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Die Erfindung betrifft einen MIMO-Radarsensor mit einem Array von Sende- und Empfangsantennenelementen, die in einer vorgegebenen Richtung gegeneinander versetzt sind, und mit mindestens zwei elektronischen Chips C1 und C2, die unterschiedlichen Auswahlen der Sende- und Empfangsantennenelemente zugeordnet sind.
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Insbesondere befasst sich die Erfindung mit einem Radarsensor für Kraftfahrzeuge.
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Stand der Technik
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Bei der Umfeldüberwachung in Fahrerassistenzsystemen für Kraftfahrzeuge ist neben dem Abstand und der Relativgeschwindigkeit der georteten Radarziele auch der Azimutwinkel und der Elevationswinkel dieser Ziele von Bedeutung. Beispielsweise wird Information über den Azimutwinkel benötigt, damit das Objekt einer bestimmten Fahrspur der Fahrbahn zugeordnet werden kann. Information über den Elevationswinkel ermöglicht eine Einschätzung, ob das Objekt überfahrbar oder unterfahrbar ist oder ein relevantes Hindernis darstellt. Die Azimut- und Elevationswinkel der Ziele können aus Amplituden- und/oder Phasenunterschieden der Signale der Empfangsantennenelemente ermittelt werden. Nachdem MIMO-Prinzip (Multiple Input Multiple Output) werden die Empfangsantennenelemente beispielsweise im Zeitmultiplex oder im Frequenzmultiplex mit verschiedenen Sendeantennenelementen kombiniert. Jede Kombination entspricht einem virtuellen Antennenelement, dessen Versatz gegenüber einem anderen virtuellen Antennenelement sich additiv zusammensetzt aus den Versätzen der beteiligten Empfangsantennenelemente und der beteiligten Sendeantennenelement. Das virtuelle Array kann eine größere Apertur haben als das reale Array und ermöglicht deshalb eine höhere Winkelauflösung.
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Wenn das Array eine sehr große Anzahl von Sende- und Empfangsantennenelementen aufweist, kann ein entsprechend größeres virtuelles Array erzeugt werden und eine entsprechend höhere Winkeltrennfähigkeit erreicht werden. Allerdings kann dann die Einspeisung der Sendesignale in die Vielzahl der Sendeantennenelemente und die Auswertung der Empfangssignale der zahlreichen Empfangsantennenelemente nicht mehr mit einem einzigen integrierten elektronischen Bauelement bewältigt werden. Der Hochfrequenzteil des Radarsensors muss dann mehrere integrierte Bausteine, beispielsweise MMICs (Monolithic Microwave Integrated Circuits) aufweisen, die hier kurz als „Chips“ bezeichnet werden. Im Idealfall sollten diese Chips perfekt synchron arbeiten, so dass die Phasendifferenzen zwischen den Empfangssignalen ausschließlich durch die unterschiedlichen Laufzeiten der Radarsignale und damit durch den zu messenden Winkel bestimmt sind und nicht von Phasendifferenzen zwischen den verschiedenen Chips abhängig sind. In der Praxis können jedoch Phasendifferenzen zwischen den verschiedenen Chips auftreten, beispielsweise aufgrund von Fertigungstoleranzen aber auch aufgrund von Temperaturunterschieden von Chip zu Chip und/oder aufgrund von unterschiedlich ablaufenden Alterungsprozessen. Diese Phasendifferenzen sind somit im allgemeinen zeitlich nicht konstant und können deshalb nicht durch eine einmalige Kalibrierung der Chips beseitigt werden.
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In
WO 2019/170277 A1 wird ein Verfahren zur online-Kalibrierung der Phasen zwischen mehreren MMICs beschrieben, bei dem die Temperaturen der Chips mit Temperatursensoren gemessen werden und die Phasen dann anhand eines Modells der Temperaturabhängigkeit der Chips korrigiert werden.
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DE 10 2014 208 899 A1 beschreibt ein Verfahren zur online-Kalibrierung anhand von Radar-Messdaten und Abweichungen von vermessenen Antennendiagrammen.
