JP5705066B2 - パッシブレーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、自らは電波を送信せずに、動作的な協調関係がない送信局から送信された電波を受信して、目標の探知を行うパッシブレーダ装置に関するものである。

パッシブレーダ装置は、自らは電波を送信せずに、動作的な協調関係がない送信局から送信された電波を受信して、目標の探知を行う装置であるが、電波の送信源（送信局）としては、例えば、ラジオ放送やテレビ放送の電波塔などが考えられ、その電波塔から空間に放射される放送波を送信信号として用いることがある。
パッシブレーダ装置は、送信局から送信信号が空間に放射されたのち、航空機や船舶等の目標に反射することなく、送信局から直接伝搬してきた送信信号の直接波と、目標に反射して伝搬してきた送信信号の間接波とを受信し、その直接波と間接波の相互相関を求めて、目標信号の探知を行うものである。

ここで、パッシブレーダ装置は、一般的に、直接波の受信処理を行うＲＥＦ系受信処理部と、間接波の受信処理を行うＳＵＲ系受信処理部と、ＲＥＦ系受信処理部の出力信号とＳＵＲ系受信処理部の出力信号を用いて、目標の探知処理を行う信号処理部とから構成されている。
パッシブレーダ装置により受信される直接波の電力は、通常、間接波の電力（目標信号の電力）と比べて十分に大きいため、ＲＥＦ系受信処理部では、比較的低利得のアンテナを用いて、直接波のみを選択的に受信できるように設計されている。
一方、ＳＵＲ系受信処理部では、微弱な目標信号の電力を受信できるように比較的高利得のアンテナが用いられ、また、目標探知能力の劣化を避けるために、直接波の受信電力が抑圧されるように設計されている。

上記のように設計されていても、ＳＵＲ系受信処理部で直接波が受信される場合には、直接波の相互相関成分が相互相関出力に含まれている。
したがって、直接波の相互相関成分を抑圧する必要があるが、直接波の相互相関成分の抑圧が十分でない場合、微弱な目標信号の相互相関成分が直接波の相互相関成分に埋もれてしまって、目標の探知能力が劣化してしまう問題がある。

この問題を解決する方法として、アダプティブフィルタを用いて、直接波を抑圧する方法がある。
例えば、以下の非特許文献１に開示されている方法は、ＳＵＲ系受信処理部のアンテナに対する直接波の到来時間と、ＲＥＦ系受信処理部のアンテナに対する直接波の到来時間との差分である直接波伝搬時間差（遅延時間）は未知のままで、ＳＵＲ系受信処理部の出力信号の最大化の規範によって、直接波の電力の最小化を行うものである。
具体的には、ＳＵＲ系受信処理部の受信信号の周波数スペクトル及びＲＥＦ系受信処理部の受信信号の周波数スペクトルを算出して、それらの周波数スペクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧し、直接波の相互相関成分抑圧後の周波数スペクトルを逆離散フーリエ変換することで、間接波の相互相関成分を求めている。

直接波の相互相関成分の抑圧は、同成分の相関行列と、その相関行列の逆行列とを用いて行われている。
いずれの行列も正方行列であり、それらの行列の次元数は、周波数スペクトル成分のサンプル数に一致するものであり、非特許文献１に開示されている例では、数千点にも及んでいる。

相関行列は、複数のスナップショットに亘って観測された直接波の周波数スペクトル成分より推定するものであるから、スナップショットの数が多い程、相関行列及びその逆行列の推定精度が高くなる。
特に、既知の相関行列を用いて達成する出力ＳＮＲと比べた平均損失を３ｄＢ以内にする場合には、行列次元数の２倍以上のスナップショット数を用いることが望ましいことが知られている。
例えば、周波数スペクトル成分のサンプル数及び行列次元数が１０２４の場合、スナップショット数が２０４８以上であることが望ましいことになる。

ところが、放送波の周波数スペクトルは、放送内容に依存して変化するため、多数のスナップショット数を取得している間に周波数スペクトルが変化してしまって、相関行列の推定精度が高まらない問題が考えられる。
仮に、この問題を解決することができても、数千次元の逆行列を求めるには、高い演算負荷が予想され、特にリアルタイム処理が必要となるパッシブレーダ装置では、実装上の問題になると考えられる。

アダプティブフィルタを用いて、直接波を抑圧する方法の他に、ＳＵＲ系受信処理部のアンテナにおいて、直接波が到来する方向にヌルを形成する方法がある。
例えば、ＳＵＲ系受信処理部のアンテナとして、ディジタルビーム形成アンテナを用いる場合、直接波の到来方向にヌルを適応的に形成することが可能なアダプティブアレーを実現することができる。
しかし、実際のアダプティブアレーでは、受信チャネル間の特性のばらつき等の誤差要因によって、直接波を十分に抑圧できない場合がある。
また、ディジタルビーム形成アンテナを用いる場合、ＳＵＲ系受信処理部のアンテナを構成する素子、あるいは、サブアレーアンテナに複数の受信機を接続する必要があり、コスト高になる問題がある。
したがって、パッシブレーダ装置では、アダプティブフィルタ及びアダプティブアレーの双方を用いて、直接波の抑圧を行うこともある。

J. Asada，I. Sasase，"Target detection with MSN algorithm for the bistatic radar using digital terrestrial broadcasting signals，"IEICE Trans. Commun.，vol.E94-B，no.2，Feb.，2011.

従来のパッシブレーダ装置は以上のように構成されているので、アダプティブフィルタを用いて、直接波を抑圧する場合、多数のスナップショット数を取得している間に周波数スペクトルが変化してしまって、相関行列の推定精度が高まらず、直接波を十分に抑圧することができないことがある。また、数千次元の逆行列を求める必要がある場合、演算負荷が大きくなり、リアルタイム処理が困難になるなどの課題があった。
また、ＳＵＲ系受信処理部のアンテナとしてアダプティブアレーを使用し、直接波が到来する方向にヌルを形成することで直接波を抑圧する場合、アダプティブアレーにおける受信チャネル間の特性のばらつき等の誤差要因によって、直接波を十分に抑圧できない場合がある。また、ディジタルビーム形成アンテナを用いる場合、ＳＵＲ系受信処理部のアンテナを構成する素子、あるいは、サブアレーアンテナに複数の受信機を接続する必要があり、コスト高になるなどの課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、演算負荷の増加やコスト高を招くことなく、直接波の相互相関成分を十分に抑圧して、精度よく目標を探知することができるパッシブレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るパッシブレーダ装置は、送信局から送信信号が空間に放射されたのち、目標に反射することなく送信局から直接伝搬してきた上記送信信号の直接波及び上記目標に反射して伝搬してきた上記送信信号の間接波を受信する第１のアンテナと、第１のアンテナの受信信号を離散フーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを算出する第１の周波数スペクトル算出手段と、目標に反射することなく送信局から直接伝搬してきた上記送信信号の直接波を受信する第２のアンテナと、第２のアンテナの受信信号を離散フーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを算出する第２の周波数スペクトル算出手段と、第１の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルと第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルの複素共役との積であるスペクトル乗算値を複数の周波数について算出し、前記複数の周波数に係るスペクトル乗算値を成分とする受信信号ベクトルを形成する受信信号ベクトル形成手段と、受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルから、第１のアンテナに対する直接波の到来時間と第２のアンテナに対する直接波の到来時間との差分である遅延時間を推定して、その遅延時間と第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルから、直接波の相互相関成分の抑圧に用いる直交射影行列を算出し、その直交射影行列を用いて、上記受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直接波抑圧手段とを設け、間接波相互相関成分算出手段が、直接波抑圧手段により直接波の相互相関成分が抑圧された受信信号ベクトルを逆離散フーリエ変換して、間接波の相互相関成分を算出するようにしたものである。

この発明によれば、送信局から送信信号が空間に放射されたのち、目標に反射することなく送信局から直接伝搬してきた上記送信信号の直接波及び上記目標に反射して伝搬してきた上記送信信号の間接波を受信する第１のアンテナと、第１のアンテナの受信信号を離散フーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを算出する第１の周波数スペクトル算出手段と、目標に反射することなく送信局から直接伝搬してきた上記送信信号の直接波を受信する第２のアンテナと、第２のアンテナの受信信号を離散フーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを算出する第２の周波数スペクトル算出手段と、第１の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルと第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルの複素共役との積であるスペクトル乗算値を複数の周波数について算出し、前記複数の周波数に係るスペクトル乗算値を成分とする受信信号ベクトルを形成する受信信号ベクトル形成手段と、受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルから、第１のアンテナに対する直接波の到来時間と第２のアンテナに対する直接波の到来時間との差分である遅延時間を推定して、その遅延時間と第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルから、直接波の相互相関成分の抑圧に用いる直交射影行列を算出し、その直交射影行列を用いて、上記受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直接波抑圧手段とを設け、間接波相互相関成分算出手段が、直接波抑圧手段により直接波の相互相関成分が抑圧された受信信号ベクトルを逆離散フーリエ変換して、間接波の相互相関成分を算出するように構成したので、演算負荷の増加やコスト高を招くことなく、直接波の相互相関成分を十分に抑圧して、精度よく目標を探知することができる効果がある。

