JP6553296B2 - ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭのためのチャンネル推定 - Google Patents

Description

本発明は、来るべき第５世代（５Ｇ）のワイヤレスシステムのための波形設計の分野に関する。特に、本発明は、ゼロテイルＤＦＴ−拡散−ＯＦＤＭ（zero-tail discrete Fourier transform spread orthogonal frequency division multiplexing，ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）変調のためのチャンネル推定に関する。

本明細書に使用する略語には次の意味を適用する。
５Ｇ：第５世代
ＢＳ：ベースステーション
ＣＰ：繰り返しプレフィックス
ＤＦＴ：離散的フーリエ変換
ＤＭＲＳ：復調基準信号
ＧＰ：保護周期
ＩＦＦＴ：逆高速フーリエ変換
ＬＴＥ：長期進化
ＭＳＥ：平均２乗エラー
ＯＦＤＭ：直交周波数分割多重化
ＰＡＰＲ：ピーク・対・平均電力比
ＲＡＣＨ：ランダムアクセスチャンネル
ＲＦ：拒絶ファクタ
ＵＥ：ユーザ装置
ＺＣ：Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ
ＺＴ：ゼロテイル

ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ信号は、従来のＯＦＤＭ及びＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ波形の改善として近年提案されており、ＣＰ（繰り返しプレフィックス）が低電力テイルに置き換えられたものである。そのようなテイルは、ＣＰの場合のように生成されたタイム記号に添付されるのではなく逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の自然出力として得られる。ＣＰを採用する波形とは異なり、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭでは、低電力テイルの巾を、フレーム数秘術で定義する必要はなく、チャンネルの推定遅延拡散に従って動的にセットすることができる。これは、無線数秘術をチャンネル特性から減結合するので、システム設計を簡単にし、又、隣接セル間の共存性を改善する。更に、ハードコードＣＰの上述した非効率性の克服も許す。

又、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ信号は、短い低電力ヘッドも特徴とする。低電力テイルは、チャンネルの測定遅延拡散に対抗することが意図されるが、ＩＦＦＴ演算の繰り返し性によるテイルの最後のサンプルにおける電力再成長を回避するために低電力ヘッドが挿入される。

ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの別の顕著な効果は、ＯＦＤＭ／ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭに対するスペクトル封じ込めの改善である。低電力ヘッド及びテイルの両方が存在することは、実際上、隣接するタイム記号間の移行の円滑化を許し、アウトオブバンド（ＯＯＢ）放射を大幅に減少する。

ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの簡単な改善であるため、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭは、サブキャリアレベルの処理、多入力多出力（ＭＩＭＯ）アンテナ技術への簡単な拡張、並びに低いピーク・対・平均電力比（ＰＡＰＲ）から利益が得られる。しかしながら、従来のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭと同様に、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭは、ノイズの改善で悩まされており、ＯＦＤＭに関するＢＬＥＲ（ブロックエラー率）のペナルティを招く。それにも関わらず、受信ダイバーシティの場合、特に、４受信アンテナでは、性能ギャップが消滅する傾向がある。

ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの最も有望な使用ケースの１つは、図１に示したように、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ技術を使用することにより、タイム記号の最後の部分にＧＰが含まれるＰＲＡＣＨである。ＧＰは、異なる距離に位置するＵＥにより送信される信号を受信ウインドウ内に時間整列させることができる。ＬＴＥに比して、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭは、ＣＰを低電力サンプルに置き換えることができるので、ＣＰの電力ロスを回避する。更に、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭは、スペクトルの封じ込めが良好であるためデータチャンネルに対する干渉を減少する。

本発明の観点によれば、送信器及び受信器の両方に知られた基準シーケンスの使用に基づいてＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭにおける効率的なチャンネル推定を可能にする方法が提案される。

本発明の観点によれば、ゼロテイル離散的フーリエ変換拡散直交周波数分割多重化（ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）により変調された信号がチャンネルを経て受信される。この信号は、Ｎ個のサンプルを含む第１シーケンスへとダウンサンプリングされ、Ｎは、使用するサブキャリアの数に対応する。最初のＮｈ個のサンプル及び最後のＮｔ個のサンプルが第１シーケンスから除去され、これにより、Ｎ−Ｎｈ−Ｎｔの長さの第２シーケンスを得る。この第２シーケンスは、長さＮ−Ｎｈ−Ｎｔの基準シーケンスと相関され、そしてその相関結果に基づきＮ個の使用サブキャリアにわたってチャンネルの周波数応答が推定される。

