JP5123208B2 - Ｆｄｍａ通信システムにおけるパイロット信号 - Google Patents

Description

本発明は複数のサブキャリアを含むキャリアを使用する通信システムに関し、特に、マルチキャリア通信システムでパイロット信号を生成し、使用する技術および装置に関する。

マルチキャリア変調システムは、送信ビットストリームを多くの異なるサブストリームに分割し、これらのサブストリームを多くの異なるサブチャネルを介して送信する。通常、サブチャネルは、理想的な伝搬状態の場合には直交している。各サブチャネル上のデータレートは、全データレートより遥かに遅く、対応するサブチャネル帯域幅は、全システムの帯域幅より遥かに狭い。サブストリームの数は、各サブチャネルが、チャネルのコヒーレンス帯域幅よりも確実に狭くなるように選択され、そのためサブチャネルは、比較的フラットなフェージングを起こす。これにより、各サブチャネル上のシンボル間干渉（ＩＳＩ）が小さくなる。

通常、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式（またはマルチキャリアまたは離散マルチトーン変調方式）と呼ばれるより複雑なシステムの場合には、データは、正確な周波数間隔を有している多数のキャリア上に分配される。周波数が間隔を有しているために「直交」することになり、それにより復調器がそれ自身以外の周波数を見ることが防止される。ＯＦＤＭの利点は、スペクトル効率が高いこと、ＲＦ干渉に対して弾力性を有していること、およびマルチパス歪みが低いことである。このことは役に立つ。何故なら、典型的な地上放送シナリオの場合には、マルチパスチャネルが存在するからである（すなわち、送信信号は、異なる長さの種々の経路を通って受信機に到着する）。 信号の複数のバージョンが、シンボル間干渉（ＩＳＩ）により相互に干渉を起こすと、受信機が本来送信された信号を抽出するのが非常に難しくなる。

ＯＦＤＭシステムの場合には、データをコヒーレントに復調しなければならない。それ故、受信機のチャネルの振幅および位相を知る必要がある。パイロット信号はデータと一緒に送信されるので、受信機はチャネルの振幅および位相を決定することができる。また、パイロット信号により、受信機は「チャネル推定」と呼ばれるプロセスにより、送信機と受信機の間のチャネルの転送特性を推定することができる。

本発明は、通信システムの通信チャネルの転送特性を推定するために使用するパイロット信号に関するものである。より詳細には、種々の方法および装置で実施される種々の本発明のコンセプトおよび原理は、通信システムでデータ信号と一緒に送信するためのパイロット信号を生成するためにも、通信システムの受信機でパイロット信号を復調するためにも使用することができる。

特に興味があるパイロット信号（生成器／復調器）は、種々様々であるが、一実施形態は、シングル・キャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）変調スキームを使用する送信機および受信機を有する無線セルラ通信システムで有利に使用することができる。しかし、本明細書に教示する本発明のコンセプトおよび原理は、他の媒体で送信された多重通信リンクを有する他の広帯域通信システムにも有利に適用することができる。

本明細書は、適用の時点で、本発明による種々の実施形態の作成および使用を最善のモードで実行可能にする方法をさらに説明するためのものである。本明細書は、本発明を決して制限するものではなく、本発明の原理および利点をよりよく理解し、会得してもらうためのものである。本発明は、本出願の係属中に行った任意の補正を含む添付の特許請求の範囲および発行されたこれら特許請求の範囲の等価物によってだけ定義される。

さらに、第１および第２の、頂部および底部等のような関係を示す用語が使用されている場合には、あるエンティティまたは動作を他のエンティティまたは動作から単に区別するために使用しているのであって、必ずしもこのようなエンティティまたは動作間の任意の実際のこのような関係または順序である必要はなく、またそれを意味するものでもない。

本発明の機能の多くおよび本発明の原理の多くは、可能な特定用途向けＩＣ、または組み込みソフトウェアまたはファームウェアにより制御される集積処理を含むＩＣのような集積回路（ＩＣ）と一緒にまたはその内部で最も有利に実施することができる。当業者であれば、おそらくかなりの努力、および例えば、利用可能な時間、現在の技術、および経済的考慮事項により多くの設計の選択を必要とするだろうが、本明細書に記載したコンセプトおよび原理を読めば、最少の実験でこのようなソフトウェアの命令およびプログラムおよびＩＣを容易に生成することができるだろう。それ故、説明を簡単にし、本発明による原理およびコンセプトが分かりにくくなるのを極力避けるために、このようなソフトウェアおよびＩＣの説明は、種々の実施形態の原理およびコンセプトに関する本質的なものだけに制限する。

数枚の図面で類似の参照番号が、同一のまたは機能的に類似の要素を示していて、下記の詳細な説明と一緒に、本明細書に組み込まれ、およびその一部を形成する添付の図面は、さらに種々の実施形態を説明するためのものであり、すべて本発明による種々の原理および利点を説明するためのものである。

