KR20070106913A - 통신 시스템에서의 코드 시퀀스 생성 방법 및 송신 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 통신 시스템에서 초기 동기 획득, 셀 탐색 또는 채널 추정 등의 목적으로 사용되는 코드 시퀀스 생성 방법 및 송신 장치에 관한 것이다. 본 발명에 따른 코드 시퀀스 생성 방법은, 통신 시스템의 송신측에서의 코드 시퀀스 생성 방법에 있어서, 적어도 둘 이상의 코드 시퀀스를 합산하는 단계와, 상기 합산에 의해 생성된 코드 시퀀스를 시간 영역 신호로 변환하는 단계를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

코드 시퀀스, CAZAC, SCH, OFDM, 순환 천이

Description

통신 시스템에서의 코드 시퀀스 생성 방법 및 송신 장치{Method of generating code sequence in communication system}

도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시예를 설명하기 위한 도면이다.

도 2a 및 도 2b는 본 발명을 구현하기 위한 하드웨어적 구성의 예들을 도시한 것이다.

도 3은 본 발명의 바람직한 다른 일 실시예를 설명하기 위한 도면이다.

도 4는 본 발명의 바람직한 다른 일 실시예를 설명하기 위한 도면이다.

도 5는 본 발명의 바람직한 또 다른 실시예를 설명하기 위한 도면이다.

도 6은 본 발명의 바람직한 또 다른 실시예를 설명하기 위한 도면이다.

도 7은 본 발명의 바람직한 또 다른 실시예를 설명하기 위한 도면이다.

도 8a 및 도 8b는 본 발명의 바람직한 또 다른 일 실시예를 설명하기 위한 도면이다.

도 9는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따라 지연 성분으로 가능한 값들을 설정하는 것을 설명하기 위한 예를 도시한 도면이다.

도 10은 본 발명의 바람직한 일 실시예의 일 과정을 설명하기 위한 도면이다.

도 11은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 성능 곡선을 도시한 것이다.

본 발명은 통신 시스템에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 통신 시스템에서 초기 동기 획득, 셀 탐색 또는 채널 추정 등의 목적으로 사용되는 코드 시퀀스 생성 방법 및 송신 장치에 관한 것이다.

통신 시스템에서 사용되는 파일롯 신호(pilot signal) 또는 프리앰블(preamble)은 초기 동기, 셀 탐색, 채널 추정 등의 목적으로 사용되는 기준 신호(reference signal)로서, 프리앰블을 구성하는 코드 시퀀스(code sequence)는 상관 관계 특성이 좋은 직교(orthogonal) 또는 준직교(quasi-orthogonal) 코드로 구성된다.

예를 들어, PI(Portable Internet, 2.3GHz 휴대인터넷 표준 - 물리계층 - : Specifications for 2.3GHz band Portable Internet Service - Physical Layer)의 경우, 128 × 128 하다마드(Hadamard) 행렬을 이용하여 모두 1인 경우를 제외한 127 가지의 시퀀스를 사용하여 주파수 영역에서 삽입한다.

CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 시퀀스는 진폭이 일정하면서 자기 상관(autocorrelation)이 델타(delta) 함수 형태로 나타난다는 점을 가장 큰 특징으로 한다. 하지만, 상호 상관(cross correlation)은 0이 아니지만 작은 값을 갖는다. 가장 많이 사용하는 CAZAC 시퀀스는 GCL CAZAC과 zadoff CAZAC의 두 가지로서 양자는 매우 유사하며 위상(phase)의 증가 방향만 다르다.

먼저, GCL CAZAC 시퀀스는 다음의 수학식 1 및 수학식 2처럼 주어진다.

(N이 홀수인 경우)

(N이 짝수인 경우)

Zadoff CAZAC 시퀀스의 경우는 다음의 수학식 3 및 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.

(N이 홀수인 경우)

(N이 짝수인 경우)

수학식 1 내지 수학식 4에서 N은 시퀀스의 길이이고, M은 N 이하의 자연수 중 N과 서로 소인 자연수이며, k는 0, 1, ..., N이다.

이진 하다마드 코드나 다위상(poly-phase) CAZAC 코드는 직교 코드로서 직교성을 유지하는 코드 개수가 한정적이다. N×N 하다마드 행렬로 만들 수 있는 길이 N의 직교 코드 개수는 N 개이고, CAZAC 코드로 만들 수 있는 길이 N의 직교 코드의 개수는 N과 서로 소인 N 이하의 자연수의 개수만큼이 된다. [David C. Chu, "Polyphase Codes with Good Periodic Correlation Propertie", Information Theory IEEE Transaction on, vol. 18, issue 4, pp. 531-532, July, 1972]

예를 들어, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 한 OFDM 심볼의 길이는 FFT(Fast Fourier Transform)와 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)의 빠른 구현을 위해 통상적으로 2의 멱승의 길이를 갖는다. 이 경우 하다마드 코드로 시퀀스를 생성할 경우, 총 길이만큼의 시퀀스 종류가 생성될 수 있고, CAZAC 코드로 시퀀스를 생성할 경우, N/2 개만큼의 시퀀스 종류가 생성될 수 있으므로 그 시퀀스 종류 개수에 대해 제한을 받는 문제점이 있다.

본 발명은 상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 사용 가능한 코드 시퀀스의 범위를 확장시킬 수 있는 코드 시퀀스 생성 방법 및 송신 장치를 제공하는 것이다.

CAZAC 시퀀스를 생성하였을 경우에는 코드의 종류가 최대 (N-1)개(N은 코드의 길이)까지 가능하다. 따라서, 코드의 종류를 증가시키기 위해서는 코드 길이를 늘리는 방법이 최상의 성능을 얻을 수 있지만, 실제 무선시스템의 대역폭 효율을 고려하여 코드 길이는 매우 짧게 정해지게 된다. 동일한 코드 길이에 많은 정보를 전달하기 위한 방안으로는 같은 길이에 더 많은 종류의 코드를 생성하는 기법이 필요하다. 특히, 무선 채널에서 많이 발생하는 다중 경로(multipath)에 강인하면서도 주파수 다이버시티(frequency diversity) 효과를 충분히 이용할 수 있는 방법이 필요하다.

