JP2023141038A - レーダ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】レーダ装置における物標の検知精度を向上する。【解決手段】レーダ装置は、第１の直線偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、第１の送信アンテナに隣り合い、第１の直線偏波と異なる第２の直線偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、各送信周期における第１の送信アンテナと第２の送信アンテナとの間の位相がξ又は－ξ異なる位相回転量が付与された送信信号を複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備する【選択図】図１
Description
本開示は、レーダ装置に関する。
近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者といった小物体を広角範囲で検知するレーダ装置（例えば、広角レーダ装置と呼ぶ）の開発が求められている。
広角な検知範囲を有するレーダ装置の構成として、例えば、複数のアンテナ（又は、アンテナ素子とも呼ぶ）で構成されるアレーアンテナによってターゲットからの反射波を受信し、素子間隔（アンテナ間隔）に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来する方向（又は、到来角と呼ぶ）を推定する手法（到来角推定手法。Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成がある。例えば、到来角推定手法には、フーリエ法（Fourier法）、又は、高い分解能が得られる手法としてCapon法、MUSIC（Multiple Signal Classification）及びESPRIT（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。
また、レーダ装置として、例えば、受信部に加え、送信部にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（MIMO（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。
J. Li, and P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas", Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007
M. Kronauge, H.Rohling,"Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823
Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79
しかしながら、レーダ装置（例えば、ＭＩＭＯレーダ）において物標（又はターゲット）を検知する方法について十分に検討されていない。
本開示の非限定的な実施例は、物標の検知精度を向上するレーダ装置の提供に資する。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、第１の直線偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、前記第１の送信アンテナに隣り合い、前記第１の直線偏波と異なる第２の直線偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、各送信周期における前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとの間の位相がφ又は－φ異なる位相回転量が付与された送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備する。
なお、これらの包括的または具体的な実施例は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
本開示の一実施例によれば、レーダ装置における物標の検知精度を向上できる。
本開示の一実施例における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
ＭＩＭＯレーダは、例えば、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号（レーダ送信波）を複数の送信アンテナ（又は送信アレーアンテナと呼ぶ）から送信し、周辺物体において反射された信号（レーダ反射波）を複数の受信アンテナ（又は受信アレーアンテナと呼ぶ）を用いて受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離して受信する。このような処理により、ＭＩＭＯレーダは、これらの受信信号を、仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。
また、ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおける素子間隔を適切に配置することにより、仮想受信アレーのアンテナ開口を拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。あるいは、ＭＩＭＯレーダでは、仮想受信アレーのアンテナ間隔をより密に配置することで、サイドローブ又はグレーティングローブの抑圧が可能となる。
例えば、特許文献１には、ＭＩＭＯレーダの多重送信方法として、送信アンテナ毎に送信時間をシフトして信号を送信する時分割多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ（以下、「時分割多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）が開示されている。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナを規定された周期で逐次的に切り替えながら、送信信号の一例である送信パルスを出力する。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信パルスが物体で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、受信信号と送信パルスとの相関処理後に、例えば、空間的なＦＦＴ(Fast Fourier Transforma)処理（反射波の到来方向推定処理）を行う。
時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信信号（例えば送信パルス又はレーダ送信波）を送信する送信アンテナを、規定された周期で逐次的に切り替えていく。これにより、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積（＝Nt×Na）で示される伝搬路応答を取り出すことができ、これらの（Nt×Na）個の受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。例えば、時分割で切り替えて送信信号を多重する送信アンテナ数（例えば、時分割多重数）を超える送信アンテナの利用は困難である。例えば、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナを用いて時分割多重数Ntで送信信号を送信する場合、（Nt×Na）個を超える伝搬路応答を取り出すことは困難である。そのため、レーダ装置のコスト又は設置場所といった制約によって、アンテナ数が制約される場合には角度分解能又はサイドローブ抑圧効果が限定され測角性能を高められない可能性がある。
次に、一例として、複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法に着目する。
複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する方法として、例えば、受信部においてドップラ周波数領域において複数の送信信号を分離できるように信号を送信する方法（以下、「ドップラ多重送信」と呼ぶ）がある（例えば、非特許文献２を参照）。
ドップラ多重送信において、送信部では、例えば、基準となる送信アンテナから送信される送信信号に対して、基準となる送信アンテナと異なる送信アンテナから送信される送信信号に、それぞれ異なるドップラシフト量が与えられ、複数（例えば、Nt個）の送信アンテナから送信信号が同時に送信される。ドップラ多重送信において、複数（例えば、Na個）の受信アンテナを用いて受信した信号は、それぞれドップラ周波数領域においてフィルタリングすることにより、各送信アンテナから送信された送信信号が分離して受信される。これにより、ドップラ多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ（以下、「ドップラ多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積（＝Nt×Na）で示される伝搬路応答を取り出すことができ、これらの（Nt×Na）個の受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。例えば、ドップラ多重送信する送信アンテナ数（例えば、ドップラ多重数）を超える送信アンテナの利用は困難である。例えば、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナを用いてドップラ多重数Ntで送信信号を送信する場合、（Nt×Na）個を超える伝搬路応答を取り出すことは困難である。
また、複数の送信アンテナから送信信号を同時に多重して送信する他の方法として、符号多重送信がある（例えば、特許文献２を参照）。例えば、符号多重送信を用いたMIMOレーダ（以下、「符号多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）は、送信信号（例えば、チャープ信号）の繰り返し送信毎に、送信アンテナ毎に異なる符号列（以下、符号又は符号系列とも呼ぶ）に基づく位相変調を繰り返し付与して、複数（例えば、Nt個）の送信アンテナから符号多重送信する。また、符号多重ＭＩＭＯレーダは、例えば、複数（例えば、Na個）の受信アンテナを用いて受信した信号を検波処理することにより、符号多重された受信信号の距離情報を抽出する。また、符号多重ＭＩＭＯレーダは、例えば、送信信号の繰り返し送信毎に得られた距離情報に対して、M個に分割して速度方向のフーリエ変換処理を行う（Mは例えば、符号列の符号長を用いる）。符号多重ＭＩＭＯレーダは、M個の速度方向のフーリエ変換処理結果に、検出された速度成分に基づく位相補正を加え、送信アンテナ毎に付与した符号列を分離する逆符号列を乗算することにより、符号多重された受信信号を分離する。
このような符号多重ＭＩＭＯレーダの構成により、例えば、ターゲットと符号多重ＭＩＭＯレーダとの間の相対速度がゼロではない場合でも、符号多重ＭＩＭＯレーダは、符号多重された受信信号間の相互干渉を抑え、符号多重された受信信号を分離できる。これにより、符号多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積（＝Nt×Na）で示される伝搬路応答を取り出すことができ、これらの（Nt×Na）個の受信信号を仮想受信アレーとしてアレー信号処理を行う。例えば、符号多重送信する送信アンテナ数（例えば、符号多重数）を超える送信アンテナの利用は困難である。例えば、レーダ装置が、Nt個の送信アンテナを用いて符号多重数Ntで送信信号を送信する場合、（Nt×Na）個を超える伝搬路応答を取り出すことは困難である。
また、例えば、異なる偏波の電波を放射するアンテナ、あるいは異なる偏波の電波を受信するアンテナの使用により、レーダ検出性能又は識別性能を向上させる技術がある（例えば、特許文献３又は４を参照）。複数の偏波を用いるレーダ装置は、例えば、「偏波レーダ（Polarimetric radar）」とも呼ばれる。
例えば、特許文献３又は特許文献４には、垂直偏波あるいは水平偏波を用いるアンテナで送信信号を送信し、垂直偏波あるいは水平偏波を用いるアンテナで受信した信号を用いて、物体を検出し識別する方法が開示されている。また、特許文献４には、例えば、左旋円偏波あるいは右旋円偏波を用いるアンテナで送信信号を送信し、左旋円偏波あるいは右旋円偏波を用いるアンテナで受信した信号を用いて、物体を検出し識別する方法が開示されている。なお、垂直偏波又は水平偏波といった直線偏波、あるいは、左旋円偏波又は右旋円偏波といった円偏波を用いるアンテナを「偏波アンテナ」とも呼ぶ。
このような偏波レーダは、レーダの検出性能又は識別性能を向上させる一方で、複数の異なる種類の偏波アンテナを用いる。例えば、垂直及び水平偏波に加え、左旋円偏波及び右旋円偏波４種類の偏波を送信するには、４個の送信アンテナを用いる。さらに、偏波毎にMIMOレーダを構成する場合は、より多くの送信アンテナを用いる。例えば、４偏波毎にＮｔ個の送信アンテナを用いてMIMO多重送信を行うためには、４×Ｎｔ個の送信アンテナを用いる。例えば、本開示に係る一実施例では、レーダ装置（例えば、偏波レーダ装置、又は、偏波ＭＩＭＯレーダとも呼ぶ）は、偏波アンテナの組み合わせによって新たな偏波（例えば、円偏波）を生成することにより、少ない送信アンテナを用いてより多くの偏波を用いた多重送信を行う。これにより、本開示に係る一実施例のレーダ装置は、送信アンテナの増加を抑制し、より多くの仮想受信アンテナを利用することにより、レーダ装置の測角性能の向上を図り、物標の検知精度を向上できる。
以下、本開示の一実施例に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
以下では、レーダ装置において、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから同時に多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成（例えば、ＭＩＭＯレーダ構成）について説明する。
また、以下では、一例として、チャープ（chirp）パルスのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式（例えば、チャープパルス送信（fast chirp modulation）とも呼ぶ）の構成について説明する。ただし、変調方式は、周波数変調に限定されない。例えば、本開示の一実施例は、パルス列を位相変調又は振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いたレーダ方式についても適用可能である。
また、レーダ装置は、例えば、ドップラ多重送信を行う。更に、レーダ装置は、例えば、ドップラ多重送信においてドップラ多重数分の異なる位相回転（例えば、位相シフト）を付与した信号（以下、「ドップラ多重送信信号」と呼ぶ）を、符号化（例えば、CDM（Code Division Multiplexing））して、多重送信する（以下、「符号化ドップラ多重（Coded Doppler Multiplexing）」と呼ぶ）。
［レーダ装置の構成］
図１のレーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、測位出力部３００とを有する。
図１のレーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、測位出力部３００とを有する。
レーダ送信部１００は、レーダ信号（レーダ送信信号）を生成し、複数の送信アンテナ１０９（例えば、Nt個）によって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を規定された送信周期（以下、「レーダ送信周期」と呼ぶ）にて送信する。
レーダ受信部２００は、物標（ターゲット。図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２－１～２０２－Ｎａを含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、例えば、物標の有無検出又は反射波信号の到来距離、ドップラ周波数（例えば相対速度）、及び到来方向の推定を行い、推定結果に関する情報（例えば、測位情報）を出力する。
測位出力部３００は、レーダ受信部２００から入力される到来方向の推定結果に関する情報に基づいて、測位出力処理を行う。
なお、レーダ装置１０は、例えば、車両といった移動体に搭載されてよく、測位出力部３００からの測位出力（例えば、推定結果に関する情報）は、例えば、衝突安全性を高める先進運転支援システム（ADAS：Advanced Driver Assistance System）又は自動運転システムといったの制御装置ECU（Electronic Control Unit）（図示なし）に接続され、車両駆動制御又は警報発呼制御に利用されてもよい。
また、レーダ装置１０は、例えば、路側の電柱又は信号機といった比較的高所の構造物（図示なし）に取り付けられてよい。また、レーダ装置１０は、例えば、通行する車両又は歩行者の安全性を高める支援システム又は不審者の侵入防止システム（図示なし）におけるセンサとして利用されてもよい。また、レーダ受信部２００の測位出力は、例えば、安全性を高める支援システム又は不審者侵入防止システムにおける制御装置（図示なし）に接続され、警報発呼制御又は異常検出制御に利用されてもよい。なお、レーダ装置１０の用途はこれらに限定されず、他の用途に利用されてもよい。
また、物標はレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）、人、ブロック又は縁石などを含む。
［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、位相回転量設定部１０５と、位相回転部１０８と、送信アンテナ１０９と、を有する。
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、位相回転量設定部１０５と、位相回転部１０８と、送信アンテナ１０９と、を有する。
レーダ送信信号生成部１０１は、レーダ送信信号を生成する。レーダ送信信号生成部１０１は、例えば、送信信号生成制御部１０２、変調信号発生部１０３及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発信器）１０４を有する。以下、レーダ送信信号生成部１０１における各構成部について説明する。
送信信号生成制御部１０２は、例えば、レーダ送信周期毎の送信信号発生タイミングを設定し、設定した送信信号発生タイミングに関する情報を、変調信号発生部１０３及び位相回転量設定部１０５（例えば、ドップラシフト設定部１０６）に出力する。ここで、レーダ送信周期を「Tr」とする。
変調信号発生部１０３は、送信信号生成制御部１０２から入力されるレーダ送信周期Tr毎の送信信号発生タイミングに関する情報に基づいて、例えば、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。
ＶＣＯ１０４は、変調信号発生部１０３から入力される変調信号に基づいて、例えば、図２に示すようなレーダ送信信号（レーダ送信波）として、周波数変調信号（以下、例えば、周波数チャープ信号又はチャープ信号と呼ぶ）を位相回転部１０８、及び、レーダ受信部２００（後述するミキサ部２０４）へ出力する。
位相回転量設定部１０５は、送信信号生成制御部１０２から入力されるレーダ送信周期Tr毎の送信信号発生タイミングに関する情報に基づいて、位相回転部１０８におけるレーダ送信周期Tr毎にレーダ信号に付与する位相回転量（例えば、符号化ドップラ多重送信に対応する位相回転量）を設定する。位相回転量設定部１０５は、例えば、ドップラシフト設定部１０６と、符号化部１０７と、を有する。
ドップラシフト設定部１０６は、例えば、レーダ送信周期Tr毎の送信信号発生タイミングに関する情報に基づいて、レーダ送信信号（例えば、チャープ信号）に対して付与するドップラシフト量に対応する位相回転量を設定する。
符号化部１０７は、例えば、レーダ送信周期Tr毎の送信信号発生タイミングに関する情報に基づいて、符号化に対応する位相回転量を設定する。符号化部１０７は、例えば、ドップラシフト設定部１０６から入力される位相回転量と符号化に対応する位相回転量とに基づいて、位相回転部１０８に対する位相回転量を算出し、位相回転部１０８に出力する。また、符号化部１０７は、例えば、符号化に用いる符号系列（例えば、直交符号系列の各要素）に関する情報をレーダ受信部２００（例えば、出力切替部２０９）に出力する。
なお、符号化部１０７で設定されるドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数は、位相回転部１０８が設定する各送信アンテナ１０９の位相回転量（ドップラシフト量）に依存しなくてもよい。例えば、位相回転部１０８が隣り合う送信アンテナ１０９のペアの位相回転量（ドップラシフト量）を同一に設定しても、符号化部１０７は、符号化ドップラ多重数を同一にしてもよいし、異なる値にしてもよい。
位相回転部１０８は、ＶＣＯ１０４から入力されるチャープ信号に対して、符号化部１０７から入力される位相回転量を付与し、位相回転後の信号を送信アンテナ１０９に出力する。例えば、位相回転部１０８は、位相器及び位相変調器等を含む（図示せず）。
位相回転部１０８の出力信号は、規定された送信電力に増幅され各送信アンテナ１０９から空間に放射される。例えば、レーダ送信信号は、ドップラシフト量と直交符号系列とに対応する位相回転量が付与されることによって、複数の送信アンテナ１０９から多重送信される。
次に、位相回転量設定部１０５における位相回転量の設定方法の一例について説明する。
ドップラシフト設定部１０６は、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmを設定して、符号化部１０７へ出力する。ここで、ndm=1,～, NDMである。NDMは、異なるドップラシフト量の設定数であり、以下では、「ドップラ多重数」と呼ぶ。
レーダ装置１０では、符号化部１０７による符号化を併用するため、ドップラ多重数NDMは、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Ntよりも少なく設定してよい。なお、ドップラ多重数NDMは２以上とする。
ドップラシフト量DOP1、DOP2,～,DOPN_DM（「N_DM」は「NDM」とも表される）としては、例えば、等間隔のドップラシフト量が設定されてもよく、或いは、不等間隔のドップラシフト量が設定されてもよい。各ドップラシフト量DOP1、DOP2, ～,DOPN_DMは、後述する符号化部１０７による符号化を併用するため、例えば、０≦DOP1、DOP2,～,DOPN_DM＜1/(TrLoc)を満たすように設定されてよい。あるいは、ドップラシフト量DOP1、DOP2,～,DOPN_DMは、例えば、式（1）を満たすように設定されてもよい。
また、例えば、ドップラシフト量DOP1、DOP2,～,DOPN_DM間において最小のドップラシフト間隔ΔfMinIntervalは次式(2)を満たしてよい。なお、ドップラシフト間隔は、ドップラシフト量DOP1、DOP2,～,DOPN_DMのうちの任意の２つのドップラシフト量の差分の絶対値で定義されてよい。ここで、Locは符号要素数を表す。例えば、Locは、符号化部１０７において用いられる符号の符号長を表す。以下では、一例として、Loc=2を用いる（一例については後述する）。
また、各ドップラシフト量DOP1、DOP2,～,DOPN_DMを付与するための位相回転量φndmは、例えば、次式(3)のように割り当てられてよい。
なお、間隔が等間隔でΔfMinIntervalとなるドップラシフト量が設定される場合（以下、「等間隔ドップラシフト量設定」と呼ぶ）、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmは、例えば、次式(4)のように割り当てられる。
なお、最小ドップラシフト間隔ΔfMinIntervalが狭いほど、ドップラ多重信号間の干渉が発生しやすくなり、ターゲット検出精度が低減（例えば、劣化）する可能性が高くなるため、式(2)の制約条件を満たす範囲において、ドップラシフト量の間隔をより拡げることが好適になる。例えば、式(2)において等号が成り立つ場合（例えば、ΔfMinInterval=1/(TrNDMLOC)）は、ドップラ多重信号間のドップラ領域における間隔を最大限に拡げることができる（以下、「最大等間隔ドップラシフト量設定」と呼ぶ）。この場合、ドップラシフト量DOP1、DOP2,～,DOPN_DMは、０以上２π未満の位相回転範囲をNDM個に等分割して、それぞれ異なる位相回転量が割り当てられる。例えば、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmは、次式(5)のように割り当てられる。なお、以下では、角度はラジアン単位で示している。
式(5)において、例えば、ドップラ多重数NDM=2の場合、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ1=0、及び、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=πとなる。同様に、式(5)において、例えば、ドップラ多重数NDM=4の場合、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ1=0、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=π/2、ドップラシフト量DOP3を付与する位相回転量φ3=π、ドップラシフト量DOP4を付与する位相回転量φ4=3π/2となる。例えば、各ドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量φndmは等間隔である。
なお、ドップラシフト量DOP1、DOP2,～,DOPN_DMを付与する位相回転量の割り当ては、このような割り当て方法に限定されない。例えば、式(5)に示す位相回転量の割り当てをシフトさせてもよい。例えば、φndm＝2π(ndm)/NDMのように位相回転量を割り当ててもよい。または、位相回転量の割り当てテーブルを用いて、ドップラシフト量DOP1、DOP2,～,DOPNDMに対して位相回転量φ1、φ2,～, φN_DM（ただし、「N_DM」はNDMに相当する）をランダム的に割り当ててもよい。
また、等間隔ドップラシフト量設定において、式(4)に示す位相回転量φndmの分母が整数に設定され、Degree単位で位相回転量が整数値に設定されると、位相回転量の設定が容易になる。例えば、ΔfMinInterval=1/(Tr(NDM+Nint)LOC)に設定されることにより、式(4)に示す位相回転量φndmは、次式(6)のように分母が整数値に設定される。また、式(6)の分母の値（NDM+Nint）が360の約数となるようにNintが設定されると、位相回転量が整数値に設定され、位相回転量の設定が容易となる。
ここで、Nintは０以上の整数値をとる。例えば、NDM=7の場合に、Nint＝１が設定されると、φndm=2π(ndm-1)/(NDM+Nint)=π(ndm-1)/4となり、φ1、φ2,.., φN_DMはそれぞれ0°,45°,90°,135°, …, 270°といったDegree単位の整数値となり、位相回転量の設定が容易となる。
なお、式(6)においてNint=0の場合は、最大等間隔ドップラシフト量設定となる。
符号化部１０７は、ドップラシフト設定部１０６から入力されるNDM個のドップラシフト量を付与する位相回転量φ1,～,φN_DMのそれぞれに対して、１個、又は、NCM個以下の複数の直交符号系列に基づく位相回転量を設定する。また、符号化部１０７は、ドップラシフト量及び直交符号系列の双方に基づく位相回転量、例えば、符号化したドップラ多重信号を生成する「符号化ドップラ位相回転量」を設定し、位相回転部１０８に出力する。
以下、符号化部１０７における動作の一例について説明する。
例えば、符号化部１０７は、符号長Locからなる符号数（例えば、符号多重数）NCM個の直交符号系列を用いる。
以下では、符号長LocからなるNCM個の直交符号系列をCodencm=｛OCncm（1）, OCncm（2）,～, OCncm（Loc）｝と表記する。OCncm（noc）は第ncm番目の直交符号系列Codencmにおけるnoc番目の符号要素を表す。ここで、nocは符号要素のインデックスであり、noc=1,～,Locである。
本実施の形態では、例えば、符号長Loc=2からなる符号数（例えば、符号多重数）NCM=2の直交符号系列を用いてよい。例えば、符号長Loc=2からなるNCM=2の直交符号系列として、Code１=｛OC１(1), OC１(2)｝、Code２=｛OC２(1), OC２(2)｝を用いてよい。各符号要素は、実数又は複素値をとる。また、例えば、第１番目の符号におけるnoc番目の符号要素OC１（noc）を基準とした場合、第２番目の符号におけるnoc番目の符号要素OC２（noc）は、noc=1の場合に＋90°、noc=2の場合に‐90°の位相が異なる符号要素を用いてよい。又は、noc=1の場合に‐90°、noc=2の場合に＋90°の位相が異なる符号要素を用いてよい。
例えば、符号長Loc=2からなるNCM=2の直交符号系列として、Code１=｛1, 1｝とCode２=｛ｊ, -ｊ｝とは、上述した関係（又は、条件）を満たす符号であり、これらは互いに直交関係にある符号である。上述した条件を満たす符号として、例えば、｛1, 1｝と｛-ｊ,ｊ｝とがある。または、上述した条件を満たす符号として、｛1, ｊ｝と｛j, １｝とが挙げられる。ここで、ｊは虚数単位である（ｊ2＝-1）。
本実施の形態において用いる直交符号系列を一般的に表記すると、第１番目の符号Code１=｛A, B｝に対して、第２番目の符号をCode２=｛j×A, -j×B｝又はCode２=｛-j×A, j×B｝と表してよい。これらの符号は互いに直交関係にあり、第１番目の符号におけるnoc番目の符号要素OC１(noc)を基準とした場合、第２番目の符号におけるnoc番目の符号要素OC２(noc)は、noc=1の場合に＋90°、noc=2の場合に‐90°の位相が異なる、あるいは、noc=1の場合に‐90°、noc=2の場合に＋90°の位相が異なる符号要素となる。ここで、A，Bは実数あるいは複素数であり、A，Bの絶対値は等しい、例えば、｜A｜=｜B｜となる。
なお、ここでは、第１番目の符号におけるnoc番目の符号要素OC１(noc)を基準とした場合、第２番目の符号におけるnoc番目の符号要素OC２(noc)は、noc=1の場合に＋90°、noc=2の場合に‐90°の位相が異なる、あるいは、noc=1の場合に‐90°、noc=2の場合に＋90°の位相が異なる符号要素としたが、位相差は±90°の位相差に限定されない。
例えば、第１番目の符号及び第2番目の符号におけるnoc番目の符号要素において、±ξの位相差が付与されてもよい。ξは、π/6～5π/6ラジアン(=30°～150°)の範囲であってもよい。例えば、送信アンテナ１０９間の位相偏差が予め補正される場合、後述するビーム送信によって、ξに依存して送信ビームの主ビーム方向が変化した円偏波が生成される。例えば、ビーム送信する送信アンテナ間隔がλ/2で、ξ＝90°の場合、主ビーム方向は正面０°方向となる円偏波が生成される。また、例えば、ξ＝30°の場合、主ビーム方向は正面方向から-15°程度シフトした方向に円偏波が生成される。また、例えば、ξ＝150°の場合、主ビーム方向は正面方向から+15°程度シフトした方向に円偏波が生成される。ここで、λは送信アンテナ１０９から出力される高周波信号の波長（チャープ信号を用いる場合は、チャープ信号の中心周波数における波長）である。
例えば、主ビーム方向が正面方向と異なる方向でもよい場合（あるいは円偏波として軸比の良い角度を正面方向とする場合）には、第１番目の符号におけるnoc番目の符号要素OC１(noc)を基準とした場合、第２番目の符号におけるnoc番目の符号要素OC２(noc)は、noc=1の場合に＋ξ、noc=2の場合に‐ξの位相が異なる、あるいは、noc=1の場合に‐ξ、noc=2の場合に＋ξの位相が異なる符号要素としてよい。ここで、例えば、ξはπ/6～5π/6ラジアン(=30°～150°)の範囲を用いてよい。
このような直交符号系列を一般的に表記すると、第１番目の符号Code１=｛A, B｝に対して、第2番目の符号をCode２=｛exp(jξ)×A, - exp(jξ)×B｝又はCode２=｛- exp(jξ)×A, exp(jξ)×B｝と表してよい。これらの符号は互いに直交関係にあり、第１番目の符号におけるnoc番目の符号要素OC１(noc)を基準とした場合、第２番目の符号におけるnoc番目の符号要素OC２(noc)は、noc=1の場合に＋ξ、noc=2の場合に‐ξの位相が異なる、あるいは、noc=1の場合に‐ξ、noc=2の場合に＋ξのラジアン位相が異なる符号要素となる。ここで、A，Bは実数あるいは複素数であり、A，Bの絶対値は等しい、例えば、｜A｜=｜B｜となる。
以下の説明では、Code１=｛1, 1｝とCode２=｛j, -j｝とを主に用いる例を示すが、これに限定されず、Code１=｛A, B｝、Code２=｛j×A, -j×B｝又はCode２=｛-j×A, j×B｝の符号、あるいは、Code１=｛A, B｝、Code２=｛exp(jξ)×A, - exp(jξ)×B｝又はCode２=｛- exp(jξ)×A, exp(jξ)×B｝の符号を用いてもよく、同様な効果が得られる。
また、本実施の形態の他にも、以降で説明する実施の形態１の変形例１、及び変形例２においても、Code１=｛1, 1｝とCode２=｛j, -j｝とを主に用いる例を示すが、これに限定されず、Code１=｛A, B｝、Code２=｛j×A, -j×B｝又はCode２=｛-j×A, j×B｝の符号、あるいは、Code１=｛A, B｝、Code２=｛exp(jξ)×A, - exp(jξ)×B｝又はCode２=｛- exp(jξ)×A, exp(jξ)×B｝の符号を用いてもよく、同様な効果が得られる。ここで、例えば、ξはπ/6～5π/6ラジアン(=30°～150°)の範囲を用いてよい。
符号化部１０７において、ドップラシフト設定部１０６から入力されるndm番目のドップラシフト量DOPndmを用いたドップラ多重信号を符号化する際の符号多重数（以下、符号化ドップラ多重数と呼ぶ）を「NDOP_CODE(ndm)」と表記する。ここで、ndm=1,～, NDMである。
符号化部１０７は、例えば、ドップラ多重信号を符号化する際の符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),～, 及びNDOP_CODE(NDM)の総和が、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Nｔと等しくなるように符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を設定する。例えば、符号化部１０７は、次式(7)を満たすように、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を設定する。これにより、レーダ装置１０は、Nt個の送信アンテナ１０９を用いてドップラ領域及び符号領域における多重送信（以下、符号化ドップラ多重送信と呼ぶ）が可能となる。
