CN1961498A - 通信信号均衡系统和方法 - Google Patents

Abstract

公开通信信号均衡方法和系统。具有数据部分和包括已知或重复数据序列的已知部分且通过多径通信信道接收的CDMA信号表示该多径信道与发射的CDMA信号之间的线性卷积。从该已知部分确定该通信信道的信道估计，并将该CDMA信号转化成是与信道估计的循环卷积的新CDMA信号。使用该信道估计来调整该新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。

Description

通信信号均衡系统和方法

发明领域

本发明涉及通信信号均衡，以及更具体地涉及CDMA(码分多址)系统中频域均衡的系统和方法。

发明背景

根据cdmaOne系列发展的CDG(CDMA开发小组)要求，IS2000标准(发布版本A或1xRTT)支持多达153.6kbps的峰值用户数据速率。一个已知的所说HDR(高数据速率)系统代表了向提高分组数据系统吞吐量前进了主要一步。已经采用进一步提高的版本HDR-1xEV-DO作为IS-856标准，其目标是满足1xRTT及其发展的CDG要求。IS-856是将叠加于1xRTT网络上的仅数据系统，以及使用单一的1.25MHz载波来达到与CDMA2000的3载波配置相似的数据速率(2Mbps)。虽然在IS-95/1xRTT中，码片速率是相同的，即1.2288Mcps，但是1xEV-DO引入了多种使能技术。基本的1xEV-DO采用沃尔什序列的多码来构造宽数据管(fat data pipe)。但是，具有低扩展因子的这种多码信道因码间干扰即符号间干扰招致耗散信道中的正交性损失。

IS-856和常规CDMA系统之间存在若干关键差异。例如，IS-856针对的是非实时分组数据。虽然发射之前通过扰码白化了信号，IS-856还是纯粹的TDMA(时分多址)系统，占用1.25MHz频谱并使用QPSK(正交相移键控)、8-PSK和16-QAM(正交振幅调制)调制、仅turbo码以及全功率发射。具有峰值速率2.48Mbps的速率适配、移动性支持、按比例公平性调度、多用户分集以及与PDSN(分组数据服务节点)和然后与IP(因特网协议)的连接以及因此没有与MSC(移动交换中心)或电路交换核心网络的连接，这些代表了IS-856区别于常规CDMA系统的另外特征。

IS-856的频谱效率主要由它的TDMA信号结构连同扰码来实现，这使得频率复用一、宽管调度通过紧密跟踪瑞利衰落信道、高阶调制和turbo码的使用来收集多用户分集成为可能。

与CDMA2000相似，1xEV-DO的下行链路物理信道占用1.25MHz频谱，码片速率1.2288Mcps。但是，只有一种类型的物理信道，该信道被划分成32768个码片或26.67毫秒的帧。再将每个帧划分成各具有2048个码片或1.67毫秒长度的16个时隙。时隙是基本单元，以及所有其他信道，如导频信道、MAC(介质访问控制)信道和业务信道都将复用到时隙中。在下行链路发射方向上，将时隙分类成两个模式，包括活动和空闲。在活动模式中，接入网具有要与复用到该时隙中的导频和MAC信道一起发送的控制信息或用户业务信息。在空闲模式中，接入网仅发射导频和MAC信道。每半个时隙具有96个导频码片和2*64个MAC码片。概括来说，导频信道利用9.375％的带宽以及MAC信道占用12.5％的带宽。

一种目前的1xEV-DO终端接收器码片解决方案基于rake接收器结构。当扩展因子大于16时，rake接收器在多径环境中工作得非常好。但是，为了增加数据吞吐量，1xEV-DO采用具有扩展因子16的多码下行链路。在此情况中，基于rake接收器的1xEV/DO接收器对于实施高电平调制有若干限制。首先，发射器所用的基带滤波器与CDMA2000/IS-95中的相同，即48-抽头(码片)非奈奎斯特滤波器，它总是导致ICI(码片间干扰)。此外，rake接收器耙指(finger)的最大数量是4，它设置17.8dB的CIR(载波干扰比)上限(ceiling)。每个样本的相对小的比特宽度进一步限制了接收器性能。

