DE112020002970T5

DE112020002970T5 - Radar-Vorrichtung

Info

Publication number: DE112020002970T5
Application number: DE112020002970.0T
Authority: DE
Inventors: Takaaki Kishigami
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: PANASONIC AUTOMOTIVE SYSTEMS CO., LTD., YOKOHA, JP
Priority date: 2019-03-07
Filing date: 2020-06-11
Publication date: 2022-03-10
Also published as: JP7361265B2; JP2020148754A; US20220107402A1; WO2020255857A1; CN114026455A

Abstract

Eine Radar-Vorrichtung enthält: eine Vielzahl von Sendeantennen, die jeweils ein Sendesignal senden; und einen Radar-Sender, der einen Dopplerverschiebungsbetrag auf das von jeder der Vielzahl von Sendeantennen gesendete Sendesignal anwendet. Eine Vielzahl der Dopplerverschiebungsbeträge weisen Intervalle auf, die durch ungleiches Aufteilen eines Dopplerfrequenzbereichs, der einer Doppler-Analyse unterzogen wird, eingestellt werden.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf eine Radar-Vorrichtung.
Stand der Technik
In jüngster Zeit wurden Studien über Radar-Vorrichtungen unternommen, die Radar-Sendesignale mit kurzer Wellenlänge verwenden, einschließlich Mikrowellen oder Millimeterwellen, die eine hohe Auflösung erzielen. Um die Sicherheit im Freien zu verbessern, wurde die Entwicklung einer Radar-Vorrichtung gefordert, die nicht nur Fahrzeuge, sondern auch kleine Objekte wie Fußgänger oder heruntergefallene Gegenstände in einem größeren Winkelbereich erfasst (Weitwinkel-Radar-Vorrichtung).
Ein Aufbau der Radar-Vorrichtung, die einen Weitwinkel-Erfassungsbereich aufweist, umfasst einen Aufbau, der eine Technik zum Empfangen einer reflektierten Welle durch eine Gruppenantenne, die aus einer Vielzahl von Antennen (Antennenelementen) besteht, und zum Schätzen eines Einfallswinkels (der Einfallsrichtung) der reflektierten Welle mit Signalverarbeitungsalgorithmen auf Grundlage von Empfangsphasendifferenzen in Bezug auf Elementabstände (Antennenabstände) (Schätzung der Einfallsrichtung [Direction of Arrival, DOA]) verwendet. Beispiele der DOA-Schätzung umfassen ein Fourier-Verfahren (Fourier-Verfahren) und Verfahren, die eine hohe Auflösung erzielen, wie zum Beispiel ein Capon-Verfahren, Mehrsignal-Klassifizierungsverfahren (MUSIC) und ein Schätzen der Signalparameter über Rotationsinvarianztechniken (ESPRIT).
Beispielsweise wurde eine Radar-Vorrichtung mit einer Vielzahl von Antennen (Gruppenantenne) auf einer Sendeseite und einer Empfangsseite vorgeschlagen, und die Radar-Vorrichtung (auch als Multiple-Input-Multiple-Output-Radar [MIMO-Radar] bezeichnet) umfasst einen Aufbau zum Durchführen einer Strahlabtastung durch Signalverarbeitung unter Verwendung der Sende- und Empfangsgruppenantenne (siehe beispielsweise Nichtpatentliteratur (im Folgenden als „NPL“ bezeichnet) 1).
Liste der Entgegenhaltungen
Patentliteratur

PTL 1 Japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 2008-304417
PTL 2 Japanische ungeprüfte Patentoffenlegung (Übersetzung der PCT-Anmeldung) Nr. 2011-526371
PTL 3 Japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 2014-119344

Nichtpatentliteratur

NPL 1 J. Li und P. Stoica, „MIMO Radar with Colocated Antennas“, Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Ausgabe: 5, S. 106 - 114, 2007.
NPL 2 M. Kronauge, H. Rohling, „Fast two-dimensional CFAR procedure“, IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), S. 1817 - 1823
NPL 3 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling, Cadzow, J. A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., Vol. 28, Ausg.: 1, Erscheinungsjahr: 1992, Seiten: 64 - 79

Zusammenfassung der Erfindung
Das Verfahren zur Erfassung eines Ziels durch eine Radar-Vorrichtung (z. B. MIMO-Radar) kann jedoch noch weiter untersucht werden.
Eine nicht einschränkende und beispielhafte Ausführungsform erleichtert die Schaffung einer Radar-Vorrichtung, die in der Lage ist, ein Zielobjekt genau zu erfassen.
Eine Radar-Vorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung umfasst: eine Vielzahl von Sendeantennen, die im Betrieb jeweils ein Sendesignal senden; und eine Schaltung, die im Betrieb einen Dopplerverschiebungsbetrag auf das von jeder der Vielzahl von Sendeantennen gesendete Sendesignal anwendet, wobei eine Vielzahl der Dopplerverschiebungsbeträge Intervalle aufweisen, die durch ungleiches Aufteilen eines Dopplerfrequenzbereichs, der einer Doppler-Analyse unterzogen wird, eingestellt werden.
Es ist anzumerken, dass allgemeine oder spezielle Ausführungsformen als ein System, ein Verfahren, eine Vorrichtung, ein integrierter Schaltkreis, ein Computerprogramm, ein Speichermedium oder eine beliebige wahlweise Kombination davon umgesetzt sein können.
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ist es möglich, ein Zielobjekt durch eine Radar-Vorrichtung genau zu erfassen.
Zusätzliche Nutzen und Vorteile der offenbarten Ausführungsformen gehen aus der Beschreibung und der Zeichnung hervor. Die Nutzen und/oder Vorteile können einzeln durch die verschiedenen Ausführungsformen und Merkmale der Beschreibung und der Zeichnung erlangt werden, die nicht alle vorgesehen sein müssen, um einen oder mehrere aus den Nutzen und/oder Vorteilen zu erlangen.
Figurenliste

1 ist ein Blockschaltbild, das einen beispielhaften Aufbau einer Radar-Vorrichtung gemäß Ausführungsform 1 darstellt;
2 stellt beispielhafte Sendesignale und Reflexionswellensignale in einem Fall dar, in dem ein Chirp-Impuls verwendet ist;
3 stellt beispielhafte Doppler-Spitzen dar;
4 stellt beispielhafte Doppler-Spitzen gemäß Ausführungsform 1 dar;
5 stellt beispielhafte Doppler-Spitzen gemäß Abwandlung 1 dar;
6 stellt beispielhafte Doppler-Spitzen gemäß Abwandlung 2 dar;
7 ist ein Blockschaltbild, das einen beispielhaften Aufbau eines Radar-Senders gemäß Abwandlung 4 darstellt;
8 ist ein Blockschaltbild, das einen beispielhaften Aufbau einer Radar-Vorrichtung gemäß Abwandlung 5 darstellt;
9 ist ein Blockschaltbild, das einen beispielhaften Aufbau einer Radar-Vorrichtung gemäß Ausführungsform 2 darstellt;
10 ist ein Blockschaltbild, das einen anderen beispielhaften Aufbau eines Radar-Senders gemäß Ausführungsform 2 darstellt;
11 ist ein Blockschaltbild, das einen beispielhaften Aufbau einer Radar-Vorrichtung gemäß Ausführungsform 3 darstellt;
12 stellt beispielhafte Doppler-Spitzen gemäß Abwandlung 7 dar;
13 stellt eine beispielhafte Doppler-Demultiplexverarbeitung gemäß Abwandlung 7 dar;
14 stellt beispielhafte Doppler-Spitzen gemäß Abwandlung 8 dar; und
15 stellt eine beispielhafte Doppler-Demultiplexverarbeitung gemäß Abwandlung 8 dar.

