DE112019006256T5

DE112019006256T5 - Radarvorrichtung

Info

Publication number: DE112019006256T5
Application number: DE112019006256.5T
Authority: DE
Inventors: Saki Tanaka; Yukinori Akamine; Akira Kitayama
Original assignee: Hitachi Astemo Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2019-02-04
Filing date: 2019-10-29
Publication date: 2021-09-09
Also published as: JP2020125948A; WO2020161968A1; JP7023247B2

Abstract

Es wird eine Radarvorrichtung geschaffen, die die Verlängerung einer Messzeit abschwächen kann. Diese Radarvorrichtung umfasst: mehrere Sendeantennen, die mehrere Sendesignale senden; mehrere Empfangsantennen, die reflektierte Wellen, die im Ergebnis der Sendewellen der mehreren Signale, die durch ein Ziel reflektiert werden, erzeugt werden, als Signale empfangen; und eine Radareinheit, die Chirp-Signale 101_S bis 103_S, die durch die Empfangsantennen empfangen werden, addiert, so dass die Chirp-Signale in chronologischer Reihenfolge angeordnet sind, und die unter Verwendung eines durch Addieren der Chirp-Signale erzeugten Signals die Relativgeschwindigkeit des Ziels detektiert.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Radarvorrichtung, z. B. eine Millimeterwellen-Radarvorrichtung, die an einem Kraftfahrzeug angebracht ist.
Technischer Hintergrund
Eine Millimeterwellen-Radarvorrichtung, die an einem Kraftfahrzeug angebracht ist, wird z. B. als ein Sensor für das Selbstfahren verwendet und wird verwendet, einen Abstand, eine Relativgeschwindigkeit und ein Azimut bezüglich eines Ziels, das ein zu messendes Objekt ist, zu messen. In diesem Fall wird der Abstand zum Ziel durch eine Verzögerungszeit eines Signals geschätzt, während die Relativgeschwindigkeit durch eine Frequenzänderung des Signals aufgrund des Dopplereffekts geschätzt wird. Das Azimut wird durch einen Phasenunterschied zwischen den zwischen den Antennen empfangenen Signalen geschätzt.
Insbesondere in einer Radarvorrichtung zur Abstandsdetektion, die für das Selbstfahren auf der Selbstfahrstufe 3 oder höher vorgesehen ist, ist eine hochauflösende Azimutschätzung erforderlich. Um eine hohe Auflösung der Azimutschätzung zu erreichen, ist es erwünscht, eine Antennenaperturlänge einer Empfangsantenne zu erweitern. In einer Radarvorrichtung unter Verwendung mehrerer Empfangsantennen ist es durch das Vergrößern des Abstands zwischen den am weitesten voneinander entfernten Empfangsantennen möglich, die Antennenaperturlänge zu vergrößern. Um andererseits das Erscheinungsbild des Kraftfahrzeugs nicht zu beeinträchtigen, ist eine Größenverringerung der Radarvorrichtung erforderlich.
Als eine Technik, um sowohl die Größenverringerung der Radarvorrichtung als auch die hohe Auflösung der Azimutschätzung zu erreichen, ist eine Technik virtueller Antennen basierend auf Mehrfacheingang und Mehrfachausgang (MIMO) wichtig.
PTL 1 offenbart eine MIMO-Radarvorrichtung unter Verwendung der Technik virtueller Antennen basierend auf der MIMO.
Liste der Entgegenhaltungen
Patentliteratur
PTL 1: JP 2017-522576 A
Zusammenfassung der Erfindung
Technisches Problem
In der MIMO-Radarvorrichtung werden die Azimutinformationen eines Ziels durch das Senden von Signalen von mehreren Sendeantennen und das Empfangen der Signale durch mehrere Empfangsantennen gemultiplext, wobei die Anzahl der Empfangsantennen praktisch erhöht werden kann. Entsprechend ist es möglich, die hohe Auflösung der Azimutschätzung zu erreichen, während die Größe der Radarvorrichtung durch das Unterdrücken der Anzahl der tatsächlichen Empfangsantennen verringert wird.
In der MIMO-Radarvorrichtung müssen die von den Sendeantennen gesendeten Signale orthogonal zueinander und trennbar sein. Die Orthogonalität der Signale kann durch Codemultiplex, Frequenzmultiplex oder Zeitmultiplex erreicht werden. Beim Codemultiplex ist jedoch ein hoher Berechnungsaufwand erforderlich, während es beim Frequenzmultiplex schwierig ist, die Signaltrennung vollständig auszuführen. Folglich wird in der vorliegenden Beschreibung eine Radarvorrichtung beschrieben, die ein Zeitmultiplexschema anwendet.
Das Zeitmultiplexschema kann durch Wechseln zwischen den Sendeantennen zum Senden der Signale für jedes Mal verwirklicht werden. Wenn ein Abstand eines Ziels mit einer Relativgeschwindigkeit durch die MIMO-Radarvorrichtung, die das Zeitmultiplexschema anwendet, gemessen wird, bewegt sich das Ziel, während die Sendeantenne gewechselt wird, wobei eine Abstandsvariation von etwa mehreren mm verursacht wird. Die Abstandsauflösung, die für die Millimeterwellen-Radarvorrichtung für das Selbstfahren erforderlich ist, beträgt jedoch etwa 0,1 m bis mehrere m. Folglich kann bei der Abstandsmessung unter Verwendung der Millimeterwellen-Radarvorrichtung für das Selbstfahren die Abstandsvariation, die verursacht wird, während die Sendeantenne gewechselt wird, ignoriert werden.
Andererseits ist die Abstandsvariation von etwa einigen mm, die durch das Wechseln zwischen den Sendeantennen verursacht wird, etwa die gleich Größe wie eine Wellenlänge des zu sendenden Signals. Folglich wird die Abstandsvariation als eine Phasenänderung detektiert, wenn das Azimut des Ziels gemessen wird. Wie oben beschrieben worden ist, wird das Azimut des Ziels unter Verwendung des Phasenunterschieds zwischen den empfangenen Signalen geschätzt, wenn aber die Phasenvariation durch die Abstandsvariation verursacht wird, verschlechtert sich die Genauigkeit der Azimutschätzung. Weil die Abstandsvariation ein Wert ist, der der Relativgeschwindigkeit des Ziels entspricht, ist es durch das Korrigieren der variierten Phase unter Verwendung der geschätzten Relativgeschwindigkeit möglich, die Verschlechterung der Genauigkeit der Azimutschätzung zu unterdrücken.
PTL 1 beschreibt die Technik zum Korrigieren der Phase unter Verwendung der geschätzten Relativgeschwindigkeit. PTL 1 offenbart, dass Chirp-Signale, die Sendesignale sind, in unterschiedlichen Zeitintervallen für jede Sendeantenne gesendet werden, um die Relativgeschwindigkeit zu schätzen. In PTL 1 werden die Chirp-Signale für jede Sendeantenne in unterschiedlichen Zeitintervallen gesendet, wobei folglich die Relativgeschwindigkeit eindeutig geschätzt wird. Die Phase wird unter Verwendung der geschätzten Relativgeschwindigkeit korrigiert, wobei die Azimutschätzung unter Verwendung der korrigierten Phase mit hoher Auflösung ausgeführt wird.