当多径环境丰富时，如在稠密的城市环境中，所有这些限制可能大大地降低系统性能。低抽样率还导致耙指检测的不精确性。当移动通信装置的速度高时，信道变化的跟踪也会困难。实际上，会因为非奈奎斯特滤波所导致的ICI无法使用如16-QAM的高电平调制，以及因此1xEV-DO高吞吐量一般限制于Turbo编码和快速调度所达到的吞吐量。

发明概述

本发明的实施例解决与1xEV-DO终端相关联的问题，并提供一种达到接近OFDM(正交频分复用)系统的性能的简单频域均衡器。根据本发明实施例的均衡器可以为基于rake接收器的1xEV-DO终端缓解性能损失，允许系统使用甚至更高电平调制，如64-QAM，以及通过以FFT(快速傅立叶变换)引擎替换rake接收器结构来降低接收器复杂性。

下行链路吞吐量可以从而通过在终端接收器中提供频域均衡器以减轻多径干扰和非奈奎斯特滤波所导致的阻止高电平调制的使用的ICI问题来增强。

根据一个方面，本发明提供一种均衡通过多径通信信道接收的CDMA信号的方法，该CDMA信号具有数据部分和包括已知或重复数据序列的已知部分，且表示该多径信道和发射的CDMA信号之间的线性卷积。该方法涉及：从该已知部分确定该通信信道的信道估计，将该CDMA信号转化成是与该信道估计的循环卷积的新CDMA信号，以及使用该信道估计来调整该新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。

该确定操作可以包括从该已知部分确定时域信道估计。在此情况中，调整可以涉及在该时域信道估计上执行时域到频域转换以产生频域信道估计并使用该频域信道估计来调整该新CDMA信号的频域表示。

在一些实施例中，转化涉及：从该CDMA信号减去该已知部分以产生该新CDMA信号，以新部分替换该已知部分的至少一些，这将该CDMA信号转换成该新CDMA信号。

可以在该均衡信号的频域表示上执行频域到时域转换以产生时域均衡信号。

根据一个实施例，调整涉及执行该新CDMA信号的频域表示除以该频域信道估计的逐个分量除法(component-wise division)。该逐个分量除法可以对该频域信道估计的所有值执行，或仅对频域信道估计的足够大以降低放大该CDMA信号的噪声分量的影响的值执行。在后一种情况中，可以以预定值替换该新CDMA信号的频域表示的、该频域信道估计的对应分量不是足够大的分量或可以对其加权。

还提供一种通信信号处理方法，以及该方法包括：将数据部分和包括已知或重复数据序列的已知部分复用到CDMA信号中，以及输出该CDMA信号以通过多径通信信道传输到接收器并在该接收器通过以下步骤来均衡：从该已知部分确定该通信信道的信道估计，将该CDMA信号转化成是与该信道估计的循环卷积的新CDMA信号，以及使用该信道估计来调整该新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。

在本发明的再一个方面中，提供一种用于均衡通过多径通信信道接收的CDMA信号的一部分的系统，该CDMA信号具有数据部分和包括已知或重复数据序列的已知部分，且表示该多径信道和发射的CDMA信号之间的线性卷积。该系统包括输入和处理器，该处理器配置为：从该输入接收该CDMA信号，从该已知部分确定该通信信道的信道估计，将该CDMA信号转化成是与该信道估计的循环卷积的新CDMA信号，以及使用该信道估计来调整该新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。该处理器还可以配置为以特定的方式执行这些功能或执行附加功能。

还提供一种在发射器的通信信号处理系统，以及该系统包括用于接收待发射数据的输入，和处理器，该处理器配置为：从该输入接收该数据，将该数据与已知或重复数据序列复用到CDMA信号中以形成数据部分和已知部分，以及输出该CDMA信号以通过多径通信信道传输到接收器并在该接收器通过以下步骤来均衡：从该已知部分确定该通信信道的信道估计，将该CDMA信号转化成是与该信道估计的循环卷积的新CDMA信号，以及使用该信道估计来调整该新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。

本发明的再一个方面提供一种CDMA通信系统，包括具有处理器的通信设备，配置为：从输入接收待发射数据，将该数据与已知或重复数据序列复用到CDMA信号中以形成数据部分和已知部分，以及输出该CDMA信号以传输，以及还包括具有处理器的通信设备，配置为：通过多径通信信道接收该CDMA信号，从该已知部分确定该通信信道的信道估计，将该CDMA信号转化成是与该信道估计的循环卷积的新CDMA信号，以及使用该信道估计来调整该新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。这些类型的通信设备可以在该通信系统的网元、适于在该通信系统中操作的通信终端或二者来实施。

