JP4977849B2 - 電波到来方向探知装置 - Google Patents
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Description
この発明は、素子アンテナにより受信される電波の到来方向を探知する電波到来方向探知装置に関するものである。
素子アンテナにより受信される電波の数を推定する従来の電波到来方向探知装置は、例えば、以下の非特許文献１に開示されている。
従来の電波到来方向探知装置では、複数の素子アンテナの受信信号から相関行列を算出し、その相関行列を固有値分解して、その相関行列の固有値と固有ベクトルを算出するようにしている。
相関行列の固有値には、雑音の対応成分に到来波の信号成分が重畳されるので、大きい固有値の個数から到来波の数を推定することができる。
ただし、複数の素子アンテナの受信信号に含まれる雑音電力が全て等しい場合には、大きい固有値の個数から到来波の数を正確に推定することができるが、複数の素子アンテナの受信信号に含まれる雑音電力にばらつきがある場合には、大きい固有値の個数から到来波の数を推定しても、正確に到来波の数を推定することができない。
従来の電波到来方向探知装置では、複数の素子アンテナの受信信号から相関行列を算出し、その相関行列を固有値分解して、その相関行列の固有値と固有ベクトルを算出するようにしている。
相関行列の固有値には、雑音の対応成分に到来波の信号成分が重畳されるので、大きい固有値の個数から到来波の数を推定することができる。
ただし、複数の素子アンテナの受信信号に含まれる雑音電力が全て等しい場合には、大きい固有値の個数から到来波の数を正確に推定することができるが、複数の素子アンテナの受信信号に含まれる雑音電力にばらつきがある場合には、大きい固有値の個数から到来波の数を推定しても、正確に到来波の数を推定することができない。
また、到来波の数から雑音に対応する固有値が分るので、その固有値に対応する固有ベクトルを算出する。
雑音に対応する固有ベクトルは、到来方向に対応するステアリングベクトル（受信位相状態を示すベクトル）と直交する性質があるので、上記固有ベクトルとの内積が最小になるステアリングベクトルを探索することで、電波の到来方向を推定することができる。
雑音に対応する固有ベクトルは、到来方向に対応するステアリングベクトル（受信位相状態を示すベクトル）と直交する性質があるので、上記固有ベクトルとの内積が最小になるステアリングベクトルを探索することで、電波の到来方向を推定することができる。
Ｒ．Ｏ．Ｓｃｈｍｉｄｔ，"Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｅｍｉｔｔｅｒ ｌｏｃａｔｉｏｎ ａｎｄ ｓｉｇｎａｌ ｐａｒａｍｅｔｅｒ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ，"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇ．，ｖｏｌ．ＡＰ−３４，ｎｏ．３，ｐｐ．２７６−２８０，Ｍａｒｃｈ １９８６
従来の電波到来方向探知装置は以上のように構成されているので、複数の素子アンテナの受信信号に含まれる雑音電力が全て等しい場合には、大きい固有値の個数から到来波の数を正確に推定することができる。しかし、複数の素子アンテナの受信信号に含まれる雑音電力が全て等しいことを前提にして到来波の数を推定しているため、複数の素子アンテナの受信信号に含まれる雑音電力にばらつきがある場合には、正確に到来波の数を推定することができない。この場合、雑音に対応する固有ベクトルを抽出することができないため、正確に電波の到来方向を探知することができないなどの課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、複数の素子アンテナの受信信号に含まれる雑音電力にばらつきがある場合でも、正確に電波の到来方向を探知することができる電波到来方向探知装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電波到来方向探知装置は、複数の素子アンテナの受信信号にビーム間で大きさが等しい荷重を乗算し、荷重乗算後の受信信号を合成して複数のビーム信号を形成するビーム形成手段と、ビーム形成手段により形成されたビーム信号をサイクリックシフトするサイクリックシフト手段と、サイクリックシフト手段によりサイクリックシフトされたビーム信号から相関行列を演算し、上記相関行列の固有値から到来波の数を推定する到来波数推定手段とを設け、到来波数推定手段により推定された到来波の数、雑音に対応する固有ベクトル及び到来角度に応じた応答ベクトルから電波の到来方向を探知するようにしたものである。
この発明によれば、複数の素子アンテナの受信信号にビーム間で大きさが等しい荷重を乗算し、荷重乗算後の受信信号を合成して複数のビーム信号を形成するビーム形成手段と、ビーム形成手段により形成されたビーム信号をサイクリックシフトするサイクリックシフト手段と、サイクリックシフト手段によりサイクリックシフトされたビーム信号から相関行列を演算し、上記相関行列の固有値から到来波の数を推定する到来波数推定手段とを設け、到来波数推定手段により推定された到来波の数、雑音に対応する固有ベクトル及び到来角度に応じた応答ベクトルから電波の到来方向を探知するように構成したので、複数の素子アンテナの受信信号に含まれる雑音電力にばらつきがある場合でも、正確に電波の到来方向を探知することができる効果がある。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電波到来方向探知装置を示す構成図であり、図において、素子アンテナ１1〜１Mは到来波である電波を受信し、その受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を出力する。なお、受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）には受信機雑音成分ｎ1（ｔ）〜ｎM（ｔ）が含まれている。
ビーム形成部４1〜４Mは素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）にビーム間で大きさが等しい荷重ｗ1〜ｗMを乗算する乗算器２1〜２Mと、乗算器２1〜２Mによる荷重乗算後の受信信号を合成してビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成する合成器３とから構成されており、ビーム形成部４1〜４Mはビーム形成手段を構成している。
図１はこの発明の実施の形態１による電波到来方向探知装置を示す構成図であり、図において、素子アンテナ１1〜１Mは到来波である電波を受信し、その受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を出力する。なお、受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）には受信機雑音成分ｎ1（ｔ）〜ｎM（ｔ）が含まれている。
ビーム形成部４1〜４Mは素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）にビーム間で大きさが等しい荷重ｗ1〜ｗMを乗算する乗算器２1〜２Mと、乗算器２1〜２Mによる荷重乗算後の受信信号を合成してビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成する合成器３とから構成されており、ビーム形成部４1〜４Mはビーム形成手段を構成している。