In der MIMO-Radar-Vorrichtung, die das Zeitmultiplexschema anwendet, ist es jedoch erforderlich, eine ausreichende Zeit sicherzustellen, so dass die für jede Sendeantenne gesendeten Chirp-Signale einander zeitlich nicht überlappen, um die Diversität der Chirp-Signale sicherzustellen. Das heißt, es ist erforderlich, ausreichend Zeit sicherzustellen, so dass die in unterschiedlichen Zeitintervallen gesendeten Chirp-Signale zeitlich nicht überlappen. Entsprechend weist die in der PTL 1 beschriebene Technik ein Problem auf, dass eine Periode, während der die Chirp-Signale gesendet werden, lang wird und eine Messzeit durch die Radarvorrichtung und eine für die Berechnung zum Ausführen der Schätzung benötigte Zeit lang werden.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Radarvorrichtung zu schaffen, die eine Zunahme der Messzeit unterdrücken kann.
Die oben erwähnten Aufgaben der vorliegenden Erfindung, andere Aufgaben und neuartige Merkmale werden aus der Beschreibung der vorliegenden Beschreibung und den beigefügten Zeichnungen offensichtlich.
Lösung des Problems
Eine kurze Beschreibung der Grundzüge einer repräsentativen Erfindung der in der vorliegenden Anmeldung offenbaren Erfindungen ist wie folgt.
Das heißt, eine Radarvorrichtung enthält mehrere Sendeantennen, die mehrere Sendesignale senden, mehrere Empfangsantennen, die reflektierte Wellen, die durch das Reflektieren der Sendewellen unter Verwendung der mehreren Sendesignale durch ein Ziel erzeugt werden, als Signale empfangen, und eine Signalverarbeitungseinheit, die die empfangenen Signale addiert, so dass die durch die mehreren Empfangsantennen empfangenen Signale in chronologischer Reihenfolge angeordnet sind, und eine Relativgeschwindigkeit des Ziels unter Verwendung eines durch die Addition erzeugten Signals schätzt.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Die Wirkungen, die durch die repräsentative Erfindung der in der vorliegenden Anmeldung offenbarten Erfindungen erhalten werden, werden wie folgt kurz beschrieben.
Es ist möglich, die Radarvorrichtung zu schaffen, die die Zunahme der Messzeit unterdrücken kann, weil es möglich ist, die Zunahme der Zeit für das Messen der Relativgeschwindigkeit des Ziels zu unterdrücken.
Figurenliste

1 ist ein Blockschaltplan, der eine Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform veranschaulicht.
2 ist eine graphische Darstellung zum Beschreiben einer Radarvorrichtung 1 gemäß der ersten Ausführungsform.
3(A) bis 3(C) sind graphische Darstellungen zum Beschreiben der Verarbeitung einer Radareinheit gemäß der ersten Ausführungsform.
4 ist ein Blockschaltplan, der eine Konfiguration der Radarvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform veranschaulicht.
5 ist eine graphische Darstellung zum Beschreiben einer Umordnungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform.
6(A) und 6(B) sind graphische Darstellungen zum Beschreiben der Umordnungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform.
7 ist ein Blockschaltplan, der eine Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß einem Modifikationsbeispiel der ersten Ausführungsform veranschaulicht.
8 ist eine graphische Darstellung von Signalformen zum Beschreiben einer Radarvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform.
9 ist eine graphische Darstellung von Signalformen zum Beschreiben der Radarvorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform.
10 ist eine graphische Darstellung zum Beschreiben einer Radarvorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform.

Beschreibung der Ausführungsformen
In den folgenden Ausführungsformen ist die Beschreibung in mehrere Abschnitte oder Ausführungsformen aufgeteilt, wenn es um der Zweckmäßigkeit willen einen Bedarf gibt. Diese Abschnitte oder Ausführungsformen sind jedoch nicht ohne Beziehung zueinander und sind auf einige oder alle der Modifikationsbeispiele, Einzelheiten, ergänzenden Beschreibungen und dergleichen bezogen, wenn es nicht anders spezifiziert ist. Wenn in den folgenden Ausführungsformen die Anzahl der Elemente (einschließlich der Anzahl, des Zahlenwerts, der Menge, des Bereichs und dergleichen) genannt wird, ist die Anzahl der Elemente nicht auf eine spezifische Anzahl eingeschränkt, mit Ausnahme eines Falls, in dem die Anzahl der Elemente besonders spezifiziert ist, eines Falls, in dem die Anzahl der Elemente offensichtlich prinzipiell auf die spezifische Anzahl eingeschränkt ist, und dergleichen, wobei sie gleich der oder größer als die spezifische Anzahl sein kann.
In der folgenden Ausführungsform ist es überflüssig, zu sagen, dass die konstituierenden Elemente (einschließlich der Elementschritte und dergleichen) nicht notwendigerweise wesentlich sind, wenn es nicht explizit dargelegt ist oder prinzipiell als wesentlich betrachtet wird. Ähnlich werden in den folgenden Ausführungsformen, wenn Formen, Positionsbeziehungen und dergleichen der konstituierenden Elemente genannt werden, deren Formen oder dergleichen als im Wesentlichen die tatsächlichen Formen oder dergleichen approximierend oder den tatsächlichen Formen oder dergleichen ähnlich betrachtet, mit Ausnahme eines Falles, in dem die Formen oder dergleichen besonders spezifiziert sind, eines Falles, in dem die Formen oder dergleichen prinzipiell nicht offensichtlich tatsächliche Formen oder dergleichen sind. Das Gleiche gilt für den oben erwähnten Zahlenwert und -bereich.
Im Folgenden wird eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bezüglich der Zeichnungen beschrieben. Es wird angegeben, dass in allen Zeichnungen zum Beschreiben der Ausführungsform prinzipiell die gleichen Elemente durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind und deren redundante Beschreibung weggelassen wird. In der Ausführungsform wird als ein Beispiel eine Millimeterwellen-Radarvorrichtung, die als ein Sensor für das Selbstfahren verwendet wird, beschrieben.
(Erste Ausführungsform)
<Konfiguration der Radarvorrichtung>
1 ist ein Blockschaltplan, der eine Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform veranschaulicht. In 1 bezeichnet ein Bezugszeichen 1 eine Radarvorrichtung, während ein Bezugszeichen 100 ein Ziel bezeichnet, das ein zu messendes Objekt ist. In 1 gibt eine zwischen der Radarvorrichtung 1 und dem Ziel 100 gezeichnete Wellenlinie 110 an, dass ein Abstand zwischen der Radarvorrichtung 1 und dem Ziel 100 lang ist.
Die Radarvorrichtung 1 enthält mehrere Sendeantennen 101 und 103, mehrere Empfangsantennen 104 und eine Radareinheit 108, die mit den Sendeantennen 101 und 103 und den mehreren Empfangsantennen 104 verbunden ist. In 1 sind mehrere virtuelle Empfangsantennen (virtuelle Empfangsantennen), die durch eine MIMO-Technik erzeugt werden, durch ein Bezugszeichen 107 angegeben. In dieser Zeichnung ist die Radarvorrichtung 1 mit zwei Sendeantennen und drei Empfangsantennen veranschaulicht, wobei aber die Anzahl der Sendeantennen und die Anzahl der Empfangsantennen nicht darauf eingeschränkt sind.
Die Radareinheit 108 überlagert Chirp-Signale, die Sendesignale sind, auf die Trägerwellen einer vorgegebenen Frequenz und führt die Chirp-Signale den Sendeantennen 101 und 103 zu. Die Sendewellen mehrerer von den Sendeantennen 101 und 103 gesendeter Signale werden durch das Ziel 100 reflektiert, wobei folglich reflektierte Wellen erzeugt werden. Die reflektierten Wellen werden durch die Empfangsantennen als ein reflektiertes Signal empfangen, wobei die durch die Empfangsantennen empfangenen Signale der Radareinheit 108 zugeführt werden.