본 발명은 서로 상이한 코드 시퀀스를 합(sum)하여 새로운 코드 시퀀스를 생성함으로써 동일한 코드 길이에 대해 더 많은 종류의 코드 시퀀스를 생성할 수 있도록 하여 정보 전달을 용이하게 할 수 있는 방법을 제시한다. 즉, 본 발명의 기본 특징은 두 개 이상의 코드 시퀀스를 합하여 하나의 코드 시퀀스를 생성하는 것이며 기본적이 수식은 다음의 수학식 5와 같이 주어진다.

여기서, λ_i는 i 번째 CAZAC 시퀀스를 위한 파워(power) 조절 상수이고 τ_i는 각 CAZAC 시퀀스의 지연(delay) 성분이며, M_i는 CAZAC 시퀀스의 i번째 CAZAC 시퀀스의 시퀀스 키(sequence key)이다.

본 발명의 일 양상으로서, 본 발명에 따른 코드 시퀀스 생성 방법은, 통신 시스템의 송신측에서의 코드 시퀀스 생성 방법에 있어서, 적어도 둘 이상의 코드 시퀀스를 합산하는 단계와, 상기 합산에 의해 생성된 코드 시퀀스를 시간 영역 신호로 변환하는 단계를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 양상으로서, 본 발명에 따른 코드 시퀀스 전송을 위한 데이터 처리 방법은, 통신 시스템의 송신측에서 수신측으로의 코드 시퀀스 전송을 위한 데이터 처리 방법에 있어서, 적어도 하나 이상의 코드 시퀀스를 시간 영역의 신호로 변환하는 단계와, 상기 시간 영역 신호로 변환된 적어도 하나 이상의 코드 시퀀스에 대해 순환 천이(circular shift)를 수행하여 적어도 둘 이상의 서로 다른 코드 시퀀스를 생성하는 단계와, 상기 순환 천이에 의해 생성된 적어도 둘 이상의 코드 시퀀스를 합산하는 단계를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

본 발명의 또 다른 양상으로서, 본 발명에 따른 송신 장치는, 통신 시스템에서 코드 시퀀스 생성을 위한 송신 장치에 있어서, 적어도 둘 이상의 코드 시퀀스를 합산하는 합산기와, 상기 합산기에 의해 생성된 코드 시퀀스를 시간 영역 신호로 변환하는 IFFT 모듈을 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

본 발명의 또 다른 양상으로서, 본 발명에 따른 송신 장치는, 통신 시스템에서 수신측으로의 코드 시퀀스 전송을 위해 코드 시퀀스를 생성하는 송신 장치에 있어서, 적어도 하나 이상의 코드 시퀀스를 시간 영역의 신호로 변환하는 IFFT 모듈과, 상기 시간 영역 신호로 변환된 적어도 하나 이상의 코드 시퀀스에 대해 순환 천이(circular shift)를 수행하여 적어도 둘 이상의 서로 다른 코드 시퀀스를 생성하는 순환 천이 모듈과, 상기 순환 천이에 의해 생성된 적어도 둘 이상의 코드 시퀀스를 합산하는 합산기를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.

이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명되는 본 발명의 바람직한 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시예를 설명하기 위한 도면이다. 도 1에서, L 번째 CAZAC 시퀀스는 임의의 CAZAC 시퀀스, 예를 들어, 수학식 1 내지 수학식 4 중 어느 하나에 의해 생성된 시퀀스를 τ_L 만큼 순환 천이(circular shift)시킨 것이다. 여기서, 순환 천이라 함은 CAZAC 시퀀스에 지연(delay)을 주어 엘리먼트들의 순서를 변경시킨 것을 의미한다. 예를 들어, A, B, C, D, E의 다섯 개 엘리먼트들로 구성된 코드 시퀀스를 τ_L = 2만큼 순환 천이시키면 C, D, E, A, B의 순서를 갖는 코드 시퀀스가 만들어진다. 순환 천이에 의해 생성된 CAZAC 시퀀스는 순환 천이 전의 원래의 시퀀스와 직교 특성을 갖지만, 상호 상관에 피크가 생성된다.

첫 번째 CAZAC 시퀀스부터 L 번째 CAZAC 시퀀스까지 순환 천이되기 전의 원래의 CAZAC 시퀀스는 동일한 시퀀스일 수도 있고 상이한 시퀀스일 수도 있다. 다시 말해서, 하나의 CAZAC 시퀀스를 순환 천이를 이용하여 둘 이상의 서로 다른 CAZAC 시퀀스를 생성한 후 생성된 CAZAC 시퀀스들을 합하여 새로운 시퀀스를 생성하는 것도 가능하고, 둘 이상의 CAZAC 시퀀스의 각각을 순환 천이시킨 후 합함으로써 새로운 시퀀스를 생성하는 것도 가능하다. 둘 이상의 서로 다른 CAZAC 시퀀스를 합하는 경우 순환 천이를 시키지 않아도 된다. 둘 이상의 서로 다른 시퀀스들을 합한다고 하는 것은 상기 시퀀스들의 대응하는 엘리먼트들을 각각 합한다는 의미이다.

도 2a 및 도 2b는 본 발명의 바람직한 실시예들에 따른 송신 장치의 하드웨어적 구성의 예들을 도시한 것이다. 도 2a는 순환 천이를 시키지 않은 서로 다른 둘 이상의 CAZAC 시퀀스를 합하여 새로운 CAZAC 시퀀스를 생성하는 예로서, 덧셈기(21)와 IFFT 모듈(22)을 포함하여 구성된다. 상기 덧셈기(21)는 둘 이상의 CAZAC 시퀀스를 입력 받아 각 엘리먼트끼리 합하여 출력하고, 상기 IFFT 모듈(22)은 상기 덧셈기(21)의 출력을 시간 영역(time domain)의 신호로 변환한다.

