JP5554018B2 - 測角装置、モノパルス測角装置、モノパルスレーダ、マルチスタティックレーダ - Google Patents

Description

この発明は、レーダに到来する電波の到来角を推定する測角装置、モノパルス測角装置、モノパルスレーダ、マルチスタティックレーダに関するものである。

レーダに到来する電波の到来角を高い精度で図る方法として、モノパルス測角装置がよく知られており、モノパルスアンテナ、差分信号と合成信号を出力する合成分配器、受信機、Ａ／Ｄ変換器、モノパルス演算手段、送信源、送信機を備える。従来のモノパルス測角方式では、例えば指向方向が僅かに異なる２つのアンテナビームの差分信号であるΔチャネルの受信信号ν_Δを、合成信号であるΣチャネルの受信信号ν_Σで規格化した値（ν_Δ／ν_Σ）を観測することにより、電波到来方向のアンテナ中心からの角度偏差、すなわち到来角を高精度に知るものである。モノパルスアンテナのΔチャネル、Σチャネルの複素アンテナゲインパターンをそれぞれ、Ｇ_Δ（θ）、Ｇ_Σ（θ）とすれば、これらの振幅パターンは、Ｇ_Δ（θ）がアンテナ正面方向に鋭いナルを有するように設計されることが多い。
送信信号ｓ（ｔ）が目標から反射してｗ_ｄｓ（ｔ−τ_ｄ）となって角度θ_ｄから到来する場合、（ν_Δ／ν_Σ）は式（１）で表される。ここにｗ_ｄは反射波の振幅減衰と位相変動を示す複素定数、τ_ｄは遅延時間である。

各角度θとＧ_Δ（θ）／Ｇ_Σ（θ）の関係は予め知って置くことができるため、（ν_Δ／ν_Σ）の値を読み取ればそれに対応する到来角θ_ｄを精密に推定することができる（例えば、非特許文献１参照）。

吉田孝編、「レーダ技術」、初版、社団法人電子情報通信学会、平成８年１０月、ｐ．２２７−２３２

レーダを使用する環境では目標反射波のほかに海面や地面や他の目標などの周囲の反射点を経由するマルチパス波も到来することが少なくない。直接波とは異なる方向θ_ｊ、異なる到来時刻τ_ｊに到来するマルチパス波ｗ_ｊｓ（ｔ−τ_ｊ）が干渉すると、信号値（ν_Δ／ν_Σ）にマルチパス波ｗ_ｊｓ（ｔ−τ_ｊ）の寄与が加わるため、式（１）が成立せず、直接波の到来角推定精度が劣化する。

マルチパス波の到来角θ_ｊがアンテナビーム外になるように、アンテナビームの角度幅を絞ることによりマルチパス波による角度推定誤差を低減することも考えられる。
しかしながら、アンテナビームを絞るにはアンテナ開口幅を拡大する必要があり、装置規模が増大してしまう。特に、航空機や自動車へ搭載する場合には搭載スペースの制約から困難であることが多い。

一方、モノパルスアンテナに換えて、素子アンテナをアレー状に並べ、それぞれの素子アンテナ受信信号の相関行列を超分解能型測角演算手段に入力し、アンテナビーム内に混信して到来する複数の電波の到来角をそれぞれ推定する方法もある。この同時測角演算は、参考文献１（菊間信良著、「アレーアンテナによる適応信号処理」、科学技術出版社、１９９８年１１月）に開示されている超分解能アルゴリズム、例えばＭＵＳＩＣ法やＥＳＰＲＩＴによるものである。
このような超分解能型測角法を用いれば、マルチパス波と分離して直接波の到来角を比較的正確に推定できるが、多数の素子アンテナ、受信機等を必要とするため、装置規模、重量、コストが増大する。また、マルチパス波と直接波が近接した角度から入射すると測角精度、分解能が低下する。

この発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、装置規模が小さくマルチパス波の干渉下でも所望波の到来角を正確に推定する測角装置、モノパルス測角装置、モノパルスレーダ、マルチスタティックレーダを得ることを目的とする。

この発明に係る測角装置は、複数の到来波が混信入射する複数の受信アンテナ、上記受信アンテナそれぞれに接続された受信機を有する測角装置であって、各受信信号を周波数スペクトルに変換し、一つの上記受信信号の周波数スペクトルを用いて超分解能アルゴリズムに従って各上記到来波の遅延時間を推定し、上記推定した遅延時間から各上記到来波の周波数スペクトルが混合する係数行列を推定し、上記混合する係数行列の擬似逆行列を求め、各上記受信信号の周波数スペクトルに上記擬似逆行列を共通に乗じて得られた成分の間の振幅差または位相差から上記到来波の到来角を推定する。