Weil ein Zeitmultiplexschema angewendet wird, arbeitet die Radareinheit 108 so, dass beide Sendeantennen 101 und 103 die Signale nicht gleichzeitig senden. Das heißt, die Radareinheit 108 arbeitet so, dass die Sendeantenne 101 das Signal nicht sendet, während die Sendeantenne 103 das Signal sendet. Ähnlich arbeitet die Radareinheit 108 so, dass die Sendeantenne 103 das Signal nicht sendet, während die Sendeantenne 101 das Signal sendet.
Die Sendeantennen 101 und 103 sind um einen vorgegebenen Abstand DIL voneinander entfernt installiert. Weil die Installationspositionen verschieden sind, wird ein Wegunterschied zwischen einem Weg zwischen dem Ziel 100 und der Sendeantenne 101 und einem Weg zwischen dem Ziel 100 und der Sendeantenne 103 verursacht. In dieser Zeichnung ist ein Wegunterschied zwischen den Sendeantennen 101 und 103 durch ein Bezugszeichen 105 angegeben. Der Wegunterschied 105 ist etwa der gleiche wie eine Wellenlänge des Sendesignals. Der Wegunterschied 105 wird verursacht, wobei folglich ein Phasenunterschied zwischen dem von der Sendeantenne 101 gesendeten Signal und dem von der Sendeantenne 103 gesendeten Signal bezüglich des Ziels 100 verursacht wird. Dieser Phasenunterschied wird als ein Phasenunterschied zwischen den Sendeantennen durch eine Antennenanordnung 104AY detektiert, die durch die mehreren Empfangsantennen 104 ausgebildet ist.
In der Antennenanordnung 104AY wird ein Unterschied in einer Länge des Weges zwischen den Empfangsantennen 104 und dem Ziel 100 abhängig von den Installationspositionen, an denen die Empfangsantennen 104 installiert sind, und den Azimuten bei dem Ziel 100 verursacht. Dieser Wegunterschied ist in dieser Zeichnung als ein Bezugszeichen 106 bezeichnet. Wenn der Wegunterschied 106 verursacht wird, wird ein dem Wegunterschied 106 entsprechender Phasenunterschied zwischen den durch die Empfangsantennen 104 empfangenen Empfangssignalen verursacht. Das heißt, ein Azimut des Ziels 100 wird als der Phasenunterschied zwischen den Empfangssignalen detektiert.
Der durch die Installationspositionen der Sendeantennen 101 und 103 verursachte Wegunterschied 105 und der zwischen den Empfangsantennen 104 verursachte Wegunterschied 106 werden addiert, wobei folglich die virtuellen Empfangsantennen 107 als an den in 1 veranschaulichten Positionen angeordnet betrachtet werden. Weil es außerdem die mehreren virtuellen Empfangsantennen 107 gibt, ist durch die mehreren virtuellen Empfangsantennen 107 eine Antennenanordnung 107YA ausgebildet. In der Radarvorrichtung 1 wird durch das Addieren der Antennenanordnung 104YA und der Antennenanordnung 107YA eine erweiterte Antennenanordnung (Erweiterungsantennenanordnung) gebildet, wobei das Azimut des Ziels 100 basierend auf dem Phasenunterschied zwischen den durch die erweiterte Antennenanordnung empfangenen Empfangssignalen geschätzt wird.
<Zielbewegung zum Zeitpunkt des Wechselns zwischen Sendeantennen>
2 ist eine graphische Darstellung zum Beschreiben der Radarvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform. 2 veranschaulicht nur die Sendeantennen 101 und 103 und das in 1 veranschaulichte Ziel 100. Die obere Seite der 2 veranschaulicht die Zustände der Sendeantennen 101 und 103 und des Ziels 100 zum Zeitpunkt T1, während die untere Seite die Zustände der Sendeantennen 101 und 103 und des Ziels 100 zum Zeitpunkt T2 nach einem Ablauf einer Zeit von dem Zeitpunkt T1 veranschaulicht. 2 veranschaulicht schematisch den bezüglich 1 beschriebenen Wegunterschied 105 als einen mit den Sendeantennen 101 und 103 verbundenen Block.
Zum Zeitpunkt T1 sendet die Sendeantenne 101 das Signal. Zu diesem Zeitpunkt wird angenommen, dass sich das Ziel 100 an der Position DI_T1 bezüglich der in 1 veranschaulichten Radarvorrichtung 1 befindet. Zum Zeitpunkt T1 wird das Sendesignal von der Sendeantenne 101 durch das Ziel 100 reflektiert und durch die in 1 veranschaulichte Erweiterungsantennenanordnung empfangen.
Das Ziel 100 weist eine Relativgeschwindigkeit auf und bewegt sich im Beispiel nach 2 in eine Richtung weg von der Radarvorrichtung 1. Folglich bewegt sich das Ziel zum Zeitpunkt T2 von der Position DI_T1 um eine Strecke 201 und ist an einer Position DI_T2 vorhanden. Zum Zeitpunkt T2 sendet die Sendeantenne 103 das Signal. Weil sich das Ziel 100 um die Strecke 201 bewegt, wird zwischen der Sendeantenne und dem Ziel 100 im Vergleich zum Zeitpunkt T1 ein Wegunterschied verursacht, der der Strecke 201 entspricht. Auf dem Weg zwischen dem Ziel 100 und der Empfangsantenne wird außerdem im Vergleich zum Zeitpunkt T1 ein Wegunterschied verursacht, der der Strecke 201 entspricht. Das heißt, ein Ausbreitungsweg des Sendesignals von der Sendeantenne zur Empfangsantenne ändert sich um die doppelte Strecke 201 im Vergleich zum Zeitpunkt T1.
Weil sich die Änderung des Ausbreitungsweges des Sendesignals nah bei der Wellenlänge des Sendesignals befindet, erscheint die Änderung als ein Phasenunterschied in dem durch die Empfangsantenne empfangenen Empfangssignal. Weil das Azimut des Ziels 100 durch den Phasenunterschied zwischen den Empfangssignalen geschätzt wird, beeinflusst die Änderung des Ausbreitungswegs des Sendesignals die Schätzung des Azimuts im hohen Maße. Es wird angegeben, dass ein Ausbreitungswegunterschied zwischen dem Ausbreitungsweg des Sendesignals durch die Sendeantenne 101 zum Zeitpunkt T1 und dem Ausbreitungsweg des Sendesignals durch die Sendeantenne 103 zum Zeitpunkt T2 ein Wert ist, der durch Addieren eines Wegunterschieds, der dem Doppelten der Strecke 201 entspricht, zum Wegunterschied 105 erhalten wird.
Die Strecke 201 ist durch ein Produkt aus einer Relativgeschwindigkeit des Ziels 100 und einem Zeitintervall zwischen den Signalen, die die Sendesignale sind, gegeben. Folglich ist es möglich, eine Verschlechterung der Genauigkeit der Azimutschätzung zu verhindern, indem die Relativgeschwindigkeit des Ziels 100 genau erhalten und der Phasenunterschied um die erhaltene Relativgeschwindigkeit korrigiert wird.
<Ablauf der Verarbeitung in der Radareinheit>
3 ist eine graphische Darstellung zum Beschreiben der Verarbeitung in der Radareinheit gemäß der ersten Ausführungsform. 3 veranschaulicht einen Fall, in dem drei Sendeantennen als die Sendeantennen verwendet werden. Um der Zweckmäßigkeit der Beschreibung willen wird hier angenommen, dass eine (nicht veranschaulichte) Sendeantenne 102 zwischen den in 1 veranschaulichten Sendeantennen 101 und 103 installiert ist. Selbstverständlich sind die drei Sendeantennen 101 bis 103 Beispiele, wobei sie nicht auf diese Anzahl eingeschränkt sind.