도 2b는 순환 천이된 서로 다른 둘 이상의 CAZAC 시퀀스를 합하여 새로운 CAZAC 시퀀스를 생성하는 예로서, IFFT 모듈(23)과, 순환 천이 모듈(24)과, 덧셈기(25)를 포함하여 구성된다. 상기 IFFT 모듈(23)은 적어도 하나 이상의 CAZAC 시퀀스를 입력 받아 시간 영역 신호로 변환하고, 상기 순환 천이 모듈(24)은 시간 영역 신호로 변환된 상기 적어도 하나 이상의 CAZAC 시퀀스를 순환 천이시켜 적어도 둘 이상의 서로 다른 CAZAC 시퀀스를 생성하며, 상기 덧셈기(25)는 상기 순환 천이 모듈(24)로부터 출력된 상기 적어도 둘 이상의 서로 다른 CAZAC 시퀀스를 합하여 새로운 하나의 CAZAC 시퀀스를 생성한다.

도 2b의 실시예는 시간 영역에서 CAZAC 시퀀스를 순환 천이시키는 예이지만, IFFT 이전에, 즉 주파수 영역에서 CAZAC 시퀀스를 순환 천이시킴으로써 다수의 CAZAC 시퀀스를 생성하는 것도 가능하다. 이 경우에는 IFFT 이전에 적어도 하나 이상의 CAZAC 시퀀스를 입력 받아 순환 천이시킴으로써 둘 이상의 CAZAC 시퀀스를 생성하고, 생성된 둘 이상의 CAZAC 시퀀스를 합하여 새로운 CAZAC 시퀀스를 생성한 후 IFFT에 의해 시간 영역 신호로 변환한다.

수학식 5에서 λ_i는 i 번째 CAZAC 시퀀스를 위한 파워 조절 상수로서 둘 이상의 CAZAC 시퀀스를 합함으로써 생성된 새로운 시퀀스를 정규화(normalization)시켜 각 엘리먼트의 진폭(amplitude)을 1로 만들기 위한 것이다. 정규화 방법은 두 가지를 고려할 수 있다. 첫째는, 생성된 시퀀스의 각 엘리먼트(element)를 각 엘리 먼트의 절대값으로 나누어 주는 방법이고, 둘째는, 상기 생성된 시퀀스의 전체 파워(power)를 엘리먼트의 개수인 N으로 맞춰 주는 방법이다.

도 3은 본 발명의 바람직한 다른 일 실시예를 설명하기 위한 도면으로서, 서로 다른 길이를 갖는 둘 이상의 CAZAC 시퀀스를 합해 새로운 CAZAC 시퀀스를 생성하는 예에 관한 것이다. 이 경우에는 가장 긴 코드의 길이에 맞춰서 나머지 코드들은 반복 패턴을 갖도록 하든지, 또는 서로 다른 패턴을 갖는 짧은 시퀀스들을 직렬로 연결하는(serially concatenated) 형태를 취할 수 있다. 이를 식으로 표현하면 다음의 수학식 6과 같다.

수학식 5 또는 수학식 6과 같이 생성된 코드를 나타내는 조합은

과 표시되는

의 다양성을 갖는 코드 종류가 생성된다. 따라서, 본 발명은 충분한 코드 증가를 가능하게 하는 방식이나, 많은 코드가 합해질 경우 상호 상관(cross correlation)에 의한 영향으로 수신측에서 각각의 코드를 찾아내는데 어려움이 생기게 된다. 특히, 순환 천이에 의한 지연(delay)이 존재하는 경우 이를 고려하여 지연을 안정적으로 추정하기 위한 방안이 필요하다. 이를 위해서 τ₁=0으로 두면, 각 시퀀스의 지연에 대한 상대적인 위치를 알 수 있으므로, 코드의 시작 위치가 불분명한 상황에서도 사용할 수 있게 된다. 검색된 지연 과 코드의 키의 조합이 2L 차원(dimension)의 좌표값과 1:1 매핑이 가능하기 위해서는 지연의 상대적인 위치, 즉 코드 키의 좌표 위치를 알아야 1:1 매핑이 가능해진다. 이를 위해서는 각 코드 시퀀스의 지연에 다음의 수학식 7과 같은 제한 조건을 두는 것이 바람직하다.

수학식 7의 조건을 두면, 생성 가능한 코드의 수가

보다 줄게 되지만

의 오더(order)는 유지한다. 따라서, 둘 이상의 코드 시퀀스를 합해서 생성된 코드와 1:1로 매핑되는 좌표값을 알아낼 수 있고 이로부터 다양한 정보를 전달하거나 신호를 구분할 수 있다.

도 4는 본 발명의 바람직한 다른 일 실시예를 설명하기 위한 도면으로서, 본 발명에 따라 둘 이상의 CAZAC 시퀀스를 합함으로써 생성된 하나의 시퀀스 코드를 동기 채널(SCH: synchronization channel)에 적용한 경우의 실시예이다. 랜덤 억세스 채널(RACH: Random access channel)에 대해서도 동일하게 적용할 수 있다. 다만, 코드 표현값에 대한 해석이 달라질 수 있다.

도 4의 예는 도 1의 코드 조합 중에 L=2인 경우에 해당한다. 즉, 코드의 표현값은

이며, 이 중에서

이고,

은 이미 공통적으로 사용될 코드의 키 값으로 설정된다. 즉, 이러한 제약으로부터 2개의 자유도가 줄어서 결국 코드 표현값은

으로 간단하게 표현될 수 있다. 이는 두 번째 코드의 지연 값과 코드의 키 값을 통해서 코드의 양이 증가하는 것을 나타낸다. 모든 샘플 지연(sample delay)이 가능하다고 가정할 경우 총 가능한 경우의 수 (N-1)×(N-1) 개의 코드 조합이 생성된다.

도 4에서, 20ms 구간에 네 개의 SCH 채널이 있다고 가정하고 각 채널에 각각 동일한 코드가 실리는 경우를 가정하자. 동기채널을 사용하는 목적은 수신측에서 수신신호로부터 시간 동기의 획득, 시간 동기화 후에 전체 프레임(frame) 동기의 획득, 셀 식별자(cell ID) 또는 셀 그룹 식별자(cell group ID )와 그 외의 부가정보의 획득 등이다. 각각에 대해서 간단히 설명하면 다음과 같다.