通过查看本发明具体说明性实施例的以下说明，对于本领域技术人员而言，本发明实施例的其他方面和特征将变得显而易见。

附图简要说明

现在将参考附图更详细地描述本发明实施例的例子，图中：

图1A和1B示出1xEV-DO前向通信链路的发射链框图；

图2是图1发射链的基带滤波器的滤波器响应图；

图3是示出1xEV-DO帧和时隙结构的框图；

图4是图3的时隙结构框图，示出根据本发明实施例缓冲的数据作为实现例；

图5是根据本发明实施例的方法流程图；

图6作为例子是根据本发明实施例用于信道估计的接收数据的表示；

图7是可以实施本发明实施例的系统框图。

优选实施例详细说明

图1A和1B示出1xEV-DO前向通信链路的发射链框图。本领域技术人员将认识到图1A和1B所示的部件表示发射链的说明性例子，以及本发明决不限于结合具有图1A和图1B中显式示出的结构的发射器的实施。因此，图1A和图1B的内容以及本文所述的其他附图目的仅在于说明，并不限定本发明的范围。

图1A和图1B的发射链，它会在前向链路的通信网络中的基站或其他网元中实施，包括业务信道或控制信道、MAC信道和导频信道的信号路径。

业务或控制信道信号路径包括编码器10，以编码率R＝1/3或R＝1/5的Turbo编码器来说明，它连接到组合器12，组合器12还连接到扰码器14和信道交织器16。信道交织器18连接到序列重复和符号穿孔(symbol puncturing)部件20，以及业务/控制信道发射信号路径延续到符号解复用器22、沃尔什编码部件24、沃尔什信道增益部件26以及沃尔什码片电平加法器28。

图1A和1B中的MAC信道路径包括：前导路径，它包括信号点映射部件30、乘法器31以及序列重复部件32；MAC RPC(逆向功率控制)路径，它包括信号点映射部件34、RPC沃尔什信道增益部件36和乘法器38；以及MAC RA(逆向活动性)路径，它包括具有多个RA比特的重复因子的(RABLENGTH)比特重复部件44、信号点映射部件46、RA信道增益部件48和乘法器50。乘法器38和50输出的RPC和RA比特在沃尔什码片电平加法器40中组合，沃尔什码片电平加法器40连接到具有重复因子1的序列重复部件42。

在该导频信道信号路径中，信号点映射部件52连接到乘法器54。

所有上述信号路径连接到时分复用器(TDM)56，它将复用的信号输出到扩展部件58。基带滤波器60和62连接到扩展部件58，并将滤波的信号输出到乘法器64、66。图1的基带滤波器60和62典型地是非奈奎斯特滤波器，以及可以具有例如图2所示的响应。组合器68组合从乘法器64、66输出的调制信号，并将调制的波形输出到天线或其他发射器组件以例如发射。

图1A和1B的发射链操作以生成具有图3所示结构的信号，图3是示出1xEV-DO帧和时隙结构的框图。图1A和图1B的发射链的操作对于本领域技术人员来说是显而易见的，因此本文不对此详细描述。

如上文概述，1xEV-DO的下行链路物理信道占用1.25MHz频谱，码片速率1.2288Mcps，以及将该物理信道划分成32768个码片或26.67毫秒的帧70、72。再将每个帧70、72划分成长度为2048个码片或1.67毫秒的16个时隙。将业务、控制、导频和MAC信道复用到时隙中。图2中所示的时隙包括在74的400个码片的控制或业务数据，随后是64个MAC码片76、96个导频码片78、另一块64个MAC码片80以及另一块400个控制或业务码片82。该模式在84、86、88、90、92重复。由此，每半个时隙具有96个导频码片、2*64个MAC码片以及800个控制或业务码片82。

本发明的实施例使用频域均衡解决各种与1xEV-DO终端实施相关联的性能问题。在一些实施例中，与OFDM相似，将多径信道转换成频域中的单个路径。但是，众所周知的是，OFDM系统通过使用所说的恒等循环前缀(Identical Cyclic Prefix)将信号转化成周期性信号，以实现循环卷积的优点。在CDMA技术中，循环前缀的OFDM假设从不成立，因为CDMA信号始终由PN序列扰码。所提出的频域均衡器不需要这种假设。