サイクリックシフト処理部５はビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトする処理を実行する。なお、サイクリックシフト処理部５はサイクリックシフト手段を構成している。
相関行列計算部６はサイクリックシフト処理部５によりサイクリックシフトされたビーム信号ｙ1’（ｔ）〜ｙM’（ｔ）から相関行列を計算する処理を実行する。
固有値計算部７は相関行列計算部６により計算された相関行列の固有値を計算する処理を実行する。
到来波数推定部８は固有値計算部７により計算された相関行列の固有値から到来波の数Ｋを推定する処理を実行する。
なお、相関行列計算部６、固有値計算部７及び到来波数推定部８から到来波数推定手段が構成されている。
相関行列計算部６はサイクリックシフト処理部５によりサイクリックシフトされたビーム信号ｙ1’（ｔ）〜ｙM’（ｔ）から相関行列を計算する処理を実行する。
固有値計算部７は相関行列計算部６により計算された相関行列の固有値を計算する処理を実行する。
到来波数推定部８は固有値計算部７により計算された相関行列の固有値から到来波の数Ｋを推定する処理を実行する。
なお、相関行列計算部６、固有値計算部７及び到来波数推定部８から到来波数推定手段が構成されている。
相関行列計算部９はビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）から相関行列を計算する処理を実施する。
固有値分解処理部１０は相関行列計算部９により計算された相関行列を固有値分解することにより、その相関行列の固有値λ1〜λMを計算し、その固有値λ1〜λMから雑音に対応する固有ベクトルβi（ｉ＝Ｋ＋１，・・・，Ｍ）を抽出する処理を実施する。
なお、相関行列計算部９及び固有値分解処理部１０から固有ベクトル演算手段が構成されている。
固有値分解処理部１０は相関行列計算部９により計算された相関行列を固有値分解することにより、その相関行列の固有値λ1〜λMを計算し、その固有値λ1〜λMから雑音に対応する固有ベクトルβi（ｉ＝Ｋ＋１，・・・，Ｍ）を抽出する処理を実施する。
なお、相関行列計算部９及び固有値分解処理部１０から固有ベクトル演算手段が構成されている。
メモリ１１は到来角度に応じた応答ベクトルを記憶している。なお、メモリ１１は応答ベクトル記憶手段を構成している。
方位評価関数計算部１２は到来波数推定部８により推定された到来波の数Ｋ、固有値分解処理部１０により抽出された固有ベクトルβi及びメモリ１１に記憶されている応答ベクトルから方位評価関数Ｐ（θ）を計算する処理を実施する。
電波到来方向検出部１３は方位評価関数計算部１２により計算された方位評価関数Ｐ（θ）のピークを検出し、方位評価関数Ｐ（θ）がピークになる方向θを電波の到来方向として探知する処理を実施する。
なお、方位評価関数計算部１２及び電波到来方向検出部１３から到来方向探知手段が構成されている。
方位評価関数計算部１２は到来波数推定部８により推定された到来波の数Ｋ、固有値分解処理部１０により抽出された固有ベクトルβi及びメモリ１１に記憶されている応答ベクトルから方位評価関数Ｐ（θ）を計算する処理を実施する。
電波到来方向検出部１３は方位評価関数計算部１２により計算された方位評価関数Ｐ（θ）のピークを検出し、方位評価関数Ｐ（θ）がピークになる方向θを電波の到来方向として探知する処理を実施する。
なお、方位評価関数計算部１２及び電波到来方向検出部１３から到来方向探知手段が構成されている。
次に動作について説明する。
従来の電波到来方向探知装置では、複数の素子アンテナの受信信号から相関行列を算出し、その相関行列を固有値分解して求められる固有値から到来波の数を推定するようにしている。
例えば、素子アンテナの素子数がＭ本であるとすると、相関行列の固有値についても、同数のＭ個だけ算出される。
従来の電波到来方向探知装置では、複数の素子アンテナの受信信号から相関行列を算出し、その相関行列を固有値分解して求められる固有値から到来波の数を推定するようにしている。
例えば、素子アンテナの素子数がＭ本であるとすると、相関行列の固有値についても、同数のＭ個だけ算出される。
ここで、図３は受信機雑音成分の電力にばらつきがない場合の固有値モデルを示す説明図であり、図４は受信機雑音成分の電力にばらつきがある場合の固有値モデルを示す説明図である。
素子アンテナｍ（ｍ＝１，２，３，・・・，Ｍ）の受信信号がｘm（ｔ）、受信信号ｘm（ｔ）に含まれる受信機雑音成分がｎm（ｔ）とする。
このとき、Ｍ本の素子アンテナｍの受信機雑音成分ｎm（ｔ）の電力にばらつきがなく、この受信機雑音成分ｎm（ｔ）の電力をＰnとすると、図３に示すように、受信機雑音成分の電力ＰnがＭ個の固有値λ1〜λMに等分に配分される。
例えば、Ｋ波の到来波が存在する場合、Ｋ波の到来波に対応する成分μ1〜μKがＫ個の固有値λ1〜λKに重畳されるので、Ｋ個の固有値λ1〜λKが、他の雑音に対応する固有値λK+1〜λMよりも大きな値となる。したがって、固有値λ1〜λMの大きさを比較すれば、到来波の数Ｋを推定することができる。
素子アンテナｍ（ｍ＝１，２，３，・・・，Ｍ）の受信信号がｘm（ｔ）、受信信号ｘm（ｔ）に含まれる受信機雑音成分がｎm（ｔ）とする。
このとき、Ｍ本の素子アンテナｍの受信機雑音成分ｎm（ｔ）の電力にばらつきがなく、この受信機雑音成分ｎm（ｔ）の電力をＰnとすると、図３に示すように、受信機雑音成分の電力ＰnがＭ個の固有値λ1〜λMに等分に配分される。
例えば、Ｋ波の到来波が存在する場合、Ｋ波の到来波に対応する成分μ1〜μKがＫ個の固有値λ1〜λKに重畳されるので、Ｋ個の固有値λ1〜λKが、他の雑音に対応する固有値λK+1〜λMよりも大きな値となる。したがって、固有値λ1〜λMの大きさを比較すれば、到来波の数Ｋを推定することができる。
しかしながら、実際には製造誤差などの影響で、Ｍ本の素子アンテナの受信信号ｘm（ｔ）の受信機雑音成分ｎm（ｔ）の電力がばらつくことがある。
受信機雑音成分ｎm（ｔ）の電力にばらつきがある場合、図４に示すように、Ｋ波の到来波に対応する固有値λ1〜λKが、雑音に対応する固有値λK+1〜λMより大きくなるとは限らず、固有値λ1〜λMの大きさを比較しても、到来波の数Ｋを推定することができない。
受信機雑音成分ｎm（ｔ）の電力にばらつきがある場合、図４に示すように、Ｋ波の到来波に対応する固有値λ1〜λKが、雑音に対応する固有値λK+1〜λMより大きくなるとは限らず、固有値λ1〜λMの大きさを比較しても、到来波の数Ｋを推定することができない。
また、電波到来方向探知装置では、電波の到来方向を推定するため、固有値から雑音に対応する固有ベクトルβi（ｉ＝Ｋ＋１，・・・，Ｍ）を抽出するが、この雑音に対応する固有ベクトルβiは、電波の到来方向のアレー受信状態を示すステアリングベクトル（または応答ベクトル）と直交する性質があるので、雑音に対応する固有ベクトルβiと観測する方向θのステアリングベクトルａ（θ）の内積を求めることにより、電波の到来方向を特定することができる。
具体的には、下記の式（１）に示すような方位評価関数Ｐ（θ）を計算し、方向θが電波の到来方向と一致するとき、式（１）の分母が“０”になるので、式（１）の方位評価関数Ｐ（θ）上では、ピークとして検出されることになる。
具体的には、下記の式（１）に示すような方位評価関数Ｐ（θ）を計算し、方向θが電波の到来方向と一致するとき、式（１）の分母が“０”になるので、式（１）の方位評価関数Ｐ（θ）上では、ピークとして検出されることになる。