以下、添付図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。

１００ｋｍのセル範囲に対するＲＡＣＨプリアンブルフォーマットを示す図である。 基準シーケンスとしてＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ送信チェーンを示す概略ブロック図である。 ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭチャンネル推定器を示す概略ブロック図である。 従来のＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ送信器チェーンで発生されるＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ基準シーケンスの周波数応答を示す図であり、非フラットな周波数応答は、オリジナル基準シーケンスの特性に影響する前ＤＦＴゼロパディング動作によるものである。 本発明の実施形態によるチャンネル推定器を示す概略ブロック図である。 ブロック畳み込みにおけるオーバーラップ及び加算の原理を示す図である。 異なるチャンネル推定器のＭＳＥ性能を示す図である。 本発明の規範的実施形態を具現化できる制御ユニットの構成を示す概略ブロック図である。

本発明の実施形態を説明する前に、図２から４を参照して、チャンネル推定目的で使用する基準シーケンスのセットに対する望ましい特性を説明する。

チャンネル推定目的で使用する基準シーケンスのセットに対する望ましい特性を以下に挙げる。

−低い自己相関性。シーケンスをそれ自身に対して相関させるとき、相関器の出力は、ゼロオフセットに対応して電力ピークを返送し、そして非ゼロオフセットの場合には非常に限定された出力電力を返送しなければならない。これは、受信器においてチャンネルインパルス応答の位置を明確に識別し、従って、その正しい推定を行うことができる。

−限定された相互相関性。シーケンスを、同じセットに属する異なるシーケンスに対して相関させるとき、相関器の出力電力を限定しなければならない。これは、望ましいチャンネルの応答を識別し、従って、同時に送信される他の基準シーケンスによる汚染を制限できるようにする。

−フラットな周波数応答。フラットな周波数応答と共に基準シーケンスを使用する利益が倍増される。先ず、フラットな周波数応答は、時間ドメインにゼロの自己相関を有するのに必要且つ充分な状態である。更に、適切な周波数ドメインイコライゼーションを可能にする。基準シーケンスの選択的周波数応答は、周波数の特定部分にわたりノイズ電力の選択的増大を招き、従って、推定の悪化及び不充分なイコライゼーション性能を招く。

−低いピーク・対・平均電力比（ＰＡＰＲ）。電力振幅変動を制限したシーケンスをもつことは、アナログ電力増幅器に低い入力バックオフを使用するのを許し、送信電力効率に関して利益が得られる。

−大きなカーディナリティ。同じ魅力的特性をフィーチャーする基準シーケンスの大きなセットをもつことは、特に、装置が望ましいリンクのチャンネル応答を多数の干渉リンクから区別する必要がある高密度のセル配備の場合に、極めて重要である。多数のアンテナと共にＭＩＭＯ技術を使用することは、例えば、大量のＭＩＭＯアプリケーションに対して基準シーケンスの大きなセットの必要性を更に激化させる。

Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ（ＺＣ）シーケンスは、全ての前記特性を満足する複雑なシーケンスのファミリーである。それらは、ゼロの自己相関、及び√Ｌに制限された一定の相互相関をフィーチャーし、ここで、Ｌは、シーケンスの長さである。更に、ＺＣシーケンスは、時間ドメイン及び周波数ドメインの両方にわたって一定の振幅を有する。ＺＣシーケンスの長さＬが素数である場合には、前記特性を満足するシーケンスのセットは、Ｌ−１に等しいカーディナリティを有する。

ゼロの自己相関特性の結果として、各送信器によりシーケンスの異なる繰り返しシフトが使用されていれば、同じ周波数にわたって動作する多数の送信器により同じシーケンスを同時に使用することができる。繰り返しシフトは、チャンネルの遅延拡散より大きくなければならない。受信器に単一の相関器を使用して、同じベースシーケンスの異なる繰り返しシフトを採用する多数の送信器のチャンネル状態情報を検索することができる。