さらに、符号化部１０７は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定を含む等間隔ドップラシフト量設定を用いて、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),～, NDOP_CODE(NDM)に関して、１以上NCM個以下の範囲の異なる符号化ドップラ多重数を含むように設定してもよい。例えば、符号化部１０７は、符号化ドップラ多重数の全てにおいて符号数NCM個とせずに、少なくとも１つのドップラシフト量DOPndmに対応する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)をNCM個より小さく設定する。よって、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列との複数の組み合わせにおいて、少なくとも１つのドップラシフト量DOPndmに対応付けられる直交符号系列による多重数（符号化ドップラ多重数）NDOP_CODE(ndm)は、他のドップラシフト量に対応付けられる符号化ドップラ多重数と異なってよい。例えば、符号化部１０７は、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を不均一に設定する。この設定により、レーダ装置１０は、例えば、後述する受信処理における折り返し判定処理によって、±1/2Trのドップラ範囲に亘って、複数の送信アンテナ１０９から符号化ドップラ多重送信された信号を個別に分離して受信できる。
または、符号化部１０７は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定よりも狭い間隔の等間隔ドップラシフト量設定を用いて、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),～, NDOP_CODE(NDM)に関して、１以上NCM個以下の範囲において全て同数の符号化ドップラ多重数を含むように設定してもよい。例えば、符号化部１０７は、符号化ドップラ多重数の全てにおいて符号数NCM個を設定してよい。よって、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列との複数の組み合わせにおいて、ドップラシフト量DOPndmそれぞれに対応付けられる直交符号系列による多重数（符号化ドップラ多重数）NDOP_CODE(ndm)は同一でよい。例えば、符号化部１０７は、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を均一に設定する。この設定により、レーダ装置１０は、例えば、後述する受信処理における折り返し判定処理よって、±1/（2×Loc×Tr）のドップラ範囲に亘って、複数の送信アンテナ１０９から符号化ドップラ多重送信された信号を個別に分離して受信できる。
または、符号化部１０７は、例えば、最大等間隔ドップラシフト量設定を用いて、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),～, NDOP_CODE(NDM)に関して、１以上NCM個以下の範囲において全て同数の符号化ドップラ多重数を含むように設定してもよい。例えば、符号化部１０７は、符号化ドップラ多重数の全てにおいて符号数NCM個を設定してよい。例えば、符号化部１０７は、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数を均一に設定する。この設定の場合、例えば、後述する受信処理における折り返し判定処理が適用されない。また、レーダ装置１０は、例えば、±1/（2Loc×NDM×Tr）のドップラ範囲に亘って、複数の送信アンテナ１０９から符号化ドップラ多重送信された信号を個別に分離して受信できる。
符号化部１０７は、第m番目の送信周期Trにおいて、第ndm番目のドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量φndmに対して、次式(8)に示す符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。
ここで、下付き添え字の「ndop_code(ndm)」は、ドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量φndmに対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)以下のインデックスを表す。例えば、ndop_code(ndm)=1,…, NDOP_CODE(ndm)である。また、angle[x]は実数ｘのラジアン位相を出力する演算子であり、例えば、angle[1]=0、angle[-1]=π、angle[j]=π/2、angle[-j]=-π/2である。また、floor[x]は実数ｘを超えない最大の整数を出力する演算子である。ｊは虚数単位である。
例えば、式(8)に示すように、符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)は、符号化に用いる符号長Loc回の送信周期の期間においてドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量を一定（例えば、式(8)の第１項）にし、符号化で用いる符号Code ndop_code(ndm)のLoc個の各符号要素OCndop_code(ndm)(1),…,OCndop_code(ndm)(Loc)の各々に対応する位相回転量を付与する（式(8)の第２項目）。
また、符号化部１０７は、送信周期（Tr）毎に、直交符号要素インデックスOC_INDEXをレーダ受信部２００（後述する出力切替部２０９）に出力する。OC_INDEXは、直交符号系列Codendop_code(ndm)の要素を指示する直交符号要素インデックスであり、送信周期（Tr）毎に、次式(9)のように、1からLocの範囲で巡回的に可変する。
ここで、mod(x, y)はモジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。また、m=1, ～,Ncである。Ncはレーダ測位に用いる送信周期数(以下では、「レーダ送信信号送信回数」と呼ぶ)である。また、レーダ送信信号送信回数Ncは、Locの整数倍（Ncode倍）となるように設定される。例えば、Nc=Loc×Ncodeである。
次に、符号化部１０７において、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を不均一に設定する方法の一例について説明する。
例えば、符号化部１０７は、下記の条件を満たす直交符号系列数（例えば、符号多重数又は符号数）NCMを設定する。例えば、直交符号系列数NCM及びドップラ多重数NDMは、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Ntに対して、以下の関係を満たす。
（直交符号系列数NCM）×（ドップラ多重数NDM）＞多重送信に用いる送信アンテナ数Nt
（直交符号系列数NCM）×（ドップラ多重数NDM）＞多重送信に用いる送信アンテナ数Nt
例えば、上記条件を満たす直交符号系列数NCM及びドップラ多重数NDMのうち、積（NCM×NDM）の値がより小さい組み合わせを用いることが、特性的にも、回路構成の複雑度的にもより好適である。ただし、上記条件を満たす直交符号系列数NCM及びドップラ多重数NDMのうち、積（NCM×NDM）の値がより小さい組み合わせに限定されず、他の組み合わせも適用が可能である。
なお、本実施の形態では、一例として、符号長Loc=2からなる符号数（例えば、符号多重数）NCM=2の直交符号系列を用いる。
例えば、Nt=5の場合、NDM=3とNCM=2の組み合わせが好適である。
図３は、一例として、Nt=5、NDM=3、NCM=2の場合を示す。例えば、ドップラシフト量DOP1、DOP2、DOP3、及び、直交符号Code1及びCode2の割り当ては、図３に示すように、NDOP_CODE(1)、NDOP_CODE(2)及びNDOP_CODE(3)の設定に応じて決定される。
例えば、図３の（ａ）は、NDOP_CODE(1)=2、NDOP_CODE(2)=2、NDOP_CODE(3)=1の例を示し、図３の（ｂ）は、NDOP_CODE(1)=1、NDOP_CODE(2)=2、NDOP_CODE(3)=2の例を示し、図３の（ｃ）は、NDOP_CODE(1)=2、NDOP_CODE(2)=1、NDOP_CODE(3)=2の例を示す。
なお、図３の（ａ）及び（ｂ）では、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)=1に対応するドップラシフト量においてCode１が使用されるが、これに限定されない。例えば、符号化ドップラ多重数がNCMより小さい設定の場合、図３の（ｃ）に示すように、Code1の代わりにCode2が使用されてもよい。
図３の（ａ）に示すようにNDOP_CODE(1)=NDOP_CODE(2)=2、NDOP_CODE(3)=１であり、NDOP_CODE(1)=NDOP_CODE(2)≠NDOP_CODE(2)のように、各ドップラシフト量DOP1、DOP2及びDOP3において符号化ドップラ多重数NDOP_CODEが不均一に設定される。このような設定の場合、ドップラ周波数範囲は、例えば、１アンテナ送信時における最大ドップラ速度と同等とすることができる（詳細は後述する）。
また、例えば、Nt=6又は7の場合、NDM=4とNCM=2の組み合わせが好適である。
図４は、一例として、Nt=6、NDM=4、NCM=2の場合を示す。例えば、ドップラシフト量DOP1、DOP2、DOP3、DOP4、及び、直交符号Code1及びCode2の割り当ては、図４に示すように、NDOP_CODE(1)、NDOP_CODE(2)、NDOP_CODE(3)及びNDOP_CODE(4)の設定に応じて決定される。
例えば、図４の（ａ）は、NDOP_CODE(1)=NDOP_CODE(2)=2、NDOP_CODE(3)=NDOP_CODE(4)=1の例を示し、図４の（ｂ）は、NDOP_CODE(1)=NDOP_CODE(3)=2、NDOP_CODE(2)=NDOP_CODE(4)=1の例を示す。
なお、図４では、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)=1に対応するドップラシフト量においてCode１が使用されるが、これに限定されない。例えば、符号化ドップラ多重数がNCMより小さい設定の場合、図４の（ａ）に示すように、Code1の代わりにCode2が使用されてもよく、図４の（ｂ）に示すように、Code1及びCode2を混在させてもよい。
また、例えば、図４に示すように、Nt=6、NDM=4、NCM=2の場合、全ての符号を用いないドップラシフト量は２つある。また、例えば、NDM=4のうち、全ての符号を用いないドップラシフト量の組み合わせについて、４つのドップラシフト量から２つのドップラシフト量を選択する組み合わせは６通り(=4C2)あり、それぞれの組み合わせにおいて、使用する符号の組み合わせは４通り（=NCM×NCM）ある。このため、Nt=6、NDM=4、NCM=2の場合、ドップラシフト量DOP及び直交符号Codeの割り当ての組み合わせは、全２４通りとなる。
以下、同様に、例えば、Nt=8の場合、NDM=5とNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=9の場合、NDM=5とNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=10の場合、NDM=6とNCM=2の組み合わせが好適である。なお、送信アンテナ１０９の数Ntは、上記例に限定されず、Nt=11以上についても本開示の一実施例を適用できる。
次に、符号化部１０７において、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を均一に設定する方法の一例について説明する。
なお、符号化部１０７において、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を均一に設定する方法は、以下の条件を満たす直交符号系列数NCM及びドップラ多重数NDMのうち、積（NCM×NDM）の値がより小さい組み合わせを用いることが、特性的にも、回路構成の複雑度的にもより好適である。ただし、積（NCM×NDM）の値がより小さい組み合わせに限定されず、他の組み合わせも適用が可能である。
例えば、符号化部１０７は、下記の条件を満たす直交符号系列数（例えば、符号多重数又は符号数）NCMを設定する。例えば、直交符号系列数NCM及びドップラ多重数NDMは、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Ntに対して、以下の関係を満たす。
（直交符号系列数NCM）×（ドップラ多重数NDM）＝多重送信に用いる送信アンテナ数Nt
（直交符号系列数NCM）×（ドップラ多重数NDM）＝多重送信に用いる送信アンテナ数Nt
例えば、Nt=4の場合、NDM=2及びNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=6の場合、NDM=3及びNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=8の場合、NDM=4及びNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=10の場合、NDM=5及びNCM=2の組み合わせが好適である。また、例えば、Nt=12の場合、NDM=6及びNCM=2の組み合わせが好適である。
なお、送信アンテナ１０９の数Ntは、上記例に限定されず、本開示の一実施例を適用できる。この場合、直交符号系列数NCM＞1、ドップラ多重数NDM＞1となる整数の組み合わせ、かつ、（直交符号系列数NCM）×（ドップラ多重数NDM）＝多重送信に用いる送信アンテナ数Ntを満たすために、多重送信に用いる送信アンテナ数Ntは４以上、かつ、上記条件を満たすNtに設定されてよい。
次に、符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)の設定例について説明する。
例えば、符号化部１０７において、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=4、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code1=｛1，1｝、Code2=｛j，-j｝を用いる場合について説明する。この場合、例えば、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2、NDOP_CODE(2)=2とすると、符号化部１０７は、次式(10)～(13)のような符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ2, 1(m), ψ1, 2(m), ψ2, 2(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。
ここで、一例として、ドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量を式(5)のφndm=2π(ndm-1)/NDMとし、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ1=0、及び、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=πを用いる場合、符号化部１０７は、次式(14)～(17)のような符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ2, 1(m),ψ1, 2(m), ψ2, 2(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。ここで、m=1, ～, Ncである。なお、ここでは、2πによるモジュロ演算を行い、0以上2π未満のラジアンの範囲で記載している（以降の説明についても同様である）。
式(14)～(17)に示すように、位相回転量が、2πを等分割したφndm=2π(ndm-1)/NDMに設定される場合、符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ2, 1(m), ψ1, 2(m), ψ2, 2(m)は、NDM×NCM=2×2=4の送信周期で変化する。
または、他の例として、ドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量をφndm=2π(ndm)/NDMとし、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ１=π、及び、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=0としてもよい。この場合、符号化部１０７は、次式(18)～(21)のような符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ2, 1(m), ψ1, 2(m), ψ2, 2(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。ここで、m=1, ～, Ncである。
また、式(14)～(17)又は式(18)～(21)に示すように、位相回転量（例えば、ドップラシフト量を付与する位相回転量）に用いる位相数（例えば、0及びπの２つ）は、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Nt=4よりも少ない。例えば、式(14)～(17)又は式(18)～(21)に示すように、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数（例えば、0及びπの２つ）は、多重送信に用いるドップラシフト量の数（例えば、ドップラ多重数）NDM=2に等しい。
また、例えば、符号化部１０７において、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=6、ドップラ多重数NDM=4、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code1=｛1，1｝、Code2=｛j，-j｝を用いる場合について説明する。この場合、例えば、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=1、NDOP_CODE(2)=1、NDOP_CODE(3)=2、NDOP_CODE(4)=2とすると、符号化部１０７は、次式(22)～(27)のような符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ1, 3(m) , ψ2, 3(m) , ψ1, 4(m) , ψ2, 4(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。ここで、m=1, ～, Ncである。
ここで、一例として、ドップラシフト量DOPndmを付与する位相回転量をφndm=2π(ndm-1) /NDMとし、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ1=0、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=π/2、ドップラシフト量DOP3を付与する位相回転量φ3=π、ドップラシフト量DOP4を付与する位相回転量φ4=3π/2を用いる場合、符号化部１０７は、次式(28)～(33)のような符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ1, 3(m) , ψ2, 3(m) , ψ1, 4(m) , ψ2, 4(m)を設定して、位相回転部１０８に出力する。ここで、m=1, ～, Ncである。
式(28)～式(33)に示すように、位相回転量が、2πを等分割したφndm=2π(ndm-1)/NDMに設定される場合、符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ1, 2(m), ψ1, 3(m) , ψ2, 3(m) , ψ1, 4(m) , ψ2, 4(m)は、NDM×NCM=4×2=8の送信周期で変化する。
また、式(28)～(33)に示すように、位相回転量（例えば、ドップラシフト量を付与する位相回転量）に用いる位相数（例えば、0、π/2、π、及び、3π/2の４つ）は、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Nt=6よりも少ない。例えば、式(28)～(33)に示すように、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数（例えば、0、π/2、π、及び、3π/2の４つ）は、多重送信に用いるドップラシフト量の数（例えば、ドップラ多重数）NDM=4に等しい。
なお、ここでは、一例として、送信アンテナ１０９の数Nt=4、ドップラ多重数NDM=2の場合、及び、送信アンテナ１０９の数Nt=6、ドップラ多重数NDM=4の場合における位相回転量の設定についてそれぞれ説明したが、送信アンテナ１０９の数Nt及びドップラ多重数NDMは、これらの値に限定されない。例えば、送信アンテナ１０９の数Ntが何れの値でも、位相回転量に用いる位相数は、多重送信に用いる送信アンテナ１０９の数Ntよりも少なく設定されてよい。また、ドップラシフト量を付与する位相回転量に用いる位相数は、多重送信に用いるドップラシフト量の数NDMに等しくしてよい。
また、上記の例のように、位相回転量の設定には、最大等間隔ドップラシフト量設定で示した位相回転量の設定を用いてもよく、あるいは、等間隔ドップラシフト量設定で示した位相回転量の設定、例えば、式(6)を用いてもよい。
以上、位相回転量設定部１０５における位相回転量の設定方法について説明した。
図１において、位相回転部１０８は、位相回転量設定部１０５において設定された符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)に基づいて、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して、送信周期Tr毎に位相回転量を付与する。ここで、ndm=1,～, NDMであり、ndop_code(ndm)=1,～, NDOP_CODE(ndm)である。
符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),～,NDOP_CODE(NDM)の総和は、送信アンテナ１０９の数Nｔに等しく設定され、Nt個の符号化ドップラ位相回転量はNt個の位相回転部１０８にそれぞれ入力される。
Nt個の位相回転部１０８は、送信周期Tr毎に、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号に対して、入力された符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)をそれぞれ付与する。Nt個の位相回転部１０８からの出力（例えば、符号化ドップラ多重信号と呼ぶ）は、規定された送信電力に増幅後に、送信アレーアンテナ部のNt個の送信アンテナ１０９から空間に放射される。
なお、以下では、符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)を付与する位相回転部１０８を、「位相回転部PROT#[ndop_code(ndm), ndm]」と表記する。同様に、位相回転部PROT#[ndop_code(ndm), ndm]の出力を空間に放射する送信アンテナ１０９を、「送信アンテナTx#[ndop_code(ndm), ndm]」と表記する。ここで、ndm=1,～, NDMであり、ndop_code(ndm)=1,～, NDOP_CODE(ndm)である。
本実施の形態において、符号長Loc=2からなる符号数（例えば、符号多重数）NCM=2の直交符号系列を用いる。従って、NDOP_CODE(ndm)=1あるいは2であり、ndop_code(ndm)≦2である。
例えば、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=4の場合に、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛j，-j｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2, NDOP_CODE(2)=2とする場合について説明する。この場合、符号化部１０７から位相回転部１０８に対して、符号化ドップラ位相回転量ψ1, 1(m), ψ2, 1(m), ψ1, 2(m), ψ2, 2(m)が送信周期毎に入力される。
例えば、位相回転部PROT#[1, 1]は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に次式(34)のように位相回転量ψ1, 1(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[1, 1]の出力は、送信アンテナTx#[1, 1]から出力される。ここでcp(t)は送信周期毎のチャープ信号を表す。
同様に、位相回転部PROT#[2, 1]は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に次式(35)のように位相回転量ψ2, 1(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[2, 1]の出力は、送信アンテナTx#[2, 1]から出力される。
同様に、位相回転部PROT#[1, 2]は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に次式(36)のように位相回転量ψ1, 2(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[1, 2]の出力は、送信アンテナTx#[1, 2]から出力される。
同様に、位相回転部PROT#[2, 2]は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたチャープ信号に対して、送信周期毎に次式(37)のように位相回転量ψ2, 2(m)を付与する。また、位相回転部PROT#[2, 2]の出力は、送信アンテナTx#[2, 2]から出力される。
以上、符号化ドップラ位相回転量ψndop_code(ndm), ndm(m)の設定例について説明した。
また、本実施の形態では、例えば、送信アンテナ１０９の偏波及び送信アンテナ１０９の配置と、符号化ドップラ位相回転量の割り当てとを、以下のように関連付ける。この関連付けにより、レーダ装置１０は、レーダ処理において、多重送信する送信アンテナ１０９に加え、多重送信する送信アンテナの偏波（例えば、水平偏波及び垂直偏波）と異なる偏波の送信アンテナ（例えば、円偏波）を利用可能となる（例については後述する）。
例えば、少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９は、互いに異なる直交偏波（例えば、水平偏波及び垂直偏波）を放出（又は、放射）するアンテナであり、同一のドップラ多重（例えば、ドップラシフト量）を用いたレーダ送信信号を送信する。
本実施の形態では、符号長Loc=2からなる符号数（例えば、符号多重数）NCM=2の直交符号系列を用いるため、NDOP_CODE(ndm_BF)=2である。
例えば、隣接するNDOP_CODE(ndm_BF)=2個の送信アンテナ１０９には、位相回転部PROT#[1, ndm_BF]、位相回転部PROT#[2, ndm_BF]が割り当てられた送信アンテナTx#[1, ndm_BF]、送信アンテナTx#[2, ndm_BF]が含まれる。ここで、ndm_BFは、1,～, NDMの何れかの値であり得る。例えば、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列との複数の組み合わせのうち、複数の送信アンテナ１０９において隣り合う送信アンテナ１０９は、互いに異なる直交偏波を放出するアンテナであり、それぞれのアンテナに対応付けられる組み合わせでは、ドップラシフト量が同一（例えば、ndm=ndm_BF）である。
例えば、上述した符号化ドップラ位相回転量の割り当てと、送信アンテナ１０９の偏波及び配置との関連付けを満たす組み合わせ（例えば、ペア）が１組以上含まれてもよい。
一例として、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=4の場合に、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛j，-j｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2, NDOP_CODE(2)=2とする場合について説明する。なお、ビーム送信アンテナ数NBF=2とし、ビーム送信アンテナに用いるドップラ多重信号のインデックスとしてndm_BF=１及び2を用いる。
図６では、例えば、水平方向に隣接したNt=4個の送信アンテナ１０９は、左側のアンテナから、送信アンテナTx#[1, 1]、送信アンテナTx#[2, 1]、送信アンテナTx#[1, 2]、送信アンテナTx#[2, 2]である。
図６では、左側から２（＝NDOP_CODE(1)）個の隣り合う送信アンテナTx#[1, 1]及びTx#[2, 1]は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する。また、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する送信アンテナTx#[1, 1]及びTx#[2, 1]は、それぞれ互いに直交する直線偏波の電波を放射するアンテナを用いる。例えば、図６に示す例では、送信アンテナTx#[1, 1]には水平偏波となる電波を放射するアンテナ(例えば、「水平偏波アンテナ」)を用いてよく、送信アンテナTx#[2, 1]には垂直偏波となる電波を放射するアンテナ（例えば、「垂直偏波アンテナ」）を用いてよい。なお、これに限定されず、送信アンテナTx#[1, 1]には垂直偏波アンテナを用いて、送信アンテナTx#[2, 1]には水平偏波アンテナを用いてもよい。なお、図６における黒丸印（●）は各送信アンテナの位相中心を示す。
また、図６では、右側から２（＝NDOP_CODE(2)）個の隣り合う送信アンテナTx#[1, 2]及びTx#[2, 2]は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP2）を用いてレーダ送信信号を送信する。また、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP2）を用いてレーダ送信信号を送信する送信アンテナTx#[1, 2]及びTx#[2, 2]は、それぞれ互いに直交する直線偏波の電波を放射するアンテナを用いる。例えば、図６に示す例では、送信アンテナTx#[1, 2]には水平偏波アンテナを用いて、送信アンテナTx#[2, 2]には垂直偏波アンテナを用いてよい。なお、これに限定されず、送信アンテナTx#[1, 2]には垂直偏波アンテナを用いて、送信アンテナTx#[2, 2]には水平偏波アンテナを用いてもよい。
また、他の例として、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=5の場合に、ドップラ多重数NDM=3、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛j，-j｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2, NDOP_CODE(2)=2とする場合について説明する。なお、ビーム送信アンテナ数NBF=２とし、ビーム送信アンテナに用いるドップラ多重信号のインデックスとしてndm_BF1=１、及びndm_BF2=２を用いる。
図７では、例えば、水平方向に隣接したNt=5個の送信アンテナ１０９は、左側のアンテナから、送信アンテナTx#[1, 1]、送信アンテナTx#[2, 1]、送信アンテナTx#[1, 2]、送信アンテナTx#[2, 2] 、送信アンテナTx#[1, 3]である。なお、図７における黒丸印（●）は各送信アンテナの位相中心を示す。
図７では、左側から２（＝NDOP_CODE(1)）個の隣り合う送信アンテナTx#[1, 1]及びTx#[2, 1]は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する。また、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を送信する送信アンテナTx#[1, 1]及びTx#[2, 1]は、それぞれ互いに直交する直線偏波の電波を放射するアンテナを用いる。例えば、図７に示す例では、送信アンテナTx#[1, 1]には水平偏波アンテナを用いて、送信アンテナTx#[2, 1]には垂直偏波アンテナを用いてよい。なお、これに限定されず、送信アンテナTx#[1, 1]には垂直偏波アンテナを用いて、送信アンテナTx#[2, 1]には水平偏波アンテナを用いてもよい。
また、送信アンテナTx#[1, 1]及びTx#[2, 1]の右側にある２（＝NDOP_CODE(2)）個の隣り合う送信アンテナTx#[1, 2]及びTx#[2, 2]は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP2）を用いてレーダ送信信号を送信する。また、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP2）を用いてレーダ送信信号を送信する送信アンテナTx#[1, 2]及びTx#[2, 2]は、それぞれ互いに直交する直線偏波の電波を放射するアンテナを用いる。例えば、図７に示す例では、送信アンテナTx#[1, 2]には水平偏波アンテナを用いて、送信アンテナTx#[2, 2]には垂直偏波アンテナを用いてよい。なお、これに限定されず、送信アンテナTx#[1, 2]には垂直偏波アンテナを用いて、送信アンテナTx#[2, 2]には水平偏波アンテナを用いてもよい。なお、送信アンテナTx#[1, 3]は任意の偏波アンテナを用いてもよい。
また、例えば、上述した隣り合う水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナの組（又は、ペア）が複数含まれる場合、レーダ装置１０は、複数の組のそれぞれに異なるドップラシフト量を設定してよい。例えば、図６及び図７において、送信アンテナTx#[1, 1]及びTx#[2, 1]の組と、送信アンテナTx#[1, 2]及びTx#[2, 2]の組とで、設定されるドップラシフト量が異なってよい。
