DE102011002442A1

DE102011002442A1 - Systeme und Verfahren zur Einfallswinkelmessung von auf einem Empfänger auftreffenden Wellen

Info

Publication number: DE102011002442A1
Application number: DE102011002442A
Authority: DE
Inventors: Reinhard Feger
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2010-01-28
Filing date: 2011-01-04
Publication date: 2011-09-01
Also published as: US20110181459A1

Abstract

Ausführungsbeispiele beziehen sich auf Radarsysteme und Verfahren. Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst ein System ein Hochfrequenz(HF)-Sensorarray, ist; und ein Reflektorelement, das in der Nähe des HF-Sensorarrays positioniert ist, um Wellen hin zu dem HF-Sensorarray zu reflektieren. Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst ein System ein Antennenarray, das eine Sende-/Empfangsantenne und eine Mehrzahl von Empfangsantennen aufweist; einen in der Nähe des Antennenarrays angeordneten Spiegel; einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), der dazu konfiguriert ist, ein Signal zu erzeugen, das seitens der Sende-/Empfangsantenne gesendet werden soll; und eine Steuerung, die dazu konfiguriert ist, Signale, die seitens der Mehrzahl von Empfangsantennen empfangen werden, aufzulösen, um eine Winkelposition eines Ziels zu bestimmen, wobei die empfangenen Signale einen ersten Anteil des durch das Ziel reflektierten Signals und einen zweiten Anteil des durch das Ziel und den Spiegel reflektierten Signals umfassen.

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Hochfrequenz(HF)-Systeme und im Besonderen auf ein Verbessern der Genauigkeit einer Messung von Einfallswinkeln unter Verwendung eines Reflektors.
Eine der Herausforderungen beim Entwurf von Radararraysystemen liegt in der Verbesserung der Genauigkeit der Richtung von Ankunftsmessungen. Es ist bekannt, dass die Leistungsfähigkeit einer Schätzung bei klassischen Arrays von der Anzahl von Arrayelementen sowie von der Größe der Apertur des Arrays abhängt. Oft ist es unmöglich, beide diese Parameter zu erhöhen. Einerseits verbietet sich ein Erhöhen der Anzahl von Arrayelementen auf Grund der Kosten, die mit der größeren Menge von Hochfrequenz(HF)-Schaltungsanordnungen verbunden sind, während andererseits der für größere Aperturen benötigte Raum eventuell einfach nicht zur Verfügung steht. Das Erfordernis einer erhöhten Anzahl von HF-Kanälen kann durch die Verwendung von Geschaltetes-Array-Konfigurationen umgangen werden, dies löst jedoch nicht das Problem erhöhter Raumanforderungen und bringt den Nachteil einer erhöhten Messzeit mit sich.
Herkömmlicherweise ging man diese Herausforderungen mittels einer klassischen Richtstrahlbildung oder mittels hochentwickelter Signalverarbeitungsalgorithmen an. Bei der klassischen Richtstrahlbildung werden die Signale jedes Sensors eingefangen und gemäß den Sensorpositionen und einem möglichen Einfallswinkel verzögert. Für jeden möglichen Winkel wird anschließend eine gewichtete Summe der verzögerten Signale berechnet, um die Winkelleistungsverteilung zu schätzen. Spitzen bei dieser Leistungsverteilung werden als Schätzungen für den Einfallswinkel verwendet. Ein Nachteil dieses Lösungsansatzes besteht darin, dass nur dann zwischen verschiedenen Wellen, die von eng beabstandeten Winkeln auftreffen, unterschieden werden kann, wenn viele Sensoren verwendet werden, die ein sehr großes Sensorarray bilden. Wie zuvor erwähnt wurde, wird die Winkelgenauigkeit ferner auch durch die Größe des verwendeten Sensorarrays beeinflusst. Deshalb wird für genaue Winkelmessungen ein großer Sensor benötigt.
Hochentwickelte Signalverarbeitungsalgorithmen überwinden dieses Problem, indem sie zusätzliche Informationen nutzen, die möglicherweise bezüglich des Messszenarios zur Verfügung stehen. Beispielsweise kann angenommen werden, dass Wellen, die aus verschiedenen Richtungen auftreffen, vollständig unkorreliert sind oder dass die Anzahl verschiedener auftreffender Wellen genau bekannt ist. Andere Informationen, die genutzt werden können, ist die Annahme, dass Wellen eine Winkeldivergenz von (nahezu) null aufweisen oder dass die Charakteristika des Rauschens, das die Messung stört, genau bekannt sind. Ein Nachteil dieser Verfahren besteht darin, dass sie mit Abweichungen von den getroffenen Annahmen nicht sehr gut umgehen können. Ferner erfordern sie auf Grund der erhöhten Algorithmuskomplexität im Vergleich zu anderen herkömmlichen Verfahren eine höhere Rechenleistung. Nicht zuletzt verbessern diese Algorithmen nicht die erreichbare Winkelmessungsvarianz im Fall eines einzelnen Signals.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, Systeme und Verfahren mit verbesserten Charakteristika zu liefern.
Die Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weiterbildungen finden sich in den abhängigen Ansprüchen.
Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst ein System ein Hochfrequenz(HF)-Sensorarray, das eine Mehrzahl von beabstandeten Sensoren aufweist; und ein Reflektorelement, das in der Nähe des HF-Sensorarrays positioniert ist, um Wellen hin zu dem HF-Sensorarray zu reflektieren.
Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst ein System ein Antennenarray, das eine Sende-/Empfangsantenne und eine Mehrzahl von Empfangsantennen aufweist; einen in der Nähe des Antennenarrays angeordneten Spiegel; einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), der dazu konfiguriert ist, ein Signal zu erzeugen, das seitens der Sende-/Empfangsantenne gesendet werden soll; und eine Steuerung, die dazu konfiguriert ist, Signale, die seitens der Mehrzahl von Empfangsantennen empfangen werden, aufzulösen, um eine Winkelposition eines Ziels zu bestimmen, wobei die empfangenen Signale einen ersten Anteil des durch das Ziel reflektierten Signals und einen zweiten Anteil des durch das Ziel und den Spiegel reflektierten Signals umfassen.
Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst ein Verfahren ein Senden eines Hochfrequenz(HF)-Signals; ein Empfangen eines ersten Anteils eines reflektierten HF-Signals, das durch ein Ziel reflektiert wird; ein Empfangen eines zweiten Anteils eines reflektierten HF-Signals, das durch ein Ziel und einen Reflektor reflektiert wird; und ein Auflösen des ersten und des zweiten Anteils, um eine Winkelposition eines Ziels zu bestimmen.
Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst ein Verfahren ein Erhöhen einer effektiven Arrayapertur eines Radarsensorarrays, indem ein Spiegel in der Nähe des Radarsensorarrays positioniert wird, ein Empfangen von Ziel-reflektierten Signalen und Ziel-und-Spiegel-reflektierten Signalen seitens des Radarsensorarrays, und ein Bestimmen von Informationen über ein Ziel auf der Basis der Ziel-reflektierten Signale und der Ziel-und-Spiegel-reflektierten Signale.
Die Erfindung lässt sich in Anbetracht der folgenden ausführlichen Beschreibung verschiedener Ausführungsbeispiele der Erfindung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen umfassender verstehen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Diagramm eines Antennenarrays und eines Reflektors gemäß einem Ausführungsbeispiel;
2 einen Winkelgenauigkeitsgraphen gemäß einem Ausführungsbeispiel;
3 ein Hardware-Blockdiagramm eines Radarsystems gemäß einem Ausführungsbeispiel;
4 einen Graphen, der Kleinste-Quadrate-Kostenfunktionen, die sich aus einem herkömmlichen Array und einem Array, das ein Reflektorelement gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst, ergeben, vergleicht;
5 ein Blockdiagramm einer Sensorebene und eines Reflektorelements gemäß einem Ausführungsbeispiel;
6 ein Blockdiagramm eines Systems gemäß einem Ausführungsbeispiel;
7 einen Graphen, der simulierte und gemessene Sendestrahlungsdiagramme gemäß einem Ausführungsbeispiel vergleicht; und
8 einen Graphen einer gemessenen Varianz, die im Vergleich zu theoretischen Daten gemäß einem Ausführungsbeispiel verbessert ist.
Obwohl sich die Erfindung für verschiedene Modifikationen und alternative Formen anbietet, wurden Besonderheiten derselben in den Zeichnungen beispielhaft gezeigt und werden ausführlich beschrieben. Jedoch sollte man verstehen, dass beabsichtigt ist, die Erfindung nicht auf die jeweiligen beschriebenen Ausführungsbeispiele zu beschränken. Im Gegenteil – es ist beabsichtigt, alle Modifikationen, Äquivalente und Alternativen abzudecken, die innerhalb der Wesensart und des Schutzumfangs der Erfindung gemäß der Definition durch die angehängten Patentansprüche liegen.
Ausführungsbeispiele beziehen sich auf hardwarebasierte Verfahren zum Verbessern der Leistungsfähigkeit von Hochfrequenz(HF)-Systemen durch Verwendung eines Reflektors. Obwohl Reflektoren, z. B. metallische Reflektoren und dergleichen, bei Radarsystemen verwendet werden können, um schmale Strahlenbündel zu erzeugen und Leistung zu fokussieren, fungiert der Reflektor hier als Spiegel und reflektiert elektromagnetische (EM) oder akustische Wellen, die auf ein herkömmliches einheitliches Empfängerarray auftreffen. Die Funktion des Spiegels kann dahin gehend interpretiert werden, dass er ein zweites Bild der beobachteten Szene erzeugt oder dass er eine virtuelle Kopie des Antennenarrays erstellt. Dies ermöglicht es, die mit einem Array erzielbare Winkelgenauigkeit ohne das Erfordernis zusätzlicher Arrayelemente zu erhöhen. Ferner können mehrere Ziele sogar darin besser aufgelöst werden, wenn sie eng beabstandet sind. Da die von dem realen Array kommenden Signale und die von seiner virtuellen Kopie kommenden nicht unterscheidbar sind, kann auf das vorliegende Problem keine klassische Richtstrahlbildung angewandt werden. Deshalb beziehen sich Ausführungsbeispiele auch auf Verfahren zur Winkelschätzung auf der Basis eines Kleinste-Quadrate-Lösungsansatzes. Da die beteiligten Signale eine Überlagerung von Cisoiden (komplexen Exponentialgrößen) sind, liefern diese Verfahren ein Ergebnis, das eng mit einer diskreten Fourier-Transformation (DFT – discrete Fourier transform) in Bezug steht. Somit kann der Algorithmus unter Verwendung von schnellen Fourier-Transformationen (FFTs – fast Fourier transforms) auf sehr effiziente Weise implementiert werden, was wiederum sehr vorteilhaft für die Verwirklichung kostengünstiger Systeme mit geringem Stromverbrauch ist.