図１を参照しながら、１つまたは複数の実施形態によるデータ通信システムで使用するためのシングル・キャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）送信機の一部のハイレベルのブロック図について簡単に説明し、記述する。図１の場合には、ＳＣ−ＦＤＭＡ送信機１００は、例えば、セルラ通信システムの加入者ユニットで稼働しているアプリケーション、またはストリーミング媒体の送信、またはファイルの転送またはデータを転送する他の類似のプロセスにより生成したトラフィック・データまたはユーザ・データであるデータ・シーケンス１０４を生成するデータ・ソース１０２を含む。

送信信号は受信機でコヒーレントに復調されるので、受信機のチャネルの振幅および位相を知る必要がある。パイロット信号は、データと一緒に送信されるので、受信機はチャネルの振幅および位相を決定することができる。また、パイロット信号を使用すれば、受信機は「チャネル推定」と呼ばれるプロセスにより、送信機と受信機の間のチャネルの転送特性を測定することができる。

図１に示すように、パイロット・シーケンス生成器１０６は、データ・ソース１０２からトラフィック・データ１０４と一緒に交互に周期的に送信することができるパイロット・シーケンス１０８を生成する。パイロット・シーケンス１０８は、既知の特性を有する既知のデータ・シーケンスを含む。パイロット・シーケンス１０８の特性は、（１）大きさが一定であること、（２）円形自己相関がゼロであること、（３）周波数領域応答がフラットであること、および（４）シーケンスの長さが素数である場合、低く、一定の大きさを有する２つのシーケンス間の相関が円形であることである。

これらの特性を有する１つのシーケンスは、定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスとも呼ばれるＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ、Ｆｒａｎｋ−ＺａｄｏｆｆおよびＭｉｌｅｗｓｋｉシーケンスと呼ばれる。ＣＡＺＡＣシーケンスは、下記のように定義される。Ｌを任意の正の整数、ｋをＬを含む互いに素である任意の数としよう。この場合、ｋ番目のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ ＣＡＺＡＣシーケンスのｎ番目のエントリは、下式により表される。

Ｌが奇数の場合
Ｌが偶数の場合
ここで、ｎは、０からＬ−１の範囲である。

ＣＡＺＡＣシーケンスは、一般化チャープ状（ＧＣＬ：Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｃｈｉｒｐ Ｌｉｋｅ）シーケンスのような多相チャープ・シーケンスの特殊なサブセットである。ＣＡＺＡＣシーケンスの「定振幅ゼロ自己相関」特性は、シーケンスが、時間および周波数領域へおよびから変換された場合に保存されることに留意されたい。それ故、ＣＡＺＡＣシーケンスは、無線周波電力増幅器に対していくつかの利点を有する。何故なら、ＳＣ−ＦＤＭＡ技術を使用する送信は、信号の時間領域内のピーク−平均電力比を低減するからである。さらに、ＣＡＺＡＣシーケンスを使用すれば、チャネル推定を容易に行うことができる。何故なら、信号は周波数領域内で一定の振幅を有しているからである。

スイッチ・コントローラ１１０は、データ・シーケンス１０４およびパイロット・シーケンス１０８の間で交互に切り替わるスイッチ１１２を制御する。一実施形態の場合には、スイッチ・コントローラ１１０は、それぞれ２つのパイロット・シーケンス１０８ごとにデータ・シーケンス１０４の６つのシンボルを使用することができる。他のデータ／パイロット・シーケンス比も使用することができる。

スイッチ１１２による選択の後で、パイロット・シーケンス１０８は、直並列変換器１１４に結合される。直並列変換器１１４は、データの直列ストリームを受信し、それを並列データ出力に変換する。パイロット・シーケンス１０８を受信した場合には、直並列変換器１１４は、それをＭポイント並列ＣＡＺＡＣシーケンス１１６に変換する。この場合、Ｍはシーケンス内の複素値サンプルの数である。

直並列変換器１１４のＭポイント並列出力は、シングル・キャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）変調器１１８の入力に結合される。ＳＣ−ＦＤＭＡ変調器１１８は、ＯＦＤＭ送信のために必要な直交搬送波を生成するために、デジタル数学的技術を使用するマルチキャリア変調ブロックである。ＳＣ−ＦＤＭＡ変調器１１８の出力は、ＯＦＤＭ変調パイロット・シンボル１２０のデジタル・ベースバンド表示である。図３のデータ送信機１００のデジタル処理システムの詳細図については以下に説明する。

ＯＦＤＭ変調パイロット・シンボル１２０は、送信機ブロック１２２に結合される。送信機ブロック１２２においては、デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器により、デジタル信号がアナログ信号に変換される。次に、アナログ信号は、増幅された無線周波信号１２４を生成するために、アップコンバータおよび電力増幅器に結合される。無線周波信号１２４は、送信無線信号１２８を送信するためのアンテナ１２６に結合される。送信無線信号１２８は、チャネルの特性により環境の影響を受け、そのため信号１２８は、受信機のところで「受信」信号になる。