この発明の実施の形態１によるパッシブレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部１８を示す構成図である。 この発明の実施の形態２によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部１８を示す構成図である。 この発明の実施の形態３によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部１８を示す構成図である。 この発明の実施の形態４によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部１８を示す構成図である。 この発明の実施の形態５によるパッシブレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態５によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部５０を示す構成図である。 この発明の実施の形態６によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部５０を示す構成図である。 この発明の実施の形態７によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部５０を示す構成図である。 この発明の実施の形態８によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部５０を示す構成図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるパッシブレーダ装置を示す構成図である。
この実施の形態１のパッシブレーダ装置は、後述するＳＵＲ系の受信チャネル数が１である場合でも適用可能であり、シングルスナップショットで良好に動作し、かつ、演算負荷が小さく、さらにアダプティブアレーとの併用も可能な方法で直接波抑圧を行うものである。
図１において、送信局１はパッシブレーダ装置３と動作的な協調関係無しに、送信アンテナ２から送信信号を空間に放射する送信源であり、例えば、ラジオ放送やテレビ放送の電波塔などが該当する。

パッシブレーダ装置３のＳＵＲ系アンテナ１１は送信アンテナ２から送信信号が空間に放射されたのち、例えば、航空機や艦船等の目標に反射することなく送信アンテナ２から直接伝搬してきた上記送信信号の直接波を受信するとともに、その目標に反射して伝搬してきた上記送信信号の間接波を受信して、その直接波と間接波の双方を含む受信信号をＳＵＲ系受信機１２に出力する。なお、ＳＵＲ系アンテナ１１は第１のアンテナを構成している。

ＳＵＲ系受信機１２はＳＵＲ系アンテナ１１の受信信号の周波数を変換する処理や、その受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換処理などを実施して、ディジタルの受信信号をＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３に出力する処理を実施する。
ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、ＳＵＲ系受信機１２から出力されたディジタルの受信信号を離散フーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを算出する処理を実施する。なお、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３は第１の周波数スペクトル算出手段を構成している。

ＲＥＦ系アンテナ１４は送信アンテナ２から送信信号が空間に放射されたのち、目標に反射することなく送信アンテナ２から直接伝搬してきた上記送信信号の直接波を受信して、その直接波を含む受信信号をＲＥＦ系受信機１５に出力する。なお、ＲＥＦ系アンテナ１４は第２のアンテナを構成している。

ＲＥＦ系受信機１５はＲＥＦ系アンテナ１４の受信信号の周波数を変換する処理や、その受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換処理などを実施して、ディジタルの受信信号をＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６に出力する処理を実施する。
ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、ＲＥＦ系受信機１５から出力されたディジタルの受信信号を離散フーリエ変換して、その受信信号の周波数スペクトルを算出する処理を実施する。なお、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６は第２の周波数スペクトル算出手段を構成している。

受信信号ベクトル形成部１７は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３により算出された周波数スペクトルとＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出された周波数スペクトルから受信信号ベクトルを形成する処理を実施する。なお、受信信号ベクトル形成部１７は受信信号ベクトル形成手段を構成している。

直接波抑圧部１８は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出された周波数スペクトルを用いて、受信信号ベクトル形成部１７により形成された受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルをＩＤＦＴ処理部１９に出力する処理を実施する。なお、直接波抑圧部１８は直接波抑圧手段を構成している。

ＩＤＦＴ処理部１９は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、直接波抑圧部１８から出力された直接波抑圧後の受信信号ベクトルを逆離散フーリエ変換して、目標信号として間接波の相互相関成分を算出する処理を実施する。なお、ＩＤＦＴ処理部１９は間接波相互相関成分算出手段を構成している。

図２はこの発明の実施の形態１によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部１８を示す構成図である。
図２において、電力スペクトル算出部２１はＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出された周波数スペクトルから、ＲＥＦ系アンテナ１４の受信信号の電力スペクトルを算出する処理を実施する。なお、電力スペクトル算出部２１は電力スペクトル算出手段を構成している。
直接波遅延時間推定部２２は受信信号ベクトル形成部１７により形成された受信信号ベクトルを参照して、ＳＵＲ系アンテナ１１に対する直接波の到来時間とＲＥＦ系アンテナ１４に対する直接波の到来時間との差分である遅延時間を推定し、その遅延時間から位相回転行列を算出する処理を実施する。なお、直接波遅延時間推定部２２は遅延時間推定手段を構成している。

直交射影行列算出部２３は電力スペクトル算出部２１により算出された電力スペクトルと直接波遅延時間推定部２２により算出された位相回転行列から、直接波の相互相関成分の抑圧に用いる直交射影行列を算出する処理を実施する。なお、直交射影行列算出部２３は直交射影行列算出手段を構成している。
直交射影部２４は受信信号ベクトル形成部１７により形成された受信信号ベクトルに対して、直交射影行列算出部２３により算出された直交射影行列を乗算して、その受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルをＩＤＦＴ処理部１９に出力する処理を実施する。なお、直交射影部２４は直交射影手段を構成している。

図１の例では、パッシブレーダ装置の構成要素であるＳＵＲ系アンテナ１１、ＳＵＲ系受信機１２、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３、ＲＥＦ系アンテナ１４、ＲＥＦ系受信機１５、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６、受信信号ベクトル形成部１７、直接波抑圧部１８及びＩＤＦＴ処理部１９のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを示したが、パッシブレーダ装置の全部又は一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、ＳＵＲ系アンテナ１１とＲＥＦ系アンテナ１４を除く部分をコンピュータで構成する場合、ＳＵＲ系受信機１２、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３、ＲＥＦ系受信機１５、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６、受信信号ベクトル形成部１７、直接波抑圧部１８及びＩＤＦＴ処理部１９の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
なお、図１の例では、送信局１及び送信アンテナ２がパッシブレーダ装置３の外部に設置されているものを示しているが、送信局１及び送信アンテナ２がパッシブレーダ装置３の内部に設置されていてもよい。

次に動作について説明する。
最初に、パッシブレーダ装置における直接波抑圧法の理論を述べてから、図１のパッシブレーダ装置の各処理部の内容を説明する。
まず、ＳＵＲ系におけるマルチパス波も含む直接波ｂ_sur（ｔ）と、ＲＥＦ系におけるマルチパス波も含む直接波ｂ_ref（ｔ）は、下記のように表される。

ただし、ｂ（ｔ）は送信アンテナ２から空間に放射される送信信号、ｈ_sur（ｔ）はＳＵＲ系におけるマルチパス波も含む直接波の伝搬（以降、「マルチパスフェージング」と称する）によるインパルス応答、ｈ_ref（ｔ）はＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングによるインパルス応答である。

ここでは、ＳＵＲ系において、送信信号ｂ（ｔ）に対するＫ個の時間遅れｔ_k（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）を伴う目標信号と、時間遅れｔ₀₊を伴うマルチパスフェージング環境下の直接波とを含む受信信号ｚ_sur（ｔ）が、下記の式（３）のように与えられるものとする。

ただし、α₀，α_k（＜＜α₀）はそれぞれの距離等による減衰係数であり、ｎ_sur（ｔ）は受信機雑音である。
また、ｂ（ｔ−ｔ_k）に対するドップラ変調ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ_k）は無視できるものとする。

また、ＲＥＦ系において、時間遅れｔ₀を伴うマルチパスフェージング環境下の直接波を含む受信信号ｚ_ref（ｔ）が、下記の式（４）のように与えられるものとする。ここでは、直接波と比べて微弱な目標信号は無視できるものとしている。

直接波の時間遅れｔ₀₊，ｔ₀の間には、以下の関係があるものとする。なお、ｔ₀₊は送信信号ｂ（ｔ）が送信アンテナ２から空間に放射されてからＳＵＲ系に到達するまでの伝搬時間であり、ｔ₀は送信信号ｂ（ｔ）が送信アンテナ２から空間に放射されてからＲＥＦ系に到達するまでの伝搬時間である。

ここで、ＲＥＦ系では、直接波と比べて受信機雑音は無視できるものとし、以降では、下記の式（６）のように扱うものとする。

以下、「相互相関」は、ＳＵＲ系での受信信号ｚ_sur（ｔ）と、ＲＥＦ系での受信信号ｚ_ref（ｔ）との相関処理（マッチドフィルタ）を示すものであり、相互相関出力ｙ（ｔ）は、下記の式（７）で与えられる。

ただし、Ｔ_cは相互相関の計算範囲を示している。

式（７）の演算は、高速化を図るために、時間ドメインではなく、周波数ドメインで実施する場合が多い。
これは、式（７）のフーリエ変換は、下記の式（８）に示すように、ＳＵＲ系での受信信号ｚ_sur（ｔ）の周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）と、ＲＥＦ系での受信信号ｚ_ref（ｔ）の周波数スペクトルの複素共役ｚ_ref ^*（ｆ）との積に等しいという相関定理に基づくものである。

これにより、ＳＵＲ系とＲＥＦ系の受信信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）することで周波数スペクトルｚ_sur（ｆ），ｚ_ref（ｆ）を求め、その周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）と、その周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）の複素共役ｚ_ref ^*（ｆ）との積をＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）することで相互相関出力ｙ（ｔ）を求めることができる。
ここで、式（３）及び式（６）より、周波数スペクトルｚ_sur（ｆ），ｚ_ref（ｆ）は、それぞれ以下のように表わされる。

ただし、Ｂ（ｆ）は送信信号ｂ（ｔ）の周波数スペクトル、Ｂ_sur（ｆ）は直接波ｂ_sur（ｔ）の周波数スペクトル、Ｂ_ref（ｆ）は直接波ｂ_ref（ｔ）の周波数スペクトルである。