Verschiedene Ausführungsbeispiele sind auf Radarsysteme anwendbar, z. B. hochfrequente Automobilradarsysteme, die bei z. B. 77 GHz arbeiten. Andere HF-, akustische und ähnliche Systeme können bei Ausführungsbeispielen ebenfalls anwendbar sein. Deshalb sind Beispiele und Ausführungsbeispiele, die bestimmte Systeme wie z. B. Automobilradarsysteme beschreiben, nicht einschränkend und lediglich beispielhaft für einige Ausführungsbeispiele.
Unter Bezugnahme auf 1 ist eine Konfiguration eines Reflektors mit beispielhaften Pfaden von Strahlen gezeigt, die von einem möglichen Ziel kommen. Die Antennen eines klassischen einheitlichen linearen Arrays befinden sich an den mit den Punkten markierten Positionen d_m (relativ zu einer willkürlich gewählten Arrayreferenz), wobei m ∊ 0 ... M – 1 den Antennenindex und M die Gesamtanzahl von Antennen bezeichnet. Zusätzlich zu den Signalen, die aus einer bestimmten Richtung α direkt auf das Array auftreffen, führt der Reflektor, der in einem Abstand d_refl von der Referenz des Arrays senkrecht zu der Antennenebene platziert ist, zu als gestrichelte Linien gezeigten sekundären Signalpfaden. Signale, die an diesen Pfaden entlangwandern, treffen von der gespiegelten Zielposition auf das Array auf. Wie aus 1 hervorgeht, kann dies auch als zweites Array mit den virtuellen Positionen d _m = 2d_refl – d_m (1) interpretiert werden.
In 1 sind diese Positionen jeweils mit einem x markiert. Somit ist die Anzahl von Sensoren (Antennen) virtuell verdoppelt, was die virtuelle Gesamtgröße des Arrays erhöht. Der Winkel der auftreffenden Welle ist bei dieser Interpretation für das reale und das gespiegelte Array derselbe, wohingegen das virtuelle Array eine umgedrehte und verschobene Kopie des realen Arrays ist. Aus diesem Ergebnis kann schlussgefolgert werden, dass der Reflektor zu einem System mit einer höheren Winkelauflösung sowie einer besseren Winkelgenauigkeit führen kann. Diese Annahme kann erfüllt werden, falls es möglich ist, einen geeigneten Algorithmus zu finden, der in der Lage ist, die additiv überlagerten Informationen, die von dem realen und dem gespiegelten Array stammen, zu nutzen.
Der erste Schritt des Entwerfens von Signalverarbeitungsalgorithmen und des Überprüfens der erzielbaren Systemgenauigkeit ist die Entwicklung des Signalmodells. Die üblichen Annahmen eines Fernfeldbetriebs und von Schmalbandsignalen führen zu dem klassischen Modell, dass die Zeitverzögerungen der an jeder Arrayantenne empfangenen Signale mittels linearer Phasenverschiebungen entlang der Apertur des Arrays angenähert werden können. Die Formulierung ohne einen Spiegel führt zu dem (rauschfreien) Arrayausgangsvektor zu dem Zeitpunkt n: s[n] = ā(α)s_a[n]. (2)
Hier bezeichnet s_a|n| ein willkürliches Signal, das auf das Array auftrifft, und a(α) den Steuerungsvektor, der wie folgt definiert ist:
Die Wellenzahl k in (3) ist als k = 2π/λ definiert, wobei λ die Wellenlänge der an dem Array empfangenen schmalbandigen elektromagnetischen Welle ist. Die Momentaufnahme aus den gespiegelten Antennenpositionen ist als s ~[n] = ã(α)s_a[n], (4) definiert, wobei der Steuerungsvektor der gespiegelten Elemente gemäß (3) und (1) wie folgt geschrieben wird:
Für das vorgeschlagene System bestehen die empfangenen Signale aus einer Überlagerung von (2) und (4), was zu dem folgenden vollständigen Arraymomentaufnahmevektor führt: s[n] = s[n] + s ~[n] = (ā(α) + ã(α))s_a[n]. (6)
Gemäß (6) folgt der vollständige Arraysteuerungsvektor zu
Da N Momentaufnahmen vorliegen, kann (6) gestapelt werden, um einen größeren Signalvektor s_mir = [s[0]^Ts[1]^T ... s[N – 1]^T]^T, (8) zu liefern, der alle Momentaufnahmen enthält. Somit gilt:
Zu Vergleichszwecken definieren wir den Vektor für ein Standardarray auf dieselbe Weise zu S_std = [s[0]^T s[1]^T ... s[N – 1]^T]^T, (9)
Ein Verfahren zum Vergleichen verschiedener Systeme bezüglich der erzielbaren Leistungsfähigkeit ist die untere Cramer-Rao-Schranke (CRLB – Cramer-Rao lower bound). Eine Berechnung dieser Schranke bestimmt die minimale erzielbare Messvarianz, die mit einem unvoreingenommenen Schätzer erreicht werden kann. Somit ist es möglich, Systemkonzepte bezüglich ihrer vorausgesagten erzielbaren Leistungsfähigkeit zu vergleichen, ohne Schätzungsalgorithmen und z. B. laufzeitaufwändige Monte-Carlo-Simulationen ableiten zu müssen. Bei einem Ausführungsbeispiel ist das Radarsystem ein frequenzmoduliertes Dauerstrich-Radarsystem (FMCW-Radarsystem, FMCW = frequency-modulated continuous wave). Somit ist das an der Arrayapertur entlang wandernde Signal bis auf seine komplexe Amplitude C = Ce^j _ϕ und die bereichsabhängige Frequenz bekannt. Das FMCW-Signal an der Arrayreferenz auf Grund eines einzelnen Ziels nach der Abwärtsumsetzung mit dem gesendeten FMCW-Signal kann wie folgt
geschrieben werden.