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C. Schmid et al., „Motion Compensation and Efficient Array Design for TDMA FMCW MIMO Radar Systems,“ in 6th European Conference on Antennas and Propagation (EUCAP), Mar. 2012, pp. 1746-1750, beschreiben eine Antennenanordnung mit überlappenden virtuellen Kanälen, die es erlaubt, einen Phasenversatz zwischen zwei Sendeantennen desselben MMICs anhand einer gemessenen Relativgeschwindigkeit zu kompensieren.
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Offenbarung der Erfindung
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Aufgabe der Erfindung ist es, einen MIMO-Radarsensor zu schaffen, bei dem es möglich ist, die Phasenabweichungen zwischen den Chips während des Einsatzes des Radarsensors direkt zu messen.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass mindestens ein Empfangsantennenelement R0 mit beiden Chips C1 und C2 verbindbar ist und dass das Array mindestens eine Konfiguration von Antennenelementen aufweist, die besteht aus einem Sendeantennenelement T1, dem der Chip C1 zugeordnet ist, einem Empfangsantennenelement R1, dem der Chip C1 zugeordnet ist, einem Sendeantennenelement T2, dem der Chip C2 zugeordnet ist, und einem Empfangsantennenelement R2, dem der Chip C2 zugeordnet ist, und bei welcher Konfiguration der Versatz zwischen den Sendeantennenelementen T1 und T2 mit dem Versatz zwischen den Empfangsantennenelementen R1 und R2 übereinstimmt.
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Die Angabe, dass der Chip einem Sende- oder Empfangsantennenelement „zugordnet“ ist, bedeutet hier, dass sich der Radarsensor so betreiben lässt, dass das Sendeantennenelement von dem Chip gespeist wird bzw. der Chip das Empfangssignal des Empfangsantennenelements verarbeitet. Die Phasendifferenz zwischen den Chips setzt sich zusammen aus einem Sendekanalanteil DELTA_TX und einem Empfangskanalanteil DELTA_RX. Diese beiden Anteile entstehen aufgrund unterschiedlicher Signalpfade in den Chips, abhängig davon, ob für das betreffende virtuelle Antennenelement der Chip gerade sendet, empfängt oder sendet und empfängt.
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Da erfindungsgemäß mindestens ein Antennenelement R0 mit beiden Chips C1 und C2 verbindbar ist, lässt sich der Empfangskanalanteil DELTA_RX messen, indem man in einem Zustand, in dem nur einer der Chips sendet, beispielsweise der Chip C1, die in den beiden Chips erhaltenen Phasen der Empfangssignale miteinander vergleicht. Da der Sendekanalanteil für beide Signale gleich ist, muss die gemessene Phasendifferenz der Empfangskanalanteil DELTA_RX sein.
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Da der Versatz zwischen den Sendeantennenelementen T1 und T2 mit dem Versatz zwischen den Empfangsantennenelementen R1 und R2 übereinstimmt, ist die Konfiguration der vier Antennenelemente T1, R1, T2, R2 insofern redundant, als die Kombination des Sendeantennenelements T1 mit dem Empfangsantennenelement R2 dasselbe virtuelle Antennenelement ergibt wir die Kombination des Sendeantennenelements T2 mit dem Empfangsantennenelement R1. Wenn es keine Phasendifferenz von Chip zu Chip gibt, sollte man deshalb unabhängig vom Ortungswinkel des Ziels in beiden Kombinationen dieselbe Phase erhalten. Wenn man nun die Phasen miteinander vergleicht, die in diesen beiden Kombinationen tatsächlich gemessen werden, so erhält man die Gesamt-Phasendifferenz DELTA_TX + DELTA_RX zwischen den Chips an. Da somit sowohl der Empfangskanalanteil DELTA_RX als auch die Summe der beiden Anteile bekannt ist, lässt sich auch der Sendekanalanteil DELTA_TX berechnen. Mit den bekannten Anteilen DELTA_RX und DELTA_TX lässt sich dann für jedes virtuelle Antennenelement, d.h., für jede Kombination von Sende- und Empfangsantennenelementen, die Phasendifferenz kompensieren, unabhängig davon, welcher der beiden Chips in dieser Kombination sendet und welcher Chip das empfangene Signal verarbeitet.
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Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnung näher erläutert.
Die einzige Zeichnungsfigur zeigt ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen MIMO-Radarsensors.