これらのように、少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９（例えば、第１の送信アンテナに対応）は、水平偏波を放射する送信アンテナ１０９、及び、垂直偏波を放射する送信アンテナ１０９（例えば、第２の送信アンテナに対応）を含む。また、少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９には、同一のドップラシフト量が設定され、同一のドップラ多重を用いてレーダ送信信号が送信される。例えば、少なくとも一組の隣接する送信アンテナ１０９は、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信し、異なる偏波アンテナを用いてレーダ送信信号を空間に放射する。
ここで、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信されたレーダ送信信号に対応する送信周期毎の受信信号は、複数の送信アンテナ１０９によるビーム送信に対応する受信信号とみなすことができる。例えば、上述した少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９の送信は、当該隣り合う送信アンテナ１０９によって構成されるサブアレーによるビーム送信と等価となる。レーダ装置１０は、例えば、上述した少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９からレーダ送信信号を等電力で送信する場合、当該送信を、隣り合う送信アンテナ１０９の中点位置をサブアレーの位相中心とした新たな送信アンテナ（以下、「ビーム送信アンテナ」と呼ぶ）による送信として扱うことができる（詳細は受信処理において後述する）。なお、図６及び図７における白丸印（〇）は、各ビーム送信アンテナの位相中心を示す。
また、上述した少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９に、例えば、水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナのように互いに直交する直線偏波の電波を放射する偏波アンテナを用いてよい。これにより、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信されたレーダ送信信号に対応する送信周期毎の受信信号は、少なくとも一組の隣り合う複数の送信アンテナ１０９から、円偏波となる電波が放射された送信アンテナからの送信に対応する受信信号とみなすことができる。以下、この原理に関して計算機シミュレーションを用いて説明する。
２種類の直交する直線偏波アンテナ（例えば、水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナ）を組み合わせて、異なる偏波（右旋円偏波又は左旋円偏波）を生成する計算機シミュレーションについて説明する。
例えば、図８に示すように、水平偏波アンテナ（ANT#1）及び垂直偏波アンテナ（ANT#2）への給電位相を、ANT#1を基準（例えば、0度）として、ANT#2の位相を90度あるいは-90度とし、同時に信号を送信する場合の計算機シミュレーションの結果について説明する。ここでは、一例として、水平偏波アンテナ（ANT#1）及び垂直偏波アンテナ（ANT#2）の素子間隔は0.5波長に設定される。
なお、素子間隔は、0.5波長に限らず、より間隔を拡げてもよい。素子間隔を拡げた場合、２アンテナで構成される主ビームのビーム幅が狭くなり、軸比が確保できる視野角が狭まる。また、素子間隔を１波長程度以上拡げた間隔とすると、２アンテナで構成される主ビーム方向と異なる方向にグレーティングローブが発生し、主ビーム方向及びグレーティングローブ方向で円偏波となる電波が放射される。
なお、図８では、１点給電の平面パッチアンテナを用いた直線偏波アンテナの例を示したが、これに限定されず、平面パッチアンテナに対し２点給電するタイプのアンテナ素子を用いてもよい。また複数のアンテナ素子を用いてアレーを構成したアンテナ素子を用いてもよい。
例えば、ANT#1を基準として、ANT#2の位相を90度ずらした場合、図９に示す指向性の左旋円偏波が放射される。図９の（ａ）は、水平面の指向性を示し、図９の（ｂ）は、垂直面の指向性を示す。また、ANT#1を基準として、ANT#2の位相を-90度ずらした場合、図１０に示す指向性の右旋円偏波が放射される。図１０の（ａ）は、水平面の指向性を示し、図１０の（ｂ）は、垂直面の指向性を示す。
ここで、ANT#1及びANT#2を用いて左旋円偏波あるいは右旋円偏波を生成する２種類の位相[0°, 90°]及び[0°,-90°]は、符号化部１０７において、符号長Loc=2からなるNCM=2の直交符号系列として、Code１=｛1, 1｝、Code２=｛j, -ｊ｝を用いた場合に相当する。例えば、これらの互いに直交関係にあり、第１番目の符号のnoc番目の符号要素OCncm（noc）を基準とした場合、第２の符号のnoc番目の符号要素OCncm（noc）は＋90°あるいは‐90°の位相が異なる符号要素となる。ここでnoc=1あるいは２である。例えば、複数の直交符号のうち、ANT#1から送信されるレーダ送信信号に対する第１番目の符号Code1={1, 1}と、ANT#2から送信されるレーダ送信信号に対する第２番目の符号Code2={j, -j}との間において、各送信周期に対応する符号要素OCの位相は９０°異なる。
このような符号化部１０７において符号化された信号を、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信されるレーダ送信信号は、複数の送信アンテナ１０９から、それぞれの位相差＋90°あるいは‐90°の位相が異なったまま送信される関係が保持される。このため、これらのレーダ送信信号に対応する受信信号は、円偏波となる電波が放射された送信アンテナからの送信に対応する受信信号とみなすことができる。
例えば、Code１=｛1, 1｝、Code２=｛j, -ｊ｝を用いる場合、第１の送信周期では、ANT#1から送信されるレーダ送信信号に対して、Code１の第１番目の符号要素”1”に対応する位相回転量が付与され、ANT#2から送信されるレーダ送信信号に対して、Code2の第１番目の符号要素”j”に対応する位相回転量が付与されてよい。これにより、第１の送信周期では、ANT#1及びANT#2によって、左旋円偏波となる電波が放射される。また、例えば、第１の送信周期に続く第２の送信周期では、ANT#1から送信されるレーダ送信信号に対して、Code１の第２番目の符号要素”1”に対応する位相回転量が付与され、ANT#2から送信されるレーダ送信信号に対して、Code2の第２番目の符号要素”-j”に対応する位相回転量が付与されてよい。これにより、第２の送信周期では、ANT#1及びANT#2によって、右旋円偏波となる電波が放射される。
以上のように、例えば、レーダ装置１０（レーダ送信部１００）は、各送信周期におけるANT#1とANT#2との間の位相が９０°異なる位相回転量を送信信号に付与することにより、レーダ送信信号をANT#1及びANT#2から多重送信する。このような送信方法によって、レーダ装置１０は、多重送信する送信アンテナ数Ntを超える送信アンテナを利用可能となり、送信アンテナ１０９の偏波（例えば、水平偏波及び垂直偏波）と異なる偏波（例えば、円偏波）の送信アンテナを利用可能となる。
なお、図６及び図７では、水平方向に配置された送信アンテナ１０９を例に説明したが、送信アンテナ１０９の配置方法はこれに限定されない。例えば、送信アンテナ１０９は、垂直方向に配置されてもよく、水平方向及び垂直方向の面的に配置されてもよい。また、送信アンテナ１０９を構成するアンテナは、水平方向に配置された複数のサブアレー素子、垂直方向に配置された複数のサブアレー素子、あるいは、水平及び垂直の面的に配置された複数のサブアレー素子から構成されてもよい。また、図６及び図７に示したアンテナは、レーダ装置１０が有する複数のアンテナのうちの一部であってよい。
このように、本実施の形態では、複数の送信アンテナ１０９に対して、ドップラシフト量DOPndm及び直交符号系列Codencmの少なくとも一方が異なる、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列Codencmとの組み合わせ（例えば、割り当て）がそれぞれ対応付けられる。
また、本実施の形態では、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を不均一に設定する場合、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列Codencmとの組み合わせにおいて、各ドップラシフト量DOPndmに対応する直交符号系列Codencmの多重数（例えば、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)）は異なってよい。一例として、図３に示すように、Nt個の送信アンテナ１０９には、少なくとも、異なる直交符号系列によって符号多重される送信信号がそれぞれ送信される複数（例えば、２つ）の送信アンテナ１０９と、符号多重されない送信信号が送信される少なくとも１つの送信アンテナ１０９と、が含まれてよい。例えば、レーダ送信部１００から送信されるレーダ送信信号には、少なくとも、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を符号数NCMに設定した符号化ドップラ多重信号と、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を符号数NCMより小さく設定した符号化ドップラ多重信号と、が含まれる。
また、本実施の形態では、ドップラ多重信号に対する符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)を均一に設定する場合、ドップラシフト量DOPndmと直交符号系列Codencmとの組み合わせにおいて、ドップラシフト量DOPndmそれぞれに対応する直交符号系列Codencmの多重数（例えば、符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(ndm)）は同一でよい。
［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、CFAR（Constant False Alarm Rate）部２１１と、符号化ドップラ多重分離部２１２と、ドップラ多重分離部２１３と、方向推定部２１４と、を有する。
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１－１～２０１－Ｎａと、CFAR（Constant False Alarm Rate）部２１１と、符号化ドップラ多重分離部２１２と、ドップラ多重分離部２１３と、方向推定部２１４と、を有する。
各受信アンテナ２０２は、物標（ターゲット）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。
各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０６とを有する。
受信無線部２０３は、ミキサ部２０４と、ＬＰＦ（low pass filter）２０５と、を有する。受信無線部２０３は、ミキサ部２０４において、受信した反射波信号に対して、レーダ送信信号生成部１０１から入力される、送信信号であるチャープ信号をミキシングし、ＬＰＦ２０５を通過させる。これにより、反射波信号の遅延時間に応じた周波数となるビート信号が取り出される。例えば、図１１に示すように、送信チャープ信号（送信周波数変調波）の周波数と、受信チャープ信号（受信周波数変調波）の周波数との差分周波数がビート周波数として得られる。
各アンテナ系統処理部２０１－ｚ（ただし、z＝1～Naの何れか）の信号処理部２０６は、ＡＤ変換部２０７と、ビート周波数解析部２０８と、出力切替部２０９と、ドップラ解析部２１０と、を有する。
ＬＰＦ２０５から出力された信号（例えば、ビート信号）は、信号処理部２０６において、ＡＤ変換部２０７によって、離散的にサンプリングされた離散サンプルデータに変換される。
ビート周波数解析部２０８は、送信周期Tr毎に、規定された時間範囲（レンジゲート）において得られたNdata個の離散サンプルデータをFFT処理する。これにより、信号処理部２０６では、反射波信号（レーダ反射波）の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、FFT処理の際、ビート周波数解析部２０８は、例えば、Han窓又はHamming窓等の窓関数係数を乗算してもよい。窓関数係数を用いることにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
ここで、第m番目のチャープパルス送信によって得られる第z番目の信号処理部２０６におけるビート周波数解析部２０８から出力されるビート周波数応答をRFTｚ（fb, m）で表す。ここで、fbはビート周波数インデックスを表し、FFTのインデックス（ビン番号）に対応する。例えば、fb＝0,～,Ndata/2-1であり、z＝1,～,Naであり、m＝1,～,NCである。ビート周波数インデックスfbが小さいほど、反射波信号の遅延時間が小さい（例えば、物標との距離が近い）ビート周波数を示す。
また、ビート周波数インデックスfbは、次式(38)を用いて距離情報R(fb)に変換できる。そのため、以下では、ビート周波数インデックスfbを「距離インデックスfb」と呼ぶ。
ここで、Bwは、チャープ信号におけるレンジゲート内での周波数変調帯域幅を表し、C0は光速度を表す。
出力切替部２０９は、位相回転量設定部１０５の符号化部１０７から入力される直交符号要素インデックスOC_INDEXに基づいて、送信周期毎のビート周波数解析部２０８の出力を、Loc個のドップラ解析部２１０のうち、OC_INDEX番目のドップラ解析部２１０に選択的に切り替えて出力する。例えば、出力切替部２０９は、第m番目の送信周期Trにおいて、式(9)により得られるOC_INDEX番目のドップラ解析部２１０を選択する。
信号処理部２０６は、Loc個（ここでは、一例として、Loc=2）のドップラ解析部２１０－１～２１０－Locを有する。例えば、第noc番目のドップラ解析部２１０には、出力切替部２０９によってLoc回の送信周期（Loc×Tr）毎にデータが入力される。このため、第noc番目のドップラ解析部２１０は、Nc回の送信周期のうち、Ncode回の送信周期のデータ（例えば、ビート周波数解析部２０８から入力されるビート周波数応答RFTｚ（fb, m））を用いて、距離インデックスfb毎にドップラ解析を行う。ここで、nocは符号要素のインデックスであり、noc=1, ～, Locである。
例えば、Ncodeが２のべき乗値である場合、ドップラ解析においてFFT処理を適用できる。この場合、FFTサイズはNcodeであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±1/(2Loc×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数間隔は1/（Ncode×Loc×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs = -Ncode/2, ～, 0, ～, Ncode/2－１である。
以下では、一例として、Ncodeが２のべき乗値である場合について説明する。なお、Ncodeが２のべき乗でない場合には、例えば、ゼロ埋めしたデータを含めることで２のべき乗個のデータサイズ（FFTサイズ）としてFFT処理が可能である。また、ドップラ解析部２１０は、FFT処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでドップラ周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。
例えば、第z番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
noc（fb, fs）は、次式(39)に示される。なお、jは虚数単位であり、z=1～Naである。
以上、信号処理部２０６の各構成部における処理について説明した。
図１において、CFAR部２１１は、第1～第Na番目の信号処理部２０６それぞれのLoc個のドップラ解析部２１０の出力を用いて、CFAR処理（例えば、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを抽出する。
CFAR部２１１は、例えば、次式(40)のように、第1～第Na番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFTz
noc（fb, fs）を電力加算し、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。２次元のCFAR処理又は１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理については、例えば、非特許文献２に開示された処理が適用されてよい。
CFAR部２１１は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar)を符号化ドップラ多重分離部２１２に出力する。
なお、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmとして、例えば、式(5)を用いる場合、ドップラ解析部２１０の出力におけるドップラ周波数領域のドップラシフト量の間隔は等間隔となり、ドップラ周波数インデックスの間隔でドップラシフト量の間隔ΔFDを表すと、ΔFD＝Ncode／NDMとなる。そのため、ドップラ解析部２１０の出力において、ドップラ周波数領域では、ドップラシフト多重される各信号に対して、ΔFDの間隔でピークがそれぞれ検出される。なお、位相回転量φndmとして、式(5)を用いる場合、Ncode及びNDMによってはΔFDが整数とならない場合がある。そのようなの場合には、後述する式(59)を用いることにより、ΔFDを整数値とすることができる。以下ではΔFDが整数値として受信処理動作の説明を行う。
図１２の（ａ）は、NDM=2の場合に３つのターゲットの反射波が存在する距離におけるドップラ解析部２１０の出力の一例を示す。例えば、図１２の（ａ）に示すように、３つのターゲットの反射波がドップラ周波数インデックスf1、f2及びf3で観測される場合、当該反射波は、f1、f2及びf3それぞれに対して、ΔFDの間隔のドップラ周波数インデックス（例えば、f1-ΔFD、f2-ΔFD、f3-ΔFD+Ncode）においても観測される。
したがって、CFAR部２１１は、ドップラ解析部２１０の各出力に対して、ドップラシフト量の間隔ΔFDの範囲で分割し、分割した各範囲に対して、次式(41)に示すように、ドップラシフト多重した各信号ピーク位置を合わせて電力加算（例えば、「ドップラ領域圧縮」と呼ぶ）した後に、CFAR処理（例えば、「ドップラ領域圧縮CFAR処理」と呼ぶ）を行ってよい。ここで、fs_comp=-ΔFD/2,～,- ΔFD/2-1である。例えば、ΔFD＝Ncode／NDMの場合は、fs_comp =Ncode/(2NDM),～,Ncode/(2NDM)-1である。
ただし、式(41)において、
の場合は、Ncodeを加えたドップラ周波数インデックスを用いる。
同様に、式(41)において、
の場合は、更に、Ncodeを減算したドップラ周波数インデックスを用いる。
これにより、CFAR処理のドップラ周波数範囲を1／NDMに圧縮でき、CFAR処理量を削減でき、かつ、回路構成の簡易化を図ることができる。また、CFAR部２１１では、NDM個のドップラシフト多重した各信号を電力加算できるため、SNR（Signal to Noise Ratio）を（NDM）1/2程度改善でき、レーダ装置１０におけるレーダ検知性能を向上できる。
図１２の（ｂ）は、図１２の（ａ）で示したドップラ解析部２１０の出力に対して、式(41)に示すドップラ領域圧縮処理を適用後の出力例を示す。図１２の（ｂ）に示すように、NDM=2の場合、CFAR部２１１は、ドップラ領域圧縮処理によって、ドップラ周波数インデックスf1の電力成分と、f1-ΔFDの電力成分とを加算して出力する。同様に、図１２の（ｂ）に示すように、CFAR部２１１は、ドップラ周波数インデックスf2の電力成分と、f2-ΔFDの電力成分とを加算して出力する。また、ドップラ周波数インデックスf3の電力成分について、f3-ΔFDが-Ncode/2よりも小さいため、CFAR部２１１は、ドップラ周波数インデックスf3の電力成分と、f3-ΔFD+Ncode（例えば、NDM=2の場合はf3+ΔFD）の電力成分とを加算して出力する。
ドップラ領域圧縮の結果、ドップラ周波数領域においてドップラ周波数インデックスfs_compの範囲は、-ΔFD/2以上,～, ΔFD/2-1以下（ΔFD＝Ncode／NDM の場合、-Ncode/(2NDM)以上,～,Ncode/(2NDM)-1以下）に削減され、CFAR処理の範囲が圧縮されるので、CFAR処理の演算量を低減できる。また、図１２において、例えば、３つのターゲットからの反射波は電力加算されるため信号成分のSNRが向上する。なお、ノイズ成分も電力合成されるため、SNRの改善効果は、例えば、（NDM）1/2程度の改善となる。
ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いたCFAR部２１１は、例えば、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfｓ_comp_cfar、及び、NDM個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fｓ_comp_cfar+(nfd-ceil(NDM/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fｓ_comp_cfar+(nfd-ceil(NDM/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,…,NDMを符号化ドップラ多重分離部２１２に出力する。
また、CFAR部２１１は、例えば、距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfｓ_comp_cfarをドップラ多重分離部２１３に出力する。
なお、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmは、式(5)に限定されない。例えば、ドップラシフト多重した各信号が、ドップラ解析部２１０から出力されるドップラ周波数領域において一定の間隔でそれぞれピークが検出される位相回転量φndmであれば、CFAR部２１１は、ドップラ領域圧縮CFAR処理を適用できる。
例えば、等間隔ドップラシフト量設定を用いて、ΔfMinInterval=1/(Tr(NDM+Nint)LOC)が設定される場合、位相回転量φndmは、式(6)に従って設定され、ドップラシフト多重された各信号が、ドップラ解析部２１０から出力されるドップラ周波数領域においてΔFD=Ncode/(NDM+Nint)の間隔でそれぞれピークとして検出される。このような場合においても、CFAR部２１１は、ドップラ領域圧縮CFAR処理を適用できる。
次に、図１に示す符号化ドップラ多重分離部２１２の動作例について説明する。符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、第１のドップラ解析部２１０の出力及び第２のドップラ解析部２１０の出力の双方を用いて、直線偏波（例えば、水平偏波及び垂直偏波）の信号を分離する。
なお、以下では、CFAR部２１１において、ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いた場合の符号化ドップラ多重分離部２１２の処理の一例について説明する。
符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１の出力である距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar、及び、NDM個のドップラ多重信号のドップラ周波数インデックス（fs_comp_cfar+(nfd-ceil(NDM/2)-1)×ΔFD）における受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_comp_cfar+(nfd-ceil(NDM/2)-1)×ΔFD)、nfd=1,～,NDMに基づいて、ドップラ解析部２１０の出力を用いて、符号化ドップラ多重送信された信号を分離し、送信アンテナ１０９の判別（例えば、判定又は識別とも呼ぶ）、及び、ドップラ周波数（例えば、ドップラ速度又は相対速度）の判別を行う。
上述したように、位相回転量設定部１０５の符号化部１０７は、最大等間隔ドップラシフト量設定を含む等間隔ドップラシフト量設定を用いた場合、例えば、NDM個の符号化ドップラ多重数NDOP_CODE(1), NDOP_CODE(2),…, NDOP_CODE(NDM)の全てをNCM個に設定せず、少なくとも１つの符号化ドップラ多重数をNCM個より小さい値に設定してよい。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、（１）符号分離処理を行い、符号化ドップラ多重数をNCM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号を検出し（例えば、多重送信に用いない未使用の符号化ドップラ多重信号を検出し）、折り返し判定を行う。その後、符号化ドップラ多重分離部２１２は、（２）折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号のドップラ符号分離処理を行う。
以下、上述した符号化ドップラ多重分離部２１２における処理（１）及び（２）についてそれぞれ説明する。
＜（１）折り返し判定処理（未使用の符号化ドップラ多重信号の検出処理）＞
符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、想定するターゲットのドップラ範囲を±1/(2Tr)としてドップラ折り返し判定処理を行う。
符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、想定するターゲットのドップラ範囲を±1/(2Tr)としてドップラ折り返し判定処理を行う。
ここで、例えば、Ncodeが２のべき乗値である場合、ドップラ解析部２１０は、符号要素毎にFFT処理を適用するので、（Loc×Tr）周期で、ビート周波数解析部２０８からの出力を用いてFFT処理を行う。このため、ドップラ解析部２１０においてサンプリング定理によって折り返しが発生しないドップラ範囲は±1/(2Loc×Tr)である。このドップラ範囲±1/(2Loc×Tr)を、さらにドップラ多重数NDMを用いてドップラ多重を行う。このため、符号化ドップラ多重分離部２１２は、ドップラ多重による折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(2Loc×NDM×Tr)に対して、Loc×NDM倍のドップラ範囲±1/(2Tr)までを想定して折り返し判定処理を行う。
ここでは、一例として、Nt=3とし、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2を用いる場合について説明する。ここで、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmは、一例として、最大等間隔ドップラシフト量設定に基づく式(5)のように割り当てられる。この場合、ドップラシフト量DOP1を付与する位相回転量φ1=0、及び、ドップラシフト量DOP2を付与する位相回転量φ2=πとなる。また、符号化部１０７は、符号長Loc=2の2個の直交符号Code1=｛1，1｝、Code2＝｛j，-j｝を用いる。また、図１３の（ａ）に示すように、NDOP_CODE(1)=2、NDOP_CODE(2)=1を用いる。
この場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、符号化ドップラ多重による折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(2Loc×NDM×Tr)=±1/(8Tr)に対し、４倍（=Loc×NDM倍）のドップラ範囲±1/(2Tr)までを想定して折り返し判定処理を行う。
ここで、CFAR部２１１において抽出される距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対応するドップラ解析部２１０の出力であるドップラ成分VFTｚ
noc(fｂ_cfar，fs_comp_cfar)には、例えば、±1/(2Tr)のドップラ範囲において、図１４における（ａ）及び（ｂ）に示すような折り返しを含むドップラ成分が含まれる可能性がある。
例えば、図１４における（ａ）に示すように、fs_comp_cfar＜０の場合、±1/(2Tr)のドップラ範囲において、fs_comp_cfar-Ncode/NDM、fs_comp_cfar、fs_comp_cfar+Ncode/NDM、及びfs_comp_cfar +2Ncode/NDMの4（=Loc×NDM）通りのドップラ成分の可能性がある（ΔFD=Ncode／NDMを用いて、それぞれfs_comp_cfar-ΔFD、fs_comp_cfar、fs_comp_cfar+ΔFD、及びfs_comp_cfar +2ΔFDとも表すことができる。）。
また、例えば、図１４における（ｂ）に示すように、fs_comp_cfar＞０の場合、±1/(2Tr)のドップラ範囲において、fs_comp_cfar -2Ncode/NDM、fs_comp_cfar -Ncode/NDM、fs_comp_cfar、及び、fs_comp_cfar +Ncode/NDM、の4（=Loc×NDM）通りのドップラ成分の可能性がある（ΔFD＝Ncode／NDM を用いて、それぞれfs_comp_cfar-2ΔFD、fs_comp_cfar-ΔFD、fs_comp_cfar、及びfs_comp_cfar +ΔFDとも表すことができる。）。fs_comp_cfarに対し、これらの可能性のあるドップラ成分（4（=Loc×NDM）通り）をfs_comp_cfarに対する「ドップラ成分候補」と呼ぶ。以下では、このような4（=Loc×NDM）通りのドップラ成分候補が存在する各ドップラ領域に対し、図１４に示すようなドップラ折り返し範囲を示すインデックス「Dr」を用いて表記する。Drはドップラ折り返し範囲を示すインデックスであり、例えば、Dr∈{-ceil(Loc×NDM/2),…, ceil(Loc×NDM/2)-1}の範囲の整数値を用いる。図１４において、Dr=-2,～,1である。なお、Dr=0の領域はドップラ折り返しがない領域であり、Dr≠0の領域はドップラ折り返しが発生する領域であることを示す。また、Drの絶対値が大きいほどDr=0で示すドップラ領域から離れたドップラ領域であることを示す。
符号化ドップラ多重分離部２１２は、図１４に示すような±1/(2Tr)のドップラ範囲において、折り返しを含む4（=Loc×NDM）通りのドップラ成分に対応した位相変化を補正して、符号化ドップラ多重数をNCM個より小さく設定した符号化ドップラ多重信号（例えば未使用の符号化ドップラ多重信号）の符号化ドップラ多重分離処理を行う。
そして、符号化ドップラ多重分離部２１２は、未使用の符号化ドップラ多重信号を符号化ドップラ多重分離処理して得られた成分の受信電力に基づいて、各ドップラ成分候補について真のドップラ成分か否かを判定する。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補のうち、未使用の符号化ドップラ多重信号に基づいて符号化ドップラ多重分離処理して得られた成分の受信電力が最小のドップラ成分を検出し、検出したドップラ成分を真のドップラ成分と判定してよい。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補のうち、最小の受信電力と異なる他の受信電力のドップラ成分を偽のドップラ成分と判定してよい。
この折り返し判定処理により、±1/(2Tr)のドップラ範囲における曖昧性を解決できる。また、この折り返し判定処理により、ドップラ多重による折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(2Loc×NDM×Tr)=±1/(8Tr)と比較して、曖昧性なくドップラ周波数を検出できる範囲を、-1/(2Tr)以上、かつ、1/(2Tr)未満の範囲に拡大できる。
これは、未使用の符号化ドップラ多重信号に基づいて符号化ドップラ多重分離することにより、例えば、真のドップラ成分については、当該ドップラ成分の位相変化が正しく補正され、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号と未使用の符号化ドップラ多重信号との間の直交性が維持される。よって、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号符号と未使用の符号化ドップラ多重信号とは無相関となり、受信電力はノイズレベル程度となる。
一方、例えば、偽のドップラ成分については、当該ドップラ成分の位相変化が誤って補正され、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号と未使用の符号化ドップラ多重信号との間の直交性は維持されない。よって、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号符号と未使用の符号化ドップラ多重信号と相関成分（干渉成分）が発生し、例えば、ノイズレベルよりも大きい受信電力が検出され得る。よって、上述したように、符号化ドップラ多重分離部２１２は、未使用の符号化ドップラ多重信号に基づいて符号化ドップラ多重分離されたfs_comp_cfarに対するドップラ成分候補のうち、受信電力が最小のドップラ成分を真のドップラ成分と判定し、最小の受信電力と異なる受信電力の他のドップラ成分を偽のドップラ成分であると判定してよい。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各アンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に基づいて、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補の各ドップラ成分に応じた位相変化を補正し、未使用の符号化ドップラ多重信号を用いた符号分離後の受信電力PDAR（fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud）を、式(42)に従って算出する。
ここで、nuc,nudは未使用の符号化ドップラ多重信号となる直交符号のインデックスとドップラ多重信号のインデックスを表す。例えば、図１３の(b)の場合は、未使用の符号化ドップラ多重信号は、図中の×印で示されており、Code2が符号割り当てられ、DOP1のドップラシフト量が割り当てられている。従って、未使用の符号化ドップラ多重信号が割り当てられている直交符号のインデックスnuc=2, nud=1となる。