Bei (10) bezeichnet B die Wobbelbandbreite, f₀ die Wobbelanfangsfrequenz, r den Zielbereich und c die Geschwindigkeit der EM-Welle. Bei Anwendung des Stapelungsschemas aus (8) auf das Signalmodell können die Elemente einer Fisher-Informationsmatrix über
berechnet werden, wobei s_arb entweder das Signalmodell (8) oder (9) ist. Die Gleichung (11) betrachtet den Fall von komplexwertigen Daten und reellwertigen unbekannten Parametern θ = [Crαϕ]r. Für ein willkürlich beabstandetes lineares Array gibt die CRLB eine Untergrenze der erzielbaren Winkelvarianz an, was zu Folgendem führt:
Für ein einheitliches Array mit d_m = md vereinfacht sich (12) zu
Wenn wir nun den Fall eines Halbwellenlängenabstandsarrays mit d = λ / 2 betrachten, kann (13) ferner zu
verringert werden, die auch komplexwertige Daten und reellwertige Unbekannte berücksichtigt. Das allgemeine Ergebnis für das Array, das den Spiegel beinhaltet, ist komplizierter und kann in seiner analytischen Form schwierig zu interpretieren sein, jedoch liefert ein Auswählen eines feststehenden α = π/6 und ein Treffen der Annahme, dass der Spiegel λ/2 von dem letzten Arrayelement entfernt ist (d_refl = Md), sowie der Annahme eines geradzahligen M Informationen über die auf Grund des Spiegels erzielbare Leistungsfähigkeitsverbesserung. Für diesen speziellen Fall verbessert die Verwendung des Spiegels die CRLB um einen Faktor
im Vergleich zu ihrem mittels (14) berechneten Gegenspieler in Form eines standardmäßigen einheitlichen Arrays.
Um die mittels des Spiegels erzielbare Winkelschätzgenauigkeitsverbesserung weiter zu untersuchen, wurde die CRLB numerisch ausgewertet. 2 zeigt das Verhältnis der CRLBs von α ^_std und der CRLBs von α ^_mir für ein Variieren des α und M, wobei d_m = md und d_refl = Md verwendet wurde. Man kann erkennen, dass die Verwendung des Spiegels für ein α, das nicht in der Nähe von 0 oder 90 Grad liegt, die erzielbare Winkelschätzungsvarianz verbessert. Für ein α, das sich an 0 oder 90 Grad annähert, führt das Standardarray ohne den Spiegel zu einer niedrigeren (d. h. besseren) CRLB. Somit sollten für praktische Anwendungen keine Signale, die von nahe bei 0 oder 90 Grad liegendem α stammen, auf dem Array auftreffen. Dies kann bei einem Ausführungsbeispiel durch die Verwendung einer Sendeantenne (TX-Antenne) mit einem entsprechend schmalen TX-Strahl erreicht werden. Ein derartiges Fokussieren des TX-Strahls wird durch das Spiegelelement automatisch erzielt, falls das TX nahe bei dem Spiegel positioniert wird. In diesem Fall kann das reale Element zusammen mit dem gespiegelten Element als Zwei-Elemente-Array angesehen werden, das in Abhängigkeit von der Spiegelposition relativ zu dem TX zu einem erhöhten Gewinn führt. Eine ausführlichere Untersuchung dieses Effekts wird hierin nachfolgend beschrieben. Man beachte, dass die in 2 gezeigte Varianzverbesserung nicht den auf das Spiegelelement zurückzuführenden erhöhten TX-Gewinn umfasst, da für beide CRLBs identische Cs angenommen wurden.
Der nichtlineare Kleinste-Quadrate-Schätzer ist in der Lage, sogar bei nicht-Gaußschem Rauschen die CRLB asymptotisch zu erzielen. Deshalb wird dieser Lösungsansatz bei einem Ausführungsbeispiel für eine Schätzerentwicklung verwendet, da zu erwarten ist, dass die oben gezeigte Winkelvarianzverbesserung mittels dieses Schätzers erzielt wird. Unter Verwendung des Stapelungsschemas aus (8) können die gemessenen Daten wie folgt geschrieben werden: x = s_mir + v₁, (16) wobei v der Vektor des Messrauschens ist. Auf die Benennung der Abhängigkeit von den unbekannten Parameter wird mit Blick auf die Einfachheit der Benennung verzichtet. Unter Verwendung dieser Definition ist die Kleinste-Quadrate-Kostenfunktion J = (x – s_mir)^H(x – s_mir). (17)
Gleichung (8) kann dann wie folgt geschrieben werden:
wobei der Vektor e = [e[0]e[1] ... e[N – 1]] die exponentiellen Terme aus (10) enthält, I_N die Identitätsmatrix der Dimension N ist und ⊗ das Kronecker-Produkt bezeichnet. Die Kleinste-Quadrate-Kostenfunktion weist nun folgende Form auf: J = (x – bC ~)^H(x – bC ~). (18)
Um einen Schätzwert für θ zu finden, wird das 0, das (18) minimiert, gefunden: θ ^ = argmin θJ.