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Die Zeichnung zeigt als vereinfachtes Beispiel einen MIMO-Radarsensor (FMCW-Radar) mit einem Antennenarray, das zwei Sendeantennenelemente TX und sieben Empfangsantennenelemente RX aufweist. Die Empfangsantennenelemente RX sind in einer Richtung x gegeneinander versetzt, im gezeigten Beispiel um jeweils gleiche Abstände. Wenn die Richtung x die horizontale Richtung ist, so kann durch Vergleich der Phasen der Signale, die für ein gegebenes Radarziel (in einer bestimmten Abstands- und Geschwindigkeitszelle) in den sieben Empfangsantennenelementen empfangen werden, der Azimutwinkel des Radarziels (innerhalb gewisser Genauigkeitsgrenzen) gemessen werden. Wenn die Richtung x die vertikale Richtung ist, kann entsprechend der Elevationswinkel des Ziels gemessen werden.
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Symbolisch ist in 1 ein Radarziel Z dargestellt, das vom Radarsensor geortet werden kann. In der Praxis wird das Ziel Z zu der Ebene des Antennenarrays einen beträchtlichen Abstand in der Richtung senkrecht zur Zeichenebene aufweisen. Als Beispiel sei hier angenommen, dass die Richtung x die horizontale Richtung ist, so dass der Radarsensor den Azimutwinkel des Ziels Z messen kann. Weiterhin sei angenommen, dass das Ziel in vertikaler Richtung ausgedehnt ist, so dass der in der Zeichnung erkennbare vertikale Versatz zwischen den Sendeantennenelementen TX einerseits und den Empfangsantennenelementen RX andererseits keinen Einfluss auf die Signallauflängen hat. Die Signallauflängen sind somit allein durch den Versatz der Antennenelemente in der Richtung x bestimmt.
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Die beiden Sendeantennenelemente TX sind zur besseren Unterscheidung mit einem Etikett T1 bzw. T2 bezeichnet. Wenn das Sendeantennenelement T1 ein Signal sendet, das am Ziel Z reflektiert wird und dann von einem der Empfangsantennenelemente RX empfangen wird, so entspricht die x-Komponente des Signallaufweges der Summe aus dem Abstand zwischen dem Sendeantennenelement T1 und dem Ziel Z in der Richtung x und dem Abstand zwischen dem Ziel Z und dem Empfangsantennenelement RX in der Richtung Z. Wenn dagegen das Radarsignal nicht mit dem Sendeantennenelement T1 gesendet wird, sondern mit dem Sendeantennenelement T2, so sind alle Signallaufwege um den gleichen Betrag vermindert, nämlich um den Abstand zwischen den Sendeantennenelementen T1 und T2.
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In der Zeichnung werden die unterschiedlichen Signallaufwege für alle Kombinationen von Sende- und Empfangsantennenelementen durch ein virtuelles Array VX repräsentiert. Die ersten sieben virtuellen Antennenelemente V1 bis V7 haben zu dem Ziel Z den gleichen Abstand wie die realen Empfangsantennenelemente RX und repräsentieren damit den Fall, dass das Signal mit dem Sendeantennenelement T1 gesendet wird. Bei den übrigen virtuellen Antennenelementen ist der Abstand zum Ziel Z verkürzt, nämlich um den Abstand zwischen T1 und T2. Diese virtuellen Antennenelemente entsprechen deshalb dem Fall, dass mit T2 gesendet wird.
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Eine Besonderheit bei dem hier gezeigten Antennenarray besteht darin, dass die Sendeantennenelemente T1 und T2 zueinander den gleichen Abstand haben wie das erste Empfangsantennenelement R1 und das letzte Empfangsantennenelement R2 im Empfangsarray. Das hat zur Folge, dass das virtuelle Antennenelement V7 hier auf zwei unterschiedliche Weisen synthetisiert werden kann, nämlich einmal durch Senden mit T1 und Empfangen mit R2 und zum anderen durch Senden mit T2 und Empfangen mit R1. Aufgrund dieser „Redundanz“ hat das virtuelle Antennenarray VX nicht 2 × 7 = 14 Elemente, sondern nur maximal 13, im gezeigten Beispiel12 Elemente. Das letzte virtuelle Antennenelement V12 entspricht deshalb dem Fall, dass mit T2 gesendet und mit dem vorletzten Empfangsantennenelement empfangen wird.