Beschreibung von Ausführungsformen
Ein MIMO-Radar sendet aus einer Vielzahl von Sendeantennen (auch als „Sendegruppenantenne“ bezeichnet) Signale (Radar-Sendewellen), die z. B. im Zeitmultiplex-, Frequenzmultiplex- oder Codemultiplexverfahren übertragen werden. Das MIMO-Radar empfängt dann Signale (reflektierte Radar-Wellen), die durch ein Objekt in der Umgebung des Radars reflektiert werden, unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen (auch als „Empfangsgruppenantenne“ bezeichnet), um gemultiplexte Sendesignale aus den jeweiligen Empfangssignalen zu demultiplexen und zu empfangen. Mit einer solchen Verarbeitung kann das MIMO-Radar eine Ausbreitungspfadantwort extrahieren, angegeben durch das Produkt der Anzahl von Sendeantennen und der Anzahl von Empfangsantennen, und führt eine Gruppensignalverarbeitung unter Verwendung dieser Empfangssignale als virtuelle Empfangsgruppe durch.
Ferner ist es bei dem MIMO-Radar möglich, die Antennenapertur durch geeignete Anordnung der Elementabstände in der Sende- und Empfangsgruppenantenne virtuell zu vergrößern, um die Winkelauflösung zu verbessern.
Zum Beispiel offenbart PTL 1 ein MIMO-Radar (nachstehend als „Zeitmultiplex-MIMO-Radar“ bezeichnet), das als ein multiplexendes Sendeverfahren für das MIMO-Radar ein Zeitmultiplex-Senden verwendet, bei dem Signale zu für jede Sendeantenne verschobenen Sendezeiten gesendet werden. Das Zeitmultiplex-Senden kann mit einer einfacheren Anordnung verwirklicht werden als das Frequenzmultiplex-Senden oder das Codemultiplex-Senden. Ferner kann das Zeitmultiplex-Senden eine korrekte Orthogonalität zwischen den Sendesignalen mit ausreichend großen Intervallen zwischen den Sendezeiten beibehalten. Das Zeitmultiplex-MIMO-Radar gibt Sendeimpulse aus, die ein Beispiel von Sendesignalen sind, während es in einem vorgegebenen Zyklus nacheinander die Sendeantennen schaltet. Das Zeitmultiplex-MIMO-Radar empfängt an einer Vielzahl von Empfangsantennen Signale, bei denen es sich um die von einem Objekt reflektierten Sendeimpulse handelt, führt eine Verarbeitung zur Korrelation der Empfangssignale mit den Sendeimpulsen durch und führt dann beispielsweise eine räumliche schnelle Fourier-Transformationsverarbeitung (FFT-Verarbeitung) durch (Verarbeitung zur Schätzung der Einfallsrichtungen der reflektierten Wellen).
Das Zeitmultiplex-MIMO-Radar schaltet fortlaufend die Sendeantennen, von denen die Sendesignale (beispielsweise die Sendeimpulse oder Radar-Sendewellen) zu senden sind, in vorgegebenen Zeiträumen. Dementsprechend ist beim Zeitmultiplex-Senden die erforderliche Zeit zum Senden der Sendesignale von allen Sendeantennen möglicherweise länger als beim Frequenzmultiplex- oder Codemultiplex-Senden. Daher wird in einem Fall, in welchem Sendesignale von den jeweiligen Sendeantennen gesendet werden und die Dopplerfrequenzen (d. h. die Relativgeschwindigkeiten eines Zielobjekts) aus ihren Empfangsphasenänderungen ermittelt werden, wie in PTL 2, der Zeitraum zum Beobachten der Empfangsphasenänderungen (beispielsweise das Abtastintervall) erhöht, wenn die Fourier-Frequenzanalyse angewendet wird, um die Doppler-Frequenzen zu ermitteln. Dies verringert den Dopplerfrequenzbereich, in dem die Dopplerfrequenz ohne Aliasing ermittelt werden kann (d. h. den Bereich ermittelbarer Relativgeschwindigkeiten des Zielobjekts).
Wenn angenommen wird, dass ein Reflexionswellensignal von einem Zielobjekt außerhalb des Dopplerfrequenzbereichs, in dem die Dopplerfrequenz ohne Aliasing ermittelt werden kann (mit anderen Worten des Bereichs der Relativgeschwindigkeiten), empfangen wird, ist die Radar-Vorrichtung nicht in der Lage zu erkennen, ob das Reflexionswellensignal eine Aliasing-Komponente ist. Dies führt zu einer Mehrdeutigkeit (Unsicherheit) der Dopplerfrequenz (mit anderen Worten der Relativgeschwindigkeit des Zielobjekts).
Wenn beispielsweise die Radar-Vorrichtung Sendesignale (Sendeimpulse) sendet, während sie nacheinander Nt Sendeantennen in vorgegebenen Zeiträumen Tr schaltet, ist eine Sendezeit, die durch Tr × Nt gegeben ist, erforderlich, um das Senden der Sendesignale von allen Sendeantennen zu vollenden. In einem Fall, in welchem ein solches Zeitmultiplex-Senden N_c-mal wiederholt wird und eine Fourier-Frequenzanalyse angewendet wird, um die Dopplerfrequenz zu ermitteln, ist der Dopplerfrequenzbereich, in dem die Dopplerfrequenz ohne Aliasing ermittelt werden kann, gemäß dem Abtasttheorem ±1/(2Tr × Nt). Demgemäß verringert sich der Dopplerfrequenzbereich, in dem die Dopplerfrequenz ohne Aliasing ermittelt werden kann, mit steigender Anzahl Nt der Sendeantennen, und die Mehrdeutigkeit der Dopplerfrequenz tritt wahrscheinlich sogar bei niedrigeren Relativgeschwindigkeiten auf.
Das Zeitmultiplex-MIMO-Radar verursacht mit hoher Wahrscheinlichkeit die oben beschriebene Mehrdeutigkeit der Dopplerfrequenz, und somit konzentriert sich die folgende Beschreibung auf ein Verfahren zum gleichzeitigen Multiplexen und Senden von Sendesignalen von einer Vielzahl von Sendeantennen als ein Beispiel.
Beispiele des Verfahrens zum gleichzeitigen Multiplexen und Senden von Sendesignalen von einer Vielzahl von Sendeantennen umfassen beispielsweise ein Verfahren zum Senden von Signalen auf solche Weise, dass eine Vielzahl von Sendesignalen auf der Dopplerfrequenzachse auf der Empfangsseite gedemultiplext werden können (siehe beispielsweise NPL 3), was im Folgenden als Doppler-Multiplex-Senden bezeichnet ist.
Bei dem Doppler-Multiplex-Senden werden auf der Sendeseite Signale gleichzeitig von einer Vielzahl von Sendeantennen auf solche Weise gesendet, dass beispielsweise in Bezug auf ein von einer Referenz-Sendeantenne zu sendendes Sendesignal Sendesignale, die von anderen Sendeantennen als der Referenz-Sendeantenne zu senden sind, Dopplerverschiebungsbeträge erhalten, die größer als die Dopplerfrequenzbandbreite der Empfangssignale sind. Bei dem Doppler-Multiplex-Senden wird auf der Empfangsseite eine Filterung auf der Dopplerfrequenzachse durchgeführt, um die von den jeweiligen Sendeantennen gesendeten Sendesignale zu demultiplexen und zu empfangen.
Bei dem Doppler-Multiplex-Senden kann das gleichzeitige Senden von Sendesignalen von einer Vielzahl von Sendeantennen den Zeitraum zum Beobachten der Empfangsphasenänderungen im Vergleich zu dem Zeitmultiplex-Senden reduzieren, wenn eine Fourier-Frequenzanalyse angewendet wird, um die Dopplerfrequenzen (oder Relativgeschwindigkeiten) zu ermitteln. Bei dem Doppler-Multiplex-Senden ist jedoch die effektive Dopplerfrequenzbandbreite pro Sendesignal beschränkt, da die Filterung auf der Dopplerfrequenzachse durchgeführt wird, um die Sendesignale von den jeweiligen Sendeantennen zu demultiplexen.
Als Beispiel ist ein Doppler-Multiplex-Senden, bei dem eine Radar-Vorrichtung Sendesignale von Nt Sendeantennen in den Zeiträumen Tr sendet, beschrieben. Wenn ein solches Doppler-Multiplex-Senden N_c-mal wiederholt wird und eine Fourier-Frequenzanalyse angewendet wird, um die Dopplerfrequenz (oder Relativgeschwindigkeit) zu ermitteln, ist der Dopplerfrequenzbereich, in dem die Dopplerfrequenz ohne Aliasing ermittelt werden kann, gemäß dem Abtasttheorem ±1/(2 × Tr). Das heißt, bei dem Doppler-Multiplex-Senden ist der Dopplerfrequenzbereich, in dem die Dopplerfrequenz ohne Aliasing ermittelt werden kann, gegenüber dem Zeitmultiplex-Senden (beispielsweise ±1/(2Tr × Nt)) Nt-mal größer.
Es ist anzumerken, dass bei dem Doppler-Multiplex-Senden eine Filterung auf der Dopplerfrequenzachse durchgeführt wird, um die Sendesignale zu demultiplexen, wie oben beschrieben. Dementsprechend ist die effektive Dopplerfrequenzbandbreite pro Sendesignal auf 1/(Tr × Nt) beschränkt, und dies führt zu einem Dopplerfrequenzbereich, der demjenigen beim Zeitmultiplex-Senden ähnlich ist. Ferner vermischt sich bei dem Doppler-Multiplex-Senden in einem Dopplerfrequenzband, das den effektiven Dopplerfrequenzbereich pro Sendesignal überschreitet, das Sendesignal mit einem Signal in einem Dopplerfrequenzband eines anderen Sendesignals, das sich von dem Sendesignal unterscheidet. Daher kann es vorkommen, dass die Sendesignale nicht korrekt gedemultiplext werden.
In diesem Zusammenhang beschreibt eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ein Verfahren zum Erweitern des Dopplerfrequenzbereichs, in dem kein Aliasing (mit anderen Worten keine Mehrdeutigkeit) auftritt, bei dem Doppler-Multiplex-Senden. Mit diesem Verfahren kann eine Radar-Vorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ein Zielobjekt in einem größeren Dopplerfrequenzbereich genau erfassen.
Nachstehend sind Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung genau beschrieben. In den Ausführungsformen sind gleiche Bestandteile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet, und die Beschreibungen davon sind ausgelassen, da sie unnötig wären.
Im Folgenden ist ein Aufbau einer Radar-Vorrichtung (mit anderen Worten ein MIMO-Radar-Aufbau) mit einem Sendezweig, in dem verschiedene gemultiplexte Sendesignale gleichzeitig von einer Vielzahl von Sendeantennen gesendet werden, und einem Empfangszweig, in dem die Sendesignale gedemultiplext und einer Empfangsverarbeitung unterzogen werden, beschrieben.
Ferner ist unten als Beispiel ein Aufbau eines Radar-Systems beschrieben, das eine frequenzmodulierte Impulswelle wie einen Chirp-Impuls verwendet (z. B. auch als Chirp-Impuls-Aussendung (schnelle Chirp-Modulation) bezeichnet). Das Modulationsschema ist jedoch nicht auf eine Frequenzmodulation beschränkt. Beispielsweise ist eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung auch auf ein Radar-System anwendbar, das ein Impulskompressions-Radar verwendet, das ausgelegt ist, eine Impulsfolge nach Durchführung einer Phasenmodulation oder Amplitudenmodulation an der Impulsfolge zu senden.
[Aufbau der Radar-Vorrichtung]
1 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau der Radar-Vorrichtung 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform darstellt.
Die Radar-Vorrichtung 10 enthält einen Radar-Sender (Sendezweig) 100 und einen Radar-Empfänger (Empfangszweig) 200.
Der Radar-Sender 100 erzeugt Radar-Signale (Radar-Sendesignale) und sendet die Radar-Sendesignale in vorgegebenen Sendezeiträumen unter Verwendung einer Sendegruppenantenne, die aus einer Vielzahl von Sendeantennen 105-1 bis 105-Nt besteht.
Der Radar-Empfänger 200 empfängt Reflexionswellensignale, die Radar-Sendesignale sind, die durch ein Zielobjekt (nicht dargestellt) reflektiert werden, unter Verwendung einer Empfangsgruppenantenne, die aus einer Vielzahl von Empfangsantennen 202-1 bis 202-Na besteht. Der Radar-Empfänger 200 führt eine Signalverarbeitung an den an den jeweiligen Empfangsantennen 202 empfangenen Reflexionswellensignalen durch, um beispielsweise das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Zielobjekts zu ermitteln oder die Einfallsrichtungen der Reflexionswellensignale zu schätzen.
Es ist anzumerken, dass das Zielobjekt ein durch die Radar-Vorrichtung 10 zu erfassendes Zielobjekt ist. Beispiele des Zielobjekts umfassen ein Fahrzeug (einschließlich vierrädriger und zweirädriger Fahrzeuge), eine Person, einen Block und einen Bordstein.
[Aufbau des Radar-Senders 100]
Der Radar-Sender 100 enthält einen Radar-Sendesignalgenerator 101, Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt und Sendeantennen 105-1 bis 105-Nt. Das heißt, der Radar-Sender 100 enthält Nt Sendeantennen 105, und die Sendeantennen 105 sind einzeln mit den jeweiligen Dopplerverschiebungseinheiten 104 verbunden.
Der Radar-Sendesignalgenerator 101 erzeugt ein Radar-Sendesignal. Der Radar-Sendesignalgenerator 101 enthält beispielsweise einen Modulationssignalgenerator 102 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 103. Die Bestandteile des Radar-Sendesignalgenerators 101 sind nachstehend beschrieben.
Der Modulationssignalgenerator 102 erzeugt periodisch beispielsweise sägezahnförmige Modulationssignale, wie in 2 dargestellt. Hierbei bezeichnet Tr den Radar-Sendezeitraum.
Der VCO 103 gibt auf Grundlage der von dem Modulationssignalgenerator 103 ausgegebenen Radar-Sendesignale frequenzmodulierte Signale (nachstehend beispielsweise als Frequenz-Chirp-Signale oder Chirp-Signale bezeichnet) an die Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt und den Radar-Empfänger 200 (Mischer 204, weiter unten beschrieben) aus.
Die Dopplerverschiebungseinheit 104 wendet eine Phasendrehung φ_n auf das von dem VCO 103 eingegebene Chirp-Signal an, um den Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n anzuwenden, und gibt das Signal nach der Dopplerverschiebung an die Sendeantenne 105 aus. Hierbei ist n = 1, ..., Nt. Es ist anzumerken, dass ein beispielhaftes Verfahren zum Anwenden des Dopplerverschiebungsbetrags DOP_n (mit anderen Worten der Phasendrehung φ_n) in der Dopplerverschiebungseinheit 104 weiter unten beschrieben ist.
Die Ausgangssignale der Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt werden auf eine vorgegebene Sendeleistung verstärkt und von den jeweiligen Sendeantennen 105 in den Raum abgestrahlt.
[Aufbau des Radar-Empfängers 200]
In 1 enthält der Radar-Empfänger 200 Na Empfangsantennen 202, die eine Gruppenantenne bilden. Der Radar-Empfänger 200 enthält weiterhin Na Antennensystemprozessoren 201-1 bis 201-Na, einen Konstantfalschalarmratenteil (CFAR-Teil) 210, einen Doppler-Demultiplexer 211 und einen Richtungsschätzer 212.
Jede der Empfangsantennen 202 empfängt ein Reflexionswellensignal, das ein von einem Zielobjekt reflektiertes Radar-Sendesignal ist, und gibt das empfangene Reflexionswellensignal zum entsprechenden Antennensystemprozessor 201 als ein Empfangssignal aus.
Jeder der Antennensystemprozessoren 201 enthält ein Empfangsfunkteil 203 und einen Signalprozessor 206.
Der Empfangsfunkteil 203 enthält einen Mischer 204 und ein Tiefpassfilter (TPF) 205. Der Empfangsfunkteil 203 mischt in dem Mischer 204 ein Chirp-Signal, das ein Sendesignal ist, mit dem empfangenen Reflexionswellensignal und leitet das resultierende gemischte Signal durch das TPF 205. Infolgedessen wird ein Schwebungssignal mit einer Frequenz gewonnen, die der Laufzeit des Reflexionswellensignals entspricht. Zum Beispiel wird, wie in 2 dargestellt, die Differenzfrequenz zwischen der Frequenz eines Sendesignals (der gesendeten frequenzmodulierten Welle) und der Frequenz eines Empfangssignals (der empfangenen frequenzmodulierten Welle) als die Schwebungsfrequenz erhalten.
In jedem Antennensystemprozessor 201-z (wobei z eine beliebige Zahl von 1 bis Na ist) enthält der Signalprozessor 206 einen A/D-Wandler 207, einen Schwebungsfrequenzanalysator 208 und einen Doppler-Analysator 209.
Das Signal (z. B. Schwebungssignal), das von dem TPF 205 ausgegeben wird, wird durch den A/D-Wandler 207 im Signalprozessor 206 in diskrete Abtastdaten umgewandelt.
Der Schwebungsfrequenzanalysator 208 führt in jedem Sendezeitraum Tr eine FFT-Verarbeitung an N_data diskreten Abtastdaten durch, erhalten in einem vorgegebenen Zeitbereich (Bereichsfenster). Im Signalprozessor 206 wird dadurch ein Frequenzspektrum ausgegeben, in dem eine Spitze bei einer Schwebungsfrequenz in Abhängigkeit von der Laufzeit des Reflexionswellensignals (der reflektierten Radar-Welle) erscheint. Es ist anzumerken, dass bei der FFT-Verarbeitung der Schwebungsfrequenzanalysator 208 eine Multiplikation mit einem Fensterfunktionskoeffizienten durchführen kann, wie etwa beispielsweise dem Von-Hann-Fenster oder dem Hamming-Fenster. Die Verwendung des Fensterfunktionskoeffizienten kann die um die Schwebungsfrequenz-Spitze herum erzeugten Nebenkeulen reduzieren.
Hierbei ist eine von der m-ten Chirp-Impuls-Aussendung erhaltene und von dem Schwebungsfrequenzanalysator 208 in dem z-ten Signalprozessor 206 ausgegebene Schwebungsfrequenzantwort als RFT_z(f_b, m) bezeichnet. Hier bezeichnet f_b den Schwebungsfrequenzindex und entspricht einem FFT-Index (der Bin-Nummer). Zum Beispiel sind f_b = 0, ..., N_data/2, z = 0, ..., Na und m = 1, ..., N_C. Es ist anzumerken, dass im Folgenden N_c Male der Chirp-Impuls-Aussendung als eine Senderahmeneinheit bezeichnet sind. Eine Schwebungsfrequenz mit einem kleineren Schwebungsfrequenzindex fb weist auf eine kürzere Laufzeit des Reflexionswellensignals (mit anderen Worten einen kürzeren Abstand zu dem Zielobjekt) hin.
Zudem kann der Schwebungsfrequenzindex fb mit dem folgenden Ausdruck in eine Abstandsinformation R(f_b) umgewandelt werden. Im Folgenden ist der Schwebungsfrequenzindex fb daher auch als „Abstandsindex fb“ bezeichnet.
[1] $R (ƒ_{b}) = \frac{C_{0}}{2 B_{w}} ƒ_{b}$
Hierbei bezeichnet B_w eine Frequenzmodulationsbandbreite innerhalb des Bereichsfensters für ein Chirp-Signal, und Co bezeichnet die Lichtgeschwindigkeit.
Der Doppler-Analysator 209 führt eine Doppler-Analyse für jeden Abstandsindex fb unter Verwendung der Schwebungsfrequenzantworten RFT_z(f_b, 1), RFT_z(f_b, 2), ..., RFT_z(f_b, N_C) durch, die aus N_C Malen der Chirp-Impuls-Aussendung erhalten und von dem Schwebungsfrequenzanalysator 208 ausgegeben werden.
Wenn beispielsweise N_c eine Potenz von 2 ist, kann bei der Doppler-Analyse eine FFT-Verarbeitung angewendet werden. In diesem Fall ist die FFT-Größe N_c, und eine maximale Dopplerfrequenz, die aus dem Abtasttheorem abgeleitet ist und bei der kein Aliasing auftritt, beträgt ±1/(2Tr). Das Dopplerfrequenzintervall der Dopplerfrequenzindices f_s beträgt ferner 1/(N_e × Tr), und der Bereich des Dopplerfrequenzindex f_s ist durch f_s = -N_c/2, ..., 0, ..., N_c/2 - 1 gegeben.
Nachstehend ist ein Fall beschrieben, in welchem N_c als ein Beispiel eine Potenz von 2 ist. Es ist anzumerken, dass, wenn N_c keine Potenz von 2 ist, beispielsweise mit Nullen aufgefüllte Daten aufgenommen werden, um eine FFT-Verarbeitung zu ermöglichen, bei der die Datengröße als eine Potenz von 2 behandelt wird. Bei der FFT-Verarbeitung kann der Doppler-Analysator 209 eine Multiplikation mit einem Fensterfunktionskoeffizienten durchführen, wie etwa dem Von-Hann-Fenster oder dem Hamming-Fenster. Die Anwendung einer Fensterfunktion kann die um die Schwebungsfrequenz-Spitze herum erzeugten Nebenkeulen reduzieren.
Beispielsweise ist die Ausgabe VFT_z(f_b, f_s) des Doppler-Analysators 209 des z-ten Signalprozessors 206 durch den folgenden Ausdruck gegeben. Es ist anzumerken, dass j die imaginäre Einheit und z = 1 bis Na ist.
[2] $V F T_{z} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = \sum_{m = 1}^{N_{c}} R F T_{z} (ƒ_{b}, m) exp [- j \frac{2 π (m - 1) ƒ_{s}}{N_{c}}]$
Vorstehend ist die Verarbeitung durch die Bestandteile des Signalprozessors 206 beschrieben.
In 1 führt der CFAR-Teil 210 eine CFAR-Verarbeitung (mit anderen Worten eine adaptive Schwellenwertbestimmung) durch Verwenden der Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 in dem ersten bis Na-ten Signalprozessor 206 durch und extrahiert Abstandsindices f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar}, die Spitzensignale liefern.
Der CFAR-Teil 210 führt beispielsweise eine Leistungsaddition der Ausgaben VFT₁(f_b, f_s), VFT2(f_b, f_s),..., VFT_Na(f_b, f_s) der Doppler-Analysatoren 209 in dem ersten bis Na-ten Signalprozessor 206 durch, die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, um eine zweidimensionale CFAR-Verarbeitung in zwei Dimensionen, die durch die Abstandsachse und die Dopplerfrequenzachse (entsprechend der Relativgeschwindigkeit) gebildet werden, oder eine CFAR-Verarbeitung unter Verwendung einer eindimensionalen CFAR-Verarbeitung in Kombination durchzuführen. Beispielsweise kann die in NPL 2 offenbarte Verarbeitung als die zweidimensionale CFAR-Verarbeitung oder die CFAR-Verarbeitung unter Verwendung einer eindimensionalen CFAR-Verarbeitung in Kombination angewendet werden.
[3] $P o w e r F T (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = \sum_{z = 1}^{N_{a}} {| V F T}_{z} {(ƒ_{b}, ƒ_{s}) |}^{2}$
Der CFAR-Teil 210 legt adaptiv einen Schwellenwert fest und gibt den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar}, die eine Empfangsleistung, die größer als der Schwellenwert ist, liefern, sowie die Empfangsleistungsinformationen PowerFT(f_{b_cfar}, f_s__cfar) an den Doppler-Demultiplexer 211 aus.
Der Doppler-Demultiplexer 211 führt eine Demultiplexverarbeitung unter Verwendung der Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 auf Grundlage der von dem CFAR-Teil 210 eingegebenen Informationen (z. B. Abstandsindex fb cfar, Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} und Empfangsleistungsinformationen PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_cfar})) durch. Die Demultiplexverarbeitung wird durchgeführt, um die Sendesignale (mit anderen Worten die Reflexionswellensignale für die Sendesignale), die von den jeweiligen Sendeantennen 105 gesendet werden, aus den Signalen zu demultiplexen, die mittels Doppler-Multiplexen gesendet werden (nachstehend als Doppler-Multiplex-Signale bezeichnet). Der Doppler-Demultiplexer 211 gibt beispielsweise Informationen über die gedemultiplexten Signale an den Richtungsschätzer 212 aus. Die Informationen über die gedemultiplexten Signale können beispielsweise Abstandsindices f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindices (f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}, ..., f_{demul_Tx#Nt}) umfassen, die den gedemultiplexten Signalen entsprechen und manchmal als Demultiplexing-Indexinformationen bezeichnet werden. Zudem gibt der Doppler-Demultiplexer 211 die Ausgaben der jeweiligen Doppler-Analysatoren 209 an den Richtungsschätzer 212 aus.
Im Folgenden ist ein beispielhafter Betrieb des Doppler-Demultiplexers 211 zusammen mit dem Betrieb der Dopplerverschiebungseinheit 104 beschrieben.
[Dopplerverschiebungsbetrag-Einstellverfahren]
Zunächst sind beispielhafte Verfahren zum Einstellen der in den Dopplerverschiebungseinheiten 104 angewendeten Dopplerverschiebungsbeträge beschrieben.
Die Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt wenden unterschiedliche Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n auf in die jeweiligen Dopplerverschiebungseinheiten eingegebene Chirp-Signale an. In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sind die Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n (Dopplerverschiebungsintervalle) unter den Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt (mit anderen Worten unter den Sendeantennen 105-1 bis 105-Nt) nicht gleich und mindestens eines der Dopplerintervalle ist unterschiedlich.
Mit anderen Worten teilen die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n den Dopplerfrequenzbereich (-1/(2Tr) bis 1/(2Tr)), der das Abtasttheorem erfüllt, nicht in gleichen Intervallen auf, sondern teilen den Dopplerfrequenzbereich so auf, dass mindestens eines der Intervalle unterschiedlich ist. Hierbei ist das Abtasttheorem erfüllt, wenn die Phasendrehungen für die jeweiligen Sendezeiträume Tr im Bereich von -π bis π liegen. Die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n verwenden somit Phasendrehungen φ_n(m), die den Bereich von -π bis π, mit anderen Worten den Phasenbereich von 2π, nicht in gleichen Intervallen, sondern in Intervallen aufteilen, von denen mindestens eines unterschiedlich ist.
In einem Fall beispielsweise, in welchem Nt = 2 ist, führt die Einstellung, bei der φ₁(m) = π/2 × m und φ2(m) = -π/2 × m ist, zu |φ₁(m) - φ₂(m)| = π, und der Phasenbereich von 2π wird in gleiche Intervalle aufgeteilt. In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung werden solche Phasendrehungen, die den Phasenbereich von 2π gleichmäßig aufteilen, nicht als die Dopplerverschiebungsbeträge verwendet. In einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung werden Phasendrehungen φ₁(m) und φ₂(m) mit |φ₁(m) - φ₂(m)| ≠ π als Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁ und DOP₂ verwendet. In einem Fall, in welchem Nt ≥ 2 ist, umfasst eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ferner Phasendrehungen, bei denen |φ_n(m) - φ_adjacent(n)(m)| ≠ 2π/Nt ist, als Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n. Hierbei ist n ein ganzzahliger Wert im Bereich von 1 bis Nt. Ferner bezeichnet adjacent(n) den Index einer zu φ_n(m) benachbarten Phasendrehung, und die Differenz (φ_n(m) - φ_n1(m)) der Phasendrehungen von φ_n(m) bezeichnet den kleinsten Index n1 mit einer Modulo-Operation für 2π.
Beispielsweise wendet die n-te Dopplerverschiebungseinheit 104 die Phasendrehung φ_n(m) auf das eingegebene m-te Chirp-Signal an, sodass sich die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n voneinander unterscheiden, und gibt das Chirp-Signal aus. Durch diese Verarbeitung werden jeweils unterschiedliche Dopplerverschiebungsbeträge auf die von einer Vielzahl von Sendeantennen 105 zu sendenden Sendesignale angewendet. Das heißt, in einer beispielhaften Ausführungsform ist die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens = Nt. Hierbei ist m = 1, ..., N_C und n = 1, ..., Nt.
Ferner ist in dem Doppler-Analysator 209 ein Bereich der Dopplerfrequenz f_d, der aus dem Abtasttheorem abgeleitet ist und bei dem kein Aliasing auftritt, -1/(2Tr) ≤ f_d < 1/(2Tr).
Gemäß dem Vorstehenden ist die Phasendrehung φ_n(m), die zu einem gleichen Dopplerverschiebungsintervall 1/(Nt × Tr) für jedes der von den Nt Sendeantennen 105 gesendeten Sendesignale führt, beispielsweise durch den folgenden Ausdruck gegeben.
[4] $ϕ_{n} (m) = {\frac{2 π}{N_{c}} r o u n d (\frac{N_{c}}{N t}) (n - 1) + Δ ϕ_{0}} (m - 1) + ϕ_{0}$
Hierbei ist φ₀ eine Anfangsphase und Δφ₀ ist eine Referenz-Dopplerverschiebungsphase. Darüber hinaus ist round(x) eine Rundungsfunktion, die einen gerundeten ganzzahligen Wert für eine reelle Zahl x ausgibt. Es ist anzumerken, dass der Term round(Nc/Nt) eingeführt ist, um den Phasendrehungsbetrag auf ein ganzzahliges Vielfaches des Dopplerfrequenzintervalls in dem Doppler-Analysator 209 einzustellen.
Wenn beispielsweise die durch Ausdruck 4 gegebene Phasendrehung φ_n(m) verwendet wird, sind die Intervalle der Phasendrehungen, die auf das m-te Chirp-Signal angewendet werden, unter den Sendesignalen jeweils gleich, und das Intervall ergibt sich zu 2π round(N_C/N_t)/N_C.
Wenn als Beispiel die Phasendrehung φ_n(m) angewendet wird, wobei in Ausdruck 4 Nt = 2, Δφ₀ = 0, φ₀ = 0 und Nc eine gerade Zahl ist, sind die Dopplerverschiebungsbeträge durch DOP₁ = 0 und DOP₂ = 1/(2Tr) ausgedrückt.
Mit anderen Worten werden die Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge, die auf die von der Vielzahl von Sendeantennen 105 gesendeten Sendesignale angewendet werden, so eingestellt, dass sie im Bereich der Dopplerfrequenz (z. B. dem Dopplerfrequenzbereich, in dem kein Aliasing auftritt) in der Radar-Vorrichtung 10 (Radar-Empfänger 200) gleich sind. Beispielsweise wird das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge, die auf die von 2 (= Nt) Sendeantennen 105 gesendeten Sendesignale angewendet werden, auf das Intervall eingestellt, das durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs, in dem kein Aliasing auftritt (z. B. -1/(2Tr) ≤ f_d < 1/(2Tr)), durch die Anzahl von Sendeantennen 105 (z. B. Nt = 2) erhalten wird. In diesem Beispiel ergibt sich für das Intervall 1/(2Tr).
3 stellt beispielhafte Doppler-Spitzen, die durch eine Doppler-Analyse in dem Doppler-Analysator 209 erhalten werden, in einem Fall dar, in welchem zum Beispiel Dopplerverschiebungsbeträge von DOP₁ = 0 und DOP₂ = 1/(2Tr) für die von 2 (= Nt) Sendeantennen 105 (nachfolgend als Tx#1 und Tx#2 bezeichnet) gesendeten Sendesignale verwendet werden.
Wie in 3 dargestellt, werden für die Dopplerfrequenz eines einzelnen zu messenden Zielobjekts (Ziel-Doppler f_{d_TargetDoppler}) Nt Doppler-Spitzen erzeugt (Nt = 2 in 3).
Als Beispiel werden im Folgenden Positionsbeziehungen zwischen den Doppler-Spitzen, die beim Empfang von Reflexionswellensignalen für Sendesignale, die von den Sendeantennen Tx#1 bzw. Tx#2 gesendet werden, erzeugt werden, in 3 in einem Fall, in welchem die Dopplerfrequenz eines Messziels f_{d_TargetDoppier} = -1/(4Tr) ist, und in einem Fall, in welchem f_d__{TargetDoppler} = 1/(4Tr) ist, miteinander verglichen.
<Fall einer Ziel-Dopplerfrequenz von f_{d_TargetDoppler} = -1/(4Tr)>
In dem Fall, in welchem f_{d_TargetDoppier} = 1 /(4Tr) ist, ergibt sich die Positionsbeziehung zwischen der Dopplerspitze (P1), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (P2), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 erzeugt wird, die in 3 dargestellt ist. Das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze P1 und der Doppler-Spitze P2 beträgt 1/(2Tr).
<Fall einer Ziel-Dopplerfrequenz von f_{d_TargetDoppler} = 1/(4Tr)>
In dem Fall, in welchem f_{d_TargetDoppier} = 1/(4Tr) ist, wird die Doppler-Spitze, die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 erzeugt wird, durch FFT als die Spitze (P2A) eines aliasierten Signals ausgegeben, wie in 3 dargestellt. In dem Fall, in welchem f_{d_TargetDoppier} = 1/(4Tr) ist, ist die Positionsbeziehung zwischen der Doppler-Spitze (P1), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (P2A) des aliasierten Signals somit wie in 3 dargestellt. Das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze (P1) und der Doppler-Spitze (P2A) beträgt 1/(2Tr).
Wie oben beschrieben, ist in beiden der Fälle, in welchen f_{d_TargetDoppier} = -1/(4Tr) und f_{d_TargetDoppler} = 1/(4Tr), das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze (P1), die der Sendeantenne Tx#1 entspricht, und der Doppler-Spitze (P2 oder P2A), die der Sendeantenne Tx#2 entspricht, 1/(2Tr). Dementsprechend ist die Positionsbeziehung zwischen den Doppler-Spitzen, die Tx#1 bzw. Tx#2 entsprechen, ununterscheidbar zwischen den Fällen f_{d_TargetDoppler} = -1/(4Tr) und 1/(4Tr), und dies führt zu Mehrdeutigkeit. Somit ist in dem in 3 dargestellten Beispiel der Zielobjekt-Dopplerfrequenzbereich, in dem keine Mehrdeutigkeit auftritt, beispielsweise -1/(4Tr) ≤ f_{d_TargetDoppier} < 1/(4Tr).
Demgegenüber ist bei den Dopplerverschiebungseinheiten 104 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung mindestens eines der Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n (oder Phasendrehungen φ_n(m)), die auf die von den Sendeantennen 105 gesendeten Sendesignale angewendet werden, unterschiedlich, wie oben beschrieben.
Ferner wenden die Dopplerverschiebungseinheiten 104 die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n beispielsweise so an, dass mindestens eines der Intervalle der Phasendrehungen φ_n(m) unterschiedlich ist, während so viele wie möglich der Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge, die auf die von den Nt Sendeantennen 105 gesendeten Sendesignale angewendet werden, beibehalten werden. Dies verbessert beim Doppler-Multiplexen eine Leistung des Demultiplexens.
Beispielsweise wendet die n-te Dopplerverschiebungseinheit 104 die Phasendrehung φ_n(m) wie in dem folgenden Ausdruck auf das eingegebene m-te Chirp-Signal so an, dass sich die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n voneinander unterscheiden.
[5] $ϕ_{n} (m) = {A \frac{2 π}{N_{c}} r o u n d (\frac{N_{c}}{N t + δ}) (n - 1) + Δ ϕ_{0}} (m - 1) + ϕ_{0}$
Hier ist A ein Koeffizient, der die positive oder negative Polarität angibt, d. h. 1 oder -1. Weiterhin ist δ eine positive Zahl, die größer oder gleich 1 ist. Es ist anzumerken, dass der Term round(Nc/(Nt + δ)) eingeführt ist, um den Phasendrehungsbetrag auf ein ganzzahliges Vielfaches des Dopplerfrequenzintervalls in dem Doppler-Analysator 209 einzustellen.
Wenn als Beispiel die Phasendrehung φ_n(m) angewendet wird, wobei in Ausdruck 5 Nt = 2, Δφ₀ = 0, φ₀ = 0, A = 1, δ = 1 und N_C ein Vielfaches von 3 ist, sind die Dopplerverschiebungsbeträge durch DOP₁ = 0 und DOP₂ = 1/(3Tr) ausgedrückt.
4 stellt beispielhafte Doppler-Spitzen, die durch eine Doppler-Analyse in dem Doppler-Analysator 209 erhalten werden, in einem Fall dar, in welchem Dopplerverschiebungsbeträge von DOP₁ = 0 und DOP₂ = 1/ (3Tr) für die von 2 (= Nt) Sendeantennen 105 (nachfolgend als Tx#1 und Tx#2 bezeichnet) gesendeten Sendesignale verwendet werden.
Wie in 4 dargestellt, werden für die Dopplerfrequenz eines einzelnen zu messenden Zielobjekts (Ziel-Doppler f_{d_TargetDoppler}) Nt Doppler-Spitzen erzeugt (Nt = 2 in 4).
Als Beispiel werden im Folgenden Positionsbeziehungen zwischen den Doppler-Spitzen, die beim Empfang von Reflexionswellensignalen für Sendesignale, die von den Sendeantennen Tx#1 bzw. Tx#2 gesendet werden, erzeugt werden, in 4 in einem Fall, in welchem die Dopplerfrequenz eines Messziels f_{d_TargetDoppier} = -1/(4Tr) ist, und in einem Fall, in welchem f_{d_TargetDoppler} = 1/(4Tr) ist, miteinander verglichen.
<Fall einer Ziel-Dopplerfrequenz von f_{d_TargetDoppler} = -1/(4Tr)>
In dem Fall, in welchem f_{d_TargetDoppier} = 1 /(4Tr) ist, ergibt sich die Positionsbeziehung zwischen der Dopplerspitze (P1), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (P2), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 erzeugt wird, die in 4 dargestellt ist. Das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze P1 und der Doppler-Spitze P2 beträgt 1/(3Tr).
<Fall einer Ziel-Dopplerfrequenz von f_d _{TargetDoppler} = 1/(4Tr)>
In dem Fall, in welchem f_{d_TargetDoppier} = 1/(4Tr) ist, wird die Doppler-Spitze, die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 erzeugt wird, durch FFT als die Spitze (P2A) eines aliasierten Signals ausgegeben. Somit führt der Fall f_{d_TargetDoppier} = 1/(4Tr) zu der Positionsbeziehung zwischen der Doppler-Spitze (P1), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (P2A) des aliasierten Signals. Das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze (P1) und der Spitze (P2A) beträgt 2/(3Tr).
Wie in 4 dargestellt, unterscheiden sich die Positionsbeziehung zwischen der Doppler-Spitze (P1), die der Sendeantenne Tx#1 entspricht, und der Doppler-Spitze (P2 oder P2A), die der Sendeantenne Tx#2 entspricht, zwischen den Fällen, in welchen die Ziel-Dopplerfrequenz f_d _{TargetDoppler} = -1/(4Tr) bzw. f_{d_TargetDoppler} = 1/(4Tr) ist.
Wie oben beschrieben, werden die Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge, die auf die von der Vielzahl von Sendeantennen 105 gesendeten Sendesignale angewendet werden, so eingestellt, dass sie im Bereich der Dopplerfrequenz, welcher der Doppler-Analyse unterzogen werden soll (z. B. dem Dopplerfrequenzbereich, in dem kein Aliasing auftritt), ungleich sind. Beispielsweise wird das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge, die auf die von 2 (= Nt) Sendeantennen 105 gesendeten Sendesignale angewendet werden, auf das Intervall eingestellt, das durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs, in dem kein Aliasing auftritt (z. B. -1/(2Tr) ≤ f_d < 1/(2Tr)), durch die Anzahl von Sendeantennen 105 (z. B. Nt = 2) unter Addition von 1 (= δ) erhalten wird. In diesem Beispiel ergibt sich für das Intervall 1/(3Tr).
Dementsprechend unterscheidet sich beispielsweise das Dopplerintervall (1/(3Tr)) ohne Aliasing (z. B. Doppler-Spitze (P1) und Doppler-Spitze (P2)) von dem Dopplerintervall (2/(3Tr)) mit Aliasing (z. B. Doppler-Spitze (P1) und Doppler-Spitze (P2A)), wie in 4 dargestellt.
Somit kann in dem in 4 dargestellten Beispiel der Doppler-Demultiplexer 211 zwischen dem Fall, in welchem die Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} = -1/(4Tr) ist (mit anderen Worten dem Fall ohne Aliasing), und dem Fall, in welchem f_{d_TargetDoppler} = 1/(4Tr) ist (mit anderen Worten dem Fall mit Aliasing), unterscheiden.
Beispielsweise kann der Doppler-Demultiplexer 211 in einem Fall, in welchem -1/(2Tr) ≤ angenommene Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppier} < 1/(2Tr) gilt, bestimmen, dass kein aliasiertes Signal enthalten ist, wenn die Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} = -1/(4Tr) ist. In dem in 4 dargestellten Fall, in welchem f_{d_TargetDoppier} = -1/(4Tr) ist, kann der Doppler-Demultiplexer 211 somit beispielsweise bestimmen, dass kein aliasiertes Signal enthalten ist und dass die Doppler-Spitze mit niedrigerer Frequenz für das Reflexionswellensignal ist, das dem Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 entspricht, und die Doppler-Spitze mit der höheren Frequenz für das Reflexionswellensignal ist, das dem Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 entspricht.
Beispielsweise kann der Doppler-Demultiplexer 211 in dem Fall, in welchem -1/(2Tr) ≤ angenommene Ziel-Dopplerfrequenz f_d _{TargetDoppier} < 1/(2Tr) gilt, bestimmen, dass eine aliasierte Doppler-Spitze (z. B. P2A) enthalten ist und dass die Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} = 1/(4Tr) ist, wenn die Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppier} = 1/(4Tr) ist. Beispielsweise ist in dem in 4 dargestellten Fall, in welchem f_{d_TargetDoppier} = 1/(4Tr) ist, ein aliasiertes Signal (P2A) enthalten, und somit kann der Doppler-Demultiplexer 211 bestimmen, dass unter den Doppler-Spitzen mit dem Doppler-Spitzen-Intervall von 2/(3Tr) die höhere Doppler-Spitze für das Reflexionswellensignal ist, das der Sendeantenne Tx#1 entspricht, und die niedrigere Doppler-Spitze für das Reflexionswellensignal ist, das der Sendeantenne Tx#2 entspricht.
Als Nächstes sind als ein weiteres Beispiel Positionsbeziehungen zwischen den Doppler-Spitzen, die beim Empfang von Reflexionswellensignalen für Sendesignale, die von den Sendeantennen Tx#1 bzw. Tx#2 gesendet werden, erzeugt werden, in 4 in einem Fall, in welchem die Dopplerfrequenz eines Messziels f_{d_TargetDoppler} = -1/(2Tr) ist, und in einem Fall, in welchem f_{d_TargetDoppier} = 1/(2Tr) ist, miteinander verglichen.
<Fall einer Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} = -1/(2Tr)>
In dem Fall, in welchem f_{d_TargetDoppier} = 1 /(2Tr) ist, ergibt sich die Positionsbeziehung zwischen der Dopplerspitze (P1), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (P2), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 erzeugt wird, die in 4 dargestellt ist. Das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze (P1) und der Doppler-Spitze (P2) beträgt 1/(3Tr).
<Fall einer Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} 1/(2Tr)>
In dem Fall, in welchem f_{d_TargetDoppler} = 1/(2Tr) ist, wird die Doppler-Spitze, die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 erzeugt wird, durch FFT als die Doppler-Spitze (P2A) eines aliasierten Signals ausgegeben, wie in 4 dargestellt. Dies führt zu der Positionsbeziehung zwischen der Doppler-Spitze (P1), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (P2A) des aliasierten Signals. Das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze (P1) und der Doppler-Spitze (P2A) beträgt 1/(3Tr).
Wie oben beschrieben, ist in beiden der Fälle, in welchen die Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} = -1/(2Tr) bzw. f_{d_TargetDoppler} = 1/(2Tr) ist, das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze (P1), die der Sendeantenne Tx#1 entspricht, und der Doppler-Spitze (P2 oder P2A), die der Sendeantenne Tx#2 entspricht, 1/(3Tr). Dementsprechend ist die Positionsbeziehung zwischen den Doppler-Spitzen, die Tx#1 bzw. Tx#2 entsprechen, ununterscheidbar zwischen den Fällen, in welchen f_{d_TargetDoppier} = -1/(2Tr) bzw. f_{d_TargetDoppler} 1/(2Tr) ist, und dies führt zu Mehrdeutigkeit. Somit ist in dem in 4 dargestellten Beispiel der Ziel-Dopplerfrequenzbereich, in dem keine Mehrdeutigkeit auftritt, beispielsweise -1/(2Tr) ≤ f_{d_TargetDoppler} < 1/(2Tr).
Daher ermöglicht es die vorliegende Ausführungsform, den Ziel-Dopplerfrequenzbereich, in dem keine Mehrdeutigkeit auftritt, gegenüber dem Doppler-Multiplexen unter Verwendung von Zeitmultiplex oder der Einstellung der Dopplerverschiebungsbeträge in gleichen Intervallen (siehe beispielsweise 3) um einen Faktor Nt (z. B. um einen Faktor 2 in 4) zu erweitern.
Als Nächstes ist ein beispielhaftes Verfahren für den Doppler-Demultiplexer 211 zum Demultiplexen von Signalen, die den jeweiligen Sendeantennen 105 entsprechen, beschrieben.
Als Beispiel ist der Betrieb des Doppler-Demultiplexer 211 in einem Fall beschrieben, in welchem Nt = 2.
Die folgende Beschreibung basiert als Beispiel auf einem Fall, in welchem die in Ausdruck 5 gegebene Phasendrehung φ_n(m) in den Dopplerverschiebungseinheiten 104 angewendet wird. Es ist anzumerken, dass im Folgenden als ein Beispiel Δφ₀ = 0, φ₀ = 0, δ = 1 und N_C ein Vielfaches von 3 ist. In einem Fall, in welchem A = 1 ist, sind die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen 105 DOP₁ = 0 und DOP₂ = 1/(3Tr). In einem Fall, in welchem A = -1 ist, sind die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen 105 DOP₁ = 0 und DOP₂ = -1/(3Tr).
In diesem Fall demultiplext der Doppler-Demultiplexer 211 Doppler-Multiplex-Signale unter Verwendung einer Spitze (Abstandsindex f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar}), die von dem CFAR-Teil 210 eingegeben wird und eine Empfangsleistung liefert, die größer als ein Schwellenwert ist.
Beispielsweise bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 für eine Vielzahl von Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar} mit dem gleichen Abstandsindex fb _cfar, welchem der von den Sendeantennen Tx#1 bis Tx#Nt gesendeten Sendesignale die Reflexionswellensignale jeweils entsprechen. Der Doppler-Demultiplexer 211 demultiplext die bestimmten Reflexionswellensignale, die der jeweiligen der Sendeantennen Tx#1 bis Tx#Nt entsprechen, und gibt sie aus.
Nachstehend ist der Betrieb in einem Fall beschrieben, in welchem eine Vielzahl (Ns) von Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar} mit dem gleichen Abstandsindex fb _cfar vorhanden ist. Zum Beispiel gilt f_{s_cfar} e {fd_#1, fd_#2, ..., fd_#Ns}.
Der Doppler-Demultiplexer 211 berechnet beispielsweise Dopplerindexintervalle für die Vielzahl von Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar} ∈ {fd_#1, fd_#2, ..., fd_#Ns} mit dem gleichen Abstandsindex f_{b_cfar}.
Hierbei werden 2 (= Nt) Doppler-Spitzen für eine einzelne Zielobjekt-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppier} erzeugt, indem die Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁ und DOP₂ auf die von den Sendeantennen Tx#1 bzw. Tx#2 gesendeten Sendesignale angewendet werden. Das Dopplerindexintervall, das dem Dopplerintervall zwischen den Doppler-Spitzen entspricht, ergibt sich aus der Differenz zwischen der Phasendrehung φ₁(m) für die Sendeantenne Tx#1 und der Phasendrehung φ₂(m) für die Sendeantenne Tx#2, die in dem folgenden Ausdruck gegeben ist, zu round(N_c/(Nt + 1)). In einem Fall, in welchem ein aliasiertes Signal enthalten ist, ergibt sich das Dopplerindexintervall, das dem Dopplerintervall zwischen den Doppler-Spitzen entspricht, zu N_c - round(N_c/(Nt + 1)).
[6] $ϕ_{2} (m) - ϕ_{1} (m) = A \frac{2 π}{N_{c}} r o u n d (\frac{N_{c}}{N t + 1})$
Dann sucht der Doppler-Demultiplexer 211 nach den Dopplerfrequenzindices, die mit dem Dopplerindexintervall round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen, oder den Dopplerfrequenzindices, die mit dem Dopplerindexintervall (N_c - round(N_c/(Nt + 1))) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen.
Der Doppler-Demultiplexer 211 führt die folgende Verarbeitung auf Grundlage des Ergebnisses der oben beschriebenen Suche durch.
1. In einem Fall, in welchem Dopplerfrequenzindices vorhanden sind, die mit dem Indexintervall round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen, gibt der Doppler-Demultiplexer 211 ein Paar der Dopplerfrequenzindices (beispielsweise dargestellt als fd_#p, fd_#q) als Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}) der Doppler-Multiplex-Signale aus.
Wenn die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen Tx#1 und Tx#2 hier eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ < DOP₂ gilt, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 den höheren von fd_#p und fd_#q als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#2}, der Tx#2 entspricht, und bestimmt den niedrigeren als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#1}, der Tx#1 entspricht. Wenn die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen Tx#1 und Tx#2 dagegen eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ > DOP₂ gilt, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 den höheren von fd_#p und fd_#q als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#1}, der Tx#1 entspricht, und bestimmt den niedrigeren als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#2}, der Tx#2 entspricht.
2. In einem Fall, in welchem Dopplerfrequenzindices vorhanden sind, die mit dem Indexintervall N_c - round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen, gibt der Doppler-Demultiplexer 211 ein Paar der Dopplerfrequenzindices (beispielsweise fd_#p, fd_#q) als Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}) der Doppler-Multiplex-Signale aus.
Wenn die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen Tx#1 und Tx#2 hier eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ < DOP₂ gilt, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 den höheren von fd_#p und fd_#q als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#1}, der Tx#1 entspricht, und bestimmt den niedrigeren als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#2}, der Tx#2 entspricht. Wenn die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen Tx#1 und Tx#2 dagegen eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ > DOP₂ gilt, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 den höheren von fd_#p und fd_#q als den Dopplerfrequenz Index f_{demul_Tx#2}, der Tx#2 entspricht, und bestimmt den niedrigeren als den Dopplerfrequenzindex fdemul _Tx#1, der Tx#1 entspricht.
3. In einem Fall, in welchem weder die Dopplerfrequenzindices, die mit dem Indexintervall round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen, noch die Dopplerfrequenzindices, die mit dem Indexintervall N_c - round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen, vorhanden sind, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211, dass die erzeugten Doppler-Spitzen Rauschkomponenten sind. In diesem Fall braucht der Doppler-Demultiplexer 211 keine Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}) der Doppler-Multiplex-Signale auszugeben.
4. In einem Fall, in welchem Dopplerfrequenzindices vorhanden sind, die mit dem Indexintervall round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal und außerdem mit dem Indexintervall N_c - round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen, führt der Doppler-Demultiplexer 211 beispielsweise die folgende Deduplikationsverarbeitung durch.
Beispielsweise ist das Paar der Dopplerfrequenzindices, die mit dem Indexintervall round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen, mit (fd_#p, fd_#q1) bezeichnet. Demgegenüber ist das Paar der Dopplerfrequenzindices, die mit dem Indexintervall N_c - round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen, mit (fd_#p, fd_#q2) bezeichnet.
Der Doppler-Demultiplexer 211 berechnet beispielsweise die Leistungsdifferenz |PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#q1) - PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#p)| in dem Paar von Dopplerfrequenzindices (fd_#p, fd_#q1) und die Leistungsdifferenz |PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#q2) - PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#p)| in dem Paar von Dopplerfrequenzindices (fd_#p, fd_#q2). Wenn die Leistung (mit anderen Worten die Differenz) zwischen den Leistungsdifferenzen größer als der vorgegebene Leistungsschwellenwert TPL ist, wählt der Doppler-Demultiplexer 211 das Paar mit der geringeren Leistungsdifferenz aus den Paaren der Dopplerfrequenzindices aus.
Wenn beispielsweise der folgende Ausdruck erfüllt ist, wählt der Doppler-Demultiplexer 211 das Paar von Dopplerfrequenzindices (fd_#p, fd#_q2) und führt die oben beschriebene Verarbeitung 2 durch. $\begin{array}{l} | PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 1}) - PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p}) | \\ - | PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 2}) - PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p}) | > TPL \end{array}$
Wenn beispielsweise der folgende Ausdruck erfüllt ist, wählt der Doppler-Demultiplexer 211 das Paar von Dopplerfrequenzindices (fd_#p, fd#_q1 und führt die oben beschriebene Verarbeitung 1 durch. $\begin{array}{l} | PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 2}) - PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p}) | \\ - | PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 1}) - PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p}) | > TPL \end{array}$
Wenn weder Ausdruck 7 noch Ausdruck 8 erfüllt ist, führt der Doppler-Demultiplexer 211 die oben beschriebene Verarbeitung 3 durch, ohne das eine oder andere Paar der Dopplerfrequenzindices zu wählen.
Der Doppler-Demultiplexer 211 kann Doppler-Multiplex-Signale auf die oben beschriebene Weise demultiplexen.
Vorstehend ist der beispielhafte Betrieb des Doppler-Demultiplexers 211 beschrieben.
In 1 führt der Richtungsschätzer 212 eine Zielrichtungsschätzungsverarbeitung auf Grundlage der von dem Doppler-Demultiplexer 211 eingegebenen Informationen durch (z. B. Abstandsindex f_{b_cfar} und Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}, ..., f_{demul_Tx#Nt})).
Beispielsweise extrahiert der Richtungsschätzer 212 die Ausgabe, die dem Abstandsindex fb _cfar entspricht, und die Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}, ..., fdem‟1 _Tx#Nt) aus der Ausgabe des Doppler-Demultiplexers 211 und erzeugt einen Korrelationsvektor h(f_b__cfar, f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}, ..., f_{demul_Tx#Nt}) für eine virtuelle Empfangsgruppe, der durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, um die Richtungsschätzungsverarbeitung durchzuführen.
Der Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}, ..., f_{demul_Tx#Nt}) für die virtuelle Empfangsgruppe enthält Nt × Na Elemente, deren Anzahl dem Produkt der Anzahl Nt der Sendeantennen und der Anzahl Na der Empfangsantennen entspricht. Der Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}, ..., f_{demul_Tx#Nt}) für die virtuelle Empfangsgruppe wird zur Verarbeitung für die Durchführung einer Richtungsschätzung auf Grundlage der Phasendifferenzen zwischen den Empfangsantennen 202 an den Reflexionswellensignalen von einem Zielobjekt verwendet. Hierbei ist z = 1, ..., Na
[7] $h (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # 1}, ƒ_{d e m u l_T x # 2}, \dots, ƒ_{d e m u l_T x # N t}) = [\begin{matrix} h_{c a l [1]} V F T_{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # 1}) \\ h_{c a l [2]} V F T_{2} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # 1}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a]} V F T_{N a} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # 1}) \\ h_{c a l [N a + 1]} V F T_{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # 2}) \\ h_{c a l [N a + 2]} V F T_{2} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # 2}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [2 N a]} V F T_{N a} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # 2}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 1]} V F T_{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # N t}) \\ h_{c a l [N a (N t - 1) + 2]} V F T_{2} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # N t}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a N t]} V F T_{N a} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # N t}) \end{matrix}]$
In Ausdruck 9 bezeichnet h_cal[b] einen Gruppenkorrekturwert zum Korrigieren von Phasenabweichungen und Amplitudenabweichungen in der Sendegruppenantenne und in der Empfangsgruppenantenne. Hierbei ist b = 1, ..., (Nt × Na).
Beispielsweise berechnet der Richtungsschätzer 212 ein Raumprofil mit einer Azimutrichtung θ im Richtungsschätz-Bewertungsfunktionwert P_H(θ, fb cfar, f_{demul_Tx#1}, fdem"1 _Tx#2, ..., f_{demul_Tx#Nt}), die innerhalb eines vorgegebenen Winkelbereichs variabel ist. Der Richtungsschätzer 212 extrahiert beispielsweise eine vorgegebene Anzahl lokaler maximaler Spitzen in dem berechneten Raumprofil in absteigender Reihenfolge und gibt die Azimutrichtungen der lokalen maximalen Spitzen als Einfallsrichtungsschätzwerte aus (zum Beispiel Positionsbestimmungsausgaben).
Es ist anzumerken, dass es verschiedene Verfahren mit dem Richtungsschätz-Bewertungsfunktionwert P_H(θ, fb cfar, f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}, ..., f_{demul_Tx#Nt}) gibt, abhängig von dem Einfallsrichtungsschätzalgorithmus. Zum Beispiel kann ein Schätzverfahren verwendet werden, das eine Gruppenantenne nutzt, wie in NPL 3 offenbart.
Wenn beispielsweise Nt × Na virtuelle Empfangsgruppenantennen linienförmig in gleichen Intervallen d_H angeordnet sind, kann ein Strahlformungsverfahren durch die folgenden Ausdrücke gegeben sein. Darüber hinaus ist auch eine Technik wie Capon oder MUSIC anwendbar.
[8] $\begin{array}{l} P_{H} (θ_{u}, ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # 1}, ƒ_{d e m u l_T x # 2}, ƒ_{d e m u l_T x # N t}) \\ = {| a^{H} (θ_{u}) h (f_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_T x # 1}, ƒ_{d e m u l_T x # 2}, \dots, ƒ_{d e m u l_T x # N t}) |}^{2} \end{array}$