3(A) veranschaulicht die Chirp-Signale, die die durch die Radareinheit 108 unter Verwendung von drei Sendeantennen gesendeten Sendesignale sind. Die 3(B) und 3(C) veranschaulichen schematisch die Verarbeitung der Radareinheit 108, die die durch das Ziel 100 reflektierten und durch die Empfangsantennen empfangenen Empfangssignale verarbeitet.
Die Radareinheit 108 arbeitet, um das Signal durch das Wechseln zwischen den drei Sendeantennen 101 bis 103 für jedes entsprechende Sendesignal zu senden. In 3(A) gibt eine durchgezogene Linie 101_S das Chirp-Signal an, das das von der Sendeantenne 101 gesendete Sendesignal ist, gibt eine doppelt punktierte strichpunktierte Linie 102_S das Chirp-Signal an, das von der Sendeantenne 102 gesendet wird, und gibt eine strichpunktierte Linie 103_S das Chirp-Signal an, das von der Sendeantenne 103 gesendet wird. Die Chirp-Signale 101_S bis 103_S sind das gleiche Signal. Das heißt, die Chirp-Signale 101_S bis 103_S weisen den gleichen Anstieg einer Frequenzänderung und die gleiche Mittenfrequenz auf, wenn diese Signale auf die Trägerwellen überlagert werden.
Weil das Zeitmultiplexschema angewendet wird, veranlasst die Radareinheit 108 die Sendeantennen, die Chirp-Signale 101_S bis 103_S zu senden, so dass sie einander zeitlich nicht überlappen. In der ersten Ausführungsform arbeitet die Radareinheit 108 so, dass die Perioden der von den Sendeantennen gesendeten Chirp-Signale die gleichen sind. Im Beispiel nach 3(A) arbeitet die Radareinheit 108 so, dass die Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S von den Sendeantennen 101, 102 bzw. 103 mit der gleichen Periode von 3 Tmm gesendet werden. In diesem Fall wechselt die Radareinheit 108 zwischen den Sendeantennen 101, 102 und 103, so dass die Chirp-Signale in der Reihenfolge der Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S gesendet werden.
Weil die Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S wiederholt mit der gleichen Periode von 3 Tmm gesendet werden, sind die einzelnen Chirp-Signale, z. B. die Chirp-Signale 101_S, ein zeitlich diskontinuierliches Signal, wie in 3(A) veranschaulicht ist, wenn aber die drei Chirp-Signale 101_S bis 103_S als ein kombiniertes Chirp-Signal betrachtet werden, ist das kombinierte Chirp-Signal ein zeitlich kontinuierliches Signal. Das gesendete kombinierte Chirp-Signal wird durch das Ziel 100 reflektiert, wobei das reflektierte kombinierte Chirp-Signal durch die mehreren Empfangsantennen empfangen wird, die die Antennenanordnungen 104YA und 107YA bilden. In diesem Fall empfängt jede der Empfangsantennen die Chirp-Signale in einer Sendereihenfolge, d. h., in der Reihenfolge der Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S, als das kombinierte Chirp-Signal.
Die Radareinheit 108 trennt das durch die Empfangsantenne 104 empfangene kombinierte Chirp-Signal in die Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S, die den Sendeantennen 101, 102 und 103 entsprechen. Entsprechend werden, wie in 3(B) veranschaulicht ist, die drei zeitlich diskontinuierlichen Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S erzeugt. Der bezüglich 1 beschriebene Wegunterschied 105 wird basierend auf dem Phasenunterschied zwischen den erzeugten Chirp-Signalen erhalten, wobei die in 1 veranschaulichte virtuelle Empfangsantenne 107 durch den erhaltenen Wegunterschied 105 und den Phasenunterschied 106 (1) zwischen den Empfangsantennen 104 gebildet wird.
Die Relativgeschwindigkeit des Ziels 100 wird durch die Frequenzänderung des Chirp-Signals aufgrund des Dopplereffekts geschätzt. In diesem Fall gibt es, wie später in «Problem bezüglich der Schätzung der Relativgeschwindigkeit» ausführlich beschrieben wird, in der Konfiguration, in der die Frequenzänderungjedes der Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S durch Abtasten detektiert und die Relativgeschwindigkeit geschätzt wird, das Problem, dass eine detektierbare maximale Relativgeschwindigkeit abnimmt.
Wie in 3(B) veranschaulicht ist, multipliziert die Radareinheit 108 gemäß der ersten Ausführungsform die getrennten Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S mit vorgegebenen Koeffizienten, die später in einer zweiten Ausführungsform beschrieben werden, und führt die Addition der Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S aus, so dass die Chirp-Signale in chronologischer Reihenfolge angeordnet sind. Entsprechend werden, wie in 3(C) veranschaulicht ist, die Chirp-Signale 101_S bis 103_S so wiedergewonnen, dass sie zeitlich kontinuierlich sind. Die Chirp-Signale 101_S bis 103_S, die angeordnet sind, so dass sie zeitlich kontinuierlich sind, werden abgetastet, wobei folglich die Änderung der Frequenz im wiedergewonnenen Chirp-Signal detektiert wird. Weil in diesem Fall das zeitlich kontinuierliche Chirp-Signal abgetastet wird, kann eine Abtastfrequenz erhöht werden. Im Ergebnis ist es möglich, eine Abnahme der detektierbaren maximalen Relativgeschwindigkeit zu unterdrücken. Weil das abgetastete Ziel das Chirp-Signal ist, das durch Addieren der drei Chirp-Signale erzeugt wird, ist es möglich, die Verschlechterung des Rauschabstands SNR zu verringern, wobei es außerdem möglich ist, ein Ziel in einem weiteren Abstand zu detektieren.
Weil die Verschlechterung der detektierbaren maximalen Relativgeschwindigkeit unterdrückt werden kann, kann die durch die Bewegung des Ziels 100 verursachte Strecke 201 (2) mit hoher Genauigkeit erhalten werden. Der Phasenunterschied wird unter Verwendung der erhaltenen Strecke 201 korrigiert, wobei es folglich möglich ist, die Verschlechterung der Azimutschätzung des Ziels 100 zu unterdrücken.
<<Problem der Schätzung der Relativgeschwindigkeit>>
Die Relativgeschwindigkeit wird durch eine Änderung der Mittenfrequenz des Chirp-Signals aufgrund des Dopplereffekts detektiert. Diese Änderung der Mittenfrequenz wird durch Abtasten unter Verwendung jedes Chirp-Signals als ein Abtastpunkt detektiert. Zu diesem Zeitpunkt ist gemäß dem Nyquist-Abtasttheorem eine detektierbare maximale Detektionsgeschwindigkeit durch das Zeitintervall zwischen den Chirp-Signalen bestimmt. Selbstverständlich ist die maximale Detektionsgeschwindigkeit umso höher, je kürzer ein Zeitraum ist, in dem das Chirp-Signal gesendet wird.
Wenn ein Ziel detektiert wird, das sich mit einer Relativgeschwindigkeit bewegt, die höher als die maximale Detektionsgeschwindigkeit ist, gibt die Millimeterwellen-Radarvorrichtung einen Wert, der durch Subtrahieren eines konstanten Vielfachen der maximalen Detektionsgeschwindigkeit erhalten wird, im Ergebnis der Schätzung der Relativgeschwindigkeit aus. In der MIMO-Radarvorrichtung im Zeitmultiplexschema wird, weil die Sendeantenne gewechselt und für jedes Mal verwendet wird, das Zeitintervall zwischen den Chirp-Signalen, die von derselben Sendeantenne gesendet werden, proportional zur Gesamtzahl der Sendeantennen länger. Folglich gibt es ein Problem, dass die maximale Detektionsgeschwindigkeit umgekehrt proportional zur Gesamtzahl der Sendeantennen klein wird.