式（１）の方位評価関数Ｐ（θ）は、複数の雑音に対応する固有ベクトルβiに対してではなく、いずれか１つの雑音に対応する固有ベクトルを用いて計算しても、同様に電波の到来方向においてピークが得られる。
しかしながら、自由度が余剰となる関係で、電波の到来方向以外でも、方位評価関数Ｐ（θ）がピークを生じてしまって誤推定の原因となることがある。
また、推定精度の点でも式（１）のものよりも劣化するため、到来波の数Ｋを推定することが重要になる。
しかしながら、自由度が余剰となる関係で、電波の到来方向以外でも、方位評価関数Ｐ（θ）がピークを生じてしまって誤推定の原因となることがある。
また、推定精度の点でも式（１）のものよりも劣化するため、到来波の数Ｋを推定することが重要になる。
従来の電波方向探知装置では、上述したように、各素子アンテナの受信信号ｘm（ｔ）の雑音成分の電力にばらつきがない場合には適用することができるが、製造誤差などの要因で雑音成分の電力にばらつきがあると、固有値がばらつく要因となり、到来波の数を正確に推定することができなくなる。その結果、方位評価関数Ｐ（θ）上で、偽像であるピークを生じて、到来方向の推定精度が劣化することがある。
そこで、この実施の形態１では、図１に示すように、受信機雑音成分ｎm（ｔ）の電力のばらつきの影響を受けないようにするため、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）からビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成し、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を用いて、到来波の数Ｋを推定するようにしている。
以下、電波到来方向探知装置の処理内容を具体的に説明する。
そこで、この実施の形態１では、図１に示すように、受信機雑音成分ｎm（ｔ）の電力のばらつきの影響を受けないようにするため、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）からビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成し、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を用いて、到来波の数Ｋを推定するようにしている。
以下、電波到来方向探知装置の処理内容を具体的に説明する。
素子アンテナ１1〜１Mは、到来波である電波を受信すると、その受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）をビーム形成部４1〜４Mに出力する。なお、受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）には受信機雑音成分ｎ1（ｔ）〜ｎM（ｔ）が含まれている。
ビーム形成部４1〜４Mは、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を受けると、乗算器２1〜２Mがビーム間で大きさが等しい荷重ｗ1〜ｗMを受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）に乗算し、合成器３が乗算器２1〜２Mによる荷重乗算後の受信信号を合成することにより、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成する。
ビーム形成部４1〜４Mは、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を受けると、乗算器２1〜２Mがビーム間で大きさが等しい荷重ｗ1〜ｗMを受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）に乗算し、合成器３が乗算器２1〜２Mによる荷重乗算後の受信信号を合成することにより、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成する。
ここで、第ｄ番目のビーム形成部４dにおける乗算器２1〜２Mが素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）に乗算する荷重をｗd,1〜ｗd,Mとすると、荷重ｗd,mは、下記の式（２）の条件を満足するものとする。
即ち、ビーム形成部４1〜４Mの乗算器２1が乗算する荷重ｗ1は全て大きさが等しく、ビーム形成部４1〜４Mの乗算器２2が乗算する荷重ｗ2は全て大きさが等しい。また、ビーム形成部４1〜４Mの乗算器２Mが乗算する荷重ｗMは全て大きさが等しい。ただし、複数の異なるビームを形成する必要があるため、ビーム毎に、荷重ｗd,mの位相は相違している。
｜ｗ1,m｜＝｜ｗ2,m｜＝・・・＝｜ｗM,m｜ （２）
ｍ＝１，２，・・・，Ｍ
即ち、ビーム形成部４1〜４Mの乗算器２1が乗算する荷重ｗ1は全て大きさが等しく、ビーム形成部４1〜４Mの乗算器２2が乗算する荷重ｗ2は全て大きさが等しい。また、ビーム形成部４1〜４Mの乗算器２Mが乗算する荷重ｗMは全て大きさが等しい。ただし、複数の異なるビームを形成する必要があるため、ビーム毎に、荷重ｗd,mの位相は相違している。
｜ｗ1,m｜＝｜ｗ2,m｜＝・・・＝｜ｗM,m｜ （２）
ｍ＝１，２，・・・，Ｍ
受信信号ｘm（ｔ）に含まれる受信機雑音成分ｎm（ｔ）の電力をＰmとすると、第ｄ番目のビーム信号ｙd（ｔ）に含まれる雑音電力成分ｂdは、下記の式（３）で与えられる。
式（３）は、式（２）が成立する条件の下では、ビーム番号ｄに依存せずに、全て等しいことが分る。
即ち、式（２）の条件を満足すれば、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）に含まれる受信機雑音成分の電力ｂdは全て等しくなる。
即ち、式（２）の条件を満足すれば、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）に含まれる受信機雑音成分の電力ｂdは全て等しくなる。
式（２）の条件を満足する簡単な方法として、ビーム形成部４1〜４Mが素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）に対するフーリエ変換を実施して、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成する方法がある。
フーリエ変換を用いる場合、荷重ｗd,mは下記の式（４）のようになり、フーリエ変換後の信号ｙd（ｔ）は下記の式（５）のように定義される。
フーリエ変換を用いる場合、荷重ｗd,mは下記の式（４）のようになり、フーリエ変換後の信号ｙd（ｔ）は下記の式（５）のように定義される。
式（５）から分かるように、フーリエ変換後の信号ｙd（ｔ）は、ｄ番目のビーム信号に対応し、フーリエ変換による荷重の大きさは全て“１”であるため、式（２）の条件を満足する。
また、各荷重ベクトルは直交するので、形成されるビーム信号は独立な直交ビームになる。
これにより、後述する相関行列のランク落ち（自由度の欠落）を回避することができる利点がある。
また、素子アンテナ１の素子数Ｍを２のべき乗数とすれば、高速フーリエ変換を利用することができるので、高速に複数のビームを形成することが可能になる。
また、各荷重ベクトルは直交するので、形成されるビーム信号は独立な直交ビームになる。
これにより、後述する相関行列のランク落ち（自由度の欠落）を回避することができる利点がある。
また、素子アンテナ１の素子数Ｍを２のべき乗数とすれば、高速フーリエ変換を利用することができるので、高速に複数のビームを形成することが可能になる。