この発明に係る測角装置によれば、モノパルスアンテナのΣチャネル受信信号とΔチャネル受信信号とをそれぞれ周波数スペクトルに分解し、Σチャネル受信信号の周波数スペクトルから各到来波の遅延時間を超分解能アルゴリズムで正確に推定し、各到来波が混合する係数行列を推定し、各到来波が混合する係数行列を共通に用いて、Σチャネル、Δチャネルに含まれる所望波（直接波）の成分を逆推定することにより分離抽出し、それぞれの所望波（直接波）の成分を用いてモノパルス測角するので、マルチパス波など不要な干渉が存在しても所望波（直接波）の到来角を正確に推定することができることである。

この発明の実施の形態１に係るレ−ダ測角装置のブロック構成図である。 モノパルスアンテナの振幅ゲインを示す図である。 この発明の実施の形態２に係るレ−ダ測角装置のブロック構成図である。 この発明の実施の形態３に係るマルチスタティックレ−ダの測角装置のブロック構成図である。 この発明の実施の形態４に係るマルチスタティックレ−ダの測角装置のブロック構成図である。

実施の形態１．
以下、図を用いてこの発明の実施の形態に係るレーダ測角装置について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１に係るレーダ測角装置のブロック構成図である。
この発明の実施の形態１に係るレーダ測角装置は、モノパルスアンテナ１を用いたモノパルス測角装置であり、モノパルスアンテナ１、合成／分配器２、受信機３ａ、３ｂ、Ａ／Ｄ変換器４ａ、４ｂ、モノパルス測角演算手段５、表示手段６、送信源７、送信機８、ＦＦＴ手段１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、除算手段１１ａ、１１ｂ、移動平均超分解能演算手段１２、擬似逆行列演算手段１３、素波分離手段１４ａ、１４ｂ、遅延時間選択手段１５、選択手段１６ａ、１６ｂを有する。

送信源７で生成された送信信号ｓ（ｔ）は、モノパルスアンテナ１から放射され、目標反射波の直接波ｗ_ｄｓ（ｔ−τ_ｄ）とともに単数もしくは複数のマルチパス波ｗ_ｊｓ（ｔ−τ_ｊ）が（直接波も）合わせてＫ波モノパルスアンテナに到来するものとする。Ｋ波それぞれの到来角をθ_１、θ_２、・・・、θ_Ｋ、遅延時間をτ_１、τ_２、・・・、τ_Ｋとする。
合成／分配器２のΣポートから、受信機３ａ、Ａ／Ｄ変換器４ａを経てΣチャネル受信信号ν_Σが第１のＦＦＴ（高速フーリエ変換）手段１０ａに入力される。
Σチャネル受信信号ν_Σは第１のＦＦＴ（高速フーリエ変換）手段１０ａにより周波数変換され、Σチャネル周波数スペクトルＶ_Σ（ｆ_１）、Ｖ_Σ（ｆ_２）、・・・、Ｖ_Σ（ｆ_Ｍ）で出力される。

ここに、ｆ_１、ｆ_２、・・・、ｆ_Ｍは同じにして、合成／分配器２のΔポートから受信機３ｂ、Ａ／Ｄ変換器４ｂを経てΔチャネル受信信号ν_Δが第２のＦＦＴ（高速フーリエ変換）手段１０ｂに入力される。Δチャネル受信信号ν_Δは、第２のＦＦＴ（高速フーリエ変換）手段１０ｂにより変換され、Δチャネル周波数スペクトルＶ_Δ（ｆ_１）、Ｖ_Δ（ｆ_２）、・・・、Ｖ_Δ（ｆ_Ｍ）で出力される。

一方、送信源７からフィードされた送信信号ｓ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換器４ｃを経て、第３のＦＦＴ（高速フーリエ変換）手段１０ｃにより周波数変換され、送信信号周波数スペクトルＳ（ｆ_１）、Ｓ（ｆ_２）、・・・、Ｓ（ｆ_Ｍ）で出力される。
第１の除算手段１１ａは、Σチャネル周波数スペクトルＶ_Σ（ｆ_１）、Ｖ_Σ（ｆ_２）、・・・、Ｖ_Σ（ｆ_Ｍ）をそれぞれ送信信号周波数スペクトルＳ（ｆ_１）、Ｓ（ｆ_２）、・・・、Ｓ（ｆ_Ｍ）により規格化し、式（２）のΣチャネル規格化スペクトルｘ_Σを算出する。