図２を参照すると、この図は、１つまたは複数の実施形態により、パイロット信号を受信し、復調し、使用するための機能ブロックを示す受信機の代表的ブロック図である。図に示すように、受信機２００は、受信信号２０４を受信するためのアンテナ２０２を含む。アンテナ２０２は、受信信号２０４から無線周波キャリアを除去し、アナログ信号をデジタル・サンプル２０８の直列ストリームに変換する、ダウンコンバータおよびアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０６に結合される。

ダウンコンバータおよびＡ／Ｄ変換器２０６からのデジタル・サンプル２０８は、同期コントローラ２１０およびＯＦＤＭマルチキャリア復調器２１２に結合される。同期コントローラ２１０は、パイロット信号検出器２１４により、パイロット信号を検出するためにデジタル・サンプル２０８を監視する。同期コントローラ２１０の目的は、シンボル・タイミングまたは同期情報を提供する既知の信号であり、またチャネル等化係数のチャネル推定および計算を可能にする基準信号（例えば、パイロット信号）を回復することである。このような同期およびチャネル推定情報２１６は、ＯＦＤＭマルチキャリア復調器２１２に結合され、そのためデジタル・サンプル２０８により表示されるＯＦＤＭ信号を復調するために、復調器２１２を正確に同期することができる。ＯＦＤＭマルチキャリア復調器２１２は、その出力のところで受信信号２０４が含んでいるデータであるトラフィック・データまたはユーザ・データ２１８を提供する。ＯＦＤＭマルチキャリア復調器２１２内のこれらに類似の機能は、パイロット・シンボルを受信し、復調するために同期コントローラ２１０で使用される。

ここで図３を参照すると、この図は、１つまたは複数の実施形態によるパイロット・シンボルを生成するための送信機１００（図１参照）の一部３００のより詳細な代表的な図面である。図３に示すように、直列パイロット・シーケンス３０４は、短いＣＡＺＡＣシーケンス生成器３０２で生成される。一実施形態の場合には、シーケンスの長さはＭ個の複素サンプルである。この場合、Ｍは例えば３７に等しい。

ＣＡＺＡＣシーケンス生成器３０２が生成したＣＡＺＡＣシーケンスは、「短い」シーケンスと呼ばれる。何故なら、シーケンスの長さが、使用できるサブキャリアの数より小さいからである。例えば、３０１個の使用可能なサブキャリアがある場合には、長いＣＡＺＡＣシーケンスがそれらすべてを占拠してしまい、短いＣＡＺＡＣシーケンスは、例えば、それらのうちの３７しか占拠できない。すでに説明したように、ＣＡＺＡＣシーケンスの「定振幅ゼロ自己相関」特性は、時間および周波数領域両方に保存される。

短いＣＡＺＡＣシーケンス生成器３０２の出力は、直列パイロット・シーケンス３０４をＭポイント並列ＣＡＺＡＣシーケンス３０８に変換する、直並列変換器３０６に結合される。Ｍポイント並列ＣＡＺＡＣシーケンス３０８は、Ｍポイント離散フーリエ変換装置（ＤＦＴ）３１０の入力に結合される。ＭポイントＤＦＴ３１０は、直列パイロット・シーケンス３０４のＭポイントの周波数成分を分析し、Ｍポイント並列変換シーケンス３１２を出力するために、直列パイロット・シーケンス３０４を周波数領域に変換する。

ある実施形態の場合には、Ｍポイント並列変換シーケンス３１２は、変換メモリ３１４から呼び出すことができることに留意されたい。それ故、シーケンスを生成し、離散フーリエ変換を計算するのではなく（すなわち、リアルタイム合成）、テーブル・ルックアップ技術により、システムおよびプロセスは、データ記憶装置から、予め計算したＭポイント並列変換シーケンス３１２を呼び出すことができる。

Ｍポイント並列変換シーケンス３１２は、Ｎポイント周波数領域シーケンス３１８を形成するために、Ｎ個のサブキャリアの中から一組のＭ個のサブキャリアへＭポイント並列変換シーケンス３１２を分配するために使用される分散サブキャリア・マッパ３１６の入力に結合される。ここで、ＮはＭより大きく、Ｍ個のサブキャリアは、Ｎ個のサブキャリア間に等間隔で位置する。Ｎは、ＳＣ−ＦＤＭＡ送信信号で使用するサブキャリアの数である。一実施形態の場合には、Ｎは５１２に等しく、Ｎは、他の実施形態の場合には、もっと大きくても小さくてもよい。Ｍポイント並列変換シーケンス３１２の値のうちの１つにマッピングされない分散サブキャリア・マッパ３１６の出力３１８はゼロ値に設定される。