ビーム形成部４1〜４Mが式（２）の条件を満足するように、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成すれば、上述したように、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）に含まれる受信機雑音成分の電力ｂ1〜ｂMを全て等しくすることができる。
しかしながら、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）に含まれる受信機雑音成分ｂ1〜ｂMは互いに相関があるため、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）による相関行列の固有値のばらつきが解消されない問題が残る。
しかしながら、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）に含まれる受信機雑音成分ｂ1〜ｂMは互いに相関があるため、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）による相関行列の固有値のばらつきが解消されない問題が残る。
そこで、この実施の形態１では、サイクリックシフト処理部５がビーム信号間の受信機雑音成分ｂ1〜ｂMの相関を抑圧するため、ビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトするようにしている。
即ち、サイクリックシフト処理部５は、ビーム形成部４1〜４Mがビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成すると、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）のビーム信号行列Ｙを時間方向にサイクリックシフトしてビーム信号行列Ｙ’を得るようにしている。サイクリックシフト処理自体は、公知の処理であり、巡回相関処理などで用いられているシフト処理と同義である。
例えば、サイクリックシフト処理部５が、ビーム信号行列Ｙ（Ｔサンプル）を下記の式（６）のように定義すると、サイクリックシフトによって１サンプルシフトした後のビーム信号行列Ｙ’は、下記の式（７）のようになる。
即ち、サイクリックシフト処理部５は、ビーム形成部４1〜４Mがビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成すると、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）のビーム信号行列Ｙを時間方向にサイクリックシフトしてビーム信号行列Ｙ’を得るようにしている。サイクリックシフト処理自体は、公知の処理であり、巡回相関処理などで用いられているシフト処理と同義である。
例えば、サイクリックシフト処理部５が、ビーム信号行列Ｙ（Ｔサンプル）を下記の式（６）のように定義すると、サイクリックシフトによって１サンプルシフトした後のビーム信号行列Ｙ’は、下記の式（７）のようになる。
ここでは、サイクリックシフト処理部５がビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を１サンプルずつ遅延させるサイクリックシフトを行うものについて示したが、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を１サンプルずつ進めるサイクリックシフトを行うようにしてもよい。
また、シフト量は１サンプルに限定するものではなく適切なものを設定する。また、シフト量を徐々にシフトする例を示したが、もちろんこれらの順番を変えてもよい。
また、シフト量は１サンプルに限定するものではなく適切なものを設定する。また、シフト量を徐々にシフトする例を示したが、もちろんこれらの順番を変えてもよい。
以下、適切なサイクリックシフトのシフト量について説明する。
雑音成分の相関を“０”とするために必要なシフト量は、その帯域幅によって異なる。
雑音の帯域幅が広く、信号のサンプリング周波数と等しい場合には、１サンプルシフトすれば、十分に相関を抑圧することができるが、帯域が狭い場合、より多くのシフト量を要する。
図６は雑音信号に対して帯域制限を施し、サイクリックシフトした信号とシフト前の信号との相関を示す説明図である。
図６では、サンプリング周波数と帯域幅の比をＢrとして、Ｂrが１，２，４，８の場合を示している。
図６から明らかなように、サイクリックシフトによって雑音成分を抑圧するには、シフト量をＢrサンプルとすればよいことが分かる。ここでは説明を省略するが、上記シフト量のとき相関が“０”となることは理論的にも示すことができる。
雑音成分の相関を“０”とするために必要なシフト量は、その帯域幅によって異なる。
雑音の帯域幅が広く、信号のサンプリング周波数と等しい場合には、１サンプルシフトすれば、十分に相関を抑圧することができるが、帯域が狭い場合、より多くのシフト量を要する。
図６は雑音信号に対して帯域制限を施し、サイクリックシフトした信号とシフト前の信号との相関を示す説明図である。
図６では、サンプリング周波数と帯域幅の比をＢrとして、Ｂrが１，２，４，８の場合を示している。
図６から明らかなように、サイクリックシフトによって雑音成分を抑圧するには、シフト量をＢrサンプルとすればよいことが分かる。ここでは説明を省略するが、上記シフト量のとき相関が“０”となることは理論的にも示すことができる。
相関行列計算部６は、サイクリックシフト処理部５から時間方向にサイクリックシフトされたビーム信号行列Ｙ’を受けると、下記の式（８）に示すように、そのビーム信号行列Ｙ’から相関行列Ｒを計算する。
Ｒ＝Ｙ’Ｙ’H （８）
ただし、肩字のＨは複素共役転置を表している。
固有値計算部７は、相関行列計算部６が相関行列Ｒを計算すると、その相関行列Ｒを固有値分解することにより、その相関行列Ｒの固有値λ1〜λMを計算する。
Ｒ＝Ｙ’Ｙ’H （８）
ただし、肩字のＨは複素共役転置を表している。
固有値計算部７は、相関行列計算部６が相関行列Ｒを計算すると、その相関行列Ｒを固有値分解することにより、その相関行列Ｒの固有値λ1〜λMを計算する。
到来波数推定部８は、固有値計算部７が相関行列Ｒの固有値λ1〜λMを計算すると、従来の到来波数推定装置と同様に、固有値λ1〜λMの大きさを比較することにより、到来波の数Ｋを推定する。
例えば、最小の固有値に対して、ある閾値倍以上の固有値の数を調べて、その固有値の数が到来波の数Ｋであると推定する。
例えば、Ｋ波の到来波が存在する場合、Ｋ個の固有値λ1〜λKが、他の雑音に対応する固有値λK+1〜λMよりも大きな値となるので、値が大きな固有値を調べることにより、到来波の数がＫ波であることが分る。
例えば、最小の固有値に対して、ある閾値倍以上の固有値の数を調べて、その固有値の数が到来波の数Ｋであると推定する。
例えば、Ｋ波の到来波が存在する場合、Ｋ個の固有値λ1〜λKが、他の雑音に対応する固有値λK+1〜λMよりも大きな値となるので、値が大きな固有値を調べることにより、到来波の数がＫ波であることが分る。
ここで、図５はサイクリックシフト処理を施した場合と施さない場合の１波到来時の固有値を示す説明図である。
図５では、固有値は大きなものから順に第１，第２，・・・，第５と表しており、また、雑音に対応する固有値のばらつきを表す指標として第２固有値と第５固有値の比を表している。