下行链路吞吐量可以通过提供频域均衡器来提高，以缓解导致ICI并阻止高电平调制的使用的多径失真问题和非奈奎斯特滤波器问题。

根据一个实施例的频域均衡器利用下行链路时隙结构来移除频域中的多径，并使用例如IFFT(快速傅立叶逆变换)将均衡的频域数据转换成时域。虽然本文提供的详细例子适用于1xEV-DO，该标准通过引用全部结合于本文，但是要理解本发明的应用不限于该标准的上下文。

图4是图3的时隙结构的框图，示出根据本发明一个实施例的缓冲的数据。如本领域技术人员将理解的，接收终端执行如获取系统、包括帧定时和时隙定时的操作，以便正确地检测图4的时隙结构。因此，接收终端可以在本文详细描述的均衡操作之前或基本同时执行这些操作。在不背离本发明范围的前提下还可以在均衡之前、同时或之后执行另外的操作。

在所示的实施例中，时隙包括400个码片的控制或业务数据100、一块64个MAC码片、96个导频码片104、另一块64个MAC码片106、另一块400个码片的控制或业务数据108、以及相似模式的400个控制或业务码片110、64个MAC码片112、96个导频码片114、64个MAC码片116、以及400个控制或业务码片118，在例如存储装置中的FIFO(先进先出)寄存器中缓冲其中的1024个码片用于处理。缓冲的数据包括两个相邻导频部分104、114之间的控制或业务数据部分108、110。因此优选地选择缓冲器大小和定时器以适应信道编码块。缓冲的数据包含前端的48个导频码片样本和后端的48个导频码片样本以及围住2个业务数据部分108、110的2个MAC部分106、112。

虽然下文主要在如图4所示的缓冲的数据块的上下文中对本发明的实施例进行描述，但是应该认识到还可以使用其他缓冲方案来均衡控制或业务块100、108，例如以使用导频码片104和MAC码片102、106的基本相似的方式。

为了简单起见，缓冲的复数据样本表示为r(0)、r(1)、...、r(1023)。当然，可以使用其他数量的样本，虽然2的幂可以是优选的。估计的时域信道脉冲响应相似地表示为ch(0)、ch(1)、...、ch(N)，其中选择N以覆盖环境的目标延迟扩展(delay spread)和非奈奎斯特ICI影响，以及在一个实施例中它是14。

可以从缓冲的数据两端首先提取含有已知数据序列或模式的导频部分。这可以例如使用根据数据块起点索引确定的短扰码来实现。假定对应的导频扰码段分别是spn(0)、spn(1)、...、spn(47)和spn(915)、spn(916)、...、spn(1023)，可以按以下生成前缀z(N)：

对于n＝0：N-1

$z\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{spn}\left(k\right)\mathrm{ch}(n+k)+\underset{k=1024-N+n}{\overset{1023}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{spn}\left(k\right)\mathrm{ch}(1024+n-k)$

结束

以z(0)、...、z(N-1)替换前N个接收的样本，新的缓冲的数据是z(0)、z(1)、...、z(N-1)、r(N)、...、r(1023)。这表示一种用于将是在发射的CDMA信号和多径通信信道之间的线性卷积的接收的CDMA信号转化成是与信道估计的循环卷积的新CDMA信号。

更一般地，在一些实施例中，来自前面发射的干扰的影响，通常为MAC或导频，通过重构该干扰并减去它来将其从缓冲的数据中移除。在其他一些实施例中还可以从接收的信号中移除信号的已知部分中的这种已知或重复数据序列。

优选地将重构的信道抽头ch(0)、ch(1)、...、ch(N)从时域转换成频域。在一个实施例中，将大小与本例子中为1024的缓冲的数据块大小相同的DFT(离散傅立叶变换)用于时域到频域转换，虽然还可以设想其他类型的变换或转换。信道抽头的频域分量表示为cf(0)、cf(1)、...、cf(N-1)、cf(N)、...、cf(1023)来用于下文描述。