分散サブキャリア・マッパ３１６の出力について再度説明すると、Ｎポイント周波数領域シーケンス３１８は、Ｎポイント逆高速フーリエ変換装置（ＩＦＦＴ）３２０に結合される。ＮポイントＩＦＦＴ３２０は、Ｎポイント周波数領域シーケンス３１８をＮポイント時間領域シーケンス３２２に変換する。逆高速フーリエ変換は、高速フーリエ変換を反転するための効率的な数学的アルゴリズムである。Ｎポイント時間領域シーケンス３２２は、並列データを直列シーケンス３２６に変換する並直列変換器３２４の入力に結合される。

直列シーケンス３２６は、サイクリック・プレフィックス付加器３２８の入力に結合される。サイクリック・プレフィックス付加器３２８は、直列シーケンス３２６の末尾から所定数の複素サンプルをコピーし、これらのサンプルを直列シーケンス３２６の頭に置く。一実施形態の場合には、コピーしたサンプルの数は３２である。サイクリック・プレフィックスを付加する目的は、確実に直交させることであり、これによりあるサブキャリアが（キャリア間干渉、すなわちＩＣＩと呼ばれる）他のサブキャリアと干渉を起こすのが防止される。サイクリック・プレフィックス・ヘッダ３２８の出力はパイロット・シンボル３３０である。

点線のボックス３３２内の機能ブロックは、図１のＳＣ−ＦＤＭＡ変調器１１８のようなＳＣ−ＦＤＭＡ変調器と呼ぶことができることに留意されたい。また、他の実施形態の場合には、機能ブロック並直列変換器３２４およびサイクリック・プレフィックス付加器３２８の順序は逆にすることができ、そのためデータを直列ストリームに変換する前に、サイクリック・プレフィックスが付加されることにも留意されたい。

ここで図４を参照すると、この図は、１つまたは複数の実施形態による図２のＳＣ−ＳＤＭＡ受信機２００の一部４００のより詳細なハイレベルの代表的ブロック図である。図に示すように、図２のデジタル・サンプル２０８類似のベースバンド・デジタル・ストリームである受信波形４０２は、サイクリック・プレフィックス除去装置４０４の入力に結合される。サイクリック・プレフィックス除去装置４０４は、修正したパイロット波形４０６を生成するために、デジタル・サンプルの頭からサイクリック・プレフィックスを除去する。

修正したパイロット波形４０６は、直並列変換器４０８の入力に結合される。直並列変換器４０８の出力は、Ｎポイント高速フーリエ変換装置（ＦＦＴ）４１２の入力に結合されるＮポイント並列修正パイロット・シンボル４１０である。

ＮポイントＦＦＴ４１２は、自身が時間領域からのパイロット信号を周波数領域に変換した場合に、その出力のところに受信変換パイロット・シンボル４１４を生成する。
受信変換パイロット・シンボル４１４は、分配サブキャリア・デマッパ４１６の入力に結合される。分配サブキャリア・デマッパ４１６は、Ｍポイント受信信号４１８を生成するために、受信変換パイロット・シンボルのＭ個の分配サブキャリアをデマッピングする。分配サブキャリア・デマッパ４１６は、キャリア・マッピング情報４２０を使用してデマッピング機能を行う。

キャリア・マッピング情報４２０は、Ｍ個のサブキャリアの選択した組を記述している（すなわち、Ｎ個の受信サブキャリア内にパイロット情報を含むサブキャリアの位置を記述している）。キャリア・マッピング情報４２０は、受信波形４０２を受信する前に受信機で分かっている。このようなキャリア・マッピング情報は、データ通信インタフェースを記述している基準により同意することもできるし、またはそれを、それが必要になる前に制御メッセージにより受信機に送信することもできる。

Ｍポイント受信信号４１８は、Ｍポイント並列乗算器４２２の入力に結合される。Ｍポイント並列乗算器４２２は、Ｍポイント中間チャネル推定値４２６を生成するために、受信信号４１８にＭポイント・チャネル推定値乗数４２４を掛ける。１つまたは複数の実施形態の場合には、Ｍポイント・チャネル推定値乗数またはシーケンス４２４は、直列パイロット・シーケンス３０２から得られたフーリエ変換時間反転共役シーケンスである（図３参照）。パイロット・シーケンスの変換およびパイロット・シーケンスによる乗算の正味の効果は、パイロット・シーケンスによる時間領域円形相関の周波数領域の等価物が実行されることである。

Ｍポイント並列乗算器４２２の後で、Ｍポイント中間チャネル推定４２６が二次元（２Ｄ）補間器４２８に結合される。２Ｄ補間器４２８の出力は、最終チャネル推定４３０である。最終チャネル推定は、割り当てられた各データ・キャリアの位置のところのチャネル推定を表す。