同様に、第２の除算手段１１ｂは、Δチャネル周波数スペクトルＶ_Δ（ｆ_１）、Ｖ_Δ（ｆ_２）、・・・、Ｖ_Δ（ｆ_Ｍ）をそれぞれ送信信号周波数スペクトルＳ（ｆ_１）、Ｓ（ｆ_２）、・・・、Ｓ（ｆ_Ｍ）により規格化し、式（３）のΔチャネル規格化スペクトルｘ_Δを算出する。

移動平均超分解能演算手段１２は、Σチャネル規格化スペクトルｘ_Σ（ｆ_１）、ｘ_Σ（ｆ_２）、・・・、ｘ_Σ（ｆ_Ｍ）を入力し、式（４）のΣチャネル相関行列Ｒ_Σを、参考文献１の第１３章に示されているような移動平均型超分解能アルゴリズムによる遅延時間推定法で処理し、到来するＫ波それぞれの遅延時間推定値τ（ハット）_１、τ（ハット）_２、・・・、τ（ハット）_Ｋを算出する。ここに、Ｅ［＊］は統計平均を意味し、実際には時間サンプルの平均で代用されることが多い。また、Ｈは共役転置を意味する。

また、移動平均超分解能演算手段１２は、推定した遅延時間推定値τ（ハット）_１、τ（ハット）_２、・・・、τ（ハット）_Ｋを用いて、式（５）の係数行列Ａ（ハット）を算出する。

擬似逆行列演算手段１３は、式（５）の係数行列Ａ（ハット）の擬似逆行列Ａ（ハット）^＋を式（６）に従って算出する。

第１の素波分離手段１４ａは、第１の除算手段１１ａから出力されるΣチャネル規格化スペクトルｘ_Σ（ｆ_１）、ｘ_Σ（ｆ_２）、・・・、ｘ_Σ（ｆ_Ｍ）に擬似逆行列Ａ（ハット）^＋を用いて、式（７）のｑ_Σ１、・・・、ｑ_Σｋ、・・・、ｑ_ΣＫを演算する。なお、ｋは１からＫの整数である。

第２の素波分離手段１４ｂは、第２の除算手段１１ｂから出力されるΔチャネル規格化スペクトルｘ_Δ（ｆ_１）、ｘ_Δ（ｆ_２）、・・・、ｘ_Δ（ｆ_Ｍ）に擬似逆行列Ａ（ハット）^＋を用いて、式（８）のｑ_Δ１、・・・、ｑ_Δｋ、・・・、ｑ_ΔＫを演算する。

遅延時間選択手段１５は、移動平均超分解能演算手段１２が推定した遅延時間推定値τ（ハット）_１、τ（ハット）_２、・・・、τ（ハット）_Ｋの中から、所望波である直接波の遅延時間τ（ハット）_ｄを選択し、その指数ｄを出力する。
なお、直接波はマルチパス波に比べて最も早く到来するため、遅延時間推定値τ（ハット）_１、τ（ハット）_２、・・・、τ（ハット）_Ｋが最小となるものの指数を指数ｄとして決定することもできる。

第１の選択手段１６ａは、第１の素波分離手段１４ａが演算したｑ_Σ１、・・・、ｑ_Σｋ、・・・、ｑ_ΣＫの中から遅延時間選択手段１５が指定する指数ｄ番目のｑ_Σｄを選んで、モノパルス測角演算手段５に出力する。
第２の選択手段１６ｂも連動して、第２の素波分離手段１４ｂが演算したｑ_Δ１、・・・、ｑ_Δｋ、・・・、ｑ_ΔＫの中から同じく遅延時間選択手段１５が指定する指数ｄ番目のｑ_Δｄを選んで、モノパルス測角演算手段５に出力する。

モノパルス測角演算手段５は、ｑ_Σｄとｑ_Δｄを入力し、（ｑ_Δｄ／ｑ_Σｄ）がテーブルＧ_Δ（θ）／Ｇ_Σ（θ）の値に一致する角度θを選び、これを所望波である直接波の到来角度θ（ハット）_ｄとして表示手段６に出力する。すなわち、θ（ハット）_ｄは式（９）を満たす角度として推定される。