In der PTL 1 ist das Zeitintervall zwischen den Chirp-Signalen mehrdeutig, wobei folglich die maximale Detektionsgeschwindigkeit, bei der die Rückkehranzeige stattfindet, mehrdeutig gemacht ist. Entsprechend wird die Genauigkeit der Geschwindigkeitsschätzung verbessert. Die Relativgeschwindigkeit, die aufgrund der Mehrdeutigkeit der maximalen Detektionsgeschwindigkeit nach dem Umkehren angezeigt wird, weist sogar für dasselbe Ziel unterschiedliche Werte auf. Folglich wird die Relativgeschwindigkeit des Ziels bei der maximalen Detektionsgeschwindigkeit oder mehr geschätzt, indem eine Anpassungsverarbeitung an dem Ergebnis der Geschwindigkeitsschätzung ausgeführt wird, das durch die Chirp-Signale von jeder Sendeantenne erhalten wird. Bei diesem Verfahren ist es jedoch erforderlich, das Zeitintervall zwischen den Chirp-Signalen zu verlängern, um die Orthogonalität der Signale aufrechtzuerhalten, wobei die maximale Detektionsgeschwindigkeit verringert wird. Die Geschwindigkeitsschätzung durch die Anpassungsverarbeitung weist ein Bedenken auf, dass zusätzlich zu einer Zunahme eines Ausmaßes der Berechnung die Relativgeschwindigkeit nicht eindeutig bestimmt ist.
Andererseits weisen in der ersten Ausführungsform die Chirp-Signale 101_S bis 103_S die gleiche Periode von 3 Tmm auf, wobei die Zeitintervalle zwischen den Chirp-Signalen keine Mehrdeutigkeit aufweisen und konstant sind. Wenn dasselbe Ziel gemessen wird, wird folglich die Relativgeschwindigkeit mit demselben Wert erhalten. Entsprechend ist es nicht erforderlich, die Anpassungsverarbeitung auszuführen, wobei es möglich ist, die Zunahme des Ausmaßes der Berechnung in der Radareinheit 108 zu unterdrücken.
<Konfiguration der Radareinheit>
4 ist ein Blockschaltplan, der eine Konfiguration der Radarvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform veranschaulicht. 4 veranschaulicht als ein Beispiel eine Empfangsantenne 104 unter den Empfangsantennen, die die in 1 veranschaulichte Antennenanordnung 104YA bilden. Die Radareinheit 108 enthält eine Schalteinheit 200, eine Speichereinheit 207 und eine Signalverarbeitungseinheit. Die Signalverarbeitungseinheit enthält eine Umordnungseinheit 201, eine Korrektureinheit 202, eine Einheit 203 schneller Fourier-Transformationen (FFT) der Zeit und der Frequenz, eine Abstands- und Geschwindigkeitsschätzeinheit 204, eine Korrektureinheit 205 und eine Azimutschätzeinheit 206.
Ein Betrieb der Radareinheit 108 unterscheidet sich zwischen einem Fall, in dem der Abstand, die Relativgeschwindigkeit und das Azimut des Ziels 100 (1) nicht im Voraus gemessen werden, und einem Fall, in dem die Relativgeschwindigkeit des Ziels 100 im Voraus gemessen wird. In der folgenden Beschreibung wird ein Fall, in dem der Abstand, die Relativgeschwindigkeit und das Azimut nicht im Voraus gemessen werden, als eine erste Messung bezeichnet, während ein Fall, in dem die Relativgeschwindigkeit im Voraus gemessen wird, als eine zweite Messung bezeichnet wird. Wenn z. B. die Radarvorrichtung 1 eingeschaltet wird, wird die erste Messung ausgeführt, während die zweite Messung zum nächsten Zeitpunkt ausgeführt wird.
Bei der ersten Messung verbindet die Schalteinheit 200 die Empfangsantenne 104 mit der Umordnungseinheit 021. Die Umordnungseinheit 201 ordnet die durch die Empfangsantenne 104 empfangenen Chirp-Signale in ein zweidimensionales Datenfeld um und bildet durch das weitere Aufteilen und Umordnen des erhaltenen zweidimensionalen Datenfeldes für jede Sendeantenne ein zweidimensionales Datenfeld für jede Sendeantenne. Die Umordnungseinheit 201 wird bezüglich der Zeichnungen ausführlich beschrieben. Die 5 und 6 sind graphische Darstellungen zum Beschreiben der Umordnungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform.
Obwohl dies in 4 nicht veranschaulicht ist, ist eine Empfangseinheit 350 zwischen die Empfangsantenne 104 und die Schalteinheit 200 geschaltet. Eine Konfiguration der Empfangseinheit 350 ist in 5 veranschaulicht. Die Empfangseinheit 350 enthält eine Lokaloszillatorschaltung 352, einen Mischer 351 und eine Analog-Digital-Umsetzungsschaltung (ADC) 353. Obwohl es nicht besonders eingeschränkt ist, erzeugt die Lokaloszillatorschaltung 352 ein lokales Signal mit einer Frequenz, die der Trägerwelle des Sendesignals entspricht. Der Mischer 351 mischt das durch die Empfangsantenne 104 empfangene Empfangssignal und das lokale Signal. Durch dieses Mischen werden die mit den Trägerwellen gemischten Chirp-Signale vom Mischer 351 ausgegeben. Weil die vom Mischer 351 ausgegebenen Chirp-Signale analog sind, werden die analogen Chirp-Signale durch die ADC 353 in digitale Chirp-Signale umgesetzt. Die durch die Umsetzung erhaltenen digitalen Chirp-Signale werden über die Schalteinheit 200 der Umordnungseinheit 201 zugeführt.
6 ist eine graphische Darstellung, die die in der Umordnungseinheit 201 ausgeführte Umordnung veranschaulicht. Die digitalen Chirp-Signale werden über die Schalteinheit 200 der Umordnungseinheit 201 sequentiell zugeführt. Das heißt, die mehreren Chirp-Signale, die von den mehreren Sendeantennen gesendet und durch das Ziel 100 reflektiert werden, werden der Umordnungseinheit 201 in chronologischer Reihenfolge zugeführt. In 6(A) sind die Zeitreihen-Chirp-Signale von der ADC 353 durch die Bezugszeichen 101_S bis 103_S bezeichnet.
Die Umordnungseinheit 201 setzt die in 6(A) veranschaulichten Zeitreihen-Chirp-Signale in das zweidimensionale Datenfeld um. Das heißt, die Chirp-Signale werden in dem zweidimensionalen Datenfeld angeordnet, wie in 6(B) veranschaulicht ist, während die Zeilen in dem zweidimensionalen Datenfeld für jedes Chirp-Signal geändert werden. In 6(B) ist eine Zeilenrichtung des zweidimensionalen Datenfeldes als ein Abstand angegeben und ist eine Spaltenrichtung als eine Geschwindigkeit angegeben.