1) 시간 동기화: 시간 동기화를 위해서 여러 가지 방법을 사용할 수 있다. 예를 들어, SCH에 코드를 심는 방법으로 송신측에서 모든 부반송파(subcarrier)에 코드 심볼을 실어서 보내고, 수신측에서는 전송신호와 수신신호 간에 직접적인 상호 상관(cross-correlation)을 구하는 기법을 들 수 있다. 다른 방법으로는 모든 부반송파에 실지 않고 두 칸 간격이나 혹은 그 이상의 간격으로 심볼을 실어서 보내는 경우 시간 영역에서 신호가 주기성을 나타내게 되므로, 이 특징에 기반하여 수신측에서 수신신호를 자기 상관(auto correlation) 처리하여 피크(peak)를 찾는 방법이다.

상기 두 가지 방법 중에서 성능은 모든 부반송파에 심볼을 싣는 방법이 더 좋다. 본 발명에 따른 코드 시퀀스가 실리는 경우, 상기 두 가지 경우에 모두 적용 가능하며, 상호 상관 방법을 사용할 경우에는 공통으로 사용되는 코드인

를 사용하여 상관 값을 얻어낸다.

및

에 합해진 다른 시퀀스는 서로 별개의 코드이기 때문에 구분이 가능하다. 만약, 하나의 SCH로 찾아내기 어려울 경우 여러 수퍼 프레임(superframe, 20ms 구간) 내에서의 SCH들을 합산하여 동기를 맞추는 것이 가능하다.

2) 프레임 동기화: 프레임 동기의 경우는 각 SCH가 어떤 위치에 존재하는지 알아야 하므로 일정한 간격으로 SCH를 배치하는 경우에는 각 SCH에 들어있는 시퀀스에 위치에 대한 정보를 담거나 또는 바로 옆에 부가 동기채널(S-SCH: secondary-SCH)를 추가로 배치하여 구분할 수 있다. 본 발명에 따른 코드 시퀀스를 사용할 경우 각 SCH의 위치는 지연(delay)을 이용하여 구분할 수 있다. RACH의 경우는 이 부분에 접속 단말(access terminal)이 원하는 다른 정보를 포함하여 전송할 수 있다.

3) Cell ID검출: Cell ID 검출은 SCH 신호로부터 얻어내야 하는데, 이미 시간 동기화 과정에서

코드에 대한 정보를 알아냈으므로 수신 신호로부터

를 제거하고 나머지 신호에 대해서 CAZAC 시퀀스의 위상 차이(phase differential) 특징(incremental difference between successive code samples)을 이용하여 손쉽게 알아낼 수 있다. RACH의 경우는 이 부분에 여러 제어 정보를 실어서 전송할 수 있다.

도 5는 본 발명의 바람직한 또 다른 실시예를 설명하기 위한 도면이다. 도 5에 의해 설명되는 실시예는 채널 구조가 계층적(hierarchical) 구조인 경우에 적용 된 것으로서 2ms 서브 프레임에 주 동기채널(P-SCH: Primary SCH)과 부 동기채널(S-SCH: Secondary SCH)의 두 개의 SCH를 계층적으로 포함시킨 것이다.

도 5에서, 상기 주 동기채널(P-SCH)은 심볼의 시간 동기를 찾기 위해서 존재하며 모든 셀에서 동일한 코드 시퀀스를 사용할 수 있다. 물론 L 값은 1보다 큰 값을 사용할 수 있지만, 도 5에서는 L=1인 경우를 도시했다. 부 동기채널(S-SCH)에는 수신측에서의 셀 탐색을 위해 셀 정보를 전달하기 위한 코드 시퀀스를 사용하는데, 이때 본 발명에 따라 생성된 코드를 사용할 수 있다. 상기 부 동기채널에서는 최대한 많은 종류의 코드가 사용 가능한 것이 바람직하다. 이때, L 값은 1보다 더 큰 값을 가질 수 있다. L=1인 경우에는 한 코드 키(M 값)가 셀과 연계되며, 여기에 지연 값에 따라서 더 많은 종류의 정보를 전달할 수 있다. 물론, L 값이 1보다 큰 경우에는 L 값이 1인 경우보다 L 배의 정보량이 전달될 수 있다.

도 6은 본 발명의 바람직한 또 다른 실시예를 설명하기 위한 도면이다. 도 6에 의해 설명되는 실시예는 채널 구조가 비계층적(non-hierarchical) 구조에 적용된 경우의 실시예이다.

각각의 동기 심볼에는 본 발명에 따른 코드가 적용이 가능하며, L 값은 1 또는 1보다 큰 값이 모두 적용 가능하다. 또한, 수학식 6에 따라 생성된 코드 시퀀스를 적용하여, 여러 개의 동기채널에 걸쳐서 코드를 심는 경우도 가능하며, 그때 L 값에 따라서 긴 코드 시퀀스와 짧은 코드 시퀀스의 조합이 달라질 수 있다. 도 6의 경우는 동기채널에 동기화 코드를 삽입하는데 있어서, 네 개의 동기 심볼이 같은 코드 시퀀스에 다른 지연을 가질 수도 있고, 다른 코드 시퀀스에 같은 지연을 가질 수도 있으며, 혹은 심볼을 그룹 지어서(그룹의 크기는 1 이상), 각 그룹이 같은 시퀀스를 가지게 설계될 수도 있다. 따라서, 동기채널이 제공하는 정보는 코드의 키 값(M)과 지연 값의 조합으로 나타나며, L이 증가하면 정보량이 L배가 되는 특징을 갖는다.