[9] $a (θ_{u}) = [\begin{matrix} 1 \\ exp {- j 2 π d_{H} sin θ_{u} / λ} \\ ⋮ \\ exp {- j 2 π (N_{t} N_{a} - 1) d_{H} sin θ_{u} / λ} \end{matrix}]$
Hierbei, in Ausdruck 10, bezeichnet ein hochgestelltes H einen Operator für eine hermitesche Transponierung. Ferner bezeichnet a(Θ") den Richtungsvektor der virtuellen Empfangsgruppe relativ zu einer einfallenden Welle in der Azimutrichtung θ_u.
Ferner ist die Azimutrichtung θ_u ein Vektor, der in einem vorgegebenen Azimutintervall β₁ in einem Azimutbereich geändert wird, in dem die Einfallsrichtungsschätzung durchgeführt wird. Beispielsweise wird θ_u wie folgt eingestellt: $θ_{u} = θ min + u β_{1}, u = 0, \dots, NU$
$NU = floor [(θ max - θ min) / β_{1}] + 1.$
Hier ist floor(x) eine Funktion, die den maximalen ganzzahligen Wert zurückgibt, der eine reelle Zahl x nicht überschreitet.
Es ist anzumerken, dass die Dopplerfrequenzinformation in die Relativgeschwindigkeitskomponente umgewandelt und dann ausgegeben werden kann. Der folgende Ausdruck kann zum Umwandeln des Dopplerfrequenzindex f_s in eine Relativgeschwindigkeitskomponente v_d(f_s) verwendet werden. Hierbei ist λ die Wellenlänge der Trägerfrequenz eines von einem Sendefunkteil (nicht dargestellt) ausgegebenen HF-Signals. Ferner bezeichnet Δ_f das Dopplerfrequenzintervall bei der in dem Doppler-Analysator 209 durchgeführten FFT-Verarbeitung. Beispielsweise ist in der vorliegenden Ausführungsform Δ_f = 1/(N_cT_r).
[10] $v_{d} (ƒ_{s}) = \frac{λ}{2} ƒ_{s} Δ_{ƒ}$
Wie oben beschrieben, enthält die Radar-Vorrichtung 10 in der vorliegenden Ausführungsform eine Vielzahl von Sendeantennen 105, die Sendesignale senden, und Dopplerverschiebungseinheiten 104, die unterschiedliche Dopplerverschiebungsbeträge auf die jeweiligen Sendesignale der Vielzahl von Sendeantennen 105 anwenden. Ferner werden in der Radar-Vorrichtung 10 Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge, die auf die von der Vielzahl von Sendeantennen 105 zu sendenden Sendesignale angewendet werden, so eingestellt, dass sie in einem Bereich der Dopplerfrequenz ungleich sind.
Dies bewirkt, dass in der Radar-Vorrichtung 10 Intervalle der Doppler-Spitzen, die den jeweiligen Sendesignalen entsprechen, bei einem Fall mit Aliasing und einem Fall ohne Aliasing unterschiedlich sind. Mit anderen Worten kann die Radar-Vorrichtung 10 das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein von Aliasing der Doppler-Spitzen bestimmen. Dementsprechend kann die Radar-Vorrichtung 10 zwischen der Ziel-Dopplerfrequenz (Ziel-Doppler) mit Aliasing und der Ziel-Dopplerfrequenz ohne Aliasing unterscheiden, um Doppler-Multiplex-Signale zu demultiplexen. Somit kann die Radar-Vorrichtung 10 den Dopplerfrequenzbereich (oder Maximalwert der Relativgeschwindigkeit), in dem die Doppler-Multiplex-Signale gedemultiplext werden können, erweitern.
Wie oben beschrieben, macht es die vorliegende Ausführungsform möglich, den Dopplerfrequenzbereich (oder Maximalwert der Relativgeschwindigkeit), in dem keine Mehrdeutigkeit auftritt, zu erweitern. Dies ermöglicht es der Radar-Vorrichtung 10, ein Zielobjekt (z. B. Ankunftsrichtung) in einem größeren Dopplerfrequenzbereich genau zu erfassen.
(Abwandlung 1)
In der vorstehenden Ausführungsform ist der beispielhafte Betrieb beim Doppler-Multiplexen einem Fall beschrieben, in welchem Nt = 2. Die Anzahl Nt der Sendeantennen ist jedoch nicht auf zwei beschränkt und kann drei oder mehr betragen.
In Abwandlung 1 ist der Betrieb der Radar-Vorrichtung 10 als ein anderes Beispiel in einem Fall beschrieben, in welchem Nt = 3.
Die folgende Beschreibung basiert als Beispiel auf einem Fall, in welchem die in Ausdruck 5 gegebene Phasendrehung φ_n(m) in den Dopplerverschiebungseinheiten 104 angewendet wird. Es ist anzumerken, dass im Folgenden als ein Beispiel Δφ₀ = 0, φ₀ = 0, δ = 1 und N_C eine gerade Zahl ist. In einem Fall, in welchem beispielsweise A = 1 ist, sind die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen 105 DOP₁ = 0, DOP₂ = 1/(4Tr) und DOP₃ = 1/(2Tr). In einem Fall, in welchem beispielsweise A = -1 ist, sind die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen 105 DOP₁ = 0, DOP₂ = -1/(4Tr) und DOP₃ = -1/(2Tr).
Wenn beispielsweise solche Dopplerverschiebungsbeträge verwendet werden, wie in 5 dargestellt, werden Nt (drei in 5) Doppler-Spitzen für eine einzelne Zielobjekt-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppier} erzeugt, die zu messen ist. Es ist anzumerken, dass 5 die Änderung der Doppler-Spitzen in dem Fall, in welchem Nt = 3 ist, darstellt, wobei auf der horizontalen Achse die Ziel-Dopplerfrequenz und auf der vertikalen Achse die Ausgabe des Doppler-Analysators 209 (FFT) aufgetragen ist.
<Fall 0 ≤ Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} < 1/(2Tr)>
Wie in 5 dargestellt, beträgt das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze (durchgezogene Linie), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (gestrichelte Linie), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#3 erzeugt wird, 1/(2Tr).
Tx#3 umfasst in diesem Fall ein aliasiertes Signal. Somit kann der Doppler-Demultiplexer 211 bestimmen, dass unter den Doppler-Spitzen mit dem Doppler-Spitzen-Intervall von 1/(2Tr) die höhere Doppler-Spitze das Reflexionswellensignal ist, das der Sendeantenne Tx#1 entspricht, die niedrigere Doppler-Spitze das Reflexionswellensignal ist, das der Sendeantenne Tx#3 entspricht, und die verbleibende Doppler-Spitze das Reflexionswellensignal von der Sendeantenne Tx#2 ist.
<Fall - 1/(2Tr) ≤ Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} ≤ 0>
Wie in 5 dargestellt, beträgt das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze (durchgezogene Linie), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (gepunktete Linie), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 erzeugt wird, 1/(4Tr). Das Dopplerintervall beträgt ebenfalls 1/(4Tr) zwischen der Doppler-Spitze (gepunktete Linie), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (gestrichelte Linie), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#3 erzeugt wird.
Keine der Sendeantennen Tx#1, Tx#2 und Tx#3 umfasst in diesem Fall ein aliasiertes Signal. Somit kann der Doppler-Demultiplexer 211 anhand der Doppler-Spitze mit der niedrigsten Frequenz bestimmen, dass die Reflexionswellensignale den Sendesignalen von den Sendeantennen Tx#1, Tx#2 bzw. Tx#3 entsprechen.
Wie oben beschrieben, werden die Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge, die auf die von der Vielzahl von Sendeantennen 105 gesendeten Sendesignale angewendet werden, in dem Dopplerfrequenzbereich (z. B. -1/(2Tr) ≤ f_d < 1/(2Tr) in dem in 5 dargestellten Beispiel) so eingestellt, dass sie ungleich sind. Beispielsweise ist jedes der Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge, die auf die von 3 (= Nt) Sendeantennen gesendeten Sendesignale angewendet werden, auf das Intervall eingestellt, das durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs, in dem kein Aliasing auftritt (z. B. -1/(2Tr) ≤ f_d < 1/(2Tr)), durch die Anzahl von Sendeantennen (z. B. Nt = 3) unter Addition von 1 (= δ) erhalten wird. In diesem Beispiel ergibt sich für das Intervall 1/(4Tr).
Dementsprechend unterscheiden sich das Dopplerintervall ohne Aliasing, das 1/(4Tr) beträgt, und die Dopplerintervalle mit Aliasing, die 1/(4Tr) und 1/(2Tr) betragen, voneinander, wie beispielsweise in 5 dargestellt.
Somit kann in dem in 5 dargestellten Beispiel der Doppler-Demultiplexer 211 zwischen dem Fall, in welchem -1/(2Tr) ≤ Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppier} < 0 ist (mit anderen Worten dem Fall ohne Aliasing), und dem Fall, in welchem 0 ≤ Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} < 1/(2Tr) ist (mit anderen Worten dem Fall mit Aliasing), unterscheiden.
Dies führt dazu, dass für den Ziel-Dopplerfrequenzbereich, in dem keine Mehrdeutigkeit auftritt, in dem in 5 dargestellten Beispiel beispielsweise -1/(2Tr) ≤ f_d _{TargetDoppier} ≤ 1/(2Tr) gilt.
Daher kann der Ziel-Dopplerfrequenzbereich, in dem keine Mehrdeutigkeit auftritt, gegenüber dem Doppler-Multiplexen unter Verwendung von Zeitmultiplex oder der Einstellung der Dopplerverschiebungsbeträge in gleichen Intervallen (Fall von 1/(3Tr) in 5) um einen Faktor Nt (z. B. um einen Faktor 3 in 5) erweitert werden.
Als Nächstes ist ein beispielhaftes Verfahren für den Doppler-Demultiplexer 211 zum Demultiplexen von Signalen, die den jeweiligen Sendeantennen 105 entsprechen, beschrieben.
Der Doppler-Demultiplexer 211 demultiplext Doppler-Multiplex-Signale unter Verwendung einer Spitze (Abstandsindex f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar}), die von dem CFAR-Teil 210 eingegeben wird und eine Empfangsleistung liefert, die größer als ein Schwellenwert ist.
Beispielsweise bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 für eine Vielzahl von Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar} mit dem gleichen Abstandsindex f_{b_cfar}, welchem der von den Sendeantennen Tx#1 bis Tx#Nt gesendeten Sendesignale die Reflexionswellensignale jeweils entsprechen. Der Doppler-Demultiplexer 211 demultiplext die bestimmten Reflexionswellensignale, die der jeweiligen der Sendeantennen Tx#1 bis Tx#Nt entsprechen, und gibt sie aus.
Der Doppler-Demultiplexer 211 berechnet beispielsweise Dopplerindexintervalle für die Vielzahl von Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar} e {fd_#1, fd_#2, ..., fd_#Ns} mit dem gleichen Abstandsindex f_{b_cfar}.
Der Doppler-Demultiplexer 211 sieht drei Dopplerfrequenzindices in aufsteigender Reihenfolge und sucht nach einem Satz der Dopplerfrequenzindices mit zwei Dopplerindexintervallen, die mit den Indexintervallen round(N_c/(Nt + 1)) und round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend den Intervallen der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen. Alternativ sieht der Doppler-Demultiplexer 211 drei Dopplerfrequenzindices in aufsteigender Reihenfolge und sucht nach einem Satz der Dopplerfrequenzindices mit zwei Dopplerindexintervallen, die mit den Indexintervallen round(N_c/(Nt + 1)) und N_c - round(N_c/(Nt + 1)) oder N_c - round(N_c/(Nt + 1)) und round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend den Intervallen der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen.
Der Doppler-Demultiplexer 211 führt die folgende Verarbeitung auf Grundlage des Ergebnisses der oben beschriebenen Suche durch.
1. In einem Fall, in welchem ein Satz der Dopplerfrequenzindices vorhanden ist, die mit den Indexintervallen round(N_c/(Nt + 1)) und round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend den Intervallen der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen, gibt der Doppler-Demultiplexer 211 den Satz der Dopplerfrequenzindices (beispielsweise als fd_#p1, fd_#p2, fd_#p3 bezeichnet) als Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}, f_{demul_Tx#3}) der Doppler-Multiplex-Signale aus.
Wenn hier die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen Tx#1, Tx#2 und Tx#3 eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ < DOP₂ < DOP₃, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 den höchsten von fd_#p1, fd_#p2 und fd_#p3 als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#3}, der Tx#3 entspricht, bestimmt den zweithöchsten als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#2}, der Tx#2 entspricht, und bestimmt den niedrigsten als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_TX#1}, der Tx#1 entspricht. Wenn demgegenüber die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen Tx#1, Tx#2 und Tx#3 eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ > DOP₂ > DOP₃, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 den höchsten von fd_#p1, fd_#p2 und fd_#p3 als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#1}, der Tx#1 entspricht, bestimmt den zweithöchsten als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#2}, der Tx#2 entspricht, und bestimmt den niedrigsten als den Dopplerfrequenzindex fdem''1 _Tx#3, der Tx#3 entspricht.
2. In einem Fall, in welchem ein Satz der Dopplerfrequenzindices vorhanden ist, die mit dem Indexintervall N_c - round(N_c/(Nt + 1)) und round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend den Intervallen der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen, gibt der Doppler-Demultiplexer 211 den Satz der Dopplerfrequenzindices (beispielsweise als fd_#q1, fd_#q2, fd_#q3 bezeichnet) als Demultiplexing-Indexinformationen (fdemui_Tx#1, f_{demul_Tx#2}, f_{demul_Tx#3}) der Doppler-Multiplex-Signale aus.
Wenn hier die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen Tx#1, Tx#2 und Tx#3 eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ < DOP₂ < DOP₃, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 den höchsten von fd_#q1, fd_#q2 und fd_#q3 als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#2}, der Tx#2 entspricht, bestimmt den zweithöchsten als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#1}, der Tx#1 entspricht, und bestimmt den niedrigsten als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#3}, der Tx#3 entspricht. Wenn demgegenüber die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen Tx#1, Tx#2 und Tx#3 eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ > DOP₂ > DOP₃, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 den höchsten von fd_#q1, fd_#q2 und fd_#q3 als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#2}, der Tx#2 entspricht, bestimmt den zweithöchsten als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#3}, der Tx#3 entspricht, und bestimmt den niedrigsten als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#1}, der Tx#1 entspricht.
3. In einem Fall, in welchem ein Satz der Dopplerfrequenzindices vorhanden ist, die mit dem Indexintervall round(N_c/(Nt + 1)) und N_c - round(N_c/(Nt + 1)) entsprechend den Intervallen der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen, gibt der Doppler-Demultiplexer 211 den Satz der Dopplerfrequenzindices (beispielsweise als fd_#u1, fd_#u2, fd_#u3 bezeichnet) als Demultiplexing-Indexinformationen (fdemui_Tx#1, f_{demul_Tx#2}, f_{demul_Tx#3}) der Doppler-Multiplex-Signale aus.
Wenn hier die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen Tx#1, Tx#2 und Tx#3 eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ < DOP₂ < DOP₃, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 den höchsten von fd_#u1, fd_#n2 und fd_#u3 als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#1}, der Tx#1 entspricht, bestimmt den zweithöchsten als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#3}, der Tx#3 entspricht, und bestimmt den niedrigsten als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#2}, der Tx#2 entspricht. Wenn demgegenüber die Dopplerverschiebungsbeträge für die Sendeantennen Tx#1, Tx#2 und Tx#3 eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ > DOP2 > DOP3, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211 den höchsten von fd_#u1, fd_#u2 und fd_#u3 als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#3}, der Tx#3 entspricht, bestimmt den zweithöchsten als den Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#1}, der Tx#1 entspricht, und bestimmt den niedrigsten als den Dopplerfrequenzindex fdem''1 _Tx#2, der Tx#2 entspricht.
4. Der Doppler-Demultiplexer 211 bestimmt Doppler-Spitzen, die den Dopplerfrequenzindices entsprechen, die mit keinen der oben genannten 1, 2 und 3 übereinstimmen, als Rauschkomponenten. In diesem Fall braucht der Doppler-Demultiplexer 211 keine Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}, f_{demul_Tx#3}) der Doppler-Multiplex-Signale auszugeben.
5. In einem Fall, in welchem die Dopplerfrequenzindices enthalten sind, die den oben genannten 1, 2 und 3 in einer überlappenden Weise entsprechen, führt der Doppler-Demultiplexer 211 zum Beispiel die folgende Deduplikationsverarbeitung durch.
In einem Fall beispielsweise, in welchem Sätze der Dopplerfrequenzindices, welche die Dopplerfrequenzindices enthalten, die den obigen 1 und 2 entsprechen, (fd_#p1, fd_#p2, fd_#p3) bzw. (fd_#q1, fd_#q2, fd_#q3) sind, vergleicht der Doppler-Demultiplexer 211 die Empfangsleistung der Dopplerfrequenzindices in jedem Satz, z. B. {PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#p1), PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#P2), PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#p3)} und {PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#q1), PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#q2), PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#q3)}, und extrahiert die niedrigste Empfangsleistung aus jedem Satz. Dann wählt der Doppler-Demultiplexer 211 beispielsweise einen Satz der Dopplerfrequenzindices aus, sodass die Leistungsdifferenz zwischen den niedrigsten Leistungen in den jeweiligen Sätzen größer als der vorgegebene Leistungsschwellenwert TPL ist.
Wenn beispielsweise der folgende Ausdruck erfüllt ist, wählt der Doppler-Demultiplexer 211 den Satz von Dopplerfrequenzindices (fd_#p1, fd_#p2, fd_#p3) und führt die oben beschriebene Verarbeitung 1 durch. $\begin{array}{l} Min ({PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p 1}), PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p 2}), PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p 3})}) \\ - Min ({PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 1}), PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 2}, PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 3}))}) \\ > TPL \end{array}$
Wenn beispielsweise der folgende Ausdruck erfüllt ist, wählt der Doppler-Demultiplexer 211 den Satz von Dopplerfrequenzindices (fd_#q1, fd_#q2, fd_#q3) und führt die oben beschriebene Verarbeitung 2 durch. $\begin{array}{l} Min ({PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 1}), PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 2}), PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 3})}) \\ - Min ({PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p 1}), PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p 2}, PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p 3}))}) \\ > TPL \end{array}$
Wenn weder Ausdruck 13 noch Ausdruck 14 erfüllt ist, führt der Doppler-Demultiplexer 211 die oben beschriebene Verarbeitung 4 durch, ohne den einen oder anderen Satz der Dopplerfrequenzindices zu wählen. Ferner führt der Doppler-Demultiplexer 211 die gleiche Dublikationsbestimmungsverarbeitung für eine andere Kombination von Überlappungen als 1 und 2 durch.
Der Doppler-Demultiplexer 211 kann Doppler-Multiplex-Signale auf die oben beschriebene Weise demultiplexen.
(Abwandlung 2)
In der vorstehenden Ausführungsform ist ein Fall beschrieben, in welchem die in Ausdruck 5 gegebene Phasendrehung φ_n(m) als eine beispielhafte Phasendrehung, die den Dopplerverschiebungsbeträgen entspricht, die auf die Sendesignale angewendet werden, verwendet wird. Die Phasendrehung ist jedoch nicht auf die in Ausdruck 5 gegebene Phasendrehung φ_n(m) beschränkt.
Als ein anderes Beispiel kann die n-te Dopplerverschiebungseinheit 104 die Phasendrehung φ_n(m) wie in dem folgenden Ausdruck auf das eingegebene m-te Chirp-Signal (Sendesignal) anwenden, sodass sich die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n von denen im Fall der Verwendung von Ausdruck 5 unterscheiden.
[11] $ϕ_{n} (m) = {A \frac{2 π}{N_{c}} r o u n d (\frac{N_{c}}{N t}) (n - 1) + Δ ϕ_{0}} (m - 1) + d p_{n} + ϕ_{0}$
Hierbei ist dpn eine Komponente, die bewirkt, dass die Phasendrehungen in dem Dopplerfrequenzbereich ungleiche Intervalle aufweisen. Beispielsweise sind dp₁, dp₂, ..., dp_Nt Werte in einem Bereich, in welchem -round(N_C/Nt)/2 < dpn < round(N_C/Nt)/2 gilt. Nicht alle davon sind identische Werte, und mindestens einer davon enthält eine Komponente eines unterschiedlichen Werts. Es ist anzumerken, dass der Term round(N_C/N_t) eingeführt ist, um den Phasendrehungsbetrag auf ein ganzzahliges Vielfaches des Dopplerfrequenzintervalls in dem Doppler-Analysator 209 einzustellen.
Wenn als Beispiel die Phasendrehung φ_n(m) angewendet wird, wobei in Ausdruck 15 Nt = 2, Δφ₀ = 0, φ₀ = 0, A = 1, dp₁ = 0, dp₂ = π/5 und N_C eine gerade Zahl ist, sind die Dopplerverschiebungsbeträge durch DOP₁ = 0 und DOP₂ = 1/(2Tr) + 1/(10Tr) = 6/(10Tr) ausgedrückt.
6 stellt die Änderung der Doppler-Spitzen in dem Fall, in welchem Nt = 2, DOP₁ = 0 und DOP₂ = 6/(10Tr) ist, dar, wobei auf der horizontalen Achse die Ziel-Dopplerfrequenz und auf der vertikalen Achse die Ausgabe des Doppler-Analysators 209 (FFT) aufgetragen ist.
<Fall-1/(10Tr) ≤ Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} < 1/(2Tr)>
Wie in 6 dargestellt, beträgt das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze (durchgezogene Linie), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (gepunktete Linie), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 erzeugt wird, 4/(10Tr).
Tx#2 umfasst in diesem Fall ein aliasiertes Signal. Somit kann der Doppler-Demultiplexer 211 bestimmen, dass unter den Doppler-Spitzen mit dem Doppler-Spitzen-Intervall von 4/(10Tr) die höhere Doppler-Spitze das Reflexionswellensignal ist, das der Sendeantenne Tx#1 entspricht, und die niedrigere Doppler-Spitze das Reflexionswellensignal ist, das der Sendeantenne Tx#2 entspricht.
<Fall -1/(2Tr) ≤ Ziel-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppier} ≤ -1/(10Tr>
Wie in 6 dargestellt, beträgt das Dopplerintervall zwischen der Doppler-Spitze (durchgezogene Linie), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#1 erzeugt wird, und der Doppler-Spitze (gepunktete Linie), die beim Empfang des Reflexionswellensignals für das Sendesignal von der Sendeantenne Tx#2 erzeugt wird, 6/(10Tr).
Keine der Sendeantennen Tx#1 und Tx#2 umfasst in diesem Fall ein aliasiertes Signal. Somit kann der Doppler-Demultiplexer 211 anhand der Doppler-Spitze mit der niedrigsten Frequenz beispielsweise bestimmen, dass die Reflexionswellensignale den Sendesignalen von den Sendeantennen Tx#1 bzw. Tx#2 entsprechen.
Wie oben beschrieben, sind in Abwandlung 2 die Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge der Sendeantennen 105 auf Intervalle eingestellt, die durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs (z. B. -1/(2Tr) ≤ f_d < 1/(2Tr) in 6) durch die Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen 105 (z. B. Nt = 2) unter Addition des Versatzes von 6/(10Tr) (= DOP₂) erhalten sind.
Dementsprechend unterscheiden sich das Dopplerintervall ohne Aliasing, das 6/(10Tr) beträgt, und das Dopplerintervall mit Aliasing, das 4/(10Tr) beträgt, voneinander, wie beispielsweise in 6 dargestellt.
Dies führt dazu, dass für den Ziel-Dopplerfrequenzbereich, in dem keine Mehrdeutigkeit auftritt, in dem in 6 dargestellten Beispiel beispielsweise -1/(2Tr) ≤ f_{d_TargetDoppier} ≤ 1/(2Tr) gilt.
Somit ermöglicht es Abwandlung 2, den Ziel-Dopplerfrequenzbereich, in dem keine Mehrdeutigkeit auftritt, gegenüber dem Zeitmultiplexen oder Doppler-Multiplexen um einen Faktor Nt (z. B. um einen Faktor 2 in 6) zu erweitern.
(Abwandlung 3)
Beim Doppler-Multiplexen gelingt dem Doppler-Demultiplexer 211 möglicherweise keine Demultiplexierungsbestimmung in einem Fall, in welchem die Empfangspegel der Doppler-Spitzen einer Vielzahl von Zielobjekten ungefähr gleich sind und ein Intervall der Doppler-Spitzen mit einem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge übereinstimmt.
Wenn die Dopplerfrequenzen bei der Vielzahl von Zielobjekten jedoch unterschiedlich sind, sind die relativen Bewegungsgeschwindigkeiten zwischen den Zielobjekten und der Radar-Vorrichtung 10 voneinander verschieden. Somit kann es nützlich sein, in der Radar-Vorrichtung 10 eine kontinuierliche Radar-Beobachtung durchzuführen, da selbst dann, wenn in einer bestimmten Positionsbestimmungsausgabe der Radar-Vorrichtung die Empfangspegel der Doppler-Spitzen der Vielzahl von Zielobjekten ungefähr gleich sind und das Intervall der Doppler-Spitzen mit dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge übereinstimmt, der Abstand zwischen der Vielzahl von Zielobjekten in einer Positionsbestimmungsausgabe der Radar-Vorrichtung, die auf die bestimmte Ausgabe folgt, mit hoher Wahrscheinlichkeit anders gemessen wird. Dementsprechend wird davon ausgegangen, dass die folgende Positionsbestimmungsausgabe der Radar-Vorrichtung eine Ausgabe liefert, bei der die Vielzahl von Zielobjekten gedemultiplext werden.
In Abwandlung 3 ist ein Fall beschrieben, in welchem der Dopplerverschiebungsbetrag für jede Radar-Beobachtung variabel eingestellt wird, beispielsweise um eine Vielzahl von Zielobjekten in den Positionsbestimmungsausgaben der Radar-Vorrichtung 10 mit höherer Zuverlässigkeit zu demultiplexen. Es ist anzumerken, dass die Einheit der Radar-Beobachtung beispielsweise eine Senderahmeneinheit oder eine andere Einheit sein kann.
Beispielsweise kann in Abwandlung 3 der Ausdruck 5 als die Phasendrehung φ_n(m), die dem Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n entspricht, verwendet werden.
Die Radar-Vorrichtung 10 kann das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge für jede Sendeantenne 105 variabel einstellen, indem ein Wert von δ in Ausdruck 5 für jede Radar-Beobachtung variabel eingestellt wird. δ kann periodisch für jede Radar-Beobachtung variiert werden, beispielsweise in der Reihenfolge 1, 2, 1 und 2.
Ferner kann Ausdruck 15 als die Phasendrehung φ_n(m), die dem Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n entspricht, verwendet werden. Beispielsweise kann die Radar-Vorrichtung 10 das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge für jede Sendeantenne 105 variabel einstellen, indem die Komponenten dp₁, dp₂, ..., dp_Nt, welche die ungleichen Intervalle der Phasendrehungen bewirken, für die jeweiligen Radar-Beobachtungen auf unterschiedliche Werte eingestellt werden.
Gemäß Abwandlung 3 unterscheidet sich das Intervall der Doppler-Spitzen, die einer Vielzahl von Sendeantennen 105 entsprechen, für ein einzelnes Zielobjekt bei jeder Radar-Beobachtung, und dadurch wird das Demultiplexen einer Vielzahl von Zielobjekten erleichtert.
(Abwandlung 4)
In Abwandlung 4 ist ein Fall beschrieben, in welchem die Sendeantennen der Radar-Vorrichtung eine Untergruppenkonfiguration aufweisen.
Durch Kombination einiger der Sendeantennen und deren Verwendung als eine Untergruppe wird die Strahlbreite einer Sendestrahlcharakteristik verengt, wodurch der Senderichtwirkungsgewinn verbessert wird. Dadurch wird der erfassbare Entfernungsbereich vergrößert, während der erfassbare Winkelbereich verringert wird. Darüber hinaus kann die Strahlrichtung variabel gesteuert werden, indem ein Strahlgewichtungskoeffizient, der einen Richtstrahl erzeugt, variiert wird.
7 ist ein Blockschaltbild, das einen beispielhaften Aufbau des Radar-Senders 100a gemäß Abwandlung 4 darstellt. Es ist anzumerken, dass in 7 Bestandteile, die auf die gleiche Weise arbeiten wie diejenigen in dem Radar-Sender 100 in 1, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind und Beschreibungen davon ausgelassen sind.
Darüber hinaus weist der Radar-Empfänger gemäß Abwandlung 4 den gleichen Grundaufbau auf wie derjenige des in 1 dargestellten Radar-Empfängers 200, und daher ist 1 für die Beschreibung verwendet.
In 7 bezeichnet N_DM die Anzahl des Doppler-Multiplexens.
In 7 ist eine Untergruppe mit N_SA Sendeantennen 105 für den Ausgang jeder Dopplerverschiebungseinheit 104 konfiguriert. Die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 ergibt sich somit zu N_SA × N_DM. Es ist anzumerken, dass die Untergruppenkonfiguration der Sendeantennen 105 nicht auf das in 7 dargestellte Beispiel beschränkt ist. Beispielsweise braucht die Anzahl von Sendeantennen, die in der Untergruppe für den Ausgang der einzelnen Dopplerverschiebungseinheiten 104 enthalten ist, unter den Dopplerverschiebungseinheiten 104 nicht gleich zu sein. Hierbei ist N_SA eine ganze Zahl größer oder gleich 1. Es ist anzumerken, dass, wenn N_SA = 1, sich der gleiche Aufbau ergibt wie in 1. Es ist anzumerken, dass die Dopplerverschiebungseinheit 104 beispielsweise den gleichen Dopplerverschiebungsbetrag auf Radar-Sendesignale anwendet, die von den Sendeantennen 105 mit der Untergruppenkonfiguration (z. B. N_SA Sendeantennen 105) gesendet werden.
In 7 erzeugt ein Strahlgewichtungsgenerator 106 eine Strahlgewichtung, die eine Hauptstrahlrichtung eines Sendestrahls unter Verwendung einer Untergruppe in eine vorgegebene Richtung lenkt. Beispielsweise ist die Sendestrahlrichtung in einem Fall, in welchem die Untergruppen, die jeweils N_SA Sendeantennen enthalten, linienförmig mit einem Elementabstand von d_SA angeordnet sind, als θ_TxBF bezeichnet. In diesem Fall erzeugt der Strahlgewichtungsgenerator 106 beispielsweise eine Strahlgewichtung W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF), die in dem folgenden Ausdruck gegeben ist.
[12] $W_{T x} (I n d e x_T x S u b A r r a y, θ_{T x B F}) = [\begin{matrix} 1 \\ exp {j 2 π sin θ_{T x B F} / λ} \\ ⋮ \\ exp {j 2 π (I n d e x_T x S u b A r r a y - 1) d_{S A} sin θ_{T x B F} / λ} \end{matrix}]$
Hierbei bezeichnet Index_TxSubArray einen Elementindex der Untergruppe und es gilt Index_{_}TxSubArray = 1, ..., N_SA. Darüber hinaus bezeichnet λ die Wellenlänge eines Radar-Sendesignals und d_SA bezeichnet einen Untergruppenantennenabstand.
Beispielsweise multipliziert der ndm-te Strahlgewichtungsmultiplizierer 107 eine Ausgabe von der ndm-ten Dopplerverschiebungseinheit 104 mit dem Strahlgewichtungskoeffizienten W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF), der von dem Strahlgewichtungsgenerator 106 eingegeben wird. Das mit der Strahlgewichtung W_Tx(Index_TxSubArray, θ_TxBF) multiplizierte Sendesignal wird von der {N_SA × (ndm - 1) + Index_TxSubArray}-ten Sendeantenne 105 gesendet. Hierbei gilt Index_{_}TxSubArray = 1, ..., N_SA und ndm = 1, ..., N_DM.
Der oben beschriebene Betrieb erlaubt es dem Radar-Sender 100a, für die Ausgabe von der Dopplerverschiebungseinheit 104 ein Senden durchzuführen, wobei der Senderichtstrahl unter Verwendung der Untergruppe in eine vorgegebene Richtung gelenkt wird. Dadurch wird der Senderichtwirkungsgewinn in der vorgegebenen Richtung verbessert, wodurch der erfassbare Entfernungsbereich erweitert wird.
Ferner kann der Radar-Sender 100a die Strahlrichtung variabel steuern, indem der Strahlgewichtungskoeffizient, der den Senderichtstrahl erzeugt, variabel eingestellt wird.
Es ist anzumerken, dass der in Abwandlung 4 beschriebene Aufbau zum Durchführen des Sendens unter Verwendung der Untergruppe in gleicher Weise auf eine andere Abwandlung oder Ausführungsform angewendet werden kann.
(Abwandlung 5)
In Abwandlung 5 ist ein Verfahren zum Reduzieren der Auswirkung von Interferenzen von einer Vielzahl von Radar-Vorrichtungen, die beispielsweise das gleiche Frequenzband verwenden oder die einen Teil eines Frequenzbands gemeinsam nutzen, beschrieben.
8 ist ein Blockschaltbild, das einen beispielhaften Aufbau einer Radar-Vorrichtung 10b gemäß Abwandlung 5 darstellt. Es ist anzumerken, dass in 8 die gleichen Bestandteile wie in 1 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und Beschreibungen davon ausgelassen sind. Beispielsweise weist die in 8 dargestellte Radar-Vorrichtung 10b einen Aufbau auf, bei dem im Vergleich zu der in 1 dargestellten Radar-Vorrichtung 10 ein Zufallscodegenerator 108 und ein Zufallscodemultiplizierer 109 zu dem Radar-Sender 100b hinzugefügt sind und ein Zufallscodemultiplizierer 213 zu dem Radar-Empfänger 200b hinzugefügt ist.
In 8 erzeugt der Zufallscodegenerator 108 beispielsweise eine Pseudozufallscodesequenz RCode = {RC(1), RC(2), ..., RC(N_LRC)}. Als Pseudozufallscode kann beispielsweise ein Pseudozufallsrauschcode (PN-Code), ein M-Sequenz-Code oder ein Gold-Code verwendet werden. Darüber hinaus erzeugt der Zufallscodegenerator 108 ein Signal, das beispielsweise Phasendrehungen von {π, -π} auf Codeelemente {1, -1} der Pseudozufallscodesequenz anwendet.
Die Codelänge N_LRC der Pseudozufallscodesequenz ist kleiner oder gleich N_c. Ferner variiert der Zufallscodegenerator 108 Codeelementindices der Pseudozufallscodesequenz für jeden Sendezeitraum m, sodass RC_INDEX(m) = m, und gibt ein Zufallscodeelement RC(RC_INDEX(m)) der Pseudozufallscodesequenz RCode an die Zufallscodemultiplizierer 109 und 213 aus.
Der Zufallscodemultiplizierer 109 des Radar-Senders 100b multipliziert ein Chirp-Signal cp(t) in dem Sendezeitraum m mit dem Zufallscodeelement RC(RC_INDEX), das von dem Zufallscodegenerator 108 eingegeben wird. Der Zufallscodemultiplizierer 109 gibt Signale, die durch RC(RC_INDEX(m)) × cp(t) dargestellt sind, an die Dopplerverschiebungseinheiten 104 aus.
Der Zufallscodemultiplizierer 213 des Radar-Empfängers 200b multipliziert das Ausgangssignal RFT_z(f_b, m) des Schwebungsfrequenzanalysators 208 in dem Sendezeitraum m mit dem Zufallscodeelement RC (RC_INDEX), das von dem Zufallscodegenerator 108 eingegeben wird. Der Zufallscodemultiplizierer 213 gibt ein Signal, das durch RC(RC_INDEX (m)) × RFT_z(f_b, m) dargestellt ist, an den Doppler-Analysator 209 aus. Hierbei ist z = 1, ..., Na.
Der oben beschriebene Betrieb erlaubt es, in der Radar-Vorrichtung 10b selbst einem Fall der Beeinträchtigung durch die Interferenz von einer Vielzahl von Radar-Vorrichtungen, die das gleiche Frequenzband verwenden oder die einen Teil eines Frequenzbands gemeinsam nutzen, ein Interferenzsignal durch den Zufallscodemultiplizierer 213 in ein Pseudozufallssignal umzuwandeln, bevor es in den Doppler-Analysator 209 eingegeben wird. Dies bewirkt eine Streuung der Signalleistung der Interferenzwelle im Dopplerfrequenzbereich am Ausgang des Doppler-Analysators 209. Beispielsweise reduziert die Multiplikation mit der Pseudozufallscodesequenz die Spitzenleistung der Interferenzwelle auf etwa 1/N_c. Dies reduziert die Wahrscheinlichkeit einer versehentlichen Erfassung einer Spitze der Interferenzwelle in dem nachfolgenden CFAR-Teil 210 erheblich.
(Abwandlung 6)
Beispielsweise werden in einem Fall der Verwendung der in Ausdruck 5 gegebenen Phasendrehung als Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n in Bezug auf die Intervalle (ΔFD = round(N_C/(N_DM + δ)), die durch gleichmäßiges Teilen eines Dopplerfrequenzbereichs durch eine Anzahl (N_DM + δ), die größer als die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens ist, erhalten sind, das Intervall ΔFD und das Intervall (δ + 1)ΔFD für das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge verwendet.
Somit wird jedes der Doppler-Multiplex-Signale in der Ausgabe des Doppler-Analysators 209 (siehe beispielsweise 1) als aliasiert mit dem Intervall ΔFD im Dopplerfrequenzbereich erfasst.
Unter Verwendung einer solchen Charakteristik können der Betrieb des CFAR-Teils 210 und des Doppler-Demultiplexers 211 beispielsweise wie folgt vereinfacht werden.
[Betrieb des CFAR-Teils 210]
Der CFAR-Teil 210 erfasst beispielsweise eine Doppler-Spitze unter Verwendung eines Schwellenwerts für einen Leistungsadditionswert, der erhalten ist durch Addieren der Empfangsleistung der Reflexionswellensignale in Bereichen (z. B. ΔFD) innerhalb des der CFAR-Verarbeitung unterzogenen Dopplerfrequenzbereichs, die jeweils den Intervallen der auf die Radar-Sendesignale angewendeten Dopplerverschiebungsbeträge entsprechen.
Beispielsweise führt der CFAR-Teil 210 die CFAR-Verarbeitung an den Ausgaben von den Doppler-Analysatoren 209 des ersten bis Na-ten Signalprozessors 206 durch Berechnung eines Leistungsadditionswerts durch, der in dem Bereich ΔFD aliasiert ist, wie in dem folgenden Ausdruck gegeben. Hierbei ist f_{s_shrink} = -N_c, ..., -N_c + ΔFD - 1.
[13] $P o w e r F T_s h r i n k (ƒ_{b}, f_{s_s h r i n k}) = \sum_{n d m = 1}^{N_{D M} + δ} P o w e r F T (ƒ_{b}, ƒ_{s_s h r i n k} + n d m \times Δ F D)$
Dadurch wird der der CFAR-Verarbeitung unterzogene Dopplerfrequenzbereich auf 1/(N_DM + δ) eingestellt, wodurch die Rechenkomplexität der CFAR-Verarbeitung reduziert wird.
Der CFAR-Teil 210 legt adaptiv einen Schwellenwert fest und gibt den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Dopplerfrequenzindex f_{shrink_cfar}, die eine Empfangsleistung, die größer als der Schwellenwert ist, liefern, sowie die Empfangsleistungsinformationen (PowerFT(f_{b_cfar}, f_{shrink_cfar} + ndm × ΔFD), wobei ndm = 1, ..., N_DM), an den Doppler-Demultiplexer 211 aus.
[Betrieb des Doppler-Demultiplexers 211]
Der Doppler-Demultiplexer 211 vergleicht die Empfangsleistungsinformationen (PowerFT(f_{b_cfar}, f_shrink__cfar+ ndm × ΔFD), wobei ndm = 1, ..., N_DM), die von dem CFAR-Teil 210 eingegeben werden. In einem Fall, in welchem eine große Differenz (z. B. größer als ein vorgegebener Schwellenwert) zwischen den Empfangspegeln der N_DM Dopplerfrequenzindices ab demjenigen mit der höchsten Empfangsleistung und den Empfangspegeln der anderen δ Dopplerfrequenzindices als den höchsten N_DM besteht, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211, dass die δ Dopplerfrequenzindices mit niedrigeren Empfangspegeln in dem Intervall (δ + 1)ΔFD enthalten sind und gibt die N_DM Dopplerfrequenzindices ab demjenigen mit der höchsten Empfangsleistung als Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_Tx#1}, ..., f_{demul_Tx#NDM}) der Doppler-Multiplex-Signale aus.
Mit anderen Worten demultiplext der Doppler-Demultiplexer 211 in einem Fall, in welchem eine Differenz zwischen den Empfangspegeln, die den N_DM Doppler-Spitzen ab derjenigen mit der höchsten Empfangsleistung unter den in einem Dopplerfrequenzbereich erfassten Doppler-Spitzen entsprechen, und den Empfangspegeln, die anderen Doppler-Spitzen als den N_DM Doppler-Spitzen entsprechen (beispielsweise den δ Doppler-Spitzen), größer oder gleich einem Schwellenwert ist, Doppler-Multiplex-Signale aus den Reflexionswellensignalen auf Grundlage der N_DM Doppler-Spitzen. Es ist anzumerken, dass die Differenz der Empfangspegel beispielsweise die Differenz zwischen dem Mittelwert der N_DM Empfangspegel und dem Mittelwert der δ Empfangspegel sein kann. Alternativ kann die Differenz der Empfangspegel die Differenz zwischen dem Minimalwert der N_DM Empfangspegel und dem Maximalwert der δ Empfangspegel sein.
Neben der oben beschriebenen Verarbeitung können Doppler-Multiplex-Signale auf Grundlage beispielsweise einer Beziehung zwischen der Sendeantenne 105 und einem auf ein von der Sendeantenne 105 gesendetes Radar-Sendesignal angewendeten Dopplerverschiebungsbetrag aus Reflexionswellensignalen gedemultiplext werden. Beispielsweise können Demultiplexing-Indexinformationen von Doppler-Multiplex-Signalen unter Verwendung einer relativen Positionsbeziehung zwischen Dopplerfrequenzindexinformationen mit dem Intervall (δ + 1)ΔFD und N_DM Dopplerfrequenzindices ab demjenigen mit der höchsten Empfangsleistung bestimmt werden. Beispielsweise sind in 5 Dopplerverschiebungsbeträge unter Verwendung der in Ausdruck 5 gegebenen Phasendrehung angewendet, wobei N_DM = 3 und δ = 1. Somit umfasst die Ziel-Dopplerfrequenz ein Dopplerintervall von ΔFD und ein Dopplerintervall von (δ + 1)ΔFD. In dem Fall von 5 ist bekannt, dass die Dopplerfrequenzindices mit dem Dopplerintervall von (δ + 1)ΔFD f_{demul_Tx#1} und f_{demul_Tx#3} sind, und der Doppler-Demultiplexer 211 kann dies verwenden, um die Demultiplexing-Indexinformationen der Doppler-Multiplex-Signale zu bestimmen. Das heißt, in einem Fall, in welchem das Dopplerintervall von (δ + 1)ΔFD in einem Bereich von 0 bis 1/(2T) in der Ausgabe des Doppler-Analysators 209 liegt, ist der höhere der Dopplerfrequenzindices mit dem Dopplerintervall von (δ + 1)ΔFD f_{demul_Tx#1}, und der niedrigere ist f_{demul_Tx#3}. In einem Fall, in welchem das Dopplerintervall von (δ + 1)ΔFD in einem Bereich von -1/(2T) bis 0 liegt, ist der höhere der Dopplerfrequenzindices mit dem Dopplerintervall von (δ + 1)ΔFD f_{demul_Tx#3} und der niedrigere ist f_{demul_Tx#1}, wobei zu berücksichtigen ist, dass der Dopplerfrequenzindex f_{demul_Tx#3} mit Aliasing erzeugt wird. Der verbleibende Dopplerfrequenzindex unter den N_DM Dopplerfrequenzindices ab demjenigen mit der höchsten Empfangsleistung ist f_{demul_Tx#2}. Die Verwendung des obigen Ergebnisses erlaubt es dem Doppler-Demultiplexer 211, die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n zu bestimmen und die Doppler-Multiplex-Signale zu demultiplexen.