よって、スペクトル乗算値Ｘ（ｆ）は、下記の式（１１）のように表される。

ただし、τ_kは、下記の式（１２）のようなＲＥＦ系における直接波と、ＳＵＲ系における間接波との到来時間差である。

相互相関出力ｙ（ｔ）は、式（１１）をＩＤＦＴしたものとなる。
なお、以降の議論のため、Ｂ_sur（ｆ），Ｂ_ref（ｆ）に関する関係式を以下の式（１３）、式（１４）のように記述する。

いま、周波数スペクトルがＭ点のサンプルにより構成されているものとし、下記の式（１５）に示すようなシングルスナップショットの受信信号ベクトルｘを定義する。

式（１５）に式（１１）を代入すると、式（１５）は、下記の式（１６）のように変形することができる。ただし、以降の議論に関係のないβ₀ ^*は省略している（β₀ ^*＝１としている）。

ただし、ａ_kは第ｋ番目の到来時間差に対するステアリングベクトル、Ａはステアリングベクトルａを列ベクトルとする行列、ｓは振幅ベクトル、ａ₀は直接波との到来時間差Δｔ₀に対するステアリングベクトル、ｎは受信機雑音ベクトルである。

さらに、Ｄは下記の式（２２）に示すように、直接波のＳＵＲ系とＲＥＦ系での遅延時間差Δｔ₀に基づく位相回転量を有する対角行列である。

特に、式（１７）は第ｋ番目の到来時間差τ_kに対してステアリングベクトルａ_kが一意に定まることを示すものである。
ステアリングベクトルａ_kの要素である位相成分は周波数ｆ_mにおける到来時間差τ_kに対応する伝搬位相である。振幅成分はリファレンス信号の周波数ｆ_mにおける振幅であるが、到来時間差τ_kには無関係である。

続いて、相互相関出力を得るために受信信号ベクトルｘに対するＩＤＦＴを行う。
ＩＤＦＴの第ｍ番目の係数ベクトルをｗ_mとすると、相互相関ｙは、下記の式（２３）のように求まる。

ここまでの検討で、ＳＵＲ系における受信信号ベクトルｘは、式（１６）の通りであることを示している。
抑圧したい直接波は、式（１６）の最終行の右辺第２項であるα₀Ｄａ₀である。
そこで、α₀Ｄａ₀を抑圧するために、以下のような直接波のステアリングベクトルａ₀と、位相回転行列Ｄで与えられる直交射影行列Ｐ_nullを定義する。

この直交射影行列Ｐ_nullを受信信号ベクトルｘに乗じると、下記の式（２７）のようになり、α₀Ｄａ₀がキャンセルされた直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullを得ることができる。

このとき、相互相関出力ｙ_nullは、下記の式（２８）のように求まる。

次に、直交射影行列Ｐ_nullを求めるために必要なステアリングベクトルａ₀と位相回転行列Ｄの与え方を説明する。
マルチパスフェージング環境下において、ＳＵＲ系とＲＥＦ系における直接波伝搬系のインパルス応答が一致する場合、もしくは、一致すると見なせる場合について考える。
即ち、下記の式（２９）が成立する場合について考える。

なお、マルチパスがない場合のインパルス応答は、以下の通りであるため、式に表わされている。

このとき、直接波のステアリングベクトルａ₀は、下記の式（３２）のように表わされる。

また、Ｂ_ref（ｆ）は式（１０）より、下記の式（３３）のように表わされる。

よって、直接波ステアリングベクトルは、ＲＥＦ系の電力スペクトルより求められる。
位相回転行列Ｄは、式（２３）に示す通常の相互相関出力を振幅検波した波形の最大値に対応する遅延時間より求めればよい。
したがって、直交射影行列Ｐ_nullが求められ、α₀Ｄａ₀の推定が可能となる。
以上がパッシブレーダ装置における直接波抑圧法の理論である。なお、ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合については、実施の形態２で説明する。

次に、図１のパッシブレーダ装置の各処理部の内容を説明する。
パッシブレーダ装置３と非協調に動作する送信局１が送信信号ｂ（ｔ）を生成し、送信アンテナ２から送信局１により生成された送信信号ｂ（ｔ）が空間に放射される。
これにより、Ｋ個の目標に反射して伝搬されてきた送信信号ｂ（ｔ）の間接波がＳＵＲ系アンテナ１１に受信され、目標に反射することなく送信アンテナ２から直接伝搬されてきた送信信号ｂ（ｔ）の直接波がＳＵＲ系アンテナ１１及びＲＥＦ系アンテナ１４に受信される。

ＳＵＲ系受信機１２は、ＳＵＲ系アンテナ１１の受信信号の周波数を変換する処理や、その受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換処理などを実施して、ディジタルの受信信号ｚ_sur（ｔ）をＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３に出力する。
このとき、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３に出力される受信信号ｚ_sur（ｔ）は、上記の式（３）のように表される。

ＲＥＦ系受信機１５は、ＲＥＦ系アンテナ１４の受信信号の周波数を変換する処理や、その受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換処理などを実施して、ディジタルの受信信号ｚ_ref（ｔ）をＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６に出力する。
このとき、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６に出力される受信信号ｚ_ref（ｔ）は、上記の式（６）のように表される。

ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３は、ＳＵＲ系受信機１２から受信信号ｚ_sur（ｔ）を受けると、その受信信号ｚ_sur（ｔ）をＤＦＴして、その受信信号の周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）を算出する。
ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３により算出される周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）は、上記の式（９）のように表される。

ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６は、ＲＥＦ系受信機１５から受信信号ｚ_ref（ｔ）を受けると、その受信信号ｚ_ref（ｔ）をＤＦＴして、その受信信号の周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を算出する。
ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出される周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）は、上記の式（１０）のように表される。

受信信号ベクトル形成部１７は、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３が周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）を算出し、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６が周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を算出すると、その周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）と周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）から、Ｍ次元の受信信号ベクトルｘを形成する。
受信信号ベクトル形成部１７により形成されるＭ次元の受信信号ベクトルｘは、上記の式（１５）のように表される。

直接波抑圧部１８は、受信信号ベクトル形成部１７がＭ次元の受信信号ベクトルｘを形成すると、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出された周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を用いて、その受信信号ベクトルｘに含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する。
具体的には、以下のようにして、直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を抑圧して、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する。

直接波抑圧部１８の電力スペクトル算出部２１は、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出された周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を入力すると、その周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を上記の式（３３）に代入することで、直接波ｂ_ref（ｔ）の周波数スペクトルＢ_ref（ｆ）を算出する。
そして、電力スペクトル算出部２１は、その周波数スペクトルＢ_ref（ｆ）を上記の式（３２）に代入することで、ステアリングベクトルａ₀である電力スペクトルを算出する。

直接波遅延時間推定部２２は、受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＭ次元の受信信号ベクトルｘを参照して、ＳＵＲ系アンテナ１１に対する直接波ｂ_sur（ｔ）の到来時間とＲＥＦ系アンテナ１４に対する直接波ｂ_ref（ｔ）の到来時間との差分である遅延時間Δｔ₀を推定する。
即ち、直接波遅延時間推定部２２は、上記の式（２３）に示す通常の相互相関出力ｙを振幅検波した波形の最大値に対応する遅延時間を遅延時間Δｔ₀として推定し、その遅延時間Δｔ₀を上記の式（２２）に代入して位相回転行列Ｄを算出する。

直交射影行列算出部２３は、電力スペクトル算出部２１がステアリングベクトルａ₀である電力スペクトルを算出し、直接波遅延時間推定部２２が位相回転行列Ｄを算出すると、そのステアリングベクトルａ₀と位相回転行列Ｄを上記の式（２６）に代入して直交射影行列Ｐ_nullを算出する。
ここでは、直接波遅延時間推定部２２が遅延時間Δｔ₀から位相回転行列Ｄを算出し、直交射影行列算出部２３が直接波遅延時間推定部２２により算出された位相回転行列Ｄを用いて、直交射影行列Ｐ_nullを算出しているが、直交射影行列算出部２３が直接波遅延時間推定部２２により算出された遅延時間Δｔ₀から位相回転行列Ｄを算出し、その位相回転行列Ｄを用いて、直交射影行列Ｐ_nullを算出するようにしてもよい。

直交射影部２４は、直交射影行列算出部２３が直交射影行列Ｐ_nullを算出すると、上記の式（２７）に示すように、受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＭ次元の受信信号ベクトルｘに対して、その直交射影行列Ｐ_nullを乗算して、その受信信号ベクトルｘに含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する。