Da (18) eine nichtlineare Funktion von θ ist, jedoch in C linear ist, wird bei einem Ausführungsbeispiel das Prinzip von trennbaren kleinsten Quadraten verwendet. Eine Verwendung der Moore-Penrose-Inversen liefert eine Berechnung eines Schätzwerts für den linearen Parameter:
Eine Einfügung von (19) in (18) führt zu der neuen Kostenfunktion: J' = x^Hx – x^Hb(b^Hb)^–1b^Hx, (20) wobei die Abhängigkeit von dem linearen Parameter C eliminiert wurde. Um (20) zu minimieren, wird das Folgende maximiert:
was als die komprimierte Wahrscheinlichkeitsfunktion bekannt ist. Eine effiziente Implementierung wird offensichtlicher, indem (21) unter Verwendung von Summen umgeschrieben wird. Deshalb ist a über seine Einträge als a = [α_oα₁ ... α_M-1]^T und x gemäß dem Stapelungsschema aus (8) als x = ⌊x_0,0x_1,0 ... x_M-1,0x_0,1 ... x_M-1,N-1⌋^T definiert. Nun kann (21) wie folgt umgeschrieben werden:
wobei ·* eine komplexe Konjugation bezeichnet. Das bereichskomprimierte Signal kann wie folgt definiert werden:
was die DFT des Signals ist, das an der m.ten Antenne empfangen wird, die bei der normierten Frequenz ψ = B / N2r / c ausgewertet wird. Eine Berechnung von (23) für ein variierendes r ist auf der Basis der rechentechnisch effizienten FFT möglich. Ein Trennen der Teile in Abhängigkeit von m und n und ein Einfügen von (7) und (23) in (22) führt zu
wobei die Abkürzungen u = sin(α) und γ = NΣ_m=0 ^M-1|α_m|² verwendet wurden. Auch können die Summen über m in (24) für ein Variieren von α unter Verwendung der FFT effizient berechnet werden. Obwohl (21) eine nichtlineare Funktion von r und α ist, ist somit eine Gittersuche über eine große Region von Parameterkombinationen hinweg mit niedrigen Rechenkosten denkbar. Somit lautet der abschließende Schätzer für θ' = [rα]^T θ ^' = argmax θ'J''. (25)
Ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Hardware-Implementierung von (23) und (24) ist in 3 gezeigt. Signale, die seitens einer Mehrzahl von Empfangsantennen 312 empfangen werden, werden bei Block 306 abwärts umgesetzt und digitalisiert, und Zeitabtastwertdaten werden an dem Speicher 318 gespeichert. Dann werden die Daten bei 320 einer Bereichskomprimierung über FFT unterzogen, und die bereichskomprimierten Daten werden bei 322 gespeichert. Nach einer FFT bzw. einer inversen FFT bei 324 bzw. 326 werden die aus der FFT 324 resultierenden Daten bei 328 gespeichert, während das Produkt der aus der IFFT 326 resultierenden Daten und das Folgende bei 330 gespeichert wird:
Die Daten bei 328 und 330 werden anschließend summiert, und ihre Absolutwerte werden bei 332 bzw. 334 quadriert, bevor sie bei 336 durch γ dividiert werden, um J'' zu erhalten, dessen Maxima den Zielpositionen entsprechen.
4 ist ein Graph, der einen Vergleich der Kleinste-Quadrate-Kostenfunktion zeigt, die sich aus einem standardmäßigen, aus acht Elementen bestehenden linearen einheitlichen Array und aus demselben Array ergeben, das ein Spiegelelement umfasst, das gemäß einem Ausführungsbeispiel eine halbe Wellenlänge von dem Ende des Sensorarrays platziert ist. In 4 treffen zwei völlig kohärente Wellen auf das Array auf, eine von 30° und die andere von 40°. Dieses Beispiel geht von einem standardmäßigen linearen einheitlichen Array mit einer Beabstandung einer halben Wellenlänge und acht Sensorelementen aus. Man kann erkennen, dass es unmöglich ist, die Wellen mit einem standardmäßigen Array (in gestrichelter Linie gezeigt) aufzulösen, wohingegen die Kostenfunktion, die ausgehend von dem Array, das den Spiegel umfasst, berechnet wird, zwei gesonderte Spitzen (in durchgezogener Linie) zeigt. Die Verwendung des Spiegels sieht auch die Verwendung rechentechnisch effektiver Signalverarbeitungsalgorithmen mit geringfügigen Änderungen im Vergleich zu klassischen Richtstrahlbildungsalgorithmen vor, um das Spiegelelement zu berücksichtigen.
Ein Diagramm eines Ausführungsbeispiels von Sensorelementen und eines Reflektorelements ist in 5 gezeigt. Das Ausführungsbeispiel der 5 basiert auf einer planaren Sensorarraykonfiguration, es sind jedoch auch eindimensionale oder dreidimensionale Konfigurationen möglich. Der Reflektorwinkel β relativ zu der Sensorebene ist mit 90° eingezeichnet, das Prinzip kann jedoch auch bei nicht-senkrechten Konfigurationen verwendet werden. Ferner ist der Reflektor als flaches Element gezeigt, bei Ausführungsbeispielen sind jedoch auch nicht-planare Konfigurationen möglich. Dies könnte z. B. dazu genutzt werden, die auftreffenden Wellen auf eine bestimmte Fläche zu fokussieren oder Phasenverschiebungen, die z. B. in der so genannten Nahfeldregion, wo die auftreffenden Wellen nicht als Ebenenwellen modelliert werden können, auftreten, zu kompensieren. Ein Ausführungsbeispiel umfasst eine lineare Konfiguration, wie sie in 1 gezeigt ist, da dies zu einem rechentechnisch effizienten Verfahren zum Bestimmen der Winkel der auftreffenden Wellen führt. Eine derartige Konfiguration liefert jedoch lediglich eine Messung eines Winkels, d. h. entweder Azimut oder Elevation. Deshalb werden bei anderen Ausführungsbeispielen andere Konfigurationen wie z. B. nicht- oder multilineare Anordnungen verwendet. Erste Tests des präsentierten Lösungsansatzes wurden unter Verwendung eines Radarsensorarrays durchgeführt, das in der Lage ist, den Einfallswinkel elektromagnetischer Wellen, die an einem Ziel reflektiert werden, zu messen, und sie werden nachstehend ausführlicher beschrieben.