次に、この発明の実施の形態１に係るレーダ測角装置で採用した原理を説明する。
送信信号ｓ（ｔ）は、直接波ｗ_ｄｓ（ｔ−τ_ｄ）とともに複数のマルチパス波ｗ_ｊｓ（ｔ−τ_ｊ）の合成波であるから、モノパルスアンテナ１のΣチャネルの受信信号ν_Σはノイズを無視すれば、式（１０）のように表現できる。

これをフーリエ変換して得たΣチャネル周波数スペクトルＶ_Σ（ｆ_１）、Ｖ_Σ（ｆ_２）、・・・、Ｖ_Σ（ｆ_Ｍ）は式（１１）のように表現できる。

従って、式（２）で定義されるΣチャネル規格化スペクトルｘ_Σ＝［ｘ_Σ（ｆ_１），ｘ_Σ（ｆ_２），・・・，ｘ_Σ（ｆ_Ｍ）］^Ｔは、式（１２）のように表現できることになる。Ｔは転置を意味する。ここで係数行列Ａは式（１３）で、ベクトルｑ_Σは式（１４）で表される。

ここで、式（１４）のベクトルｑ_Σの第ｋ成分ｗ_ｋＧ_Σ（θ_ｋ）は、第ｋ到来波の寄与（素波の成分）である。これは式（１２）の最小二乗解として式（１５）のようにΣチャネル規格化スペクトルから推定できる。従って、ベクトルｑ_Σは式（１２）の最小二乗解としてΣチャネル規格化スペクトルｘ_Σ＝［ｘ_Σ（ｆ_１），ｘ_Σ（ｆ_２），・・・，ｘ_Σ（ｆ_Ｍ）］^Ｔと式（１３）の係数行列Ａから式（１５）のように推定できる。なお、係数行列Ａの擬似逆行列Ａ^＋は式（１６）から求められる。

一方、式（１０）と同様に、モノパルスアンテナ１のΔチャネルの受信信号ν_Δは式（１７）と表すことができる。

これをフーリエ変換したΔチャネル周波数スペクトルＶ_Δ（ｆ_１）、Ｖ_Δ（ｆ_２）、・・・、Ｖ_Δ（ｆ_Ｍ）は式（１１）と同様に式（１８）のように表現できる。

従って、式（３）で定義されるΔチャネル規格化スペクトルｘ_Δは式（１９）、式（２０）で表現できることになる。

式（２０）に示されるベクトルｑ_Δの第ｋ成分ｗ_ｋＧ_Δ（θ_ｋ）は第ｋ到来波のΔチャネルへの寄与（素波の成分）である。従って、ベクトルｑ_Δは式（１９）の最小二乗解としてΔチャネル規格化スペクトルｘ_Δと式（１３）の係数行列Ａから式（２１）のように推定できる。

このように移動平均超分解能演算手段１２は式（２２）に示すように各到来波の遅延時間τ_１、τ_２、・・・、τ_Ｋをほぼ正しく推定することができる。

移動平均超分解能演算手段１２が出力する係数行列Ａ（ハット）と、擬似逆行列演算手段１３が出力する擬似逆行列Ａ（ハット）^＋は、それぞれ式（２３）、式（２４）と推定される。

このとき、第１の素波分離手段１４ａは、第１の除算手段１１ａが出力するΣチャネル規格化スペクトルｘ_Σと擬似逆行列演算手段１３が出力する擬似逆行列Ａ（ハット）^＋からベクトルｑ_Σを式（１５）のように推定できる。
同様に、第２の素波分離手段１４ｂは、第２の除算手段１１ｂが出力するΔチャネル規格化スペクトルｘ_Δと擬似逆行列演算手段１３が出力する擬似逆行列Ａ（ハット）^＋からベクトルｑ_Δを式（２１）のように推定できる。

さらに、遅延時間選択手段１５が所望波である直接波の遅延時間τ（ハット）_ｄを正しく選択すれば、第１の選択手段１６ａは、第１の素波分離手段１４ａが出力したｑ_Σ１、・・・、ｑ_Σｋ、・・・、ｑ_ΣＫの要素の中から直接波の成分ｑ_Σｄを選んでモノパルス測角演算手段５に出力する。
同時に、第２の選択手段１６ｂは、第２の素波分離手段１４ｂが出力したｑ_Δ１、・・・、ｑ_Δｋ、・・・、ｑ_ΔＫの要素の中から直接波の成分ｑ_Δｄを選んでモノパルス測角演算手段５に出力する。