図２は、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭが使用されるときの基準シーケンスに対する送信器チェーンを示す。長さＮ０のオリジナルシーケンスが典型的に周波数ドメインにおいて発生され、そしてサイズＮ０のＩＤＦＴにより時間ドメインに変換される。ＺＣシーケンスが使用される場合には、送信器特有の繰り返しシフトを適用することができる。長さＮｈ及びＮｔを各々有するゼロヘッド及びゼロテイルは、シーケンスのヘッド及びテイルに追加され、Ｎ＝Ｎ０＋Ｎｔ＋Ｎｈサンプルの長さをもつゼロパディングされた基準シーケンスを招く。このシーケンスは、次いで、サイズＮのＤＦＴにより周波数ドメインへ再び変換された後に、サブキャリアマッピング及びＩＦＦＴを受ける。

ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭから直接変換されるチャンネル推定のための従来の受信器構造が図３に示されている。受信信号は、従来のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ処理と同様に、ＦＦＴ、サブキャリアデマッピング及びＩＤＦＴを受ける。次いで、シーケンスがゼロパディングされた基準シーケンスのコピーに対して相関される。相関器の出力において、有用なエネルギーを収集するサンプルだけが収集され、残りのサンプルがゼロに置き換えられる。得られた推定は、ＤＦＴにより周波数ドメインに変換される。

この受信器構造は、チャンネル推定を外挿するためにゼロパディングされた基準シーケンスを利用する。しかしながら、ゼロパディングされたシーケンスは、オリジナルシーケンスの同じ特性の利益が得られない。

例えば、オリジナル基準シーケンスがＺＣシーケンスである場合に、ゼロパディングの動作は、その周波数応答の特性を犠牲にする。ゼロパディングされたＺＣシーケンスの周波数応答が図４に示されている。そのような周波数選択性応答の結果として、ある周波数サブキャリアにおけるノイズが強調され、又、自己相関特性も否定的影響を受ける。これは、チャンネル推定の質を著しく低下させる。

更に、最終的な繰り返しシフトをゼロパディングの前に適用する必要があるので、同じベースシーケンスの異なる繰り返しシフトで得られるシーケンスは、それ以上繰り返さないシーケンスへと変換される。例えば、Ｄ１がＤ２と異なるようなシフト値Ｄ１及びＤ２が与えられると、ゼロ挿入前のシーケンスは繰り返し的であるが、それがゼロパディングされたシーケンスに対して保持されない。それ故、例えば、従来のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭでＬＴＥアップリンクにおいて行われたように、独特の相関器で多数のチャンネル応答を正しく検索することは不可能である。受信信号は、送信器に適用された特定の繰り返しシフトから得られるシーケンスに対して相関されねばならない。

本発明の少なくとも１つの実施形態は、ゼロパディングされた形態ではなくオリジナル基準シーケンスの特性を利用できるようにするＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭのためのチャンネル推定器を開示する。チャンネル推定器は、ゼロ挿入動作が基準シーケンスの特性に否定的に影響するが、そのような特性は、ゼロサンプルが受信器においてシーケンスから除去される場合に依然保持されることを観察することに依存する。本発明の実施形態によれば、相関は、ゼロパディングされたシーケンスではなく、オリジナルの、即ち非ゼロパディングの基準シーケンスに対して遂行される。チャンネル推定器の構造が図５に示されており、以下に説明する。

基準シーケンスのファミリーは、ＺＣシーケンスに限定されず、そして本発明は、基準シーケンス、例えば、ｍ−シーケンスのファミリーに対しても一般化できることに注意されたい。

受信器において実施される図５に示す基本帯域チャンネル推定器、例えば、通信システムへのワイヤレスアクセスを与えるベースステーション、アクセスノード又はｅＮｏｄｅＢは、チャンネル、例えば、ＲＡＣＨを経てＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ信号を受信する。

