TWI410090B - 正交分頻多工系統之訊號發送、接收方法及裝置 - Google Patents

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Description

正交分頻多工系統之訊號發送、接收方法及裝置
本發明涉及一種應用於正交分頻多工系統的訊號發送方法、接收方法與裝置。
正交分頻多工(Orthogonal Frequency-division Multiplexing，OFDM)系統為一種採用數位多載波調變(Digital multi-carrier modulation)方法的分頻多工(Frequency-division Multiplexing，FDM)系統。多個具有正交性的次載波(sub-carrier，又稱子載波)被用來傳送資料。該些資料被切割成對應各個次載波的多個平行的資料流(data stream)或稱通道(Channel)。每個次載波載送單一符元(Symbol)，每一符元對應到數個位元集合，16正交振幅調變之每一符元對應4個位元。對應方式如正交振幅調變(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)或相位偏移調變，又稱相位移鍵(PSK，Phase Shift Keying)。
正交分頻多工技術多應用於無線通訊領域上，有可能會產生多重路徑效應(multi-path effect)。多重路徑效應會衍生時間延遲擴展(time-spreading)與符間干擾(inter-symbol interference，ISI)。此即所謂頻率選擇性(Frequency-selective)通道。此頻率選擇性通常是以在每個OFDM的符元(或稱符碼，Symbol)加入防護區間(Guard interval)來克服。
當應用正交分頻多工技術的寬頻行動通訊的傳送端與接收端分別位於基地台與一高速移動的載具(vehicle)上(如高速列車)時，兩者的相對運動將產生都卜勒效應(Doppler Effect)。此都卜勒效應將使得被傳送的正交分頻多工的符元內的通道響應(Channel Response)變為時變(Time-varying)。即所謂的時間選擇性(Time-selective)通道。進而破壞各子載波間的正交性，此即稱為通道間干擾(Inter-carrier interference，ICI)。載具移動的速度愈快，此通道間干擾將愈明顯。
一般用以解決符間干擾的手段是在每個OFDM的符元加入防護區間。此舉將加大符元週期。但是符元週期愈長，都卜勒效應的影響就愈大。因此，為了解決高速移動下寬頻行動通訊所面臨的無線通道時變(Time-varying)與頻率選擇(Frequency-selective)的效應，常見使用通道估測(Channel Estimation)技術來克服。
此外，通道估測技術亦可見於：
(i) S. Chen與T. Yao所發表之文章(請參考「S. Chen and T. Yao，“Intercarrier interference suppression and channel estimation for OFDM systems in time-varying frequency selective fading channels，”IEEE Trans. Consum. Electron.，vol.50，no.2，pp.429-435，May 2004.」)；
(ii) Y. Mostofi與D. C. Cox所發表之文章(Y. Mostofi and D. C. Cox，“ICI mitigation for pilot-aided OFDM mobile systems，”IEEE Trans. Wireless Commun.，vol. 4，no. 2，pp. 765-774，March 2005)；
(iii) H. S. Cho所發表之文章(H. S. Cho，“Midamble aided OFDM performance analysis in high mobility vehicular channel，”802.11 WLAN WG，Jan. 14th 2008)；以及
(iv) H. C. Lee，C. W. Chen，S. M. Young與Shyue-Win Wei所發表之文章(H. C. Lee，C. W. Chen，S. M. Young，and Shyue-Win Wei，“Matrix Channel Estimation for OFDM Systems with Two Training Symbols and High-Order Polynomial Fitting，”In Proc. 18th Annu. IEEE Int’l Symp. on Personal，Indoor and Mobile Radio Communications，Athens，Greece，Sept 2007，pp. 1-5)。
時變通道估測的準確度會影響OFDM頻域等化器或信號檢測的表現，進而影響解調傳送訊號的正確性，所以通道估測的技術的好壞將直接影響到整個OFDM系統的性能。
提供一正交分頻多工系統之訊號發送方法實施範例，其係由正交分頻多工系統之傳送端所執行。此訊號發送方法包含：接收並轉換一串列數位訊號為多個正交分頻多工符元(或稱並列子載波Xi(k))；轉換該些正交分頻多工符元為多個時域訊號x(k)；以及串列該些時域訊號成一發射訊號後發射出去。前述正交分頻多工符元包含多個資料符元、多個第一訓練符元、與多個第二訓練符元。該些符元包含多個資料子載波、多個第一引導子載波與多個第二引導子載波。該些資料符元包含該些資料子載波。該些第一訓練符元包含該些第一引導子載波。該些第二訓練符元包含該些第二引導子載波與該些資料子載波。也就是說，資料符元的有效子載波均為資料子載波。第一訓練符元的有效子載波均為第一引導子載波。第二訓練符元的有效子載波為第二引導子載波與資料子載波。