モノパルス測角演算手段５は成分ｑ_Σｄと成分ｑ_Δｄを入力し（ｑ_Δｄ／ｑ_Σｄ）を演算するが、式（１５）と式（２１）から式（２５）の関係が成り立つことがわかる。

このことは、（ｑ_Δｄ／ｑ_Σｄ）は、マルチパス波が到来せず所望波である直接波のみが単独に到来した場合に成立するモノパルス測角の原理式（１）である複素ゲインの比Ｇ_Δ（θ_ｄ）／Ｇ_Σ（θ_ｄ）と等価であることを意味する。
従って、モノパルス測角演算手段５が、（ｑ_Δｄ／ｑ_Σｄ）の値にテーブル値Ｇ_Δ（θ）／Ｇ_Σ（θ）が一致する角度θを選ぶことは、直接波のみが単独に到来した場合のモノパルス測角処理と等価であるから、マルチパス波のよる干渉の効果が抑圧できて、正確に直接波の到来角θ_ｄが推定される。

上記実施の形態１では、移動平均超分解能演算手段１２がΔチャネルではなくてΣチャネルの規格化スペクトルｘ_Σ（ｆ_１）、ｘ_Σ（ｆ_２）、・・・、ｘ_Σ（ｆ_Ｍ）を入力して係数行列Ａ（ハット）を算出するところにも特徴がある。
モノパルスアンテナによる測角では、一般にΣチャネルの受信電力が高く、Δチャネルの受信電力が０近くになるヌル、すなわち図２中のθ＝０の近傍にアンテナを向けて観測することが多い。この場合、Σチャネルの高い受信電力すなわち高いＳＮ比の信号で超分解能アルゴリズムによる遅延時間推定を実行するので、遅延時間推定値τ（ハット）_１、τ（ハット）_２、・・・、τ（ハット）_Ｋの推定精度が高く、ひいては係数行列Ａ（ハット）の擬似逆行列Ａ（ハット）^＋を正確に推定することができるからである。

以上まとめると、本発明の実施の形態１による構成では、モノパルスアンテナ１のΣチャネル受信信号とΔチャネル受信信号とをそれぞれ周波数スペクトルに分解し、Σチャネル受信信号の周波数スペクトルから各到来波の遅延時間を超分解能アルゴリズムで正確に推定し、各到来波が混合する係数行列を推定する。そして、この各到来波が混合する係数行列を共通に用いて、Σチャネル、Δチャネルに含まれる所望波（直接波）の成分を逆推定することにより分離抽出する。それぞれの所望波（直接波）の成分を用いてモノパルス測角するので、マルチパス波など不要な干渉が存在しても所望波（直接波）の到来角を正確に推定することができる。

なお、上記実施の形態１での例の移動平均超分解能演算手段１２が遅延時間を推定する際に用いる超分解能アルゴリズムとしては、参考文献１にも開示されているＭＵＳＩＣ法やＥＳＰＲＩＴなどが代表的であるが、最尤推定法による遅延時間推定でも同様な効果を奏する。この場合、相関行列Ｒ_Σの要素の移動平均は必要ない。
また、移動平均超分解能演算手段１２は、遅延時間推定値τ（ハット）_１、τ（ハット）_２、・・・、τ（ハット）_Ｋを複数のサンプルから求めてそれぞれ平均化した遅延推定値を式（５）に代入して係数行列Ａ（ハット）を算出してもよい。

また、モノパルスアンテナ１と合成／分配器２がΣチャネル、水平角観測のためのΔａｚチャネル、仰角観測のためのΔｅｌチャネルの３チャネル受信信号を出力する場合には、Δａｚチャネル、Δｅｌチャネル共に、上記実施の形態１の例と同様に構成して、所望波の水平角、仰角を同時に推定することもできる。

なお、上記実施の形態１の例で、表示手段６は、モノパルス測角演算手段５が出力する直接波の到来角θ（ハット）_ｄに加え、遅延時間推定値τ（ハット）_１、τ（ハット）_２、・・・、τ（ハット）_Ｋの中から遅延時間選択手段１５が指定するｄ番目の遅延時間τ（ハット）_ｄも合わせて入力し、遅延時間と到来角をペアで表示してもよい。この場合、モノパルスアンテナ１を基準とした相対的な目標位置が推定できる。

また、モノパルス測角演算手段５が出力する直接波の到来角θ（ハット）_ｄをモノパルスアンテナ１の駆動機構にフィードバックして、モノパルスアンテナ１の指向方向を目標に追尾するようにすることもできる。