Wie oben beschrieben, ist das Doppler-Demultiplexen durch die Vergleichsverarbeitung der Empfangsleistungsinformationen PowerFT(f_{b_cfar}, f_{shrink_cfar} + ndm × ΔFD), wobei ndm = 1, ..., N_DM, in dem Doppler-Demultiplexer 211 möglich, wodurch die Doppler-Demultiplexverarbeitung reduziert wird.
(Ausführungsform 2)
In der vorliegenden Ausführungsform ist ein Fall beschrieben, in dem Doppler-Multiplex-Senden und Codemultiplex-Senden (Code Division Multiplexing, CDM) in Kombination verwendet werden.
Beispielsweise erhöht die erhöhte Anzahl des Doppler-Multiplexens in Ausführungsform 1 (siehe beispielsweise 1) die Wahrscheinlichkeit des Vorhandenseins von Dopplerfrequenzindices in der Verarbeitung des Doppler-Demultiplexers 211, für die das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit Aliasing und das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne Aliasing sich miteinander überlappen. Somit gibt es für die Anzahl des Doppler-Multiplexens einen geeigneten Bereich in Abhängigkeit von der Ausbreitungsumgebung mit vielen reflektierenden Objekten, und es gibt eine obere Grenze für die Anzahl des Doppler-Multiplexens.
In diesem Zusammenhang beschreibt die vorliegende Ausführungsform einen Aufbau zum Verwenden von Codemultiplex in Kombination mit dem Aufbau zum Durchführen von Doppler-Multiplexen, der in Ausführungsform 1 beschrieben ist. Ein solcher Aufbau kann die Anzahl des Multiplexens durch Verwendung des Doppler-Bereichs und Code-Bereichs auch in einem Fall erhöhen, in welchem die Anzahl von Sendeantennen (z. B. die Anzahl des Doppler-Multiplexens) erhöht ist.
9 ist ein Blockschaltbild, das einen beispielhaften Aufbau einer Radar-Vorrichtung 10c gemäß der vorliegenden Ausführungsform darstellt. Es ist anzumerken, dass in 9 die gleichen Bestandteile wie in Ausführungsform 1 (z. B. 1) mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und Beschreibungen davon ausgelassen sind. Beispielsweise sind in der in 9 dargestellten Radar-Vorrichtung 10c im Vergleich zu der in 1 dargestellten Radar-Vorrichtung 10 ein Orthogonalcode-Generator 301 und Orthogonalcode-Multiplizierer 302 in dem Radar-Sender 100c hinzugefügt und Ausgangsschalter 401 und Code-Demultiplexer 402 sind in dem Radar-Empfänger 200c hinzugefügt.
Im Folgenden ist die Anzahl des Doppler-Multiplexens als N_DM und die Anzahl des Codemultiplexens als N_CM bezeichnet, und es ist ein Fall beschrieben, in dem die Anzahl des Doppler-Multiplexens und die Anzahl des Codemultiplexens so verwendet werden, dass die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 = N_DM × N_CM ist.
[Beispielhafter Aufbau des Radar-Senders 100c]
In dem Radar-Sender 100c erzeugt der Orthogonalcode-Generator 301 N_CM Orthogonalcodesequenzen Code_ncm mit einer Orthogonalcodelänge L_oc. Die Orthogonalcodesequenzen Code_ncm sind mit {OC_ncm(1), OC_ncm(2), ..., OC_ncm(L_oc)} bezeichnet. Hierbei ist ncm = 1, ..., N_CM.
Beispielsweise stellt der Orthogonalcode-Generator 301 in jedem Radar-Sendezeitraum (Tr) einen Orthogonalcodeelementindex OC_INDEX, der die Elemente der Orthogonalcodesequenzen Code₁ bis Code_Ncm zyklisch angibt, variabel ein und gibt Elemente OC₁(OC_INDEX) bis OC_Ncm(OC_INDEX) der Orthogonalcodesequenzen Code₁ bis Code_Ncm an den ersten bis Nt-ten Orthogonalcode-Multiplizierer 302 aus. Ferner gibt der Orthogonalcode-Generator 301 den Orthogonalcodeelementindex OC_INDEX in jedem Radar-Sendezeitraum (Tr) an den Ausgangsschalter 401 aus.
Hierbei ist OC_INDEX = 1, 2, ..., Loc. Beispielsweise ist OC_INDEX = MOD(m - 1, L_oc) + 1 in dem m-ten Sendezeitraum. Hierbei bezeichnet MOD(x, y) einen Modulo-Operator und ist eine Funktion, die den Rest bei der Teilung von x durch y ausgibt.
Ferner sind die in dem Orthogonalcode-Generator 301 erzeugten Orthogonalcodesequenzen beispielsweise Codes, die nicht miteinander korreliert sind. Zum Beispiel kann ein Walsh-Hadamard-Code für die Orthogonalcodesequenzen verwendet werden.
Als Beispiel ist die Orthogonalcodelänge Loc der Walsh-Hadamard-Codes in einem Fall, in welchem N_CM = 2, gleich 2, und der Orthogonalcode-Generator 301 erzeugt Orthogonalcodesequenzen, die durch OC₁ = {1, 1} und OC₂ = {1, -1} ausgedrückt sind.
Als anderes Beispiel ist die Orthogonalcodelänge Loc in einem Fall, in welchem N_CM = 4, gleich 4, und der Orthogonalcode-Generator 301 erzeugt Orthogonalcodesequenzen, die durch OC₁ = {1, 1, 1, 1}, OC₂ = {1, -1, 1, -1}, OC₃ = {1, 1, -1, -1} und OC₄ = {1, -1, -1, 1} ausgedrückt sind.
Es ist anzumerken, dass die Elemente, aus denen eine Orthogonalcodesequenz besteht, nicht auf reelle Zahlen beschränkt sind. Die Codeelemente können komplexe Zahlenwerte enthalten und können ein Orthogonalcode sein, der eine durch den folgenden Ausdruck gegebene Phasendrehung verwendet.
[14] $C o d e_{n c m} = {1, exp [j \frac{2 π}{N_{C M}} (n c m - 1)], exp [j \frac{2 π}{N_{C M}} 2 (n c m - 1)], \dots, exp [j \frac{2 π}{N_{C M}} (N_{C M} - 1) (n c m - 1)]}$
In Ausdruck 19 ist die Orthogonalcodelänge Loc in einem Fall, in welchem Nt = 3, beispielsweise gleich Nt, und der Orthogonalcode-Generator 301 erzeugt Orthogonalcodesequenzen, die durch OC₁ = {1, 1, 1}, OC₂ = {1, exp(j2π/3), exp(j4π/3)} und OC₃= {1, exp(-j2π/3), exp(-j4π/3)} ausgedrückt sind.
Als anderes Beispiel ist die Orthogonalcodelänge Loc in einem Fall, in welchem N_CM = 4, gleich Nt, und der Orthogonalcode-Generator 301 erzeugt Orthogonalcodesequenzen, die durch OC₁ = {1, 1, 1, 1}, OC₂ = {1, j, -1, -j}, OC₃ = {1, -1, 1, -1}, OC₄ = {1, -j, -1, j} ausgedrückt sind.
In einem Fall, in welchem die Anzahl des Doppler-Multiplexens beispielsweise N_DM ist, enthält der in 9 dargestellte Radar-Sender 100c N_DM Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-N_DM. Der Radar-Sender 100c enthält außerdem N_DM Orthogonalcode-Multiplizierer 302, also genauso viele wie Dopplerverschiebungseinheiten 104.
Die Dopplerverschiebungseinheiten 104 wenden jeweils eine vorgegebene Phasendrehung φ_ndm auf ein von dem Radar-Sendesignalgenerator 101 eingegebenes Chirp-Signal an, um einen vorgegebenen Dopplerverschiebungsbetrag DOP_ndm anzuwenden, und geben das Chirp-Signal mit der Phasendrehung an den entsprechenden der Orthogonalcode-Multiplizierer 302 aus. Hierbei ist ndm = 1, ..., N_DM.
Jeder Orthogonalcode-Multiplizierer 302 enthält Multiplizierer, deren Anzahl der Anzahl N_CM des Codemultiplexens entspricht. Der Orthogonalcode-Multiplizierer 302 multipliziert die Ausgabe der Dopplerverschiebungseinheit 104 mit jeder der N_CM Orthogonalcodesequenzen Code₁, Code₂, ..., Code_Ncm und gibt N_CM Signale an die Sendeantennen 105 aus.
Durch die oben beschriebenen Arbeitsvorgänge der Dopplerverschiebungseinheiten 104 und Orthogonalcode-Multiplizierer 302 gibt die n-te Sendeantenne 105 unter den Nt Sendeantennen 105 ein Signal aus, das durch Anwenden der Dopplerverschiebung DOP_floor[(n _-1)/NCM]+1 auf die Ausgabe des Radar-Sendesignalgenerators 101 durch die floor[(n - 1)/N_CM] + 1-te Dopplerverschiebungseinheit 104 und weiterhin Multiplizieren mit dem mod(n -1, N_CM) + 1-ten Orthogonalcode Code_{mod(n-1,NCM)+1} durch den floor[(n - 1)/N_CM] + 1-ten Orthogonalcode-Multiplizierer 302 erhalten ist.
Es ist ein Fall beschrieben, in welchem die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 gleich 6, die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens gleich 3 und die Anzahl N_CM des Codemultiplexens beispielsweise gleich 2 ist. In diesem Fall wenden 3 (= N_DM) Dopplerverschiebungseinheiten 104 die Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂ bzw. DOP₃ auf Chirp-Signale an. Ferner Multiplizieren 3 (= N_DM) Orthogonalcode-Multiplizierer 302 jeweils die Ausgabe der Dopplerverschiebungseinheit 104 mit 2 (= N_CM) Orthogonalcodesequenzen Code₁ und Code₂.
In diesem Fall gibt die erste Sendeantenne 105 beispielsweise die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[15] $\begin{array}{l} O C_{1} (1) Λ_{1} (1) c p (t), O C_{1} (2) Λ_{1} (1) c p (t), O C_{1} (1) Λ_{1} (2) c p (t), O C_{1} (2) Λ_{1} (2) c p (t), \\ {OC}_{1} (1) Λ_{1} (3) c p (t), O C_{1} (2) Λ_{1} (3) c p (t), \dots \end{array}$
Hierbei bezeichnet cp(t) ein Chirp-Signal in jedem Sendezeitraum Tr. Ein Multiplikationswert bei der Anwendung der Phasendrehung φ_ndm(m) in der Dopplerverschiebungseinheit 104 ist mit Λ_ndm(m) bezeichnet und in dem folgenden Ausdruck gegeben.
[16] $Λ_{n d m} (m) = exp [j ϕ_{n d m} (m)]$
In gleicher Weise gibt die zweite Sendeantenne 105 die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[17] $\begin{array}{l} O C_{2} (1) Λ_{1} (1) c p (t), O C_{2} (2) Λ_{1} (1) c p (t), O C_{2} (1) Λ_{1} (2) c p (t), O C_{2} (2) Λ_{1} (2) c p (t), \\ {OC}_{2} (1) Λ_{1} (3) c p (t), O C_{2} (2) Λ_{1} (3) c p (t), \dots \end{array}$
In gleicher Weise gibt die dritte Sendeantenne 105 die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[18] $\begin{array}{l} O C_{1} (1) Λ_{2} (1) c p (t), O C_{1} (2) Λ_{2} (1) c p (t), O C_{1} (1) Λ_{2} (2) c p (t), O C_{1} (2) Λ_{2} (2) c p (t), \\ {OC}_{1} (1) Λ_{2} (3) c p (t), O C_{1} (2) Λ_{2} (3) c p (t), \dots \end{array}$
In gleicher Weise gibt die vierte Sendeantenne 105 die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[19] $\begin{array}{l} O C_{2} (1) Λ_{2} (1) c p (t), O C_{2} (2) Λ_{2} (1) c p (t), O C_{2} (1) Λ_{2} (2) c p (t), O C_{2} (2) Λ_{2} (2) c p (t), \\ {OC}_{2} (1) Λ_{2} (3) c p (t), O C_{2} (2) Λ_{2} (3) c p (t), \dots \end{array}$
In gleicher Weise gibt die fünfte Sendeantenne 105 die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[20] $\begin{array}{l} O C_{1} (1) Λ_{3} (1) c p (t), O C_{1} (2) Λ_{3} (1) c p (t), O C_{1} (1) Λ_{3} (2) c p (t), O C_{1} (2) Λ_{3} (2) c p (t), \\ {OC}_{1} (1) Λ_{3} (3) c p (t), O C_{1} (2) Λ_{3} (3) c p (t), \dots \end{array}$
In gleicher Weise gibt die sechste Sendeantenne 105 die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[21] $\begin{array}{l} O C_{2} (1) Λ_{3} (1) c p (t), O C_{2} (2) Λ_{3} (1) c p (t), O C_{2} (1) Λ_{3} (2) c p (t), O C_{2} (2) Λ_{3} (2) c p (t), \\ {OC}_{2} (1) Λ_{3} (3) c p (t), O C_{2} (2) Λ_{3} (3) c p (t), \dots \end{array}$
Darüber hinaus sendet der Radar-Sender 100c Signale auf solche Weise, dass die Anzahl der Chirp-Impuls-Aussendungen ein ganzzahliges Vielfaches (eines Faktors Ncode) der Orthogonalcodelänge Loc ist. Beispielsweise ist N_C = L_OC × Ncode.
Es ist anzumerken, dass der Aufbau des Radar-Senders in der Radar-Vorrichtung 10c nicht auf den in 9 dargestellten Aufbau beschränkt ist und der Radar-Sender einen Aufbau aufweisen kann wie beispielsweise bei dem in 10 dargestellten Radar-Sender 100d, um gleichzeitig die Anwendung der Phasendrehung in den Dopplerverschiebungseinheiten 104 und die Code-Multiplikation in den Orthogonalcode-Multiplizierern 302, die in 9 dargestellt sind, durchzuführen. Es ist anzumerken, dass der in 10 dargestellte Radar-Empfänger 200d den gleichen Aufbau aufweist wie der in 9 dargestellte Radar-Empfänger 200c.
Beispielsweise erzeugt in 10 der Dopplerverschiebungs- und Orthogonalcode-Generator 303 einen Multiplikationsfaktor, mit dem die Dopplerverschiebung und Orthogonalcodierung für jeden Sendezeitraum Tr durchgeführt wird. Beispielsweise gibt der Dopplerverschiebungs- und Orthogonalcode-Generator 303 an den Multiplizierer 304, der mit der n-ten Sendeantenne unter den Nt Sendeantennen 105 verbunden ist, einen Multiplikationsfaktor aus, der durch Multiplizieren einer Phasendrehung zum Anwenden der floor[(n - 1)/N_CM] + 1-ten Dopplerverschiebung DOP_{floor[(n-1)/NCM]+1} und des mod(n - 1, N_CM) + 1-ten Orthogonalcodes Code_mod(n-1,_NCM)+1 erhalten ist.
Der Multiplizierer 304 multipliziert ein Ausgangssignal (Chirp-Signal) des Radar-Sendesignalgenerators 101 mit dem von dem Dopplerverschiebungs- und Orthogonalcode-Generator 303 eingegebenen Multiplikationsfaktor.
[Beispielhafter Aufbau des Radar-Empfängers 200c]
Als Nächstes ist ein beispielhafter Aufbau des in 9 dargestellten Radar-Empfängers 200c beschrieben.
In dem z-ten Signalprozessor 206c schaltet der Ausgangsschalter 401 auf Grundlage des Orthogonalcodeelementindex OC_INDEX, der von dem Orthogonalcode-Generator 301 eingegeben wird, selektiv zu dem OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 209 unter den Loc Doppler-Analysatoren 209-1 bis 209-Loc um und gibt die Ausgabe des Schwebungsfrequenzanalysators 208 für jeden Sendezeitraum Tr aus. Das heißt, der Ausgangsschalter 401 wählt den OC_INDEX-ten Doppler-Analysator 209 in dem m-ten Sendezeitraum Tr.
Der Z-te Signalprozessor 206c enthält Loc Doppler-Analysatoren 209.
Daten werden durch den Ausgangsschalter 401 alle Loc Sendezeiträume (L_OC × Tr) an den nol-ten Doppler-Analysator 209 in dem z-ten Signalprozessor 206c eingegeben. Somit führt der nol-te Doppler-Analysator 209 eine Doppler-Analyse unter Verwendung der Daten in Ncode Sendezeiträumen unter den N_C Sendezeiträumen durch. Hierbei ist nol = 1, ..., Loc.
Wenn Ncode eine Potenz von 2 ist, kann der Doppler-Analysator 209 eine FFT-Verarbeitung (schnelle Fourier-Transformation) anwenden, die in dem folgenden Ausdruck gegeben ist.
[22] $V F T_{z}^{n o i} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = \sum_{s = 0}^{N_{c o d e} - 1} R F T_{z} (ƒ_{b}, L_{O C} \times s + n o l) exp [- j \frac{2 π s ƒ_{s}}{N_{c o d e}}]$
Hierbei ist die FFT-Größe Ncode, und eine maximale Dopplerfrequenz, die aus dem Abtasttheorem abgeleitet ist und bei der kein Aliasing auftritt, beträgt ±1/(2Loc × Tr). Das Dopplerfrequenzintervall der Dopplerfrequenzindices f_s beträgt ferner 1/(Ncode × Loc × Tr), und der Bereich des Dopplerfrequenzindex f_s ist durch f_s = -Ncode/2, ..., 0, ..., Ncode/2 - 1 gegeben.
Es ist anzumerken, dass, wenn Ncode keine Potenz von 2 ist, mit Nullen aufgefüllte Daten aufgenommen werden, um beispielsweise eine FFT-Verarbeitung zu ermöglichen, bei der die FFT-Größe als eine Potenz von 2 behandelt wird. Bei der FFT-Verarbeitung kann der Doppler-Analysator 209 eine Multiplikation mit einem Fensterfunktionskoeffizienten wie einem Von-Hann-Fenster oder einem Hamming-Fenster durchführen, und die Anwendung einer Fensterfunktion kann um die Schwebungsfrequenz-Spitze herum erzeugte Nebenkeulen unterdrücken.
Der Code-Demultiplexer 402 demultiplext Signale, die mit den Orthogonalcodes gemultiplext und gesendet werden.
Beispielsweise, wie in dem folgenden Ausdruck, konjugiert der Code-Demultiplexer 402 Orthogonalcodeelemente OC_ncm, die zur Zeit des Sendens verwendet werden, komplex (mit * bezeichnet), multipliziert das Ergebnis der Doppler-Analyse für jeden Orthogonalcodeelementindex OC_INDEX und addiert die resultierenden Werte. Dementsprechend können gedemultiplexte Signale aus Signalen erhalten werden, die mit dem Orthogonalcode Code_ncm Code-gemultiplext sind. Hierbei ist ncm = 1, ..., N_CM.
[23] $\begin{array}{l} D e M U L_{z}^{n c m} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) \\ = \sum_{O C_I N D E X = 1}^{L o c} O C_{n c m}^{*} (O C_I N D E X) V F T_{z}^{O C_I N D E X} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) exp (- j \frac{2 π ƒ_{s}}{N_{c o d e}} \frac{O C_I N D E X - 1}{L o c}) \end{array}$
Der CFAR-Teil 210c führt eine CFAR-Verarbeitung (mit anderen Worten eine adaptive Schwellenwertbestimmung) durch Verwenden der Ausgaben der Code-Demultiplexer 402 durch und extrahiert Abstandsindices f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar}, die Spitzensignale liefern.
Der CFAR-Teil 210c führt beispielsweise eine Leistungsaddition der Ausgaben der Code-Demultiplexer 402 durch, die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, um eine zweidimensionale CFAR-Verarbeitung in zwei Dimensionen, die durch die Abstandsachse und die Dopplerfrequenzachse (entsprechend der Relativgeschwindigkeit) gebildet werden, oder eine CFAR-Verarbeitung unter Verwendung einer eindimensionalen CFAR-Verarbeitung in Kombination durchzuführen. Beispielsweise kann die in NPL 2 offenbarte Verarbeitung als die zweidimensionale CFAR-Verarbeitung oder die CFAR-Verarbeitung unter Verwendung einer eindimensionalen CFAR-Verarbeitung in Kombination angewendet werden.
[24] $P o w e r F T (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = {\sum_{z = 1}^{N_{a}} \sum_{n c m = 1}^{N_{C M}} | D e M U L_{z}^{n c m} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) |}^{2}$
Der CFAR-Teil 210c legt adaptiv einen Schwellenwert fest und gibt den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar}, die eine Empfangsleistung, die größer als der Schwellenwert ist, liefern, sowie die Empfangsleistungsinformationen PowerFT(f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) an den Doppler-Demultiplexer 211c aus.
Es ist anzumerken, dass der CFAR-Teil 210c in 9 einen Aufbau zum Verwenden der Ausgaben der Code-Demultiplexer 402 aufweist, aber der Aufbau nicht hierauf beschränkt ist. Als ein anderer Aufbau kann der CFAR-Teil 210c die CFAR-Verarbeitung unter Verwendung der Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 durchführen. In diesem Fall kann der CFAR-Teil 210c beispielsweise eine Leistungsaddition der Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 durchführen, die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, um eine zweidimensionale CFAR-Verarbeitung in zwei Dimensionen, die durch die Abstandsachse und die Dopplerfrequenzachse (entsprechend der Relativgeschwindigkeit) gebildet werden, oder eine CFAR-Verarbeitung unter Verwendung einer eindimensionalen CFAR-Verarbeitung in Kombination durchzuführen. Beispielsweise kann die in NPL 2 offenbarte Verarbeitung als die zweidimensionale CFAR-Verarbeitung oder die CFAR-Verarbeitung unter Verwendung einer eindimensionalen CFAR-Verarbeitung in Kombination angewendet werden.
[25] $P o w e r F T (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = {\sum_{z = 1}^{N_{a}} \sum_{n o l = 1}^{L_{O C}} | V F T_{z}^{n o l} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) |}^{2}$
In dem Fall, in welchem der CFAR-Teil 210c die CFAR-Verarbeitung unter Verwendung der Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 durchführt, kann der Code-Demultiplexer 402 ferner das Code-Demultiplexen unter Verwendung der durch den CFAR-Teil 210c angegebenen Informationen, bei denen es sich um den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar}, die eine Empfangsleistung liefern, die größer als ein Schwellenwert ist, sowie die Empfangsleistungsinformationen PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_cfar}) handelt, durchführen. Dies ermöglicht ein begrenztes Code-Demultiplexen für den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar}, die durch den CFAR-Teil 210c angegeben werden und eine Empfangsleistung liefern, die größer als der Schwellenwert ist, wodurch die Rechenkomplexität für den Code-Demultiplexer 402 reduziert wird.
Der Doppler-Demultiplexer 211c demultiplext die von den Sendeantennen 105 gesendeten Sendesignale unter Verwendung der Ausgaben der Code-Demultiplexer 402 auf Grundlage der von dem CFAR-Teil 210c eingegebenen Informationen (z. B. Abstandsindex f_{b_cfar}, Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} und Empfangsleistungsinformationen PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_cfar})).
Im Folgenden ist der Betrieb des Doppler-Demultiplexers 211c zusammen mit dem Betrieb der Dopplerverschiebungseinheiten 104 beschrieben.
Die erste bis N_DM-te Dopplerverschiebungseinheit 104 wenden unterschiedliche Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂ bzw. DOP_NDM auf die eingegebenen Chirp-Signale an. Hier, wie in Ausführungsform 1, sind die Intervalle (Dopplerverschiebungsintervalle) der Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂, ..., DOP_NDM nicht die Intervalle, die durch gleichmäßiges Aufteilen eines Dopplerfrequenzbereichs, in dem kein Aliasing auftritt, erhalten sind, sondern die Intervalle, die durch ungleichmäßiges Aufteilen des Dopplerfrequenzbereichs erhalten sind (z. B. ist mindestens ein Dopplerintervall unterschiedlich). Beispielsweise können die Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge DOP_ndm auf die Intervalle eingestellt werden, die durch Teilen eines Dopplerfrequenzbereichs (z. B. -1/(2L_oc × Tr) ≤ f_d < 1/(2L_oc × Tr)) durch einen ganzzahligen Wert erhalten sind, der durch Addieren von 1 oder mehr (z. B. δ) zu einem Wert erhalten ist, der durch Teilen der Anzahl Nt einer Vielzahl von Sendeantennen 105 durch eine Anzahl N_CM des Codemultiplexens erhalten ist (mit anderen Worten zur Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens).
Es ist anzumerken, dass in Ausführungsform 1 ein Fall beschrieben ist, in welchem die Anzahl des Doppler-Multiplexens gleich der Anzahl Nt der Sendeantennen ist (das heißt Nt = N_DM). Indessen wird das Codemultiplexen in der vorliegenden Ausführungsform in Kombination mit dem Doppler-Multiplexen verwendet, und somit ist die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens kleiner als die Anzahl Nt der Sendeantennen (beispielsweise ist Nt > N_DM). Dementsprechend können die Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge DOP_ndm beispielsweise auf die Intervalle eingestellt werden, die durch Teilen eines Dopplerfrequenzbereichs, in dem kein Aliasing auftritt (z. B. -1/(2L_oc × Tr) ≤ f_d < 1/(2L_oc × Tr)), durch die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 oder weniger erhalten sind.
Somit wird der in der Ausführungsform 1 verwendete Ausdruck 5 oder Ausdruck 15 in der vorliegenden Ausführungsform für die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_ndm verwendet, indem Nt durch N_DM ersetzt wird. Die gleiche Phasendrehung φ_ndm(m) wird während des Sendezeitraums der Orthogonalcodelänge Loc (L_OC × Tr) wiederholt ausgegeben, sodass die Phasendrehungen in dem Sendezeitraum (L_OC × Tr) für die Multiplikation der Orthogonalcodesequenzen gleich sind.
Das heißt, die ndm-te Dopplerverschiebungseinheit 104 wendet die Phasendrehung φ_ndm(m), die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, auf das eingegebene m-te Chirp-Signal an, sodass sich die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_ndm voneinander unterscheiden.
[26] $ϕ_{n d m} (m) = {A \frac{2 π}{N_{c o d e}} r o u n d (\frac{N_{c o d e}}{N_{D M} + δ}) (n d m - 1) + Δ ϕ_{0}} f l o o r [\frac{m - 1}{L_{O C}}] + ϕ_{0}$
Hier ist A ein Koeffizient, der die positive oder negative Polarität angibt, d. h. 1 oder -1. Weiterhin ist δ eine positive Zahl, die größer oder gleich 1 ist. Ferner ist φ₀ eine Anfangsphase und Δφ₀ ist eine Referenz-Dopplerverschiebungsphase. Es ist anzumerken, dass round(x) eine Rundungsfunktion ist, die einen gerundeten ganzzahligen Wert für eine reelle Zahl x ausgibt. Floor[x] ist ein Operator, der die nächste ganze Zahl ausgibt, die kleiner oder gleich der reellen Zahl x ist. Es ist anzumerken, dass der Term round(Ncode/(N_DM + δ)) eingeführt ist, um den Phasendrehungsbetrag auf ein ganzzahliges Vielfaches des Dopplerfrequenzintervalls in dem Doppler-Analysator 209 einzustellen.
Wie oben beschrieben, ist die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens in der vorliegenden Ausführungsform kleiner als die Anzahl Nt der Sendeantennen, während die Beschreibung in Ausführungsform 1 einen Fall betrifft, in welchem die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens gleich der Anzahl Nt der Sendeantennen ist. In dem Doppler-Demultiplexer 211c ist der Parameter Nt, der in dem Doppler-Demultiplexer 211 gemäß Ausführungsform 1 verwendet wird (siehe beispielsweise 1), durch N_DM ersetzt.
Während die FTT-Größe N_C in dem Doppler-Analysator 209 (siehe zum Beispiel 1) in Ausführungsform 1 beispielsweise N_C ist, ist die FFT-Größe in der vorliegenden Ausführungsform ferner Ncode. Dementsprechend ist in dem Doppler-Demultiplexer 211c der Parameter N_C, der in dem Doppler-Demultiplexer 211 gemäß Ausführungsform 1 verwendet wird, durch Ncode ersetzt.
Während der Abtastzeitraum der FFT in dem Doppler-Analysator 209 in Ausführungsform 1 Tr ist, ist der Abtastzeitraum in der vorliegenden Ausführungsform weiterhin L_OC × Tr. Dementsprechend ist in dem Doppler-Demultiplexer 211c der Parameter Tr, der in dem Doppler-Demultiplexer 211 gemäß Ausführungsform 1 verwendet wird, durch L_OC × Tr ersetzt.
Als Beispiel sind in einem Fall, in welchem die Phasendrehung φ_ndm(m) (z. B. Ausdruck 31) angewendet wird, wobei N_DM = 2, Δφ₀ = 0, φ₀ = 0, δ = 1 und Ncode ein Vielfaches von 3 ist, die Dopplerverschiebungsbeträge durch DOP₁ = 0 und DOP₂ = 1/(3L_OC × Tr), wenn A = 1, und durch DOP₁ = 0 und DOP₂ = -1/(3L_OC × Tr), wenn A = -1, ausgedrückt.
Der Doppler-Demultiplexer 211c demultiplext Doppler-Multiplex-Signale unter Verwendung einer Spitze (Abstandsindex f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar}), die von dem CFAR-Teil 210c eingegeben wird und eine Empfangsleistung liefert, die größer als ein Schwellenwert ist.
Beispielsweise bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211c für eine Vielzahl von Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar} mit dem gleichen Abstandsindex f_{b_cfar}, welchem der Doppler-gemultiplexten Sendesignale #1 bis #N_DM die Reflexionswellensignale jeweils entsprechen. Der Doppler-Demultiplexer 211c demultiplext die bestimmten Reflexionswellensignale, die jeweils den Doppler-gemultiplexten Sendesignalen entsprechen, und gibt sie aus.
Nachstehend ist der Betrieb in einem Fall beschrieben, in welchem eine Vielzahl (Ns) von Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar} mit dem gleichen Abstandsindex f_{b_cfar} vorhanden ist. Zum Beispiel gilt f_{s_cfar} ∈ {fd_#1, fd_#2, ..., fd_#Ns}.
Der Doppler-Demultiplexer 211c berechnet beispielsweise Dopplerindexintervalle für die Vielzahl von Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar} ∈ {fd_#1, fd_#2, ..., fd_#Ns} mit dem gleichen Abstandsindex f_{b_cfar}.
Hierbei werden N_DM (wobei N_DM < Nt) Doppler-Spitzen durch die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_ndm in einem Doppler-Spektrum erzeugt, das durch eine Doppler-Analyse des Doppler-Analysators für eine einzelne Zielobjekt-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} erhalten ist. Das Dopplerindexintervall, das dem Dopplerintervall zwischen den Doppler-Spitzen entspricht, ist in der Differenz zwischen der Phasendrehung (φ₁(m) und der Phasendrehung φ₂(m), die in dem folgenden Ausdruck gegeben ist, durch round(Ncode/(N_DM + 1)) ausgedrückt. In einem Fall, in welchem ein aliasiertes Signal enthalten ist, ergibt sich das Dopplerindexintervall, das dem Dopplerintervall zwischen den Doppler-Spitzen entspricht, zu N_c - round(Ncode/(N_DM + 1)).
[27] $ϕ_{2} (m) - ϕ_{1} (m) = A \frac{2 π}{N_{c o d e}} r o u n d (\frac{N_{c o d e}}{N_{D M} + 1})$
Dann sucht der Doppler-Demultiplexer 211c nach den Dopplerfrequenzindices, die mit dem Indexintervall round(Ncode/(N_DM + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen, oder den Dopplerfrequenzindices, die mit dem Indexintervall N_c - round(Ncode/(N_DM + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen.
Der Doppler-Demultiplexer 211c führt die folgende Verarbeitung auf Grundlage des Ergebnisses der oben beschriebenen Suche durch.
1. In einem Fall, in welchem Dopplerfrequenzindices vorhanden sind, die mit dem Indexintervall round(Ncode/(N_DM + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen, gibt der Doppler-Demultiplexer 211c ein Paar der Dopplerfrequenzindices (beispielsweise dargestellt als fd_#p, fd_#q) als Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}) der Doppler-Multiplex-Signale aus.
Wenn die Dopplerverschiebungsbeträge hier eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ < DOP₂, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211c den höheren von fd_#p und fd_#q als die Ausgabe der zweiten Dopplerverschiebungseinheit 104 (DS#2) und bestimmt den niedrigeren als die Ausgabe der ersten Dopplerverschiebungseinheit 104 (DS#1). Wenn die Dopplerverschiebungsbeträge dagegen eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ > DOP₂, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211c den höheren von fd_#p und fd_#q als die Ausgabe der ersten Dopplerverschiebungseinheit 104 (DS#1) und bestimmt den niedrigeren als die Ausgabe der zweiten Dopplerverschiebungseinheit 104 (DS#2).
2. In einem Fall, in welchem Dopplerfrequenzindices vorhanden sind, die mit dem Indexintervall N_c - round(Ncode/(N_DM + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen, gibt der Doppler-Demultiplexer 211c ein Paar der Dopplerfrequenzindices (beispielsweise fd_#p, fd_#q) als Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}) der Doppler-Multiplex-Signale aus.
Wenn die Dopplerverschiebungsbeträge hier eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ < DOP₂, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211c den höheren von fd_#p und fd_#q als die Ausgabe der ersten Dopplerverschiebungseinheit 104 (DS#1) und bestimmt den niedrigeren als die Ausgabe der zweiten Dopplerverschiebungseinheit 104 (DS#2). Wenn die Dopplerverschiebungsbeträge dagegen eine solche Beziehung aufweisen, dass DOP₁ > DOP₂, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211c den höheren von fd_#p und fd_#q als die Ausgabe der zweiten Dopplerverschiebungseinheit 104 (DS#2) und bestimmt den niedrigeren als die Ausgabe der ersten Dopplerverschiebungseinheit 104 (DS#1).
3. In einem Fall, in welchem weder die Dopplerfrequenzindices, die mit dem Indexintervall round(Ncode/(N_DM + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen, noch die Dopplerfrequenzindices, die mit dem Indexintervall N_c - round(Ncode/(N_DM + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen, vorhanden sind, bestimmt der Doppler-Demultiplexer 211c, dass die erzeugten Doppler-Spitzen Rauschkomponenten sind. In diesem Fall braucht der Doppler-Demultiplexer 211c keine Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}) der Doppler-Multiplex-Signale auszugeben.
4. In einem Fall, in welchem Dopplerfrequenzindices vorhanden sind, die mit dem Indexintervall round(Ncode/(N_DM + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen und außerdem mit dem Indexintervall N_c - round(Ncode/(N_DM + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen, führt der Doppler-Demultiplexer 211c beispielsweise die folgende Deduplikationsverarbeitung durch.
Beispielsweise ist das Paar der Dopplerfrequenzindices, die mit dem Indexintervall round(Ncode/(N_DM + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne enthaltenes aliasiertes Signal übereinstimmen, mit (fd_#p, fd_#q1) bezeichnet. Demgegenüber ist das Paar der Dopplerfrequenzindices, die mit dem Indexintervall N_c - round(Ncode/(N_DM + 1)) entsprechend dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit einem enthaltenen aliasierten Signal übereinstimmen, mit (fd_#p, fd_#q2) bezeichnet.
Der Doppler-Demultiplexer 211c berechnet beispielsweise die Leistungsdifferenz |PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#q1) - PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#p)| in dem Paar von Dopplerfrequenzindices (fd_#p, fd_#q1) und die Leistungsdifferenz |PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#q2) - PowerFT(f_{b_cfar}, fd_#p)| in dem Paar von Dopplerfrequenzindices (fd_#p, fd#_q2). Wenn die Leistung (mit anderen Worten die Differenz) zwischen den Leistungsdifferenzen größer als der vorgegebene Leistungsschwellenwert TPL ist, wählt der Doppler-Demultiplexer 211c das Paar mit der geringeren Leistungsdifferenz aus den Paaren der Dopplerfrequenzindices aus.
Wenn beispielsweise der folgende Ausdruck erfüllt ist, wählt der Doppler-Demultiplexer 211c das Paar von Dopplerfrequenzindices (fd_#p, fd#_q2) und führt die oben beschriebene Verarbeitung 2 durch. $\begin{array}{l} | PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 1}) - PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p}) | \\ - | PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 2}) - PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p}) | > TPL \end{array}$
Wenn beispielsweise der folgende Ausdruck erfüllt ist, wählt der Doppler-Demultiplexer 211c das Paar von Dopplerfrequenzindices (fd_#p, fd_#q1) und führt die oben beschriebene Verarbeitung 1 durch. $\begin{array}{l} | PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 2}) - PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p}) | \\ - | PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# q 1}) - PowerFT (f_{b_cfar}, {fd}_{# p}) | > TPL \end{array}$
Wenn weder Ausdruck 33 noch Ausdruck 34 erfüllt ist, führt der Doppler-Demultiplexer 211c die oben beschriebene Verarbeitung 3 durch, ohne das eine oder andere Paar der Dopplerfrequenzindices zu wählen.
Der Doppler-Demultiplexer 211c kann Doppler-Multiplex-Signale auf die oben beschriebene Weise demultiplexen.
Es ist anzumerken, dass in der vorliegenden Ausführungsform die Phasendrehung φ_ndm(m), die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, anstelle der Phasendrehung, die durch Ausdruck 31 gegeben ist, verwendet werden kann.
[28] $ϕ_{n d m} (m) = {A \frac{2 π}{N_{c o d e}} r o u n d (\frac{N_{c o d e}}{N_{D M}}) (n d m - 1) + Δ ϕ_{0}} f l o o r [\frac{m - 1}{L_{O C}}] + d p_{n d m} + ϕ_{0}$
Hierbei ist dp_ndm eine Komponente, die bewirkt, dass die Phasendrehungen in dem Dopplerfrequenzbereich ungleiche Intervalle aufweisen. Beispielsweise sind dp₁, dp₂, ..., dpDM Werte in einem Bereich, in welchem -round(N_code/N_DM)/2 < dp_n < round(N_code/N_DM)/2 gilt. Nicht alle davon sind identische Werte, und mindestens einer davon enthält eine Komponente eines unterschiedlichen Werts. Es ist anzumerken, dass der Term round(N_code/N_DM) eingeführt ist, um den Phasendrehungsbetrag auf ein ganzzahliges Vielfaches des Dopplerfrequenzintervalls in dem Doppler-Analysator 209 einzustellen.
Vorstehend ist der beispielhafte Betrieb des Doppler-Demultiplexers 211c beschrieben.
In 9 führt der Richtungsschätzer 212c eine Zielrichtungsschätzungsverarbeitung auf Grundlage der von dem Doppler-Demultiplexer 211c eingegebenen Informationen durch (z. B. Abstandsindex f_{b_cfar} und Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}, ..., f_{demul_DS#NDM})).
Beispielsweise extrahiert der Richtungsschätzer 212c die Ausgabe, die dem Abstandsindex f_{b_cfar} entspricht, und die Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}, ..., f_{demul_DS#NDM}) aus den Ausgaben der Code-Demultiplexer 402 und erzeugt einen Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}, ..., f_{demul_DS#NDM}) für eine virtuelle Empfangsgruppe, der durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, um die Richtungsschätzungsverarbeitung durchzuführen.
Der Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{demul_DS#1,} f_{demul_DS#2}, ..., f_{demul_DS#NDM}) für die virtuelle Empfangsgruppe enthält Nt × Na Elemente, deren Anzahl dem Produkt der Anzahl Nt der Sendeantennen und der Anzahl Na der Empfangsantennen entspricht. Der Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}, ..., f_{demul_DS#NDM}) für die virtuelle Empfangsgruppe wird zur Verarbeitung für die Durchführung einer Richtungsschätzung auf Grundlage der Phasendifferenzen zwischen den Empfangsantennen 202 an den Reflexionswellensignalen von einem Zielobjekt verwendet. Hierbei ist z = 1, ..., Na Es ist anzumerken, dass das gleiche Verfahren wie beispielsweise in Ausführungsform 1 als Richtungsschätzverfahren angewendet werden kann.
[29] $h (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}, ƒ_{d e m u l_D S # 2}, \dots, ƒ_{d e m u l_D S # N_{D M}}) = [\begin{array}{l} \begin{matrix} h_{c a l [1]} D e M U L_{1}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) \\ h_{c a l [2]} D e M U L_{2}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a]} D e M U L_{N a}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [(N_{C M} - 1) N a + 1]} D e M U L_{1}^{N_{C M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) \\ h_{c a l [(N_{C M} - 1) N a + 2]} D e M U L_{2}^{N_{C M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N_{C M} N a]} D e M U L_{N A}^{N_{C M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) \\ h_{c a l [N_{C M} N a + 1]} D e M U L_{1}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 2}) \\ h_{c a l [N_{C M} N a + 2]} D e M U L_{2}^{2} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 2}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N_{D M} (N_{C M} - 1) N a + 1]} D e M U L_{1}^{N_{C M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # N_{D M}}) \end{matrix} \\ \begin{matrix} h_{c a l [N_{D M} (N_{C M} - 1) N a + 2]} D e M U L_{2}^{N_{C M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # N_{D M}}) \\ ⋮ \\ h_{c a l} [N_{D M} N_{C M} N a] D e M U L_{N a}^{N_{C M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # N_{D M}}) \end{matrix} \end{array}]$
In Ausdruck 36 bezeichnet h_cal[b] einen Gruppenkorrekturwert zum Korrigieren von Phasenabweichungen und Amplitudenabweichungen in der Sendegruppenantenne und in der Empfangsgruppenantenne. Hierbei ist b = 1, ..., (Nt × Na).
Wie oben beschrieben, erhöht in der vorliegenden Ausführungsform die Konfiguration, bei der das Doppler-Multiplexen und das Codemultiplexen in Kombination verwendet werden, die Anzahl der gleichzeitig zu multiplexenden und zu sendenden Signale zusätzlich zu den gleichen Wirkungen wie in Ausführungsform 1, wodurch eine Anpassung an die MIMO-Gruppenkonfiguration mit einer erhöhten Anzahl von Sendeantennen ermöglicht wird.
Es ist anzumerken, dass in der vorstehenden Beschreibung die Anzahl des Doppler-Multiplexens als N_DM und die Anzahl des Codemultiplexens als N_CM bezeichnet ist und die Anzahl des Doppler-Multiplexens und die Anzahl des Codemultiplexens so eingestellt sind, dass die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 = N_DM × N_CM ist, aber die vorliegende Offenbarung nicht hierauf beschränkt ist. Beispielsweise können für N_DM Doppler-Multiplex-Signale verschiedene Anzahlen des Codemultiplexensen anstatt der gleichen Anzahl des Codemultiplexens verwendet werden. Beispielsweise kann der Orthogonalcode-Generator 301 N_CM Orthogonalcodesequenzen Code_ncm mit einer Orthogonalcodelänge L_oc erzeugen, und die Orthogonalcode-Multiplizierer 302 können jeweils Multiplizierer enthalten, deren Anzahl kleiner oder gleich der Anzahl N_CM des Codemultiplexens ist. Der Orthogonalcode-Multiplizierer 302 kann ausgelegt sein, die Ausgaben der Dopplerverschiebungseinheit 104 mit jeder von N_CM oder weniger Orthogonalcodesequenzen unter den N_CM Orthogonalcodesequenzen Code₁, Code₂, ..., Code_Ncm zu multiplizieren und N_CM oder weniger Signale an die Sendeantennen 105 auszugeben.
Beispielsweise ist ein Fall beschrieben, in welchem die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 gleich 5, die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens gleich 3 und die Anzahl N_CM des Codemultiplexens gleich 2 ist. In diesem Fall wenden 3 (= N_DM) Dopplerverschiebungseinheiten 104 die Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂ bzw. DOP₃ auf Chirp-Signale an. Ferner verwenden 3 (= N_DM) Orthogonalcode-Multiplizierer 302 eine Konfiguration zum Multiplizieren der Ausgaben der Dopplerverschiebungseinheit 104-1 und der Dopplerverschiebungseinheit 104-2 mit 2 (= N_CM) Orthogonalcodesequenzen Code₁ und Code₂ und zum Multiplizieren der Ausgabe der Dopplerverschiebungseinheit 104-3 mit 1 (≤ N_CM) Orthogonalcodesequenz Code₁. Mit anderen Worten werden unterschiedliche Anzahlen N_CM des Codemultiplexens auf die von einer Vielzahl von Sendeantennen 105 gesendeten Radar-Sendesignale angewendet. In diesem Fall kann der Radar-Empfänger 200c die Sendesignale von 5 (= Nt) Sendeantennen durch die gleiche Verarbeitung wie oben beschrieben demultiplexen (die Verarbeitung in dem Fall, in welchem die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 gleich 6, die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens gleich 3 und die Anzahl N_CM des Codemultiplexens gleich 2 für alle ist), außer dass das Code-Demultiplexen für das Sendesignal, das durch Multiplizieren der Ausgabe der Dopplerverschiebungseinheit 104-3 mit der Orthogonalcodesequenz Code₂ erhalten ist, unnötig ist. Wie oben beschrieben, erweitert die Verwendung unterschiedlicher Anzahlen des Codemultiplexens für N_DM Doppler-Multiplex-Signale anstatt der gleichen Anzahl des Codemultiplexens den Anwendungsbereich der Anzahl von Sendeantennen, welche die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens überschreitet (mit anderen Worten der Anzahl der gleichzeitig gemultiplexten Aussendungen). Beispielsweise kann in einem Fall, in welchem die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens gleich 3 und die Anzahl N_CM des Codemultiplexens gleich 2 oder weniger ist, die Anzahl Nt der Sendeantennen (mit anderen Worten der Anzahl der gleichzeitig gemultiplexten Aussendungen) in dem Bereich von 4, 5 und 6 liegen. Allgemeiner kann eine Anzahl Nt der Sendeantennen (mit anderen Worten die Anzahl der gleichzeitig gemultiplexten Aussendungen) in dem Bereich verwendet werden, wo N_DM + 1 ≤ Nt ≤ N_DM × N_CM.
