_ＰＲＩ／Ｈより小さい。
補償後ドップラ周波数Δｆ_ｄがドップラ分解能ｆ_ＰＲＩ／Ｈ以下であり、十分に小さい状況下では、ドップラ補償がなされたことになる。
一方、ｉ≠０である折返しありの場合の補償後ドップラ周波数Δｆ_ｄは、ｆ_ｄ ^{（ｆｏｌｄ）}−ｆ_ｈ０については十分に小さくなる。ただし、補償しきれないドップラ周波数成分ｉ・ｆ_ＰＲＩが残留する。
したがって、ドップラ補償を行っても、十分な補償効果を期待できない場合もあるため、この実施の形態４におけるドップラ補償は、折返しが発生していないレーダ装置、あるいは、折返しの発生が稀なレーダ装置での適用が望ましい。

上記の式（５９）は、式（５７）に示す目標ドップラビンｈ_０のドップラスペクトル［ｙ_ｍ ^（ｌ）］_ｈ０に含まれるドップラ周波数成分ｅｘｐ（ｊ２πｆ_ｄｌ’Δｔ）を補償した時間長のデータ系列、即ち、Ｔ_ＰＲＩのデータ系列である。
以降では、式（５９）によるｃ^（ｈ０）（ｌ）・［ｙ_ｍ ^（ｌ）］_ｈ０が式（１６）に示す受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］としてパルス圧縮が実施される。
即ち、ドップラ補償部１２２−ｈ（ｈ＝１，・・・，Ｈ）から式（５９）によるｃ^（ｈ０）（ｌ）・［ｙ_ｍ ^（ｌ）］_ｈ０が、式（１６）に示す受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］としてパルス圧縮部９−ｍに出力される。
これにより、パルス圧縮部９−ｍが、例えば、上記実施の形態１と同様の処理を実施する場合、式（３６）に示す送信ビームの合成出力ｚ_ｍ ^（θｂ）（Ｒ）に相当するドップラ補償後の送信ビームの合成出力ｚ_ｍ ^（θｂ）（Ｒ）が得られる。
なお、実際には、目標のドップラ周波数ｆ_ｄは未知であるから、全ての解析ドップラビンの出力ｃ^（ｈ）（ｌ）・［ｙ_ｍ ^（ｌ）］_ｈについて、上記のドップラ補償が行われる。

以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、送信アンテナ５−１〜５−Ｎから放射される送信パルスのパルス繰返し周期ＰＲＩ毎に、受信機７−１〜７−Ｍから出力された受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］を複数回サンプリングして、受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］のドップラスペクトルを求めるパルスドップラフィルタ１２１と、パルスドップラフィルタ１２１により求められたドップラスペクトルにおけるＨ個の解析ドップラ周波数であるドップラスペクトル成分＃１〜＃Ｈのうち、ドップラスペクトル成分＃ｈに基づく受信信号ｘ_ｍ［ｌ，ｈ］のドップラ補償を実施し、ドップラ補償後の受信信号をパルス圧縮部９−ｍ（ｍ＝１，・・・，Ｍ）に出力するドップラ補償部１２２−ｈ（ｈ＝１，・・・，Ｈ）とを備えるように構成したので、上記実施の形態１〜３と同様の効果が得られる他に、ドップラ周波数によるレンジサイドローブ劣化の回避を実現することができる。

上記実施の形態１〜４では、パルス放射部３の送信アンテナ５−１〜５−Ｎから放射される搬送周波数ｆ_ｎ ^（ＲＦ）（ｎ＝１，・・・，Ｎ）の送信パルスとして、複素線形周波数変調が施されているパルスを想定しているが、非線形周波数変調が施されているパルスであってもよい。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