본 발명의 바람직한 또 다른 일 실시예로서, 본 발명을 적용한 셀 탐색 시퀀스에 대해 설명한다. 이하에서 설명되는 실시예는 본 발명의 기술적 특징이 3GPP LTE(Long Term Evolution)에서 동기채널 구조로 논의되고 있는 계층적(Hierarchical) 구조와 비계층적(Non-hierarchical) 구조에 적용된 예이다. 또한, 이하에서는 GCL CAZAC 코드를 중심으로 설명하나, Zadoff-Chu CAZAC 시퀀스는 GCL 코드와 위상의 부호 성분만 다르므로 적용 방법은 동일하며, 기타 다른 계열의 CAZAC 시퀀스도 마찬가지로 적용할 수 있다.

또한, 아래에서 설명되는 실시예는 L=1인 경우로서, OFDM 시스템에 적용할 것이므로, GCL CAZAC 코드를 생성하고 IFFT 변환 후에 순환 천이(circular shift)를 하는 것을 기준으로 설명하게 되어, 상기 식의 표현 방법을 따르지 않고 다른 표시법(notation)을 사용한다.

우선, 계층 구조에서 S-SCH를 통한 셀 ID 또는 셀 그룹 ID 검출의 예를 설명한다. 계층 구조에서의 SCH는 P-SCH와 S-SCH로 이루어진다. P-SCH는 모든 셀이 동일한 신호를 전송하는 채널로서, 초기 동기를 수행하는 역할을 한다. S-SCH에서는 셀 별로 고유한 셀 ID 혹은 셀 그룹 ID의 정보를 실어 전송하고, 프레임 동기를 획득하는데 필요한 부가정보 및 그 외 다른 정보를 전송한다. 상기 프레임 동기 정보 나, 그 외 부가정보는 방송 채널(BCH: Broadcast Channel)을 통해 전송하는 것도 가능하다. P-SCH과 S-SCH의 멀티플렉싱 방법은 시간, 주파수, 코드 영역별로 각각 TDM(Time Division Multiplexing), FDM(Frequency Division Multiplexing), CDM(Code Division Multiplexing)으로 하는 것이 가능하다. 도 5에 도시된 계층 구조는 P-SCH과 S-SCH의 멀티플렉싱이 TDM인 경우로서, 이하에서는 편의상 TDM의 예를 들어 설명하기로 한다.

P-SCH는 GCL CAZAC 코드 또는 임의의 다른 코드를 삽입하여 구성할 수 있다. 단, 셀 별로 동일한 코드를 사용한다. 그러므로, 본 발명에 의해 생성된 코드를 계층 구조에 적용할 때, 셀 별 고유(Cell-specific) 정보를 전송하는 S-SCH에서 사용되는 것이 적합하다.

S-SCH을 위한 코드는 셀 별로 서로 다른 M 값을 선택하여 전송한다. 이때, 셀 별로 구별할 수 있는 코드의 가지 수는 생성하고자 하는 코드의 길이 N과 관련이 있으며, 그 개수는 N 이하의 자연수 중 N과 서로 소인 자연수의 개수이다. 예를 들어, 3GPP LTE 시스템에서, 1.25MHz의 동기채널의 경우 사용할 수 있는 부반송파의 수는 75 개이므로, 이때, 길이 N=75인 코드를 생성하기 위해서, 수학식 1을 적용하면 생성 가능한 코드 수는 40 개 (M=1,2,4,7,8,11,13,14,16,17,19,22,23,26,28,29,31,32,34,37,38,41,43,44,46,47,49,52,53,56,58,59,61,62,64,67,68,71,73,74)가 되므로 구별 가능한 총 셀의 수는 40개가 된다. 코드 시퀀스의 길이를 동일하게 하면서 생성되는 코드 시퀀스의 개수를 증가시키기 위하여 다음과 같은 방법을 고려할 수 있다. 즉, N=79로 하여 CAZAC 시퀀스를 생성하면 총 78 개의 코드 시퀀스들이 만들어진다. 이때, 각 코드 시퀀스에서 네 개의 엘리먼트(element)를 절단(truncation)하여 코드 시퀀스들의 길이를 N=75로 조정하면 길이 N=75인 총 78 개의 코드 시퀀스들을 생성할 수 있다.

본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 순환 이동 시퀀스에 의한 추가적인 정보는 셀 ID 구분, 셀 그룹 ID 구분, 전송되는 셀의 대역폭(bandwidth), 프레임 동기 정보, 송신 안테나의 개수, BCH 등과 같은 다른 채널에 대한 대역폭 정보, CP 길이 등을 알려주는 정보로 활용될 수 있다.

예를 들어, 상기한 바와 같이, N=79로 하여 CAZAC 시퀀스를 생성하면 총 78 개의 코드 시퀀스들이 생성된다. 이때 각 코드 시퀀스를 절단(truncation)하여 코드 시퀀스들의 길이를 N=75로 조정하고 각 코드 시퀀스별 순환 이동에 의한 지연 성분의 개수를 8 개로 할 경우, 순환 이동 시퀀스는 총 624(78×8)개가 가능하다. 이때, 계층적 구조에서 P-SCH 용으로 8개가 사용되는 것을 가정하면 S-SCH 용으로 616 개를 사용할 수 있다. 이것을 셀 ID 혹은 셀 그룹 ID 구분 용으로 사용하면 총 616 개의 셀 또는 셀 그룹을 구분할 수가 있다.

본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 코드 시퀀스를 셀 구분을 위해 사용할 경우 다음의 두 가지 경우를 고려할 수 있다. 첫 번째는, 순환 이동에 따른 지연(delay) 성분을 셀 그룹 ID 정보로 사용하고 각 코드 시퀀스를 셀 ID 정보로 사용하는 경우이다. 두 번째는, 각 코드 시퀀스를 셀 그룹 ID 정보로 사용하고 순환 이동에 따른 지연 성분을 셀 ID 정보로 사용하는 경우이다.

상기 첫 번째의 경우, 상기의 예에서, 순환 이동에 따른 지연 성분을 8 개로 가정했으므로 셀 그룹은 8 개까지 구분 가능하고, 코드 시퀀스의 개수는 78 개이므로 각 그룹별로 78 개의 셀을 구분할 수 있다. 이를 보다 구체적으로 설명하면 다음과 같다.