Die Umordnungseinheit 201 erzeugt ferner aus dem in 6(B) veranschaulichten zweidimensionalen Datenfeld das jeder Sendeantenne entsprechende zweidimensionale Datenfeld. Das zweidimensionale Datenfeld, das der Sendeantenne entspricht, ist außerdem zu dem in 6(B) veranschaulichten zweidimensionalen Datenfeld ähnlich. Der Unterschied ist, dass in dem zweidimensionalen Datenfeld, das der Sendeantenne entspricht, die mehreren Chirp-Signale, die diskontinuierlich von derselben Sendeantenne gesendet werden, in der Sendereihenfolge entlang der Spaltenrichtung des zweidimensionalen Datenfelds sequentiell angeordnet sind.
Die schnelle Fourier-Transformation wird an den Chirp-Signalen des durch die Umordnungseinheit 201 erzeugten zweidimensionalen Datenfelds durch die Zeit- und Frequenz-FFT-Einheit 203 ausgeführt, wobei durch die Abstands- und Geschwindigkeitsschätzeinheit 204 eine Spitze detektiert wird. Entsprechend können der Abstand und die Relativgeschwindigkeit des Ziels 100 geschätzt werden. Der geschätzte Abstand und die geschätzte Relativgeschwindigkeit werden in der Speichereinheit 207 aufgezeichnet. Falls die geschätzte Relativgeschwindigkeit des Ziels 100 nicht „0“ ist, korrigiert die Korrektureinheit 205 die Phase des Chirp-Signals für jede Sendeantenne unter Verwendung der zuvor geschätzten Relativgeschwindigkeit. Die Azimutschätzeinheit 206 schätzt das Azimut des Ziels 100 unter Verwendung der korrigierten Phase. Das geschätzte Azimut wird im Speicher 207 aufgezeichnet.
Bei der zweiten Messung, bei der die Relativgeschwindigkeit des Ziels 100 gemessen worden ist, wird die Empfangsantenne 104 über die Schalteinheit 200 mit der Korrektureinheit 202 verbunden. Die Korrektureinheit 202 aktualisiert die Phase des Chirp-Signals durch Auslesen des in der Speichereinheit 207 aufgezeichneten Azimuts des Zielobjekts 100 und Multiplizieren des Chirp-Signals für jede Sendeantenne mit einem durch Gleichung (1) ausgedrückten Korrekturterm. In Gleichung (1) ist i eine imaginäre Zahl und ist k eine Zahl zum Spezifizieren der Sendeantenne. In Gleichung (1) wird φ durch Gleichung (2) dargestellt. In Gleichung (2) ist Nrx die Anzahl der Empfangsantennen, ist d der Abstand zwischen den Empfangsantennen, ist λ eine Wellenlänge des Sendesignals und ist θ das Azimut des Ziels.
[Math. 1] $C K = e^{- i k φ}$
$φ = 2 π \frac{d N_{r x}}{λ} sin θ$
Bei der zweiten Messung werden die Berechnung durch die Zeit- und Frequenz-FFT-Einheit 203 und die Spitzendetektion durch die Abstands- und Geschwindigkeitsschätzeinheit 204 an den durch die Korrektureinheit 202 aktualisierten Chirp-Signalen ausgeführt, wobei der Abstand und die Relativgeschwindigkeit des Ziels 100 geschätzt werden. Das heißt, bei der zweiten Messung wird das im Speicher 207 aufgezeichnete Azimut zu der Korrektureinheit 202 zurückgeführt. Die Korrektureinheit 202 aktualisiert das Chirp-Signal unter Verwendung des zurückgeführten Azimuts auf einen Zustand, der der maximalen Detektionsgeschwindigkeit entspricht. Der Abstand und die Relativgeschwindigkeit des Ziels 100 werden basierend auf dem aktualisierten Chirp-Signal geschätzt.
Die Addition der Chirp-Signale und das Abtasten der Chirp-Signale, die bezüglich 3 beschrieben worden sind, werden in der Zeit- und Frequenz-FFT 203 ausgeführt. Entsprechend wird eine Abnahme einer zu detektierenden Maximalgeschwindigkeit in der Abstands- und Geschwindigkeitsschätzeinheit 204 unterdrückt. Im Ergebnis ist es möglich, die Verschlechterung der Genauigkeit der Azimut-Schätzung zu unterdrücken. Weil die Anpassungsverarbeitung nicht erforderlich ist, ist es möglich, ein Ausmaß der Berechnung in der Zeit- und Frequenz-FFT-Einheit 203 zu verringern, und ist es möglich, eine Zunahme der Messzeit zu unterdrücken. Obwohl hier beschrieben worden ist, dass die Addition der Chirp-Signale und das Abtasten der Chirp-Signale in der Zeit- und Frequenz-FFT-Einheit 203 ausgeführt werden, ist die vorliegende Erfindung darauf nicht eingeschränkt.
< Modifikationsbeispiel >
7 ist ein Blockschaltplan, der eine Konfiguration einer Radarvorrichtung gemäß einem Modifikationsbeispiel der ersten Ausführungsform veranschaulicht. Die Radarvorrichtung 108_1 enthält eine Signalverarbeitungseinheit und eine Speichereinheit 207. Die Signalverarbeitungseinheit enthält eine Korrektureinheit 202, eine Geschwindigkeitsschätzeinheit 203_4 mittels einer Zeit- und Frequenz-FFT, eine Korrektureinheit 205 mittels des Geschwindigkeitsergebnisses und eine Azimutschätzeinheit 206. Die Korrektureinheit 205 führt eine Korrektur durch das Multiplizieren eines Wertes nach Gleichung (3) aus.
[Math. 2] $exp [4 π i \frac{V_{e s t}}{c} f_{c} T_{m}]$
In Gleichung (3) ist i eine imaginäre Einheit, ist c eine Lichtgeschwindigkeit, ist Vest eine Mittenfrequenz des Sendesignals, das eine Trägerwelle enthält, ist fc eine Mittenfrequenz des Chirp-Signals und ist Tm eine Abtastperiode.
Die Korrektureinheit 205 mittels des Geschwindigkeitsergebnisses korrigiert die Phase jeder Sendeantenne mittels der Relativgeschwindigkeit des Ziels 100, die von der Geschwindigkeitsschätzeinheit 203_4 mittels der Zeit- und Frequenz-FFT ausgegeben wird. Ähnlich zu 4 schätzt die Azimutschätzeinheit 206 das Azimut des Ziels 100 unter Verwendung der korrigierten Phase. Das geschätzte Azimut wird im Speicher 207 aufgezeichnet.
Im Modifikationsbeispiel wird das in der Speichereinheit 207 aufgezeichnete Azimut des Ziels 100 oder das Azimut des Ziels 100 von der Außenseite 208 der Korrektureinheit 202 zugeführt. Ähnlich zu 4 aktualisiert die Korrektureinheit 202 das Chirp-Signal unter Verwendung des zugeführten Azimuts auf den Zustand, der der maximalen Detektionsgeschwindigkeit entspricht.
Im Modifikationsbeispiel wird z. B. bei der ersten Messung das Azimut des Ziels 100 von der Außenseite der Korrektureinheit 202 zugeführt, während bei der zweiten Messung das in der Speichereinheit 207 aufgezeichnete Azimut der Korrektureinheit 202 zugeführt wird. Die Addition und das Abtasten der Chirp-Signale, die bezüglich 3 beschrieben worden sind, werden in der Geschwindigkeitsschätzeinheit 203_4 mittels der Zeit- und Frequenz-FFT ausgeführt.
In den bezüglich der 4 und 7 beschriebenen Radarvorrichtungen 108 und 108_1 können die Einheiten mit Ausnahme der Speichereinheit 207 durch Software oder eine Kombination aus Hardware und Software implementiert sein.
(Zweite Ausführungsform)
In einer zweiten Ausführungsform werden die in 3(B) beschriebenen vorgegebenen Koeffizienten beschrieben.