また、上記実施の形態１の例ではモノパルスアンテナ１のΣチャネルのスペクトルを移動平均超分解能演算手段１２に入力するように構成しているが、Δチャネルの受信電力が小さくない場合、Δチャネルのスペクトルを移動平均超分解能演算手段１２に入力するように構成することもできる。

また、上記実施の形態１の例では、モノパルスアンテナ１に適用する構成としているが、モノパルスアンテナ１の代わりに２素子以上の素子アンテナを用いる場合にも適用できる。この場合、第１の素子アンテナに受信機３ａを接続し、第２の素子アンテナに受信機３ｂを接続するように構成して、第１の素波分離手段１４ａが出力するｑ_Σｄと第２の素波分離手段１４ｂが出力するｑ_Δｄとの位相差または振幅差または両方を用いて直接波の到来角を推定することができ、同様な効果を示すことができる。アレーアンテナを形成する複数の素子アンテナの受信信号を合成した信号を受信機３に接続するような構成もある。

また、上記実施の形態１の例では、受信信号のスペクトルをＦＦＴ（高速フーリエ変換）手段１０により周波数変換して求めているが、代りに一般のフーリエ変換演算やフィルタバンクによってスペクトルを求めるよう構成することもできる。

なお、式（１１）以下では簡単のため受信機ノイズを無視して説明したが、受信機ノイズが存在する場合でも原理は成立し、同様な効果を得ることができる。

実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２に係るレーダ測角装置のブロック構成図である。
この発明の実施の形態２に係るレーダ測角装置は、複数の目標が存在し、目標それぞれからの反射波の到来角を同時に推定するマルチスタティック測角装置の一つのバイスタティック測角装置である。そして、目標１からの反射波ｗ_ｄｓ（ｔ−τ_ｄ）、目標２からの反射波ｗ_ｊｓ（ｔ−τ_ｊ）が到来した場合に、それぞれ到来角θ_ｄ、θ_ｊを同時に推定する。そのためにこの発明の実施の形態２に係るレーダ測角装置は、この発明の実施の形態１に係るレーダ測角装置に第３の選択手段１６ｃ、第４の選択手段１６ｄ、第２のモノパルス測角演算手段５ｃ、第２の表示手段６ｃを追加し、それに伴い遅延時間選択手段１５Ｂが異なり、それ以外は同様であり、同様な部分に同じ符号を付記し説明を省略する。

遅延時間選択手段１５Ｂは、移動平均超分解能演算手段１２が推定した遅延時間推定値τ（ハット）_１、τ（ハット）_２、・・・、τ（ハット）_Ｋの中から、目標１からの遅延時間τ（ハット）_ｄを選択し、その指数ｄを第１の選択手段１６ａと第２の選択手段１６ｂとに指示するとともに、目標２からの遅延時間τ（ハット）_ｊを選択し、その指数ｊを第３の選択手段１６ｃと第４の選択手段１６ｄとに指示する。
第３の選択手段１６ｃは、第１の素波分離手段１４ａが演算したｑ_Σ１、・・・、ｑ_Σｋ、・・・、ｑ_ΣＫの中から遅延時間選択手段１５Ｂが指定する上記指数ｊ番目のｑ_Σｊを選んで、第２のモノパルス測角演算手段５ｃに出力する。
第４の選択手段１６ｄは、第３の選択手段１６ｃに連動して、第２の素波分離手段１４ｂが演算したｑ_Δ１、・・・、ｑ_Δｋ、・・・、ｑ_ΔＫの中から同じく遅延時間選択手段１５Ｂが指定するｊ番目のｑ_Δｊを選んで、第２のモノパルス測角演算手段５ｃに出力する。

このような構成によれば、第１のモノパルス測角演算手段５ａが目標１からの反射波の到来角θ_ｄを推定するのと並行して、第２のモノパルス測角演算手段５ｃが目標２からの反射波の到来角θ_ｊをマルチパス波の干渉を排除してより正確に推定することができる。
なお、上記実施の形態２では、モノパルス測角演算を並行に行うよう構成されているが、時分割で演算を実施することも可能である。
また、目標数は２個に限らず、到来波の個数Ｋ個のモノパルス測角演算手段５を並行に設置することによりマルチスタティックレーダ測角装置も提供することができる。