셀 그룹 ID=0(지연 그룹 0)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 78 (총 78 가지)

셀 그룹 ID=1(지연 그룹 1)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 78 (총 78 가지)

셀 그룹 ID=2(지연 그룹 2)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 78 (총 78 가지)

셀 그룹 ID=3(지연 그룹 3)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 78 (총 78 가지)

셀 그룹 ID=4(지연 그룹 4)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 78 (총 78 가지)

셀 그룹 ID=5(지연 그룹 5)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 78 (총 78 가지)

셀 그룹 ID=6(지연 그룹 6)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 78 (총 78 가지)

셀 그룹 ID=7(지연 그룹 7)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 78 (총 78 가지)

{총 셀 ID 개수: 624 가지}

상기 두 번째의 경우는, 셀 그룹을 코드 시퀀스의 개수인 78 개까지 구분할 수 있고 각 그룹별로 8 개의 셀을 구분할 수 있다. 따라서, 상기 첫 번째 및 두 번째의 경우 모두에 있어서 총 624(78×8) 개의 셀 구분이 가능하다. 계층적 구조에서 P-SCH 용으로 하나의 코드 시퀀스를 사용해야 하므로 총 616(77×8) 개의 셀 구분이 가능하다.

네트워크 설계시에 셀 계획(planning)을 용이하게 하기 위해서는 물리계층 레벨(physical level)에서의 셀 ID의 개수가 많을수록 좋다. 또한, 네트워크 설계시에 표준 규격 상에서 정해진 모든 셀 ID들을 사용할 수도 있지만 그 중 일부만 사용하는 것도 가능하다. 따라서, 네트워크 설계자는 그룹핑을 통해 필요한 셀 ID의 개수만큼만 가져다가 네트워크 설계에 이용할 수 있다. 상기의 예에서, 총 624 가지의 이용 가능한 셀 ID가 있고 셀 설계시 234 가지의 셀 ID 개수만 필요하다고 하면, 78 개의 셀 ID를 가진 세 개의 셀 그룹 ID만을 이용할 수 있다.

또 다른 예로서, 필요한 셀 ID의 개수가 512 개라 하면 8 개의 셀 그룹에 대해서 각각 64개의 코드 시퀀스를 이용하면 된다. 이를 구체적으로 나타내면 다음과 같다.

셀 그룹 ID=0(지연 그룹 0)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 64 (총 64 가지)

셀 그룹 ID=1(지연 그룹 1)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 64 (총 64 가지)

셀 그룹 ID=2(지연 그룹 2)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 64 (총 64 가지)

셀 그룹 ID=3(지연 그룹 3)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 64 (총 64 가지)

셀 그룹 ID=4(지연 그룹 4)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 64 (총 64 가지)

셀 그룹 ID=5(지연 그룹 5)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 64 (총 64 가지)

셀 그룹 ID=6(지연 그룹 6)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 64 (총 64 가지)

셀 그룹 ID=7(지연 그룹 7)

코드 시퀀스 인덱스: 1, 2, 3,..., 64 (총 64 가지)

{총 셀 ID 개수: 512 가지}

도 7은 본 발명의 바람직한 또 다른 실시예를 설명하기 위한 도면이다. 도 7의 실시예는 네트워크 설계시에 총 427 개의 셀 ID들이 요구될 때 셀 그룹 ID 개수는 7, 각 그룹별로 코드 시퀀스 개수를 61 개로 한 경우이다. 도 7에서 셀 안의 숫자는 각 셀 그룹 내에서 셀 그룹 ID의 일례를 나타낸다. 도 7의 예에서는 하나의 셀이 하나의 섹터(sector)로 이루어진 경우이지만, 3 섹터, 6 섹터 등 다른 섹터 구조에서도 적용 가능함은 자명하다.

본 발명의 일 실시예에 따른 순환 이동에 의한 지연 성분에 대한 또 다른 실시예로 상기 순환 이동에 의한 지연 성분을 송신 안테나의 개수나 CP의 길이에 대 한 정보를 알려주는 용도로 사용할 수 있다. 일 예로, 기존의 시퀀스에 의해 가능한 코드 시퀀스의 개수(78 개)는 셀 또는 셀 그룹 ID 구분 용으로 사용하고, 순환 이동에 의한 지연 성분의 개수(8 개)는 송신 안테나의 개수가 4 개, CP 길이 종류가 2개인 경우를 알려주기 위한 정보로 활용될 수 있다.

도 8a 및 도 8b는 본 발명의 바람직한 또 다른 일 실시예를 설명하기 위한 도면으로서, 도 8a는 송신측에서 진행되는 절차 흐름도이이고 도 8b는 수신측에서 진행되는 절차 흐름도이다.

도 8a를 참조하면, 송신측은 코드 시퀀스, 즉 GCL CAZAC 코드를 생성한다(71). 코드 시퀀스를 직접 생성하지 않고 이미 생성된 코드 시퀀스를 저장하고 있다고 필요시 출력하는 것도 가능하다. GCL CAZAC 코드는 다음의 수학식 8에 의해 생성될 수 있다.

여기서,

은 M의 시드(seed) 값을 갖는 k 번째 엘리먼트의 GCL 코드이다. N은 코드 길이로서, N=75일 경우이므로 N이 홀수인 경우의 식을 적용하였다.

상기 송신측은 생성된 코드 시퀀스에 각 부반송파를 매핑한다(72). 이 과정에서 상기 송신측은 다음의 수학식 9에 따라 가드 부반송파(guard subcarrier)와 DC 부반송파를 삽입할 수 있다.

여기서, f()는 사용된 부반송파(used subcarrier)만큼의 복소 신호를 IFFT 변조(modulation)를 위해 가드 부반송파와 DC 부반송파에 매핑시키는 함수이다.

상기 송신측은 부반송파 매핑된 코드 시퀀스에 대해 다음의 수학식 10에 따라 IFFT를 수행하여 시간 영역의 OFDM 심볼을 생성한다.

상기 송신측은 IFFT 변환된 신호를 다음의 수학식 11에 따라 순환 천이(circular shift)한다.