另提出一訊號接收方法實施範例適於接收前述之訊號發送方法所發送之發射訊號並由正交分頻多工系統之接收端所執行。發射訊號經多個路徑而被傳送到該接收端而成為一具通道響應的接收訊號，該訊號接收方法包含：接收並轉換該具通道響應的接收訊號為一頻域串列訊號，該頻域串列訊號包含多個資料接收訊號、多個第一引導接收訊號、及多個第二引導接收訊號；以相鄰的該些第一引導接收訊號與該些第二引導接收訊號估測出作用於該些資料接收訊號之通道響應；以及以該些通道響應還原該些資料接收訊號為該些資料子載波。
再提出一正交分頻多工系統之接收端實施範例適於接收上述訊號發送方法所發送之該發射訊號。接收端包含正交分頻多工解調器以及波間干擾消除單元。正交分頻多工解調器接收並解調變具通道接收訊號成為一頻域串列訊號。頻域串列訊號包含多個資料接收訊號、多個第一訓練接收符元、及多個第二訓練接收符元。波間干擾消除單元以相鄰的該些第一引導接收訊號與該些第二引導接收訊號估測出多個通道響應，並以該些通道響應還原該些資料接收訊號成為該些資料子載波。
下文特舉示範實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下，以讓上述特徵和優點能更明顯易懂。
以上的實施範例內容簡要說明及以下的實施範例詳細說明係用以示範與解釋本發明之精神與原理，並且提供本發明之專利申請範圍更進一步之解釋。
所提出的訊號發送方法可以由不同實施態樣的傳送端10來完成。例如，「第1圖」為傳送端10的第一種實施例示意圖。「第4圖」為傳送端10的另一實施例示意圖。為詳細說明訊號發送方法的可實施方式，將先說明「第1圖」之傳送端10的實施例。其次，藉「第1圖」之輔助，加以「第2圖」說明訊號發送方法的實施例。最後，再補充說明「第4圖」傳送端10’的另一實施例的運作方式。
請參考「第1圖」，其係為一正交分頻多工系統之傳送端10與接收端30的實施例結構示意圖。正交分頻多工系統包含一傳送端10與一接收端30。傳送端10用以執行一訊號發送方法實施例。接收端30用以執行一訊號接收方法實施例。傳送端用來將串列數位訊號94轉換成一發射訊號20(transmitted signal，亦可稱射頻訊號radio frequency signal)後發射出去。發射訊號20在被發送出去後，即會經由不同的路徑而到達接收端30。此時由接收端30所接收的訊號26即為包含了通道脈衝響應h(k)(channel impulse response)與雜訊w(k)的發射訊號20(以下簡稱具通道響應的接收訊號)。接收端30將具通道響應的接收訊號26轉換為被還原的串列數位訊號95。
前述串列數位訊號95係為由待傳送之資料所構成的串列數位訊號94。在「第1圖」中可以見悉此串列數位訊號94是由一隨機訊號產生器90(Random Signal Generator)所產生的。但實際實施時，此串列數位訊號94並非由隨機訊號產生器90來產生，而是直接由待傳送之資料所構成。圖中以隨機訊號產生器90示意之原因乃是為了對此串列數位訊號94之產生做一說明，並用以測試所述實施例，並非為實施方式之限制條件。
隨機訊號產生器90所產生的串列數位訊號94可以是但不限於PRBS 27 -1，223 -1(Pseudo Random Binary Sequence，偽隨機二進制序列)等等。採用偽隨機二進制序列之目的在於模擬各種可能的串列數位訊號94。
從「第1圖」中可以見悉傳送端10包含一符碼映射單元11、以及一正交分頻多工調變器18。
符碼映射單元11(Symbol mapping unit)係接收前述串列數位訊號94、將串列數位訊號94切割成多個預定長度的位元集合(a set of bits)、以及逐一映射該些位元集合成為多個串列的資料子載波S(k)。前述的位元集合可以是由二個、四個、六個、八個、十個或更多個位元所組成。上述位元集合包含的位元個數雖以偶數為例，但亦可為奇數。前述符碼映射單元11所產生的資料子載波S(k)仍為一串列的資料。
前述正交分頻多工調變器18包含一串轉並單元12(或稱串列轉並列單元，Serial to Parallel converting unit，S/P converting unit)、一引導子載波插入單元13(Pilot Symbol adding unit)、一逆快速傅立葉轉換單元14(IFFT，inverse fast Fourier transforming unit)、一防護區間附加單元15(Guard interval adding unit)、一並轉串單元16(或稱並列轉串列單元，Parallel to Serial converting unit，P/S converting unit)、以及一發射端濾波器17(transmitting filter)。
串轉並單元12係接收前述串列的資料子載波s(k)，並將之轉換為並列的資料子載波S(k)。
引導子載波插入單元13係接收前述並列的資料子載波s(k)後，並將「引導子載波」依適當的配置方式插入/配置在「資料子載波」之間。「資料子載波」與被適當配置的「引導子載波」的結合即成為多個正交分頻多工符元Xi(k)(亦可稱為多個並列的有效子載波，Sub-carrier，或稱次載波)。也就是說，所有並列的有效子載波Xi(k)包含了多個「資料子載波」與多個「引導子載波」。該些正交分頻多工符元Xi(k)屬於頻域訊號(Frequency domain signal)。
關於前述配置「引導子載波」於「資料子載波」之間的方式，請參考「第3圖」閱覽之。
「第3圖」中的水平軸為時間軸，單位為符元。而其垂直軸為頻率。從「第3圖」中可以見悉，在每個垂直縱列(Column)上具有16個圓點。每個垂直緃列均稱為一個符元。每個圓點即表示一個子載波。以圖中的例子而言，每個符元具有16個子載波，或稱為有效子載波(active sub-carrier)。此有效子載波可以是「引導子載波」或「資料子載波」。圖中實心圓點即代表引導子載波。空心圓點則代表資料子載波。該些符元包含多個資料符元401，402、多個第一訓練符元421，422、與多個第二訓練符元441，442。若以每個符元內的所包含的子載波來看，該些符元包含多個資料子載波40a，40b，40c，40d，40e、多個第一引導子載波42a，42b、與多個第二引導子載波44a，44b。