実施の形態３．
図４は、この発明の実施の形態３に係るマルチスタティックレーダ（またはバイスタティックレーダ）の測角装置のブロック構成図である。
この発明の実施の形態３に係るマルチスタティックレーダの測角装置は、この発明の実施の形態１に係るレーダ測角装置の送信源７、送信機８および送信アンテナ１７がモノパルスアンテナ１から離れた位置に配置され、送信信号を取り込むための受信アンテナ１８および受信機３ｃを追加したことが異なり、それ以外は同様であり、同様な部分に同じ符号を付記し説明を省略する。

受信アンテナ１８は、送信アンテナ１７から直接到来する送信波を受信するためアンテナである。
受信機３ｃは、受信アンテナ１８が受信した送信波から送信信号ｓ（ｔ）を得る。
この発明の実施の形態３に係るマルチスタティックレーダの測角装置でも、この発明の実施の形態１に係るレーダ測角装置と同様に、モノパルスアンテナ１にマルチパス波の干渉があっても、目標からの直接波の到来角をより正確に推定できる。

なお、上記実施の形態３では、受信アンテナ１８はモノパルスアンテナ１と別体の構成としているが、受信アンテナ１８の代わりにモノパルスアンテナ１のΣポートまたはΔポートからの信号を分配することによって送信信号ｓ（ｔ）を得ることも可能である。
また、上記実施の形態３に係るバイスタティック測角装置で送信源７、送信機８および送信アンテナ１７をモノパルスアンテナ１から離れた位置に配置し、送信信号を取り込むための受信アンテナ１８および受信機３ｃを追加しても良い。

実施の形態４．
図５は、この発明の実施の形態４に係るマルチスタティックレーダ（またはバイスタティックレーダ）の測角装置のブロック構成図である。
この発明の実施の形態４に係るマルチスタティックレーダの測角装置は、送信信号ｓ（ｔ）が既知の場合に適用できる。そして、この発明の実施の形態３に係るバイスタティックレーダ測角装置では受信アンテナ１８で送信波を直接受信した送信信号ｓ（ｔ）を周波数変換してスペクトルＳ（ｆ_１）、Ｓ（ｆ_２）、・・・、Ｓ（ｆ_Ｍ）を得ているが、この発明の実施の形態４に係るバイスタティックレーダ測角装置は、送信信号ｓ（ｔ）のスペクトルＳ（ｆ_１）、Ｓ（ｆ_２）、・・・、Ｓ（ｆ_Ｍ）をメモリ１９に記憶しておく。
そして、除算手段１１ａ、１１ｂは、メモリ１９からスペクトルＳ（ｆ_１）、Ｓ（ｆ_２）、・・・、Ｓ（ｆ_Ｍ）を読み出し、規格化処理を実行して、それぞれスペクトルｘ_Σ、ｘ_Δを算出する。

この発明の実施の形態４に係るマルチスタティックレーダの測角装置では、この発明の実施の形態１に係るレーダ測角装置と同様に、モノパルスアンテナ１にマルチパス波の干渉があっても、目標からの直接波の到来角をより正確に推定できる。

なお、送信信号ｓ（ｔ）が既知であるが時間的に変わる場合には、送信源７とメモリ１９の時刻同期を取るよう構成すればよい。これにより、除算手段１１ａ、１１ｂはこのメモリ１９から変化するスペクトルＳ（ｆ_１）、Ｓ（ｆ_２）、・・・、Ｓ（ｆ_Ｍ）を読み出して規格化処理を実行すれば良い。

また、送信信号ｓ（ｔ）のスペクトルＳ（ｆ_１）、Ｓ（ｆ_２）、・・・、Ｓ（ｆ_Ｍ）が式（２６）を満足する場合、メモリ１９のみならず、除算手段１１ａ、１１ｂによる規格化処理自体を省くことができる。

この時、スペクトルｘ_Σ、ｘ_Δは式（２７）、式（２８）となる。そしてｑ_Δｄ／ｑ_Σｄは式（２９）となる。

すなわち、式（２５）と同様な関係が成立するから、送信スペクトルを読み出さなくても規格化処理をしなくても、同様な効果を奏する。

１ モノパルスアンテナ、２ 合成／分配器、３ａ、３ｂ、３ｃ 受信機、４ａ、４ｂ、４ｃ Ａ／Ｄ変換器、５、５ａ、５ｃ モノパルス測角演算手段、６、６ａ、６ｃ 表示手段、７ 送信源、８ 送信機、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ ＦＦＴ手段、１１ａ、１１ｂ 除算手段、１２ 移動平均超分解能演算手段、１３ 擬似逆行列演算手段、１４ａ、１４ｂ 素波分離手段、１５、１５Ｂ 遅延時間選択手段、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ 選択手段、１７ 送信アンテナ、１８ 受信アンテナ、１９ メモリ。