Ferner kann der Orthogonalcode-Multiplizierer 302 ausgelegt sein, die Ausgabe von mindestens einer Dopplerverschiebungseinheit 104 unter den Ausgaben einer Vielzahl von Dopplerverschiebungseinheiten 104 mit einer einzelnen Orthogonalcodesequenz unter den N_CM Orthogonalcodesequenzen Code₁, Code₂, ..., Code_Ncm zu multiplizieren und das Signal an die Sendeantenne 105 auszugeben. Der Radar-Empfänger 200c kann erfassen, ob ein Doppler-aliasiertes Signal in den Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 enthalten ist, indem er einen Aufbau verwendet, bei dem die Sendeantenne ein Signal ausgibt, das erhalten wird, indem das Codemultiplexen auf die Ausgabe von mindestens einer Dopplerverschiebungseinheit 104 unter den Ausgaben einer Vielzahl von Dopplerverschiebungseinheiten 104 nicht angewendet wird. Das heißt, die maximale Dopplerfrequenz, die durch den Doppler-Analysator 209 aus dem Abtasttheorem abgeleitet wird und bei der kein Aliasing auftritt, kann auf ± 1/(2 × Tr) erweitert werden, indem ein Aufbau verwendet wird, bei dem die Sendeantenne ein Signal ausgibt, das erhalten wird, indem das Codemultiplexen auf die Ausgabe von mindestens einer Dopplerverschiebungseinheit 104 unter den Ausgaben einer Vielzahl von Dopplerverschiebungseinheiten 104 nicht angewendet wird, obwohl die maximale Dopplerfrequenz, die durch den Doppler-Analysator 209 aus dem Abtasttheorem abgeleitet wird und bei der kein Aliasing auftritt, ±1/(2Loc × Tr) beträgt, wodurch die Wirkung der Erweiterung des Dopplerfrequenzbereichs, in dem eine Erfassung ohne Mehrdeutigkeit durchgeführt werden kann, erreicht wird.
Es ist anzumerken, dass in dem Fall, in welchem das Doppler-Multiplexen und das Codemultiplexen in Kombination verwendet werden, das Sendesignal mit einer Pseudozufallscodesequenz multipliziert werden kann wie in Abwandlung 5 von Ausführungsform 1. Die Codelänge N_LRC der Pseudozufallscodesequenz kann auf kleiner oder gleich Ncode eingestellt werden, und ein Zufallscodeelement RC(RC_INDEX(m)) der Pseudozufallscodesequenz RCode kann so ausgegeben werden, dass die Zufallscodeelementindices für jeden Codemultiplex-Zeitraum so variiert werden, dass RC_INDEX(m) = floor[(m - 1)/N_LOC] + 1.
(Ausführungsform 3)
In der vorliegenden Ausführungsform ist ein Fall beschrieben, in dem Doppler-Multiplex-Senden und Zeitmultiplex-Senden (Time Division Multiplexing, TDM) in Kombination verwendet werden.
Beispielsweise erhöht die erhöhte Anzahl des Doppler-Multiplexens in Ausführungsform 1 (siehe beispielsweise 1) die Wahrscheinlichkeit des Vorhandenseins von Dopplerfrequenzindices in der Verarbeitung des Doppler-Demultiplexers 211, für die das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge mit Aliasing und das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge ohne Aliasing sich miteinander überlappen. Somit gibt es für die Anzahl des Doppler-Multiplexens einen geeigneten Bereich in Abhängigkeit von der Ausbreitungsumgebung mit vielen reflektierenden Objekten, und es gibt eine obere Grenze für die Anzahl des Doppler-Multiplexens.
In diesem Zusammenhang beschreibt die vorliegende Ausführungsform einen Aufbau zum Verwenden von Zeitmultiplex in Kombination mit dem Aufbau zum Durchführen von Doppler-Multiplexen, der in Ausführungsform 1 beschrieben ist. Ein solcher Aufbau kann die Anzahl des Multiplexens durch Verwendung des Doppler-Bereichs und Zeitbereichs auch in einem Fall erhöhen, in welchem die Anzahl von Sendeantennen (z. B. die Anzahl des Doppler-Multiplexens) erhöht ist.
11 ist ein Blockschaltbild, das einen beispielhaften Aufbau einer Radar-Vorrichtung 10e gemäß der vorliegenden Ausführungsform darstellt. Es ist anzumerken, dass in 11 die gleichen Bestandteile wie in Ausführungsform 1 (z. B. 1) mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und Beschreibungen davon ausgelassen sind. Beispielsweise sind in der in 11 dargestellten Radar-Vorrichtung 10e im Vergleich zu der in 1 dargestellten Radar-Vorrichtung 10 eine Sendeschaltersteuerung 501 und Sendeschalter 502 in dem Radar-Sender 100e hinzugefügt und Ausgangsschalter 601 sind in dem Radar-Empfänger 200e hinzugefügt.
Im Folgenden ist die Anzahl des Doppler-Multiplexens als N_DM und die Anzahl des Zeitmultiplexens als N_TM bezeichnet, und es ist ein Fall beschrieben, in dem die Anzahl des Doppler-Multiplexens und die Anzahl des Zeitmultiplexens so verwendet werden, dass die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 = N_DM × N_TM ist.
[Beispielhafter Aufbau des Radar-Senders 100e]
Die Sendeschaltersteuerung 501 erzeugt für jeden Radar-Sendezeitraum (Tr) einen Zeitmultiplexindex TM_INDEX, der beim Zeitmultiplexen verwendet wird, um die Schaltung der Sendeantennen 105 anzugeben, und gibt den Zeitmultiplexindex TM_INDEX an die Sendeschalter 502 und Ausgangsschalter 601 aus.
Hierbei ist TM_INDEX = 1, 2, ..., N_TM. Beispielsweise ist TM_INDEX = MOD(m - 1, N_TM) + 1 in dem m-ten Sendezeitraum. Hierbei bezeichnet MOD(x, y) einen Modulo-Operator und ist eine Funktion, die den Rest bei der Teilung von x durch y ausgibt.
In einem Fall, in welchem die Anzahl des Doppler-Multiplexens beispielsweise N_DM ist, enthält der in 11 dargestellte Radar-Sender 100e N_DM Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-N_DM. Der Radar-Sender 100e enthält außerdem N_DM Sendeschalter 502, also genauso viele wie Dopplerverschiebungseinheiten 104.
Die Dopplerverschiebungseinheiten 104 wenden jeweils eine vorgegebene Phasendrehung φ_ndm auf ein von dem Radar-Sendesignalgenerator 101 eingegebenes Chirp-Signal an, um einen vorgegebenen Dopplerverschiebungsbetrag DOP_ndm anzuwenden, und geben das Chirp-Signal mit der Phasendrehung an den entsprechenden der Sendeschalter 502 aus. Hierbei ist ndm = 1, ..., N_DM.
Der ndm-te Sendeschalter 502 schaltet entsprechend der Angabe des Zeitmultiplexindex TM_INDEX zur {(ndm - 1) × N_TM + TM_INDEX}-ten Sendeantenne 105 und gibt die Ausgabe der ndm-ten Dopplerverschiebungseinheit 104 aus.
Durch die oben beschriebenen Arbeitsvorgänge der Dopplerverschiebungseinheiten 104 und Sendeschalter 502 gibt die n-te Sendeantenne 105 unter den Nt Sendeantennen 105 ein Signal aus, das durch Anwenden der Dopplerverschiebung DOP_{floor[(n-1)/NTM]+1} auf die Ausgabe des Radar-Sendesignalgenerators 101 durch die floor[(n - 1)/N_TM] + 1-te Dopplerverschiebungseinheit 104 bei einem Zeitmultiplexindex TM_INDEX von mod(n - 1, N_TM) + 1 durch den floor[(n - 1)/N_TM] + 1-ten Sendeschalter 502 erhalten wird.
Es ist ein Fall beschrieben, in welchem die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 gleich 6, die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens gleich 3 und die Anzahl N_TM des Zeitmultiplexens beispielsweise gleich 2 ist. In diesem Fall wenden 3 (= N_DM) Dopplerverschiebungseinheiten 104 die Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂ bzw. DOP₃ auf Chirp-Signale an. Darüber hinaus besteht der Zeitmultiplexindex TM_INDEX jedes der 3 (= N_DM) Sendeschalter 502 aus 2 (= N_TM) Elementen.
In diesem Fall gibt die erste Sendeantenne 105 beispielsweise die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[30] $Λ_{1} (1) c p (t),0, Λ_{1} (2) c p (t),0, Λ_{1} (3) c p (t),0, \dots$
Hierbei bezeichnet cp(t) ein Chirp-Signal in jedem Sendezeitraum Tr. Ein Multiplikationswert bei der Anwendung der Phasendrehung φ_ndm(m) in der Dopplerverschiebungseinheit 104 ist durch Λ_ndm(m) ausgedrückt und in dem folgenden Ausdruck gegeben, und ist durch 0 dargestellt, wenn kein Sendesignal vorhanden ist.
[31] $Λ_{n d m} (m) = exp [j ϕ_{n d m} (m)]$
In gleicher Weise gibt die zweite Sendeantenne 105 beispielsweise die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[32] $0, Λ_{1} (1) c p (t),0, Λ_{1} (2) c p (t),0, Λ_{1} (3) c p (t), \dots$
In gleicher Weise gibt die dritte Sendeantenne 105 beispielsweise die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[33] $Λ_{2} (1) c p (t),0, Λ_{2} (2) c p (t),0, Λ_{2} (3) c p (t),0, \dots$
In gleicher Weise gibt die vierte Sendeantenne 105 beispielsweise die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[34] $0, Λ_{2} (1) c p (t),0, Λ_{2} (2) c p (t),0, Λ_{2} (3) c p (t), \dots$
In gleicher Weise gibt die fünfte Sendeantenne 105 beispielsweise die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[35] $Λ_{3} (1) c p (t),0, Λ_{3} (2) c p (t),0, Λ_{3} (3) c p (t),0, \dots$
In gleicher Weise gibt die sechste Sendeantenne 105 beispielsweise die folgenden Signale in jedem Sendezeitraum Tr aus.
[36] $0, Λ_{3} (1) c p (t),0, Λ_{3} (2) c p (t),0, Λ_{3} (3) c p (t), \dots$
Darüber hinaus sendet der Radar-Sender 100e Signale auf solche Weise, dass die Anzahl der Chirp-Impuls-Aussendungen ein ganzzahliges Vielfaches (eines Faktors Ncode) von N_TM ist. Beispielsweise ist N_C = N_TM × Ncode.
[Beispielhafter Aufbau des Radar-Empfängers 200e]
Als Nächstes ist ein beispielhafter Aufbau des in 11 dargestellten Radar-Empfängers 200e beschrieben.
In dem z-ten Signalprozessor 206e schaltet der Ausgangsschalter 601 auf Grundlage des Zeitmultiplexindex TM_INDEX, der von der Sendeschaltersteuerung 501 eingegeben wird, selektiv zu dem TM_INDEX-ten Doppler-Analysator 209 unter den N_TM Doppler-Analysatoren 209-1 bis 209-N_TM um und gibt die Ausgabe des Schwebungsfrequenzanalysators 208 für jeden Sendezeitraum Tr aus. Das heißt, der Ausgangsschalter 601 wählt den TM_INDEX-ten Doppler-Analysator 209 in dem m-ten Sendezeitraum Tr.
Der z-te Signalprozessor 206e enthält N_TM Doppler-Analysatoren 209.
Daten werden durch den Ausgangsschalter 601 alle N_TM Sendezeiträume (N_TM × Tr) an den ntm-ten Doppler-Analysator 209 in dem z-ten Signalprozessor 206e eingegeben. Somit führt der ntm-te Doppler-Analysator 209 eine Doppler-Analyse unter Verwendung der Daten in Ncode Sendezeiträumen unter den N_C Sendezeiträumen durch. Hierbei ist ntm = 1, ..., N_TM.
Wenn Ncode eine Potenz von 2 ist, kann der Doppler-Analysator 209 eine FFT-Verarbeitung (schnelle Fourier-Transformation) anwenden, die in dem folgenden Ausdruck gegeben ist.
[37] $V F T_{z}^{n i m} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = \sum_{s = 0}^{N_{c o d e} - 1} R F T_{z} (ƒ_{b}, N_{T M} \times s + n t m) exp [- j \frac{2 π s ƒ_{s}}{N_{c o d e}}]$
Hier ist die FFT-Größe Ncode, und eine maximale Dopplerfrequenz, die aus dem Abtasttheorem abgeleitet ist und bei der kein Aliasing auftritt, beträgt ±1/(2N_TM × Tr). Das Dopplerfrequenzintervall der Dopplerfrequenzindices f_s beträgt ferner 1/(Ncode × N_TM × Tr), und der Bereich des Dopplerfrequenzindex f_s ist durch f_s = -Ncode/2, ..., 0, ..., Ncode/2 - 1 gegeben.
Es ist anzumerken, dass, wenn Ncode keine Potenz von 2 ist, mit Nullen aufgefüllte Daten aufgenommen werden, um beispielsweise eine FFT-Verarbeitung zu ermöglichen, bei der die FFT-Größe als eine Potenz von 2 behandelt wird. Bei der FFT-Verarbeitung kann eine Multiplikation mit einem Fensterfunktionskoeffizienten wie einem Von-Hann-Fenster oder einem Hamming-Fenster durchgeführt werden, und die Anwendung einer Fensterfunktion kann um die Schwebungsfrequenz-Spitze herum erzeugte Nebenkeulen unterdrücken.
Der CFAR-Teil 210e führt eine CFAR-Verarbeitung (mit anderen Worten eine adaptive Schwellenwertbestimmung) durch Verwenden der Ausgaben des ersten bis N_TM-ten Doppler-Analysators 209 in allen Signalprozessoren 206e durch und extrahiert Abstandsindices f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar}, die Spitzensignale liefern.
Der CFAR-Teil 210e führt beispielsweise eine Leistungsaddition der Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 durch, die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, um eine zweidimensionale CFAR-Verarbeitung in zwei Dimensionen, die durch die Abstandsachse und die Dopplerfrequenzachse (entsprechend der Relativgeschwindigkeit) gebildet werden, oder eine CFAR-Verarbeitung unter Verwendung einer eindimensionalen CFAR-Verarbeitung in Kombination durchzuführen. Beispielsweise kann die in NPL 2 offenbarte Verarbeitung als die zweidimensionale CFAR-Verarbeitung oder die CFAR-Verarbeitung unter Verwendung einer eindimensionalen CFAR-Verarbeitung in Kombination angewendet werden.
[38] $P o w e r F T (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = {\sum_{z = 1}^{N_{a}} \sum_{n t m = 1}^{N_{T M}} | V F T_{z}^{n t m} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) |}^{2}$
Der CFAR-Teil 210e legt adaptiv einen Schwellenwert fest und gibt den Abstandsindex f_{b_cfar} und den Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar}, die eine Empfangsleistung, die größer als der Schwellenwert ist, liefern, sowie die Empfangsleistungsinformationen PowerFT(f_{b_cfar}, f_s__cfar) an den Doppler-Demultiplexer 211e aus.
Der Doppler-Demultiplexer 211e demultiplext die von den Sendeantennen 105 gesendeten Sendesignale unter Verwendung der Ausgaben von den Doppler-Analysatoren 209 auf Grundlage der von dem CFAR-Teil 210e eingegebenen Informationen (z. B. Abstandsindex f_{b_cfar}, Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} und Empfangsleistungsinformationen PowerFT (f_{b_cfar}, f_{s_cfar})).
Im Folgenden ist der Betrieb des Doppler-Demultiplexers 211e zusammen mit dem Betrieb der Dopplerverschiebungseinheiten 104 beschrieben.
Die erste bis N_DM-te Dopplerverschiebungseinheit 104 wenden unterschiedliche Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂ bzw. DOP_NDM auf die eingegebenen Chirp-Signale an. Hier, wie in Ausführungsform 1, sind die Intervalle (Dopplerverschiebungsintervalle) der Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂, ..., DOP_NDM nicht die Intervalle, die durch gleichmäßiges Aufteilen eines Dopplerfrequenzbereichs, in dem kein Aliasing auftritt, erhalten sind, sondern die Intervalle, die durch ungleichmäßiges Aufteilen des Dopplerfrequenzbereichs erhalten sind (z. B. ist mindestens ein Dopplerintervall unterschiedlich). Beispielsweise können die Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge DOP_ndm auf die Intervalle eingestellt werden, die durch Teilen eines Dopplerfrequenzbereichs (z. B. -1/(2N_TM × Tr) ≤ f_d < 1/(2N_TM × Tr)) durch einen ganzzahligen Wert erhalten sind, der durch Addieren von 1 oder mehr (z. B. δ) zu einem Wert erhalten ist, der durch Teilen der Anzahl Nt einer Vielzahl von Sendeantennen 105 durch die Anzahl N_TM des Zeitmultiplexens erhalten ist (mit anderen Worten zur Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens).
Es ist anzumerken, dass in Ausführungsform 1 ein Fall beschrieben ist, in welchem die Anzahl des Doppler-Multiplexens gleich der Anzahl Nt der Sendeantennen ist (das heißt Nt = N_DM). Indessen wird das Zeitmultiplexen in der vorliegenden Ausführungsform in Kombination mit dem Doppler-Multiplexen verwendet, und somit ist die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens kleiner als die Anzahl Nt der Sendeantennen (beispielsweise ist Nt > N_DM).
Somit wird der in der Ausführungsform 1 verwendete Ausdruck 5 oder Ausdruck 15 in der vorliegenden Ausführungsform für die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_ndm verwendet, indem Nt durch N_DM ersetzt wird. Die gleiche Phasendrehung φ_ndm(m) wird während des Sendezeitraums, in dem das Zeitmultiplexen durchgeführt wird (N_TM × Tr), wiederholt ausgegeben, sodass die Phasendrehungen in dem Sendezeitraum (N_TM × Tr), in dem das Zeitmultiplexen durchgeführt wird, gleich sind.
Das heißt, die ndm-te Dopplerverschiebungseinheit 104 wendet die Phasendrehung φ_ndm(m), die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, auf das eingegebene m-te Chirp-Signal an, sodass sich die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_ndm voneinander unterscheiden.
[39] $ϕ_{n d m} (m) = {A \frac{2 π}{N_{c o d e}} r o u n d (\frac{N_{c o d e}}{N_{D M} + δ}) (n d m - 1) + Δ ϕ_{0}} f l o o r [\frac{m - 1}{N_{T M}}] + ϕ_{0}$
Hier ist A ein Koeffizient, der die positive oder negative Polarität angibt, d. h. 1 oder -1. Weiterhin ist δ eine positive Zahl, die größer oder gleich 1 ist. Ferner ist φ₀ eine Anfangsphase und Δφ₀ ist eine Referenz-Dopplerverschiebungsphase. Es ist anzumerken, dass round(x) eine Rundungsfunktion ist, die einen gerundeten ganzzahligen Wert für eine reelle Zahl x ausgibt. Floor[x] ist ein Operator, der die nächste ganze Zahl ausgibt, die kleiner oder gleich der reellen Zahl x ist. Es ist anzumerken, dass der Term round(Ncode/(N_DM + δ)) eingeführt ist, um den Phasendrehungsbetrag auf ein ganzzahliges Vielfaches des Dopplerfrequenzintervalls in dem Doppler-Analysator 209 einzustellen.
Alternativ kann in der vorliegenden Ausführungsform die Phasendrehung φ_ndm(m), die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, anstelle der Phasendrehung, die durch Ausdruck 46 gegeben ist, verwendet werden.
[40] $ϕ_{n d m} (m) = {A \frac{2 π}{N_{c o d e}} r o u n d (\frac{N_{c o d e}}{N_{D M}}) (n d c - 1) + Δ ϕ_{0}} f l o o r [\frac{m - 1}{N_{T M}}] + d p_{n d m} + ϕ_{0}$
Hierbei ist dp_ndm eine Komponente, die bewirkt, dass die Phasendrehungen ungleiche Intervalle aufweisen. Beispielsweise sind dp₁, dp₂, ..., dp_DM Werte in einem Bereich, in welchem -round(N_code/N_DM)/2 < dpn < round(N_code/N_DM)/2 gilt. Nicht alle davon sind identische Werte, und mindestens einer davon enthält eine Komponente eines unterschiedlichen Werts. Es ist anzumerken, dass der Term round(N_code/N_DM) eingeführt ist, um den Phasendrehungsbetrag auf ein ganzzahliges Vielfaches des Dopplerfrequenzintervalls in dem Doppler-Analysator 209 einzustellen.
Es ist anzumerken, dass der Betrieb des Doppler-Demultiplexers 211e gemäß der vorliegenden Ausführungsform mit dem Betrieb des Doppler-Demultiplexers 211c (siehe beispielsweise 9) in Ausführungsform 2 übereinstimmt, bei der das Doppler-Multiplexen und das Codemultiplexen in Kombination verwendet werden, wobei Loc durch N_TM ersetzt wird, und somit ist die Beschreibung des Betriebs ausgelassen.
Der Doppler-Demultiplexer 211e kann Doppler-Multiplex-Signale auf die oben beschriebene Weise demultiplexen.
Vorstehend ist der beispielhafte Betrieb des Doppler-Demultiplexers 211e beschrieben.
In 11 führt der Richtungsschätzer 212e eine Zielrichtungsschätzungsverarbeitung auf Grundlage der von dem Doppler-Demultiplexer 211e eingegebenen Informationen durch (z. B. Abstandsindex f_{b_cfar} und Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}, ..., f_{demul_DS#NDM})).
Beispielsweise extrahiert der Richtungsschätzer 212e die Ausgabe, die dem Abstandsindex f_{b_cfar} entspricht, und die Demultiplexing-Indexinformationen (f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}, ..., f_{demul_DS#NDM}) aus den Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 und erzeugt einen Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}, ..., f_{demul_DS#NDM}) für eine virtuelle Empfangsgruppe, der durch den folgenden Ausdruck gegeben ist, um die Richtungsschätzungsverarbeitung durchzuführen.
Der Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}, ..., f_{demul_DS#NDM}) für die virtuelle Empfangsgruppe enthält Nt × Na Elemente, deren Anzahl dem Produkt der Anzahl Nt der Sendeantennen und der Anzahl Na der Empfangsantennen entspricht. Der Korrelationsvektor h(f_{b_cfar}, f_{demul_DS#1}, f_{demul_DS#2}, ..., f_{demul_DS#NDM}) für die virtuelle Empfangsgruppe wird zur Verarbeitung für die Durchführung einer Richtungsschätzung auf Grundlage der Phasendifferenzen zwischen den Empfangsantennen 202 an den Reflexionswellensignalen von einem Zielobjekt verwendet. Hierbei ist z = 1, ... , Na. Es ist anzumerken, dass das gleiche Verfahren wie beispielsweise in Ausführungsform 1 als Richtungsschätzverfahren angewendet werden kann.
[41] $h (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}, \dots, ƒ_{d e m u l_D S # N_{D M}}) = [\begin{array}{l} \begin{matrix} h_{c a l [1]} V F T_{1}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) T x c^{1} (f_{d e m u l_D S # 1}) \\ h_{c a l [2]} V F T_{2}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) T x c^{1} (f_{d e m u l_D S # 1}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N a]} V F T_{N a}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) T x c^{1} (f_{d e m u l_D S # 1}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [(N_{T M} - 1) N a + 1]} V F T_{1}^{N_{T M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) T x c^{N_{T M}} (f_{d e m u l_D S # 1}) \\ h_{c a l [(N_{T M} - 1) N a + 2]} V F T_{2}^{N_{T M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) T x c^{N_{T M}} (f_{d e m u l_D S # 1}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N_{T M} N a]} V F T_{N a}^{N_{T M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 1}) T x c^{N_{T M}} (f_{d e m u l_D S # 1}) \\ h_{c a l [N_{T M} N a + 1]} V F T_{1}^{1} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 2}) T x c^{1} (f_{d e m u l_D S # 2}) \\ h_{c a l [N_{T M} N a + 2]} V F T_{2}^{2} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # 2}) T x c^{2} (f_{d e m u l_D S # 2}) \\ ⋮ \\ h_{c a l [N_{D M} (N_{T M} - 1) N a + 1]} V F T_{1}^{N_{T M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # N_{D M}}) T x c^{N_{T M}} (f_{d e m u l_D S # N_{D M}}) \end{matrix} \\ \begin{matrix} h_{c a l [N_{D M} (N_{T M} - 1) N a + 2]} V F T_{2}^{N_{T M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # N_{D M}}) T x c^{N_{T M}} (f_{d e m u l_D S # N_{D M}}) \\ ⋮ \\ h_{c a l} [N_{D M} N_{T M} N a] V F T_{N a}^{N_{T M}} (ƒ_{b_c f a r}, ƒ_{d e m u l_D S # N_{D M}}) T x c^{N_{T M}} (ƒ_{d e m u l_D S # N_{D M}}) \end{matrix} \end{array}]$
In Ausdruck 48 bezeichnet h_cal[b] einen Gruppenkorrekturwert zum Korrigieren von Phasenabweichungen und Amplitudenabweichungen in der Sendegruppenantenne und in der Empfangsgruppenantenne. Hierbei ist b = 1, ..., (Nt × Na). Ferner bewirkt die Zeitmultiplexschaltung der Sendeantennen unterschiedliche Phasendrehungen in Abhängigkeit von dem Dopplerfrequenzindex f_s, und Txc^ntm(f_s) ist ein Sendephasen-Korrekturkoeffizient, der die Phasendrehung so korrigiert, dass sie mit der Phase der Referenz-Sendeantenne übereinstimmt. Beispielsweise gilt der folgende Ausdruck, wenn der erste Zeitmultiplexindex (ntm = 1) als die Referenz-Sendeantenne verwendet wird. Hierbei ist ntm = 1, ..., N_TM.
[42] $T x c^{n t m} (ƒ_{s}) = exp (- j \frac{2 π ƒ_{s}}{N_{c o d e}} \frac{n t m - 1}{N_{T M}})$
Wie oben beschrieben, erhöht in der vorliegenden Ausführungsform der Aufbau, bei dem das Doppler-Multiplexen und das Zeitmultiplexen in Kombination verwendet werden, die Anzahl der gleichzeitig zu multiplexenden und zu sendenden Signale zusätzlich zu den gleichen Wirkungen wie in Ausführungsform 1, wodurch eine Anpassung an die MIMO-Gruppenkonfiguration mit einer erhöhten Anzahl von Sendeantennen ermöglicht wird.
Es ist anzumerken, dass in der vorstehenden Beschreibung die Anzahl des Doppler-Multiplexens als N_DM und Anzahl des Zeitmultiplexens als N_TM bezeichnet ist und die Anzahl des Doppler-Multiplexens und die Anzahl des Zeitmultiplexens so eingestellt sind, dass die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 = N_DM × N_TM ist, aber die vorliegende Offenbarung nicht hierauf beschränkt ist. Beispielsweise kann für N_DM Doppler-Multiplex-Signale eine Anzahl des Zeitmultiplexens von N_TM oder weniger anstatt der gleichen Anzahl des Zeitmultiplexens verwendet werden.
Beispielsweise ist ein Fall beschrieben, in welchem die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 gleich 5, die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens gleich 3 und die Anzahl N_TM des Zeitmultiplexens gleich 2 ist. In diesem Fall wenden 3 (= N_DM) Dopplerverschiebungseinheiten 104 die Dopplerverschiebungsbeträge DOP₁, DOP₂ bzw. DOP₃ auf Chirp-Signale an. Ferner verwenden die 3 (= N_DM) Sendeschalter 502 eine Konfiguration zum Ausgeben der Ausgaben der Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 und Dopplerverschiebungseinheiten 104-2 durch Schalten von 2 (= N_TM) Sendeantennen und Ausgeben der Ausgabe der Dopplerverschiebungseinheit 104-3 von 1 (≤N_TM) Sendeantenne. Mit anderen Worten werden unterschiedliche Anzahlen N_TM des Zeitmultiplexens auf die von einer Vielzahl von Sendeantennen 105 gesendeten Radar-Sendesignale angewendet. In diesem Fall kann der Radar-Empfänger 200e die Sendesignale von 5 (= Nt) Sendeantennen durch die gleiche Verarbeitung wie oben beschrieben demultiplexen (die Verarbeitung in dem Fall, in welchem die Anzahl Nt der Sendeantennen 105 gleich 6, die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens gleich 3 und die Anzahl N_TM des Zeitmultiplexens gleich 2 für alle ist). Wie oben beschrieben, erweitert die Verwendung der Anzahl des Zeitmultiplexens von N_TM oder weniger für die N_DM Doppler-Multiplex-Signale anstatt der gleichen Anzahl des Zeitmultiplexens den Anwendungsbereich der Anzahl von Sendeantennen, welche die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens überschreitet (mit anderen Worten der Anzahl der gleichzeitig gemultiplexten Aussendungen). Beispielsweise kann in einem Fall, in welchem die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens gleich 3 und die Anzahl N_TM des Zeitmultiplexens gleich 2 oder weniger ist, die Anzahl Nt der Sendeantennen (mit anderen Worten die Anzahl der gleichzeitig gemultiplexten Aussendungen) in dem Bereich von 4, 5 und 6 liegen. Allgemeiner kann eine Anzahl Nt der Sendeantennen (mit anderen Worten die Anzahl der gleichzeitig gemultiplexten Aussendungen) in dem Bereich verwendet werden, wo N_DM + 1 ≤ Nt ≤ N_DM × N_TM.
Ferner kann ein Aufbau verwendet werden, bei dem die Ausgabe mindestens einer Dopplerverschiebungseinheit 104 unter den Ausgaben einer Vielzahl von Dopplerverschiebungseinheiten 104 ohne Verwendung des Sendeschalters 502 an die Sendeantenne 105 ausgegeben wird. Der Radar-Empfänger 200e kann erfassen, ob ein Doppler-aliasiertes Signal in den Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 enthalten ist, indem er einen Aufbau verwendet, bei dem die Sendeantenne ein Signal ausgibt, das erhalten wird, indem das Zeitmultiplexen auf die Ausgabe von mindestens einer Dopplerverschiebungseinheit 104 unter den Ausgaben einer Vielzahl von Dopplerverschiebungseinheiten 104 nicht angewendet wird. Das heißt, die maximale Dopplerfrequenz, die durch den Doppler-Analysator 209 aus dem Abtasttheorem abgeleitet wird und bei der kein Aliasing auftritt, kann auf ± 1/(2 × Tr) erweitert werden, indem ein Aufbau verwendet wird, bei dem die Sendeantenne ein Signal ausgibt, das erhalten wird, indem das Zeitmultiplexen auf die Ausgabe von mindestens einer Dopplerverschiebungseinheit 104 unter den Ausgaben einer Vielzahl von Dopplerverschiebungseinheiten 104 nicht angewendet wird, obwohl die maximale Dopplerfrequenz, die durch den Doppler-Analysators 209 aus dem Abtasttheorem abgeleitet wird und bei der kein Aliasing auftritt, ±1/(2N_TM × Tr) beträgt, wodurch die Wirkung der Erweiterung des Dopplerfrequenzbereichs, in dem eine Erfassung ohne Mehrdeutigkeit durchgeführt werden kann, erreicht wird.
Es ist anzumerken, dass in dem Fall, in welchem das Doppler-Multiplexen und das Zeitmultiplexen in Kombination verwendet werden, das Sendesignal mit einer Pseudozufallscodesequenz multipliziert werden kann wie in Abwandlung 5 von Ausführungsform 1. Die Codelänge N_LRC kann auf kleiner oder gleich Ncode eingestellt sein, und ein Zufallscodeelement RC(RC_INDEX(m)) der Pseudozufallscodesequenz RCode kann so ausgegeben werden, dass die Zufallscodeelementindices für jeden Zeitmultiplex-Zeitraum so variiert werden, dass RC_INDEX(m) = floor[(m - 1)/N_TM] + 1.
Vorstehend sind beispielhafte Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Offenbarung beschrieben.
[Andere Ausführungsformen]
(Abwandlung 7)
In Abwandlung 7 stellt eine Radar-Vorrichtung beispielsweise das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge für jeden Sendezeitraum variabel ein und ändert die Zuweisung des Doppler-Multiplexens für die Sendeantennen.
Es ist anzumerken, dass die Radar-Vorrichtung gemäß Abwandlung 7 den gleichen Grundaufbau wie derjenige der in 1 dargestellten Radar-Vorrichtung 10 aufweist, und daher ist 1 für die Beschreibung verwendet. Beispielsweise unterscheiden sich in Abwandlung 7 die Arbeitsvorgänge der Dopplerverschiebungseinheiten 104, der Doppler-Analysatoren 209, des CFAR-Teils 210 und des Doppler-Demultiplexers 211 in der in 1 dargestellten Radar-Vorrichtung 10 von denjenigen in Ausführungsform 1.
Beispielsweise gelingt dem Doppler-Demultiplexer 211 beim Doppler-Multiplexen möglicherweise keine Demultiplexierungsbestimmung in einem Fall, in welchem die Empfangspegel der Doppler-Spitzen einer Vielzahl von Zielobjekten ungefähr gleich sind und ein Intervall der Doppler-Spitzen mit einem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge übereinstimmt.
Beispielsweise ist in Abwandlung 3 ein Fall beschrieben, in welchem der Dopplerverschiebungsbetrag für jede Radar-Beobachtung variabel eingestellt wird, um eine Vielzahl von Zielobjekten in den Positionsbestimmungsausgaben der Radar-Vorrichtung 10 mit höherer Zuverlässigkeit zu demultiplexen.
In Abwandlung 7 ist ein Fall beschrieben, in welchem das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge für jeden Sendezeitraum variabel eingestellt wird, um eine Vielzahl von Zielobjekten in den Positionsbestimmungsausgaben der Radar-Vorrichtung 10 mit höherer Zuverlässigkeit zu demultiplexen. Gemäß Abwandlung 7 unterscheiden sich die Intervalle der Doppler-Spitzen, die einer Vielzahl von Sendeantennen 105 entsprechen, für ein einzelnes Zielobjekt in jedem Sendezeitraum, und dadurch wird das Demultiplexen einer Vielzahl von Zielobjekten in einer einzelnen Radar-Beobachtung für die Radar-Vorrichtung 10 erleichtert.
Im Folgenden sind beispielhafte Verfahren zum Einstellen der in den Dopplerverschiebungseinheiten 104 gemäß Abwandlung 7 angewendeten Dopplerverschiebungsbeträge beschrieben.
Die Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt wenden unterschiedliche Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n auf in die jeweiligen Dopplerverschiebungseinheiten eingegebene Chirp-Signale an. Hierbei ist n = 1, ..., Nt.
Ferner stellen die Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n für jeden Sendezeitraum Tr variabel ein. Beispielsweise stellen die Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt jeweils die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n ^odd für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr und die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n ^even für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr ein.
Beispielsweise wendet die n-te Dopplerverschiebungseinheit 104 auf das eingegebene m-te Chirp-Signal den Phasendrehungsbetrag φ_n(m) entsprechend dem Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n ^odd für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr und den Phasendrehungsbetrag φ_n(m) entsprechend dem Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n ^even für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr gemäß den folgenden Ausdrücken an.
[43] ${\begin{matrix} Φ_{n} (m) = {A \frac{2 π}{N_{c}} r o u n d (\frac{N_{c}}{N t + δ_{o d d}}) (n - 1) + Δ Φ_{0}} f l o o r [\frac{m - 1}{2}] + Φ_{0}, (w o b e i m e i n e u n g e r a d e Z a □ l i s t) \\ Φ_{n} (m) = {A \frac{2 π}{N_{c}} r o u n d (\frac{N_{c}}{N t + δ_{e v e n}}) (n - 1) + Δ Φ_{0}} f l o o r [\frac{m - 1}{2}] + Φ_{0}, (w o b e i m e i n e g e r a d e Z a □ l i s t) \end{matrix}$
Hierbei sind φ_odd und δ_even positive Zahlen größer oder gleich 1 und auf voneinander verschiedene Werte eingestellt. Die Einstellung von δ_odd und δ_even bewirkt, dass der Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n ^odd für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr und der Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n ^even für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr voneinander verschieden sind. Mit anderen Worten wird das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge für jeden Sendezeitraum Tr variabel eingestellt.
Es ist anzumerken, dass die Phasendrehungsbeträge φ_n nicht auf die durch die Ausdrücke 50 gegebenen Werte beschränkt sind und die Phasendrehungen sein können, die bewirken, dass das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n ^odd und das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n ^even voneinander verschieden sind.
Wenn die Dopplerverschiebungseinheit 104 den Phasendrehungsbetrag auf ein Radar-Sendesignal (z. B. Chirp-Signal) anwendet, treten im Doppler-Bereich in einem Fall, in welchem ein Phasendrehungsfehler enthalten ist, Störungen auf. Hier verschlechtert beispielsweise ein Störpegel von kleiner oder gleich etwa -20 dB im Vergleich zum Doppler-Spitzenpegel die Radar-Erfassungsleistung in der Radar-Vorrichtung 10 nicht wesentlich. Somit kann der Phasendrehungsfehler in der Phasendrehung enthalten sein, solange der Phasendrehungsfehler innerhalb eines Bereichs ist, in welchem der Störpegel kleiner oder gleich etwa -20 dB im Vergleich zu der Doppler-Spitze ist (z. B. in einem Bereich von etwa 5° bis 10°). Es ist anzumerken, dass eine andere Ausführungsform (oder Abwandlung) auch den Phasendrehungsfehler innerhalb eines Bereichs enthalten kann, in welchem der Störpegel kleiner oder gleich etwa -20 dB im Vergleich zu der Doppler-Spitze ist (z. B. in einem Bereich von etwa 5° bis 10°).
In 1 führt der Doppler-Analysator 209 eine Doppler-Analyse für jeden Abstandsindex f_b unter Verwendung der Schwebungsfrequenzantworten RFT_z(f_b, 1), RFT_z(f_b, 2), ..., RFT_z(f_b, N_C) durch, die aus N_C Malen der Chirp-Impuls-Aussendung erhalten und von dem Schwebungsfrequenzanalysator 208 ausgegeben werden.
In Abwandlung 7 wird die Phasendrehung φ_n auf das Radar-Sendesignal (z. B. Chirp-Signal) so angewendet, dass der Dopplerverschiebungsbetrag für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr und der Dopplerverschiebungsbetrag für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr voneinander verschieden sind. Dementsprechend führt der Doppler-Analysator 209 die Doppler-Analyse für jeden Abstandsindex f_b durch, indem er z. B. eine Schwebungsfrequenzantwort für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr verwendet. In gleicher Weise führt der Doppler-Analysator 209 die Doppler-Analyse für jeden Abstandsindex f_b durch, indem er z. B. eine Schwebungsfrequenzantwort für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr verwendet.
Wenn beispielsweise N_c eine Potenz von 2 ist, kann bei der Doppler-Analyse eine FFT-Verarbeitung angewendet werden. In diesem Fall ist die FFT-Größe N_c/2, und der Doppler-Analysator 209 führt die FFT-Verarbeitung auf Grundlage der Daten durch, die in jedem ungeradzahligen oder geradzahligen Sendezeitraum Tr (mit anderen Worten alle 2Tr) erhalten werden. Somit beträgt eine maximale Dopplerfrequenz, die aus dem Abtasttheorem abgeleitet ist und bei der kein Aliasing auftritt, ±1/(4Tr). Das Dopplerfrequenzintervall der Dopplerfrequenzindices f_s beträgt ferner 1/(N_c × Tr), und der Bereich des Dopplerfrequenzindex f_s ist durch f_s = -N_c/4, ..., 0, ..., N_c/4 - 1 gegeben.
Nachstehend ist ein Fall beschrieben, in welchem N_c als ein Beispiel eine Potenz von 2 ist. Es ist anzumerken, dass, wenn N_c keine Potenz von 2 ist, mit Nullen aufgefüllte Daten aufgenommen werden, um beispielsweise eine FFT-Verarbeitung zu ermöglichen, bei der die Datengröße als eine Potenz von 2 behandelt wird. Bei der FFT-Verarbeitung kann der Doppler-Analysator 209 eine Multiplikation mit einem Fensterfunktionskoeffizienten durchführen, wie etwa dem Von-Hann-Fenster oder dem Hamming-Fenster. Die Anwendung einer Fensterfunktion kann die um die Schwebungsfrequenz-Spitze herum erzeugten Nebenkeulen reduzieren.
Beispielsweise stellen die folgenden Ausdrücke die Ausgabe VFT_z ^odd(f_b, f_s) des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr und die Ausgabe VFT_z ^even(f_b, f_s) des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr in dem z-ten Signalprozessor 206 dar. Es ist anzumerken, dass j die imaginäre Einheit und z = 1 bis Na ist.
[44] ${\begin{matrix} V F T_{z}^{o d d} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = \sum_{q = 0}^{N_{c} / 2 - 1} R F T_{z} (ƒ_{b},2 q + 1) e x p [- j \frac{2 π q ƒ_{s}}{(N_{c} / 2)}], (w o b e i m e i n e u n g e r a d e Z a □ l i s t) \\ V F T_{z}^{e v e n} (ƒ_{b}, ƒ_{s}) = \sum_{q = 0}^{N_{c} / 2 - 1} R F T_{z} (ƒ_{b},2 q + 2) e x p [- j \frac{2 π q ƒ_{s}}{(N_{c} / 2)}], (w o b e i m e i n e g e r a d e Z a □ l i s t) \end{matrix}$
Der CFAR-Teil 210 führt eine CFAR-Verarbeitung (mit anderen Worten eine adaptive Schwellenwertbestimmung) durch Verwenden der Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 in dem ersten bis Na-ten Signalprozessor 206 durch und extrahiert Abstandsindices f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindices f_{s_cfar}, die Spitzensignale liefern.
Der CFAR-Teil 210 gemäß Abwandlung 7 stellt adaptiv einen Schwellenwert zum Durchführen beispielsweise der CFAR-Verarbeitung an der Ausgabe VFT_z ^odd(f_b, f_s) des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr ein und gibt den Abstandsindex f_{b_cfar} ^odd und den Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} ^odd, die eine Empfangsleistung, die größer als der Schwellenwert ist, liefern, sowie die Empfangsleistungsinformationen PowerFT^odd(f_{b_cfar} ^odd, f_{s_cfar} ^odd) an den Doppler-Demultiplexer 211 aus.
Der CFAR-Teil 210 gemäß Abwandlung 7 stellt außerdem adaptiv einen Schwellenwert zum Durchführen beispielsweise der CFAR-Verarbeitung an der Ausgabe VFT_z ^even(f_b, f_s) des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr ein und gibt den Abstandsindex f_{b_cfar} ^even und den Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} ^even, die eine Empfangsleistung, die größer als der Schwellenwert ist, liefern, sowie die Empfangsleistungsinformationen PowerFT^even(f_{b_cfar} ^even, f_{s_cfar} ^even) an den Doppler-Demultiplexer 211 aus.
Der Doppler-Demultiplexer 211 führt die Demultiplexverarbeitung unter Verwendung der Ausgaben der Doppler-Analysatoren 209 auf Grundlage der von dem CFAR-Teil 210 eingegebenen Informationen durch (z. B. Abstandsindex f_{b_cfar} ^odd, Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} ^odd und Empfangsleistungsinformationen PowerFT^odd(f_{b_cfar} ^odd, f_{s_cfar} ^odd) für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr und Abstandsindex f_{b_cfar} ^even, Dopplerfrequenzindex f_{s_cfar} ^even und Empfangsleistungsinformationen PowerFT^even(f_{b_cfar} ^even, f_{s_cfar} ^even) für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr). Die Demultiplexverarbeitung wird durchgeführt, um die Sendesignale (mit anderen Worten die Reflexionswellensignale für die Sendesignale), die von den jeweiligen Sendeantennen 105 gesendet werden, aus den Signalen zu demultiplexen, die mittels Doppler-Multiplexen gesendet werden (nachstehend als Doppler-Multiplex-Signale bezeichnet).
Der Doppler-Demultiplexer 211 gibt beispielsweise Informationen über die gedemultiplexten Signale an den Richtungsschätzer 212 aus. Die Informationen über die gedemultiplexten Signale können beispielsweise Abstandsindices f_{b_cfar} und Dopplerfrequenzindices (f_{demul_Tx#1}, f_{demul_Tx#2}, ..., f_{demul_Tx#Nt}) umfassen, die den gedemultiplexten Signalen entsprechen und manchmal als Demultiplexing-Indexinformationen bezeichnet werden. Zudem gibt der Doppler-Demultiplexer 211 die Ausgaben der jeweiligen Doppler-Analysatoren 209 an den Richtungsschätzer 212 aus.
Als Beispiel werden in einem Fall, in welchem in den Ausdrücken 50 Nt = 3, Δφ₀ = 0, φ₀ = 0, A = 1, δ_odd = 1, δ_even = 2 und N_C ein Vielfaches von 4 ist, Phasendrehungsbeträge φ_n(m), die durch die folgenden Ausdrücke gegeben sind, auf die Radar-Sendesignale angewendet.
[45] ${ϕ_{1} (1), ϕ_{1} (2), \dots, ϕ_{1} (22), \dots} = {0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0, \dots}$