ここで図５を参照すると、この図は、１つまたは複数の実施形態による、図１および図３のシステムに示す送信機１００のような送信機の一部により、または他の類似の装置により実行される例示としてのプロセスのハイレベルの流れ図５００である。図に示すように、プロセスは、ブロック５０２から開始し、その後でブロック５０４に進み、そこでプロセスは、短いＭポイント定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）直列パイロット・シーケンスを生成する。ここで、Ｍはシーケンスの複素サンプルの数を表す整数である。Ｍは、短いシーケンスとも呼ばれる。何故なら、Ｍは、ＳＣ−ＦＤＭＡ変調器のサブキャリア上の送信データ・シンボルをマッピングする際に使用するキャリアの数と比較するとかなり少ないからである。このことは重要である。何故なら、これにより周波数領域内で異なるユーザのパイロット・シンボルを直交させることができるからである。さらに、これにより、異なる周波数オフセットで、複数のユーザが、同じＣＡＺＡＣシーケンスを再使用することができるからである。

図３に示すように、このプロセスは、パイロット・シーケンス３０２を生成する短いＣＡＺＡＣシーケンス生成器３０４により実施される。このプロセスは、データ・メモリ３１４からシーケンス３０２の複素サンプルを呼び出すことにより実施することができる（図３参照）。他の実施形態の場合には、短いＣＡＺＡＣシーケンス３０２は、特別に設計した論理回路を使用して、または特別にプログラムしたソフトウェア・コード（例えば、マイクロチップ内のマイクロコード）を実行することにより生成することができる。

すでに説明したように、ＣＡＺＡＣシーケンスの大きさは一定であり、円形自己相関はゼロであり、周波数領域応答はフラットであり、２つのシーケンス間の相関は低い。他の実施形態の場合には、パイロット・シーケンスは、類似の特性を有するＧＣＬシーケンスにより実施することができる。

ＣＡＺＡＣパイロット・シンボルは、その優れた相関特性のために干渉を平均化することができるという点でＣＤＭＡ信号の特性を有する。さらに、信号は、周波数領域直交の利点を有する。このことは、異なるユーザが、同じＣＡＺＡＣシーケンスを、Ｍ個のサブキャリアの異なる周波数セット上で再使用することができることを意味する。それ故、同一のＣＡＺＡＣシーケンスを、異なるユーザのチャネルを推定するために使用することができる。

次に、プロセスは、ブロック５０６に示すように、ＭポイントＣＡＺＡＣパイロット・シーケンスをＭポイント並列パイロット・シーケンスに変換する。このプロセスは、図１の直並列変換器１１４のような直並列変換器により実施することができる。

パイロット・シーケンスを並列データに変換した後で、ブロック５０８に示すように、プロセスは、Ｍポイント並列変換シーケンスを生成するために、Ｍポイント離散フーリエ変換を行う。このプロセスは、図３のＭポイント離散フーリエ変換ブロック３０４で実施することができる。Ｍポイント並列変換シーケンスは、パイロット・シーケンスの時間領域変調の周波数領域表示である。

周波数領域に変換した後で、プロセスは、Ｍポイント並列変換シーケンスを、ブロック５１０に示すように、Ｎ個のサブキャリアのうちのＭ個のサブキャリアの選択した組に分配する。この分配プロセス中、ＮはＯＦＤＭ信号で送信されたサブキャリアの数であり、ＮはＭより大きい。Ｍ個の選択したサブキャリアは、図６および図７に示すように、等間隔で並んでいる。一実施形態の場合には、この分配プロセスは、図３に示す分配サブキャリア・マッパ３０８により実施される。Ｍ個のサブキャリアの組内の選択されなかったＮ個のサブキャリアは、その値をゼロに設定することに留意されたい。

図６および図７に示すように、Ｎ個のサブキャリアのグループ内に等しいキャリア間隔を維持しながら、Ｍ個のサブキャリアの異なる組を、Ｎ個のサブキャリアの中から選択することができる。例えば、図６の場合には、ＳＣ_０で示す第１のサブキャリア６０２が選択され、１６のサブキャリア６００、ＳＣ_０−ＳＣ_１５のグループの中から４番目ごとのサブキャリア６０４が選択される。これらの選択したサブキャリア６０２、６０４は、キャリア間隔６０６を有する選択したサブキャリアの第１のグループまたは組を表すことができる。同様に、図７は、第２のサブキャリア７０２、ＳＣ_１で始まるサブキャリア７０２、７０４の第２の組、およびその後の４番目ごとのサブキャリア７０４の選択を示す。図７の場合は、キャリア間隔６０６は、キャリア４個分の長さのままである。実際には、Ｎは、おそらく１６より遥かに大きい。一実施形態の場合には、Ｎは５１２に等しく、Ｍは３７に等しい。パイロット・シンボルの交互のフレーム内で、サブキャリアの異なる組を選択することができる。選択したサブキャリアのどの組を使用するのかを指定する情報は、適切な復調を行うために受信機に予め通知しておかなければならない。このような情報は、制御メッセージにより予め選択した組を通知することにより、または選択した時間で開始する組の既知のシーケンスに同意することにより通知することができる。