受信した信号は、Ｎ個のサンプルより成る第１シーケンスへダウンサンプリングされ、Ｎは、使用するサブキャリアの数に対応する。換言すれば、受信した信号は、先ず、ＦＦＴにより周波数ドメインへ変換される。次いで、未使用のサブキャリアが除去され、即ちサブキャリアデマッピングが遂行される。Ｎ個のサンプルより成る得られたシーケンスは、次いで、ＮサイズのＩＤＦＴで、ＩＤＦＴ処理される。この段階で得られたシーケンス（第１シーケンス）は、ＦＦＴ入力における受信信号のダウンサンプリングされた形態に対応する。その結果、第１シーケンスの最後のＮＴ個のサンプル（例えば、サンプル＃Ｎ−Ｎｔから＃Ｎ）は、チャンネルの遅延拡散によるエネルギーを含む。

第１シーケンスの最後のＮｔ個のサンプルが一時的に蓄積される。最初のＮｈ個のサンプル（例えば、サンプル＃１から＃Ｎｈ）及び最後のＮｔ個のサンプルが第１シーケンスから除去される。それにより生じるシーケンス（第２シーケンス）は、Ｎ−Ｎｔ−Ｎｈの長さを有する。一時的に蓄積された最後のＮｔ個のサンプルは、第２シーケンスの最初のＮｔ個のサンプル（例えば、サンプル＃１から＃Ｎｔ）に追加される。この動作は、第２シーケンスにおける繰り返しフェージングをエミュレートすることを意味する。この原理は、ブロック畳み込みにおけるオーバーラップ及び追加として知られており、図６に示されている。

上述したようにＮｔ個のサンプルが追加された第２シーケンスは、図５に示す相関器により、長さＮ−Ｎｔ−Ｎｈを有する非ゼロパディングの（即ち、「オリジナル」の）基準シーケンスに対して相関される。

相関器の出力において、有用なエネルギーを収集するサンプルだけが収集され、そして残りのサンプルがゼロに置き換えられ、それにより、長さＮ−Ｎｔ−Ｎｈの第３シーケンスを得る。この第３シーケンスは、サイズＮ−Ｎｔ−ＮｈのＤＦＴにより周波数ドメインへ再び変換され、それにより、長さＮ−Ｎｔ−Ｎｈの第４シーケンスを得る。次いで、長さＮのベクトルに対して周波数ドメインシーケンス、即ち、第４シーケンスを補間することにより、Ｎ個の使用サブキャリアにわたるチャンネル周波数応答の推定が得られる。

相関は、「オリジナル」即ち非ゼロパディングの基準シーケンスに対して実行されるので、それらの特性が保存される。更に、独特の相関器で、同じシーケンスの多数の繰り返しシフト形態からチャンネル応答を検索できるようになる。

本発明の規範的実施形態において、図５に示す本発明の実施形態によるチャンネル推定器の性能を査定するために次の設定が考えられる。
−サブキャリアの数Ｎ＝６００、
−ＦＦＴサイズＮｆ＝１０２４、
−前ＤＦＴゼロヘッドサンプル（Ｎｈ）：４、
−前ＤＦＴゼロテイルサンプル（Ｎｔ）：４２、
−サブキャリア間隔：１５ＫＨｚ、
−チャンネルモデル：典型的な都市、ほぼ〜２．２μｓの過剰遅延。

無線通信(over-the-air)ゼロテイルの長さは、ＬＴＥにおけるＣＰ期間にほぼ等しい。基本的な基準シーケンスとして、長さＮ−Ｎｔ−Ｎｈ＝５５４の繰り返し拡張ＺＣシーケンスが使用される。

初期の解決策に比しての本発明の実施形態の性能は、チャンネル推定の平均２乗エラー（ＭＳＥ）に関して評価される。次の３つのオプションが調査される。
−オプションＡ：無線送信される基準シーケンスが、図２に示すように生成され、そしてチャンネル周波数応答が、図３に示すチャンネル推定器構造で推定される。
−オプションＢ：無線送信される歪んだ基準シーケンスが、ＵＳ１４／８５４，４７４号に開示されたように生成され、そしてチャンネル周波数応答が、図３に示すチャンネル推定器構造で推定される。
−オプションＣ：無線送信される基準シーケンスが、図２に示すように生成され、そしてチャンネル周波数応答が、図５に示す本発明の実施形態によるチャンネル推定器構造で推定される。