여기서, mod(a,b)는 a를 b로 나눈 나머지를 의미한다. 수학식 11은 오른쪽으로의 순환 천이를 의미한다. 왼쪽으로의 순환 천이는 다음의 수학식 12에 의해 가능하다.

수학식 11에 의해 생성된 신호는 주파수 영역에서 보면, 다음의 수학식 13과 같이, 매 부반송파의 위상 값이 선형적으로 증가한 형태로 바뀌게 된다.

위에서는 편의상 디지털(digital) 관점에서 순환 천이를 수행하는 것을 언급하였지만, D/A(Digital to Analog) 변환 후의 신호를 순환 지연(circular delay)시키는 것도 가능하다. 이때, 순환 천이를 수행하는 샘플(sample) 수는 사용되는 시스템에서 고려되는 채널의 지연 확산(delay spread)을 고려하여 선정한다. 통상적으로, OFDM 시스템에서는 이러한 지연 확산을 고려하여 CP(Cyclic Prefix) 길이를 설계하였으므로, 본 단계를 수행할 때, CP 구간 정도(꼭 정확할 필요는 없음)를 고려하면 된다.

도 9는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따라 지연 성분으로 가능한 값들을 설정하는 것을 설명하기 위한 예를 도시한 도면이다. 이때, 128-point IFFT를 수행하여, CP를 제외한 OFDM 심볼의 샘플 수가 128 개인 경우, 16 샘플씩 8 그룹으로 그룹핑하였다. 지연을 위해 그룹을 짓는 이유는 수신측에서 지연 값을 검출할 때, 채널의 영향에 강건하고 정확하게 수신할 수 있도록 하기 위함이다. 현재, LTE에서 고려하고 있는 채널 모델인 TU(Typical Urban) 모델의 최대 지연확산 길이는 5 us(10 샘플)이므로, 8.33 us인 16 샘플은 이를 커버(cover)한다. 또한, 짧은(short) CP의 길이는 4.69 us, 5.21 us 이므로 이를 기준으로 설계하여도, 8.33 us를 한 그룹으로 정의하는 것은 타당하며, 약간의 마진(margin)을 통해 잔류 심볼 타이밍 옵셋 등의 간섭에도 강건하게 수신측에서 지연 값을 추정할 수가 있다. 상기 128개의 심볼에 대하여 16 샘플씩 8 그룹으로 그룹핑하는 방법은 일 예에 불과한 것으로서, 8 샘플씩 16 그룹으로 그룹핑하는 등 그룹의 개수 및 각 그룹별 샘플의 개수를 다르게 하는 것도 가능하다.

본 실시예에서는 가할 수 있는 지연 조합은 0 us(0 샘플), 8.33 us(16 샘플), 16.66 us(32 샘플),..., 58.31 us(112 샘플)의 8가지가 된다. 위에서는 편의상 128-point IFFT를 수행한 경우의 예를 들었지만, LTE에서와 같이 1.25 MHz(75 subcarriers)만 SCH용으로 사용하고 다른 대역은 다른 용도로 사용한다면, 다른 point(256, 512, 1024, 1536, 2048)의 IFFT를 사용하는 것도 가능하다. 어느 경우이든지, 한 OFDM 심볼 길이에 해당하는 시간은 샘플 수만 틀릴 뿐 66.7 us로 동일하다.

이하에서 도 8b를 참조하여 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따라 수신측에서 코드를 검출하는 방법에 대해 설명한다.

도 8b를 참조하면, 상기 수신측은 수신된 신호의 CP(Cyclic Prefix)를 제거하고(75) FFT(Fast Fourier Transform)를 수행한다(76). 그 결과는 다음의 수학식 14와 같다.

상기 수신측은 상기 FFT된 결과를 이용하여 상기 송신측에서 전송된 GCL CAZAC 코드의 M 값을 추정한다(77). 상기 M 값은 다음의 수학식 15에 따라 차분 인코딩(Differential encoding)의 IDFT 값의 최대값을 통해 추정될 수 있다.

수학식 15에서 (R(k-1))^*×R(k)를 수행 시, 상기 송신측에서 인위적으로 가한 지연 성분 τ는 exp(-jτ)의 상수가 되어, M 값 추정에 영향을 주지 않는다. 수학식 15에서, ()^* 는 켤레 연산(conjugate)을 의미한다.

검출시 최대값 만을 검출하는 것뿐만이 아니라, 최대값 몇 개를 후보 값(candidate)으로 선택한 후 선택된 값들을 병렬 처리할 수 있음은 자명하다.

상기 수신측은 M 값을 추정한 후에 지연 성분 τ를 검출한다(78). 상기 지연 성분은 세부적으로 다음의 작은 단계를 거쳐 추정될 수 있다.

첫 번째는 수신된 신호를 수학식 15에 의해 추정된 M' 해당하는 GCL CAZAC 시퀀스로 보상하는 과정으로서, 다음의 수학식 16에 따라 수행될 수 있다.

상기 첫 번째 과정을 수행하면, 주파수 영역에서의 채널의 주파수 응답을 얻을 수 있다.

두 번째는 상기 수학식 16이 결과값에 IFFT를 수행하는 과정으로서, 다음의 수학식 17에 따라 수행될 수 있다.

상기 두 번째 과정을 수행하면, 시간 영역에서의 임펄스 응답을 얻을 수 있다.

도 10은 상기 두 번째 과정을 수행한 이후의 결과값을 도시한 도면이다.

세 번째는 각 지연 그룹 내의 파워(power)를 합하고, 그 값이 가장 큰 그룹을 선택하는 과정으로서 다음의 수학식 18에 따라 수행될 수 있다.

여기서, N_g는 지연을 줄 수 있는 그룹 수, g는 그룹 인덱스(0,1,..)를 의미한다.

도 11은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 성능 곡선을 도시한 것으로 서, TU 채널 모델 3km/h의 실험 환경에서 검출 오율(Detection Error Rate)을 도시한 것이다.

i) 여기서, 'Delayed S-SCH'는 제안된 방법 중 상기의 지연 그룹만을 검출하는 성능을 도시한 그림이다.

ii) 'Only GCL(IDFT)'는 종래기술에 따른 GCL 코드만을 적용하였을 때의 성능 그래프이다.

iii) 'Proposed'는 본 발명의 일 실시예 따른 방법에 의한 성능 그래프이다.