該些資料符元401，402中的有效子載波(亦可稱每一該些並列子載波X(k))皆使用資料子載波40a，40b。該些第一訓練符元421，422的有效子載波皆使用第一引導子載波42a，42b。該些第二訓練符元441，442的有效子載波由第二引導子載波44a，44b與資料子載波40c，40d，40e所構成。該些第二訓練符元441，442的該些第二引導子載波44a，44b的數量小於該些第二訓練符元441，442的該些有效子載波的數量。
以「第3圖」的第二訓練符元441，442之示意圖中可以看出，每四個相鄰的有效子載波即有一個第二引導子載波44a，44b。也就是說，前述第二訓練符元441，442的該些第二引導子載波44a，44b的數量為該些有效子載波X(k)的數量的四分之一。也就是說第二訓練符元441，442之該些第二引導子載波44a，44b的數量為該些第二訓練符元441，442之該些資料子載波40a，40b的數量的三分之一。雖然本實施例係以1比4(引導子載波比有效子載波)的方式配置，然而實際施行時，亦可以1/2、1/8等比例為之，可由使用者視情形而調整。該些第二訓練符元441，442內相鄰的該些第二引導子載波44a，44b之間的頻率間隔小於一同調頻寬。
相鄰的訓練符元即表示第一訓練符元421，422與第二訓練符元441，442。例如421與441即可稱為相鄰的訓練符元。而441與422亦可稱為相鄰的訓練符元。
如同上述，第二訓練符元441，442之第二引導子載波44a，44b與第一訓練符元421，422之第一引導子載波42a，42b分佈在訓練符元441，442，421，422的方式並不相同。從「第3圖」中即可看出，第一訓練符元421之第二引導子載波44a，44b與第二訓練符元441之第一引導子載波42a，42b在對應符元內的分佈方式呈非對稱狀態。此即稱為非對稱訓練符元(Asymmetric pilot symbol)或非對稱引導符元。此訓練符元421，422，441，442在被接收端30接收後，即會被用以評估時變通道的響應情形。由於第二訓練符元441，442的第二引導子載波44a，44b並非佔用所對應的同一符元區間中的所有有效子載波X(k)。故對應該符元區間的其他有效子載波即可用來傳送資料(即資料子載波40c，40d，40e)。如此一來，即可增加資料傳輸的頻寬，同時減少引導子載波所佔用的頻寬。
從「第3圖」中可以看出，在第一訓練符元421，422與第二訓練符元441，442之間的資料符元401，402的時間長度僅為一個符元時間長度。但此並非用以限制可實施方式。在時間軸上相鄰的第一訓練符元421，422與第二訓練符元441，442之間的資料符元401，402可以為二個、三個、四個到多個符元時間長度(即前述符元區間)。只要在接收端30接收後對時變通道響應的評估的準確率達到預定效果即可。
接著，逆快速傅立葉轉換單元14係將前述正交分頻多工符元X(k)以逆快速傅立葉轉換方式轉換為並列的第一時域訊號x(k)(time domain signal)。前述第一時域訊號x(k)相互之間具有正交性。其後，防護區間附加單元15，係以符元為單元，將各第一時域訊號x(k)之特定時間長度的後方訊號複製到該第一時域訊號之前，而成為第二時域訊號96。此防護區間附加單元15所附加之防護區間(Guard Interval)可以是循環前置碼(Cyclic prefix)或循環後置碼(Cyclic post-fix)。以循環前置碼之附加為例，若每個符元時間長度為128點為例(此128點即為逆快速傅立葉轉換單元14的大小，或稱尺寸，IFFT size)。若後方訊號複製的點數為40點，因此，防護區間附加單元15即將該符元在時間軸最後的40點的訊號複製到該符元的最前方。也就是說複製完之後，每個符元的長度即變為168點。
其後，並轉串單元16將並列的前述第二時域訊號96串列後發送給發射端濾波器17。發射端濾波器17則將該串列後的第二時域訊號96濾波後以一發射訊號20發射出去。
續請參考「第2圖」，其係為訊號發送方法之實施例流程示意圖。發射端10係執行一訊號發送方法實施例，此訊號發送方法包含：
步驟S60：接收並轉換一串列數位訊號94為多個正交分頻多工符元X(k)，該些正交分頻多工符元X(k)包含多個資料符元401，402、多個第一訓練符元421，422、與多個第二訓練符元441，442，該些符元401，402，421，422，441，442包含多個資料子載波40a，40b，40c，40d，40e、多個第一引導子載波42a，42b與多個第二引導子載波44a，44b，該些資料符元401，402包含該些資料子載波40a，40b，該些第一訓練符元421，422包含該些第一引導子載波42a，42b，該些第二訓練符元441，442包含該些第二引導子載波44a，44b與該些資料子載波40c，40d，40e。
步驟S62：轉換該些正交分頻多工符元為多個時域訊號x(k)；以及
步驟S64：串列該些時域訊號成一發射訊號後發射出去。
前述步驟S60係由「第1圖」符碼映射單元11、串轉並單元12、以及引導子載波插入單元13所完成。步驟S60係將串列數位訊號94轉換成正交分頻多工符元X(k)。即如「第3圖」所示的正交分頻多工符元X(k)(亦可表示成Xi(k))。此正交分頻多工符元X(k)包含多個資料符元401，402、多個第一訓練符元421，422、與多個第二訓練符元441，442。
前述步驟S62：轉換該些正交分頻多工符元Xi(k)為多個時域訊號x(k)之步驟係由逆快速傅立葉轉換單元14所進行。逆快速傅立葉轉換單元14係將正交分頻多工符元Xi(k)以逆快速傅立葉方式轉換為多個時域訊號x(k)。前述多個時域訊號x(k)相互之間具有正交性。
接著，步驟S64則將該些時域訊號x(k)串列成一發射訊號20後發射出去。步驟S64係由並轉串單元16與發射端濾波器17來進行。
在步驟S64之前另包含步驟S63加入一防護區間(Guard Interval)於各該些時域訊號x(k)。步驟S63係由防護區間附加單元15所進行。其係於每一符元前附加防護區間，以克服前述多路徑現象所產生的影響。