In dem von jeder Sendeantenne gesendeten Signal erscheint ein Unterschied an einer Position der Sendeantenne als der Phasenunterschied. Durch diesen Phasenunterschied kann die virtuelle Empfangsantenne in der MIMO-Technik implementiert werden. Weil in der MIMO-Radarvorrichtung im Zeitmultiplexschema die Sendeantenne für jedes Mal gewechselt wird, empfängt die Empfangsantenne bei jedem Mal das Signal jeder Sendeantenne. Weil es zwischen den von den Sendeantennen gesendeten Chirp-Signalen einen Phasenunterschied gibt, der dem Wegunterschied 105 (1) entspricht, ist es erforderlich, eine Verarbeitung durch das Trennen der Chirp-Signale für jede Sendeantenne auszuführen.
Andererseits detektiert die Radarvorrichtung in der MIMO-Radarvorrichtung im Zeitmultiplexschema, wenn der Dopplereffekt verwendet wird, um die Relativgeschwindigkeit des Ziels zu schätzen, die durch den Dopplereffekt verursachte Frequenzänderung des Chirp-Signals. Wie oben beschrieben worden ist, nimmt eine Periode eines Abtastimpulses zum Detektieren der Frequenzänderung umgekehrt proportional zur Anzahl der Sendeantennen ab, wobei die maximale Detektionsgeschwindigkeit abnimmt.
Wie in der ersten Ausführungsform beschrieben worden ist, werden die Chirp-Signale 101_S bis 103_S addiert, so dass sie die Zeitreihendaten sind, wobei es folglich möglich ist, eine Zunahme der Periode des Abtastimpulses zu unterdrücken. Es gibt jedoch einen Phasenunterschied, der dem Wegunterschied 105 zwischen den Chirp-Signalen entspricht. Weil es den Phasenunterschied gibt, ändert sich eine Amplitude des zum Zeitpunkt des Abtastens erhaltenen Chirp-Signals unregelmäßig, wobei folglich die Schätzung der Relativgeschwindigkeit des Ziels beeinflusst wird.
Ein Beispiel, bei dem sich die Amplitude des zum Zeitpunkt des Abtastens erhaltenen Chirp-Signals unregelmäßig ändert, wird bezüglich der Zeichnungen beschrieben. 8 ist eine graphische Darstellung von Signalformen zum Beschreiben der Radarvorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform. 8 veranschaulicht einen Fall, in dem es den Phasenunterschied gibt, der dem Wegunterschied 105 zwischen den Chirp-Signalen entspricht. Wenn die Chirp-Signale 101_S bis 103_S mit der Periode des Abtastimpulses, d. h., der Abtastperiode Tm, abgetastet werden, werden die Chirp-Signale zu den Abtastzeitpunkten, die durch eine x-Markierung angegeben sind, Signale mit Amplitudenänderungen, die von jenen des 101_S bis 103_S verschieden sind, wobei sie Wellen werden, die Frequenzkomponenten enthalten, die von jenen des 101_S bis 103_S verschieden sind. Folglich ist es ungeeignet, die Frequenzänderung mit dem Ablauf der Zeit zu detektieren.
In der zweiten Ausführungsform werden die getrennten Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S mit vorgegebenen Koeffizienten multipliziert und werden die Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S gemeinsam addiert, so dass die Chirp-Signale in chronologischer Reihenfolge angeordnet sind, wie in 3(B) veranschaulicht ist. Spezifisch wird für das zweidimensionale Datenfeld der Chirp-Signale 101_S, 102_S und 103_S eine Spalte, die einen Koeffizienten CK und einen durch Gleichung (2) dargestellten Koeffizienten „1“ enthält, als ein vorgegebener Koeffizient verwendet. Ein Produkt aus der Koeffizientenfolge und dem zweidimensionalen Datenfeld, die Zeitreihendaten der durch die Koeffizienten eingestellten Chirp-Signale, kann erfasst werden.
9 ist eine graphische Darstellung von Signalformen zum Beschreiben der Radarvorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform. 9 ist zu 8 ähnlich, veranschaulicht aber Signalformen der Chirp-Signale 101_S bis 103_S, bei denen der Phasenunterschied zwischen den Chirp-Signalen mit dem Wegunterschied 105 durch Multiplizieren mit den vorgegebenen Koeffizienten eingestellt wird. Weil die Signalformen des 101_S bis 103_S überlagert sind, wie in 9 veranschaulicht ist, ist die Änderung der Amplitude zu dem durch die ×-Markierung angegebenen Abtastzeitpunkt regelmäßig, wobei sogar die von den Sendeantennen, deren Installationspositionen voneinander verschieden sind, gesendeten Chirp-Signale als Chirp-Signale behandelt werden können, die von derselben Sendeantenne gesendet werden. Entsprechend kann die Abtastperiode verkürzt werden, selbst wenn das Zeitintervall zwischen den Chirp-Signalen durch das Anwenden des Zeitmultiplexschemas lang wird. Zum Abtastzeitpunkt ist es möglich, die Chirp-Signale von derselben Sendeantenne so zu behandeln, als ob die Chirp-Signale abgetastet werden, wobei es möglich ist, die maximale Detektionsgeschwindigkeit zu verbessern.
<Testverfahren>
Es wird ein Verfahren zum Testen beschrieben, ob die Zeit- und Frequenz-FFT-Einheit 203, die die Addition der Chirp-Signale und das Abtasten der Chirp-Signale ausführt, normal arbeitet. Der Test der Zeit- und Frequenz-FFT-Einheit 203 kann ausgeführt werden, indem der Zeit- und Frequenz-FFT-Einheit 203 ein vorgegebenes Testsignal zugeführt wird und geprüft wird, ob die geschätzte Relativgeschwindigkeit gleich einer oder höher als eine maximale detektierte Geschwindigkeit Vmax ist, die durch Gleichung (4) ausgedrückt wird. Wenn das vorgegebene Testsignal zugeführt wird und die geschätzte Relativgeschwindigkeit gleich der oder höher als die maximale detektierte Geschwindigkeit Vmax ist, kann bestimmt werden, dass die Zeit- und Frequenz-FFT-Einheit 203 normal arbeitet.
Das vorgegebene Testsignal ist ein Signal, das einem Zustand entspricht, in dem das Azimut bei einer Geschwindigkeit V nicht „0“ ist. Die Geschwindigkeit V erfüllt zu diesem Zeitpunkt die Bedingung nach Gleichung (5).
[Math. 3] $V_{m a x} = \frac{λ}{2 T_{m} N_{c} N_{T x}}$
$V_{m a x} < V < N_{T x} V_{m a x}$
In den Gleichungen (4) und (5) ist NTx die Anzahl der Sendeantennen und Nc ist die Anzahl der Chirp-Signale in einem Rahmen.
(Dritte Ausführungsform)
In einer dritten Ausführungsform wird ein Fall beschrieben, in dem das Verfolgen zum Schätzen der Relativgeschwindigkeit des Ziels 100 unter Verwendung der in der ersten oder der zweiten Ausführungsform beschriebenen Radarvorrichtung ausgeführt wird. Beim Verfolgen wird eine Relativgeschwindigkeit eines Ziels geschätzt, das sich schneller als die maximale Detektionsgeschwindigkeit der Radarvorrichtung bewegt.
Zuerst werden die Grundzüge einer Verfolgung beschrieben. Beim Verfolgen wird die Relativgeschwindigkeit des Ziels unter Verwendung früherer Detektionsergebnisse geschätzt.