[46] $\begin{array}{l} {ϕ_{2} (1), ϕ_{2} (2), \dots, ϕ_{2} (22), \dots} \\ = {0,0, \frac{π}{2}, \frac{2 π}{5}, π, \frac{4 π}{5}, \frac{3 π}{2}, \frac{6 π}{5},0, \frac{8 π}{5}, \frac{π}{2},0, π, \frac{2 π}{5}, \frac{3 π}{2}, \frac{4 π}{5},0, \frac{6 π}{5}, \frac{π}{2}, \frac{8 π}{5}, π,0, \dots} \end{array}$

[47] $\begin{array}{l} {ϕ_{3} (1), ϕ_{3} (2), \dots, ϕ_{3} (22), \dots} \\ = {0,0, π, \frac{4 π}{5},0, \frac{8 π}{5}, π, \frac{2 π}{5},0, \frac{6 π}{5}, π,0,0, \frac{4 π}{5}, π, \frac{8 π}{2},0, \frac{2 π}{5}, π, \frac{6 π}{5}, \dots} \end{array}$
Ferner sind die Dopplerverschiebungsbeträge in einem Fall, in welchem der Doppler-Analysator 209 die durch die Ausdrücke 51 gegebene FFT-Verarbeitung durchführt, dargestellt durch DOP₁ ^odd= 0, DOP₁ ^even= 0, DOP₂ ^odd= 1/(8Tr), DOP₂ ^even= 1/(10Tr), DOP₃ ^odd = 1/(4Tr) und DOP₃ ^even= 1/(5Tr).
Wenn beispielsweise solche Dopplerverschiebungsbeträge verwendet werden, wie in 12 dargestellt, werden Nt (drei in 12) Doppler-Spitzen für eine einzelne Zielobjekt-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} erzeugt, die zu messen ist. Es ist anzumerken, dass 12 die Änderung der Doppler-Spitzen in dem Fall, in welchem Nt = 3 ist, darstellt, wobei auf der horizontalen Achse die Ziel-Dopplerfrequenz und auf der vertikalen Achse die Ausgabe des Doppler-Analysators 209 (FFT) aufgetragen ist.
Abschnitt (a) von 12 stellt eine beispielhafte Ausgabe des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr dar, und Abschnitt (b) von 12 stellt eine beispielhafte Ausgabe des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr dar.
In (a) und (b) von 12 werden Nt Doppler-Spitzen (drei in 12) für die einzelne Zielobjekt-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} erzeugt, die zu messen ist, aber die Intervalle der Doppler-Spitzen unterscheiden sich voneinander. Beispielsweise beträgt das Intervall der Doppler-Spitzen in (a) von 12 1/(8Tr) oder 1/(4Tr). Demgegenüber beträgt das Intervall der Doppler-Spitzen in (b) von 12 beispielsweise 1/(10Tr) oder 3/(10Tr).
Somit stimmt selbst in einem Fall, in welchem zwei Zielobjekte bei dem gleichen Abstandsindex f_b vorhanden sind und die Differenz zwischen den Dopplerfrequenzen der zwei Zielobjekte beispielsweise mit dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr übereinstimmt, die Differenz nicht mit dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr überein, was es dem Doppler-Demultiplexer 211 erlaubt, den zwei Zielobjekten entsprechende Signale zu demultiplexen und zu erfassen.
In gleicher Weise stimmt selbst in einem Fall, in welchem zwei Zielobjekte bei dem gleichen Abstandsindex f_b vorhanden sind und die Differenz zwischen den Dopplerfrequenzen der zwei Zielobjekte beispielsweise mit dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr übereinstimmt, die Differenz nicht mit dem Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr überein, was es dem Doppler-Demultiplexer 211 erlaubt, den zwei Zielobjekten entsprechende Signale zu demultiplexen und zu erfassen.
Dies erleichtert es der Radar-Vorrichtung 10, eine Vielzahl von Zielobjekten in einer einzelnen Radar-Beobachtung zu demultiplexen.
Als Beispiel ist ein Fall beschrieben, in welchem die Dopplerfrequenz des Zielobjekts #1 gleich 0 und die Dopplerfrequenz des Zielobjekts #2 gleich 1/(8Tr) bei dem gleichen Abstandsindex f_b ist, wie in 13 dargestellt.
In diesem Fall, wie beispielsweise in (a) von 13 dargestellt, stimmt die Differenz (mit anderen Worten das Intervall) 1/(8Tr) zwischen den Dopplerfrequenzen der Zielobjekte #1 und #2 mit dem Intervall (z. B. 1/(8Tr)) der Dopplerverschiebungsbeträge für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr überein. Dementsprechend, wie beispielsweise in (a) von 13 dargestellt, überlappen sich die Doppler-Spitzen der Zielobjekte #1 und #2 miteinander in der Ausgabe des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr, und dadurch ist es für den Doppler-Demultiplexer 211 schwierig, die Signale der Zielobjekte #1 und #2 zu demultiplexen.
Wie beispielsweise in (b) von 13 dargestellt, stimmt die Differenz (mit anderen Worten das Intervall) 1/(8Tr) zwischen den Dopplerfrequenzen der Zielobjekte #1 und #2 dagegen nicht mit dem Intervall (z. B. 1/(10Tr)) der Dopplerverschiebungsbeträge für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr überein. Dementsprechend, wie beispielsweise in (b) von 13 dargestellt, überlappen sich die Doppler-Spitzen der Zielobjekte #1 und #2 in der Ausgabe des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr nicht miteinander, und dadurch wird es dem Doppler-Demultiplexer 211 erleichtert, die Signale der Zielobjekte #1 und #2 zu demultiplexen und zu erfassen.
Wie oben beschrieben, kann die Radar-Vorrichtung 10 mit höherer Wahrscheinlichkeit Signale, die einer Vielzahl von Zielobjekten entsprechen, im einen oder anderen Sendezeitraum Tr, in dem die Intervalle der Dopplerverschiebungsbeträge voneinander verschieden sind, demultiplexen. Dies erleichtert es der Radar-Vorrichtung 10, eine Vielzahl von Zielobjekten in einer einzelnen Radar-Beobachtung zu demultiplexen.
Wie oben beschrieben, stellt die Radar-Vorrichtung 10 in Abwandlung 7 das Intervall der Dopplerverschiebungsbeträge für jeden Sendezeitraum Tr variabel ein. Dementsprechend unterscheiden sich die Intervalle der Doppler-Spitzen, die einer Vielzahl von Sendeantennen 105 entsprechen, für ein einzelnes Zielobjekt in jedem Sendezeitraum, und dadurch wird das Demultiplexen einer Vielzahl von Zielobjekten in einer einzelnen Radar-Beobachtung für die Radar-Vorrichtung 10 erleichtert.
(Abwandlung 8)
In Abwandlung 8 stellt eine Radar-Vorrichtung beispielsweise den Dopplerverschiebungsbetrag für jeden Sendezeitraum variabel ein und ändert die Zuweisung des Doppler-Multiplexens für die Sendeantennen.
Es ist anzumerken, dass die Radar-Vorrichtung gemäß Abwandlung 8 den gleichen Grundaufbau wie derjenige der in 1 dargestellten Radar-Vorrichtung 10 aufweist, und daher ist 1 für die Beschreibung verwendet. Beispielsweise unterscheiden sich in Abwandlung 8 die Arbeitsvorgänge der Dopplerverschiebungseinheiten 104, der Doppler-Analysatoren 209, des CFAR-Teils 210 und des Doppler-Demultiplexers 211 in der in 1 dargestellten Radar-Vorrichtung 10 von denjenigen in Ausführungsform 1. Es ist anzumerken, dass die Arbeitsvorgänge der Doppler-Analysatoren 209, des CFAR-Teils 210 und des Doppler-Demultiplexers 211 gemäß Abwandlung 8 mit denjenigen in Abwandlung 7 übereinstimmen und die Beschreibungen davon daher hier ausgelassen sind.
In Abwandlung 8 ist ein Fall beschrieben, in welchem der Dopplerverschiebungsbetrag für jeden Sendezeitraum in den Positionsbestimmungsausgaben der Radar-Vorrichtung 10 variabel eingestellt wird. Gemäß Abwandlung 8 unterscheiden sich die Positionen der Doppler-Spitzen, die einer Vielzahl von Sendeantennen 105 entsprechen, für ein einzelnes Zielobjekt für jeden Sendezeitraum voneinander, und dies erleichtert es der Radar-Vorrichtung 10, Zielobjekte in einer einzelnen Radar-Beobachtung zu demultiplexen, auch wenn eine farbige Interferenzkomponente im Doppler-Bereich vorhanden ist.
Im Folgenden sind beispielhafte Verfahren zum Einstellen der in den Dopplerverschiebungseinheiten 104 gemäß Abwandlung 8 angewendeten Dopplerverschiebungsbeträge beschrieben.
Die Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt wenden unterschiedliche Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n auf in die jeweiligen Dopplerverschiebungseinheiten eingegebene Chirp-Signale an. Hierbei ist n = 1, ..., Nt.
Ferner stellen die Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n für jeden Sendezeitraum Tr variabel ein. Beispielsweise stellen die Dopplerverschiebungseinheiten 104-1 bis 104-Nt jeweils die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n ^odd für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr und die Dopplerverschiebungsbeträge DOP_n ^even für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr ein.
Beispielsweise wendet die n-te Dopplerverschiebungseinheit 104 auf das eingegebene m-te Chirp-Signal den Phasendrehungsbetrag φ_n(m) entsprechend dem Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n ^odd für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr und den Phasendrehungsbetrag φ_n(m) entsprechend dem Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n ^even für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr gemäß den folgenden Ausdrücken an.
[48] ${\begin{matrix} Φ_{n} (m) = {A \frac{2 π}{N_{c}} r o u n d (\frac{N_{c}}{N t + δ}) (n - 1) + Δ Φ_{0}} f l o o r [\frac{m - 1}{2}] + Φ_{0}, (w o b e i m e i n e u n g e r a d e Z a □ l i s t) \\ Φ_{n} (m) = {A \frac{2 π}{N_{c}} r o u n d (\frac{N_{c}}{N t + δ}) n + Δ Φ_{0}} f l o o r [\frac{m - 1}{2}] + Φ_{0}, (w o b e i m e i n e g e r a d e Z a □ l i s t) \end{matrix}$
Hierbei ist δ eine positive Zahl größer oder gleich 1. Es werden die durch die Ausdrücke 55 gegebenen Phasendrehungsbeträge φ_n angewendet. Die Einstellung von δ bewirkt, dass der Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n ^odd für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr und der Dopplerverschiebungsbetrag DOP_n ^even für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr voneinander verschieden sind. Mit anderen Worten wird der Dopplerverschiebungsbetrag für jeden Sendezeitraum Tr variabel eingestellt. Dementsprechend wird die Zuweisung des Doppler-Multiplexens für die Sendeantennen 105 für jeden Sendezeitraum Tr variabel festgelegt.
Es ist anzumerken, dass die Phasendrehungsbeträge φ_n nicht auf die durch die Ausdrücke 55 gegebenen Werte beschränkt sind und die Phasendrehungen sein können, die bewirken, dass die Positionen (mit anderen Worten die Zuweisungen) des Dopplerverschiebungsbetrags DOP_n ^odd und des Dopplerverschiebungsbetrags DOP_n ^even voneinander verschieden sind.
Als Beispiel werden in einem Fall, in welchem in den Ausdrücken 55 Nt = 3, Δφ₀ = 0, φ₀ = 0, A = 1, δ = 1 und N_C ein Vielfaches von 4 ist, Phasendrehungsbeträge φ_n(m), die durch die folgenden Ausdrücke gegeben sind, auf die Radar-Sendesignale angewendet.
[49] ${ϕ_{1} (1), ϕ_{1} (2), \dots, ϕ_{1} (22), \dots} = {0,0,0, \frac{π}{2},0, π,0, \frac{3 π}{2},0,0,0, \frac{π}{2},0, π,0, \frac{3 π}{2},0,0,0, \frac{π}{2},0, π, \dots}$