ＩＤＦＴ処理部１９は、直接波抑圧部１８から直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullを受けると、式（２８）に示すように、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴすることで、目標信号として間接波の相互相関成分ｙ_nullを算出する。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、送信局１から送信信号ｂ（ｔ）が空間に放射されたのち、目標に反射することなく送信局１から直接伝搬してきた送信信号ｂ（ｔ）の直接波及び目標に反射して伝搬してきた送信信号ｂ（ｔ）の間接波を受信するＳＵＲ系アンテナ１１と、ＳＵＲ系アンテナ１１の受信信号ｚ_sur（ｔ）をＤＦＴして、その受信信号の周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）を算出するＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３と、目標に反射することなく送信局１から直接伝搬してきた送信信号ｂ（ｔ）の直接波を受信するＲＥＦ系アンテナ１４と、ＲＥＦ系アンテナ１４の受信信号ｚ_ref（ｔ）をＤＦＴして、その受信信号の周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を算出するＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６と、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３により算出された周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）とＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出された周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）から受信信号ベクトルｘを形成する受信信号ベクトル形成部１７と、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出された周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を用いて、受信信号ベクトル形成部１７により形成された受信信号ベクトルｘに含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullを出力する直接波抑圧部１８とを設け、ＩＤＦＴ処理部１９が、直接波抑圧部１８から出力された直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴして、間接波の相互相関成分ｙ_nullを算出するように構成したので、演算負荷の増加やコスト高を招くことなく、直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を十分に抑圧して、精度よく目標を探知することができる効果を奏する。

即ち、この実施の形態１のパッシブレーダ装置は、ＳＵＲ系の受信チャネル数が１である場合も適用可能であり、シングルスナップショットで求めた直交射影行列Ｐ_nullにより直接波を抑圧することが可能であるという効果がある。
また、逆行列演算を用いないため、演算負荷を小さくできるという効果がある。加えて、直接波の到来角に依存する振幅や位相を用いないため、アダプティブアレーとの併用も可能であるという効果がある。

実施の形態２．
上記実施の形態１の方式では、ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合、直接波の抑圧能力が劣化することがある。
この実施の形態２は、ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合でも、直接波の抑圧能力の劣化を回避できる方式を提供するものである。

この実施の形態２の場合も、パッシブレーダ装置の全体構成は上記実施の形態１と同様であり、図１の構成となる。
図３はこの発明の実施の形態２によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部１８を示す構成図であり、図において、図２と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
受信信号ベクトル分割部３１は受信信号ベクトル形成部１７により形成された受信信号ベクトルｘを複数のサブバンドに分割して、サブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)を出力する処理を実施する。なお、受信信号ベクトル分割部３１は受信信号ベクトル分割手段を構成している。

直交射影行列算出部３２は電力スペクトル算出部２１により算出されたステアリングベクトルａ₀である電力スペクトルと直接波遅延時間推定部２２により算出された位相回転行列Ｄから、直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀の抑圧に用いるサブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を算出する処理を実施する。なお、直交射影行列算出部３２は直交射影行列算出手段を構成している。

直交射影部３３は受信信号ベクトル分割部３１から出力されたサブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)に対して、直交射影行列算出部３２により算出されたサブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を乗算して、その受信信号ベクトルｘ^(ch)に含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀ ^(ch)を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_null ^(ch)をＩＤＦＴ処理部１９に出力する処理を実施する。なお、直交射影部３３は直交射影手段を構成している。

次に動作について説明する。
最初に、パッシブレーダ装置における直接波抑圧法の理論を述べる。即ち、ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合の直接波抑圧法の理論を述べる。
ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が互いに異なるのは、例えば、ＳＵＲ系アンテナ１１とＲＥＦ系アンテナ１４が異なる位置に設置されて、伝搬パス数等が異なることによるものである。
また、ＳＵＲ系アンテナ１１とＲＥＦ系アンテナ１４が同じ位置に設置されて伝搬パスを一致されている場合でも、アンテナパターンが互いに異なれば、各伝搬パスでの受信電力が異なるため、インパルス応答に差異が発生する。
ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合、下記の式（３４）が成立する。

この場合の直接波のステアリングベクトルａ₀は、上記の式（２０）そのものとなる。
式（２０）の中のＢ_ref（ｆ）は、上記の式（３３）のように、ＲＥＦ系の周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）より求めることが可能である。
また、式（２０）の中のＢ_sur（ｆ）は、下記の式（３５）のようになる。

しかし、式（３５）の右辺には、未知である目標の反射波に関するパラメータが含まれているため、Ｂ_sur（ｆ）を求めることは困難であり、このままでは直交射影行列Ｐ_nullも求めることが出来ない。
そこで、ＳＵＲ系及びＲＥＦ系の受信信号の周波数スペクトルを複数のサブバンドに分割し、サブバンド毎に直接波の抑圧を行うようにする。
各サブバンドでＳＵＲ系とＲＥＦ系のインパルス応答の差異が無視できる程度にサブバンド分割を行うことにより、各サブバンドで直接波を十分抑圧した受信信号を求めてＩＤＦＴにより相互相関出力を得るものである。

次に、パッシブレーダ装置における図３の直接波抑圧部１８の各処理部の内容を説明する。
直接波抑圧部１８の電力スペクトル算出部２１は、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出された周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を入力すると、上記実施の形態１と同様に、その周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を上記の式（３３）に代入することで、直接波ｂ_ref（ｔ）の周波数スペクトルＢ_ref（ｆ）を算出する。
また、電力スペクトル算出部２１は、その周波数スペクトルＢ_ref（ｆ）を上記の式（３２）に代入することで、ステアリングベクトルａ₀である電力スペクトルを算出する。
直接波遅延時間推定部２２は、上記実施の形態１と同様の方法で、遅延時間Δｔ₀を推定し、その遅延時間Δｔ₀を上記の式（２２）に代入して位相回転行列Ｄを算出する。

受信信号ベクトル分割部３１は、受信信号ベクトル形成部１７により形成された受信信号ベクトルｘを複数のサブバンドに分割して、サブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)を出力する。
受信信号ベクトル分割部３１から出力されるサブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)は、下記の式（３６）を満たすものである。ただし、ｃｈ＝１，２，・・・，ＣＨ（＜Ｍ）であり、ＣＨはサブバンド分割数である。

直交射影行列算出部３２は、電力スペクトル算出部２１がステアリングベクトルａ₀である電力スペクトルを算出し、直接波遅延時間推定部２２が位相回転行列Ｄを算出すると、下記の式（３７）が成立するサブバンド毎の電力スペクトルａ₀ ^(ch)を算出するとともに、下記の式（３８）が成立するサブバンド毎の位相回転行列Ｄ^(ch)を算出する。

直交射影行列算出部３２は、サブバンド毎の電力スペクトルａ₀ ^(ch)とサブバンド毎の位相回転行列Ｄ^(ch)を算出すると、その電力スペクトルａ₀ ^(ch)と位相回転行列Ｄ^(ch)を上記の式（２６）に代入して、サブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を算出する。
ここでは、直接波遅延時間推定部２２が遅延時間Δｔ₀から位相回転行列Ｄを算出し、直交射影行列算出部３２が直接波遅延時間推定部２２により算出された位相回転行列Ｄを用いて、サブバンド毎の位相回転行列Ｄ^(ch)を算出しているが、直交射影行列算出部３２が直接波遅延時間推定部２２により算出された遅延時間Δｔ₀から位相回転行列Ｄを算出し、その位相回転行列Ｄを用いて、サブバンド毎の位相回転行列Ｄ^(ch)を算出するようにしてもよい。

直交射影部３３は、直交射影行列算出部３２がサブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を算出すると、上記の式（２７）と同様に、受信信号ベクトル分割部３１から出力されたサブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)に対して、サブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を乗算して、その受信信号ベクトルｘ^(ch)に含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀ ^(ch)を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_null ^(ch)をＩＤＦＴ処理部１９に出力する。

ＩＤＦＴ処理部１９は、直接波抑圧部１８からサブバンド毎の直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_null ^(ch)を受けると、これらの受信信号ベクトルｘ_null ^(ch)を並べることで、サブバンドに分割されていない直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullを求め、式（２８）に示すように、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴすることで、目標信号として間接波の相互相関成分ｙ_nullを算出する。

以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、受信信号ベクトル形成部１７により形成された受信信号ベクトルｘを複数のサブバンドに分割して、サブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)を出力する受信信号ベクトル分割部３１と、電力スペクトル算出部２１により算出されたステアリングベクトルａ₀である電力スペクトルと直接波遅延時間推定部２２により算出された位相回転行列Ｄから、直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀の抑圧に用いるサブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を算出する直交射影行列算出部３２と、受信信号ベクトル分割部３１から出力されたサブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)に対して、直交射影行列算出部３２により算出されたサブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を乗算して、その受信信号ベクトルｘ^(ch)に含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀ ^(ch)を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_null ^(ch)をＩＤＦＴ処理部１９に出力する直交射影部３３とを設けているので、ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合でも、直接波の抑圧能力の劣化を回避して、精度よく目標を探知することができる効果を奏する。

即ち、この実施の形態２のパッシブレーダ装置は、サブバンド毎に直接波の抑圧を行うため、ＳＵＲ系とＲＥＦ系のインパルス応答が異なるようなマルチパスフェージング環境下において、より高性能な直接波の抑圧が可能であるという効果がある。
また、上記実施の形態１と同様に、ＳＵＲ系の受信チャネル数が１である場合も適用可能であり、シングルスナップショットで求めた直交射影行列Ｐ_nullにより直接波を抑圧することが可能であるという効果がある。
また、逆行列演算を用いないため、演算負荷を小さくできるという効果がある。加えて、直接波の到来角に依存する振幅や位相を用いないため、アダプティブアレーとの併用も可能であるという効果がある。

実施の形態３．
上記実施の形態１では、受信信号ベクトルｘの次元数が大きい場合、演算負荷が大きくなることがあるが、この実施の形態３は、受信信号ベクトルｘの次元数が大きい場合でも、演算負荷が大きくならないようにしている。