以下では、符号化ドップラ多重信号に用いられる直交符号のインデックスとドップラ多重信号のインデックスの組を「DCI(直交符号のインデックス, ドップラ多重信号のインデックス)」として記載する。DCI(nuc,nud)は、例えば、未使用の符号化ドップラ多重信号が割り当てられる直交符号のインデックスとドップラ多重信号のインデックスを表す。例えば、図１３の（ｂ）の場合、未使用の符号化ドップラ多重信号は、DCI（2,1）に割り当てられる。同様に、例えば、図４の（ａ）の場合、未使用の符号化ドップラ多重信号は、DCI(2, 3)とDCI(2,4)に割り当てられる。
ここで、Yz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud)は、次式(43)のようにｚ番目のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に基づいて、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補の各ドップラ成分に応じた位相変化を補正し、DCI(nuc,nud)が割り当てられている未使用の符号化ドップラ多重信号を分離した後の受信信号である。
式(42)及び式(43)では、DCI(nuc,nud)が割り当てられた未使用の符号化ドップラ多重信号を分離するため、ｚ番目のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力VFTALLz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nud)に対して、未使用直交符号Codenucを用いた符号分離後の受信電力が算出され、全てのアンテナ系統処理部２０１に対し、それらの電力の総和が算出される。これにより、受信信号レベルが低い場合でも、折り返し判定精度を向上できる。ただし、式(42)の代わりに、一部のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の出力に対して、未使用の符号化ドップラ多重信号分離後の受信電力が算出されてもよい。この場合でも、例えば、受信信号レベルが十分高い範囲では、折り返し判定の精度を保ちつつ、演算処理量を削減できる。
なお、式(42)及び式(43)において、Drはドップラ折り返し範囲を示すインデックスであり、例えば、Dr∈{-ceil(Loc×NDM/2),～, ceil(Loc×NDM/2)-1}の範囲の整数値をとる。
また、式(43)において、
は、要素数が等しいベクトル同士の要素毎の積を表す。例えば、n次ベクトルA=[a1,..,an]及びB=[b1,..,bn]に対して、要素毎の積は以下の式(44)で表される。
また、式(43)において、上付き添え字Tはベクトル転置を表し、上付き添え字＊（アスタリスク）は複素共役演算子を表す。
式(43)において、α(fs_comp_cfar，Dr)は「ドップラ位相補正ベクトル」を表す。ドップラ位相補正ベクトルα(fs_comp_cfar，Dr)は、例えば、CFAR部２１１において抽出されたドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarが、ドップラ折り返しを含まないドップラ解析部２１０の出力範囲（例えば、ドップラ範囲）とする場合に、ドップラ折り返し範囲DrでのLoc個のドップラ解析部２１０間におけるドップラ解析の時間差に起因するドップラ位相回転を補正する。
例えば、ドップラ位相補正ベクトルα(fs_comp_cfar，Dr)は、次式(45)のように表される。式(45)に示すドップラ位相補正ベクトルα(fs_comp_cfar，Dr)は、例えば、第１番のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
1（fb_cfar, fs_comp_cfar）のドップラ解析時間を基準として、第２番のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
2（fb_cfar, fs_comp_cfar）から第Loc番のドップラ解析部VFTｚ
Loc（fb_cfar, fs_comp_cfar）のそれぞれにおけるTr,2Tr,～,(Loc-1)Trの時間遅れにより生じるドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarのドップラ折り返し範囲Drにおけるドップラ成分での位相回転を補正するドップラ位相補正係数を要素とするベクトルである。なお、式(45)における、DrNcode/NDMの項は、ΔFD＝Ncode／NDMを用いて、DrΔFDとも表記できる。従って、ΔFD＝Ncode／NDMに限らず適用できる。
このようなドップラ位相補正ベクトルα（fs_comp_cfar, Dr）による位相補正は、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補における各ドップラ成分に応じた位相変化を補正することに対応している。
また、式(43)において、VFTALLz（fb_cfar, fs_comp_cfar, Dｒ,nud）は、例えば、次式(46)のように、第ｚ番のアンテナ系統処理部２０１におけるLoc個のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
noc（fb, fs）のうち、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対応して、ドップラ折り返し範囲Drにおいて、DCI(nuc,ndu)が割り当てられている未使用の符号化ドップラ多重信号のドップラ多重信号を抽出した成分をベクトル形式で表したものである。ただし、noc=1,～,Locであり、Dr={-ceil(Loc×NDM/2),～, ceil(Loc×NDM/2)-1}の範囲の整数値をとる。
式(46)において、NcodeFR(Dr, nud)/NDMは、ドップラ折り返し範囲Drにおいて、nud番目のドップラ多重信号の、fs_comp_cfarに対するドップラインデックスのオフセット値を表す。なお、式(46)における、NcodeFR(Dr, nud)/NDMの項は、ΔFD＝Ncode／NDM を用いて、FR(Dr, nud) ΔFDとも表記できる。従って、ΔFD＝Ncode／NDMに限らず適用できる。ここで、ndm=1,～, NDMである。
FR(Dr, nud)は、ドップラ折り返し範囲Drと、ドップラシフト量DOP1 、DOP２、～、 DOPN_DMを付与する位相回転量φ1、φ２、～、φN_DMが定まれば予め設定可能である。そのため、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、ドップラ折り返し範囲Dr及び位相回転量と、FR(Dr, nud)との対応関係をテーブル化し、ドップラ折り返し範囲Dr及び位相回転量に基づいて、FR(Dr, nud)を読み出してもよい。また、例えば、ドップラシフト量DOP1 、DOP２、～、 DOPN_DMを付与する位相回転量φ1、φ２、～、φN_DMが-π≦φ1<φ2<…<φN_DM<πを満たす場合、FR(Dr, nud)を次式(47)のように表すことができる。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、式(42),式(43)に従って、DCI(nuc,nud)が割り当てられる未使用の符号化ドップラ多重信号を用いた符号分離後の受信電力PDAR（fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud）を、各Dr∈{-ceil(Loc×NDM/2),…, ceil(Loc×NDM/2)-1}の範囲においてそれぞれ算出する。
そして、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各Drの範囲のうち、受信電力PDAR（fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud）が最小となるDrを検出する。以下では、次式(48)に示すように、各Drの範囲のうち、受信電力PDAR（fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud）が最小となるDrを「Drmin」と表す。
なお、未使用の符号化ドップラ多重信号が複数ある場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、受信電力PDAR（fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr, nuc,nud）の代わりに、次式(49)のように、全ての未使用直交符号を用いた符号分離後の受信電力PallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr)を用いてもよい。
全ての未使用直交符号を用いた符号分離後の受信電力を求めることで、受信信号レベルが低い場合でも、折り返し処理の精度を向上できる。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、各Dr∈{-ceil(Loc×NDM/2),～, ceil(Loc×NDM/2)-1}の範囲においてPallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr)を算出し、PallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Dr)が最小となるDr（例えば、Drmin）を検出する。例えば、式(49)を用いる場合、以下では、次式(50)に示すように、各Drの範囲において最小となる受信電力を与えるDrを「Drmin」と表す。
また、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、DCI(nuc,nud)が割り当てられる未使用の符号化ドップラ多重信号を用いた符号分離後の最小受信電力PallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin)と、CFAR部２１１においてドップラシフト多重した各信号ピーク位置を合わせて電力加算した式(41)の受信電力PowerFT_comp(fb_cfar，fs_comp_cfar)とを比較して、折り返し判定の確からしさを判定（例えば、測定）する処理を行ってもよい。この場合、符号化ドップラ多重分離部２１２は、例えば、次式(51)及び式(52)に従って、折り返し判定の確からしさを判定してもよい。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarにおけるPowerFT_comp(fb，fs_comp_cfar)に所定値ThresholdDRを乗算した値よりも、DCI(nuc,nud)が割り当てられている未使用の符号化ドップラ多重信号を用いた符号分離後の最小受信電力PallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin)が小さい場合（例えば、式(51)）、折り返し判定が十分に確からしいと判定する。この場合、レーダ装置１０は、例えば、以降の処理（例えば、符号分離処理）を行ってもよい。
一方、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、PowerFT_comp(fb，fs_comp_cfar)に、ThresholdDRを乗算した値よりも、DCI(nuc,nud)が割り当てられている未使用の符号化ドップラ多重信号を用いた符号分離後の最小受信電力PallDAR(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin)が等しい又は大きい場合（例えば、式(52)）、折り返し判定の精度が十分ではなく、折り返し判定の信頼性が低い（例えば、ノイズ成分）と判定する。この場合、レーダ装置１０は、例えば、以降の処理（例えば、符号分離処理）を行わなくてもよい。
このような処理により、折り返し判定の判定誤りを低減でき、また、ノイズ成分を除去できる。なお、所定値ThresholdDRは、例えば、０から１未満の範囲に設定されてよい。一例として、ノイズ成分が含まれることを考慮すると、ThresholdDRは、0.1～0.5程度の範囲で設定されてもよい。
以上、折り返し処理の動作例について説明した。
＜（２）多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号のドップラ符号分離処理＞
符号化ドップラ多重分離部２１２は、折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号の符号化ドップラ多重分離処理を行う。
符号化ドップラ多重分離部２１２は、折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いた符号化ドップラ多重信号の符号化ドップラ多重分離処理を行う。
例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、次式(53)のように、折り返し判定処理における折り返し判定結果であるDrminに基づいて、式(43)を適用することにより、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信を行う。例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２は、次式(53)を用いた分離処理を行うことにより、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信を行う。折り返し判定処理にて、-1/(2Tr)以上、かつ、1/(2Tr)未満のドップラ範囲で、真のドップラ折り返し範囲であるインデックス（Drtrue）を判定できることから（例えば、Drmin＝Drtrueとなるように判定できることから）、符号化ドップラ多重分離部２１２においては、-1/(2Tr)以上、かつ、1/(2Tr)未満のドップラ範囲で、符号多重に使用された直交符号間の相関値をゼロとすることができ、符号多重信号間の干渉を抑圧した分離処理が可能となる。
ここで、Yz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin, ncm,ndm)は、第z番のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarの出力において、ドップラ範囲Drminのndm番目の符号化ドップラ多重信号VFTALLz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin, ndm)に対して、直交符号Codencmを用いて符号多重信号を符号分離した出力（例えば、符号化ドップラ多重分離結果）であり、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号を分離することができる。なお、z=1,～,Naであり、ncm=1,～,NCMである。
以上のような符号分離処理によって、レーダ装置１０は、ドップラ解析部２１０の折り返しが発生しないドップラ範囲±1/(2Loc×Tr)のLoc倍のドップラ範囲±1/(2Tr)までを想定した折り返し判定結果に基づいて、多重送信に用いたDCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号を分離受信できる。
また、DCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号は、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信されるため、送信アンテナ１０９の判定も可能となる。例えば、レーダ装置１０は、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信されたDCI(ncm,ndm)が割り当てられている符号化ドップラ多重信号を分離受信できる。
また、レーダ装置１０は、例えば、符号化ドップラ多重分離処理時に、符号要素毎のドップラ解析部２１０の出力に対して、ドップラ折り返しを含めたドップラ位相補正（例えば、ドップラ位相補正ベクトルα（fs_comp_cfar, Dr）による位相補正を行う。これらの位相補正は、fs_comp_cfarに対するドップラ成分候補における各ドップラ成分に応じた位相変化を補正することに対応している。このため、符号多重信号間における相互干渉は、例えば、ノイズレベル程度にまで低減可能である。例えば、レーダ装置１０では、符号間干渉を低減でき、レーダ装置１０における検出性能の劣化への影響を抑制できる。
以上、符号化ドップラ多重分離部２１２の動作例について説明した。
図１において、ドップラ多重分離部２１３は、例えば、Loc個のドップラ解析部２１０の出力にそれぞれ対応するドップラ多重分離部２１３－１～２１３－Locを有する。図１に示す例では、Loc=2であり、第１のドップラ多重分離部２１３（又は、ドップラ多重分離部２１３－１と表す）及び第２のドップラ多重分離部２１３（又は、ドップラ多重分離部２１３－２と表す）を備えてよい。
第１のドップラ多重分離部２１３は、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対する第１のドップラ解析部２１０（又は、ドップラ解析部２１０－１と表す）の出力を、方向推定部２１４に出力する。この際、第１のドップラ多重分離部２１３は、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力されるドップラ折り返し判定結果であるDrminを用いてよい。
例えば、図１に示す例では、第１のドップラ多重分離部２１３は、第１番目のドップラ解析部２１０（ドップラ解析部２１０－１）の出力VFTｚ
1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/NDM))を方向推定部２１４へ出力する。ここで、ndm_BFは、1,～, NDMの何れかであり、ndm_BF番目のドップラ多重信号が割り当てられた複数の送信アンテナ１０９は、例えば、上述した隣り合う配置の条件を満たす送信アンテナ１０９の組み合わせである。
第１のドップラ多重分離部２１３は、例えば、第１のドップラ解析部２１０の出力を用いて、円偏波の信号を分離する。これにより、第１のドップラ多重分離部２１３では、円偏波となる送信信号による反射波の受信信号が得られる。なお、z=1～Naである。
また、図１において、第２のドップラ多重分離部２１３は、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対する第２のドップラ解析部２１０（又は、ドップラ解析部２１０－２と表す）の出力を、方向推定部２１４に出力する。この際、第２のドップラ多重分離部２１３は、例えば、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力されるドップラ折り返し判定結果であるDrminを用いてよい。
例えば、図１に示す例では、第２のドップラ多重分離部２１３は、第２番目のドップラ解析部２１０（ドップラ解析部２１０－２）の出力VFTｚ
2（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/NDM))を方向推定部２１４へ出力する。ここで、ndm_BFは、1,…, NDMの何れかであり、ndm_BF番目のドップラ多重信号が割り当てられた複数の送信アンテナ１０９は、例えば、上述した隣り合う配置の条件を満たす送信アンテナ１０９の組み合わせである。
第２のドップラ多重分離部２１３は、例えば、第２のドップラ解析部２１０の出力を用いて、円偏波の信号を分離する。これにより、第２のドップラ多重分離部２１３では、円偏波となる送信信号による反射波の受信信号が得られる。なお、z=1～Naである。
また、第１のドップラ多重分離部２１３の出力である、円偏波となる送信信号による反射波の受信信号に対し、第２のドップラ多重分離部２１３では、第１のドップラ多重分離部２１３の出力に対応する円偏波の旋回方向と異なる旋回方向の円偏波となる送信信号に対応する反射波の受信信号となる。例えば、第１のドップラ多重分離部２１３の出力に対応する円偏波が左旋の円偏波である場合、第２のドップラ多重分離部２１３の出力に対応する円偏波は右旋の円偏波となる。また、例えば、第１のドップラ多重分離部２１３の出力に対応する円偏波が右旋の円偏波である場合、第２のドップラ多重分離部２１３の出力に対応する円偏波は左旋の円偏波となる。
以下、第１のドップラ多重分離部２１３の出力に対応する円偏波の旋回を基準とし、当該円偏波を「正旋の円偏波」と呼ぶ。第２のドップラ多重分離部２１３の出力に対応する円偏波は、正旋の円偏波の逆旋となることから、「逆旋の円偏波」と呼ぶ。
図１において、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対するドップラ折り返し判定結果Drminに基づいて、送信アンテナTx#[ncm,ndm]から送信された、DCI(ncm,ndm)が割り当てられた符号化ドップラ多重信号の分離受信信号Yz(fb_cfar，fs_comp_cfar，Drmin, ncm,ndm)に基づいて、ターゲットの方向推定処理（以下、「直線偏波に対する方向推定処理」と呼ぶ）を行う。
また、方向推定部２１４は、第１のドップラ多重分離部２１３から入力される第１のドップラ解析部２１０（図１では、ドップラ解析部２１０－１）からの出力に基づいて、ターゲットの方向推定処理（以下、「正旋円偏波に対する方向推定処理」と呼ぶ）を行う。
また、方向推定部２１４は、第２のドップラ多重分離部２１３から入力される第２のドップラ解析部２１０（図１では、ドップラ解析部２１０－２）からの出力に基づいて、ターゲットの方向推定処理（以下、「逆旋円偏波に対する方向推定処理」と呼ぶ）を行う。
方向推定部２１４における方向推定処理は、例えば、直線偏波に対する方向推定処理、正旋円偏波に対する方向推定処理、及び、逆旋円偏波に対する方向推定処理を含んでよい。以下、それぞれの方向推定処理について説明する。
＜直線偏波に対する方向推定処理＞
例えば、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２の出力に基づいて、次式(54)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）を生成し、方向推定処理を行う。
例えば、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２の出力に基づいて、次式(54)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）を生成し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。
方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）を用いて、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理を行う。
ここで、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、異なる直線偏波アンテナ（例えば、垂直偏波アンテナ及び水平偏波アンテナ）から送信された信号の反射波受信信号を含む。そのため、方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）から、所定の送信アンテナ１０９の偏波と受信アンテナ２０２の偏波との組み合わせとなる要素を抽出し、抽出した要素からなる仮想受信アレー相関ベクトルを用いて方向推定処理を行ってもよい。これにより、所定の送信アンテナ１０９の偏波及び受信アンテナ２０２の偏波毎の方向推定の結果を得ることができる。
＜正旋円偏波に対する方向推定処理＞
方向推定部２１４は、第１のドップラ多重分離部２１３から入力される第１のドップラ解析部２１０の出力に基づいて、次式(55)に示すような正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_comp_cfar）を生成し、ターゲットの正旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、第１のドップラ多重分離部２１３から入力される第１のドップラ解析部２１０の出力に基づいて、次式(55)に示すような正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_comp_cfar）を生成し、ターゲットの正旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
ここで、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、第１のドップラ解析部２１０の出力（例えば、VFTｚ
1（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/NDM))）に基づく、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信され、隣り合う異なる直線偏波の送信アンテナ１０９によってビーム送信され、円偏波送信された信号の反射波受信信号を含む。例えば、ビーム送信アンテナがNBF個ある場合(例えば、ndm_BF=1,～, NBFの場合)、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、NBF×Na個の要素を含む。方向推定部２１４は、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_comp_cfar）を用いて、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理を行ってよい。
＜逆旋円偏波に対する方向推定処理＞
方向推定部２１４は、第２のドップラ多重分離部２１３から入力される第２のドップラ解析部２１０の出力に基づいて、ターゲットの逆旋円偏波に対する方向推定処理を行う。方向推定部２１４は、例えば、次式(56)に示すような逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_comp_cfar）を生成し、ターゲットの逆旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、第２のドップラ多重分離部２１３から入力される第２のドップラ解析部２１０の出力に基づいて、ターゲットの逆旋円偏波に対する方向推定処理を行う。方向推定部２１４は、例えば、次式(56)に示すような逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_comp_cfar）を生成し、ターゲットの逆旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
ここで、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、第２のドップラ解析部２１０の出力（例えば、VFTｚ
2（fb_cfar, fs_comp_cfar+(NcodeFR(Drmin, ndm_BF)/NDM))）に基づく、同一のドップラ多重を用いて符号多重送信され、隣り合う異なる直線偏波の送信アンテナ１０９によってビーム送信され、円偏波送信された信号の反射波受信信号を含む。例えば、ビーム送信アンテナがNBF個ある場合(例えば、ndm_BF=1,～, NBFの場合)、逆旋仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、NBF×Na個の要素を含む。
方向推定部２１４は、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_comp_cfar）を用いて、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。
［アンテナの配置例１］
以下、アンテナ配置例を用いて、方向推定部２１４における、直線偏波に対する方向推定処理、正旋円偏波に対する方向推定処理及び逆旋円偏波に対する方向推定処理の例について説明する。
以下、アンテナ配置例を用いて、方向推定部２１４における、直線偏波に対する方向推定処理、正旋円偏波に対する方向推定処理及び逆旋円偏波に対する方向推定処理の例について説明する。
例えば、多重送信に用いる送信アンテナ数Nt=4の場合に、ドップラ多重数NDM=2、符号多重数NCM=2とし、符号長Loc=2の直交符号系列Code１=｛1，1｝、Code2=｛j，-j｝とし、符号化ドップラ多重数をNDOP_CODE(1)=2, NDOP_CODE(2)=2とする場合について説明する。なお、ビーム送信アンテナ数NBF=2とし、ビーム送信アンテナに用いるドップラ多重信号のインデックスとしてndm_BF=１及びndm_BF=２を用いる。
図１５では、例えば、レーダ装置１０において、水平方向に配置される４個の送信アンテナ１０９（Tx#1、Tx#2、Tx#3及びTx#4）は、左側のアンテナから、水平偏波（「H」と表す）の送信アンテナTx#[1, 1]、垂直偏波（「V」と表す）の送信アンテナTx#[2, 1]、水平偏波の送信アンテナTx#[1, 2]、垂直偏波の送信アンテナTx#[2, 2]である。
図１５では、左側から２つの隣り合う送信アンテナTx#1（Tx#[1, 1]）及びTx#2（Tx#[2, 1]）は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP1）を用いてレーダ送信信号を符号多重送信する。よって、図１５では、Tx#1及びTx#2によってビーム送信アンテナが形成され、円偏波が送信される。また、送信アンテナTx#1（Tx#[1, 1]）及びTx#2（Tx#[2, 1]）に対し、符号多重送信する際の符号間の位相差に応じて、送信周期毎に正旋円偏波あるいは逆旋の円偏波が切り替わり送信されてよい。
同様に、図１５では、右側から２つの隣り合う送信アンテナTx#3（Tx#[1, 2]）及びTx#4（Tx#[2, 2]）は、同一のドップラ多重（ドップラシフト量=DOP2）を用いてレーダ送信信号を符号多重送信する。よって、図１５では、Tx#3及びTx#4によってビーム送信アンテナが形成され、円偏波が送信される。また、送信アンテナTx#1（Tx#[1, 2]）及びTx#2（Tx#[2, 2]）に対し、符号多重送信する際の符号間の位相差に応じて、送信周期毎に正旋円偏波あるいは逆旋の円偏波が切り替わり送信されてよい。
図１５では、ビーム送信アンテナ数NBF=2である。以下では、図１５におけるTx#1及びTx#2によるビーム送信アンテナを「Tx#5」と表記することもある。また、図１５におけるTx#3及びTx#4によるビーム送信アンテナを「Tx#6」と表記することもある。例えば、Tx#5及びTx#6は、送信周期毎に正旋円偏波あるいは逆旋の円偏波が切り替わり送信されるアンテナと等価的に扱うことができる。
なお、ここでは、Tx#5及びTx#6は、送信周期毎に正旋あるいは逆旋の同じ旋回方向の円偏波を送信する符号を用いる場合について説明するが、これに限定されず、Tx#5及びTx#6は、異なる旋回方向の円偏波を用いてもよい。
また、図１５に示ように、受信アンテナ数Naは8個（例えば、Rx#1～Rx#8）であり、４種類の異なる偏波のアンテナを含む。図１５に示す例では、Rx#1及びRx#2は水平偏波(H)の受信アンテナであり、Rx#3及びRx#4は垂直偏波（V）の受信アンテナであり、Rx#5及びRx#6は正旋円偏波(C)の受信アンテナであり、Rx#7及びRx#8は逆旋円偏波(R)の受信アンテナを用いる。
なお、受信アンテナ数Naは、８個に限定されず、例えば、他の個数でもよい。また、受信アンテナ２０２に用いる偏波の種類も４種類に限定されず、３種類、２種類又は１種類でもよい。また、水平偏波及び垂直偏波に限らず、斜め方向に傾いた直線偏波、例えば±45°方向に傾いた偏波を用いてもよい。
例えば、隣り合うTx#1（Tx#[1, 1]）とTx#2（Tx#[2, 1]）とから等電力でレーダ送信信号が送信される場合、Tx#1及びTx#2の中点位置がビーム送信アンテナTx#5の位相中心となる（図１５の（ａ）に示す×印）。同様に、例えば、隣り合うTx#3（Tx#[1, 2]）とTx#4（Tx#[2, 2]）とから等電力でレーダ送信信号が送信される場合、Tx#3及びTx#4の中点位置がビーム送信アンテナTx#6の位相中心となる（図１５の（ａ）に示す×印）。
なお、ビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９から、レーダ送信信号を等電力で送信しない場合は、ビーム送信アンテナを構成する各送信アンテナ１０９の送信電力の比に応じた位置（各送信アンテナからの送信電力の重心位置）をサブアレーの位相中心としたビーム送信アンテナによる送信として扱うことができる。
図１５の（ａ）に示すような送信アンテナTx#1～Tx#4（例えば、Ntの送信アンテナ１０９）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8（例えば、Na個の受信アンテナ２０２）の配置から、図１５の（ｂ）に示すような仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#１～VA#32が構成される。
また、図１５の（ａ）において、正旋円偏波ビーム送信アンテナTx#5及びTx#6（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8の配置から、図１５の（ｃ）に示すような正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#16が構成される。正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#16は、例えば、VA#33～VA#48とも表される。
また、図１５の（ａ）において、逆旋円偏波ビーム送信アンテナTx#5及びTx#6（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8の配置から、図１５の（ｄ）に示すような逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#16が構成される逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#16は、例えば、VA#33～VA#48とも表される。逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#16は、それぞれ正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#16の配置と同じ配置となる。
ここで、仮想受信アンテナ（仮想受信アレー）の配置は、例えば、送信アレーアンテナを構成する送信アンテナ１０９の位置（例えば、給電点の位置）及び受信アレーアンテナを構成する受信アンテナ２０２の位置（例えば、給電点の位置）に基づいて、次式(57)のように表されてよい。