Unter Bezugnahme auf eine praktische Implementierung ist in 6 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines HF-Frontends eines Acht-Kanal-Radarsensorsystems 600 gezeigt. Das Sensorsystem 600 ist auf einer gedruckten Schaltungsplatine (PCB – printed circuit board) 602 angebracht und umfasst bei einem Ausführungsbeispiel einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO – voltage controlled oscillator) 604, der dazu konfiguriert ist, ein Sendesignal zu erzeugen, und einen Frequenzteiler im Verhältnis 1:8 umfasst, einen Abwärtsumsetzer 606, der einen VCO und Mischer für die Versatzschleife umfasst, sowie acht kaskadierbare Sende-/Empfangsgeräte 608, die eine Sende-/Empfangsantenne (TRX) 610 und sieben Empfangskanäle (RX) 612 verwirklichen. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel ist die Sende-/Empfangsantenne 610 eine Nur-Senden-Antenne. Bei akustischen Ausführungsbeispielen werden geeignete akustische Sensoren, Empfänger, Sender und sonstige Komponenten verwendet, wie Fachleuten einleuchten wird.
Bei einem Ausführungsbeispiel ist das durch den VCO 604 erzeugte Sendesignal ein Signal von 77 GHz, und der Abwärtsumsetzer 606 umfasst einen 19 GHz-VCO, obwohl bei anderen Ausführungsbeispielen andere Frequenzen, Komponenten und Konfigurationen verwendet werden können. Bei einem Ausführungsbeispiel umfassen Sende-/Empfangsgeräte 608 Patch-Antennenarrays 610 und 612, von denen jedes vier differentiell gespeiste Patches umfasst, die mit differentiellen Mikrostreifenleitungen verbunden sind. Das Sende-/Empfangsgerät 608, das dem Spiegel 614 am nächsten ist, ist das TRX 610 und ist bei einem Ausführungsbeispiel in einem Abstand L von λ/4 von dem Spiegel 614 platziert. Bei einem Ausführungsbeispiel wird L von dem Spiegel 614 bis zu der Mitte des TRX 610 gemessen. Bei 616 sind Basisbandverbinder gezeigt. Bei einem Ausführungsbeispiel umfassen die entsprechenden (nicht gezeigten) Basisbandkomponenten vier zweikanalige 14 Bit-Analog-/Digital-Wandler (ADCs – analog-to-digital converters), einen direkten digitalen Synthetisierer (DDS – direct digital synthesizer) als Referenzfrequenzquelle für eine Phasenregelschleife (PLL – phase locked loop) bei einer Versatzschleifenkonfiguration, Regelverstärker für die abwärts umgesetzten Radarsignale sowie ein feldprogrammierbares Gatterarray (FPGA – field programmable gate array), um die verschiedenen Komponenten zu steuern und einen Datentransfer zu verwirklichen. Bei einem prototypischen Ausführungsbeispiel erfolgt ein Datentransfer zu und von einem Personal-Computer über eine USB2.0-Schnittstelle.
Die in 6 gezeigte Konfiguration liefert auf Grund des Fokussierungseffekts des Spiegels 614 einen erhöhten Sendegewinn. Dieser Effekt wurde bei Simulationen, die das TX-Strahlungsdiagramm verwenden, unter Verwendung von CST Microwave Studio^® überprüft, und bei Messungen unter Verwendung eines einzelnen Eckwürfels (CC – cornercube) mit einem Radarquerschnitt von ≈11 dBsm in einem Abstand von 2,5 m als Ziel überprüft. Die Messungen wurden in einer teilweise schalltoten Kammer durchgeführt, wobei an einer Ecke des Raums Absorber befestigt waren. Auf Grund dieser Konfiguration war es möglich, einen Winkelbereich von 45 Grad mit den Messungen abzudecken, was ausreichend ist, um die Leistungsfähigkeitsverbesserung, wie sie durch den in 2 gezeigten Graphen vorhergesagt wird, zu demonstrieren. Ein Radarsystem 300 wurde an einem automatischen Drehtisch angebracht und in Stufen von jeweils einem Grad gedreht. In jeder Position wurde
unter Verwendung von (19) geschätzt, um das TX-Strahlungsdiagramm zu bestimmen. Zu Vergleichszwecken wurde dieselbe Prozedur so durchgeführt, dass der Spiegel von dem Frontend beseitigt worden war und C aus dem herkömmlichen Verzögerung-Und-Summe-Richtstrahlbildner geschätzt wurde (was zu einer 2D-FFT für die Testkonfiguration führte).