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Zum Erzeugen der Sendesignale und zum Einspeisen derselben in die Sendeantennenelemente T1 und T2 sowie zur Verarbeitung der in den Empfangsantennenelementen RX empfangenen Signale sind in diesem Beispiel zwei getrennte Chips C1 und C2 vorgesehen, bei denen es sich beispielsweise um MMICs handeln kann. Der Chip C1 speist das Sendeantennenelement T1 und verarbeitet Empfangssignale der ersten vier Empfangsantennenelemente, beginnend mit dem ersten Empfangsantennenelement R1 und endend mit dem vierten Empfangsantennenelement, das hier mit R0 bezeichnet ist. Der Chip C2 speist das Sendeantennenelement T2 und verarbeitet Empfangssignale der letzten vier Empfangsantennenelemente von R0 bis R2. Der Ausgang des Empfangsantennenelements R0 ist über einen Leistungsverteiler auf beide Chips C1 und C2 aufgeschaltet (oder zumindest zeitweise aufschaltbar).
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Eine Steuer- und Auswerteeinrichtung D steuert den Betrieb der Chips C1 und C2 und wertet die in den verschiedenen Empfangskanälen empfangenen Signale aus. Die Sendeantennenelemente T1 und T2 werden abwechselnd aktiviert, so dass im Zeitmultiplex die insgesamt zwölf virtuellen Antennenelemente durchgemessen werden können. Nach dem FMCW-Prinzip wird für jedes Antennenelement das empfangene Signal in ein Zwischenfrequenzband heruntergemischt, digitalisiert und über einen Messzyklus hinweg als Zeitsignal aufgezeichnet. Aus dem Zeitsignal wird durch schnelle Fouriertransformation das Spektrum gebildet, in dem sich jedes geortete Ziel als Peak bei einer Frequenz abzeichnet, die vom Abstand und der Relativgeschwindigkeit des Ziels abhängig ist. Anhand dieser Daten wird in bekannter Weise der Abstand und die Relativgeschwindigkeit jedes georteten Ziels berechnet. Winkelinformation über das Ziel erhält man durch Vergleich der komplexen Amplituden der Signale, die man für dasselbe geortete Ziel in den verschiedenen virtuellen Antennenelementen erhält. Dazu wird die Verteilung der komplexen Amplituden über die virtuellen Antennenelemente mit einem zuvor gemessenen und gespeicherten Antennendiagramm verglichen.
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In jedem der Chips C1 und C2 treten sowohl im Sendeteil als auch im Empfangsteil gewisse Phasenverzögerungen auf. Da diese Signalverzögerungen von Chip zu Chip unterschiedlich sein können und beispielsweise abhängig von den Temperaturen der Chips variieren können, kommt es zwischen den beiden Chips zu einer Phasendifferenz, die vor dem Vergleich mit dem Antennendiagramm rechnerisch kompensiert werden muss. Dazu ist es erforderlich, die Phasendifferenz zwischen den beiden Chips von Zeit zu Zeit zu messen.
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Diese Messung wird dadurch ermöglicht, dass das virtuelle Antennenelement V7 in jedem Messzyklus zweimal vermessen wird, nämlich einmal mit der Antennenkombination T1, R2 und einmal mit der Antennenkombination T2, R1. Wenn man die bei diesen beiden Messungen erhaltenen Signale vergleicht, so erhält man eine Gesamt-Phasendifferenz DD, die unabhängig von Winkelinformationen der georteten Ziele ist und sich aus vier Anteilen zusammensetzt:
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Darin ist DT1 ein Anteil, der auf die Signalverzögerung im Sendeteil von Chip C1 zurückgeht, DR2 ist ein Anteil, der auf die Signalverzögerung im Empfangsteil von Chip C2 zurückgeht, DT2 ist ein Anteil, der auf die Signalverzögerung im Sendeteil von Chip C2 zurückgeht, und DR1 ist ein Anteil, der auf die Signalverzögerung im Empfangsteil von Chip C1 zurückgeht. Die ersten beiden Summanden bestimmen die Gesamt-Signalverzögerung wenn mit T1 und R2 gemessen wird, und die beiden anderen Summanden entsprechend der Gesamt-Signalverzögerung wenn mit T2 und R1 gemessen wird.