还优选地使用DFT或另一变换或转换将接收且缓冲的数据块转换成频域，以得到rf(0)、rf(1)、...、rf(N-1)、rf(N)、...、rf(1023)。在一些实施例中，该接收的数据块或其部分可以包括可以在频域均衡中直接使用的频域分量。例如，图1发射链中的符号解复用器22将频域符号转换成时域。但是，如果将频域分量发射到接收器，则可以在接收器避免时域到频域转换的至少一部分，由此在发射器和接收器之间有效地将均衡处理拆分。在此意义上，发射器可以协助在接收器执行的处理操作。

然后可以通过执行逐个分量的复除法(complex division)或最大似然检测等来减少频域中的多径影响。这里我们使用例如简单的复除法来产生均衡信号的频域表示re(k)＝rf(k)/cf(k)。

然后可以通过在数据块re(0)、re(1)、...、re(1023)上执行IDFT(逆向DFT)或其他转换来将作为结果的均衡的数据块转换回时域信号。转换的时域输出包括均衡的数据流，可以再处理它以例如去扰码以及然后解码。

因此，更一般地，根据本发明实施例的方法可以包括图5的流程图所示的操作。图5的方法涉及均衡通过多径通信信道接收的CDMA信号的一部分。该CDMA信号具有数据部分和包括已知数据序列的已知部分。

方法120包括在122从该已知部分确定通信信道的信道估计。在124，使用该信道估计来调整CDMA信号的频域表示以产生频域均衡信号。在124的调整可以包括执行例如CDMA信号的频域表示除以频域信道估计的逐个分量除法以产生频域均衡信号。

最初可以在122将信道估计确定为时域信道估计，以及然后使用例如DFT转换成频域信道估计，以供在124调整频域信号时使用。

该方法还优选地包括将表示发射的信号和多径信道之间的线性卷积的接收的CDMA信号转化成是与信道估计的循环卷积的新CDMA信号。上述替换或移除接收的信号的已知部分或它的干扰影响是可以用于实现这种转化的技术的例子。此转化功能还可以涉及时域/频域转换，具体取决于要执行转化的域。然后在124优选地调整作为结果的新CDMA信号。

在一个实施例中，方法还包括使用时域信道估计重构已知部分对数据部分的干扰影响并从该数据部分减去该干扰影响以产生CDMA信号的干扰补偿的部分。然后将该CDMA信号的干扰补偿的部分转换成频域以产生CDMA信号的频域表示。

根据本发明另一个实施例，该方法包括以新部分替换CDMA信号的已知部分的至少一些，以将CDMA信号转换成是与时域信道估计的循环卷积的新CDMA信号。通过在新CDMA信号上执行时域到频域转换以产生CDMA信号的频域表示。

在本发明再一个实施例中，从CDMA信号的频域表示移除如频域信道估计表示的通信信道的影响。

还可以或代之以使用时域信道估计从CDMA信号移除ISI影响以产生干扰补偿的CDMA信号，可以将该干扰补偿的CDMA信号转换成频域以产生该CDMA信号的频域表示。

在上述示范时隙结构的上下文中更详细考虑信道估计，在每个时隙期间可以有两个导频数据块，它们可以用于估计时域信道脉冲响应。为了说明的目的，假定发射的码片数据{s(k)}通过按以下表达式定义的多径信道

$\mathrm{ch}\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{N_{\mathrm{\τ}}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}\left(l\right)h(t-\mathrm{\τ}\left(l\right)),$

每条路径上有随机延迟和瑞利衰落。信道脉冲响应ch(t)将在一个完整时隙或半个时隙内相对稳定。在此多径信道中，有N_τ个有效路径。τ(l)是第l条路径的延迟，以及α(l)是属于瑞利分布的对应信道增益。注意所有这些延迟将涉及相同时钟(例如系统获取之后捕获的帧/时隙边界)。

在接收终端一侧，可以将接收的基带信号建模为：

$r\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}s\left(n\right)\mathrm{ch}(t-\mathrm{nT})+n\left(t\right),$

n(t)表示噪声。

假设抽样率是Mf_c，它表示每个码片M个样本。在接收终端的同步化模块或耙指检测模块将发现最短路径，以2号路径来说明，当然任何路径均可以是最短的，定时/耙指引用为τ′(2)，它可以与Mf_c指标直接有关。注意Δ＝τ′(2)-τ(2)因为抽样分辨率的原因可以不为零，但是较小的Δ一般是优选的。降低到1f_c抽样得到