Die simulierten und gemessenen Ergebnisse sind in 7 gezeigt. Wie zuvor erwähnt wurde, beziehen sich diese Ergebnisse auf nur ein exemplarisches Ausführungsbeispiel, und es werden andere Ausführungsbeispiele betrachtet, die höhere oder geringere Übertragungsfrequenzen oder andere Komponenten oder Konfigurationen aufweisen. Die Abweichungen zwischen Simulations- und Messergebnissen sind auf die nicht-ideale Isolierung der TRX-Chips in dem Nur-Empfangen-Modus zurückzuführen. Dies führt zu einer Aussendung des TX-Signals bei RX-Antennen 612 mit unbekannter Phase und Amplitude und somit zu einem im Vergleich zu der Simulation leicht geänderten TX-Strahlungsdiagramm. Als nächster Schritt wurde die erzielbare Varianzverbesserung, wie sie durch die CRLB vorausgesagt wurde, unter Verwendung desselben CC gemessen. Wiederum wurde das Radar in Stufen von jeweils einem Grad gedreht, und in jeder Position 200 wurden Messungen mit und ohne Spiegel 614 durchgeführt. Die Zielposition wurde unter Verwendung von (25) für den ersteren Fall und unter Verwendung des herkömmlichen Verzögerung-und-Summe-Richtstrahlbildners (delay-and-sum beamformer) für den letzteren Fall geschätzt. Die auf den Spiegel 614 zurückzuführende Varianzverbesserung wurde berechnet und mit den theoretischen Werten verglichen. Wie zuvor erwähnt wurde, müssen die verschiedenen Cs, die auf das TX-Strahlungsdiagramm zurückzuführen sind, korrigiert werden, um diesen Vergleich durchzuführen. Wie aus (11) ersichtlich ist, tritt C² linear in die FIM ein. Somit kann das auf den Spiegel 614 zurückzuführende erhöhte Signal/Rausch-Verhältnis durch eine entsprechende Verringerung der gemessenen Varianzverbesserung berücksichtigt werden.
Eine resultierende Varianzverbesserung, die den erhöhten TX-Gewinn berücksichtigt, ist in 8 zusammen mit dem Verhältnis der CRLBs der Systeme mit und ohne Spiegel 614 gezeigt, wobei 8 dasselbe Simulationsverfahren verwendet, das zum Erstellen der 2 verwendet wurde. Man kann erkennen, dass die auf den Spiegel 614 zurückzuführende Verbesserung bei einem Ausführungsbeispiel um das vorausgesagte Niveau von 10 dB liegt, falls die verschiedenen Cs der zwei Systeme, die auf den erhöhten TX-Gewinn zurückzuführen sind, berücksichtigt werden. Bei Kombination des erhöhten TX-Gewinns mit der besseren Schätzleistungsfähigkeit erreicht die auf den Spiegel 614 zurückzuführende gesamte Systemleistungsfähigkeitsverbesserung bei Ausführungsbeispielen in der Richtung des maximalen TX-Gewinns sogar einen Wert von ungefähr 16 dB.
Hierin wurden verschiedene Ausführungsbeispiele von Systemen, Vorrichtungen und Verfahren beschrieben. Diese Ausführungsbeispiele sind lediglich beispielhaft angegeben und sollen den Schutzumfang der Erfindung nicht einschränken. Außerdem sollte man sich darüber im Klaren sein, dass die verschiedenen Merkmale der Ausführungsbeispiele, die beschrieben wurden, auf verschiedene Weise kombiniert werden können, um zahlreiche zusätzliche Ausführungsbeispiele zu liefern. Obwohl verschiedene Materialien, Abmessungen, Formen, Implantierungsörtlichkeiten usw. zur Verwendung mit offenbarten Ausführungsbeispielen beschrieben wurden, können neben den offenbarten außerdem andere verwendet werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen.
Durchschnittlichen Fachleuten auf den relevanten Gebieten wird einleuchten, dass die Erfindung weniger Merkmale aufweisen kann als bei einem beliebigen einzelnen oben beschriebenen Ausführungsbeispiel veranschaulicht wurde. Die hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele sollen keine erschöpfende Darstellung der Arten und Weisen sein, auf die die verschiedenen Merkmale der Erfindung kombiniert werden können. Demgemäß sind die Ausführungsbeispiele keine sich gegenseitig ausschließenden Kombinationen von Merkmalen; vielmehr kann die Erfindung eine Kombination verschiedener einzelner Merkmale umfassen, die aus verschiedenen einzelnen Ausführungsbeispielen ausgewählt sind, wie durchschnittlichen Fachleuten einleuchten wird.
Jegliche Aufnahme von obigen Dokumenten durch Bezugnahme ist insofern eingeschränkt, als kein Gegenstand aufgenommen wird, der im Widerspruch zu der ausdrücklichen Offenbarung hierin steht. Jegliche Aufnahme von obigen Dokumenten durch Bezugnahme ist ferner derart beschränkt, dass keine in den Dokumenten enthaltenen Ansprüche durch Bezugnahme hierin aufgenommen werden. Jegliche Aufnahme von obigen Dokumenten durch Bezugnahme ist weiter dadurch beschränkt, dass jegliche in den Dokumenten vorgesehene Definitionen nicht durch Bezugnahme hierin aufgenommen werden, wenn sie nicht ausdrücklich hierin enthalten sind.
Für die Zwecke des Interpretierens der Patentansprüche für die vorliegende Erfindung ist ausdrücklich beabsichtigt, dass die Bestimmungen des Artikels 112, sechster Absatz, des 35 United States Code (U. S. C., amtliche Sammlung der amerikanischen Bundesgesetze) nicht angeführt werden sollen, wenn nicht in einem Patentanspruch die spezifischen Begriffe „Einrichtung für” oder „Schritt für” angegeben sind.

Claims

System, das Folgendes umfasst: ein Hochfrequenz(HF)-Sensorarray, das eine Mehrzahl von beabstandeten Sensoren aufweist; und ein Reflektorelement, das in der Nähe des HF-Sensorarrays positioniert ist, um Wellen hin zu dem HF-Sensorarray zu reflektieren.