この発明は、送信パルスを用いて、各々の反射波の受信信号をパルス圧縮しながら合成するＭＩＭＯビーム合成を行うレーダ装置に適している。

１ ＭＩＭＯレーダ制御器、２ ＭＩＭＯレーダ励振器、３ パルス放射部、４ ＭＩＭＯレーダ送信装置、４−１〜４−Ｎ 送信機、５−１〜５−Ｎ 送信アンテナ、６−１〜６−Ｍ 受信アンテナ（アンテナ）、７ ＭＩＭＯレーダ受信装置、７−１〜７−Ｍ 受信機、８ 信号処理器、９−１〜９−Ｍ パルス圧縮部、１０ 受信ビーム合成部、１１ フーリエ変換部、１２ リファレンス生成部、１３ スペクトル積算出部、１４ 逆フーリエ変換部、２１ 周波数オフセット部、２２ 荷重乗算部、２３ リファレンス合成部、２４ 周波数スペクトル算出部、２５ 窓関数乗算部、３１ サブバンド毎窓関数乗算部（第１の窓関数乗算処理部）、３２ フルバンド窓関数乗算部（第２の窓関数乗算処理部）、４１ フーリエ変換回路、４２ リファレンス生成回路、４３ スペクトル積算出回路、４４ 逆フーリエ変換回路、５１ メモリ、５２ プロセッサ、６１ リファレンス生成部、６２−１〜６２−Ｎ スペクトル積算出部、６３−１〜６３−Ｎ 逆フーリエ変換部、６４ 受信ビーム出力部、７１ リファレンス生成回路、７２ スペクトル積算出回路、７３ 逆フーリエ変換回路、７４ 受信ビーム出力回路、８１ リファレンス合成部、８２ 周波数スペクトル算出部、８３−１〜８３−Ｎ 窓関数乗算部、９１ サブバンド窓関数乗算部（第１の窓関数乗算処理部）、９２ フルバンド窓関数乗算部（第２の窓関数乗算処理部）、１０１−１〜１０１−Ｎ 周波数スペクトル算出部、１０２−１〜１０２−Ｎ 窓関数乗算部、１１１ サブバンド窓関数乗算部（第１の窓関数乗算処理部）、１１２ フルバンド窓関数乗算部（第２の窓関数乗算処理部）、１２１ パルスドップラフィルタ、１２２−１〜１２２−Ｈ ドップラ補償部。

Claims (12)