[50] ${ϕ_{2} (1), ϕ_{2} (2), \dots, ϕ_{2} (22), \dots} = {0,0, \frac{π}{2}, π, π,0, \frac{3 π}{2}, π,0,0, \frac{π}{2}, π, π,0, \frac{3 π}{2}, π,0,0, \frac{π}{2}, π, π,0, \dots}$

[51] ${ϕ_{3} (1), ϕ_{3} (2), \dots, ϕ_{3} (22), \dots} = {0,0, π, \frac{3 π}{2},0, π, π, \frac{π}{2},0,0, π, \frac{3 π}{2},0, π, π, \frac{π}{2},0,0, π, \frac{3 π}{2}, \dots}$
Ferner sind die Dopplerverschiebungsbeträge in einem Fall, in welchem der Doppler-Analysator 209 die durch die Ausdrücke 51 gegebene FFT-Verarbeitung durchführt, dargestellt durch DOP₁ ^odd = 0, DOP₁ ^even = 1/(8Tr), DOP₂ ^odd = 1/(8Tr), DOP₂ ^even = 1/(4Tr), DOP₃ ^odd = 1/(4Tr) und DOP₃ ^even = -1/(8Tr).
Wenn beispielsweise solche Dopplerverschiebungsbeträge verwendet werden, wie in 14 dargestellt, werden Nt (drei in 14) Doppler-Spitzen für eine einzelne Zielobjekt-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} erzeugt, die zu messen ist. Es ist anzumerken, dass 14 die Änderung der Doppler-Spitzen in dem Fall, in welchem Nt = 3 ist, darstellt, wobei auf der horizontalen Achse die Ziel-Dopplerfrequenz und auf der vertikalen Achse die Ausgabe des Doppler-Analysators 209 (FFT) aufgetragen ist.
Abschnitt (a) von 14 stellt eine beispielhafte Ausgabe des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr dar, und Abschnitt (b) von 14 stellt eine beispielhafte Ausgabe des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr dar.
In (a) und (b) von 14 werden Nt Doppler-Spitzen (drei in 14) für die einzelne Zielobjekt-Dopplerfrequenz f_{d_TargetDoppler} erzeugt, die zu messen ist, aber die Positionen der Doppler-Spitzen unterscheiden sich voneinander. Beispielsweise sind die in (a) von 14 dargestellte Ausgabe des Doppler-Analysators 209 und die in (b) von 14 dargestellte Ausgabe des Doppler-Analysators 209 im Doppler-Bereich um 1/8Tr verschoben.
Somit wird zum Beispiel selbst in einem Fall, in welchem eine farbige Interferenzkomponente im Doppler-Bereich bei dem gleichen Abstandsindex f_b vorhanden ist (mit anderen Worten in einem Fall, in welchem eine Interferenzkomponente in einem begrenzten Teil des Doppler-Bereichs erzeugt wird) und eine Doppler-Spitze in dem Teil des Doppler-Bereichs, in welchem die Interferenzkomponente vorhanden ist, entweder in dem ungeradzahligen Sendezeitraum oder dem geradzahligen Sendezeitraum erzeugt wird, in dem anderen Sendezeitraum eine Doppler-Spitze mit höherer Wahrscheinlichkeit in dem Doppler-Bereich außerhalb des Teils des Doppler-Bereichs erzeugt, in welchem die Interferenzkomponente erzeugt wird. Dies erleichtert es dem Doppler-Demultiplexer 211, das Demultiplexen und Erfassen in einer einzelnen Radar-Beobachtung durchzuführen, ohne durch die Interferenz beeinträchtigt zu werden.
Als Beispiel ist ein Fall beschrieben, in welchem die farbige Interferenzkomponente in dem Dopplerfrequenzbereich von -1/(16Tr) bis 1/(16Tr) im Doppler-Bereich bei dem gleichen Abstandsindex f_b vorhanden ist, wie in 15 dargestellt. In 15 beträgt die Dopplerfrequenz des Zielobjekts #1 als Beispiel 0.
In diesem Fall, wie beispielsweise in (a) von 15 dargestellt, überlappt sich ein Teil der Doppler-Spitzen des Zielobjekts #1 mit der farbigen Interferenzkomponente in der Ausgabe des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden ungeradzahligen Sendezeitraum Tr, und dadurch ist es für den Doppler-Demultiplexer 211 schwierig, das Signal des Zielobjekts #1 zu demultiplexen.
Demgegenüber, wie beispielsweise in (b) von 15 dargestellt, überlappen sich die Doppler-Spitzen des Zielobjekts #1 nicht mit der farbigen Interferenzkomponente in der Ausgabe des Doppler-Analysators 209 für die Schwebungsfrequenzantwort für jeden geradzahligen Sendezeitraum Tr, und dadurch wird es dem Doppler-Demultiplexer 211 erleichtert, die Signale des Zielobjekts #1 zu demultiplexen.
Wie oben beschrieben, kann die Radar-Vorrichtung 10 mit höherer Wahrscheinlichkeit Signale, die einer Vielzahl von Zielobjekten entsprechen, im einen oder anderen Sendezeitraum Tr, in dem die Dopplerverschiebungsbeträge (mit anderen Worten die Positionen in dem Dopplerfrequenzbereich) voneinander verschieden sind, demultiplexen. Dies erleichtert es der Radar-Vorrichtung 10, Zielobjekte auch dann in einer einzelnen Radar-Beobachtung zu demultiplexen, wenn eine farbige Interferenzkomponente im Doppler-Bereich vorhanden ist.
Wie oben beschrieben, stellt die Radar-Vorrichtung 10 den Dopplerverschiebungsbetrag für jeden Sendezeitraum Tr in Abwandlung 8 variabel ein. Dementsprechend unterscheiden sich die Positionen der Doppler-Spitzen, die einer Vielzahl von Sendeantennen 105 entsprechen, für ein einzelnes Zielobjekt in jedem Sendezeitraum, und dies erleichtert es der Radar-Vorrichtung 10, Zielobjekte in einer einzelnen Radar-Beobachtung zu demultiplexen, auch wenn eine farbige Interferenzkomponente im Doppler-Bereich vorhanden ist.
Vorstehend ist Abwandlung 8 beschrieben. Es ist anzumerken, dass die Abwandlungen 7 und 8 kombiniert werden können. Das heißt, die Dopplerverschiebungsbeträge (mit anderen Worten die Phasendrehungsbeträge) können so eingestellt werden, dass die Intervalle und die Positionen der Doppler-Spitzen, die einer Vielzahl von Sendeantennen 105 entsprechen, für ein einzelnes Zielobjekt in jedem Sendezeitraum Tr verschieden sind.
In der Radar-Vorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung können der Radar-Sender und der Radar-Empfänger einzelnen an physisch getrennten Stellen angeordnet sein. Ferner können in dem Radar-Empfänger gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung der Richtungsschätzer und die anderen Komponenten einzeln an physisch getrennten Stellen angeordnet sein.
Ferner sind die in einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung verwendeten Werte wie die Anzahl Nt der Sendeantennen, die Anzahl Na der Empfangsantennen, die Anzahl N_DM des Doppler-Multiplexens, eine Phasendrehung betreffende Werte (δ, φ₀, δ, Δφ₀, dpn usw.) lediglich Beispiele, und die vorliegende Offenbarung ist nicht auf diese Werte beschränkt.
Die Radar-Vorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält beispielsweise eine Zentraleinheit (CPU), ein Speichermedium, wie etwa einen Nur-Lese-Speicher (ein ROM), das ein Steuerprogramm speichert, und einen Arbeitsspeicher, wie etwa einen Direktzugriffsspeicher (ein RAM), die nicht dargestellt sind. In diesem Fall werden die Funktionen der oben beschriebenen Abschnitte durch die das Steuerprogramm ausführende CPU umgesetzt. Jedoch ist die Hardwaregestaltung der Radar-Vorrichtung nicht auf diejenige in diesem Beispiel beschränkt. Zum Beispiel können die funktionellen Teile der Radar-Vorrichtung als eine integrierte Schaltung (ein IC) umgesetzt sein. Jeder funktionelle Teil kann als ein einzelner Chip ausgebildet sein, oder alle oder einige davon können in einem einzigen Chip ausgebildet sein.
Während hierin weiter oben verschiedene Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben sind, ist die vorliegende Offenbarung selbstverständlich nicht auf diese Beispiele beschränkt. Es ist klar, dass ein Fachmann verschiedene Abwandlungs- und Modifikationsbeispiele innerhalb des Geltungsbereichs der Ansprüche ersinnen kann, und es versteht sich, dass diese Abwandlungen und Modifikationen in den technischen Geltungsbereich der vorliegenden Offenbarung fallen. Jeder Bestandteil der oben erwähnten Ausführungsformen kann optional kombiniert werden, ohne von Kern der Offenbarung abzuweichen.
In der obigen Beschreibung jeder Ausführungsform kann die für jeden Bestandteil verwendete Bezeichnung „...er (or)‟ oder „...teil‟ durch eine andere Bezeichnung ersetzt werden, wie etwa „...schaltkreis (...schaltung)‟, „...Vorrichtung‟, „...einheit‟ oder „...modul‟.
Obwohl die vorstehenden Ausführungsformen anhand eines Beispiels eines Aufbaus mit Hardware beschrieben sind, kann die vorliegende Offenbarung durch Software, Hardware oder Software im Zusammenwirken mit Hardware verwirklicht sein.
Jeder oben bei der Beschreibung jeder Ausführungsform beschriebene Funktionsblock ist typischerweise durch einen LSI-Schaltkreis, was eine integrierte Schaltung ist, verwirklicht. Die integrierte Schaltung steuert jeden in der Beschreibung der vorstehenden Ausführungsformen verwendeten Funktionsblock und kann einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss enthalten. Der LSI-Schaltkreis kann einzeln aus Chips ausgebildet sein, oder ein Chip kann so ausgebildet sein, dass er einen Teil oder alle der Funktionsblöcke enthält. Der LSI-Schaltkreis kann hierin als IC, als System-LSI, als Super-LSI oder als Ultra-LSI bezeichnet sein, je nach unterschiedlichem Integrationsgrad.
Jedoch ist die Technik der Umsetzung einer integrierten Schaltung nicht auf den LSI-Schaltkreis beschränkt und kann durch einen zweckbestimmten Schaltkreis, einen Allzweckprozessor oder einen Spezialprozessor verwirklicht sein. Außerdem kann ein FPGA (Field Programmable Gate Array), das nach der Herstellung des LSI-Schaltkreises programmiert werden kann, oder ein umkonfigurierbarer Prozessor verwendet sein, bei dem die Festlegungen von im LSI-Schaltkreis angeordneten Schaltkreiszellen umkonfiguriert werden können.
Wenn künftige Technik integrierter Schaltungen als Ergebnis des Fortschritts der Halbleitertechnik oder anderer abgeleiteter Technik LSI-Schaltkreise ersetzt, könnten die Funktionsblöcke unter Verwendung der künftigen Technik integrierter Schaltungen integriert werden. Biotechnologie kann auch angewendet werden.
<Zusammenfassung der Offenbarung>
Eine Radar-Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung umfasst: eine Vielzahl von Sendeantennen, die im Betrieb jeweils ein Sendesignal senden; und eine Schaltung, die im Betrieb einen Dopplerverschiebungsbetrag auf das von jeder der Vielzahl von Sendeantennen gesendete Sendesignal anwendet, wobei eine Vielzahl der Dopplerverschiebungsbeträge Intervalle aufweisen, die durch ungleiches Aufteilen eines Dopplerfrequenzbereichs, der einer Doppler-Analyse unterzogen wird, eingestellt werden.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung werden die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs durch einen Wert eingestellt, der sich aus der Addition einer ganzen Zahl größer oder gleich 1 zu einer Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen ergibt.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung werden die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen durch Addieren eines Versatzes zu Intervallen eingestellt, die sich aus der Teilung des Dopplerfrequenzbereichs durch eine Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen ergeben.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung wird der Dopplerverschiebungsbetrag für jeden Rahmen, in dem das Sendesignal gesendet wird, variabel eingestellt.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung wird der Dopplerverschiebungsbetrag für jeden Sendezeitraum, in dem das Sendesignal gesendet wird, variabel eingestellt.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung werden die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen für jeden Sendezeitraum, in dem das Sendesignal gesendet wird, variabel eingestellt.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung multipliziert die Schaltung das Sendesignal mit einer Pseudozufallscodesequenz.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung weist die Vielzahl von Sendeantennen eine Untergruppenkonfiguration auf.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung wendet die Schaltung den gleichen Dopplerverschiebungsbetrag auf das von jeder der Vielzahl von Sendeantennen mit der Untergruppenkonfiguration gesendete Sendesignal an.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sendet die Schaltung das Sendesignal durch weiteres Anwenden von mindestens einem aus Zeitmultiplex-Senden und/oder Codemultiplex-Senden.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung werden die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs durch einen Wert eingestellt, der kleiner oder gleich einer Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen ist.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sendet die Schaltung das Sendesignal durch weiteres Anwenden von Codemultiplex-Senden, und die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen werden durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs durch einen ganzzahligen Wert eingestellt, der sich aus der Addition von 1 oder mehr zu einem Wert ergibt, der sich aus der Teilung einer Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen durch eine Anzahl des Codemultiplexens ergibt.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sendet die Schaltung das Sendesignal durch weiteres Anwenden von Codemultiplex-Senden, und eine Anzahl des Codemultiplexens, das auf das Sendesignal angewendet wird, unterscheidet sich unter einer Vielzahl der Sendesignale, die von der Vielzahl von Sendeantennen gesendet werden.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sendet die Schaltung das Sendesignal durch weiteres Anwenden von Zeitmultiplex-Senden, und die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen werden durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs durch einen ganzzahligen Wert eingestellt, der sich aus der Addition von 1 oder mehr zu einem Wert ergibt, der sich aus der Teilung einer Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen durch eine Anzahl des Zeitmultiplexens ergibt.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sendet die Schaltung das Sendesignal durch weiteres Anwenden von Zeitmultiplex-Senden, und eine Anzahl des Zeitmultiplexens, das auf das Sendesignal angewendet wird, unterscheidet sich unter einer Vielzahl der Sendesignale, die von der Vielzahl von Sendeantennen gesendet werden.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält die Radar-Vorrichtung ferner: eine Vielzahl von Empfangsantennen, die im Betrieb jeweils ein Reflexionswellensignal empfangen, welches das von einem Zielobjekt reflektierte Sendesignal ist; und eine Empfangsschaltung, die im Betrieb eine Spitze des Reflexionswellensignals unter Verwendung eines Schwellenwerts für einen Leistungsadditionswert erfasst, der sich aus der Addition einer Empfangsleistung einer Vielzahl der Reflexionswellensignale in Bereichen innerhalb des Dopplerfrequenzbereichs ergibt, die jeweils den Intervallen der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen entsprechen.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sind die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen Intervalle, die sich aus der Teilung des Dopplerfrequenzbereichs durch eine Zahl ergeben, die größer als eine Anzahl des Doppler-Multiplexens ist, wobei in einem Fall, in welchem eine Differenz größer oder gleich einem Schwellenwert zwischen Empfangspegeln, die ersten Spitzen, deren Anzahl der Anzahl des Doppler-Multiplexens entspricht, in absteigender Reihenfolge der Empfangsleistung entsprechen, und einem Empfangspegel, der einer zweiten Spitze entspricht, die nicht eine der ersten Spitzen ist, besteht, die Empfangsschaltung eine Vielzahl der Sendesignale jeweils aus der Vielzahl von Reflexionswellensignalen auf Grundlage der ersten Spitzen demultiplext, wobei die ersten Spitzen und die zweite Spitze eine Vielzahl der Spitzen sind, die in dem Dopplerfrequenzbereich erfasst werden.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung demultiplext die Empfangsschaltung eine Vielzahl der Sendesignale jeweils aus der Vielzahl von Reflexionswellensignalen auf Grundlage einer Beziehung zwischen jeder der Vielzahl von Sendeantennen und dem Dopplerverschiebungsbetrag, der auf das von jeder der Vielzahl von Sendeantennen gesendete Sendesignal angewendet wird.
Die Offenbarung der japanischen Patentanmeldung Nr. 2019-115492 , eingereicht am 21. Juni 2019, einschließlich der Beschreibung, der Zeichnung und der Zusammenfassung, ist hierin durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit aufgenommen.
Industrielle Anwendbarkeit
Die vorliegende Offenbarung ist geeignet als eine Radar-Vorrichtung zum Erfassen in einem breiten Winkelbereich.
Bezugszeichenliste