본 발명인 iii) 은 i)과 ii)를 조합한 방법이고, 제안된 전체 성능은 i)과 ii) 중 더 나쁜 성능에 의해 좌우되므로, ii)의 성능에 의해 좌우된다. 따라서, 전체적인 성능은 종래 기술만을 적용한 것과 거의 동일하게 나옴을 확인할 수 있다.

종래에 N=75인 경우에 가능한 셀 ID 수는 40 개이지만, 본 발명을 적용하면, 종래 기술에서의 성능 열화 없이 셀 ID의 개수가 40×8=320 가지로 증가하게 됨을 확인할 수 있다.

본 발명의 적용 시, 두 기지국에서 같은 M을 사용하고 서로 다른 지연을 사용하는 경우, 단말에 두 신호가 동시에 도달하는 경우, 상기 단말은 두 지연 그룹(delay group)을 모두 검출하게 된다. 이러한 특정한 상황을 피하고자 한다면, 기지국 간에는 서로 다른 M을 사용한다는 제약을 주는 경우도 고려할 수가 있다. 이 경우는 셀 ID 개수는 종래기술과 동일(40가지)하지만, 지연에 의한 정보(8가지)는 다른 부가적인 정보(ex. 프레임 동기 정보) 등에 활용될 수 있다.

계층적 구조에서는 P-SCH로 초기 동기를 수행하고 셀 ID는 S-SCH을 통해 검 출된다. 반면에, 비계층적 구조에서는 SCH에서 초기 동기와 셀 ID 검출을 둘 다 수행한다. 계층적 구조에서의 초기 동기는 모든 기지국이 공통된 신호를 P-SCH을 통하여 송신하여 각 단말이 알고 있는 신호를 이용하여 상호 상관을 하여 동기를 수행한다. 반면에, 비계층적 구조에서의 초기 동기는 SCH에서 송신되는 OFDM 신호 특성 자체의 반복되는 구조를 통해 자기 상관을 이용하여, 블라인드 검출(blind detection)을 통해 동기를 수행하므로, 특정 신호를 알 필요가 없어 SCH에서 송신되는 신호는 어떤 것이든지 상관없이 동기를 수행할 수가 있다. 따라서, 비계층적 구조에서는 SCH에 셀 ID 정보를 바로 실어 전송한다. 따라서, 본 발명에 따른 기술적 사상을 비계층적 구조에 적용한다면, 상기 계층적 구조에서 S-SCH에서 적용하는 것과 동일한 방법으로 전송하고 수신하면 된다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 특허청구범위의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

본 발명에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.

첫째, 통신 시스템에서 사용 가능한 코드 시퀀스의 범위를 확장시킬 수 있다.

둘째, 동기 채널에 적용할 경우 전송 가능한 부가정보가 많아질 수 있다.

셋째, 다중 경로에 의한 코드 감소량을 적게 할 수 있다.

넷째, 수신측에서의 코드 추정시에 주파수 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.

Claims (8)

1. 통신 시스템의 송신측에서의 코드 시퀀스 생성 방법에 있어서,

   적어도 둘 이상의 코드 시퀀스를 합산하는 단계; 및

   상기 합산에 의해 생성된 코드 시퀀스를 시간 영역 신호로 변환하는 단계를 포함하는 코드 시퀀스 생성 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 코드 시퀀스 합산 단계에서는 상기 적어도 둘 이상의 코드 시퀀스의 대응하는 엘리먼트(element)를 합산하는 것을 특징으로 하는 코드 시퀀스 생성 방법.
3. 제1항에 있어서,

   상기 합산에 의해 생성된 코드 시퀀스의 진폭(amplitude)을 정규화(normalization)시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 코드 시퀀스 생성 방법.
4. 제1항에 있어서,

   상기 적어도 둘 이상의 코드 시퀀스는 CAZAC 시퀀스인 것을 특징으로 하는 코드 시퀀스 생성 방법.
5. 제1항에 있어서,

   상기 적어도 둘 이상의 코드 시퀀스는 적어도 하나 이상의 코드 시퀀스를 순환 천이(circular shift)시킴으로써 얻어진 것임을 특징으로 하는 코드 시퀀스 생성 방법.
6. 통신 시스템의 송신측에서 수신측으로의 코드 시퀀스 전송을 위한 데이터 처리 방법에 있어서,

   적어도 하나 이상의 코드 시퀀스를 시간 영역의 신호로 변환하는 단계;

   상기 시간 영역 신호로 변환된 적어도 하나 이상의 코드 시퀀스에 대해 순환 천이(circular shift)를 수행하여 적어도 둘 이상의 서로 다른 코드 시퀀스를 생성하는 단계; 및

   상기 순환 천이에 의해 생성된 적어도 둘 이상의 코드 시퀀스를 합산하는 단계를 포함하는 데이터 처리 방법.
7. 통신 시스템에서 코드 시퀀스 생성을 위한 송신 장치에 있어서,

   적어도 둘 이상의 코드 시퀀스를 합산하는 합산기; 및

   상기 합산기에 의해 생성된 코드 시퀀스를 시간 영역 신호로 변환하는 IFFT 모듈을 포함하는 송신 장치.
8. 통신 시스템에서 수신측으로의 코드 시퀀스 전송을 위해 코드 시퀀스를 생성 하는 송신 장치에 있어서,

   적어도 하나 이상의 코드 시퀀스를 시간 영역의 신호로 변환하는 IFFT 모듈;

   상기 시간 영역 신호로 변환된 적어도 하나 이상의 코드 시퀀스에 대해 순환 천이(circular shift)를 수행하여 적어도 둘 이상의 서로 다른 코드 시퀀스를 생성하는 순환 천이 모듈; 및

   상기 순환 천이에 의해 생성된 적어도 둘 이상의 코드 시퀀스를 합산하는 합산기를 포함하는 합산기.

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