この実施の形態３の場合も、パッシブレーダ装置の全体構成は上記実施の形態１と同様であり、図１の構成となる。
図４はこの発明の実施の形態３によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部１８を示す構成図であり、図において、図２と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ＲＥＦ系次元数低減部４１はＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出されたＭ’次元（Ｍ’＞Ｍ）の周波数スペクトルｚ_ref ^'（ｆ）の次元数を低減して、Ｍ次元の周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を電力スペクトル算出部２１に出力する処理を実施する。なお、ＲＥＦ系次元数低減部４１は周波数スペクトル次元数低減手段を構成している。

受信信号ベクトル次元数低減部４２は受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＭ’次元（Ｍ’＞Ｍ）の受信信号ベクトルｘ’の次元数を低減して、Ｍ次元の受信信号ベクトルｘを直接波遅延時間推定部２２及び直交射影部２４に出力する処理を実施する。なお、受信信号ベクトル次元数低減部４２は受信信号ベクトル次元数低減手段を構成している。

次元数復元部４３は直交射影部２４から出力された直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullの次元数をＭ’次元に上げて、Ｍ’次元の直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ’_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する処理を実施する。なお、次元数復元部４３は次元数復元手段を構成している。

次に動作について説明する。
ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６及び受信信号ベクトル形成部１７の処理内容は、上記実施の形態１と同様であるが、ここでは説明の便宜上、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６によりＭ’次元の周波数スペクトルｚ_ref ^'（ｆ）が算出され、受信信号ベクトル形成部１７によりＭ’次元の受信信号ベクトルｘ’が算出されるものとする。

受信信号ベクトル次元数低減部４２は、受信信号ベクトル形成部１７がＭ’次元の受信信号ベクトルｘ’を算出すると、下記の式（３９）に示すように、（Ｍ’×Ｍ）行列である次元低減化行列Ｔを用いて、Ｍ’次元の受信信号ベクトルｘ’をＭ次元に低減し、Ｍ次元の受信信号ベクトルｘを直接波遅延時間推定部２２及び直交射影部２４に出力する。

ＲＥＦ系次元数低減部４１は、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６がＭ’次元の周波数スペクトルｚ_ref ^'（ｆ）を算出すると、受信信号ベクトル次元数低減部４２と同様に、（Ｍ’×Ｍ）行列である次元低減化行列Ｔを用いて、Ｍ’次元の周波数スペクトルｚ_ref ^'（ｆ）の次元数を低減して、Ｍ次元の周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を電力スペクトル算出部２１に出力する。

電力スペクトル算出部２１は、ＲＥＦ系次元数低減部４１からＭ次元の周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、その周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を上記の式（３３）に代入することで、直接波ｂ_ref（ｔ）の周波数スペクトルＢ_ref（ｆ）を算出し、その周波数スペクトルＢ_ref（ｆ）を上記の式（３２）に代入することで、ステアリングベクトルａ₀である電力スペクトルを算出する。
直接波遅延時間推定部２２は、上記実施の形態１と同様の方法で、遅延時間Δｔ₀を推定し、その遅延時間Δｔ₀を上記の式（２２）に代入して位相回転行列Ｄを算出する。

直交射影行列算出部２３は、電力スペクトル算出部２１がステアリングベクトルａ₀である電力スペクトルを算出し、直接波遅延時間推定部２２が位相回転行列Ｄを算出すると、上記実施の形態１と同様に、その電力スペクトルａ₀と位相回転行列Ｄを上記の式（２６）に代入して直交射影行列Ｐ_nullを算出する。
直交射影部２４は、直交射影行列算出部２３が直交射影行列Ｐ_nullを算出すると、上記実施の形態１と同様に、受信信号ベクトル次元数低減部４２から出力されたＭ次元の受信信号ベクトルｘに対して、その直交射影行列Ｐ_nullを乗算して、その受信信号ベクトルｘに含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullを次元数復元部４３に出力する。

次元数復元部４３は、直交射影部２４から直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullを受けると、下記の式（４０）に示すように、Ｍ次元の受信信号ベクトルｘ_nullの次元数をＭ’次元に上げて、Ｍ’次元の直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ’_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する。

以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出されたＭ’次元（Ｍ’＞Ｍ）の周波数スペクトルｚ_ref ^'（ｆ）の次元数を低減して、Ｍ次元の周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を電力スペクトル算出部２１に出力するＲＥＦ系次元数低減部４１と、受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＭ’次元（Ｍ’＞Ｍ）の受信信号ベクトルｘ’の次元数を低減して、Ｍ次元の受信信号ベクトルｘを直接波遅延時間推定部２２及び直交射影部２４に出力する受信信号ベクトル次元数低減部４２とを設けているので、次元数が小さい受信信号ベクトルｘと周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）から直交射影行列Ｐ_nullを算出することができるようになり、その結果、受信信号ベクトルｘの次元数が大きい場合でも、演算負荷を少なくすることができる効果を奏する。

実施の形態４．
上記実施の形態３では、ＲＥＦ系次元数低減部４１、受信信号ベクトル次元数低減部４２及び次元数復元部４３を上記実施の形態１のパッシブレーダ装置に適用するものを示したが、ＲＥＦ系次元数低減部４１、受信信号ベクトル次元数低減部４２及び次元数復元部４３を上記実施の形態２のパッシブレーダ装置に適用するようにしてもよい。
図５はこの発明の実施の形態４によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部１８を示す構成図である。

ＲＥＦ系次元数低減部４１、受信信号ベクトル次元数低減部４２及び次元数復元部４３を上記実施の形態２のパッシブレーダ装置に適用する場合、上記実施の形態２と同様に、ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合でも、直接波の抑圧能力の劣化を回避して、精度よく目標を探知することができる効果を奏する。
また、ＲＥＦ系次元数低減部４１、受信信号ベクトル次元数低減部４２及び次元数復元部４３を設けていることで、上記実施の形態３と同様に、受信信号ベクトルｘの次元数が大きい場合でも、演算負荷を少なくすることができる効果を奏する。

実施の形態５．
この実施の形態５のパッシブレーダ装置は、ＳＵＲ系の受信チャネル数が１である場合でも適用可能であり、周波数スペクトル成分のサンプル数と比べて極めて小さいスナップショット数で良好に動作し、かつ、演算負荷が小さく、さらにアダプティブアレーとの併用も可能な方法で直接波抑圧を行うものである。
図６はこの発明の実施の形態５によるパッシブレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。

直接波抑圧部５０は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＮ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）に含まれている直接波の相互相関成分を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する処理を実施する。なお、直接波抑圧部５０は直接波抑圧手段を構成している。

図７はこの発明の実施の形態５によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部５０を示す構成図であり、図において、図２と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
相関行列算出部５１は受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＮ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）を用いて、相関行列の推定値Ｒ_xを算出する処理を実施する。なお、相関行列算出部５１は相関行列算出手段を構成している。

直交射影行列算出部５２は相関行列算出部５１により算出された相関行列の推定値Ｒ_xの固有値・固有ベクトル解析を行い、最大固有値に対応する固有ベクトルｅ₁を用いて、直交射影行列Ｐ_nullを算出する処理を実施する。なお、直交射影行列算出部５２は直交射影行列算出手段を構成している。

図６の例では、パッシブレーダ装置の構成要素であるＳＵＲ系アンテナ１１、ＳＵＲ系受信機１２、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３、ＲＥＦ系アンテナ１４、ＲＥＦ系受信機１５、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６、受信信号ベクトル形成部１７、直接波抑圧部５０及びＩＤＦＴ処理部１９のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを示したが、パッシブレーダ装置の全部又は一部がコンピュータで構成されていてもよい。
例えば、ＳＵＲ系アンテナ１１とＲＥＦ系アンテナ１４を除く部分をコンピュータで構成する場合、ＳＵＲ系受信機１２、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３、ＲＥＦ系受信機１５、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６、受信信号ベクトル形成部１７、直接波抑圧部５０及びＩＤＦＴ処理部１９の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

次に動作について説明する。
パッシブレーダ装置３と非協調に動作する送信局１が送信信号ｂ（ｔ）を生成し、送信アンテナ２から送信局１により生成された送信信号ｂ（ｔ）が空間に放射される。
これにより、Ｋ個の目標に反射して伝搬されてきた送信信号ｂ（ｔ）の間接波がＳＵＲ系アンテナ１１に受信され、目標に反射することなく送信アンテナ２から直接伝搬されてきた送信信号ｂ（ｔ）の直接波がＳＵＲ系アンテナ１１及びＲＥＦ系アンテナ１４に受信される。

ＳＵＲ系受信機１２は、ＳＵＲ系アンテナ１１の受信信号の周波数を変換する処理や、その受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換処理などを実施して、ディジタルの受信信号ｚ_sur（ｔ）をＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３に出力する。
このとき、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３に出力される受信信号ｚ_sur（ｔ）は、上記の式（３）のように表される。

ＲＥＦ系受信機１５は、ＲＥＦ系アンテナ１４の受信信号の周波数を変換する処理や、その受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡＤ変換処理などを実施して、ディジタルの受信信号ｚ_ref（ｔ）をＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６に出力する。
このとき、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６に出力される受信信号ｚ_ref（ｔ）は、上記の式（６）のように表される。

ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３は、ＳＵＲ系受信機１２から受信信号ｚ_sur（ｔ）を受けると、その受信信号ｚ_sur（ｔ）をＤＦＴして、その受信信号の周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）を算出する。
ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３により算出される周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）は、上記の式（９）のように表される。

ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６は、ＲＥＦ系受信機１５から受信信号ｚ_ref（ｔ）を受けると、その受信信号ｚ_ref（ｔ）をＤＦＴして、その受信信号の周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を算出する。
ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出される周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）は、上記の式（１０）のように表される。

受信信号ベクトル形成部１７は、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３が周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）を算出し、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６が周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を算出すると、その周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）と周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）から、Ｍ次元の受信信号ベクトルｘを形成する。
受信信号ベクトル形成部１７により形成されるＭ次元の受信信号ベクトルｘは、上記の式（１５）のように表される。

直接波抑圧部５０は、受信信号ベクトル形成部１７がＮ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を形成すると、Ｎ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）に含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する。
具体的には、以下のようにして、直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を抑圧して、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する。
ここでは、説明の便宜上、スナップショットの数をＮ個とし、スナップショット番号に合わせて受信信号ベクトルをｘ（ｎ）のように表記している。

直接波抑圧部５０の相関行列算出部５１は、受信信号ベクトル形成部１７がＮ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）を形成すると、下記の式（４１）に示すように、Ｎ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）を用いて、相関行列の推定値Ｒ_xを算出する。

直交射影行列算出部５２は、相関行列算出部５１が相関行列の推定値Ｒ_xを算出すると、その相関行列の推定値Ｒ_xの固有値・固有ベクトル解析を行い、下記の式（４２）に示すように、最大固有値に対応する固有ベクトルｅ₁を用いて、直交射影行列Ｐ_nullを算出する。

ここで、相関行列のランクに相当する信号固有値を高精度に求めるために必要なスナップショットは一般にランクの２倍以上とされる。
パッシブレーダ装置における信号固有値は、直接波、目標、ならびにクラッタ等であり、多くとも数十個である。例えば、信号固有値が８個であれば、必要なスナップショットの数は１６以上となる。
したがって、周波数スペクトル成分のサンプル数Ｍと比べると、極めて小さいスナップショット数で直接波の抑圧のための直交射影行列Ｐ_nullを算出することができる。
逆行列を用いる場合に必要なスナップショット数が２Ｍ以上になることと比べると、大幅なスナップショット数の低減である。

直交射影部２４は、直交射影行列算出部５２が直交射影行列Ｐ_nullを算出すると、上記の式（２７）に示すように、受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＭ次元の受信信号ベクトルｘに対して、その直交射影行列Ｐ_nullを乗算して、その受信信号ベクトルｘに含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する。

ＩＤＦＴ処理部１９は、直接波抑圧部５０から直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullを受けると、式（２８）に示すように、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴすることで、目標信号として間接波の相互相関成分ｙ_nullを算出する。

以上で明らかなように、この実施の形態５によれば、送信局１から送信信号ｂ（ｔ）が空間に放射されたのち、目標に反射することなく送信局１から直接伝搬してきた送信信号ｂ（ｔ）の直接波及び目標に反射して伝搬してきた送信信号ｂ（ｔ）の間接波を受信するＳＵＲ系アンテナ１１と、ＳＵＲ系アンテナ１１の受信信号ｚ_sur（ｔ）をＤＦＴして、その受信信号の周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）を算出するＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３と、目標に反射することなく送信局１から直接伝搬してきた送信信号ｂ（ｔ）の直接波を受信するＲＥＦ系アンテナ１４と、ＲＥＦ系アンテナ１４の受信信号ｚ_ref（ｔ）をＤＦＴして、その受信信号の周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）を算出するＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６と、ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３により算出された周波数スペクトルｚ_sur（ｆ）とＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６により算出された周波数スペクトルｚ_ref（ｆ）から受信信号ベクトルｘを形成する受信信号ベクトル形成部１７と、受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＮ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）に含まれている直接波の相互相関成分を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する直接波抑圧部５０とを設け、ＩＤＦＴ処理部１９が、直接波抑圧部５０から出力された直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴして、間接波の相互相関成分ｙ_nullを算出するように構成したので、演算負荷の増加やコスト高を招くことなく、直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を十分に抑圧して、精度よく目標を探知することができる効果を奏する。

即ち、この実施の形態５のパッシブレーダ装置は、ＳＵＲ系の受信チャネル数が１である場合も適用可能であり、周波数スペクトル成分のサンプル数と比べて極めて小さいスナップショット数より求めた直交射影行列Ｐ_nullにより直接波を抑圧することが可能であるという効果がある。
また、逆行列演算を用いないため、演算負荷を小さくできるという効果がある。加えて、直接波の到来角に依存する振幅や位相を用いないため、アダプティブアレーとの併用も可能であるという効果がある。

実施の形態６．
上記実施の形態５の方式では、ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合、直接波の抑圧能力が劣化することがある。
この実施の形態６は、ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合でも、直接波の抑圧能力の劣化を回避できる方式を提供するものである。

この実施の形態６の場合も、パッシブレーダ装置の全体構成は上記実施の形態５と同様であり、図６の構成となる。
図８はこの発明の実施の形態６によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部５０を示す構成図であり、図において、図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
受信信号ベクトル分割部６１は受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＮ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）を複数のサブバンドに分割して、サブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）を出力する処理を実施する。なお、受信信号ベクトル分割部６１は受信信号ベクトル分割手段を構成している。

相関行列算出部６２は受信信号ベクトル分割部６１から出力されたＮ個のスナップショットのサブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）を用いて、サブバンド毎の相関行列の推定値Ｒ_x ^(ch)を算出する処理を実施する。なお、相関行列算出部６２は相関行列算出手段を構成している。
直交射影行列算出部６３は相関行列算出部６２により算出されたサブバンド毎の相関行列の推定値Ｒ_x ^(ch)の固有値・固有ベクトル解析を行い、最大固有値に対応する固有ベクトルｅ₁を用いて、サブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を算出する処理を実施する。なお、直交射影行列算出部６３は直交射影行列算出手段を構成している。

次に動作について説明する。
直接波抑圧部１８の受信信号ベクトル分割部６１は、受信信号ベクトル形成部１７が上記実施の形態５と同様にして、Ｎ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）を形成すると、その受信信号ベクトルｘ（ｎ）を複数のサブバンドに分割して、サブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）を出力する。
受信信号ベクトル分割部６１から出力されるサブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）は、上記の式（３６）を満たすものである。

相関行列算出部６２は、受信信号ベクトル分割部６１からサブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）を受けると、上記の式（４１）に示すように、サブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）を用いて、サブバンド毎の相関行列の推定値Ｒ_x ^(ch)を算出する。
直交射影行列算出部６３は、相関行列算出部６２がサブバンド毎の相関行列の推定値Ｒ_x ^(ch)を算出すると、サブバンド毎の相関行列の推定値Ｒ_x ^(ch)の固有値・固有ベクトル解析を行い、上記の式（４２）に示すように、最大固有値に対応する固有ベクトルｅ₁を用いて、サブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を算出する。

直交射影部３３は、直交射影行列算出部６３がサブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を算出すると、上記の式（２７）と同様に、受信信号ベクトル分割部６１から出力されたサブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）に対して、サブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を乗算して、その受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）に含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀ ^(ch)を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_null ^(ch)をＩＤＦＴ処理部１９に出力する。

ＩＤＦＴ処理部１９は、直接波抑圧部５０からサブバンド毎の直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_null ^(ch)を受けると、これらの受信信号ベクトルｘ_null ^(ch)を並べることで、サブバンドに分割されていない直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullを求め、式（２８）に示すように、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullをＩＤＦＴすることで、目標信号として間接波の相互相関成分ｙ_nullを算出する。

以上で明らかなように、この実施の形態６によれば、受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＮ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）を複数のサブバンドに分割して、サブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）を出力する受信信号ベクトル分割部６１と、受信信号ベクトル分割部６１から出力されたＮ個のスナップショットのサブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）を用いて、サブバンド毎の相関行列の推定値Ｒ_x ^(ch)を算出する相関行列算出部６２と、相関行列算出部６２により算出されたサブバンド毎の相関行列の推定値Ｒ_x ^(ch)の固有値・固有ベクトル解析を行い、最大固有値に対応する固有ベクトルｅ₁を用いて、サブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を算出する直交射影行列算出部６３とを設け、直交射影部３３が、受信信号ベクトル分割部６１から出力されたサブバンド分割後の受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）に対して、サブバンド毎の直交射影行列Ｐ_null ^(ch)を乗算して、その受信信号ベクトルｘ^(ch)（ｎ）に含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀ ^(ch)を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_null ^(ch)をＩＤＦＴ処理部１９に出力するように構成したので、ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合でも、直接波の抑圧能力の劣化を回避して、精度よく目標を探知することができる効果を奏する。

即ち、この実施の形態６のパッシブレーダ装置は、サブバンド毎に直接波の抑圧を行うため、ＳＵＲ系とＲＥＦ系のインパルス応答が異なるようなマルチパスフェージング環境下において、より高性能な直接波の抑圧が可能であるという効果がある。
また、上記実施の形態５と同様に、ＳＵＲ系の受信チャネル数が１である場合も適用可能であり、周波数スペクトル成分のサンプル数と比べて極めて小さいスナップショット数より求めた直交射影行列Ｐ_nullにより直接波を抑圧することが可能であるという効果がある。
また、逆行列演算を用いないため、演算負荷を小さくできるという効果がある。加えて、直接波の到来角に依存する振幅や位相を用いないため、アダプティブアレーとの併用も可能であるという効果がある。