10, 10b, 10c, 10e: Radar-Vorrichtung
100, 100a, 100b, 100c, 100d, 100e: Radar-Sender
101: Radar-Sendesignalgenerator
102: Modulationssignalgenerator
103: VCO
104: Dopplerverschiebungseinheit
105: Sendeantenne
106: Strahlgewichtungsgenerator
107: Strahlgewichtungsmultiplizierer
108: Zufallscodegenerator
109, 213: Zufallscodemultiplizierer
200, 200b, 200c, 200e: Radar-Empfänger
201: Antennensystemprozessor
202: Empfangsantenne
203: Empfangsfunkteil
204: Mischer
205: TPF
206, 206b, 206c, 206e: Signalprozessor
207: A/D-Wandler
208: Schwebungsfrequenzanalysator
209: Doppler-Analysator
210, 210c, 210e: CFAR-Teil
211, 211c, 211e: Doppler-Demultiplexer
212, 212c, 212e: Richtungsschätzer
301: Orthogonalcode-Generator
302: Orthogonalcode-Multiplizierer
303: Dopplerverschiebungs- und Orthogonalcode-Generator
304: Multiplizierer
401, 601: Ausgangsschalter
402: Code-Demultiplexer
501: Sendeschaltersteuerung
502: Sendeschalter

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2011526371 [0004]
JP 2014119344 [0004]
JP 2019115492 [0436]

Claims

Radar-Vorrichtung, umfassend: eine Vielzahl von Sendeantennen, die im Betrieb jeweils ein Sendesignal senden; und eine Schaltung, die im Betrieb einen Dopplerverschiebungsbetrag auf das von jeder der Vielzahl von Sendeantennen gesendete Sendesignal anwendet, wobei eine Vielzahl der Dopplerverschiebungsbeträge Intervalle aufweisen, die durch ungleiches Aufteilen eines Dopplerfrequenzbereichs, der einer Doppler-Analyse unterzogen wird, eingestellt werden.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs durch einen Wert eingestellt werden, der sich aus der Addition einer ganzen Zahl größer oder gleich 1 zu einer Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen ergibt.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen durch Addieren eines Versatzes zu Intervallen eingestellt werden, die sich aus der Teilung des Dopplerfrequenzbereichs durch eine Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen ergeben.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Dopplerverschiebungsbetrag für jeden Rahmen, in dem das Sendesignal gesendet wird, variabel eingestellt wird.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Dopplerverschiebungsbetrag für jeden Sendezeitraum, in dem das Sendesignal gesendet wird, variabel eingestellt wird.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen für jeden Sendezeitraum, in dem das Sendesignal gesendet wird, variabel eingestellt werden.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Schaltung das Sendesignal mit einer Pseudozufallscodesequenz multipliziert.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Vielzahl von Sendeantennen eine Untergruppenkonfiguration aufweist.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die Schaltung den gleichen Dopplerverschiebungsbetrag auf das von jeder der Vielzahl von Sendeantennen mit der Untergruppenkonfiguration gesendete Sendesignal anwendet.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Schaltung das Sendesignal durch weiteres Anwenden von mindestens einem aus Zeitmultiplex-Senden und/oder Codemultiplex-Senden sendet.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs durch einen Wert eingestellt werden, der kleiner oder gleich einer Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen ist.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Schaltung das Sendesignal durch weiteres Anwenden von Codemultiplex-Senden sendet und die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs durch einen ganzzahligen Wert eingestellt werden, der sich aus der Addition von 1 oder mehr zu einem Wert ergibt, der sich aus der Teilung einer Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen durch eine Anzahl des Codemultiplexens ergibt.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Schaltung das Sendesignal durch weiteres Anwenden von Codemultiplex-Senden sendet und eine Anzahl des Codemultiplexens, das auf das Sendesignal angewendet wird, sich unter einer Vielzahl der Sendesignale, die von der Vielzahl von Sendeantennen gesendet werden, unterscheidet.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Schaltung das Sendesignal durch weiteres Anwenden von Zeitmultiplex-Senden sendet und die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen durch Teilen des Dopplerfrequenzbereichs durch einen ganzzahligen Wert eingestellt werden, der sich aus der Addition von 1 oder mehr zu einem Wert ergibt, der sich aus der Teilung einer Anzahl der Vielzahl von Sendeantennen durch eine Anzahl des Zeitmultiplexens ergibt.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Schaltung das Sendesignal durch weiteres Anwenden von Zeitmultiplex-Senden sendet und eine Anzahl des Zeitmultiplexens, das auf das Sendesignal angewendet wird, sich unter einer Vielzahl der Sendesignale, die von der Vielzahl von Sendeantennen gesendet werden, unterscheidet.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend: eine Vielzahl von Empfangsantennen, die im Betrieb jeweils ein Reflexionswellensignal empfangen, welches das von einem Zielobjekt reflektierte Sendesignal ist; und eine Empfangsschaltung, die im Betrieb eine Spitze des Reflexionswellensignals unter Verwendung eines Schwellenwerts für einen Leistungsadditionswert erfasst, der sich aus der Addition einer Empfangsleistung einer Vielzahl der Reflexionswellensignale in Bereichen innerhalb des Dopplerfrequenzbereichs ergibt, die jeweils den Intervallen der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen entsprechen.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die Intervalle der Vielzahl von Dopplerverschiebungsbeträgen Intervalle sind, die sich aus der Teilung des Dopplerfrequenzbereichs durch eine Zahl, die größer als eine Anzahl des Doppler-Multiplexens ist, ergibt, und wobei in einem Fall, in welchem eine Differenz größer oder gleich einem Schwellenwert zwischen Empfangspegeln, die ersten Spitzen, deren Anzahl der Anzahl des Doppler-Multiplexens entspricht, in absteigender Reihenfolge der Empfangsleistung entsprechen, und einem Empfangspegel, der einer zweiten Spitze entspricht, die nicht eine der ersten Spitzen ist, besteht, die Empfangsschaltung eine Vielzahl der Sendesignale jeweils aus der Vielzahl von Reflexionswellensignalen auf Grundlage der ersten Spitzen demultiplext, wobei die ersten Spitzen und die zweite Spitze eine Vielzahl der Spitzen sind, die in dem Dopplerfrequenzbereich erfasst werden.
Radar-Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die Empfangsschaltung eine Vielzahl der Sendesignale jeweils aus der Vielzahl von Reflexionswellensignalen auf Grundlage einer Beziehung zwischen jeder der Vielzahl von Sendeantennen und dem Dopplerverschiebungsbetrag, der auf das von jeder der Vielzahl von Sendeantennen gesendete Sendesignal angewendet wird, demultiplext.