續請參閱「第4圖」，其係傳送端10的另一實施例。而所述訊號發送方法一實施例係可由「第4圖」的傳送端10’來完成。
圖中可以見悉此傳送端10’包含符碼映射單元11、引導子載波插入單元13’、以及正交分頻多工調變器18’。此傳送端10’與「第1圖」之傳送端10之差別在於將引導子載波插入單元13’從正交分頻多工調變器18中移至符碼映射單元11之後。
此引導子載波插入單元13’係接收串列的資料子載波S(k)並將引導子載波42a，42b，44a，44b適當地配置在該些串列的資料子載波S(k)40a，40b，40c，40d，40e之間。其配置方式，與「第3圖」相似，差別在於直接在串列的資料子載波S(k)中插入引導子載波42a，42b，44a，44b，而前述引導子載波插入單元13則是在並列的資料子載波S(k)中插入42a，42b，44a，44b。
前述「第4圖」與「第1圖」均可以是實施所述訊號發送方法一實施例的傳送端10、10’，但並不以此為限。
如同前述，發射訊號20在被發送出去後，即會經由多個路徑而到達接收端30。此時被接收的發射訊號20即包含了通道脈衝響應h(k)(channel impulse response)與雜訊w(k)，以下稱「具通道響應的接收訊號」26。前述雜訊w(k)包含了熱雜訊(thermal noise)、電路雜訊等等。因此，接收端30接收到的具通道響應的時域接收訊號26即可表示為x(k)h(k)+w(k)，頻域可表示為X(k)H(k)+W(k)，其中X(k)，H(k)，W(k)分別對應時域信號x(k)，h(k)，w(k)經快速傅立葉轉換後的頻域信號。
另提出正交分頻多工系統之訊號接收裝置一實施例，請再參閱「第1圖」。圖中可以見悉前述具通道響應的接收訊號26係由接收端30所接收。接收端30包含一正交分頻多工解調器38(OFDM demodulator)、一波間干擾消除單元39(inter-subcarrier interference removing unit)、以及一符碼逆映射單元92(symbol inverse mapping unit)。
前述正交分頻多工解調器38係解調變該具通道響應的接收訊號26而成為一頻域串列訊號98。請參考「第5圖」，頻域串列訊號包含多個資料接收訊號40a’，40b’，40c’，40d’，40e’、多個第一引導接收訊號42a’，42b’、及多個第二引導接收訊號44a’，44b’。接收端30的頻域串列訊號98與傳送端10的子載波串列訊號94之差別在於頻域串列訊號98係為經過多路徑通道之傳送後而接收並解調變而得的。因此，頻域串列訊號98具有通道脈衝響應與雜訊。子載波串列訊號94則無通道脈衝響應與雜訊。其中資料接收訊號40a’，40b’，40c’，40d’，40e’、第一引導接收訊號42a’，42b’、及第二引導接收訊號44a’，44b’係分別對應資料子載波40a，40b’，40c，40d，40e、第一訓練符元中引導子載波42a，42b、及第二訓練符元中引導子載波44a，44b。且其排列方式與發射端的「第3圖」相同。
波間干擾消除單元39係以相鄰的該些第一訓練接收符元與該些第二訓練接收符元估測出多個通道響應(估測方法之細節容後詳述)，並以該些通道響應還原該些資料接收訊號40a’，40b’，40c’，40d’，40e’成為該些資料子載波40a，40b’，40c，40d，40e。此被還原的資料子載波R(k)為一串列資料，並與前述串列數位訊號S(k)相同。
前述符碼逆映射單元92則將該些被還原的資料子載波R(k)映射回串列的接收資料。其中，此符碼逆映射單元92所映射之規則與符碼映射單元90相同。
正交分頻多工解調器38包含了一接收端濾波器31、一串轉並單元32、一防護區間移除單元33(Guard Interval removing unit)、一快速傅立葉轉換單元34(Fast Fourier Transforming unit)、以及一並轉串單元35。
接收端濾波器31係接收並對該具通道響應的接收訊號26進行濾波，形成被濾波之接收訊號99a。串轉並單元32係並列該被濾波之接收訊號99a成為並列之多個第一時域接收訊號99b。防護區間移除單元33係移除該些第一時域接收訊號99b之防護區間成為多個第二時域接收訊號y(k)。防護區間移除單元33移除防護區間的方式，若承上述移除循環前置碼的例子，每個符元原為128個數，防護區間的長度為40個點，則此防護區間移除單元33即將從串轉並單元32傳來的第一時域接收訊號移除佔用40個點的防護區間。
快速傅立葉轉換單元34係將該些第二時域接收訊號y(k)以快速傅立葉轉換方式轉換為多個頻域接收訊號Y(k)。並轉串單元35則串列該些頻域接收訊號Y(k)成為前述頻域串列訊號98。
關於前述頻域接收訊號Y(k)之配置方式係為與傳送端10所發送出來的正交分頻多工符元X(k)內的子載波的配置方式相同。請參閱「第5圖」，其為所述訊號接收方法實施例所接收到的多個頻域接收訊號Y(k)的一說明例示意圖。圖中之頻域接收訊號Y(k)包含了前述的資料接收訊號40a’，40b’，40c’，40d’，40e’、第一引導接收訊號42a’，42b’、及第二引導接收訊號44a’，44b’。以符元的角度來排，頻域接收訊號Y(k)包含多個第一訓練接收符元421’，422’、多個第二訓練接收符元441’，442’、以及多個資料接收符元401’，402’。
相鄰的第一、第二訓練接收符元421’，422’，441’，442’指的是421’與441’，或者是441’與422’，其餘以此類推。
從「第5圖」可以知悉，此頻域接收訊號Y(k)中，相鄰的第一、第二訓練接收符元421’，441’之間具有一個資料接收符元401’。在第二訓練符元441’中另包含有資料接收訊號40c’，40d’，40e’。本文所述「位於相鄰的第一、第二訓練接收符元421’，441’之內的資料接收訊號」所指的是包含第一、二訓練接收符元421’，441’之間的資料接收訊號40a’、以及在第二訓練接收符元441’內的資料接收訊號40c’，40d’，40e’。