図５から明らかなように、サイクリックシフト処理を施さない場合には、ばらつきが３．７であるのに対して、サイクリックシフト処理を施した場合には、ばらつきが１．２になっており、固有値のばらつきが抑えられていることが分る。これにより、従来方式よりも正確に到来波の数Ｋを推定することができる。
図５では、固有値は大きなものから順に第１，第２，・・・，第５と表しており、また、雑音に対応する固有値のばらつきを表す指標として第２固有値と第５固有値の比を表している。
図５から明らかなように、サイクリックシフト処理を施さない場合には、ばらつきが３．７であるのに対して、サイクリックシフト処理を施した場合には、ばらつきが１．２になっており、固有値のばらつきが抑えられていることが分る。これにより、従来方式よりも正確に到来波の数Ｋを推定することができる。
相関行列計算部９は、ビーム形成部４1〜４Mがビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成すると、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）から相関行列を計算する。相関行列を計算する方法は、公知の技術であるため説明を省略する。
固有値分解処理部１０は、相関行列計算部９が相関行列を計算すると、その相関行列を固有値分解することにより、その相関行列の固有値λ1〜λMを計算し、その固有値λ1〜λMから雑音に対応する固有ベクトルβi（ｉ＝Ｋ＋１，・・・，Ｍ）を抽出する。
固有値分解処理部１０は、相関行列計算部９が相関行列を計算すると、その相関行列を固有値分解することにより、その相関行列の固有値λ1〜λMを計算し、その固有値λ1〜λMから雑音に対応する固有ベクトルβi（ｉ＝Ｋ＋１，・・・，Ｍ）を抽出する。
方位評価関数計算部１２は、到来波数推定部８が到来波の数Ｋを推定し、固有値分解処理部１０が雑音に対応する固有ベクトルβiを抽出すると、雑音に対応する固有ベクトルβiとメモリ１２に記憶されている応答ベクトルａ（θ）との内積を計算する上述した式（１）の方位評価関数Ｐ（θ）を求める。
ここでは、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）から固有ベクトルβiを求めているので、方位評価関数Ｐ（θ）の計算においては、従来のステアリングベクトルの代わりに、これをビーム形成荷重で荷重合成したものを応答ベクトルとしてメモリ１１に保存して用いるものとする。ビーム形成をフーリエ変換で行った場合には、同様にステアリングベクトルに対してフーリエ変換を施せばよい。
ここでは、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）から固有ベクトルβiを求めているので、方位評価関数Ｐ（θ）の計算においては、従来のステアリングベクトルの代わりに、これをビーム形成荷重で荷重合成したものを応答ベクトルとしてメモリ１１に保存して用いるものとする。ビーム形成をフーリエ変換で行った場合には、同様にステアリングベクトルに対してフーリエ変換を施せばよい。
電波到来方向検出部１３は、方位評価関数計算部１２が方位評価関数Ｐ（θ）を計算すると、方位評価関数Ｐ（θ）がピークになる方向θを探知し、方位評価関数Ｐ（θ）がピークになる方向θを電波の到来方向として検出する。
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）にビーム間で大きさが等しい荷重ｗ1〜ｗMを乗算し、荷重乗算後の受信信号を合成してビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成するビーム形成部４1〜４Mと、ビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトするサイクリックシフト処理部５と、サイクリックシフト処理部５によりサイクリックシフトされたビーム信号から相関行列を演算し、その相関行列の固有値から到来波の数Ｋを推定する到来波数推定部８とを設け、到来波数推定部８により推定された到来波の数Ｋ、雑音に対応する固有ベクトルβi及び到来角度に応じた応答ベクトルａ（θ）から電波の到来方向を探知するように構成したので、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）に含まれる雑音電力にばらつきがある場合でも、正確に電波の到来方向を探知することができる効果がある。
また、この実施の形態１によれば、サイクリックシフト処理部５が素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）のサンプリング周波数と帯域幅からサイクリックシフトのシフト量を決定し、そのシフト量だけビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトするように構成したので、固有値の雑音成分のばらつきの抑圧性能を高めることができる効果を奏する。
また、この実施の形態１によれば、ビーム形成部４1〜４Mが素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）に対するフーリエ変換を実施して、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を形成するように構成したので、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）に含まれる受信機雑音成分の電力ｂ1〜ｂMを全て等しくすることができる効果を奏する。
なお、この実施の形態１では、相関行列計算部９がビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）から相関行列を計算するものについて示したが、図２に示すように、相関行列計算部９が素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）から相関行列を計算するようにしてもよい。この場合も同様に、正確に電波の到来方向を探知することができる効果を奏する。
実施の形態２．
図７はこの発明の実施の形態２による電波到来方向探知装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
時間シフト処理部１４はビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を時間的にシフトする処理を実施する。なお、時間シフト処理部１４は時間シフト手段を構成している。
図７はこの発明の実施の形態２による電波到来方向探知装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
時間シフト処理部１４はビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を時間的にシフトする処理を実施する。なお、時間シフト処理部１４は時間シフト手段を構成している。
上記実施の形態１では、サイクリックシフト処理部５がビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトするものについて示したが、サイクリックシフト処理部５がビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトする代わりに、時間シフト処理部１４が、下記の式（９）に示すように、単なる時間シフト処理を実施することにより、ビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）を時間的にシフトするようにしてもよい。この場合も、雑音成分の相関を抑圧することができる。ただし、式（９）では、時間が負の信号も定義されているものとする。