実施の形態７．
上記実施の形態５では、受信信号ベクトルｘの次元数が大きい場合、演算負荷が大きくなることがあるが、この実施の形態７は、受信信号ベクトルｘの次元数が大きい場合でも、演算負荷が大きくならないようにしている。

この実施の形態７の場合も、パッシブレーダ装置の全体構成は上記実施の形態５と同様であり、図６の構成となる。
図９はこの発明の実施の形態７によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部５０を示す構成図であり、図において、図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
受信信号ベクトル次元数低減部７１は受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＮ個のスナップショットのＭ’次元（Ｍ’＞Ｍ）の受信信号ベクトルｘ’（ｎ）の次元数を低減して、Ｍ次元の受信信号ベクトルｘ（ｎ）を相関行列算出部５１及び直交射影部２４に出力する処理を実施する。なお、受信信号ベクトル次元数低減部７１は受信信号ベクトル次元数低減手段を構成している。

次元数復元部７２は直交射影部２４から出力された直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullの次元数をＭ’次元に上げて、Ｍ’次元の直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ’_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する処理を実施する。なお、次元数復元部７２は次元数復元手段を構成している。

次に動作について説明する。
ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部１３、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６及び受信信号ベクトル形成部１７の処理内容は、上記実施の形態５と同様であるが、ここでは説明の便宜上、ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部１６によりＭ’次元の周波数スペクトルｚ_ref ^'（ｆ）が算出され、受信信号ベクトル形成部１７によりＮ個のスナップショットのＭ’次元の受信信号ベクトルｘ’（ｎ）が算出されるものとする。

直接波抑圧部５０の受信信号ベクトル次元数低減部７１は、受信信号ベクトル形成部１７がＮ個のスナップショットのＭ’次元（Ｍ’＞Ｍ）の受信信号ベクトルｘ’（ｎ）を算出すると、上記の式（３９）に示すように、（Ｍ’×Ｍ）行列である次元低減化行列Ｔを用いて、Ｍ’次元の受信信号ベクトルｘ’（ｎ）をＭ次元に低減し、Ｍ次元の受信信号ベクトルｘ（ｎ）を相関行列算出部５１及び直交射影部２４に出力する。

相関行列算出部５１は、受信信号ベクトル次元数低減部７１により次元数がＭ次元に低減されたＮ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）を受けると、上記の式（４１）に示すように、Ｎ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）を用いて、相関行列の推定値Ｒ_xを算出する。
直交射影行列算出部５２は、相関行列算出部５１が相関行列の推定値Ｒ_xを算出すると、その相関行列の推定値Ｒ_xの固有値・固有ベクトル解析を行い、上記の式（４２）に示すように、最大固有値に対応する固有ベクトルｅ₁を用いて、直交射影行列Ｐ_nullを算出する。

直交射影部２４は、直交射影行列算出部５２が直交射影行列Ｐ_nullを算出すると、上記の式（２７）に示すように、受信信号ベクトル次元数低減部７１から出力されたＭ次元の受信信号ベクトルｘに対して、その直交射影行列Ｐ_nullを乗算して、その受信信号ベクトルｘに含まれている直接波の相互相関成分α₀Ｄａ₀を抑圧し、直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullを次元数復元部７２に出力する。

次元数復元部７２は、直交射影部２４から直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ_nullを受けると、上記の式（４０）に示すように、Ｍ次元の受信信号ベクトルｘ_nullの次元数をＭ’次元に上げて、Ｍ’次元の直接波抑圧後の受信信号ベクトルｘ’_nullをＩＤＦＴ処理部１９に出力する。

以上で明らかなように、この実施の形態７によれば、受信信号ベクトル形成部１７により形成されたＮ個のスナップショットのＭ’次元（Ｍ’＞Ｍ）の受信信号ベクトルｘ’（ｎ）の次元数を低減して、Ｍ次元の受信信号ベクトルｘ（ｎ）を相関行列算出部５１及び直交射影部２４に出力する受信信号ベクトル次元数低減部７１を設けているので、次元数が小さいＮ個のスナップショットの受信信号ベクトルｘ（ｎ）から直交射影行列Ｐ_nullを算出することができるようになり、その結果、受信信号ベクトルｘ（ｎ）の次元数が大きい場合でも、演算負荷を少なくすることができる効果を奏する。

実施の形態８．
上記実施の形態７では、受信信号ベクトル次元数低減部７１及び次元数復元部７２を上記実施の形態５のパッシブレーダ装置に適用するものを示したが、受信信号ベクトル次元数低減部７１及び次元数復元部７２を上記実施の形態６のパッシブレーダ装置に適用するようにしてもよい。
図１０はこの発明の実施の形態８によるパッシブレーダ装置の直接波抑圧部５０を示す構成図である。

受信信号ベクトル次元数低減部７１及び次元数復元部７２を上記実施の形態６のパッシブレーダ装置に適用する場合、上記実施の形態６と同様に、ＳＵＲ系とＲＥＦ系におけるマルチパスフェージングのインパルス応答が異なる場合でも、直接波の抑圧能力の劣化を回避して、精度よく目標を探知することができる効果を奏する。
また、受信信号ベクトル次元数低減部７１及び次元数復元部７２を設けていることで、上記実施の形態７と同様に、受信信号ベクトルｘ（ｎ）の次元数が大きい場合でも、演算負荷を少なくすることができる効果を奏する。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１ 送信局、２ 送信アンテナ、３ パッシブレーダ装置、１１ ＳＵＲ系アンテナ（第１のアンテナ）、１２ ＳＵＲ系受信機、１３ ＳＵＲ系ＤＦＴ処理部（第１の周波数スペクトル算出手段）、１４ ＲＥＦ系アンテナ（第２のアンテナ）、１５ ＲＥＦ系受信機、１６ ＲＥＦ系ＤＦＴ処理部（第２の周波数スペクトル算出手段）、１７ 受信信号ベクトル形成部（受信信号ベクトル形成手段）、１８ 直接波抑圧部（直接波抑圧手段）、１９ ＩＤＦＴ処理部（間接波相互相関成分算出手段）、２１ 電力スペクトル算出部（電力スペクトル算出手段）、２２ 直接波遅延時間推定部（遅延時間推定手段）、２３ 直交射影行列算出部（直交射影行列算出手段）、２４ 直交射影部（直交射影手段）、３１ 受信信号ベクトル分割部（受信信号ベクトル分割手段）、３２ 直交射影行列算出部（直交射影行列算出手段）、３３ 直交射影部（直交射影手段）、４１ ＲＥＦ系次元数低減部（周波数スペクトル次元数低減手段）、４２ 受信信号ベクトル次元数低減部（受信信号ベクトル次元数低減手段）、４３ 次元数復元部（次元数復元手段）、５０ 直接波抑圧部（直接波抑圧手段）、５１ 相関行列算出部（相関行列算出手段）、５２ 直交射影行列算出部（直交射影行列算出手段）、６１ 受信信号ベクトル分割部（受信信号ベクトル分割手段）、６２ 相関行列算出部（相関行列算出手段）、６３ 直交射影行列算出部（直交射影行列算出手段）、７１ 受信信号ベクトル次元数低減部（受信信号ベクトル次元数低減手段）、７２ 次元数復元部（次元数復元手段）。

Claims (10)