實施時，頻域接收訊號Y(k)與正交分頻多工符元X(k)可為對應的。也就是「第5圖」的正交分頻多工符元X(k)與「第3圖」的頻域接收訊號Y(k)可為一致，但並不以此為限。也就是說，相鄰的第一、第二訓練接收符元421’，441’之間除了可以具有如「第3圖」或「第5圖」所示的一個資料接收符元401’外，亦可以具有多個資料接收符元。
前述之波間干擾消除單元39係藉由已知的且相鄰的第一引導接收訊號42a’、及第二引導接收訊號44a’來估測在對應各並列的頻域接收訊號Y(k)的通道響應。其後，再依該些通道響應還原介於此相鄰第一訓練接收符元421’與第二訓練接收符元441’之間的資料接收訊號40a’、及位於第二訓練接收符元441’內的資料接收訊號40c’，40d’，40e’。
從圖中可以見悉，波間干擾消除單元39係先對圖中左側(前二個)相鄰的第一訓練接收符元421’之第一引導接收訊號42a’與第二訓練接收符元441’的引導接收訊號44a’進行第一次估測與還原位於資料接收符元401’中的資料接收訊號40a’，與第二訓練接收符元441’中的資料接收訊號40c’，40d’，40e’。接著進行第二次估測，使用相鄰的兩個第二訓練接收符元441’之第二引導接收訊號44a’與第一訓練接收符元422’之第一引導接收訊號42b’進行第二次估測與還原資料接收符元402’中的資料接收訊號40b’。其餘依此類推。
接著請參閱「第6圖」，係為正交分頻多工系統接收端之波間干擾消除單元39之電路一實施例方塊示意圖。
波間干擾消除單元39包含子載波儲存單元390、引導子載波擷取單元392、資料子載波擷取單元393、多項式係數估計單元394、資料子載波通道估計單元396、等化單元398。
子載波儲存單元390係儲存該頻域串列訊號98待估測與還原之所有符元，意即第一訓練接收符元421’與第二訓練接收符元441’之間所有符元(含訓練接收符元421’，441’與資料符元401’)。舉例來說，進行前述第一次估測與還原時，子載波儲存單元390儲存(或稱擷取)第一訓練接收符元421’，資料符元401’，與第二訓練符元441’。而進行第二次估測與還原時，子載波儲存單元390則儲存第二訓練接收符元441’，資料接收符元402’，與第一訓練符元422’。其餘以此類推。
引導子載波擷取單元392自該子載波儲存單元390擷取該些引導接收訊號42a’，44a’，意即第一訓練接收符元421’中第一引導接收訊號42a’與第二訓練接收符元441’之第二引導接收訊號44a’。舉例來說，第一次估測與還原時，引導子載波擷取單元392擷取第一訓練接收符元421’之第一引導接收訊號42a’與第二訓練接收符元441’之第二引導接收訊號44a’；第二次估測與還原時，引導子載波擷取單元392擷取第二訓練接收符元441’之第二引導接收訊號44a’，與第一訓練接收符元422’之第一引導接收訊號42b’；以此類推。
在前述第一次估測與還原時，資料子載波擷取單元393係自該子載波儲存單元390擷取該些資料接收符元401’中的資料接收訊號40a’與該第二訓練接收符元441’中資料接收訊號40c’，40d’，40e’。
多項式係數估計單元394係以相鄰之該些第一引導接收訊號42a’與該些第二引導接收訊號44a’與第一訓練符元中引導子載波42a，42b、及第二訓練符元中引導子載波44a，44b估算出多個多項式係數。其後，由資料子載波通道估計單元396係依該些多項式係數估計對應該些被擷取之資料接收訊號40a’，40c’，40d’，40e’的該些通道響應。等化單元398係依該些通道響應還原該些被擷取之資料接收訊號40a’，40c’，40d’，40e’成為該些資料子載波40a，40c，40d，40e。
關於多項式係數估計單元394、資料子載波通道估計單元396的估測方式，茲說明如下：首先，將從傳送端10所傳送出來的該些第一訓練符元421之第一引導子載波42a，42b與該些第二訓練符元441之第二引導子載波44a，44b，各別以X t ，X p 表示。而接收端30所接收並解調變後之該些第一訓練接收符元421’之第一引導接收訊號42a’與該些第二訓練接收符元441之第二引導接收訊號44a’，各別以變數Y t ，Y p 表示。
以N 個有效(並列)子載波的正交分頻多工系統為例，(若以上述「第3圖」為例，N為16，而N即為有效子載波個數，其係對應逆快速傅立葉轉換的點數(IFFT size))。將N 個有效子載波的第一引導接收訊號42a’與、第二引導接收訊號44a’以所述的Q 階的多項式係數估計器394進行評測。也就是說先以多個(本例為l 個)具有多個係數的Q 階多項式來模擬多個路徑的通道響應(即下述步驟S820，容後詳述)。每一個多項式係模擬一個路徑的通道響應。請參閱「第7圖」。其為一多路徑通道時變曲線的示意圖。其中k代表時間軸上的取樣點。一個符元區間內包含多個取樣點。l 代表路徑數(意即路徑編號)。gi (k，1)即表示在第i個引導子載波間在第k個取樣點的第1個路徑的通道變化。也就是表示第k個取樣時間的通響應的第1個路徑的增益。
g i (k,l )=a 0, l +a 1, l k +a 2, l k 2 +...,k =0,1,2,...,N -1
通道響應矩陣G即為
其中，在第i 個符元的頻域與時域的傳送信號表示成X i (p )與x i (k )。經移除防護區間(Guard Interval)後得到的時域接收信號為y i (k )。接著再以快速傅立葉轉換(FFT)解調變。解調變後，Yi(p) 為第i 個傳送訓練符元所接收訊號中的第p 個有效子載波由第l 條路徑變化，第m 個有效子載波影響經過分析可表示為下式(1)：
其中W i (p )為第i 個傳送訓練符元中的第p 個有效子載波雜訊分量。
定義子載波相關性(sub-carrier correlation，SCC )向量如下，其中D 為相鄰間的資料符元數目(即位於相鄰訓練符元421與441間的資料子載波401所佔的符元數)，則第i 個訓練符元X i (即引導子載波421，441)從(i -1)(D +1)(N +L )到(i -1)(D +1)(N +L )+(N -1)的有效子載波表示為：
將式(1)接收頻域訊號Y t (p) =Y l (p) ，Y p (p(v)) =Y 2 (p) ，p =0，l， ...，N-l ，v =0，1，...，N p -1以矩陣形式表示為：