このような時間シフト処理は、処理が簡易であるメリットがあり、相関を低下させる意味では、サイクリックシフト処理とほぼ同等の性能を有する。
しかし、固有値のばらつきを抑えるという目的においては、同じサンプルを利用するサイクリックシフトの方が望ましい。
しかし、固有値のばらつきを抑えるという目的においては、同じサンプルを利用するサイクリックシフトの方が望ましい。
実施の形態３．
図８はこの発明の実施の形態３による電波到来方向探知装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
Ｓ／Ｎ推定部１５は固有値分解処理部１０により計算された相関行列の固有値λ1〜λMから素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）の信号対雑音比であるＳ／Ｎを推定する処理を実施する。なお、Ｓ／Ｎ推定部１５は信号対雑音比推定手段を構成している。
図８はこの発明の実施の形態３による電波到来方向探知装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
Ｓ／Ｎ推定部１５は固有値分解処理部１０により計算された相関行列の固有値λ1〜λMから素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）の信号対雑音比であるＳ／Ｎを推定する処理を実施する。なお、Ｓ／Ｎ推定部１５は信号対雑音比推定手段を構成している。
切替処理部１６はＳ／Ｎ推定部１５により推定されたＳ／Ｎが所定の閾値より低い場合、ビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフト処理部５に出力し、Ｓ／Ｎ推定部１５により推定されたＳ／Ｎが所定の閾値より高い場合、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を相関行列計算部６に出力する処理を実施する。なお、切替処理部１６は到来波数推定手段を構成している。
相関行列計算部６は、切替処理部１６から素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を受けると、その受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）から相関行列を計算する。
図８では、図１の構成にＳ／Ｎ推定部１５及び切替処理部１６を付加しているものを示しているが、図７の構成にＳ／Ｎ推定部１５及び切替処理部１６を付加するようにしてもよい。
相関行列計算部６は、切替処理部１６から素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を受けると、その受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）から相関行列を計算する。
図８では、図１の構成にＳ／Ｎ推定部１５及び切替処理部１６を付加しているものを示しているが、図７の構成にＳ／Ｎ推定部１５及び切替処理部１６を付加するようにしてもよい。
上記実施の形態１では、受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）のＳ／Ｎに関わらず、常に、サイクリックシフト処理部５がビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトするものについて示したが、受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）のＳ／Ｎが所定の閾値より高い場合、サイクリックシフト処理部５がビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトすると、信号自体の固有値広がりが支配的となり、却って固有値のばらつきを増大してしまうことがある。
そこで、この実施の形態３では、受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）のＳ／Ｎが所定の閾値より高い場合には、サイクリックシフト処理部５がビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトせずに、相関行列計算部６が素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）から相関行列を計算するようにしている。
そこで、この実施の形態３では、受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）のＳ／Ｎが所定の閾値より高い場合には、サイクリックシフト処理部５がビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトせずに、相関行列計算部６が素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）から相関行列を計算するようにしている。
具体的には、以下の処理を実施する。
Ｓ／Ｎ推定部１５は、例えば、固有値分解処理部１０により計算された相関行列の固有値λ1〜λMから素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）の信号対雑音比であるＳ／Ｎを推定する。
即ち、Ｓ／Ｎ推定部１５は、下記の式（１０）を計算することにより、受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）のＳ／Ｎを推定する。
Ｓ／Ｎ推定部１５は、例えば、固有値分解処理部１０により計算された相関行列の固有値λ1〜λMから素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）の信号対雑音比であるＳ／Ｎを推定する。
即ち、Ｓ／Ｎ推定部１５は、下記の式（１０）を計算することにより、受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）のＳ／Ｎを推定する。
なお、式（１０）は、最大の固有値λmaxに信号の電力が集中するので、最大の固有値λmaxから雑音電力である最小の固有値λminを減算して、素子数Ｍで割れば、１素子当りの信号電力が推定されることを表している。
切替処理部１６は、Ｓ／Ｎ推定部１５が受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）のＳ／Ｎを推定すると、そのＳ／Ｎを所定の閾値と比較する。所定の閾値は予め設定されているものとする。
切替処理部１６は、Ｓ／Ｎが所定の閾値より低い場合には、ビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフト処理部５に出力する。この場合、以降の処理は、上記実施の形態１と同様の処理となる。
一方、Ｓ／Ｎが所定の閾値より高い場合には、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を相関行列計算部６に出力する。
相関行列計算部６は、切替処理部１６から素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を受けると、その受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）から相関行列を計算する。
以降の固有値計算部７及び到来波数推定部８の処理は、上記実施の形態１と同様の処理となる。