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Das virtuelle Antennenelement V4 entspricht der Kombination T1, R0. Da das Empfangsantennenelement R0 auf beide Chips aufgeschaltet ist, erhält man für dieses Antennenelement zwei Signale, je eines von jedem der beiden Chips. Die Phasendifferenz zwischen diesen beiden Signalen ist gleich DR2 - DR1, da die Anteile, die auf die Signalverzögerung im Sendeteil des sendenden Chips C1 zurückgeht, für beide Signale gleich ist. Die Messung dieser Phasendifferenz liefert somit den Empfangskanalanteil DELTA_RX der Gesamt-Phasendifferenz
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Entsprechend erhält man auch zwei Signale für das virtuelle Antennenelement V10, das der Kombination T2, R0 entspricht. Wahlweise könnte man deshalb auch diese beiden Signale zur Messung von DELTA_RX verwenden, oder man benutzt zu Kontrollzwecken beide Methoden. Wenn DELTA_RX = DR2 - DR1 und DD bekannt ist, kann man anhand von Gleichung (1) auch den Sendekanalanteil DELTA_TX = DT1 - DT2 berechnen.
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Mit den beiden Größen DELTA_RX und DELTA_TX lassen sich für jedes Paar von virtuellen Antennenelementen der Fehler kompensieren, der durch die Phasendifferenz der Chips verursacht wird. Wenn bei der Winkelschätzung beispielsweise die Phasen der virtuellen Elemente V1 und V12 verglichen werden, so ist der Korrekturwert DELTA_TX + DELTA_RX, da für V1 mit Chip C1 gesendet und empfangen wird für V12 jedoch sowohl das Senden als auch das Empfangen mit Chip C2 erfolgt. Vergleicht man dagegen die Phasen der virtuellen Elemente V1 und V6, so stammt das Sendesignal in beiden Fällen vom Chip C1, und nur die empfangenen Signale werden von verschiedenen Chips erhalten, so dass der Korrekturwert DELTA_RX ist. Vergleicht man dagegen die Signale der virtuellen Elemente V5 und V11, so wird in beiden Fällen mit Chip C2 empfangen, aber die gesendeten Signale stammen von verschiedenen Chips, so dass der Korrekturwert DELTA_TX ist.
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Die bestimmten Korrekturwerte DELTA_TX und DELTA_RX sind jeweils für die Phasenbeziehungen zwischen allen Sende- bzw. Empfangskanälen der beiden Chips C1 und C2 gültig. Sie können also auch auf in 1 nicht dargestellte Sende- bzw. Empfangsantennenkombinationen bzw. virtuelle Antennenelement angewendet werden.
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Das oben beschriebene Prinzip lässt sich verallgemeinern auf Antennenarrays mit einer wesentlich größeren Anzahl von Sende- und Empfangsantennenelementen, die sowohl horizontal als auch vertikal versetzt sein können und bei denen ggf. zur Ansteuerung der Antennenelemente drei oder mehr Chips benötigt werden. Wenn beispielsweise insgesamt drei Chips C1, C2 und C3 vorhanden sind, so muss es mindestens zwei Empfangsantennenelemente geben, die analog zu dem Empfangsantennenelement R0 geschaltet sind, und es muss mindestens zwei Antennenkonfigurationen geben, die der Konfiguration der Antennenelemente T1, T2, R1 und R2 entspricht. Damit lassen sich dann die Phasendifferenzen für zwei Paare von Chips messen, beispielsweise für (C1, C2) und (C2, C3). Die Phasendifferenz für das Paar (C1, C3) ist dann die Summe dieser Phasendifferenzen, kann jedoch wahlweise auch direkt gemessen werden, wenn es in dem Antennenarray 3 „geteilte“ Antennenelemente entsprechend R0 und drei verschiedene Konfigurationen analog zu T1, T2, R1, R2 gibt.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- WO 2019/170277 A1 [0005]
- DE 102014208899 A1 [0006]