System gemäß Anspruch 1, bei dem das HF-Sensorarray ein Radarsensorarray umfasst und die Sensoren Radarsensoren umfassen.
System gemäß Anspruch 2, das ferner einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) umfasst, der dazu konfiguriert ist, ein Signal zu erzeugen, das seitens zumindest eines Teils des Radarsensorarrays gesendet werden soll.
System gemäß Anspruch 3, bei dem das Signal ein Signal von 77 GHz ist.
System gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das Sensorarray in einer ersten Ebene angeordnet ist und das Reflektorelement in einer zweiten Ebene, die in einem Winkel zu der ersten Ebene steht, positioniert ist.
System gemäß Anspruch 5, bei dem der Winkel 90 Grad beträgt.
System gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem das Sensorarray einen Sendekanal und eine Mehrzahl von Empfangskanälen umfasst.
System gemäß Anspruch 7, bei dem der Sendekanal ein Sende-/Empfangsgerät (608) umfasst.
System gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem zumindest ein Teil der Mehrzahl von Sensoren dazu konfiguriert ist, direkte Wellen, die von einem Ziel reflektiert werden, und gespiegelte Wellen, die von dem Ziel und dem Reflektorelement reflektiert werden, zu empfangen.
System gemäß Anspruch 9, bei dem die gespiegelten Wellen ein virtuelles Sensorarray, das von dem Sensorarray beabstandet ist, erzeugen.
System gemäß Anspruch 9 oder 10, wobei das System dazu konfiguriert ist, einen Einfallswinkel von Wellen, die auf dem Radarsensorarray auftreffen, zu messen, und wobei zumindest entweder eine verbesserte Winkelgenauigkeit und/oder eine Auflösbarkeit des Einfallswinkels erzielt wird, indem die direkten Wellen und die gespiegelten Wellen, die durch die Radarsensoren empfangen werden, rechentechnisch aufgelöst werden.
System gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei das System in eine integrierte Schaltung integriert ist.
System, das folgende Merkmale umfasst: ein Antennenarray, das eine Sendeantenne und eine Mehrzahl von Empfangsantennen (312) aufweist; einen in der Nähe des Antennenarrays angeordneten Spiegel; einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), der dazu konfiguriert ist, ein Signal zu erzeugen, das seitens der Sende-/Empfangsantenne (610) gesendet werden soll; und eine Steuerung, die dazu konfiguriert ist, Signale, die seitens der Mehrzahl von Empfangsantennen empfangen werden, aufzulösen, um eine Winkelposition eines Ziels zu bestimmen, wobei die empfangenen Signale einen ersten Anteil des durch das Ziel reflektierten Signals und einen zweiten Anteil des durch das Ziel und den Spiegel reflektierten Signals umfassen.
System gemäß Anspruch 13, bei dem das Signal ein Signal von 77 GHz ist.
System gemäß Anspruch 13 oder 14, bei dem die Sendeantenne ein Sende-/Empfangsgerät (608) umfasst.
System gemäß einem der Ansprüche 13 bis 15, bei dem der Spiegel eine halbe Wellenlänge von der Sende-/Empfangsantenne (610) entfernt angeordnet ist.
System gemäß einem der Ansprüche 13 bis 16, bei dem das System in eine integrierte Schaltung integriert ist.
System gemäß einem der Ansprüche 13 bis 17, bei dem die Mehrzahl von Empfangsantennen sieben Empfängerkanäle umfasst.
Verfahren, das folgende Schritte umfasst: Senden eines Hochfrequenz(HF)-Signals; Empfangen eines ersten Anteils eines reflektierten HF-Signals, das durch ein Ziel reflektiert wird; Empfangen eines zweiten Anteils eines reflektierten HF-Signals, das durch ein Ziel und einen Reflektor reflektiert wird; und Auflösen des ersten und des zweiten Anteils, um eine Winkelposition eines Ziels zu bestimmen.
Verfahren gemäß Anspruch 19, das ferner den Schritt des Erzeugens des HF-Signals umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 19 oder 20, das ferner ein Bilden eines Moduls umfasst, das zumindest eine Sende-/Empfangsantenne (610), zumindest eine Empfangsantenne (612) und den Reflektor umfasst, wobei der Reflektor in der Nähe der Sende-/Empfangsantenne positioniert ist, die zumindest eine Sende-/Empfangsantenne dazu konfiguriert ist, das HF-Signal zu senden, und die zumindest eine Empfangsantenne dazu konfiguriert ist, den ersten und den zweiten Anteil des reflektierten HF-Signals zu empfangen.
Verfahren gemäß Anspruch 21, bei dem das Bilden ferner ein Anordnen des Reflektors in einem Abstand einer halben Wellenlänge von der Sende-/Empfangsantenne umfasst.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 19 bis 22, bei dem das Auflösen ferner ein Bestimmen einer Position des Ziels als ein Maximum von J'' umfasst, wobei J''
ist.
Verfahren, das folgende Schritte umfasst: Erhöhen einer effektiven Arrayapertur eines Radarsensorarrays, indem ein Spiegel in der Nähe des Radarsensorarrays positioniert wird; Empfangen von Ziel-reflektierten Signalen und Ziel-und-Spiegel-reflektierten Signalen seitens des Radarsensorarrays; und Bestimmen von Informationen über ein Ziel auf der Basis der Ziel-reflektierten Signale und der Ziel-und-Spiegel-reflektierten Signale.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 21 bis 24, bei dem das Bestimmen ferner ein Bestimmen zumindest entweder einer Winkelposition und/oder eines Abstands des Ziels umfasst.