切替処理部１６は、Ｓ／Ｎが所定の閾値より低い場合には、ビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフト処理部５に出力する。この場合、以降の処理は、上記実施の形態１と同様の処理となる。
一方、Ｓ／Ｎが所定の閾値より高い場合には、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を相関行列計算部６に出力する。
相関行列計算部６は、切替処理部１６から素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）を受けると、その受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）から相関行列を計算する。
以降の固有値計算部７及び到来波数推定部８の処理は、上記実施の形態１と同様の処理となる。
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）のＳ／Ｎを推定するＳ／Ｎ推定部１５を設け、Ｓ／Ｎ推定部１５により推定されたＳ／Ｎが所定の閾値より高い場合、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）から相関行列を演算し、その相関行列の固有値λ1〜λMから到来波の数Ｋを推定するように構成したので、受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）のＳ／Ｎが高い場合でも、正確に到来波の数Ｋを推定することができるとともに、演算時間を短縮することができる効果を奏する。
なお、この実施の形態３では、Ｓ／Ｎ推定部１５により推定されたＳ／Ｎが所定の閾値より高い場合、素子アンテナ１1〜１Mの受信信号ｘ1（ｔ）〜ｘM（ｔ）から相関行列を演算するものについて示したが、サイクリックシフト処理部５によりサイクリックシフトがなされていないビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）から相関行列を演算するようにしてもよい。
実施の形態４．
図９はこの発明の実施の形態４による電波到来方向探知装置を示す構成図であり、図において、図８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
サイクリックシフト処理部１７はＳ／Ｎ推定部１５により推定されたＳ／Ｎからビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）のシフト量を決定し、そのシフト量だけビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトする処理を実施する。なお、サイクリックシフト処理部１７はサイクリックシフト手段を構成している。
図９はこの発明の実施の形態４による電波到来方向探知装置を示す構成図であり、図において、図８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
サイクリックシフト処理部１７はＳ／Ｎ推定部１５により推定されたＳ／Ｎからビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）のシフト量を決定し、そのシフト量だけビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトする処理を実施する。なお、サイクリックシフト処理部１７はサイクリックシフト手段を構成している。
上記実施の形態３でも説明したように、サイクリックシフトのシフト量に応じて信号の固有値が広がる現象があり、特にＳ／Ｎが高い程、シフト量に応じて固有値広がりが増大するので、シフト量を小さくする必要がある。
一方、上記実施の形態１で説明したように、雑音のばらつきに起因する固有値のばらつきを抑えるためには、雑音の帯域に応じてシフト量を増やす必要がある。
このように雑音の帯域とＳ／Ｎのトレードオフにより、固有値のばらつきを最小化できる最適なシフト量が存在する。
一方、上記実施の形態１で説明したように、雑音のばらつきに起因する固有値のばらつきを抑えるためには、雑音の帯域に応じてシフト量を増やす必要がある。
このように雑音の帯域とＳ／Ｎのトレードオフにより、固有値のばらつきを最小化できる最適なシフト量が存在する。
そこで、この実施の形態４では、予めＳ／Ｎに対応する最適なシフト量をテーブル化し、サイクリックシフト処理部１７が当該テーブルを参照して、Ｓ／Ｎ推定部１５により推定されたＳ／Ｎに対応するビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）のシフト量を決定するようにする。
サイクリックシフト処理部１７のサイクリックシフト処理自体は、図１のサイクリックシフト処理部５のサイクリックシフト処理と同様である。
サイクリックシフト処理部１７のサイクリックシフト処理自体は、図１のサイクリックシフト処理部５のサイクリックシフト処理と同様である。
以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、Ｓ／Ｎ推定部１５により推定されたＳ／Ｎからビーム形成部４1〜４Mにより形成されたビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）のシフト量を決定し、そのシフト量だけビーム信号ｙ1（ｔ）〜ｙM（ｔ）をサイクリックシフトするように構成したので、Ｓ／Ｎが高い場合でも、最適なシフト量でサイクリックシフトすることができるようになり、その結果、固有値ばらつきを抑えて、到来波数の推定精度を高めることができる効果を奏する。
１1〜１M 素子アンテナ、２1〜２M 乗算器、３ 合成器、４1〜４M ビーム形成部（ビーム形成手段）、５ サイクリックシフト処理部（サイクリックシフト手段）、６ 相関行列計算部（到来波数推定手段）、７ 固有値計算部（到来波数推定手段）、８ 到来波数推定部（到来波数推定手段）、９ 相関行列計算部（固有ベクトル演算手段）、１０ 固有値分解処理部（固有ベクトル演算手段）、１１ メモリ（応答ベクトル記憶手段）、１２ 方位評価関数計算部（到来方向探知手段）、１３ 電波到来方向検出部（到来方向探知手段）、１４ 時間シフト処理部（時間シフト手段）、１５ Ｓ／Ｎ推定部（信号対雑音比推定手段）、１６ 切替処理部（到来波数推定手段）、１７ サイクリックシフト処理部（サイクリックシフト手段）。
Claims (7)
- 到来波である電波を受信する複数の素子アンテナと、上記複数の素子アンテナの受信信号にビーム間で大きさが等しい荷重を乗算し、荷重乗算後の受信信号を合成して複数のビーム信号を形成するビーム形成手段と、上記ビーム形成手段により形成されたビーム信号をサイクリックシフトするサイクリックシフト手段と、上記サイクリックシフト手段によりサイクリックシフトされたビーム信号から相関行列を演算し、上記相関行列の固有値から到来波の数を推定する到来波数推定手段と、上記ビーム形成手段により形成されたビーム信号又は上記複数の素子アンテナの受信信号から相関行列を演算し、上記相関行列の固有値から雑音に対応する固有ベクトルを演算する固有ベクトル演算手段と、到来角度に応じた応答ベクトルを記憶している応答ベクトル記憶手段と、上記到来波数推定手段により推定された到来波の数、上記固有ベクトル演算手段により演算された固有ベクトル及び上記応答ベクトル記憶手段に記憶されている応答ベクトルから電波の到来方向を探知する到来方向探知手段とを備えた電波到来方向探知装置。