次に、分配後、プロセスは、ブロック５１２に示すように、Ｎポイント周波数領域シーケンスをＮポイント時間領域シーケンスに変換するために、Ｎポイント逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う。このプロセスは、図３のＮポイントＩＦＦＴブロック３１２で実施される。ＩＦＦＴは、並列変換シーケンス内でＭポイントのマッピングした組、および選択しなかったサブキャリアに対するゼロ値を、Ｎポイント分配モード時間領域シーケンスに変換する。

次に、プロセスは、ブロック５１４に示すように、Ｎポイント時間領域シーケンスを直列シーケンスに変換する。次に、ブロック５１６において、プロセスは、サイクリック・プレフィックスを直列シーケンスに付加する。サイクリック・プレフィックスを付加するのは、シンボル間の干渉を低減するためである。このプロセスは、直列シーケンスの末尾から多数の複素サンプルを、当業者であれば周知のように、ＯＦＤＭ変調の直列シーケンスの頭にコピーすることにより実施される。一実施形態の場合には、コピーされた複素サンプルの数は３２に等しい。

最後に、ＯＦＤＭ送信機でパイロット・シンボルを生成するプロセスは、ブロック５１８のところで終わる。パイロット信号を生成するプロセスが、ブロック５１８のところで終わるのは明らかであろう。図のプロセスは、プロセスを使用している特定のシステムの要件により、複数のパイロット・シンボルを供給するために必要に応じて反復することができる。

ここで図８を参照すると、この図は、１つまたは複数の実施形態による、図２および図４のシステムに示す受信機４００のような受信機の一部または他の類似の装置が実行する例示としてのプロセスのハイレベルの流れ図８００である。図に示すように、プロセスは、ブロック８０２から開始し、その後で、ブロック８０４に進み、そこでプロセスはＯＦＤＭ信号を受信する。ＯＦＤＭ信号を受信するこのプロセスは、受信信号をダウン変換し、ダウン変換したアナログ波形をデジタル・サンプルに変換するステップを含む。図２に示すように、ＯＦＤＭ信号を受信するステップは、図４の受信波形４０２を生成するダウンコンバータおよびＡ／Ｄ変換器２０６で実施される。受信信号２０４は、チャネルの転送機能により多重化した送信信号１２６に等しいことに留意されたい。

次に、プロセスは、ブロック８０６に示すように、修正したパイロット波形を生成するために、受信パイロット波形からサイクリック・プレフィックスを除去する。サイクリック・プレフィックスの除去は、図４のサイクリック・プレフィックス除去装置（ブロック４０４）で実施される。サイクリック・プレフィックスを除去した後で、ブロック８０８に示すように、プロセスは、直列修正パイロット波形をＮポイント並列修正パイロット・シンボルに変換する。

次に、プロセスは、ブロック８１０に示すように、受信変換パイロット・シンボルを生成するために、このプロセスは、Ｎポイント並列修正パイロット・シンボル上でＮポイント高速フーリエ変換を行う。プロセスは、時間領域内の信号を、周波数領域内の信号に変換する。

高速フーリエ変換の後で、プロセスは、ブロック８１２に示すように、Ｍポイント受信信号を生成するために、受信変換パイロット・シンボル内のＭ個の分配サブキャリアをデマッピングする。このプロセスは、図４の分配サブキャリア・デマッパ４１６により実施することができる。

次に、プロセスは、ブロック８１４に示すように、Ｍポイント中間チャネル推定値を生成するために、Ｍポイント受信パイロット・シンボルにＭポイント・チャネル推定値乗数を掛ける。Ｍポイント・チャネル推定値乗数は、送信パイロット・シンボルから入手され、送信パイロット・シンボルのフーリエ変換時間反転共役シーケンスである。

乗算の後で、プロセスは、ブロック８１６に示すように、最後のチャネル推定値を生成するために二次元補間を行う。一実施形態の場合には、二次元補間は、図４の２Ｄ補間器４２８により行われる。

最後に、ＯＦＤＭ受信機でパイロット・シンボルを受信し、使用するプロセスは、ステップ８１８のところで終わる。パイロット信号の処理は、ブロック８１８のところで終わるが、図のプロセスは、プロセスが使用される特定のシステムの要件により、複数のパイロット・シンボルを受信し処理するために、必要に応じて反復することができることは明らかであろう。