定義H asy 維度為(N +N p )×(Q +1)L ，以矩陣形式表示為：
其中已知非對稱訓練符元(X t ，X p )之參數列於下表2，
而q為Q 階多項式階層數，再利用最小平方法來解(3)式，可求出時變通道曲線估測中的係數：
資料子載波通道估計單元396利用Q 階多項式與多項式係數估計單元394估計的多項式係數(或稱通道時變特性係數)a q，l ，q =0，1，2， ...， 計算第i 個訓練符元間的第k 取樣點，第l 個路徑通道變化。
搭配上述估測方法，請再參考「第5圖」。其為所述的訊號接收方法所接收到的多個頻域接收訊號Y(k)的示意圖。從圖可以看出，在時間軸上(圖式的水平軸)相鄰的第一訓練接收符元421’與第二訓練接收符元441’之間係具有多個資料接收符元401’。在每一並列的頻域接收訊號Y(k)的連續的資料接收符元401’佔了多個符元區間。也就是說傳送端10在第一訓練符元421與第二訓練符元441之間配置有多個資料符元401，以得到較高的資料傳輸頻寬。
由於第一引導接收訊號42a’與第二引導接收訊號44a，為已知的資料內容，因此，每一個並列的頻域接收訊號Y(k)均可藉由兩個已知的非對稱引導子載波(X t ，X p )來計算出對應頻域接收訊號Y(k)的四個參數(A t ，A p ，B q t ，B q p )。其中Xt 為被傳送的第一引導子載波42a，Xp 為被傳送的第二引導子載波44a。接著，以接收到的兩個已知非對稱訓練接收符元(Y t ，Y p )，應用式(5)計算出通道時變特性係數a q ， l 。其中Y t 係為接收到的第一引導接收訊號42a’，而Y p 為接收到第二引導接收訊號44a’。最後再以內插法來內插出資料子載波之通道響應，完成此次通道估計。
請參考「第5圖」下方的曲線，其中標號45之曲線為對應一個頻域接收訊號Y(k)的實際通道響應示意曲線。標號46的曲線則為採用一階多項式估測方式(Q=1)所估測而得的估測通道響應示意曲線。標號47為採用二階多項式估測方式(Q=2)所估測而得的估測通道響應示意曲線。估測通道響應示意曲線46，47的兩端之實線部分係表示為實際由第一、第二引導接收訊號42a’，44a’估算出來的估測值。估測通道響應示意曲線46，47中間的虛線部分則表示由兩端的估測值經由內插法(interpolation)所計算而得的值。如此一來，對應頻域接收訊號Y(k)的資料接收訊號40a’，40c’，40d’，40e’即可藉由所估測出來的通道響應H(k)而還原成被傳送的資料子載波40a，40c，40d，40e。
將估測通道響應示意曲線46，47與實際通道響應示意曲線45進行比對，可以得知二階多項式的估測通道響應示意曲線47與實際通道響應示意曲線45較為接近。雖然「第5圖」中顯示在連續的資料接收符元401’中段的實際通道響應示意曲線45與二階多項式的估測通道響應示意曲線47的誤差值較大，但亦可以減少第一訓練符元421，422與第二訓練符元441，442間的資料符元401，402數量，即可解決此問題。此外，若多項式估測之階數愈大(即Q=3，4或更大)，則將與實際通道響應示意曲線45的誤差愈小。此點可依實際應用情形而調整。
最後，另揭露一種正交分頻多工系統之訊號接收方法實施例，適於接收上述之訊號發送方法所發送之該發射訊號20。該正交分頻多工系統包含一執行該訊號接收方法之接收端30，該發射訊號20係經多個路徑而被傳送到該接收端30而成為一具通道響應的接收訊號。請參考「第8圖」，該訊號接收方法包含：
步驟S80：接收並轉換該具通道響應的接收訊號26為一頻域串列訊號98，該頻域串列訊號98包含多個資料接收符元401’，402’、多個第一訓練接收符元421’，422’、及多個第二訓練接收符元號441’，442’，該些接收符元401’，402’的多個資料接收訊號40a’，40b’、多個第一引導接收訊號42a’，42b’與多個第二引導接收訊號44a’，44b’係各別對應該些賈料子載波40a，40b、該些第一引導子載波42a，42b與該些第二引導子載波44a，44b；
步驟S82：以相鄰的該些第一訓練接收符元421’之該些第一引導接收訊號42a’與該些第二訓練接收符元441’之該些第二引導接收訊號44a’、以及該些第一訓練符元421中的該些第一引導子載波42a與該些第二訓練符元441中的該些第二引導子載波44a估測出多個通道響應；以及
步驟S84：以該些通道響應還原位於該相鄰第一、二訓練符元421’，441’之內的該些資料接收訊號40a’，40c’，40d’，40e’為該些資料子載波40a，40c，40d，40e。
步驟S80之接收並轉換該具通道響應的接收訊號26為一頻域串列訊號98係由正交分頻多工解調器38所完成。請參考「第9圖」，其係為步驟S80之步驟流程示意圖。步驟S80可另包含：
步驟S800：接收及並列該具通道響應的接收訊號26成為並列的多個第一時域接收訊號99b；
步驟S802：從該些第一時域接收訊號99b中移除該防護區間成為多個第二時域接收訊號y(k)；
步驟S804：將該些第二時域接收訊號y(k)以快速傅立葉轉換方式轉換為多個頻域接收訊號Y(k)；以及
步驟S806：串列該些頻域接收訊號Y(k)成為該頻域串列訊號98。
步驟S800係由接收端濾波器31及串轉並單元32所完成。步驟S802、S804、S806則各別由防護區間移除單元33、快速傅立葉轉換單元34、及並轉串單元35所執行。
步驟S82之「以相鄰的該些第一訓練接收符元421’之第一引導接收訊號42a’與第二訓練接收符元441’之該些第二引導接收訊號44a’、以及該些第一訓練符元421中的該些第一引導子載波42a與該些第二訓練符元441中的該些第二引導子載波44a估測出多個通道響應」則由多項式係數估計單元394與資料子載波通道估計單元396進行。步驟S82計算每一該路徑的通道響應係為對應每一該路徑的通道響應以同一多項式方式來逼近以計算出該通道響應。前述多項式係為一階多項式、二階項式或高階多項式。
關於步驟S82之實施範例，請同時參考「第10圖」閱覽之。「第10圖」係為。由圖中可以知悉，步驟S82包含：