更に、望ましいＺＣシーケンスだけが送信される場合（干渉物なし）、及び他の送信器が同じ帯域にわたり同じＺＣシーケンスの異なる繰り返しシフトを同時に使用する場合について考える。

その結果が図７に示されている。次のことが観察される。
−オプションＡは、顕著なエラーフロアを招く非理想的な自己相関及びゼロパディングされた基準シーケンスの非フラットな応答で悩まされている。
−オプションＢは、干渉物が存在しない場合には良好な性能を示す。干渉物が存在すると、性能が著しく低下する。これは、同じオリジナルＺＣシーケンスの繰り返しシフトが、ゼロ相互相関から利益を受けない異なるシーケンスに変換されるためである。
−本発明の実施形態によるチャンネル推定器を使用するオプションＣは、干渉物の存在に関わらず低いＭＳＥを示す。

本発明の実施形態は、送信信号を変更せずに効率的なチャンネル推定を可能にする。本発明の実施形態は、ゼロテイルをもつＺＣシーケンスを、ＲＡＣＨプリアンブル又はＤＭＲＳシーケンスとして使用するのを許し、そしてＬＴＥと同様に繰り返しシフトをもつ単一のＺＣシーケンスから多数のプリアンブルシーケンスを得ることができる。本発明の別の実施形態では、ＺＣシーケンスに代ってｍ−シーケンスが使用される。

図８は、本発明の規範的実施形態が具現化される制御ユニット１０の構成を示す概略ブロック図である。

通信システムにワイヤレスアクセスを与えるアクセスネットワークのベースステーション、アクセスノード又はｅＮｏｄｅＢのような受信器の一部分であり及び／又はそれにより使用される制御ユニット１０は、処理リソース（処理回路）１１、メモリリソース（メモリ回路）１２及びインターフェイス（インターフェイス回路）１３を備えている。メモリリソース１２は、処理リソース１１により実行されたときに制御ユニット１０が図５を参照して上述したチャンネル推定器の動作を遂行するようにさせる少なくとも１つのプログラムを記憶する。例えば、インターフェイス１３は、チャンネル、例えば、空気中を経てＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ信号を受信し、処理リソース１１は、メモリリソース１２に記憶されたプログラムに基づいてＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ信号を処理し、そしてインターフェイス１３は、チャンネルの推定周波数応答を出力する。又、メモリリソース１２は、相関に使用されるべき基準シーケンスも記憶する。

一般的に、本発明の規範的実施形態は、メモリリソース１２に記憶されて処理リソース１１により実行可能なコンピュータソフトウェアにより、又はハードウェアにより、又はソフトウェア及び／又はファームウェア及びハードウェアの組み合せにより具現化することができる。

メモリリソース１２は、ローカル技術環境に適した任意のタイプでよく、そして適当なデータ記憶技術、例えば、半導体ベースのメモリ装置、磁気メモリ装置及びシステム、光学的メモリ装置及びシステム、固定メモリ及び除去可能なメモリを使用して具現化されてもよい。処理リソース１１は、ローカル技術環境に適した任意のタイプでよく、そして非限定例として、汎用コンピュータ、特殊目的コンピュータ、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、及びマルチコアプロセッサアーキテクチャーをベースとするプロセッサ、の１つ以上を含む。

更に、本出願で使用する「回路」という語は、次の全部を指す。
（ａ）ハードウェアのみの回路実施（例えば、アナログ及び／又はデジタル回路のみでの実施）、
（ｂ）回路及びソフトウェア（及び／又はファームウェア）の組み合せ、例えば、（該当すれば）：(ｉ)プロセッサの組み合せ、又は(ii)移動電話又はサーバーのような装置に種々の機能を遂行させるよう一緒に働くプロセッサ／ソフトウェア（デジタル信号プロセッサを含む）、ソフトウェア、及びメモリの部分、及び
（ｃ）ソフトウェア又はファームウェアが物理的に存在しなくても、動作のためにソフトウェア又はファームウェアを要求するマイクロプロセッサ又はマイクロプロセッサの一部分のような回路。