図９を参照すると、この図は、１つまたは複数の実施形態による、図２のＳＣ−ＳＤＭＡ受信機２００の一部９００の他の実施形態のハイレベルの代表的ブロック図である。受信機９００を含む機能ブロックは、下記の機能ブロック、すなわち、Ｍポイント逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）９０２、干渉緩和９０４、およびＭポイントＤＦＴ９０６をさらに含んでいる点を除けば、受信機２００の機能ブロックに類似している。ＩＤＦＴは、パイロット信号を時間領域に変換するためのものであり、この場合、追加の処理および最適化を、干渉およびマルチパスを緩和するために行うことができる。これは、精製した時間領域チャネル推定値を生成する。次に、精製した時間領域推定値を、補間のために周波数領域に変換しなければならない。

上記機能および構造は、１つまたは複数の集積回路で実施することができる。例えば、多くのまたはすべての機能を、図１〜図４および図９のブロック図により示す信号処理回路で実施することができる。

上記プロセス、装置およびシステム、ならびに本発明の原理は、ＣＤＭＡおよびＦＤＭＡパイロット信号を組合わせることにより、ＳＣ−ＦＤＭＡ送信機および受信機システムで改善されたより効率的なパイロット・シンボルを生成するためのものである。パイロット信号に対するＣＡＺＡＣシーケンスのような一般化したチャープ状の（ＧＣＬ）シーケンスを使用することにより、送信信号のピーク／平均比を低減することができ、チャネルの特性をより正確に推定することができる。何故なら、パイロット信号は、チャネル推定により適している周波数領域で一定の振幅を有しているからである。ＣＡＺＡＣシーケンスをパイロット・チャネルに対してＦＤＭＡのように挿入すると、受信機は、ＦＤＭＡパイロットのリンク利点を犠牲にしないで、干渉平均技術を使用してパイロット信号を受信することができる。これらの有意な改善は、比較的安いコストおよび最低限度複雑にするだけで行うことができる。

上記実施形態は、無線通信システムでの無線周波信号の送信に主として関するものであるが、パイロット・シンボルを生成するためのこのシステム、およびその内部のプロセスは、広帯域同軸ケーブル、ツイストペア電話線等のような有線媒体を介してデータを送信するような他のデータ送信用途にも使用することができる。

本明細書は、本発明の真の、意図するおよび公平な範囲および精神を制限するためのものではなく、本発明による種々の実施形態の形成および使用方法を説明するためのものである。上記説明は、包括的なものではないし、本発明を開示の正確な形状に制限するためのものでもない。上記教示から鑑みて種々に修正および変更することができる。実施形態は、本発明の原理の最善およびその実際の用途の説明を行い、通常の当業者が種々の実施形態でおよび意図する特定の用途に適するように種々の修正を行って本発明を使用することができるようにするように選択し、記述した。すべてのこのような修正および変更は、これらが公平に、合法的に、および公正に適用される範囲により解釈した場合、本特許出願の懸案中に補正することができる添付の特許請求の範囲に記載する本発明の範囲およびそのすべての等価物に含まれる。

簡単で代表的な形の、１つまたは複数の実施形態によるデータ通信システムで使用するためのシングル・キャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）送信機の一部のハイレベルのブロック図。 代表的な形の、１つまたは複数の実施形態による、図１の送信機により送信されたデータを受信するために使用するＳＣ−ＦＤＭＡ受信機の一部のハイレベルのブロック図。 １つまたは複数の実施形態による図１のＳＣ−ＳＤＭＡ送信機の一部のより詳細なハイレベルの代表的なブロック図。 １つまたは複数の実施形態による図２のＳＣ−ＳＤＭＡ受信機の一部のより詳細なハイレベルの代表的なブロック図。 １つまたは複数の実施形態による図１および図３のＳＣ−ＳＤＭＡ送信機が実行するプロセスのハイレベルの流れ図。 代表的な形の１つまたは複数の実施形態による数組のサブキャリアへのパイロット信号情報の分布を示す図。 代表的な形の１つまたは複数の実施形態による数組のサブキャリアへのパイロット信号情報の分布を示す図。 １つまたは複数の実施形態による図２および図４のＳＣ−ＳＤＭＡ受信機が実行するプロセスのハイレベルの流れ図。 １つまたは複数の実施形態による図２のＳＣ−ＳＤＭＡ受信機の一部の別のハイレベルの代表的ブロック図。

Claims (5)