- サイクリックシフト手段は、素子アンテナの受信信号のサンプリング周波数と帯域幅からサイクリックシフトのシフト量を決定し、上記シフト量だけビーム形成手段により形成されたビーム信号をサイクリックシフトすることを特徴とする請求項１記載の電波到来方向探知装置。
- 素子アンテナの受信信号の信号対雑音比を推定する信号対雑音比推定手段を設け、上記信号対雑音比推定手段により推定された信号対雑音比が所定の閾値より高い場合、到来波数推定手段が上記素子アンテナの受信信号から相関行列を演算し、上記相関行列の固有値から到来波の数を推定することを特徴とする請求項１または請求項２記載の電波到来方向探知装置。
- 素子アンテナの受信信号の信号対雑音比を推定する信号対雑音比推定手段を設け、サイクリックシフト手段が上記信号対雑音比推定手段により推定された信号対雑音比からサイクリックシフトのシフト量を決定し、上記シフト量だけビーム形成手段により形成されたビーム信号をサイクリックシフトすることを特徴とする請求項１記載の電波到来方向探知装置。
- 信号対雑音比推定手段は、固有ベクトル演算手段により演算される相関行列の固有値から素子アンテナの受信信号の信号対雑音比を推定することを特徴とする請求項３または請求項４記載の電波到来方向探知装置。
- 到来波である電波を受信する複数の素子アンテナと、上記複数の素子アンテナの受信信号にビーム間で大きさが等しい荷重を乗算し、荷重乗算後の受信信号を合成して複数のビーム信号を形成するビーム形成手段と、上記ビーム形成手段により形成されたビーム信号を時間的にシフトする時間シフト手段と、上記時間シフト手段により時間的にシフトされたビーム信号から相関行列を演算し、上記相関行列の固有値から到来波の数を推定する到来波数推定手段と、上記ビーム形成手段により形成されたビーム信号又は上記複数の素子アンテナの受信信号から相関行列を演算し、上記相関行列の固有値から雑音に対応する固有ベクトルを演算する固有ベクトル演算手段と、到来角度に応じた応答ベクトルを記憶している応答ベクトル記憶手段と、上記到来波数推定手段により推定された到来波の数、上記固有ベクトル演算手段により演算された固有ベクトル及び上記応答ベクトル記憶手段に記憶されている応答ベクトルから電波の到来方向を探知する到来方向探知手段とを備えた電波到来方向探知装置。
- ビーム形成手段は、複数の素子アンテナの受信信号に対するフーリエ変換を実施して、複数のビーム信号を形成することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の電波到来方向探知装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006140675A JP4977849B2 (ja) | 2006-05-19 | 2006-05-19 | 電波到来方向探知装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006140675A JP4977849B2 (ja) | 2006-05-19 | 2006-05-19 | 電波到来方向探知装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2007309846A JP2007309846A (ja) | 2007-11-29 |
| JP4977849B2 true JP4977849B2 (ja) | 2012-07-18 |
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ID=38842826
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4977849B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4846701B2 (ja) * | 2007-12-07 | 2011-12-28 | 株式会社東芝 | 到来信号の受信方法及びアダプティブアレーアンテナ装置 |
| JP5817534B2 (ja) | 2012-01-06 | 2015-11-18 | 富士通株式会社 | 信号検出器、信号検出方法及び通信端末装置 |
| JP5950761B2 (ja) * | 2012-08-28 | 2016-07-13 | 三菱電機株式会社 | 測位装置 |
| JP6038562B2 (ja) * | 2012-09-18 | 2016-12-07 | 株式会社東芝 | 受信装置、雑音抑圧方法及び雑音抑圧プログラム |
| JP2014137241A (ja) * | 2013-01-15 | 2014-07-28 | Mitsubishi Electric Corp | 信号処理装置及び信号処理方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08201498A (ja) * | 1995-01-20 | 1996-08-09 | Mitsubishi Electric Corp | 測角装置 |
| JP2000121716A (ja) * | 1998-10-13 | 2000-04-28 | Anritsu Corp | 電波到来方向推定装置 |
| JP3821688B2 (ja) * | 2001-10-30 | 2006-09-13 | 三菱電機株式会社 | レーダ装置 |
| JP2003222665A (ja) * | 2002-01-31 | 2003-08-08 | Mitsubishi Electric Corp | 方位探知装置およびその方法 |
| JP2005049123A (ja) * | 2003-07-30 | 2005-02-24 | Toshiba Corp | 信号処理装置 |
| JP4015989B2 (ja) * | 2003-12-22 | 2007-11-28 | 株式会社東芝 | 波数推定装置および波数推定方法 |
-
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|---|---|
| JP2007309846A (ja) | 2007-11-29 |
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| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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| A621 | Written request for application examination |
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| A977 | Report on retrieval |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150427 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4977849 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313117 |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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