ここで、送信アレーアンテナを構成する送信アンテナ１０９（例えば、Tx#n）の位置座標を（XT_#n,YT_#n）（例えば、n=1,～, Nt+NBF）と表し、受信アレーアンテナを構成する受信アンテナ２０２（例えば、Rx#m）の位置座標を（XR_#m,YR_#m）（例えば、m=1,～, Na）と表し、仮想受信アレーアンテナを構成する仮想アンテナVA#kの位置座標を（XV_#k,YV_#k）（例えば、k=1,～, (Nt+NBF)×Na）と表す。
なお、式(57)では、例えば、VA#1を仮想受信アレーの位置基準（0,0）として表す。
図１５の（ｂ）は、図１５の（ａ）に示すTx#1～#4、及び、Rx＃1～＃8の配置を用いた場合の仮想受信アンテナ配置の例を示す。仮想受信アンテナは32アンテナ素子を含み、それぞれの配置をVA#1～VA#32として示す。
なお、各仮想受信アンテナにおける送信アンテナ偏波（例えば、Ｈ又はＶ）と受信アンテナ偏波（例えば、Ｈ、Ｖ、Ｃ又はＲ）との組み合わせはアンテナ毎に異なるため、「（送信アンテナ偏波／受信アンテナ偏波）」と記載する。例えば、水平偏波送信され、水平偏波受信された場合の仮想受信アンテナは、「Ｈ／Ｈ」と記載する。図１５の（ｃ）及び（ｄ）も同様に表記する。また、以降の表記もこれに準ずる。
図１５の（ａ）のTx#1～#4及び、Rx＃1～＃8の配置は、X軸上（図１５では横方向）の１次元配置であるため、仮想受信アンテナもそれぞれX軸上に配置される。なお、X軸上で重複する配置を含むため、図１５の（ｂ）では、縦方向にずらして記載するが、それぞれX軸上の位置に１次元的に配置される。図１５の（ｃ）及び（ｄ）も同様に表記する。また、以降の表記もこれに準ずる。
図１５の（ｃ）は、正旋円偏波送信されたビーム送信アンテナTx#5及び#6とRx＃1～＃8とを用いた場合の仮想受信アンテナ配置を示す。仮想受信アンテナは１６アンテナ素子（例えば、CA#1～CA#16）のアレー配置となる。なお、CA#1～CA#16はそれぞれVA＃33～VA＃48に対応する。
また、図１５の（ｄ）は、逆旋円偏波送信されたビーム送信アンテナTx#5及び#6とRx＃1～＃8とを用いた場合の仮想受信アンテナ配置を示す。仮想受信アンテナは、図１５の（ｃ）と同様の１６アンテナ素子（例えば、RA#1～RA#16）のアンテナ配置となる。なお、RA#1～RA#16はそれぞれVA＃33～VA#48に対応する。
このように、ビーム送信アンテナを用いた仮想受信アンテナ配置により、レーダ装置１０は、より多くの偏波を用いた送信が可能となる。また、送信アンテナ１０９の偏波と受信アンテナ２０２の偏波とを組み合わせることにより、同一偏波の送受信アンテナの組み合わせに加え、直交する偏波（「交差偏波」ともいう）の組み合わせ(例えば、水平偏波と垂直偏波の組み合わせ、あるいは左旋円偏波と右旋円偏波の組み合わせ)による受信信号を得ることができる。レーダ装置１０では、送受信の偏波の組み合わせにより、ターゲットの反射波の受信特性が変化することを利用して検出性能又は識別性能を向上できる。
＜直線偏波に対する方向推定処理＞
例えば、送受信とも水平偏波アンテナ（H）を用いた方向推定処理を行う場合、方向推定部２１４は、VA#1,VA#2,VA#17,VA#18からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、方向推定処理を行う。
例えば、送受信とも水平偏波アンテナ（H）を用いた方向推定処理を行う場合、方向推定部２１４は、VA#1,VA#2,VA#17,VA#18からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）は列ベクトルであり、これに含まれる第１番目の要素から第Ｎｔ×Ｎａ番目の要素は、仮想アンテナVA#1からVA#(Nt×Na)の受信信号を表す。例えば、方向推定部２１４は、VA#1,VA#2,VA#17,VA#18の受信信号に相当する仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_comp_cfar）の第１、第２、第１７、第１８の要素を抽出した部分的なアレー相関ベクトルを用いて到来方向推定を行う。抽出した部分的なアレー相関ベクトルをｈsub（fb_cfar, fs_comp_cfar）と表記する。また、ｈsub（fb_cfar, fs_comp_cfar）の次元数をNsubとする。
方向推定部２１４は、例えば、方向推定評価関数値PH（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）における方位方向θを規定された角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。方向推定部２１４は、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力する。
なお、方向推定評価関数値PH（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
例えば、ビームフォーマ法は次式(58)のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
ここで、式(58)において、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、asub(θu)は、方位方向θuの到来波に対する抽出した部分的な仮想受信アレーVA#1、VA#2、VA#17、VA#18の方向ベクトルを示す。例えば、VA#1,#2,#17,#18からなる仮想受信アンテナが等間隔DHで直線状に配置される場合、仮想受信アレーVA#1、VA#2、VA#17、VA#18の方向ベクトルは、次式(59)のように表すことができる。
また、方位方向θuは到来方向推定を行う方位範囲内を方位間隔β1で変化させたベクトルである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
また、式(58)において、Dcalは、部分的な仮想受信アレーVA#1,#2,#17,#18のアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数、及び、アンテナ間の素子間結合の影響を低減する係数を含むNsub次の行列である。仮想受信アレーのアンテナ間の結合が無視できる場合、Dcalは、対角行列となり、対角成分に送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数が含まれる。
また、例えば、送受信とも垂直偏波アンテナを用いる場合の方向推定処理を行う場合、方向推定部２１４は、VA#11,VA#12,VA#27,VA#28からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、上述した処理と同様の方向推定処理を行う。
また、例えば、方向推定部２１４は、交差偏波を用いる方向推定処理を行ってもよい。例えば、送信には垂直偏波アンテナを用いて、受信には水平偏波アンテナを用いる場合の方向推定処理を行う場合、方向推定部２１４は、VA#9,VA#10,VA#25,VA#26からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、上述した処理と同様の方向推定処理を行う。
以上のような送信の偏波アンテナと受信の偏波アンテナとの組み合わせに限らず、異なる組み合わせの送受偏波アンテナを組み合わせてもよい。
例えば、方向推定部２１４は、送信及び受信の偏波アンテナの組み合わせが同種である仮想受信アレーを用いる方向推定処理に限らず、送信及び受信の偏波アンテナの組み合わせが異なる仮想受信アレーを用いる方向推定処理を行ってもよい。例えば、方向推定部２１４は、VA#1～VA#32からなる符号化ドップラ多重分離部２１２の出力から得られるすべての仮想受信アンテナを抽出し、上述した処理と同様の方向推定処理を行ってもよい。この場合、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせ（例えば、H/V、H/C等）が含まれる受信信号を用いて方向推定処理を行うことにより、偏波に依存性が低い方向推定結果が得られる。また、方向推定部２１４は、すべての仮想受信アンテナを用いて方向推定処理を行うため、受信SNRが向上し、レーダ装置１０における検出性能を向上できる。また、利用可能な仮想受信アンテナの最大限の開口長を用いた方向推定処理を行うため、角度分解能も向上する。
方向推定部２１４は、例えば、上記のような送信及び受信とも同種の偏波アンテナを用いた方向推定処理と、異なる種類の偏波を組み合わせた方向推定処理とを行い、これら両方の方向推定結果を方向推定処理結果としてもよい。これにより、偏波に依存度の高い方向推定処理結果と、偏波の依存性が低い方向推定処理結果が得られる。このような方向推定処理の結果を、図に示していない物標識別処理部に入力し、物標の識別処理を行ってもよい。
＜正旋円偏波に対する方向推定処理＞
例えば、送受信とも正旋円偏波アンテナ（C）を用いる方向推定処理を行う場合、方向推定部２１４は、CA#5,CA#6,CA#13,CA#14からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、方向推定処理を行う。
例えば、送受信とも正旋円偏波アンテナ（C）を用いる方向推定処理を行う場合、方向推定部２１４は、CA#5,CA#6,CA#13,CA#14からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、方向推定処理を行う。
正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_comp_cfar）は列ベクトルであり、これに含まれる第１番目の要素から第NBF×Na番目の要素は、仮想アンテナVA#(Nt×Na+1)からVA#(Nt+NBF)×Naの受信信号、あるいは、CA#1～CA#（NBF×Na）の受信信号を表す。例えば、方向推定部２１４は、CA#5,CA#6,CA#13,CA#14の受信信号に相当する正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_comp_cfar）の第５、第６、第１３、第１４の要素を抽出した部分的なアレー相関ベクトルを用いて到来方向推定を行う。抽出した部分的なアレー相関ベクトルをｈc1sub（fb_cfar, fs_comp_cfar）と表記する。また、ｈc1sub（fb_cfar, fs_comp_cfar）の次元数をN c1subとする。
方向推定部２１４は、例えば、方向推定評価関数値PHc1（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）における方位方向θを規定された角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。方向推定部２１４は、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力する。
なお、方向推定評価関数値PHc1（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
例えば、ビームフォーマ法は次式(60)のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
また、ac1sub (θu)は、方位方向θuの到来波に対する抽出した部分的な仮想受信アレーCA#5,CA#6,CA#13,CA#14の方向ベクトルを示す。
また、Dc1calは、部分的な仮想受信アレーCA#5,CA#6,CA#13,CA#14のアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数及びアンテナ間の素子間結合の影響を低減する係数を含むN c1sub次の行列である。仮想受信アレーのアンテナ間の結合が無視できる場合、D c1calは、対角行列となり、対角成分に送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数が含まれる。
また、例えば、方向推定部２１４は、交差偏波を用いる方向推定処理を行ってもよい。例えば、送信には正旋円偏波アンテナを用いて、受信には逆旋円偏波アンテナを用いる場合の方向推定処理を行う場合、方向推定部２１４は、CA#7,CA#8,CA#15,CA#16からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、上述した処理と同様の方向推定処理を行う。
例えば、方向推定部２１４は、送信及び受信の偏波アンテナの組み合わせが同種である仮想受信アレーを用いる方向推定処理に限らず、送信及び受信の偏波アンテナの組み合わせが異なる仮想受信アレーを用いる方向推定処理を行ってもよい。例えば、方向推定部２１４は、CA#1～CA#16からなる第１のドップラ多重分離部２１３の出力から得られるすべての仮想受信アンテナを抽出し、上述した処理と同様の方向推定処理を行ってもよい。この場合、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせ（例えば、C/H、C/V等）が含まれる受信信号を用いて方向推定処理を行うことにより、偏波に依存性が低い方向推定結果が得られる。また、方向推定部２１４は、すべての仮想受信アンテナを用いて方向推定処理を行うため、受信SNRが向上し、レーダ装置１０における検出性能を向上できる。また、利用可能な仮想受信アンテナの最大限の開口長を用いた方向推定処理を行うため、角度分解能も向上する。
方向推定部２１４は、例えば、上記のような送信及び受信とも同種の偏波アンテナを用いる方向推定処理と、異なる種類の偏波を組み合わせた方向推定処理とを行い、これら両方の方向推定結果を方向推定処理結果としてもよい。これにより、偏波に依存度の高い方向推定処理結果と、偏波の依存性が低い方向推定処理結果が得られる。このような方向推定処理の結果を、図に示していない物標識別処理部に入力し、物標の識別処理を行ってもよい。
＜逆旋円偏波に対する方向推定処理＞
例えば、送受信とも逆旋円偏波アンテナを用いる方向推定処理を行う場合、方向推定部２１４は、RA#7,RA#8,RA#15,RA#16からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、方向推定処理を行う。
例えば、送受信とも逆旋円偏波アンテナを用いる方向推定処理を行う場合、方向推定部２１４は、RA#7,RA#8,RA#15,RA#16からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、方向推定処理を行う。
逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_comp_cfar）は列ベクトルであり、これに含まれる第１番目の要素から第NBF×Na番目の要素は、仮想アンテナVA#(Nt×Na+1)からVA#(Nt+NBF)×Naの受信信号、あるいは、RA#1～RA#（NBF×Na）の受信信号を表す。例えば、方向推定部２１４は、RA#7,RA#8,RA#15,RA#16の受信信号に相当する逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_comp_cfar）の第7、第8、第15、第16の要素を抽出した部分的なアレー相関ベクトルを用いて到来方向推定を行う。抽出した部分的なアレー相関ベクトルをｈc2sub（fb_cfar, fs_comp_cfar）と表記する。また、ｈc2sub（fb_cfar, fs_comp_cfar）の次元数をNc2subとする。
方向推定部２１４は、例えば、方向推定評価関数値PHc2（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）における方位方向θを規定された角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。方向推定部２１４は、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力する。
なお、方向推定評価関数値PHc2（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
例えば、ビームフォーマ法は次式(61)のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
また、ac2sub (θu)は、方位方向θuの到来波に対する抽出した部分的な仮想受信アレーRA#7,RA#8,RA#15,RA#16の方向ベクトルを示す。
また、Dc2calは、部分的な仮想受信アレーRA#7,RA#8,RA#15,RA#16のアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数及びアンテナ間の素子間結合の影響を低減する係数を含むN c2sub次の行列である。仮想受信アレーのアンテナ間の結合が無視できる場合、D c2calは、対角行列となり、対角成分に送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正係数が含まれる。
また、例えば、方向推定部２１４は、交差偏波を用いた方向推定処理を行ってもよい。例えば、送信には逆旋円偏波アンテナを用いて、受信には正旋円偏波アンテナを用いる場合の方向推定処理を行う場合、方向推定部２１４は、RA#5,RA#6,RA#13,RA#14からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、上述した処理と同様の方向推定処理を行う。
例えば、方向推定部２１４は、送信及び受信の偏波アンテナの組み合わせが同種である仮想受信アレーを用いる方向推定処理に限らず、送信及び受信の偏波アンテナの組み合わせが異なる仮想受信アレーを用いる方向推定処理を行ってもよい。例えば、方向推定部２１４は、RA#1～RA#16からなる第２のドップラ多重分離部２１３の出力から得られるすべての仮想受信アンテナを抽出し、上述した処理と同様の方向推定処理を行ってもよい。この場合、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせ（例えば、R/H、R/V等）が含まれる受信信号を用いて方向推定処理を行うことにより、偏波に依存性が低い方向推定結果が得られる。また、方向推定部２１４は、すべての仮想受信アンテナを用いて方向推定処理を行うため、受信SNRが向上し、レーダ装置１０における検出性能を向上できる。また、利用可能な仮想受信アンテナの最大限の開口長を用いた方向推定処理を行うため、角度分解能も向上する。
方向推定部２１４は、例えば、上記のような送信及び受信とも同種の偏波アンテナを用いる方向推定処理と、異なる種類の偏波を組み合わせた方向推定処理とを行い、これら両方の方向推定結果を方向推定処理結果としてもよい。これにより、偏波に依存度の高い方向推定処理結果と、偏波の依存性が低い方向推定処理結果が得られる。このような方向推定処理の結果を、図に示していない物標識別処理部に入力し、物標の識別処理を行ってもよい。
以上、逆旋円偏波に対する方向推定処理の例について説明した。
また、方向推定部２１４は、例えば、第１及び第２のドップラ多重分離部２１３の出力を用いて、方向推定処理を行ってもよい。
例えば、送受信とも正円偏波アンテナ（例えば、C/C）、及び、送受信とも逆旋円偏波アンテナ（例えば、R/R）を用いる場合、方向推定部２１４は、第１のドップラ多重分離部２１３の出力からCA#5,CA#6,CA#13,CA#14からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、第２のドップラ多重分離部２１３の出力からRA#7,RA#8,RA#15,RA#16からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、抽出したそれぞれの部分的なアレー相関ベクトルをｈc1sub（fb_cfar, fs_comp_cfar）及びｈc2sub（fb_cfar, fs_comp_cfar）を用いて方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、例えば、方向推定評価関数値PHc12（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）における方位方向θを規定された角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。方向推定部２１４は、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力する。
なお、方向推定評価関数値PHc12（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
例えば、ビームフォーマ法は次式(62)のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
また、例えば、方向推定部２１４は、送受信が交差偏波となる円偏波アンテナの組み合わせ（例えば、C/R及びR/C）を用いる場合、第１のドップラ多重分離部２１３の出力からCA#7,CA#8,CA#15,CA#16からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、第２のドップラ多重分離部２１３の出力からRA#5,RA#6,RA#13,RA#14からなる４つの仮想受信アンテナを抽出し、抽出したそれぞれの部分的なアレー相関ベクトルをｈc1sub（fb_cfar, fs_comp_cfar）及ぶｈc2sub（fb_cfar, fs_comp_cfar）を用いて、同様な方向推定処理を行う。
このように、方向推定部２１４は、第１及び第２のドップラ多重分離部２１３の出力を用いて、方向推定処理する場合、より多くの仮想アンテナを用いることができ、受信SNRが改善し、レーダ装置１０における物標の検出性能を向上できる。
また、方向推定部２１４は、符号化ドップラ多重分離部２１２の出力、及び、第１及び第２のドップラ多重分離部２１３の何れかあるいは両者の出力を用いて、方向推定処理を行ってもよい。
例えば、方向推定部２１４は、VA#1～#32からなる符号化ドップラ多重分離部２１２の出力から得られるすべての仮想受信アンテナを抽出し、CA#1～CA#16からなる第１のドップラ多重分離部の出力から得られるすべての仮想受信アンテナを抽出し、RA#1～RA#16からなる第２のドップラ多重分離部２１３の出力から得られるすべての仮想受信アンテナを抽出し、抽出したそれぞれの部分的なアレー相関ベクトルをｈsub（fb_cfar, fs_comp_cfar）、ｈc1sub（fb_cfar, fs_comp_cfar）及ぶｈc2sub（fb_cfar, fs_comp_cfar）を用いて方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、例えば、方向推定評価関数値PHall（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）における方位方向θを規定された角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。方向推定部２１４は、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値（例えば、測位出力）として出力する。
なお、方向推定評価関数値PHall（θ, fb_cfar, fs_comp_cfar）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
例えば、ビームフォーマ法は次式(63)のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
上記の場合、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせを含む受信信号を用いて方向推定処理を行うことにより、偏波に依存性が低い方向推定結果が得られる。また、方向推定部２１４は、すべての仮想受信アンテナを用いて方向推定処理を行うため、受信SNRが向上し、レーダ装置１０における検出性能を向上できる。また、利用可能な仮想受信アンテナの最大限の開口長を用いた方向推定処理を行うため、角度分解能も向上する。より多くの仮想アンテナを用いることができ、受信SNRが改善し、物標の検出性能を高めることができる。
ここで、例えば、水平偏波、垂直偏波、正旋円偏波及び逆旋円偏波の４偏波に対して、それぞれ２送信MIMOを構成するには、既存の方法では８個の送信アンテナを用いる。これに対して、本実施の形態では、４偏波に対してそれぞれ２送信MIMOを構成するには、４個の送信アンテナ１０９を用いることで実現でき、送信アンテナ数を削減する効果が得られる。また、本実施の形態において、ドップラ多重信号に対して符号多重送信するため、送信時間の短縮が図れる。例えば、４個の送信アンテナを時分割で切り替える場合と比較して、送信時間を半減する効果も得られる。
また、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせが含まれる受信信号を用いて方向推定処理を行ってもよい。この場合、偏波に依存性が低い方向推定結果が得られ、より多くの仮想アンテナを用いた方向推定処理を行うことで、受信SNRが向上するため、レーダ装置１０における検出性能を向上できる。また、利用可能な仮想受信アンテナの最大限の開口長を用いた方向推定処理を行うため、角度分解能も向上する。例えば、すべての仮想受信アンテナを用いて方向推定処理を行う場合、最大（Nt×Na+2×NBF×Na）個の仮想受信アンテナを利用することができ、Nt×Na個よりも多くの仮想受信アンテナを利用することができる。
また、方向推定部２１４は、例えば、上記のような送信及び受信とも同種の偏波アンテナを用いた方向推定処理と、異なる種類の偏波を組み合わせた方向推定処理とを行い、これら両方の方向推定結果を方向推定処理結果としてもよい。これにより、偏波に依存度の高い方向推定処理結果と、偏波の依存性が低い方向推定処理結果が得られる。このような方向推定処理の結果を、図に示していない物標識別処理部に入力し、物標の識別処理を行ってもよい。
方向推定部２１４は、例えば、各偏波の組み合わせ毎の方向推定結果とともに、測位結果として、距離インデックスfb_cfarに基づく距離情報、及び、ターゲットのドップラ周波数判定結果（符号化ドップラ多重分離部２１２におけるドップラ折り返し判定処理結果）に基づくターゲットのドップラ速度情報を出力してもよい。
なお、位相回転量として、例えば、式(5)を用いる場合、ドップラ周波数情報は、符号化ドップラ多重分離部２１２におけるドップラ折り返し判定処理結果であるDrminを用いて、次式(64)のように拡張した範囲で算出可能となる。
また、位相回転量として、例えば、式(6)を用いる場合、ドップラ周波数情報は、ドップラ折り返し判定処理結果であるDrminを用いて、次式(65)のように拡張した範囲で算出可能となる。
なお、ドップラ周波数情報は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ターゲットのドップラ折り返し判定結果であるDrminを用いてドップラ周波数インデックスfoutを相対速度成分vd(fout)に変換するには、次式(66)を用いてもよい。ここで、λは送信無線部（図示せず）から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長（チャープ信号を用いる場合は、チャープ信号の中心周波数における波長を用いる。）である。また、Δfは、ドップラ解析部２１０におけるFFT処理でのドップラ周波数間隔である。例えば、本実施の形態では、Δf=1/{Ncode×Loc×Tr}である。
なお、上述したアンテナの配置例において、４種類の偏波受信アンテナを用いた配置例を示したが、これに限定されず、例えば、２種類の偏波受信アンテナを用いてもよい。この場合、例えば、円偏波（右旋偏波、左旋偏波)あるいは異なる直線偏波（例えば、水平あるいは、垂直偏波）のうち、２種類の偏波受信アンテナを含む。
または、１種類の偏波受信アンテナを用いてもよい。この場合、例えば、円偏波（右旋偏波、左旋偏波)あるいは異なる直線偏波（例えば、水平あるいは、垂直偏波）のうち、１種類の偏波受信アンテナを含む。
以下、受信アンテナ２０２の偏波を２種類とした場合、及び１種類とした場合の配置例について説明する。
［アンテナの配置例２］
図１６は、受信アンテナ２０２の偏波を２種類（例えば、C及びR）とする場合のアンテナ配置例を示す。
図１６は、受信アンテナ２０２の偏波を２種類（例えば、C及びR）とする場合のアンテナ配置例を示す。
図１６の（ａ）に示すように、送信アンテナTx#1～Tx#4（例えば、Nt個の送信アンテナ１０９）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8（例えば、Na個の受信アンテナ）の配置から、図１６の（ｂ）に示すような仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#1～VA#32が構成される。
また、図１６の（ａ）において、正旋円偏波ビーム送信アンテナTx#5及びTx#6（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8の配置から、図１６の（ｃ）に示すような正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#16が構成される。正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#16は、例えば、VA#33～VA#48とも表される。
また、図１６の（ａ）において、逆旋円偏波ビーム送信アンテナTx#5及びTx#6（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8の配置から、図１６の（ｄ）に示すような逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#16が構成される。逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#16は、例えば、VA#33～VA#48とも表される。逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#16は、それぞれ正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#16の配置と同じ配置となる。
なお、図１６の（ｂ）～（ｄ）は、X軸上（図１６では横方向）で重複する配置を含むため、図１６の（ｂ）～（ｄ）では、縦方向にずらして記載するが、それぞれX軸上の位置に１次元的に配置される。また、各仮想受信アンテナにおける送信アンテナ偏波と受信アンテナ偏波との組み合わせはアンテナ毎に異なるため、（送信アンテナ偏波／受信アンテナ偏波）と記載している。例えば、水平偏波送信され、正旋円偏波偏波受信される場合の仮想受信アンテナは、「Ｈ／Ｃ」と記載する。
また、図１６の（ａ）では、一例として、受信アンテナ２０２に正旋円偏波アンテナ及び逆旋円偏波アンテナが含まれる場合について説明したが、受信アンテナ２０２に含まれる偏波アンテナの種類、及び、組み合わせは、これに限定されず、他の偏波アンテナの種類、及び、組み合わせが適用されてもよい。
［アンテナの配置例３］
図１７は、受信アンテナ２０２の偏波を１種類（例えば、C）とする場合のアンテナ配置例を示す。
図１７は、受信アンテナ２０２の偏波を１種類（例えば、C）とする場合のアンテナ配置例を示す。
図１７の（ａ）に示すように、送信アンテナTx#1～Tx#4（例えば、Nt個の送信アンテナ１０９）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8（例えば、Na個の受信アンテナ）の配置から、図１７の（ｂ）に示すような仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#１～VA#32が構成される。
また、図１７の（ａ）において、正旋円偏波ビーム送信アンテナTx#5及びTx#6（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8の配置から、図１７の（c）に示すような正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#16が構成される。正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#16は、例えば、VA#33～VA#48とも表される。
また、図１７の（ａ）において、逆旋円偏波ビーム送信アンテナTx#5及びTx#6（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8の配置から、図１７の（ｄ）に示すような逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#16が構成される。逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#16は、例えば、VA#33～VA#48とも表される。逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#16は、それぞれ正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#16の配置と同じ配置となる。
なお、図１７の（ｂ）は、X軸上（図１７では横方向）で重複する配置を含むため、図１７の（ｂ）では縦方向にずらして記載するが、それぞれX軸上の位置に１次元的に配置される。また、各仮想受信アンテナにおける送信アンテナ偏波と受信アンテナ偏波との組み合わせはアンテナ毎に異なるため、（送信アンテナ偏波／受信アンテナ偏波）と記載する。例えば、水平偏波送信され、垂直偏波受信された場合の仮想受信アンテナは、「Ｈ／Ｖ」と記載する。
なお、図１７の（ａ）では、一例として、受信アンテナ２０２に正旋円偏波アンテナが含まれる場合について説明したが、受信アンテナ２０２に含まれる偏波アンテナの種類は、これに限定されず、他の偏波アンテナの種類が適用されてもよい。
ここで、上述したアンテナ配置例１～３は、送受信アンテナの偏波が同一となる仮想受信アンテナが均一間隔ＤＨ（例えばＤＨ＝0.5波長間隔）で配置される例について説明した。しかし、このような配置に限定されず、送受信アンテナの偏波が同一となる仮想受信アンテナの配置の一部に、間隔ＤＨ（例えばＤＨ＝0.5波長間隔）が含まれるように配置してもよい。このような配置となるアンテナ配置例について、以下、説明をする。
［アンテナの配置例４］
図１８は、送受信アンテナの偏波が同一となる仮想受信アンテナの配置の一部に、間隔ＤＨ（例えばＤＨ＝0.5波長間隔）が含まれる配置を示す。
図１８は、送受信アンテナの偏波が同一となる仮想受信アンテナの配置の一部に、間隔ＤＨ（例えばＤＨ＝0.5波長間隔）が含まれる配置を示す。
図１８の（ａ）に示すように、送信アンテナTx#1～Tx#4（例えば、Nt個の送信アンテナ１０９）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#4（例えば、Na個の受信アンテナ）の配置から、図１８の（ｂ）に示すように仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#１～VA#16が構成される。