步驟S820：定義多個多項式，該些多項式係模擬與之相對應的該些路徑的該通道響應，每一該些多項式包含複數個多項式係數；
步驟S822：依據相鄰的該些第一訓練接收符元421’之該些第一引導接收訊號42a’與該些第二訓練接收符元441’之該些第二引導接收訊號44a’、以及該些第一訓練符元421中該些第一引導子載波42a及該些第二訓練符元441中該些第二引導子載波44a計算該些多項式係數；以及
步驟S824：以該些多項式估測該些通道響應。
步驟S820所述之多項式係數(或稱通道時變特性係數)即為前述的a q，l ，q =0，1，2，...，Q，l =0，1，2，...，L-1 。而每一多項式是用來模擬每一路徑的通道響應，也就是說多項式數量等於路徑數量，也就是以上述例子來看，共有L 個路徑L 個多項式。而每一多項式若為Q 階的話(以Q 階多項式模擬每一個路徑的通道響應)，則每個Q 階多項項具有(Q +1)個係數。因此，步驟S820之多項式係數總共有L *(Q +1)個。
步驟S822係之估算方式係為依前述式(1)-式(4)之方式估算而得，也就是利用前述的頻域接收訊號Y(k)的四個參數(A t ，A p ，B q t ，B q p )所計算而得。
步驟S824則是依上述式(5)即可估測出該些通道響應(即通道變化)。
而步驟S84的「以該些通道響應還原該些資料接收訊號40a’，40c’，40d’，40e’為該些資料子載波40a，40c，40d，40e」係由前述等化單元398所進行。
最後，請參閱「第11圖」。「第11圖」係為所述正交分頻多工系統之訊號發送與接收方法一實施例與習知技術的效能比較示意圖。主要係將上述習知技術中的第(i)個估測方法、第(ii)方法1的估測方法、第(ii)方法2的估測方法、第(iv)的估測方法與所述的估測方法實施例進行比較。比較的環境參數與設定如下表3。
「第11圖」中的水平軸為位元單位訊雜比(the energy per bit to noise power spectral density ratio，Eb /No (dB))，而垂直軸為已正視化的子載波功率(NMSE，Normalized Mean Square Error)，即所估測通道響應跟實際通道響應的差異。垂直軸值愈小表示估測的誤差愈小、估測的精確度愈高。從圖中可以看出在訊雜比愈高的環境下，所述的方法實施例所得到的誤差愈小。位元單位訊雜比大約在16dB的以上的情形，所述的方法實施例所產生的誤差是最小的。
雖然可實施方式以前述之多個實施範例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習相像技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之專利保護範圍須視本說明書所附之申請專利範圍所界定者為準。
10，10’．．．傳送端
11．．．符碼映射單元
12，32．．．串轉並單元
13，13’．．．引導子載波插入單元
14．．．逆快速傅立葉轉換單元
15．．．防護區間附加單元
16，35．．．並轉串單元
17．．．發射端濾波器
18．．．正交分頻多工調變器
20．．．發射訊號
26．．．具通道響應的接收訊號
30．．．接收端
31．．．接收端濾波器
33．．．防護區間移除單元
34．．．快速傅立葉轉換單元
38．．．正交分頻多工解調器
39．．．波間干擾消除單元
390．．．子載波儲存單元
392．．．引導子載波擷取單元
393．．．資料子載波擷取單元
394．．．多項式係數估計單元
396．．．資料子載波通道估計單元
398．．．等化單元
40a，40b，40c，40d，40e．．．資料子載波
40a’，40b’．．．資料接收訊號
40c’，40d’，40e’．．．資料接收訊號
401，402．．．資料符元
401’，402’．．．資料接收符元
42a，42b．．．第一引導子載波
42a’，42b’．．．第一引導接收訊號
421，422．．．第一訓練符元
421’，422’．．．第一訓練接收符元
44a，44b．．．第二引導子載波
44a’，44b’．．．第二引導接收訊號
441，442．．．第二訓練符元
441’，442’．．．第二訓練接收符元
45．．．實際通道響應示意曲線
46，47．．．估測通道響應示意曲線
90．．．隨機訊號產生器
92．．．符碼逆映射單元
94．．．串列數位訊號
95．．．被還原的串列數位訊號
96．．．第二時域訊號
98．．．頻域串列訊號
99a．．．被濾波之接收訊號
99b．．．第一時域接收訊號
x(k)．．．第一時域訊號
X(k)．．．正交分頻多工符元
Y(k)．．．頻域接收訊號
y(k)．．．第二時域接收訊號
h(k)．．．通道脈衝響應
w(k)．．．雜訊
S(k)．．．資料子載波
R(k)．．．還原的資料子載波
第1圖係為根據正交分頻多工系統之傳送端與接收端的實施例結構示意圖。
第2圖係為根據正交分頻多工系統之訊號發送方法之實施例流程示意圖。
第3圖係為根據所述訊號發送方法將引導子載波配置於資料子載波的實施例示意圖。
第4圖係為根據正交分頻多工傳送端之另一實施例示意圖。
第5圖係為根據訊號接收方法所接收到的多個頻域接收訊號Y(k)的一說明例示意圖。
第6圖係為根據正交分頻多工系統接收端之波間干擾消除單元之電路實施例方塊示意圖。
第7圖係為一多路徑通道時變曲線的示意圖。
第8圖係為根據正交分頻多工系統之訊號接收方法的實施例流程示意圖。
第9圖係為根據正交分頻多工系統之訊號接收方法步驟S80之步驟實施例流程示意圖。
第10圖係為根據正交分頻多工系統之訊號接收方法步驟S82之步驟實施例流程示意圖。
第11圖係為根據正交分頻多工系統之訊號發送與接收方法實施例與習知技術的效能比較示意圖。
40a’，40b’．．．資料接收訊號
40c’，40d’，40e’．．．資料接收訊號
401’，402’．．．資料接收符元
42a’，42b’．．．第一引導接收訊號
421’，422’．．．第一訓練接收符元
44a’，44b’．．．第二引導接收訊號
441’，442’．．．第二訓練接收符元
45．．．實際通道響應示意曲線