1. シングル・キャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）送信機でパイロット・シンボルを生成するための方法であって、
   定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）パイロット・シーケンスのＭポイント離散フーリエ変換を実行することによって、Ｍポイント並列変換シーケンスを提供するステップと、
   Ｎポイント周波数領域シーケンスを形成するために、前記Ｍポイント並列変換シーケンスをＮ個のサブキャリアのうちの一組のＭ個のサブキャリアに分配するステップであって、ＮがＭより大きく、前記Ｍ個のサブキャリアが等間隔に位置するステップと、
   前記Ｎポイント周波数領域シーケンスを、Ｎポイント時間領域シーケンスに変換するために、Ｎポイント逆高速フーリエ変換を行うステップと、
   前記Ｎポイント時間領域シーケンスを直列シーケンスに変換するステップと、
   パイロット・シンボルを形成するために、サイクリック・プレフィックスを前記直列シーケンスに付加するステップと、を含む方法。
2. Ｍポイント並列変換シーケンスを提供する前記ステップが、
   Ｍポイント直列ＣＡＺＡＣパイロット・シーケンスを提供するステップと、
   前記Ｍポイント直列パイロット・シーケンスをＭポイント並列パイロット・シーケンスに変換するステップと、
   前記Ｍポイント並列変換シーケンスを生成するために、前記Ｍポイント並列パイロット・シーケンス上でＭポイント離散フーリエ変換を行うステップと、からなる請求項１に記載のパイロット・シンボルを生成するための方法。
3. パイロット・シンボル生成器であって、
   定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）パイロット・シーケンスのＭポイント離散フーリエ変換を実行することによって、Ｍポイント並列変換シーケンスを生成するＭポイント並列変換シーケンス生成器と、
   Ｎポイント分配変換シーケンスを生成するために、Ｎ個のサブキャリアのＭ個の選択したサブキャリアの組上に前記Ｍポイント並列変換シーケンスをマッピングするための前記Ｍポイント離散フーリエ変換装置に結合している分配サブキャリア・マッパであって、ＮがＭより大きく、Ｍ個の選択したサブキャリアの前記組の間隔が等間隔である分配サブキャリア・マッパと、
   Ｎポイント分配時間領域シーケンスを生成するために、前記Ｎポイント分配変換シーケンスを変換するために前記分配サブキャリア・マッパと結合しているＮポイント逆高速フーリエ変換装置と、
   直列Ｎポイント分配時間領域シーケンスを生成するために、前記Ｎポイント分配時間領域シーケンスと結合している並直列変換器と、
   パイロット・シンボルを生成するために、前記直列Ｎポイント分配時間領域シーケンスと結合しているサイクリック・プレフィックス付加器と、
   を備えるパイロット・シンボル生成器。
4. シングル・キャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）受信機でパイロット・シンボルを受信するための方法であって、
   修正したパイロット波形を生成するために、受信パイロット波形からサイクリック・プレフィックスを除去するステップと、
   前記修正したパイロット波形をＮポイント並列修正パイロット・シンボルに変換するステップと、
   Ｎポイント受信変換パイロット・シンボルを生成するために、前記Ｎポイント並列修正パイロット・シンボル上で、Ｎポイント高速フーリエ変換を行うステップと、
   Ｍポイント受信パイロット信号を生成するために、前記Ｎポイント受信変換パイロット・シンボル内でＭ個の分配サブキャリアをデマッピングするステップと、
   Ｍポイント中間チャネル推定値を生成するために、前記Ｍポイント受信パイロット信号に、Ｍポイント・チャネル推定値乗数を掛けるステップであって、前記Ｍポイント・チャネル推定値乗数が、Ｍポイント送信定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）パイロット・シーケンスのＭポイント時間反転共役シーケンスに対してＭポイント離散フーリエ変換を実行することによって導出されるステップと、
   最終チャネル推定値を生成するために、前記Ｍポイント中間チャネル推定値上で二次元補間を行うステップと、
   を含む方法。
5. パイロット・シンボル受信機であって、
   修正パイロット波形を生成するために、受信波形からサイクリック・プレフィックスを除去するためのサイクリック・プレフィックス除去装置と、
   Ｎポイント並列修正パイロット・シンボルを生成するための前記修正パイロット波形と結合している直並列変換器と、
   Ｎポイント受信変換パイロット・シンボルを生成するために、前記Ｎポイント並列修正パイロット・シンボル上でＮポイント高速フーリエ変換を行うために、前記直並列変換器と結合しているＮポイント高速フーリエ変換装置と、
   Ｍポイント受信パイロット信号を生成するために、前記Ｎポイント受信変換パイロット・シンボル内でＭ個の分配サブキャリアをデマッピングするために、前記Ｎポイント高速フーリエ変換装置と結合している分配サブキャリア・デマッパと、
   Ｍポイント中間チャネル推定値を生成するために、前記Ｍポイント受信パイロット信号に、Ｍポイント・チャネル推定値を掛けるために前記分配サブキャリア・デマッパに結合している乗算器であって、前記Ｍポイント・チャネル推定値乗数が、Ｍポイント送信定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）パイロット・シーケンスのＭポイント時間反転共役シーケンスに対してＭポイント離散フーリエ変換を実行することによって導出される乗算器と、
   最終チャネル推定値を生成するために、前記Ｍポイント中間チャネル推定値上で二次元補間を行うための前記乗算器と結合している二次元補間器と、
   を備えるパイロット・シンボル受信機。

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