また、図１８の（ａ）において、正旋円偏波ビーム送信アンテナTx#5及びTx#6（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8の配置から、図１８の（c）に示すような正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#8が構成される。正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA8#は、例えば、VA#17～VA#24とも表される。
また、図１８の（ａ）において、逆旋円偏波ビーム送信アンテナTx#5及びTx#6（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#8の配置から、図１８の（ｄ）に示すような逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#8が構成される。逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#8は、例えば、VA#17～VA#24とも表される。逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#8は、それぞれ正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#8の配置と同じ配置となる。
なお、図１８の（ｂ）は、X軸上（図１８では横方向）で重複する配置を含むため、図１８の（ｂ）では縦方向にずらして記載するが、それぞれX軸上の位置に１次元的に配置される。また、各仮想受信アンテナにおける送信アンテナ偏波と受信アンテナ偏波との組み合わせはアンテナ毎に異なるため、（送信アンテナ偏波／受信アンテナ偏波）と記載する。例えば、水平偏波送信され、垂直偏波受信された場合の仮想受信アンテナは、「Ｈ／Ｖ」と記載する。
図１８の（ａ）に示すようにビーム送信アンテナTx#5,Tx#6の間隔は間隔２ＤＨ（例えばＤＨ＝0.5波長間隔の場合、１波長）に設定され、受信アンテナRx#1～Rx#4の間隔は間隔３ＤＨ（例えばＤＨ＝0.5波長間隔の場合、１.５波長）に設定される。これにより、図１８の（c）に示す正旋円偏波仮想受信アンテナ配置、及び、図１８の（ｄ）に示す逆旋円偏波仮想受信アンテナ配置には、間隔ＤＨ及び間隔２ＤＨを含む仮想受信アンテナ配置が得られる。これにより、正旋円偏波及び逆旋円偏に対する方向推定は、間隔２Ｄを含む仮想受信アンテナ配置となり開口長を拡大しつつ、間隔ＤＨを含むことから、角度分解能を高めつつ、グレーティングローブの抑圧も可能な配置となる。
アンテナ配置例４では、ビーム送信アンテナTx#5,Tx#6は、複数の送信アンテナ１０９を用いてビーム送信するため、１波長程度以上の間隔となる。このため、ビーム送信アンテナの間隔に対して、受信アンテナ２０２の間隔の差分が間隔ＤＨとなるアンテナ配置により、正旋円偏波仮想受信アンテナ配置及び逆旋円偏波仮想受信アンテナ配置には間隔ＤＨを含み間隔ＤＨよりも広い間隔を含む仮想受信アンテナ配置が得られる。これにより、正旋円偏波及び逆旋円偏に対する方向推定では、開口長を拡大し、また、間隔ＤＨを含むことから、角度分解能を向上でき、グレーティングローブを抑圧できる。
なお、上述した配置例は、仮想受信アンテナが、例えば、水平方向に一次元的に並ぶ配置としたが、このような配置に限定されず、水平方向及び垂直方向を含む２次元平面上に配置される送受信アンテナを用いてもよい。このような配置を用いることで、物標の方向推定処理として、例えば、水平方向及び垂直方向の２次元的な方向推定結果を得ることができる。
また、ＤＨは、０．５波長に限らず、例えば、０．４５波長～０．８波長程度（例えば、0.45λ～0.8λの範囲の何れかの値）に設定されてよい。
以上、アンテナ配置例について説明した。
以上のように、本実施の形態では、レーダ装置１０は、各送信周期において、複数の送信アンテナ１０９のうち少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９である水平偏波アンテナと垂直偏波アンテナとの間の位相が９０°又は－９０°異なる位相回転量（例えば、直交符号系列に対応する位相回転量）が付与されたレーダ送信信号を複数の送信アンテナ１０９から多重送信する。
これにより、少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９から送信された信号に対応する、送信周期毎の受信信号は、各送信アンテナ１０９に対応する直線偏波（例えば、水平偏波又は垂直偏波）と異なる円偏波（例えば、正旋円偏波又は逆旋円偏波）で送信されたレーダ送信信号に対応する受信信号とみなすことができる。このため、レーダ装置１０は、例えば、直線偏波アンテナである複数の送信アンテナ１０９を用いて、直線偏波に加え、円偏波を用いた多重送信が可能となる。
よって、本実施の形態によれば、例えば、垂直偏波及び水平偏波に加え、左旋円偏波及び右旋円偏波４種類の偏波を送信する場合でも、使用する送信アンテナ１０９の増加を抑えて、レーダ装置１０における物標の検知精度を向上できる。
なお、本実施の形態において用いる符号Code１及びCode２は、送信アンテナ１０９間の位相偏差が予め補正される場合の符号を表している。従って、各送信アンテナ１０９の給電点における位相差は、各送信アンテナ１０９に付与された符号Code１及びCode２の符号要素間の位相差となる。ここで、レーダ装置１０がCode１=｛OC１(1), OC１(2)｝、Code２=｛OC２(1), OC２(2)｝を用いて送信を行う場合、各符号要素間の位相差は、angle[OC2(1)]-angle[OC１(1)]及びangle[OC2(2)]-angle[OC１(2)]で与えられる。従って、本実施の形態において、レーダ装置１０が、２個の送信アンテナ１０９から同一のドップラ多重信号を用いて、符号長Loc=2からなるNCM=2の直交符号系列として、例えば、Code１=｛1, 1｝とCode２=｛ｊ, -ｊ｝を用いて送信する場合、２個の送信アンテナ１０９の給電点間の位相差は、angle[OC2(1)]-angle[OC１(1)]＝90°及び、angle[OC2(2)]-angle[OC１(2)]＝-90°となり、送信周期毎に２個の送信アンテナ１０９の給電点間の位相差は、90°あるいは-90°となる。
同様に、本実施の形態において、レーダ装置１０が、２個の送信アンテナ１０９から同一のドップラ多重信号を用いて、符号長Loc=2からなるNCM=2の直交符号系列として、例えば、Code１=｛A, B｝、Code２=｛-j×A, j×B｝を用いて送信する場合、２個の送信アンテナ１０９の給電点間の位相差は、angle[OC2(1)]-angle[OC１(1)]＝-90°及び、angle[OC2(2)]-angle[OC１(2)]＝90°となり、送信周期毎に２個の送信アンテナ１０９の給電点間の位相差は、90°あるいは-90°となる。
同様に、本実施の形態において、レーダ装置１０が、２個の送信アンテナ１０９から同一のドップラ多重信号を用いて、符号長Loc=2からなるNCM=2の直交符号系列として、例えば、Code１=｛A, B｝、Code２=｛exp(jξ)×A, - exp(jξ)×B｝を用いて送信する場合、２個の送信アンテナ１０９の給電点間の位相差は、angle[OC2(1)]-angle[OC１(1)]＝ξ及び、angle[OC2(2)]-angle[OC１(2)]＝-ξとなり、送信周期毎に２個の送信アンテナの給電点間の位相差は、ξあるいは-ξとなる。ここで、例えば、ξはπ/6～5π/6ラジアン(=30°～150°)の範囲を用いてよい。以降の変形例１及び変形２おいても同様である。
（実施の形態１の変形例１）
実施の形態１において、ドップラ多重数ＮＤＭ＝１とし、ドップラ多重を用いずに、符号多重を用いてＭＩＭＯ多重送信を行ってもよい。
実施の形態１において、ドップラ多重数ＮＤＭ＝１とし、ドップラ多重を用いずに、符号多重を用いてＭＩＭＯ多重送信を行ってもよい。
図１９は、実施の形態１の変形例１に係るレーダ装置１０ａの構成例を示す。実施の形態１の変形例１では、ドップラ多重を用いない構成であるため、図１のレーダ装置１０の構成から、ドップラ多重の送信動作及び受信動作に関する構成（例えば、ドップラシフト設定部１０６、符号化ドップラ多重分離部２１２）を除き、符号化ドップラ多重分離部２１２の代わりに、符号多重分離部２１５を備える構成となる。
また、図１９の例では、レーダ装置１０ａにおいて、ドップラ多重数ＮＤＭ＝１とし、符号長２の符号で符号多重を行う。このため、図１９では、送信アンテナ数Ｎｔ＝２の構成となる。送信アンテナ１０９は、例えば、異なる直線偏波アンテナ（例えば、水平偏波及び垂直偏波アンテナ）を用いることにより、実施の形態１と同様に、符号多重送信してよい。これにより、レーダ装置１０ａは、異なる直線偏波アンテナ（例えば、水平偏波及び垂直偏波アンテナ）の受信信号に加え、符号多重時のビーム送信では、正旋円偏波及び逆旋円偏波となる送信が可能となり、正旋円偏波及び逆旋円偏波の受信信号を得られる。
この場合、レーダ装置１０ａでは、異なる直線偏波アンテナ（例えば、水平偏波及び垂直偏波アンテナ）、正旋円偏波及び逆旋円偏波となるビーム送信アンテナの構成となり、それぞれの偏波毎に１個の送信アンテナの構成となり、受信アンテナ２０２を複数Ｎａ個備える場合、それぞれの偏波毎に１×Ｎａ個の仮想受信アンテナが得られるＳＩＭＯ（Single in multiple output）構成となる。
以下、図１９に示すレーダ装置１０ａの各構成部の動作例について説明する。
図１９に示すレーダ装置１０ａにおいて、レーダ送信部１００ａの動作は、ドップラ多重数ＮＤＭ＝１、第１番目のドップラシフト量DOP１を付与する位相回転量φ1 =0、NDOP_CODE(1)=NCM=2,送信アンテナ数Ｎｔ＝２とした場合の実施の形態１の動作と同様であるため、その動作の説明を省略する。
次に、図１９に示すレーダ装置１０ａのレーダ受信部２００ａの動作例について説明する。
受信アンテナ２０２からアンテナ系統処理部２０１までの各構成部の動作は、実施の形態１の動作と同様であるため、その動作の説明を省略する。
CFAR部２１１は、ドップラ多重送信されないため(例えば、ドップラ多重数ＮＤＭ＝１)、ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いない場合の動作を行う。
符号多重分離部２１５は、CFAR部２１１の出力（ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いない場合の出力）である距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、ドップラ解析部２１０の出力を用いて、符号多重送信された信号を分離する。符号多重分離部２１５は、符号多重信号の分離受信信号を、方向推定部２１４に出力する。
例えば、符号多重分離部２１５は、次式(67)のように、多重送信に用いる符号の複素共役を乗算することで符号多重信号の分離受信を行う。符号多重信号の分離受信信号Yz(fb_cfar，fs_cfar，ncm)は、方向推定部２１４に出力される。
ここで、Yz(fb_cfar，fs_cfar，ncm)は、第z番のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarの出力であるVFTALLz(fb_cfar，fs_cfar)に対して、送信時に直交符号Codencmを用いて符号多重信号を分離した出力である。なお、z=1,～,Naであり、ncm=1,～,NCMである。
ここで、ドップラ位相補正ベクトルα(fs_cfar)は、次式(68)のように表される。式(68)に示すドップラ位相補正ベクトルα(fs_cfar)は、例えば、第１番のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
1（fb_cfar, fs_comp_cfar）のドップラ解析時間を基準として、第２番のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
2（fb_cfar, fs_comp_cfar）におけるTrの時間遅れにより生じるドップラ周波数インデックスfs_cfarのドップラ成分での位相回転を補正するドップラ位相補正係数を要素とするベクトルである。
また、式(67)に示すVFTALLz（fb_cfar, fs_cfar）は、例えば、次式(69)のように、第ｚ番のアンテナ系統処理部２０１における2個のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
noc（fb, fs）のうち、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarに基づいて抽出した成分をベクトル形式で表した値である。ただし、noc=1,2である。
図１９において、方向推定部２１４は、符号多重分離部２１５から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfarに対する符号多重信号の分離受信信号Yz(fb_cfar，fs_cfar，ncm)に基づいてターゲットの方向推定処理（以下、直線偏波に対する方向推定処理と呼ぶ）を行う。
また、方向推定部２１４は、第１のドップラ解析部２１０（図１９では、ドップラ解析部２１０－１）からの出力に基づいて、ターゲットの方向推定処理（以下、正旋円偏波に対する方向推定処理と呼ぶ）を行う。
また、方向推定部２１４は、第２のドップラ解析部２１０（図１９では、ドップラ解析部２１０－２）からの出力に基づいて、ターゲットの方向推定処理（以下、逆旋円偏波に対する方向推定処理と呼ぶ）を行う。
方向推定部２１４における方向推定処理は、例えば、直線偏波に対する方向推定処理、正旋円偏波に対する方向推定処理、及び、逆旋円偏波に対する方向推定処理を含んでよい。以下、それぞれの方向推定処理について説明する。
＜直線偏波に対する方向推定処理＞
例えば、方向推定部２１４は、符号多重分離部２１５の出力に基づいて、次式(70)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、方向推定処理を行う。
例えば、方向推定部２１４は、符号多重分離部２１５の出力に基づいて、次式(70)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。
方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）を用いて、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定処理を行う。
ここで、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）は、異なる直線偏波アンテナ（例えば、垂直偏波アンテナ及び水平偏波アンテナ）から送信された信号の反射波受信信号を含む。そのため、方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）から、所定の送信アンテナ１０９の偏波と受信アンテナ２０２の偏波との組み合わせとなる要素を抽出し、抽出した要素からなる仮想受信アレー相関ベクトルを用いて方向推定処理を行ってもよい。これにより、所定の送信アンテナ１０９の偏波及び受信アンテナ２０２の偏波毎の方向推定の結果を得ることができる。
＜正旋円偏波に対する方向推定処理＞
方向推定部２１４は、第１のドップラ解析部２１０の出力に基づいて、次式(71)に示すような正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、ターゲットの正旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、第１のドップラ解析部２１０の出力に基づいて、次式(71)に示すような正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、ターゲットの正旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
ここで、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）は、第１のドップラ解析部２１０の出力（例えば、VFTｚ
1（fb_cfar, fs_cfar）に基づく、符号多重送信され、隣り合う異なる直線偏波の送信アンテナ１０９によってビーム送信され、円偏波送信された信号の反射波受信信号を含む。例えば、ビーム送信アンテナが1個ある場合、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）は、1×Na個の要素を含む。方向推定部２１４は、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）を用いて、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。
＜逆旋円偏波に対する方向推定処理＞
方向推定部２１４は、第２のドップラ解析部２１０の出力に基づいて、ターゲットの逆旋円偏波に対する方向推定処理を行う。方向推定部２１４は、例えば、次式(72)に示すような逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、ターゲットの逆旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、第２のドップラ解析部２１０の出力に基づいて、ターゲットの逆旋円偏波に対する方向推定処理を行う。方向推定部２１４は、例えば、次式(72)に示すような逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、ターゲットの逆旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
ここで、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）は、第２のドップラ解析部２１０の出力（例えば、VFTｚ
2（fb_cfar, fs_ cfar）に基づく、符号多重送信され、隣り合う異なる直線偏波の送信アンテナ１０９によってビーム送信され、円偏波送信された信号の反射波受信信号を含む。例えば、ビーム送信アンテナが1個ある場合、逆旋仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）は、1×Na個の要素を含む。
方向推定部２１４は、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）を用いて、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う。
以下、方向推定部２１４における、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）を用いた直線偏波に対する方向推定処理、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）を用いた正旋円偏波に対する方向推定処理、及び、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）を用いた逆旋円偏波に対する方向推定処理ついての動作は実施の形態１と同様であるため、その動作の説明を省略する。
なお、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせが含まれる受信信号を用いて方向推定処理を行ってもよい。この場合、偏波に依存性が低い方向推定結果が得られる。また、より多くの仮想アンテナを用いた方向推定処理を行うことで、受信SNRが向上し、レーダ装置１０ａにおける検出性能を向上できる。また、利用可能な仮想受信アンテナの最大限の開口長を用いた方向推定処理を行うため、角度分解能も向上する。例えば、すべての仮想受信アンテナを用いて方向推定処理を行う場合、ここでは、Nt=2,NBF=1より、最大（Nt×Na+2×NBF×Na）＝4Na個の仮想受信アンテナを利用でき、2Na(=Nt×Na)個よりも多くの仮想受信アンテナを利用できる。
また、方向推定部２１４は、上記のような送信及び受信とも同種の偏波アンテナを用いた方向推定処理と、送信及び受信とで異なる種類の偏波を組み合わせた方向推定処理とを行い、これら両方の方向推定結果を方向推定処理結果としてもよい。これにより、偏波に依存度の高い方向推定処理結果と、偏波の依存性が低い方向推定処理結果が得られる。このような方向推定処理の結果を、図に示していない物標識別処理部に入力し、物標の識別処理を行ってもよい。
ここで、４種類の偏波（異なる直線偏波アンテナ（例えば、垂直偏波アンテナ及び水平偏波アンテナ）及び正旋／逆旋円偏波）に対して、それぞれ１送信ＳＩＭＯを構成するには、既存の方法では４個の送信アンテナを用いる。これに対して、図１９の構成では、４偏波に対してそれぞれ１送信ＳＩＭＯを構成するには、２個の送信アンテナ１０９を用いることで実現でき、送信アンテナ数を削減する効果が得られる。また、レーダ装置１０ａは、符号多重送信するため、送信時間の短縮が図れる。例えば、４個の送信アンテナ１０９を時分割で切り替える場合と比較して、送信時間を半減する効果も得られる。
また、実施の形態１と比較して、送信アンテナ数が少ない構成となるが、実施の形態１と同様な効果が得られる。以下、アンテナ配置の具体例を示す。
［アンテナの配置例５］
図２０は、受信アンテナ２０２の偏波を１種類（例えば、Ｖ）とする場合のアンテナ配置例を示す。図２０の（ａ）に示すように、送信アンテナTx#1～Tx#2（例えば、Nt個の送信アンテナ１０９）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#3（例えば、Na個の受信アンテナ）の配置から、図２０の（ｂ）に示すような仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#１～VA#6が構成される。また、図２０の（ａ）において、正旋円偏波ビーム送信アンテナTx#3（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#3の配置から、図２０の（ｃ）に示すような正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#3が構成される。正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#3は、例えば、VA#7～VA#9とも表される。
図２０は、受信アンテナ２０２の偏波を１種類（例えば、Ｖ）とする場合のアンテナ配置例を示す。図２０の（ａ）に示すように、送信アンテナTx#1～Tx#2（例えば、Nt個の送信アンテナ１０９）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#3（例えば、Na個の受信アンテナ）の配置から、図２０の（ｂ）に示すような仮想受信アンテナ（又は、MIMO仮想アンテナ）の配置VA#１～VA#6が構成される。また、図２０の（ａ）において、正旋円偏波ビーム送信アンテナTx#3（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#3の配置から、図２０の（ｃ）に示すような正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#3が構成される。正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#3は、例えば、VA#7～VA#9とも表される。
また、図２０の（ａ）において、逆旋円偏波ビーム送信アンテナTx#3（例えば、NBF個の送信アンテナ）、及び、受信アンテナRx#1～Rx#3配置から、図２０の（ｄ）に示すような逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#3が構成される。逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#3は、VA#7～VA#9とも表される。逆旋円偏波仮想受信アンテナの配置RA#1～RA#3は、それぞれ正旋円偏波仮想受信アンテナの配置CA#1～CA#3の配置と同じ配置となる。
また、各仮想受信アンテナにおける送信アンテナ偏波と受信アンテナ偏波との組み合わせはアンテナ毎に異なるため、（送信アンテナ偏波／受信アンテナ偏波）と記載する。例えば、水平偏波送信され、垂直偏波受信された場合の仮想受信アンテナは、「Ｈ／Ｖ」と記載する。
なお、図２０の（ａ）では、一例として、受信アンテナ２０２に垂直偏波アンテナが含まれる場合について説明したが、受信アンテナ２０２に含まれる偏波アンテナの種類は、これに限定されず、他の偏波アンテナの種類が適用されてもよい。例えば、水平偏波アンテナや円偏波アンテナを適用してもよい。あるいは、複数の種類の偏波アンテナをRx#1～Rx#3のいずれかに適用してもよい。
ここで、図２０の（ａ）に示す配置は、ビーム送信アンテナTx#3を構成する異なる直線偏波の送信アンテナTx#1及びTx#2のアンテナ間隔DHに対し、受信アンテナRx#1,Rx#3,Rx#2（隣り合う受信アンテナ２０２）は、X軸方向（例えば、水平方向）にアンテナ間隔2DHで配置され、受信アンテナRx#1,Rx#3,Rx#2の一部のアンテナは、他のアンテナに対して、Ｙ軸方向（例えば、垂直方向に）にアンテナ間隔Dvでオフセットされて配置される。このような配置とすることで、以下のような効果が得られる。
例えば、図２０の（ａ）に示すように、受信アンテナ２０２の配置は、Ｘ軸方向（例えば、水平方向）の線状に並ぶ受信アンテナRx#1とRx#2に対し、直交するＹ軸方向（例えば、垂直方向）に間隔DVでオフセットした配置となるRx#3を含むため、X軸方向及びY軸方向（例えば、垂直方向と水平方向）の２次元の方向推定が可能となる。例えば、DVを半波長間隔とすることで、垂直方向±90°範囲の測角処理において、グレーティングローブの発生を抑圧することができる。
なお、DVは半波長間隔に限らず、レーダ送信信号の波長（λ）より短い間隔で設定してよい。例えば、DVは、それぞれ0.45λ～0.8λ程度（例えば、0.45λ～0.8λの範囲の何れかの値）に設定されてよい。なお、λはレーダ送信信号のキャリア周波数の波長を表す。例えば、レーダ送信信号としてチャープ信号を用いる場合、λは、チャープ信号の周波数掃引帯域における中心周波数の波長である。
また、図２０の（ａ）に示すように、送信アンテナTx#1とTx#2はX軸方向の線状にアンテナ間隔DHで並ぶことから、図２０の（ｂ）に示す仮想受信アンテナの配置に示すように、VA#1とVA#4、VA#2とVA#5、及びVA#3とVA＃6のそれぞれのアンテナ間隔はDHとなる。
また、図２０の（ａ）に示すように、受信アンテナRx#1、Rx#3及びRx#2の配置は、Ｘ軸方向（例えば水平方向）に、アンテナ間隔2DHで並ぶため、送信アンテナTx#1とTx#2との間隔（例えば、DH）に対して、受信アンテナ２０２の間隔の差分が間隔DHとなり、仮想受信アンテナ配置には間隔DHが含まれる。例えば、図２０の（ｂ）に示す仮想受信アンテナの配置に示すように、VA#1,VA#4、VA#3、VA#6、VA#2及びVA＃5はそれぞれのアンテナ間隔はDHとなる（ただし、VA#3、VA#6はＹ軸方向（例えば垂直方向）に間隔DVでオフセットした配置）。
例えば、DHを半波長間隔とすることで、水平方向±90°範囲の測角処理において、グレーティングローブの発生を抑圧することができる。また、等アンテナ間隔DHで配置されることから測角処理におけるサイドローブ抑圧することができ、複数物標の検出性能の向上を図れる。
なお、DHは半波長間隔に限らず、レーダ送信信号の波長（λ）より短い間隔で設定してよい。例えば、DHは、それぞれ0.45λ～0.8λ程度（例えば、0.45λ～0.8λの範囲の何れかの値）に設定されてよい。なお、λはレーダ送信信号のキャリア周波数の波長を表す。例えば、レーダ送信信号としてチャープ信号を用いる場合、λは、チャープ信号の周波数掃引帯域における中心周波数の波長である。以下の配置例においても同様である。
また、方向推定部２１４の直線偏波に対する方向推定処理において、レーダ装置１０ａが、所定の送信アンテナ１０９の偏波と受信アンテナ２０２の偏波との組み合わせとなる要素を抽出し、抽出した要素からなる仮想受信アレー相関ベクトルを用いて方向推定処理を行う場合、例えば、交差偏波の組み合わせとして、水平偏波の送信アンテナと垂直偏波アンテナとの組み合わせとする場合は、仮想受信アンテナVA#1,VA#2,VA3を用いて方向推定処理を行うことになり、交差偏波アンテナ間の送受信特性に依存した方向推定結果が得られる。
また、例えば、同種の偏波の組み合わせとして、垂直偏波の送信アンテナと垂直偏波アンテナとの組み合わせを用いる場合、レーダ装置１０ａは、仮想受信アンテナVA#4,VA#5,VA#6を用いて方向推定処理を行うことになり、同種偏波の送受信特性に依存した方向推定結果を得ることができる。前者の送信アンテナと受信アンテナの組み合わせと、後者の組み合わせの方向推定結果を用いることで、検出識別性能の向上を図ることができる。
なお、レーダ装置１０ａがこのような所定の送信アンテナ１０９の偏波と受信アンテナ２０２の偏波との組み合わせとなる要素を抽出し、抽出した要素からなる仮想受信アレー相関ベクトルを用いて方向推定処理を行う場合、アンテナ間隔DHを半波長とすると、Ｘ軸方向（例えば水平方向）の素子間隔はアンテナ間隔2DHとなり１波長となるため、水平方向±90°範囲の測角処理において、グレーティングローブが発生する。
このため、レーダ装置１０ａで想定する検知角範囲が、グレーティングローブの発生する角度以上に広い場合には、レーダ装置は、検知角度範囲内において、グレーティングローブに起因する偽のピークを誤ってターゲット（物標）として検出する確率が増加し、レーダ装置１０ａの検出性能が劣化する場合がある。
しかしながら、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせが含まれる受信信号を用いて方向推定処理を行うことで、グレーティングローブの抑圧が可能である。この場合、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせが含まれる受信信号として、例えば、仮想受信アンテナVA#1～VA#6を用いて方向推定処理を行う。これにより、Ｘ軸方向（例えば水平方向）の素子間隔はアンテナ間隔DHを含む配置となり、水平方向±90°範囲の測角処理において、グレーティングローブを抑圧することができる。
また、方向推定部２１４は、利用可能な仮想受信アンテナの最大限の開口長を用いた方向推定処理を行うため、角度分解能も向上する。また、方向推定部２１４は、利用可能な仮想受信アンテナのすべてを用いて方向推定処理するため、受信SNRも向上する。
また、方向推定部２１４は、正旋円偏波に対する方向推定処理において、CA#1,CA#2,CA#3を用いて方向推定処理する。同様に、方向推定部２１４は、逆旋円偏波に対する方向推定処理において、RA#1,RA#2,RA#3を用いて方向推定処理する。これにより、正旋あるいは逆旋の円偏波の送信アンテナと垂直偏波アンテナとの組み合わせを用いることになり、偏波の送受信特性に依存した方向推定結果を得ることができ、検出識別性能の向上を図ることができる。
なお、CA#1,CA#2,CA#3を用いた方向推定処理あるいは、RA#1,RA#2,RA#3を用いた方向推定処理において、アンテナ間隔DHを半波長とすると、Ｘ軸方向（例えば水平方向）の素子間隔はアンテナ間隔2DHとなり１波長となるため、水平方向±90°範囲の測角処理において、グレーティングローブが発生することになるが、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせが含まれる受信信号を用いて方向推定処理を行うことで、グレーティングローブの抑圧も可能である。
この場合、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせが含まれる受信信号として、例えば仮想受信アンテナVA#1～VA#6,CA#1,CA#2,CA#3,RA#1,RA#2,RA#3を用いて方向推定処理を行う。これにより、Ｘ軸方向（例えば水平方向）の素子間隔はアンテナ間隔DHを含む配置となり、水平方向±90°範囲の測角処理において、グレーティングローブを抑圧することができる。また、方向推定部２１４は、利用可能な仮想受信アンテナの最大限の開口長を用いた方向推定処理を行うため、角度分解能も向上する。また、利用可能な仮想受信アンテナのすべてを用いて方向推定処理するため、受信SNRも向上する。
（実施の形態１の変形例２）
実施の形態１の変形例１における図１９の構成は、送信アンテナ数Nt=2とし、４種類の偏波（異なる直線偏波アンテナ（例えば、垂直偏波アンテナ及び水平偏波アンテナ）及び正旋／逆旋円偏波）に対し、それぞれ１送信ＳＩＭＯとなる構成を示したが、さらに、時分割多重を組み合わせて、符号多重する送信アンテナ１０９を時分割で切り替えることで、４種類の偏波のそれぞれに対してＭＩＭＯ構成とすることも可能である。
実施の形態１の変形例１における図１９の構成は、送信アンテナ数Nt=2とし、４種類の偏波（異なる直線偏波アンテナ（例えば、垂直偏波アンテナ及び水平偏波アンテナ）及び正旋／逆旋円偏波）に対し、それぞれ１送信ＳＩＭＯとなる構成を示したが、さらに、時分割多重を組み合わせて、符号多重する送信アンテナ１０９を時分割で切り替えることで、４種類の偏波のそれぞれに対してＭＩＭＯ構成とすることも可能である。
例えば、図２１は、実施の形態１の変形例２に係るレーダ装置１０ｂの構成例を示す。レーダ装置１０ｂでは、例えば、送信アンテナ数Nt=４とし、符号多重する２個の送信アンテナ１０９のペアを時分割で切り替える構成を備え、４種類の偏波に対して、それぞれ２送信ＭＩＭＯとする構成例を示す。
図２１に示すレーダ装置１０ｂでは、図１９に示すレーダ装置１０ａの構成に、送信切替制御部１１０、及び、送信切替部１１１が追加される。
以下、図２１に示すレーダ装置１０ｂのうち、図１９に示すレーダ装置１０ａの構成と異なる部分の動作について主に説明する。
図２１に示すレーダ装置１０ｂのレーダ送信部１００ｂにおけるレーダ送信信号生成部１０１、位相回転量設定部１０５、位相回転部１０８の各部の動作は、ドップラ多重数ＮＤＭ＝１、第１番目のドップラシフト量DOP１を付与する位相回転量φ1 =0、NDOP_CODE(1)=NCM=2,送信アンテナ数Ｎｔ＝２とした場合の実施の形態１の動作と同様であるため、その動作の説明を省略する。
送信切替制御部１１０は、所定の送信周期毎に送信切替部１１１から出力する２個の送信アンテナ１０９を切り替える制御を行う。送信切替制御部１１０は、例えば、図２２に示すように、符号化部１０７で付与される符号長Loc=2の送信周期である２送信周期毎に送信切替部１１１から出力される２個の送信アンテナ１０９を切り替える制御を行う。なお、図２２では、符号化部１０７において符号Code1＝[1 1]及びCode2＝[j -j]が付与される例を示す。
ここで、切り替えの単位となる２個の送信アンテナ１０９は、異なる直線偏波（例えば水平偏波及び垂直偏波）となる隣接する配置の送信アンテナ１０９をペアとする。送信切替制御部１１０は、これらのペアを２送信周期毎に切り替える動作を行う。