「回路」のこの定義は、特許請求の範囲を含めて本出願におけるこの用語の全ての使用に適用される。更なる例として、本出願に使用する「回路」という語は、単にプロセッサ（又はマルチプロセッサ）又はプロセッサの一部分並びにその付随するソフトウェア及び／又はファームウェアの実施も網羅する。又、「回路」という語は、例えば、特定の請求項要素に適用できる場合には、基本的帯域集積回路、又は移動電話のためのアプリケーションプロセッサ集積回路、又はサーバーにおける同様の集積回路、セルラーネットワーク装置、或いは他のネットワーク装置も網羅する。

以上の説明は、本発明を例示するもので、本発明を限定するものと解釈してはならないことを理解されたい。当業者であれば、特許請求の範囲に規定された本発明の真の精神及び範囲から逸脱せずに種々の変更及び応用が明らかであろう。

１０：制御ユニット
１１：処理リソース
１２：メモリリソース
１３：インターフェイス

Claims (16)

1. ゼロテイル離散的フーリエ変換拡散直交周波数分割多重化（ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）により変調された信号を、チャンネルを経て、受信し、
   前記信号を、Ｎ個のサンプルを含む第１シーケンスへとダウンサンプリングし、
   最初のＮｈ個のサンプル及び最後のＮｔ個のサンプルを第１シーケンスから除去して、長さＮ−Ｎｈ−Ｎｔの第２シーケンスを得、
   前記第２シーケンスを、長さＮ−Ｎｈ−Ｎｔの基準シーケンスと相関させ、及び
   その相関結果に基づいてチャンネルの周波数応答を推定する、
   ことを含む方法。
2. 前記第１シーケンスから少なくともＮｔ個のサンプルを、前記第２シーケンスの最初のＮｔ個のサンプルに追加することを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記ダウンサンプリングは、
   前記受信した信号を周波数ドメインへ変換して、変換信号を得、
   前記変換信号にサブキャリアデマッピングを遂行して、Ｎ個のサンプルを含むデマップ信号を得、Ｎは、使用するサブキャリアの数に対応し、
   前記デマップ信号を時間ドメインへ変換して、Ｎ個のサンプルを含む第１シーケンスを得る、
   ことを含む請求項１又は２に記載の方法。
4. 前記推定することは、
   前記相関から多数のチャンネル応答の推定を取得し、それらは、同じ基準シーケンスの繰り返しシフトから得られるものであり、
   有用なエネルギーを与えるサンプルを収集し、そして残りのサンプルをゼロに置き換えて、長さＮ−Ｎｔ−Ｎｈの第３シーケンスを得、
   前記第３シーケンスを周波数ドメインへ変換して、長さＮ−Ｎｔ−Ｎｈの第４シーケンスを得、及び
   前記第４シーケンスを長さＮのベクトルに対して補間して、Ｎ個の使用されるサブキャリアにわたり周波数応答の推定を得る、
   ことを含む請求項１から３のいずれか１項に記載の方法。
5. 前記基準シーケンスは、次の基準シーケンスファミリー、即ち、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス及びｍ−シーケンスの１つに属する、請求項１から４のいずれか１項に記載の方法。
6. 請求項１から５のいずれかに記載の方法を処理装置に遂行させるためのコンピュータプログラム。
7. コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶された、請求項６に記載のコンピュータプログラム。
8. 前記処理装置の内部メモリに直接ロードできる、請求項６に記載のコンピュータプログラム。
9. 少なくとも１つのプロセッサ、及びコンピュータプログラムコードを含む少なくとも１つのメモリを備えた装置において、少なくとも１つのメモリ及びコンピュータプログラムコードは、少なくとも１つのプロセッサとで、装置が、少なくとも、
   ゼロテイル離散的フーリエ変換拡散直交周波数分割多重化（ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）により変調された信号を、チャンネルを経て、受信し、
   前記信号を、Ｎ個のサンプルを含む第１シーケンスへとダウンサンプリングし、