1. 送信局から送信信号が空間に放射されたのち、目標に反射することなく上記送信局から直接伝搬してきた上記送信信号の直接波及び上記目標に反射して伝搬してきた上記送信信号の間接波を受信する第１のアンテナと、
   上記第１のアンテナの受信信号を離散フーリエ変換して、上記受信信号の周波数スペクトルを算出する第１の周波数スペクトル算出手段と、
   上記目標に反射することなく上記送信局から直接伝搬してきた上記送信信号の直接波を受信する第２のアンテナと、
   上記第２のアンテナの受信信号を離散フーリエ変換して、上記受信信号の周波数スペクトルを算出する第２の周波数スペクトル算出手段と、
   上記第１の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルと上記第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルの複素共役との積であるスペクトル乗算値を複数の周波数について算出し、前記複数の周波数に係るスペクトル乗算値を成分とする受信信号ベクトルを形成する受信信号ベクトル形成手段と、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルから、上記第１のアンテナに対する直接波の到来時間と上記第２のアンテナに対する直接波の到来時間との差分である遅延時間を推定して、上記遅延時間と上記第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルから、直接波の相互相関成分の抑圧に用いる直交射影行列を算出し、上記直交射影行列を用いて、上記受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直接波抑圧手段と、
   上記直接波抑圧手段により直接波の相互相関成分が抑圧された受信信号ベクトルを逆離散フーリエ変換して、上記間接波の相互相関成分を算出する間接波相互相関成分算出手段とを備えたパッシブレーダ装置。
2. 上記直接波抑圧手段は、
   上記第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルから上記第２のアンテナの受信信号の電力スペクトルを算出する電力スペクトル算出手段と、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルから、上記第１のアンテナに対する直接波の到来時間と上記第２のアンテナに対する直接波の到来時間との差分である遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、
   上記電力スペクトル算出手段により算出された電力スペクトルと上記遅延時間推定手段により推定された遅延時間から、直接波の相互相関成分の抑圧に用いる直交射影行列を算出する直交射影行列算出手段と、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルに対して、上記直交射影行列算出手段により算出された直交射影行列を乗算して、上記受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直交射影手段と
   から構成されていることを特徴とする請求項１記載のパッシブレーダ装置。
3. 上記直接波抑圧手段は、
   上記第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルから上記第２のアンテナの受信信号の電力スペクトルを算出する電力スペクトル算出手段と、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルから、上記第１のアンテナに対する直接波の到来時間と上記第２のアンテナに対する直接波の到来時間との差分である遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルを複数のサブバンドに分割して、サブバンド分割後の受信信号ベクトルを出力する受信信号ベクトル分割手段と、
   上記電力スペクトル算出手段により算出された電力スペクトルと上記遅延時間推定手段により推定された遅延時間から、直接波の相互相関成分の抑圧に用いるサブバンド毎の直交射影行列を算出する直交射影行列算出手段と、
   上記受信信号ベクトル分割手段から出力されたサブバンド分割後の受信信号ベクトルに対して、上記直交射影行列算出手段により算出されたサブバンド毎の直交射影行列を乗算して、当該受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直交射影手段と
   から構成されていることを特徴とする請求項１記載のパッシブレーダ装置。
4. 上記直接波抑圧手段は、
   上記第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルの次元数を低減する周波数スペクトル次元数低減手段と、
   上記周波数スペクトル次元数低減手段により次元数が低減された周波数スペクトルから上記第２のアンテナの受信信号の電力スペクトルを算出する電力スペクトル算出手段と、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルの次元数を低減する受信信号ベクトル次元数低減手段と、
   上記受信信号ベクトル次元数低減手段により次元数が低減された受信信号ベクトルから、上記第１のアンテナに対する直接波の到来時間と上記第２のアンテナに対する直接波の到来時間との差分である遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、
   上記電力スペクトル算出手段により算出された電力スペクトルと上記遅延時間推定手段により推定された遅延時間から、直接波の相互相関成分の抑圧に用いる直交射影行列を算出する直交射影行列算出手段と、
   上記受信信号ベクトル次元数低減手段により次元数が低減された受信信号ベクトルに対して、上記直交射影行列算出手段により算出された直交射影行列を乗算して、上記受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直交射影手段と、
   上記直交射影手段により直接波の相互相関成分が抑圧された受信信号ベクトルの次元数を、上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルの次元数まで上げる次元数復元手段と
   から構成されていることを特徴とする請求項１記載のパッシブレーダ装置。
5. 上記直接波抑圧手段は、
   上記第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルの次元数を低減する周波数スペクトル次元数低減手段と、
   上記周波数スペクトル次元数低減手段により次元数が低減された周波数スペクトルから上記第２のアンテナの受信信号の電力スペクトルを算出する電力スペクトル算出手段と、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルの次元数を低減する受信信号ベクトル次元数低減手段と、
   上記受信信号ベクトル次元数低減手段により次元数が低減された受信信号ベクトルから、上記第１のアンテナに対する直接波の到来時間と上記第２のアンテナに対する直接波の到来時間との差分である遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、
   上記受信信号ベクトル次元数低減手段により次元数が低減された受信信号ベクトルを複数のサブバンドに分割して、サブバンド分割後の受信信号ベクトルを出力する受信信号ベクトル分割手段と、
   上記電力スペクトル算出手段により算出された電力スペクトルと上記遅延時間推定手段により推定された遅延時間から、直接波の相互相関成分の抑圧に用いるサブバンド毎の直交射影行列を算出する直交射影行列算出手段と、
   上記受信信号ベクトル分割手段から出力されたサブバンド分割後の受信信号ベクトルに対して、上記直交射影行列算出手段により算出されたサブバンド毎の直交射影行列を乗算して、当該受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直交射影手段と
   上記直交射影手段により直接波の相互相関成分が抑圧された受信信号ベクトルの次元数を、上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルの次元数まで上げる次元数復元手段と
   から構成されていることを特徴とする請求項１記載のパッシブレーダ装置。
6. 送信局から送信信号が空間に放射されたのち、目標に反射することなく上記送信局から直接伝搬してきた上記送信信号の直接波及び上記目標に反射して伝搬してきた上記送信信号の間接波を受信する第１のアンテナと、
   上記第１のアンテナの受信信号を離散フーリエ変換して、上記受信信号の周波数スペクトルを算出する第１の周波数スペクトル算出手段と、
   上記目標に反射することなく上記送信局から直接伝搬してきた上記送信信号の直接波を受信する第２のアンテナと、
   上記第２のアンテナの受信信号を離散フーリエ変換して、上記受信信号の周波数スペクトルを算出する第２の周波数スペクトル算出手段と、
   上記第１の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルと上記第２の周波数スペクトル算出手段により算出された周波数スペクトルの複素共役との積であるスペクトル乗算値を複数の周波数について算出し、前記複数の周波数に係るスペクトル乗算値を成分とする複数のスナップショットの受信信号ベクトルを形成する受信信号ベクトル形成手段と、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された複数のスナップショットの受信信号ベクトルから相関行列を算出して、上記相関行列から直接波の相互相関成分の抑圧に用いる直交射影行列を算出し、上記直交射影行列を用いて、上記受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直接波抑圧手段と、
   上記直接波抑圧手段により直接波の相互相関成分が抑圧された受信信号ベクトルを逆離散フーリエ変換して、上記間接波の相互相関成分を算出する間接波相互相関成分算出手段とを備えたパッシブレーダ装置。
7. 上記直接波抑圧手段は、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された複数のスナップショットの受信信号ベクトルを用いて、相関行列を算出する相関行列算出手段と、
   上記相関行列算出手段により算出された相関行列から、直接波の相互相関成分の抑圧に用いる直交射影行列を算出する直交射影行列算出手段と、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルに対して、上記直交射影行列算出手段により算出された直交射影行列を乗算して、上記受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直交射影手段と
   から構成されていることを特徴とする請求項６記載のパッシブレーダ装置。
8. 上記直接波抑圧手段は、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された複数のスナップショットの受信信号ベクトルを複数のサブバンドに分割して、サブバンド分割後の受信信号ベクトルを出力する受信信号ベクトル分割手段と、
   上記受信信号ベクトル分割手段から出力された複数のスナップショットのサブバンド分割後の受信信号ベクトルを用いて、サブバンド毎の相関行列を算出する相関行列算出手段と、
   上記相関行列算出手段により算出されたサブバンド毎の相関行列から、直接波の相互相関成分の抑圧に用いるサブバンド毎の直交射影行列を算出する直交射影行列算出手段と、
   上記受信信号ベクトル分割手段から出力されたサブバンド分割後の受信信号ベクトルに対して、上記直交射影行列算出手段により算出されたサブバンド毎の直交射影行列を乗算して、当該受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直交射影手段と
   から構成されていることを特徴とする請求項６記載のパッシブレーダ装置。
9. 上記直接波抑圧手段は、
   上記受信信号ベクトル形成手段により形成された複数のスナップショットの受信信号ベクトルの次元数を低減する受信信号ベクトル次元数低減手段と、
   上記受信信号ベクトル次元数低減手段により次元数が低減された複数のスナップショットの受信信号ベクトルを用いて、相関行列を算出する相関行列算出手段と、
   上記相関行列算出手段により算出された相関行列から、直接波の相互相関成分の抑圧に用いる直交射影行列を算出する直交射影行列算出手段と、
   上記受信信号ベクトル次元数低減手段により次元数が低減された受信信号ベクトルに対して、上記直交射影行列算出手段により算出された直交射影行列を乗算して、上記受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直交射影手段と、
   上記直交射影手段により直接波の相互相関成分が抑圧された受信信号ベクトルの次元数を、上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルの次元数まで上げる次元数復元手段と
   から構成されていることを特徴とする請求項６記載のパッシブレーダ装置。
10. 上記直接波抑圧手段は、
    上記受信信号ベクトル形成手段により形成された複数のスナップショットの受信信号ベクトルの次元数を低減する受信信号ベクトル次元数低減手段と、
    上記受信信号ベクトル次元数低減手段により次元数が低減された複数のスナップショットの受信信号ベクトルを複数のサブバンドに分割して、サブバンド分割後の受信信号ベクトルを出力する受信信号ベクトル分割手段と、
    上記受信信号ベクトル分割手段から出力された複数のスナップショットのサブバンド分割後の受信信号ベクトルを用いて、サブバンド毎の相関行列を算出する相関行列算出手段と、
    上記相関行列算出手段により算出されたサブバンド毎の相関行列から、直接波の相互相関成分の抑圧に用いるサブバンド毎の直交射影行列を算出する直交射影行列算出手段と、
    上記受信信号ベクトル分割手段から出力されたサブバンド分割後の受信信号ベクトルに対して、上記直交射影行列算出手段により算出されたサブバンド毎の直交射影行列を乗算して、当該受信信号ベクトルに含まれている直接波の相互相関成分を抑圧する直交射影手段と、
    上記直交射影手段により直接波の相互相関成分が抑圧された受信信号ベクトルの次元数を、上記受信信号ベクトル形成手段により形成された受信信号ベクトルの次元数まで上げる次元数復元手段と
    から構成されていることを特徴とする請求項６記載のパッシブレーダ装置。

Images