以下、異なる直線偏波となる隣接する配置の送信アンテナ１０９のペア数を「Nsw」と表記する。また、Nt個の送信アンテナ１０９において、最初に送信を行う送信アンテナ１０９のペアを「第１の送信ペア」と呼び、続く２送信周期で切り替える送信アンテナ１０９のペアを「第２の送信ペア」と呼ぶ。以下、Nt個の送信アンテナ１０９に対して、Nt/2の送信ペアが含まれる場合、各送信ペアを表す送信ペアのインデックス「nsw」で表記する。ここでnsw=1,～,Nt/2である。また、送信切替制御部１１０は、送信周期毎に、送信ペアのインデックスnswを出力切替部２０９に出力する。
また、図２１及び図２２において、第nsw番目の送信ペアのうち、位相回転部PROT#[1, 1]の出力を空間に放射する送信アンテナ１０９を「送信アンテナTx#[1, nsw]」と表記する。また、位相回転部PROT#[ndop_code(1), 1]= PROT#[2, 1]の出力を空間に放射する送信アンテナ１０９を「送信アンテナTx#[ndop_code(ndm), nsw]= Tx#[2, nsw]」と表記する。図２１及び図２２において、Nt=４であり、４個の送信アンテナ１０９に対して、Tx#[1, 1]、Tx#[ndop_code(1), 1](＝Tx#[2, 1])、Tx#[1, 2]、Tx#[ndop_code(1), 2] (＝Tx#[2, 2])が割り当てられる。また、ndop_code(1)=2である。
送信切替部１１１は、上述した送信切替制御部１１０による制御に基づいて、異なる直線偏波となる隣接する配置の送信アンテナをペアとして、これらのペアを２送信周期毎に切り替える動作を行う。例えば、図２２に示すように、レーダ装置１０ｂは、送信アンテナ１０９の複数のペアのそれぞれから、レーダ送信信号を時分割多重送信する。
次に、図２１に示すレーダ装置１０ｂのレーダ受信部２００ｂの動作例について説明する。
受信アンテナ２０２からアンテナ系統処理部２０１までの各構成部の動作は、実施の形態１の動作と同様であるため、その動作の説明を省略する。
出力切替部２０９は、位相回転量設定部１０５の符号化部１０７から入力される直交符号要素インデックスOC_INDEXと、送信切替制御部１１０から入力される送信ペアのインデックスnswとに基づいて、送信周期毎のビート周波数解析部２０８の出力を、Loc×Nsw個（図２１では、Loc=2）のドップラ解析部２１０のうち、(nsw-1)×Loc+OC_INDEX番目のドップラ解析部２１０に選択的に切り替えて出力する。例えば、出力切替部２０９は、第m番目の送信周期Trにおいて、次式(73)により得られるドップラ解析部２１０を選択する。ここで、Loc=2である。
信号処理部２０６は、Loc×Nsw個のドップラ解析部２１０－１～２１０－Loc×Nswを有する。例えば、第ncsw番目のドップラ解析部２１０には、出力切替部２０９によってLoc×Nsw回の送信周期（Loc×Nsw×Tr）毎にデータが入力される。ここで、ncsw=1,～,Loc×Nswである。このため、第ncsw番目のドップラ解析部２１０は、Nc回の送信周期のうち、Ncsub=Nc/(Loc×Nsw）回の送信周期のデータ（例えば、ビート周波数解析部２０８から入力されるビート周波数応答RFTｚ（fb, m））を用いて、距離インデックスfb毎にドップラ解析を行う。なお、Ncは(Loc×Nsw）の整数倍に設定される。
例えば、Ncsubが２のべき乗値である場合、ドップラ解析においてFFT処理を適用できる。この場合、FFTサイズはNcsubであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±1/(2 Loc×Nsw×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数間隔は1/（Loc×Nsw×Ncsub×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs= -Ncsub/2, ～, 0, ～, Ncsub/2－１である。ncsw=1,～, (Loc×Nsw)である
例えば、第z番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
ncsw（fb, fs）は、式(39)において、NcodeをNcsubに置き換え、Locを(Loc×Nsw)に置き換え、nocをncswに置き換えた式で表され、これら以外は実施の形態１と同様な動作である。
図２１において、CFAR部２１１は、第1～第Na番目の信号処理部２０６それぞれの(Loc×Nsw)個のドップラ解析部２１０の出力を用いて、CFAR処理（例えば、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを抽出する。
CFAR部２１１は、例えば、次式(74)のように、第1～第Na番目の信号処理部２０６における第１～Nsw×Loc番目のドップラ解析部２１０の出力VFTz
1（fb, fs）～VFTz
Nsw×Loc（fb, fs）を電力加算したPowerFT (fb, fs)を用いて、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。
CFAR部２１１は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT(fb_cfar, fs_cfar)を符号多重分離部２１５に出力する。なお、CFAR部２１１は、ドップラ多重送信されないため(ドップラ多重数ＮＤＭ＝１)、ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いない場合の動作を行う。
符号多重分離部２１５は、CFAR部２１１の出力（ドップラ領域圧縮CFAR処理を用いない場合の出力）である距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、ドップラ解析部２１０の出力を用いて、符号多重送信された信号を分離する。符号多重分離部２１５は、符号多重信号の分離受信信号を、方向推定部２１４に出力する。
例えば、符号多重分離部２１５は、次式(75)のように、多重送信に用いた符号の複素共役を乗算することで符号多重信号の分離受信を行う。符号多重信号の分離受信信号Yz(fb_cfar，fs_cfar，ncm, nsw)は、方向推定部２１４に出力される。
ここで、Yz(fb_cfar，fs_cfar，ncm, nsw)は、nsw番目の送信ペアとなる送信アンテナ１０９で送信された際に、第z番のアンテナ系統処理部２０１におけるドップラ解析部２１０の距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarの出力であるVFTALLz(fb_cfar，fs_cfar、nsw)に対して、送信時に直交符号Codencmを用いた符号多重信号を分離した出力である。なお、z=1,～,Naであり、ncm=1,～,NCM 、nsw=1,～,NSWである。
ここで、ドップラ位相補正ベクトルα(fs_cfar)は、次式(76)のように表される。式(76)に示すドップラ位相補正ベクトルα(fs_cfar)は、例えば、第１番のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
1（fb_cfar, fs_cfar）のドップラ解析時間を基準として、第ncsw番のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
ncsw（fb_cfar, fs_cfar）における送信時間遅れ(ncsw-1)×Tr /(Loc×NSW)により生じるドップラ周波数インデックスfs_cfarのドップラ成分での位相回転を補正するドップラ位相補正係数を要素とするベクトルである。
また、式(75)において、VFTALLz（fb_cfar, fs_cfar,nsw）は、例えば、次式(77)のように、第ｚ番のアンテナ系統処理部２０１における2個のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
ncsw（fb, fs）のうち、CFAR部２１１において抽出された距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarに基づいて抽出した成分をベクトル形式で表した値である。ただし、noc=1,2である。
図２１において、方向推定部２１４は、符号多重分離部２１５から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfarに対する符号多重信号の分離受信信号Yz(fb_cfar，fs_cfar，ncm,nsw)に基づいてターゲットの方向推定処理（以下、直線偏波に対する方向推定処理と呼ぶ）を行う。
また、方向推定部２１４は、第１～2Nswのドップラ解析部２１０（図２１では、ドップラ解析部２１０－１～２Ｎｓｗ）の出力のうち、正旋円偏波となる送信の受信信号となる出力を用いて、ターゲットの方向推定処理（以下、正旋円偏波に対する方向推定処理と呼ぶ）を行う。
また、方向推定部２１４は、第１～2Nswのドップラ解析部２１０（図２１では、ドップラ解析部２１０－１～２Ｎｓｗ）の出力のうち、逆旋円偏波となる送信の受信信号となる出力を用いて、ターゲットの方向推定処理（以下、逆旋円偏波に対する方向推定処理と呼ぶ）を行う。
方向推定部２１４における方向推定処理は、直線偏波に対する方向推定処理、正旋円偏波に対する方向推定処理、及び、逆旋円偏波に対する方向推定処理を含んでよい。以下、それぞれの方向推定処理についての動作の説明を行う。
＜直線偏波に対する方向推定処理＞
例えば、方向推定部２１４は、符号多重分離部２１５の出力に基づいて、次式(78)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、方向推定処理を行う。
例えば、方向推定部２１４は、符号多重分離部２１５の出力に基づいて、次式(78)に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、方向推定処理を行う。
仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。
ここで、hswnsw（fb_cfar, fs_cfar）は、nsw番目の送信ペアとなる送信アンテナ１０９で送信された際に、符号分離される受信信号の受信ベクトルであり、次式(79)のように、送信アンテナ数2と受信アンテナ数Naとの積である2Na個の要素を含む。
方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）を用いて、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定処理を行う。
ここで、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）は、異なる直線偏波アンテナ（例えば、垂直偏波アンテナ及び水平偏波アンテナ）から送信された信号の反射波受信信号を含む。そのため、方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）から、所定の送信アンテナ１０９の偏波と受信アンテナ２０２の偏波との組み合わせとなる要素を抽出し、抽出した要素からなる仮想受信アレー相関ベクトルを用いて方向推定処理を行ってもよい。これにより、所定の送信アンテナ１０９の偏波及び受信アンテナ２０２の偏波毎の方向推定の結果を得ることができる。
＜正旋円偏波に対する方向推定処理＞
方向推定部２１４は、第１～2Nswのドップラ解析部２１０の出力のうち、正旋円偏波となる送信の受信信号となる出力を用いて、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、ターゲットの正旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、第１～2Nswのドップラ解析部２１０の出力のうち、正旋円偏波となる送信の受信信号となる出力を用いて、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、ターゲットの正旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
ここで、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）は、Nsw×Na個の要素を含む。方向推定部２１４は、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）を用いて、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定処理を行う。
例えば、図２２のように、Tx#[1,1]が水平偏波アンテナ、Tx#[2,1]が垂直偏波アンテナ、Tx#[1,2]が水平偏波アンテナ、Tx#[2,2]が垂直偏波アンテナであり、符号多重においてCode1=[1, 1], Code2=[j -j] を用いる場合、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）は、次式(80)のように表すことができる。
＜逆旋円偏波に対する方向推定処理＞
方向推定部２１４は、第１～2Nswのドップラ解析部２１０の出力のうち、逆旋円偏波となる送信の受信信号となる出力を用いて、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、ターゲットの逆旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、第１～2Nswのドップラ解析部２１０の出力のうち、逆旋円偏波となる送信の受信信号となる出力を用いて、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）を生成し、ターゲットの逆旋円偏波に対する方向推定処理を行う。
ここで、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）は、Nsw×Na個の要素を含む。方向推定部２１４は、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）を用いて、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定処理を行う。
例えば、図２２のように、Tx#[1,1]が水平偏波アンテナ、Tx#[2,1]が垂直偏波アンテナ、Tx#[1,2]が水平偏波アンテナ、Tx#[2,2]が垂直偏波アンテナであり、符号多重においてCode1=[1, 1], Code2=[j -j]を用いる場合、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc２（fb_cfar, fs_cfar）は、次式(81)のように表すことができる。
以下、方向推定部２１４における、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（fb_cfar, fs_cfar）を用いた直線偏波に対する方向推定処理、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）を用いた正旋円偏波に対する方向推定処理、及び、逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）を用いた逆旋円偏波に対する方向推定処理ついての動作は実施の形態１と同様であるため、その動作の説明を省略する。
なお、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせが含まれる受信信号を用いて方向推定処理を行ってもよい。この場合、偏波に依存性が低い方向推定結果が得られる。また、より多くの仮想アンテナを用いた方向推定処理を行うことで、受信SNRが向上し、レーダ装置１０ｂの検出性能を向上できる。また、利用可能な仮想受信アンテナの最大限の開口長を用いた方向推定処理を行うため、角度分解能も向上する。例えば、すべての仮想受信アンテナを用いて方向推定処理を行う場合、最大（Nt×Na＋２×ＮＢＦ×Na）個の仮想受信アンテナを利用することができ、Nt×Na個よりも多くの仮想受信アンテナを利用できる。
また、方向推定部２１４は、上記のような送信及び受信とも同種の偏波アンテナを用いた方向推定処理と、異なる種類の偏波を組み合わせた方向推定処理とを行い、これら両方の方向推定結果を方向推定処理結果としてもよい。これにより、偏波に依存度の高い方向推定処理結果と、偏波の依存性が低い方向推定処理結果が得られる。このような方向推定処理の結果を、図に示していない物標識別処理部に入力し、物標の識別処理を行ってもよい。
以上のように、実施の形態１の変形例２において、隣接する異なる直線偏波アンテナのペア（例えば、水平（H）,垂直（V）偏波アンテナ）は、90°位相が異なり、直交関係となる直交符号（例えば、直交符号[0°, 90°]及び[0°,-90°]）を用いた符号多重を行う。また、このようなペアとなる送信アンテナ１０９が複数ある場合、レーダ装置１０ｂは、ペア毎の送信時間を切り替えて時分割多重送信する。
このような動作によって、異なる直線偏波アンテナからの送信に加え、２種類の円偏波（例えば、右旋及び左旋の相互に逆方向となる旋回方向の円偏波）による送信による反射波の受信信号が得られ、ターゲットの検出性能又は識別性能を向上できる。
なお、送信ペア間において、一部の送信アンテナ１０９が重複してもよい。例えば、図２３に示すように、送信切替制御部１１０は、符号化部１０７において付与される符号長Loc=2の送信周期である２送信周期毎に送信切替部１１１から出力する２個の送信アンテナを切り替える制御を行う。また、符号化部１０７では、符号Code1＝[1 1]及びCode2＝[j -j]が付与される例を示す。
ここで、送信切替制御部１１０は、図２４に示す送信切替制御に関する情報（例えば、「送信切替制御テーブル」）を保持してよい。送信切替制御部１１０は、送信切替制御テーブルに基づいて、送信アンテナ#1～#4に対する符号の割り当て及び切替制御を行ってもよい。例えば、送信切替制御部１１０は、送信ペアのインデックスnsw＝１では、送信アンテナTx#1、Tx#2を用い、それぞれ符号Code1＝[1 1] 及びCode2＝[j -j] を付与する。送信切替制御部１１０は、送信ペアのインデックスnsw=2では、送信アンテナTx#2、Tx#3を用い、それぞれ符号Code1＝[1 1] 及びCode2＝[j -j] を付与する。また、送信切替制御部１１０は、送信ペアのインデックスnsw＝3では、送信アンテナTx#3、Tx#4を用い、それぞれ符号Code1＝[1 1] 及びCode2＝[j -j] を付与する。この例では、送信ペアのインデックスnsw＝１及び２で、送信ペア間で一部アンテナ（Tx#2）が重複する。また、送信ペアのインデックスnsw＝３及び４で、送信ペア間で一部アンテナ（Tx#3）が重複する。
このような送信切替制御部１１０の制御に基づいて、符号化部１０７、位相回転部１０８、及び送信切替部１１１を同様に制御してよい。
また、レーダ受信部２００ｂにおいても、図２１において説明した動作と同様の動作を行う。
以上のように送信ペア間で一部アンテナを重複させることで、方向推定部２１４において、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc1（fb_cfar, fs_cfar）及び逆旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈc2（fb_cfar, fs_cfar）の要素数を増加でき、正旋円偏波に対する方向推定処理及び、逆旋円偏波に対する方向推定処理の受信SNRを向上できる。また、例えば、アンテナ配置を工夫することで、方向推定時のグレーティングローブ又はサイドローブを低減できる。また、アンテナ配置を工夫することで、開口長を増大し、角度分解能を向上できる。
（実施の形態２）
実施の形態１において、ドップラ多重と符号多重とを組み合わせたMIMO多重送信を用いる動作について説明した。実施の形態１において、異なる直線偏波アンテナが隣接するアンテナ配置となるペア（例えば、水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナのペア）では、共通のドップラ多重信号（例えば、同一ドップラシフト量）を用いて、符号多重送信が行われる。また、符号多重に用いる符号には、符号要素間で90°位相が異なり、直交関係となる直交符号（例えば、直交符号 [1 1], [j -j]）が用いられる。また、異なる直線偏波アンテナが隣接するアンテナ配置となるペアが複数ある場合、それらのペアでは、異なるドップラ多重信号（例えば、異なるドップラシフト量）を用いて符号多重送信が行われる。
実施の形態１において、ドップラ多重と符号多重とを組み合わせたMIMO多重送信を用いる動作について説明した。実施の形態１において、異なる直線偏波アンテナが隣接するアンテナ配置となるペア（例えば、水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナのペア）では、共通のドップラ多重信号（例えば、同一ドップラシフト量）を用いて、符号多重送信が行われる。また、符号多重に用いる符号には、符号要素間で90°位相が異なり、直交関係となる直交符号（例えば、直交符号 [1 1], [j -j]）が用いられる。また、異なる直線偏波アンテナが隣接するアンテナ配置となるペアが複数ある場合、それらのペアでは、異なるドップラ多重信号（例えば、異なるドップラシフト量）を用いて符号多重送信が行われる。
これらの動作により、異なる直線偏波アンテナからの送信に加え、２種類の円偏波（例えば、右旋及び左旋の相互に逆方向となる旋回方向の円偏波）による送信による反射波の受信信号が得られ、送信アンテナ１０９の偏波の種類よりも多い種類の偏波による送信ができ、少ない送信アンテナで、多くの偏波による送信が可能となる。更に、送信アンテナ１０９の偏波と受信アンテナ２０２の偏波とを組み合わせることにより、より多くの送受偏波の組み合わせが得られる。また、それぞれの送受信アンテナの偏波の組み合わせ毎に方向推定部２１４において方向推定処理を行うことで、例えば、物標毎に特徴的な偏波の反射波が得られる場合に、ターゲットの検出性能又は識別性能を向上できる。また、ドップラ多重と符号多重とを組み合わせたMIMO多重送信を用いることで、時分割的にアンテナを遂次切り替えて送信するより送信時間が短縮する効果も得られる。
このような実施の形態１に示したMIMO多重送信を用いた動作に限定されず、別のMIMO多重送信を用いる動作にも同様な効果が得られる。
例えば、本実施の形態では、ドップラ多重送信するMIMO多重送信において、複数の直線偏波アンテナを用いてドップラ多重する送信処理（例えば、異なるドップラシフト料を適用して多重送信する処理）と、隣接するアンテナ配置の異なる直線偏波アンテナを用いたビーム送信をドップラ多重する送信処理とを、時間的に切り替えて送信する動作について説明する。
このような動作でも、異なる直線偏波アンテナからの送信に加え、少なくとも１種類の円偏波（例えば、右旋及び左旋の相互に逆方向となる旋回方向の円偏波のうち、一方の円偏波）による送信による反射波の受信信号が得られる。例えば、送信アンテナの偏波の種類よりも多い種類の偏波による送信ができ、少ない送信アンテナで、多くの偏波による送信が可能となり、実施の形態１に示した効果と同様な効果が得られる。
図２５は、本実施の形態におけるレーダ装置１０ｃの構成例を示す。
実施の形態１の構成（図１）に対して、図２５では、複数の直線偏波アンテナを用いてドップラ多重する送信と、隣接するアンテナ配置の異なる直線偏波アンテナを用いたビーム送信をドップラ多重する送信とを、時間的に切り替えて制御する送信切替制御部１１２が追加される。また、図２５では、符号化部１０７の代わりに、隣接するアンテナ配置の異なる直線偏波アンテナに対し円偏波となるウエイト係数乗算、又は、送信しないアンテナに対して送信オフとするためゼロ振幅のウェイト（送信オフ制御と等価な動作）の設定及び乗算を行う送信ウエイト生成部１１３及び送信ウエイト乗算部１１４を有する。
以下、実施の形態１と異なる動作を行う部分を主に説明する。
［レーダ送信部１００ｃの構成］
レーダ送信信号生成部１０１の動作は、実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。
レーダ送信信号生成部１０１の動作は、実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。
送信切替制御部１１２は、送信アンテナTx#1～#Ntと、ビーム送信アンテナNum_BF=1～NBFに対して、ドップラシフト可変設定周期Nswで周期的に割り当てるドップラシフト量に関する情報（以下、一例として「ドップラ多重割り当てテーブル」と呼ぶ）を保持する。送信切替制御部１１２は、例えば、ドップラ多重割り当てテーブルに基づいて、位相回転量設定部１０５の各構成部を制御する。また、送信切替制御部１１２は、ドップラシフト可変設定周期に関する情報（例えば、後述する送信切替インデックスnsw）を出力切替部２０９に出力する。
図２６は、ドップラ多重割り当てテーブルの一例を示す。図２６に示すテーブルは、図２５に示すアンテナ配置でTx#1～#4（送信アンテナ数Nt=４）、及び、ビーム送信アンテナ数NBF=2で、ドップラシフト可変設定周期Nsw=2の場合のドップラ多重割り当てテーブルである。
図２６に示す例では、nsw=1の送信周期において、２つのビーム送信アンテナTx#5（Tx#1及びTx#2を用いて正旋円偏波となるビーム送信）、Tx#6（Tx#3及びTx#4を用いて正旋円偏波となるビーム送信）からドップラ多重数NDM(1)=2でドップラシフト量（DOP1及びDOP２）が付与される。
また、図２６に示す例では、nsw=２の送信周期において、４つの送信アンテナTx#1～#4からドップラ多重数NDM(2)＝４でドップラシフトが付与される。
ここで、nsw=1の送信周期は、mod(m-1,Nsw)+1=1を満たす送信周期である。また、nsw=２の送信周期は、mod(m-1,Nsw)+1=2を満たす送信周期である。ここで、ｍは送信周期の送信回数を示すインデックスであり、ｍ=1,～,Ncである。以下、nswを「送信切替インデックス」と呼ぶ。
なお、以下では、nswの送信周期におけるドップラ多重数をNDM(nsw)と表記する。ここでは、NDM(1)=2、NDM(2)=4に設定されるが、これに限定されず、以下の条件を満たす設定であればよい。
＜ドップラシフト可変設定周期Nswにおけるドップラ多重数の設定条件＞
ドップラシフト可変設定周期Nswにおけるドップラ多重数の総和は、次式(82)で示すように、送信アンテナ数Nt及びビーム送信数NBFの和（Nt+NBF）以上となるように設定する。
ドップラシフト可変設定周期Nswにおけるドップラ多重数の総和は、次式(82)で示すように、送信アンテナ数Nt及びビーム送信数NBFの和（Nt+NBF）以上となるように設定する。
また、送信アンテナ数Nt及びビーム送信数NBFの各送信アンテナから少なくとも１回以上は送信が行われるように設定されてよい。また、各ドップラシフト可変設定周期において、送信アンテナ１０９と、ビーム送信に用いる送信アンテナとは重複しないように設定されてよい。
なお、各nswの送信周期におけるドップラ多重数NDM（nsw）は、Nt≧NDM（nsw）≧１となるように設定されてよい。ここで、nsw=1,～,Nswである。
例えば、Nsw=3として、３送信周期のドップラシフト可変設定周期としてもよい。例えば、送信切替インデックスnsw=1ではビーム送信アンテナによる正旋円偏波の送信、nsw=2ではビーム送信アンテナによる逆旋円偏波の送信、送信切替インデックスnsw=3では各送信アンテナ１０９（水平偏波あるいは垂直偏波）から送信、のように設定されてもよい。
図２７は、ドップラ多重割り当てテーブルの一例を示す。図２７に示すテーブルは、図２５に示すアンテナ配置でTx#1～#4（送信アンテナ数Nt=４）、及び、ビーム送信アンテナ数NBF=2で、ドップラシフト可変設定周期Nsw=3の場合のドップラ多重割り当てテーブルである。図２７に示す例では、nsw=1の送信周期において、２つのビーム送信アンテナTx#5（Tx#1及びTx#2を用いて正旋円偏波となるビーム送信）、Tx#6（Tx#3及びTx#4を用いて正旋円偏波となるビーム送信）からドップラ多重数NDM(1)=2でドップラシフト量（DOP1及びDOP２）が付与される。
また、図２７に示す例では、nsw=2の送信周期において、２つのビーム送信アンテナTx#5（Tx#1及びTx#2を用いて逆旋円偏波となるビーム送信）、Tx#6（Tx#3及びTx#4を用いて逆旋円偏波となるビーム送信）からドップラ多重数NDM(1)=2でドップラシフト量（DOP1及びDOP２）が付与される。また、図２７に示す例では、nsw=3の送信周期において、４つの送信アンテナからドップラ多重数NDM(3)＝４でドップラシフトが付与される。
また、例えば、各ドップラシフト可変設定周期で、ビーム送信アンテナによる正旋あるいは逆旋円偏波の送信と、ビーム送信アンテナと異なる送信アンテナ（水平偏波あるいは垂直偏波）から送信のように、円偏波と直線偏波の送信を混在させて送信するように設定されてもよい。例えば、レーダ送信部１００ｃは、少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９からの送信の際に、同一のドップラシフト量、及び、位相が９０°異なる送信ウエイトを適用してレーダ送信信号を多重送信する送信処理と、異なるドップラシフト量を適用してレーダ送信信号を多重送信する送信処理と、同一送信周期において行ってもよい。
図２８は、ドップラ多重割り当てテーブルの一例を示す。図２８に示すテーブルは、図２５に示すアンテナ配置でTx#1～#4（送信アンテナ数Nt=4）、及び、ビーム送信アンテナ数NBF=2で、ドップラシフト可変設定周期Nsw=2の場合のドップラ多重割り当てテーブルである。図２８に示す例では、nsw=1の送信周期において、一方のビーム送信アンテナTx#5（Tx#1及びTx#2からドップラシフト量DOP1を用いて、正旋円偏波となるビーム送信）と、２つの送信アンテナTx#3及びTx#4（それぞれドップラシフト量DOP2、DOP3を用いた送信）から、ドップラ多重数NDM(2)＝3でドップラシフトが付与される。
また、図２８に示す例では、nsw=2の送信周期において、他方のビーム送信アンテナTx#6（Tx#3及びTx#4からドップラシフト量DOP3を用いて、正旋円偏波となるビーム送信）と、２つの送信アンテナTx#1及びTx#2（それぞれドップラシフト量DOP1、DOP2を用いた送信）から、ドップラ多重数NDM(2)＝3でドップラシフトが付与される。
送信切替制御部１１２は、例えば、上述したドップラ多重割り当てテーブルに基づいて、ドップラシフト設定部１０６に対して、以下の制御を行う。
ドップラシフト設定部１０６は、送信切替制御部１１２からの制御に基づき、nswの送信周期におけるドップラ多重数NDM(nsw)を用いて、ドップラシフト量DOPndm（nsw）を付与するための位相回転量φndm（nsw）を設定し、送信ウエイト生成部１１３へ出力する。なお、nswの送信周期において送信しないアンテナ(送信オフのアンテナ）を含めてもよい。ここで、ndm=1,～, NDM(nsw)であり、nsw=1,～,Nswである。
位相回転量設定部１０５におけるドップラ多重数NDM(nsw)を用いたドップラシフト量DOPndm（nsw）を付与するための位相回転量φndmの設定は、実施の形態１と同様の動作であり、等間隔のドップラシフト量が設定されてもよく、或いは、不等間隔のドップラシフト量が設定されてもよい。
例えば、等間隔のドップラシフト量として、次式(83)を用いてもよい。
また、例えば、不等間隔のドップラシフト量として、次式(84)を用いてもよい。
ここで、Nint(nsw)は０以上の整数値をとる。
送信ウエイト生成部１１３は、送信切替制御部１１２の制御に従って、送信アンテナTx＃１から＃Ｎｔ（送信アンテナ数Nt）に対する振幅及び位相からなる送信ウエイトWntx(nsw)を、以下のように設定する。ここで、ntx=1～Ntである。
（１）ビーム送信アンテナがオンの場合、送信ウエイト生成部１１３は、送信オンとなるビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９に対して、異なる直線偏波アンテナを利用した円偏波となるウエイト係数を設定する。
異なる直線偏波アンテナを利用した円偏波となる送信ウエイト係数は、例えば、一方の送信アンテナ１０９に対し、Amp×exp[jη]の送信ウエイトを設定した場合、他方の送信アンテナ１０９に対し、Amp×exp[j(η+π/2)]あるいはAmp×exp[j(η-π/2)]となる送信ウエイトである。例えば、異なる直線偏波アンテナを利用した円偏波となる送信ウエイトの位相差は＋90°あるいは-90°である。このような送信ウエイトの乗算により、右旋あるいは左旋の円偏波となる送信信号が送信される。以下、何れかの円偏波方向を正旋とした場合、もう一方の円偏波方向を逆旋と呼ぶことがある。ここでξは、任意の位相である。
（２）送信オンとなるビーム送信アンテナに含まれず、送信オンとする送信アンテナは、ゼロでない所定の振幅値Ampを付与する。
（１）あるいは（２）に含まれない送信オフとなる送信アンテナは、送信オフとするためゼロ振幅のウェイト（送信オフ制御と等価な動作）が設定される。
送信ウエイト生成部１１３は、例えば、送信切替制御部１１２が図２６に示すドップラ多重割り当てテーブルに基づいて制御する場合、下記のような送信ウエイトを設定してよい。
nsw=1の場合、
W1(1)＝Amp×exp[jη], W2(1)＝Amp×exp[j(η+π/2)],
W3(1)＝Amp×exp[jη], W4(1)= Amp×exp[j(η+π/2)]
あるいは
W1(1)＝Amp×exp[jη], W2(1)＝Amp×exp[j(η-π/2)],
W3(1)＝Amp×exp[jη], W4(1)= Amp×exp[j(η-π/2)]
nsw=2の場合、W1(2)＝W2(2)＝W3(2)＝W4(2)= Amp
W1(1)＝Amp×exp[jη], W2(1)＝Amp×exp[j(η+π/2)],
W3(1)＝Amp×exp[jη], W4(1)= Amp×exp[j(η+π/2)]
あるいは
W1(1)＝Amp×exp[jη], W2(1)＝Amp×exp[j(η-π/2)],
W3(1)＝Amp×exp[jη], W4(1)= Amp×exp[j(η-π/2)]
nsw=2の場合、W1(2)＝W2(2)＝W3(2)＝W4(2)= Amp
なお、ビーム送信アンテナがオンの場合、送信ウエイト生成部１１３は、送信オンとなるビーム送信アンテナを構成する送信アンテナ１０９に対して、異なる直線偏波アンテナを利用した円偏波となる送信ウエイト係数を設定してよい。送信ウエイト生成部１１３は、例えば、一方の送信アンテナ１０９に対し、Amp×exp[jη]の送信ウエイトを設定した場合、他方の送信アンテナ１０９に対し、Amp×exp[j(η+ξ)]あるいはAmp×exp[j(η-ξ)]となる送信ウエイトを設定してもよい。