Claims (9)

1. 複数の到来波が混信入射する複数の受信アンテナ、上記受信アンテナそれぞれに接続された受信機を有する測角装置であって、
   各受信信号を周波数スペクトルに変換し、一つの上記受信信号の周波数スペクトルを用いて超分解能アルゴリズムに従って各上記到来波の遅延時間を推定し、上記推定した遅延時間から各上記到来波の周波数スペクトルが混合する係数行列を推定し、上記混合する係数行列の擬似逆行列を求め、各上記受信信号の周波数スペクトルに上記擬似逆行列を共通に乗じて得られた成分の間の振幅差または位相差から上記到来波の到来角を推定することを特徴とする測角装置。
2. 複数の到来波が混信入射するモノパルスアンテナ、上記モノパルスアンテナの複数のポートそれぞれに接続された受信機を有するモノパルス測角装置であって、
   各上記ポートの受信信号を周波数スペクトルに変換し、一つの上記受信信号の周波数スペクトルを用いて超分解能アルゴリズムに従って各上記到来波の遅延時間を推定し、上記推定した遅延時間から各上記到来波の周波数スペクトルが混合する係数行列を推定し、上記混合する係数行列の擬似逆行列を求め、各上記受信信号の周波数スペクトルに上記擬似逆行列を共通に乗じて得られた成分の間の振幅差または位相差から上記到来波の到来角を推定することを特徴とするモノパルス測角装置。
3. 上記モノパルスアンテナのΣポートの受信信号の周波数スペクトルを用いて超分解能アルゴリズムに従って各上記到来波の遅延時間を推定することを特徴とする請求項２に記載のモノパルス測角装置。
4. 複数の到来波が混信入射するモノパルスアンテナ、上記モノパルスアンテナの複数のポートそれぞれに接続された受信機を有するモノパルスレーダであって、
   各上記ポートの受信信号を周波数スペクトルに変換し、各上記受信信号の周波数スペクトルを送信信号の周波数スペクトルでそれぞれ除し、Σポートの上記受信信号の周波数スペクトルを用いて超分解能アルゴリズムに従って各上記到来波の遅延時間を推定し、上記推定した遅延時間から各上記到来波の周波数スペクトルが混合する係数行列を推定し、上記混合する係数行列の擬似逆行列を求め、各上記受信信号の周波数スペクトルに上記擬似逆行列を共通に乗じて得られた成分の間の振幅差または位相差から上記到来波の到来角を推定することを特徴とするモノパルスレーダ。
5. 送信信号を受信する手段を有するとともに上記受信した送信信号を周波数スペクトルに変換するまたは送信信号の周波数スペクトルを記憶する手段を有することを特徴とする請求項４に記載のモノパルスレーダ。
6. 複数の到来波が混信入射するモノパルスアンテナ、上記モノパルスアンテナの複数のポートそれぞれに接続された受信機を持つマルチスタティックレーダであって、
   各上記ポートの受信信号を周波数スペクトルに変換し、各上記受信信号の周波数スペクトルを送信信号の周波数スペクトルでそれぞれ除し、Σポートの上記周波数スペクトルを用いて超分解能アルゴリズムに従って各上記到来波の遅延時間を推定し、上記推定した遅延時間から各上記到来波の周波数スペクトルが混合する係数行列を推定し、上記混合する係数行列の擬似逆行列を求め、各上記受信信号の周波数スペクトルに上記擬似逆行列を共通に乗じて得られた成分の間の振幅差または位相差から上記到来波の到来角を推定することを特徴とするマルチスタティックレーダ。
7. 送信信号を受信する手段を有するとともに上記受信した送信信号を周波数スペクトルに変換するまたは送信信号の周波数スペクトルを記憶する手段を有することを特徴とする請求項６に記載のマルチスタティックレーダ。
8. 送信装置から送信信号のタイミングを受信する請求項６または７に記載のマルチスタティックレーダ。
9. 各上記受信信号の周波数スペクトルに上記擬似逆行列を共通に乗じて得られた成分の中から、上記受信信号毎に最も小さい上記遅延時間に対応する成分を選び、上記選んだ成分の振幅差または位相差から上記到来波の到来角を推定することを特徴とする請求項１に記載の測角装置。

Images