In einer allgemeinen Radarvorrichtung werden der Abstand und die Relativgeschwindigkeit des Ziels durch das diskrete Ausführen der digitalen Signalverarbeitung in festen Zeitintervallen geschätzt. Folglich sind die gemessene Zeit und der geschätzte Abstand und die geschätzte Relativgeschwindigkeit außerdem diskretisiert, wobei es eine minimale Einheit gibt. Wenn die minimale Einheit der Abstandsmessung ΔR ist und die minimale Einheit der gemessenen Zeit Tc ist, ist die Relativgeschwindigkeit durch einen Wert gegeben, der durch Dividieren der Zeit durch die Abstandsänderung erhalten wird. Die frühere Relativgeschwindigkeit kann unter Verwendung der minimalen Einheiten ΔR und Tc, die die früheren Messergebnisse sind, berechnet werden, wobei aber die berechnete Relativgeschwindigkeit außerdem diskretisiert ist und es eine minimale Einheit gibt.
In der Vergangenheit ist ein Ergebnis der Abstandsmessung zu einem beliebigen Zeitpunkt verfügbar, wobei eine Zeit zum Betrachten einer Abstandsänderung durch ein Produkt nTc aus einer beliebigen ganzen Zahl n und einer minimalen Einheit Tc gegeben ist. Die minimale Einheit der Abstandsänderung ist die minimale Einheit ΔR der Abstandsmessung. Wenn die Relativgeschwindigkeit unter Verwendung früherer Messergebnisse geschätzt wird, ist folglich die minimale Einheit der geschätzten Relativgeschwindigkeit ΔVr = ΔR/n, wobei die Genauigkeit der Geschwindigkeit durch Erhöhen von n verbessert werden kann. Das heißt, die maximale Detektionsgeschwindigkeit kann verbessert werden.
Wenn die Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung der früheren Messergebnisse mit der Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung des Dopplereffekts verglichen wird, ist die maximale Detektionsgeschwindigkeit bei der Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung der früheren Messergebnisse größer, wobei aber die minimale Einheit der geschätzten Geschwindigkeit außerdem bei der Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung der früheren Messwerte größer ist. Folglich weist die allgemeine Radarvorrichtung ein Problem hinsichtlich der Genauigkeit auf, wenn die minimale Einheit der geschätzten Geschwindigkeit berücksichtigt wird.
In einer Radarvorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform werden die Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung früherer Messergebnisse und die Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung des Dopplereffekts komplementär verwendet. Entsprechend kann das oben beschriebene Problem gelöst werden. 10 ist eine graphische Darstellung zum Beschreiben der Radarvorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform. In 10 stellt eine horizontale Achse die Relativgeschwindigkeit des Ziels dar. In der dritten Ausführungsform wird eine grobe Relativgeschwindigkeit MVmax des Ziels durch die Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung der früheren Messergebnisse geschätzt, wobei dann die Relativgeschwindigkeit V des Ziels durch die Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung des Dopplereffekts geschätzt wird. Die Relativgeschwindigkeit Vest des Ziels wird durch Addieren der durch die Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung der früheren Messergebnisse geschätzten Relativgeschwindigkeit und der durch die Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung des Dopplereffekts geschätzten Relativgeschwindigkeit erhalten. Entsprechend ist es möglich, eine Geschwindigkeit in einem weiten Bereich in einer feinen minimalen Einheit genau zu erhalten. Zu diesem Zeitpunkt ist es erforderlich, Gleichung (6) zu erfüllen, um die Relativgeschwindigkeit eindeutig zu erhalten. Wie in der ersten und der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist, wird die maximale Detektionsgeschwindigkeit der Radarvorrichtung 1 gemäß der Ausführungsform verbessert. Folglich kann bei der Geschwindigkeitsschätzung unter Verwendung früherer Messergebnisse die Gleichung (6) aufgestellt werden, selbst wenn die ganze Zahl n, die die Zeit zum Betrachten der Abstandsänderung bestimmt, klein ist. Das heißt, es ist möglich, die Relativgeschwindigkeit des Ziels in einer kurzen Zeit nTc eindeutig zu erhalten.
[Math. 4] $M = [\frac{R_{e s t} (t_{0} + N T_{m}) - R_{e s t} (t_{0})}{N T_{m}} / V_{m a x}]$
Hier repräsentiert M eine ganze Zahl, die die Anzahl des Umkehrens angibt, repräsentiert Vmax die maximale Detektionsgeschwindigkeit der Radarvorrichtung, repräsentiert Tm stellt die Zeit, die zum Messen eines Chirp-Signals erforderlich ist, und repräsentiert N eine beliebige ganze Zahl. Rset gibt einen geschätzten Wert des Abstands an, wobei z. B. Rest(t0) einen geschätzten Wert des Abstands zum Zeitpunkt t0 angibt.
Obwohl die durch die Erfinder der vorliegenden Erfindung erlangte Erfindung anhand der Ausführungsformen spezifisch beschrieben worden ist, ist die vorliegende Erfindung nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen eingeschränkt, wobei verschiedene Modifikationen vorgenommen werden können, ohne vom Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Bezugszeichenliste

1: Radarvorrichtung
100: Ziel
101, 103: Sendeantenne
101_S-103_S: Chirp-Signal
104: Empfangsantenne
108: Radareinheit
200: Schalteinheit
201: Umordnungseinheit
202, 205: Korrektureinheit
203: Zeit- und Frequenz-FFT-Einheit
204: Abstands- und Geschwindigkeitsschätzeinheit
206: Azimutschätzeinheit
207: Speichereinheit
CK: Koeffizient

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2017522576 A [0006]

Claims

Radarvorrichtung, die umfasst: mehrere Sendeantennen, die mehrere Sendesignale senden; mehrere Empfangsantennen, die reflektierte Wellen, die durch das Reflektieren von Sendewellen unter Verwendung der mehreren Sendesignale durch ein Ziel erzeugt werden, als Signale empfangen; und eine Signalverarbeitungseinheit, die die empfangenen Signale addiert, so dass die durch die mehreren Empfangsantennen empfangenen Signale in chronologischer Reihenfolge angeordnet sind, und eine Relativgeschwindigkeit des Ziels unter Verwendung eines durch die Addition erzeugten Signals schätzt.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei ein Azimut des Ziels, das basierend auf einem Phasenunterschied zwischen den durch die mehreren Empfangsantennen empfangenen Signalen geschätzt wird, der Signalverarbeitungseinheit zugeführt wird, und die Signalverarbeitungseinheit die Relativgeschwindigkeit des Ziels unter Verwendung des zugeführten Azimuts des Ziels und der durch die mehreren Empfangsantennen empfangenen Signale schätzt.
Radarvorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Signalverarbeitungseinheit das Azimut des Ziels unter Verwendung des Phasenunterschieds zwischen den durch die mehreren Empfangsantennen empfangenen Signalen schätzt, das geschätzte Azimut des Ziels in einem Speicher aufzeichnet und das im Speicher aufgezeichnete Azimut des Ziels der Signalverarbeitungseinheit zuführt.
Radarvorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Signalverarbeitungseinheit die Phasen der durch die mehreren Empfangsantennen empfangenen Signale unter Verwendung der geschätzten Relativgeschwindigkeit des Ziels korrigiert und das Azimut des Ziels unter Verwendung der korrigierten Phase schätzt.
Radarvorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Signalverarbeitungseinheit die Phase des durch die Empfangsantenne empfangenen Signals unter Verwendung des im Speicher aufgezeichneten Azimuts des Ziels aktualisiert.
Radarvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Addition der empfangenen Signale durch Multiplizieren der empfangenen Signale mit einer vorgegebenen Koeffizientenfolge ausgeführt wird.