1. 搬送周波数が異なる複数の送信パルスを空間に放射するパルス放射部と、
   前記パルス放射部から放射されたのち、空間に存在する目標に反射された前記送信パルスの反射波を受信する複数のアンテナと、
   前記複数のアンテナにより受信された反射波の受信信号を出力する複数の受信機と、
   前記受信機から出力された受信信号をフーリエ変換して、前記受信信号の周波数スペクトルを求め、前記送信パルスの指向方向を示すビーム指向角及び前記搬送周波数から決まるパルス圧縮用のリファレンスと前記周波数スペクトルとのスペクトル積を算出して、前記スペクトル積を逆フーリエ変換する複数のパルス圧縮部と、
   前記ビーム指向角にしたがって前記複数のパルス圧縮部により逆フーリエ変換されたスペクトル積である受信ビームを合成する受信ビーム合成部と
   を備えたレーダ装置。
2. 前記パルス圧縮部は、
   前記受信機から出力された受信信号をフーリエ変換して、前記受信信号の周波数スペクトルを求めるフーリエ変換部と、
   前記ビーム指向角及び前記搬送周波数から決まるパルス圧縮用のリファレンスを生成するリファレンス生成部と、
   前記フーリエ変換部により求められた周波数スペクトルと前記リファレンス生成部により生成されたリファレンスとのスペクトル積を算出するスペクトル積算出部と、
   前記スペクトル積算出部により算出されたスペクトル積を逆フーリエ変換し、前記スペクトル積の逆フーリエ変換結果を前記受信ビームとして出力する逆フーリエ変換部とを備えていることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記リファレンス生成部は、
   送信パルスのレプリカに対して、前記搬送周波数にしたがって複数のオフセットをそれぞれ与えることで、周波数が異なる複数のリファレンスを得る周波数オフセット部と、
   前記周波数オフセット部により得られた複数のリファレンスに対して、前記ビーム指向角に対応する荷重を乗算する荷重乗算部と、
   前記荷重乗算部により荷重が乗算された複数のリファレンスを合成するリファレンス合成部と、
   前記リファレンス合成部により合成されたリファレンスの周波数スペクトルを算出する周波数スペクトル算出部と、
   前記周波数スペクトル算出部により算出された周波数スペクトルに対して窓関数を乗算し、窓関数乗算後の周波数スペクトルを前記パルス圧縮用のリファレンスとして前記スペクトル積算出部に出力する窓関数乗算部とを備えていることを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
4. 前記窓関数乗算部は、
   前記周波数スペクトル算出部により算出された周波数スペクトルの各サブバンドに対して、各サブバンドに対応する窓関数を乗算する第１の窓関数乗算処理部と、
   前記周波数スペクトル算出部により算出された周波数スペクトルに対して、当該周波数スペクトルの全体に対応する窓関数を乗算する第２の窓関数乗算処理部とを備えていることを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
5. 前記パルス圧縮部は、
   前記受信機から出力された受信信号をフーリエ変換して、前記受信信号の周波数スペクトルを求めるフーリエ変換部と、
   前記受信信号の周波数スペクトルにおけるサブバンド別に、前記搬送周波数から決まるパルス圧縮用のリファレンスを生成するリファレンス生成部と、
   前記フーリエ変換部により求められた周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、１つのサブバンドにおけるスペクトル成分と前記リファレンス生成部により生成された前記１つのサブバンドのリファレンスとのスペクトル積を算出する複数のスペクトル積算出部と、
   前記スペクトル積算出部により算出されたスペクトル積を逆フーリエ変換する複数の逆フーリエ変換部と、
   前記ビーム指向角にしたがって前記複数の逆フーリエ変換部による逆フーリエ変換結果を合成し、前記合成した逆フーリエ変換結果を前記受信ビームとして出力する受信ビーム出力部とを備えていることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
6. 前記リファレンス生成部は、
   送信パルスのレプリカに対して、前記搬送周波数にしたがって複数のオフセットをそれぞれ与えることで、周波数が異なる複数のリファレンスを得る周波数オフセット部と、
   前記周波数オフセット部により得られた複数のリファレンスを合成するリファレンス合成部と、
   前記リファレンス合成部により合成されたリファレンスの周波数スペクトルを算出する周波数スペクトル算出部と、
   前記周波数スペクトル算出部により算出された周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、１つのサブバンドにおけるスペクトル成分に対して窓関数を乗算し、窓関数乗算後の周波数スペクトルを前記１つのサブバンドのリファレンスとして出力する複数の窓関数乗算部とを備えていることを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。
7. 前記窓関数乗算部は、
   前記周波数スペクトル算出部により算出された周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、１つのサブバンドにおけるスペクトル成分に対して、当該サブバンドに対応する窓関数を乗算する第１の窓関数乗算処理部と、
   前記周波数スペクトル算出部により算出された周波数スペクトルに対して、当該周波数スペクトルの全体に対応する窓関数を乗算する第２の窓関数乗算処理部とを備えていることを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
8. 前記リファレンス生成部は、
   送信パルスのレプリカに対して、前記搬送周波数にしたがって複数のオフセットをそれぞれ与えることで、周波数が異なる複数のリファレンスを得る周波数オフセット部と、
   前記周波数オフセット部により得られた複数のリファレンスのうち、１つのリファレンスの周波数スペクトルを算出する複数の周波数スペクトル算出部と、
   前記周波数スペクトル算出部により算出された周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、１つのサブバンドにおけるスペクトル成分に対して窓関数を乗算し、窓関数乗算後の周波数スペクトルを前記１つのサブバンドのリファレンスとして出力する複数の窓関数乗算部とを備えていることを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。
9. 前記窓関数乗算部は、
   前記周波数スペクトル算出部により算出された周波数スペクトルにおける複数のサブバンドのスペクトル成分のうち、１つのサブバンドにおけるスペクトル成分に対して、当該サブバンドに対応する窓関数を乗算する第１の窓関数乗算処理部と、
   前記周波数スペクトル算出部により算出された周波数スペクトルに対して、当該周波数スペクトルの全体に対応する窓関数を乗算する第２の窓関数乗算処理部とを備えていることを特徴とする請求項８記載のレーダ装置。
10. 前記パルス放射部から放射される送信パルスのパルス繰返し周期毎に、前記受信機から出力された受信信号を複数回サンプリングして、前記受信信号のドップラスペクトルを求めるパルスドップラフィルタと、
    前記パルスドップラフィルタにより求められたドップラスペクトルにおける複数のドップラスペクトル成分のうち、いずれかのドップラスペクトル成分による前記受信信号のドップラ補償を実施し、ドップラ補償後の受信信号を前記パルス圧縮部に出力する複数のドップラ補償部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
11. 前記パルス放射部は、搬送周波数が異なる複数の送信パルスとして、複素線形周波数変調が施されているパルスを空間に放射することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
12. 前記パルス放射部は、搬送周波数が異なる複数の送信パルスとして、非線形周波数変調が施されているパルスを空間に放射することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。

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