46，47．．．估測通道響應示意曲線
Y(k)．．．頻域接收訊號

Claims (16)

  1. 一種正交分頻多工系統之訊號發送方法，該正交分頻多工系統包含一傳送端，該方法至少包含：接收並轉換一串列數位訊號為多個正交分頻多工符元，該些正交分頻多工符元包含多個資料符元、多個第一訓練符元、與多個第二訓練符元，該些符元包含多個資料子載波、多個第一引導子載波與多個第二引導子載波，該些資料符元包含該些資料子載波，該些第一訓練符元包含該些第一引導子載波，該些第二訓練符元包含該些第二引導子載波與該些資料子載波；轉換該些正交分頻多工符元為多個時域訊號；以及串列該些時域訊號成一發射訊號後發射出去。
  2. 如請求項1所述之訊號發送方法，該些第二訓練符元之該些第二引導子載波的數量為該些第二訓練符元之該些資料子載波的數量的三分之一。
  3. 如請求項1所述之訊號發送方法，其中該些第二訓練符元內相鄰的該些第二引導子載波之間的頻率間隔小於一同調頻寬。
  4. 如請求項1所述之訊號發送方法，在前述串列該些時域訊號後發射出去之步驟之前另包含：加入一防護區間於各該些時域訊號。
  5. 如請求項1所述之訊號發送方法，其中前述轉換該些正交分頻多工符元為多個時域訊號之步驟係為將該些正交分頻多工符元的該些子載波以逆快速傅立葉轉換方式轉換為該些時域訊號。
  6. 如請求項5所述之訊號發送方法，其中相鄰的該些第一訓練符元與該些第二訓練符元間具有至少一個該資料接收符元。
  7. 如請求項1所述之訊號發送方法，其中該些第二訓練符元的該些第二引導子載波的數量小於該些第一訓練符元的該些第一引導子載波的數量。
  8. 一種正交分頻多工系統之訊號接收方法，適於接收如請求項1之訊號發送方法所發送之該發射訊號，該正交分頻多工系統包含一接收端，該發射訊號係經多個路徑而被傳送到該接收端而成為一具通道響應的接收訊號，該訊號接收方法至少包含：接收並轉換該具通道響應的接收訊號為一頻域串列訊號，該頻域串列訊號包含多個資料接收符元、多個第一訓練接收符元、及多個第二訓練接收符元，該些接收符元的多個資料接收訊號、多個第一引導接收訊號與多個第二引導接收訊號係各別對應該些資料子載波、該些第一引導子載波與該些第二引導子載波；以相鄰的該些第一訓練接收符元之該些第一引導接收訊號與該些第二訓練接收符元之該些第二引導接收訊號、以及該些第一訓練符元中的該些第一引導子載波與該些第二 訓練符元中的該些第二引導子載波估測出多個通道響應；以及以該些通道響應還原位於該相鄰第一、二訓練符元之內的該些資料接收訊號為該些資料子載波。
  9. 如請求項8所述之訊號接收方法，其中前述以相鄰的該些第一訓練接收符元之該些第一引導接收訊號與該些第二訓練接收符元之該些第二引導接收訊號、以及該些第一訓練符元中的該些第一引導子載波與該些第二訓練符元中的該些第二引導子載波估測出多個通道響應之步驟包含：定義多個多項式，該些多項式係模擬相對應該些路徑的該通道響應，每一該些多項式包含複數個多項式係數；依據相鄰的該些第一訓練接收符元之該些第一引導接收訊號與該些第二訓練接收符元之該些第二引導接收訊號、以及該些第一訓練符元中該些第一引導子載波及該些第二訓練符元中該些第二引導子載波計算該些多項式係數；以及以該些多項式估測該些通道響應。
  10. 如請求項9所述之訊號接收方法，其中前述計算該些資料子載波的通道響應之步驟更包含：以內插法來內插出該些資料子載波的通道響應。
  11. 如請求項9所述之訊號接收方法，其中該多項式係為一階多項式、二階多項式或高階多項式。
  12. 如請求項8所述之訊號接收方法，其中接收並轉換該接收訊號為一頻域串列訊號之步驟包含：接收及並列該具通道響應的接收訊號成為並列的多個第一時域接收訊號；從該些第一時域接收訊號中移除該防護區間成為多個第二時域接收訊號；將該些第二時域接收訊號以快速傅立葉轉換方式轉換為多個頻域接收訊號；以及串列該些頻域接收訊號成為該頻域串列訊號。
  13. 一種正交分頻多工系統之接收端，適於接收如請求項1之訊號發送方法所發送之該發射訊號，該發射訊號係經多個路徑而被傳送到該接收端而成為一具通道響應的接收訊號，該接收端至少包含：一正交分頻多工解調器，係接收並解調變該具通道接收訊號成為一頻域串列訊號，該頻域串列訊號包含多個資料接收符元、多個第一訓練接收符元、及多個第二訓練接收符元，該些接收符元的多個資料接收訊號、多個第一引導接收訊號與多個第二引導接收訊號係各別對應該些資料子載波、該些第一引導子載波與該些第二引導子載波；以及一波間干擾消除單元，係以相鄰的該些第一訓練接收符元之該些第一引導接收訊號與該些第二訓練接收符元之該些第二引導接收訊號估測出多個通道響應，並以該些通道響 應還原該些資料接收訊號成為該些資料子載波。
  14. 如請求項13所述之接收端，其中該波間干擾消除單元包含：一子載波儲存單元，係儲存該頻域串列訊號；一引導子載波擷取單元，係自該子載波儲存單元擷取相鄰之該些第一引導接收訊號與該些第二引導接收訊號；一資料子載波擷取單元，係自該子載波儲存單元擷取對應位於該些相鄰第一訓練接收符元與第二接收符元內的該些資料接收訊號；一多項式係數估計單元，係以相鄰之該些第一引導接收訊號與該些第二引導接收訊號估算出多個多項式係數；一資料子載波通道估計單元，係依該些多項式係數估計對應該些被擷取之資料接收訊號的該些通道響應；以及一等化單元，係依該些通道響應還原該些被擷取之資料接收訊號成為該些資料子載波。
  15. 如請求項13所述之接收端，其中該正交分頻多工解調器包含：一接收端濾波器，係接收並對該該具通道響應的接收訊號進行濾波；一串轉並單元，係並列該被濾波之接收訊號成為並列之多個第一時域接收訊號；一防護區間移除單元，係移除該些第一時域接收訊號之防護區間成為多個第二時域接收訊號； 一快速傅立葉轉換單元，係將該些第二時域接收訊號以快速傅立葉轉換方式轉換為多個頻域接收訊號；以及一並轉串單元，係串列該些頻域接收訊號成為該頻域串列訊號。
  16. 如請求項15所述之接收端，其中該防護區間係為循環前置碼或循環後置碼。
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