ここで、ξは、π/6～5π/6ラジアン(=30°～150°)の範囲であってもよい。例えば、送信アンテナ１０９間の位相偏差が予め補正される場合、ビーム送信によって、ξに依存して送信ビームの主ビーム方向が変化した円偏波が生成される。例えば、ビーム送信する送信アンテナ間隔がλ/2で、ξ＝90°の場合、主ビーム方向は正面０°方向となる円偏波が生成される。
また、例えば、ξ＝30°の場合、主ビーム方向は正面方向から-15°程度シフトした方向に円偏波が生成される。また、例えば、ξ＝150°の場合、主ビーム方向は正面方向から+15°程度シフトした方向に円偏波が生成される。ここで、λは送信アンテナから出力される高周波信号の波長（チャープ信号を用いる場合は、チャープ信号の中心周波数における波長を用いる。）である。
送信ウエイト生成部１１３は、設定した送信ウエイトにドップラ位相回転量を含めた送信ウエイト（以下、「ドップラ多重送信ウエイト」と呼ぶ）WDntxを設定し、送信ウエイト乗算部１１４に出力する。
次式(85)は、第m番目の送信周期Trにおける第ntx番目の送信アンテナに対するドップラ多重送信ウエイトWDntxを示す。ここで、ntx=1,～,Ntである。
なお、floor[x]は実数ｘを超えない最大の整数を出力する演算子である。ｊは虚数単位である。
Nt個の送信ウエイト乗算部１１４は、送信周期Tr毎に、レーダ送信信号生成部１０１から入力されるチャープ信号cp(t)に対して、Nt個の送信アンテナ１０９毎のドップラ多重送信ウエイトWDntx(m)をそれぞれ乗算する。なお、ntx=1,～,Ntである。Nt個の送信ウエイト乗算部１１４からの出力は、規定された送信電力に増幅後に、送信アレーアンテナ部のNt個の送信アンテナ１０９から空間に放射される。
例えば、第ntx番目の送信ウエイト乗算部１１４は、レーダ送信信号生成部１０１で生成された第ｍ番目のチャープ信号cp(t)に対して、ドップラ多重送信ウエイトWDntx(m)を乗算し、第ntx番目の送信アンテナ１０９に出力する。例えば、第ntx番目の送信ウエイト乗算部１１４は、レーダ送信信号生成部１０１で送信周期毎に生成されたＮｃ個のチャープ信号cp(t)に対して、ドップラ多重送信ウエイトWDntx(nsw)を、次式(86)のように乗算して、第ntx番目の送信アンテナに出力する。
このように、レーダ送信部１００ｃは、少なくとも一組の隣り合う送信アンテナ１０９（例えば、水平偏波アンテナ及び垂直偏波アンテナのペア）からの送信の際に、同一のドップラシフト量、及び、位相が９０°異なる送信ウエイトを適用してレーダ送信信号を多重送信する送信処理と、異なるドップラシフト量を適用してレーダ送信信号を多重送信する送信処理と、を時間的に切り替える。例えば、位相が９０°異なる送信ウエイトの使用により、実施の形態１と同様、レーダ装置１０ｃは、多重送信する送信アンテナ数Ntを超える送信アンテナを利用可能となり、送信アンテナ１０９の偏波（例えば、水平偏波及び垂直偏波）と異なる偏波（例えば、円偏波）の送信アンテナを利用可能となる。
［レーダ受信部２００ｃの構成］
図２５において、レーダ受信部２００ｃの動作は、ミキサ部２０４からビート周波数解析部２０８までの動作は、実施の形態１と同様である。
図２５において、レーダ受信部２００ｃの動作は、ミキサ部２０４からビート周波数解析部２０８までの動作は、実施の形態１と同様である。
出力切替部２０９は、送信切替制御部１１２から入力される送信切替インデックスnswに基づいて、送信周期毎のビート周波数解析部２０８の出力を、Nsw個のドップラ解析部２１０のうち、nsw番目のドップラ解析部２１０に選択的に切り替えて出力する。例えば、出力切替部２０９は、第m番目の送信周期Trにおいて、mod(m-1, Nsw)+1番目のドップラ解析部２１０を選択する。ここで、nsw=1,～,Nswである。
信号処理部２０６は、Nsw個のドップラ解析部２１０－１～２１０－Nsw（又は、第１～第Nswのドップラ解析部２１０と呼ぶ）を有する。例えば、第nsw番目のドップラ解析部２１０には、出力切替部２０９によってNsw回の送信周期（Nsw×Tr）毎にデータが入力される。第nsw番目のドップラ解析部２１０は、Nc回の送信周期のうち、Ncsub=Nc/Nsw回の送信周期のデータ（例えば、ビート周波数解析部２０８から入力されるビート周波数応答RFTｚ（fb, m））を用いて、距離インデックスfb毎にドップラ解析を行う。なお、NcはNswの整数倍に設定する。
例えば、Ncodeが２のべき乗値である場合、ドップラ解析においてFFT処理を適用できる。この場合、FFTサイズはNcsubであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±1/(2Nsw×Tr)である。また、ドップラ周波数インデックスfsのドップラ周波数間隔は1/（Nsw×Ncsub×Tr）であり、ドップラ周波数インデックスfsの範囲はfs = -Ncsub/2,～, 0,～, Ncsub/2－１である。
例えば、第z番目の信号処理部２０６のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
nsw（fb, fs）は、式(39)において、NcodeをNcsubに置き換え、LocをNswに置き換え、nocをnswに置き換えた式で表され、これら以外は、実施の形態１と同様な動作である。
図２５において、CFAR部２１１は、第1～第Na番目の信号処理部２０６それぞれのNsw個のドップラ解析部２１０の出力を用いて、CFAR処理（例えば、適応的な閾値判定）を行い、ピーク信号を与える距離インデックスfb_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_cfarを抽出する。
CFAR部２１１は、例えば、次式(87)のように、第1～第Na番目の信号処理部２０６におけるnsw番目のドップラ解析部２１０の出力VFTz
nsw（fb, fs）毎に、電力加算したPowerFTnsw(fb, fs)、を用いて、距離軸とドップラ周波数軸（相対速度に相当）とからなる２次元のCFAR処理、又は、１次元のCFAR処理を組み合わせたCFAR処理を行う。CFAR部２１１は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar(nsw)、ドップラ周波数インデックスfs_cfar(nsw)、及び、受信電力情報PowerFTnsw(fb_cfar(nsw), fs_cfar(nsw))をドップラ多重分離部２１６に出力する。
又は、各nswにおけるドップラ多重数が同一(NDM(1)=…=NDM(Nsw))で、各nswにおけるドップラシフト量も同一である場合、CFAR部２１１は、次式(88)のように、各nswのドップラ解析部２１０の出力をすべて電力加算したPowerFT(fb, fs)を出力して、CFAR処理を共通に行ってもよい。CFAR部２１１は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_cfar、及び、受信電力情報PowerFT (fb_cfar, fs_cfar)をドップラ多重分離部に出力する。
なお、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmとして、例えば、式(83)を用いる場合、ドップラ解析部２１０の出力におけるドップラ周波数領域のドップラシフト量の間隔は等間隔となり、ドップラ周波数インデックスの間隔でドップラシフト量の間隔ΔFD(nsw)を表すと、ΔFD(nsw)＝Ncsub／NDM(nsw)となる。そのため、ドップラ解析部２１０の出力において、ドップラ周波数領域では、ドップラシフト多重される各信号に対して、ΔFDの間隔でピークがそれぞれ検出され、実施の形態１におけるCFAR部２１１の処理として説明したドップラ領域圧縮CFAR処理を適用できる。この場合、fs_comp=-ΔFD(nsw)/2,～,- ΔFD(nsw)/2-1である。また、CFAR部２１１は、例えば、距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfｓ_comp_cfar(nsw)をドップラ多重分離部２１６に出力する。
また、ドップラシフト量DOPndmを付与するための位相回転量φndmとして、例えば、式(84)を用いる場合、ドップラ解析部２１０の出力におけるドップラ周波数領域のドップラシフト量の間隔は不等間隔となり、ドップラ周波数インデックスの間隔でドップラシフト量の間隔ΔFD(nsw)の整数倍となる。ここで、ΔFD(nsw)＝Ncsub／（NDM(nsw)＋Nint(nsw)）である。そのため、ドップラ解析部２１０の出力において、ドップラ周波数領域では、ドップラシフト多重される各信号に対して、ΔFD(nsw)の間隔あるいはΔFD(nsw)の整数倍の間隔でピークがそれぞれ検出され、実施の形態１におけるCFAR部２１１の処理として説明したドップラ領域圧縮CFAR処理を適用できる。この場合、fs_comp=-ΔFD(nsw)/2,～,- ΔFD(nsw)/2-1である。また、CFAR部２１１は、例えば、距離インデックスfb_cfar、ドップラ周波数インデックスfｓ_comp_cfar(nsw)をドップラ多重分離部２１６に出力する。
以下では、ドップラ領域圧縮CFAR処理を適用した場合の動作を説明する。
図２５において、第nsw番目のドップラ多重分離部２１６は、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar(nsw)及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar(nsw)、及び第nsw番目のドップラ解析部２１０の出力に基づいて、ドップラ多重信号を分離する。
例えば、式(84)を用いた不等間隔ドップラ多重信号の分離は、特許文献５に記載されており詳細な説明は省略する。また、ドップラ多重分離部２１６は、距離インデックスfｂ_cfar(nsw)及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar(nsw)におけるnsw番目のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
nsw（fｂ_cfar, fs_comp_cfar(nsw)）及びVFTｚ
nsw（fｂ_cfar, fs_comp_cfar(nsw)+ΔFD(nsw)×（整数倍））となるドップラ周波数インデックスの電力情報を用いることで、ドップラ多重信号DOPndm(nsw)を特定する。また、ドップラ多重分離部２１６は、ドップラ多重割り当てテーブルに基づいて、ドップラ多重信号に割り当てた送信アンテナ１０９の検出が可能となる。また、ドップラ多重分離部２１６は、物標のドップラ周波数を±1/(2Nsw×Tr)の範囲で検出できる。
また、例えば、式(83)を用いた等間隔ドップラ多重信号の分離において、ドップラ多重分離部２１６は、物標のドップラ周波数を±1/(2Nsw×NDM(nsw)×Tr)の範囲とし、距離インデックスfｂ_cfar(nsw)及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar(nsw)におけるnsw番目のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
nsw（fｂ_cfar, fs_comp_cfar(nsw)）及びVFTｚ
nsw（fｂ_cfar, fs_comp_cfar(nsw)+ΔFD(nsw)×（整数倍））となるドップラ周波数インデックスを用いて、ドップラ多重信号DOPndm(nsw)を特定する。また、ドップラ多重分離部２１６は、ドップラ多重割り当てテーブルに基づいて、ドップラ多重信号に割り当てた送信アンテナ１０９の検出が可能となる。
以下では、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar(nsw)及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar(nsw)に対して、検出した物標のndm番目のドップラ多重信号のドップラ周波数をFDP(ndm, fs_comp_cfar(nsw))と表記する。
以上のような動作により、第nsw番目のドップラ多重分離部２１６は、CFAR部２１１から入力される距離インデックスfｂ_cfar及びドップラ周波数インデックスfs_comp_cfar及び第nsw番目のドップラ解析部２１０の出力に基づいてドップラ多重分離を行う。そして、第nsw番目のドップラ多重分離部２１６は、距離インデックスfｂ_cfar及びNDM（nsw）個のドップラ多重信号のドップラ周波数成分の第nsw番目のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
nsw（fｂ_cfar, FDP(1,fs_comp_cfar)）, VFTｚ
nsw（fｂ_cfar, FDP(2,fs_comp_cfar)）,～, VFTｚ
nsw（fｂ_cfar, FDP(NDM(nsw),fs_comp_cfar)を、ドップラ多重信号の分離受信信号として方向推定部２１４に出力する。ここで、z=1,～,Naであり、nsw=1,～,Nswである。
図２５において、方向推定部２１４は、ドップラ多重分離部２１６から入力される距離インデックスfｂ_cfar、ドップラ周波数インデックスfs_comp_cfarに対するドップラ多重信号の分離受信信号に基づいてターゲットの方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、ドップラ多重信号の分離受信信号である各nsw番目のドップラ解析部２１０の出力VFTｚ
nsw（fｂ_cfar, FDP(1,fs_comp_cfar)）, VFTｚ
nsw（fｂ_cfar, FDP(2,fs_comp_cfar)）,～, VFTｚ
nsw（fｂ_cfar, FDP(NDM(nsw),fs_comp_cfar)毎に、各仮想受信アレー相関ベクトルｈsnsw(ｂ_cfar, fs_comp_cfar)を生成し、方向推定処理を行う。式(89)に示すように、各仮想受信アレー相関ベクトルｈsnsw(ｂ_cfar, fs_comp_cfar)は、NDM(nsw)×Na個の要素を含む。方向推定部２１４は、Nsw個の仮想受信アレー相関ベクトルｈｓ1（fb_cfar, fs_comp_cfar）～ｈｓNsw（fb_cfar, fs_comp_cfar）を用いて、ターゲットからの反射波信号に対して各受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、Nsw個の仮想受信アレー相関ベクトルｈｓ1（fb_cfar, fs_comp_cfar）～ｈｓNsw（fb_cfar, fs_comp_cfar）から、所定の送信アンテナの偏波と受信アンテナの偏波との組み合わせとなる要素を抽出し、抽出した要素からなる仮想受信アレー相関ベクトルを用いて方向推定処理を行ってもよい。これにより、所定の送信アンテナの偏波及び受信アンテナの偏波毎の方向推定の結果を得ることができる。
例えば、送信切替制御部１１２が上述した図２６のドップラ多重割り当てテーブルに基づいて制御を行う場合、Nsw＝２個の仮想受信アレー相関ベクトルｈｓ1（fb_cfar, fs_comp_cfar）及びｈｓ２（fb_cfar, fs_comp_cfar）が得られる。
ここで、nsw=1となる仮想受信アレー相関ベクトルｈｓ1（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、次式(90)のような要素を含み、ドップラ多重数NDM(1)=2である。また、DOP1及びDOP2を用いてドップラ多重した信号は正旋円偏波の送信信号に対する反射受信信号であるため、方向推定部２１４は、正旋円偏波に対する方向推定処理において、仮想受信アレー相関ベクトルｈｓ1（fb_cfar, fs_comp_cfar）を用いて方向推定処理を行う。
また、nsw=2 となる仮想受信アレー相関ベクトルｈｓ2（fb_cfar, fs_comp_cfar）は、次式(91)のような要素を含み、ドップラ多重数NDM(1)=4である。また、DOP1、DOP2、DOP3及びDOP4を用いてドップラ多重した信号は水平偏波あるいは垂直偏波の送信信号に対する反射受信信号であるため、方向推定部２１４は、直線偏波に対する方向推定処理において、仮想受信アレー相関ベクトルｈｓ２（fb_cfar, fs_comp_cfar）を用いて方向推定処理を行う。
以下、方向推定部２１４における、仮想受信アレー相関ベクトルｈs2（fb_cfar, fs_cfar）を用いた直線偏波に対する方向推定処理、正旋円偏波仮想受信アレー相関ベクトルｈs2（fb_cfar, fs_cfar）を用いた正旋円偏波に対する方向推定処理は実施の形態１と同様であり、その動作の説明を省略する。
なお、方向推定部２１４は、異なる種類の偏波の組み合わせが含まれた受信信号を用いて方向推定処理を行ってもよい。この場合、偏波に依存性が低い方向推定結果が得られ、より多くの仮想アンテナを用いた方向推定処理を行うことで、受信SNRが向上するため、レーダ装置１０ｃの検出性能が向上する。また、利用可能な仮想受信アンテナの最大限の開口長を用いた方向推定処理を行うため、角度分解能も向上する。
また、方向推定部２１４は、上述した送信及び受信とも同種の偏波アンテナを用いた方向推定処理と、異なる種類の偏波を組み合わせた方向推定処理とを行い、これら両方の方向推定結果を方向推定処理結果としてもよい。これにより、偏波に依存度の高い方向推定処理結果と、偏波の依存性が低い方向推定処理結果とが得られる。このような方向推定処理の結果を、図に示していない物標識別処理部に入力し、物標の識別処理を行ってもよい。
なお、本実施の形態２において用いる送信ウエイトWntx(nsw)は、送信アンテナ１０９間の位相偏差が予め補正される場合の符号を表している。従って、ビーム送信アンテナがオンの場合、送信ウエイト生成部１１３は、ビーム送信アンテナを構成する２個の送信アンテナの各給電点における位相差は、各送信アンテナに付与された送信ウエイト間の位相差となる。
ここで、ビーム送信アンテナを構成する２個の送信アンテナに付与する送信ウエイトとして、一方の送信アンテナ１０９に対し、Amp×exp[jη]の送信ウエイトを設定し、他方の送信アンテナ１０９に対し、Amp×exp[j(η+π/2)]あるいはAmp×exp[j(η-π/2)]となる送信ウエイトを付与する場合、送信周期毎に２個の送信アンテナの給電点間の位相差は、90°あるいは-90°となる。
同様に、ビーム送信アンテナを構成する２個の送信アンテナに付与する送信ウエイトとして、一方の送信アンテナ１０９に対し、Amp×exp[jη]の送信ウエイトを設定し、他方の送信アンテナ１０９に対し、Amp×exp[j(η+ξ)]あるいはAmp×exp[j(η-ξ)]となる送信ウエイトを付与する場合、送信周期毎に２個の送信アンテナの給電点間の位相差は、ξあるいは-ξとなる。ここで、例えば、ξはπ/6～5π/6ラジアン(=30°～150°)の範囲を用いてよい。
以上、本開示の各実施の形態について説明した。
［他の実施の形態］
（１）図１５～図１８に示すアンテナ配置例では、一例として、送信アンテナ１０９の偏波の種類が左から「H」、「V」、「H」、「V」の並びについて説明したが、送信アンテナ１０９の配置は、これに限定されず、隣り合う送信アンテナ１０９が水平偏波アンテナ（H）と垂直偏波アンテナ（V）とのペアとなる配置であればよい。
（１）図１５～図１８に示すアンテナ配置例では、一例として、送信アンテナ１０９の偏波の種類が左から「H」、「V」、「H」、「V」の並びについて説明したが、送信アンテナ１０９の配置は、これに限定されず、隣り合う送信アンテナ１０９が水平偏波アンテナ（H）と垂直偏波アンテナ（V）とのペアとなる配置であればよい。
例えば、図１５～図１８に示すアンテナ配置において、送信アンテナ１０９の偏波の種類が左から「H」、「V」、「V」、「H」の並びでもよい。この並びの場合、例えば、アイソレーションが高くなる。また、例えば、図１５～図１８に示すアンテナ配置において、送信アンテナ１０９の偏波の種類が左から「V」、「H」、「H」、「V」の並びでもよい。
（２）本開示の一実施例に係るレーダ装置において、レーダ送信部及びレーダ受信部は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。また、本開示の一実施例に係るレーダ受信部において、方向推定部と、他の構成部とは、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
（３）本開示の一実施例において用いた、送信アンテナ数Nt、受信アンテナ数Na、ドップラ多重数NDM、符号数NCM、ビーム送信アンテナ数NBF、送信アンテナのペア数、ドップラシフト可変設定周期といったパラメータの数値は一例であり、それらの値に限定されない。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
また、上述した実施の形態における「・・・部」という表記は、「・・・回路（circuitry）」、「・・・アッセンブリ」、「・・・デバイス」、「・・・ユニット」、又は、「・・・モジュール」といった他の表記に置換されてもよい。
上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
＜本開示のまとめ＞
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、第１の直線偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、前記第１の送信アンテナに隣り合い、前記第１の直線偏波と異なる第２の直線偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、各送信周期における前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとの間の位相がξ又は－ξ異なる位相回転量が付与された送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備する。
本開示の一実施例に係るレーダ装置は、第１の直線偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、前記第１の送信アンテナに隣り合い、前記第１の直線偏波と異なる第２の直線偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、各送信周期における前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとの間の位相がξ又は－ξ異なる位相回転量が付与された送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、を具備する。
本開示の一実施例において、前記送信回路は、複数の直交符号を用いて、前記送信信号を符号多重送信し、前記複数の直交符号のうち、前記第１の送信アンテナから送信される前記送信信号に対する第１の直交符号と、前記第２の送信アンテナから送信される前記送信信号に対する第２の直交符号との間において、各送信周期に対応する符号要素の位相はξ又は－ξ異なる。
本開示の一実施例において、前記ξは、３０°から１５０°の範囲の何れかの値である。
本開示の一実施例において、前記送信回路は、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナに同一のドップラシフト量を設定する。
本開示の一実施例において、前記複数の送信アンテナに、前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとのペアが複数含まれる場合、前記送信回路は、前記複数のペアのそれぞれに異なるドップラシフト量を設定する。
本開示の一実施例において、奇数番目及び偶数番目の何れか一方の送信周期において、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナから送信される前記送信信号がターゲットに反射した反射波信号を用いてドップラ解析を行う第１のドップラ解析回路と、奇数番目及び偶数番目の何れか他方の送信周期において、前記反射波信号を用いてドップラ解析を行う第２のドップラ解析回路と、前記第１のドップラ解析回路の出力及び前記第２のドップラ解析回路の出力の何れか一方を用いて、円偏波の信号を分離する第１の分離回路と、前記第１のドップラ解析回路の出力及び前記第２のドップラ解析回路の出力の双方を用いて、前記第１の直線偏波及び前記第２の直線偏波の少なくとも一つの信号を分離する第２の分離回路と、を更に具備する。
本開示の一実施例において、複数の受信アンテナ、を更に具備し、前記複数の受信アンテナは、前記第１の直線偏波、前記第２の直線偏波、第１の方向の円偏波、及び、前記第１の方向と逆の第２の方向の円偏波の少なくとも一つの偏波を受信するアンテナを含む。
本開示の一実施例において、前記複数の送信アンテナに、前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとのペアが複数含まれる場合、前記送信回路は、前記複数のペアのそれぞれから前記送信信号を時分割多重送信する。
本開示の一実施例において、前記送信回路は、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナのそれぞれからの送信の際に、同一のドップラシフト量、及び、位相がξ又は－ξ異なる送信ウエイトを適用して前記送信信号を多重送信する第１送信処理と、異なるドップラシフト量を適用して前記送信信号を多重送信する第２送信処理と、を時間的に切り替える。
本開示の一実施例において、前記送信回路は、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナのそれぞれからの送信の際に、同一のドップラシフト量、及び、位相がξ又は－ξ異なる送信ウエイトを適用して前記送信信号を多重送信する第１送信処理と、異なるドップラシフト量を適用して前記送信信号を多重送信する第２送信処理と、を同一送信周期において行う。
本開示の一実施例において、前記複数の送信アンテナに、前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとのペアが複数含まれる場合、前記送信回路は、前記第１送信処理において、前記複数のペアのそれぞれに異なるドップラシフト量を設定する。
本開示の一実施例において、複数の受信アンテナ、を更に具備し、前記複数の送信アンテナに、前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとのペアが複数含まれ、前記複数のペアのそれぞれの位相中心の間隔と、前記複数の受信アンテナのうちの隣り合う受信アンテナ間の間隔との差は、前記送信信号の波長に基づく規定値である。
本開示の一実施例において、前記規定値は、前記波長の0.45倍から0.8倍の範囲の何れかの値である。
本開示の一実施例において、複数の受信アンテナ、を更に具備し、第１の方向において、前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとの間隔と、前記複数の受信アンテナのうちの隣り合う受信アンテナ間の間隔と、は前記送信信号の波長に基づく第１の規定値であり、前記第１の方向に直交する第２の方向において、前記複数の受信アンテナのうち、一部の受信アンテナと、他の受信アンテナとの間隔は、前記送信信号の波長に基づく第２の規定値である。
本開示の一実施例において、前記第１の規定値及び前記第２の規定値のそれぞれは、前記波長の0.45倍から0.8倍の範囲の何れかの値である。
本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。
１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ レーダ装置
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ レーダ送信部
１０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 送信信号生成制御部
１０３ 変調信号発生部
１０４ ＶＣＯ
１０５ 位相回転量設定部
１０６ ドップラシフト設定部
１０７ 符号化部
１０８ 位相回転部
１０９ 送信アンテナ
１１０，１１２ 送信切替制御部
１１１ 送信切替部
１１３ 送信ウエイト生成部
１１４ 送信ウエイト乗算部
２００ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信無線部
２０４ ミキサ部
２０５ ＬＰＦ
２０６ 信号処理部
２０７ ＡＤ変換部
２０８ ビート周波数解析部
２０９ 出力切替部
２１０ ドップラ解析部
２１１ ＣＦＡＲ部
２１２ 符号化ドップラ多重分離部
２１３，２１６ ドップラ多重分離部
２１４ 方向推定部
２１５ 符号多重分離部
３００ 測位出力部
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ レーダ送信部
１０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 送信信号生成制御部
１０３ 変調信号発生部
１０４ ＶＣＯ
１０５ 位相回転量設定部
１０６ ドップラシフト設定部
１０７ 符号化部
１０８ 位相回転部
１０９ 送信アンテナ
１１０，１１２ 送信切替制御部
１１１ 送信切替部
１１３ 送信ウエイト生成部
１１４ 送信ウエイト乗算部
２００ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信無線部
２０４ ミキサ部
２０５ ＬＰＦ
２０６ 信号処理部
２０７ ＡＤ変換部
２０８ ビート周波数解析部
２０９ 出力切替部
２１０ ドップラ解析部
２１１ ＣＦＡＲ部
２１２ 符号化ドップラ多重分離部
２１３，２１６ ドップラ多重分離部
２１４ 方向推定部
２１５ 符号多重分離部
３００ 測位出力部
Claims (15)
- 第１の直線偏波を放射する第１の送信アンテナ、及び、前記第１の送信アンテナに隣り合い、前記第１の直線偏波と異なる第２の直線偏波を放射する第２の送信アンテナを含む複数の送信アンテナと、
各送信周期における前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとの間の位相がξ又は－ξ異なる位相回転量が付与された送信信号を前記複数の送信アンテナから多重送信する送信回路と、
を具備するレーダ装置。 - 前記送信回路は、複数の直交符号を用いて、前記送信信号を符号多重送信し、
前記複数の直交符号のうち、前記第１の送信アンテナから送信される前記送信信号に対する第１の直交符号と、前記第２の送信アンテナから送信される前記送信信号に対する第２の直交符号との間において、各送信周期に対応する符号要素の位相はξ又は－ξ異なる、
請求項１に記載のレーダ装置。 - 前記ξは、３０°から１５０°の範囲の何れかの値である、
請求項１に記載のレーダ装置。 - 前記送信回路は、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナに同一のドップラシフト量を設定する、
請求項２に記載のレーダ装置。 - 前記複数の送信アンテナに、前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとのペアが複数含まれる場合、前記送信回路は、前記複数のペアのそれぞれに異なるドップラシフト量を設定する、
請求項２に記載のレーダ装置。 - 奇数番目及び偶数番目の何れか一方の送信周期において、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナから送信される前記送信信号がターゲットに反射した反射波信号を用いてドップラ解析を行う第１のドップラ解析回路と、
奇数番目及び偶数番目の何れか他方の送信周期において、前記反射波信号を用いてドップラ解析を行う第２のドップラ解析回路と、
前記第１のドップラ解析回路の出力及び前記第２のドップラ解析回路の出力の何れか一方を用いて、円偏波の信号を分離する第１の分離回路と、
前記第１のドップラ解析回路の出力及び前記第２のドップラ解析回路の出力の双方を用いて、前記第１の直線偏波及び前記第２の直線偏波の少なくとも一つの信号を分離する第２の分離回路と、を更に具備する、
請求項１に記載のレーダ装置。 - 複数の受信アンテナ、を更に具備し、
前記複数の受信アンテナは、前記第１の直線偏波、前記第２の直線偏波、第１の方向の円偏波、及び、前記第１の方向と逆の第２の方向の円偏波の少なくとも一つの偏波を受信するアンテナを含む、
請求項１に記載のレーダ装置。 - 前記複数の送信アンテナに、前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとのペアが複数含まれる場合、前記送信回路は、前記複数のペアのそれぞれから前記送信信号を時分割多重送信する、
請求項１に記載のレーダ装置。 - 前記送信回路は、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナのそれぞれからの送信の際に、
同一のドップラシフト量、及び、位相がξ又は－ξ異なる送信ウエイトを適用して前記送信信号を多重送信する第１送信処理と、
異なるドップラシフト量を適用して前記送信信号を多重送信する第２送信処理と、
を時間的に切り替える、
請求項１に記載のレーダ装置。 - 前記送信回路は、前記第１の送信アンテナ及び前記第２の送信アンテナのそれぞれからの送信の際に、
同一のドップラシフト量、及び、位相がξ又は－ξ異なる送信ウエイトを適用して前記送信信号を多重送信する第１送信処理と、
異なるドップラシフト量を適用して前記送信信号を多重送信する第２送信処理と、
を同一送信周期において行う、
請求項１に記載のレーダ装置。 - 前記複数の送信アンテナに、前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとのペアが複数含まれる場合、前記送信回路は、前記第１送信処理において、前記複数のペアのそれぞれに異なるドップラシフト量を設定する、
請求項８に記載のレーダ装置。 - 複数の受信アンテナ、を更に具備し、
前記複数の送信アンテナに、前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとのペアが複数含まれ、
前記複数のペアのそれぞれの位相中心の間隔と、前記複数の受信アンテナのうちの隣り合う受信アンテナ間の間隔との差は、前記送信信号の波長に基づく規定値である、
請求項１に記載のレーダ装置。 - 前記規定値は、前記波長の0.45倍から0.8倍の範囲の何れかの値である、
請求項１２に記載のレーダ装置。 - 複数の受信アンテナ、を更に具備し、
第１の方向において、前記第１の送信アンテナと前記第２の送信アンテナとの間隔と、前記複数の受信アンテナのうちの隣り合う受信アンテナ間の間隔と、は前記送信信号の波長に基づく第１の規定値であり、
前記第１の方向に直交する第２の方向において、前記複数の受信アンテナのうち、一部の受信アンテナと、他の受信アンテナとの間隔は、前記送信信号の波長に基づく第２の規定値である、
請求項１に記載のレーダ装置。 - 前記第１の規定値及び前記第２の規定値のそれぞれは、前記波長の0.45倍から0.8倍の範囲の何れかの値である、
請求項１４に記載のレーダ装置。
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