   最初のＮｈ個のサンプル及び最後のＮｔ個のサンプルを第１シーケンスから除去して、長さＮ−Ｎｈ−Ｎｔの第２シーケンスを得、
   前記第２シーケンスを、長さＮ−Ｎｈ−Ｎｔの基準シーケンスと相関させ、及び
   その相関結果に基づいてチャンネルの周波数応答を推定する、
   ことを遂行するようにさせるよう構成された装置。
10. 少なくとも１つのメモリ及びコンピュータプログラムコードは、少なくとも１つのプロセッサとで、装置が、更に、少なくともＮｔ個のサンプルを、前記第２シーケンスの最初のＮｔ個のサンプルに追加することを遂行するようにさせるよう構成された、請求項９に記載の装置。
11. 少なくとも１つのメモリ及びコンピュータプログラムコードは、少なくとも１つのプロセッサとで、装置が、
    前記受信した信号を周波数ドメインへ変換して、変換信号を得、
    前記変換信号にサブキャリアデマッピングを遂行して、Ｎ個のサンプルを含むデマップ信号を得、Ｎは、使用するサブキャリアの数に対応し、
    前記デマップ信号を時間ドメインへ変換して、Ｎ個のサンプルを含む第１シーケンスを得る、
    ことを遂行するようにさせるよう構成された、請求項９又は１０に記載の装置。
12. 少なくとも１つのメモリ及びコンピュータプログラムコードは、少なくとも１つのプロセッサとで、装置が、
    前記相関から多数のチャンネル応答の推定を取得し、それらは、同じ基準シーケンスの繰り返しシフトから得られるものであり、
    有用なエネルギーを与えるサンプルを収集し、そして残りのサンプルをゼロに置き換えて、長さＮ−Ｎｔ−Ｎｈの第３シーケンスを得、
    前記第３シーケンスを周波数ドメインへ変換して、長さＮ−Ｎｔ−Ｎｈの第４シーケンスを得、及び
    前記第４シーケンスを長さＮのベクトルに対して補間して、Ｎ個の使用されるサブキャリアにわたり周波数応答の推定を得る、
    ことを遂行するようにさせるよう構成された、請求項９から１１のいずれか１項に記載の装置。
13. ゼロテイル離散的フーリエ変換拡散直交周波数分割多重化（ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）により変調された信号を、チャンネルを経て、受信するための受信手段、
    前記信号を、Ｎ個のサンプルを含む第１シーケンスへとダウンサンプリングするためのダウンサンプリング手段、
    最初のＮｈ個のサンプル及び最後のＮｔ個のサンプルを第１シーケンスから除去して、長さＮ−Ｎｈ−Ｎｔの第２シーケンスを得るための除去手段、
    前記第２シーケンスを、長さＮ−Ｎｈ−Ｎｔの基準シーケンスと相関させるための相関手段、及び
    その相関結果に基づいてチャンネルの周波数応答を推定するための推定手段、
    を備えた装置。
14. 少なくともＮｔ個のサンプルを、前記第２シーケンスの最初のＮｔ個のサンプルに追加するための追加手段を更に備えた、請求項１３に記載の装置。
15. 前記ダウンサンプリング手段は、
    前記受信した信号を周波数ドメインへ変換して、変換信号を得るための第１変換手段、
    前記変換信号にサブキャリアデマッピングを遂行して、Ｎ個のサンプルを含むデマップ信号を得るためのもので、Ｎは使用するサブキャリアの数に対応するデマッピング手段、及び
    前記デマップ信号を時間ドメインへ変換して、Ｎ個のサンプルを含む第１シーケンスを得るための第２変換手段、
    を備えた請求項１３又は１４に記載の装置。
16. 前記推定手段は、
    前記相関から多数のチャンネル応答の推定を取得するためのもので、それらは同じ基準シーケンスの繰り返しシフトから得られる取得手段、
    有用なエネルギーを与えるサンプルを収集し、そして残りのサンプルをゼロに置き換えて、長さＮ−Ｎｔ−Ｎｈの第３シーケンスを得るための収集及び置き換え手段、
    前記第３シーケンスを周波数ドメインへ変換して、長さＮ−Ｎｔ−Ｎｈの第４シーケンスを得るための第３変換手段、及び
    前記第４シーケンスを長さＮのベクトルに対して補間して、Ｎ個の使用されるサブキャリアにわたり周波数応答の推定を得るための補間手段、
    を備えた請求項１３から１５のいずれか１項に記載の装置。

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