$r\left(k\right)=r(\mathrm{kT}+{\mathrm{\τ}}^{\′}\left(2\right))$

$=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}s\left(n\right)\mathrm{ch}(\mathrm{kT}+{\mathrm{\τ}}^{\′}\left(2\right)-\mathrm{nT})+n\left(\mathrm{kT}\right)$

$=\mathrm{\α}\left(2\right)\underset{n}{\mathrm{\Σ}}s\left(n\right)h(\mathrm{kT}+\mathrm{\Δ}-\mathrm{nT})+\underset{n}{{\mathrm{\Σ}}^{\′}}s\left(n\right)\underset{l+2}{\overset{N_{\mathrm{\τ}}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}\left(l\right)h(\mathrm{kT}+{\mathrm{\τ}}^{\′}\left(2\right)-\mathrm{\τ}\left(l\right)-\mathrm{nT})$

$=\mathrm{\α}\left(2\right)\underset{n}{\mathrm{\Σ}}s\left(n\right)h((k-n)T+\mathrm{\Δ})+\underset{n}{\mathrm{\Σ}}s\left(n\right)\underset{l\≠2}{\overset{N_{\mathrm{\τ}}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}\left(l\right)h((k-n)T+\mathrm{\τ}\left(2\right)-\mathrm{\τ}\left(l\right)+\mathrm{\Δ})$

注意时钟现在仅锁定到开眼(open eye)点τ′(2)。如果此开眼准确，则Δ将消失。否则，Δ将影响所有其他路径。在实施中，仍可以通过转换相对定时来引用帧/时隙边界。

为了信道重构的目的，观察到的数据{r(k)}可以用于将整个信道重构为

$\mathrm{ch}\left(m\right)=\mathrm{ch}(\mathrm{mT}+{\mathrm{\τ}}^{\′}\left(2\right))$

$=\mathrm{\α}\left(2\right)h(\mathrm{mT}+\mathrm{\Δ})+\underset{l\≠2}{\overset{N_{\mathrm{\τ}}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}\left(l\right)h(\mathrm{mT}+{\mathrm{\τ}}^{\′}\left(2\right)-\mathrm{\τ}\left(l\right)).$

假定信道抽头的数量是N+1且ch(m)＝0，当m＜0且m＞N时，则上述等式可以简单地重新表示为

$r\left(k\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}s\left(n\right)\mathrm{ch}(k-n)+n\left(\mathrm{kT}\right)$

$=\underset{n=k-N}{\overset{n=k}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)\mathrm{ch}(k-n)+n\left(\mathrm{kT}\right).$

该等式是LMS(最小均方)信道估计的基础。如上所述，{r(k)}是周期性发射并因此在接收终端被接收到的接收的数据序列和已知序列。

现在我们假设从索引K₁开始发射已知码片序列的一部分，以及在最后一个已知码片K₂结束。从先前的等式，可以看出接收的数据序列r(K₁+N)、...、r(K₂)是完全可归因于已知序列的s(K₁)、...、s(K₂)的唯一部分。因此还可以从接收的数据定时推导发射器定时，得到以下基于使用已知序列的该部分的先前等式的缩减的线性等式：

$r\left(k\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}s\left(n\right)\mathrm{ch}(k-n)+n\left(\mathrm{kT}\right)$

$\underset{n=k-N}{\overset{n=k}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)\mathrm{ch}(k-n)+n\left(\mathrm{kT}\right)$

k＝K₁+N，...，K₂。

在矩阵形式中，

$\left[\begin{array}{cccc}s\left(K_1\right)& s(K_1+1)& \·\·\·& s(K_1+N)\\ s(K_1+1)& s(K_1+2)& \·\·\·& s(K_1+N+1)\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ s(K_2-N)& s(K_2-N+1)& \·\·\·& s\left(K_2\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{ch}\left(N\right)\\ \mathrm{ch}(N-1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ \mathrm{ch}\left(0\right)\end{array}\right]+\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}n\left(K_1\right)\\ n(K_1+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ n(k_2-N)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}r(K_1+N)\\ r(K_1+N+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ r\left(K_2\right)\end{array}\right].\end{array}$

此组线性等式具有N+1个未知量和(K₂-K₁-N)个等式。具体来说，在上述例子的两个导频块中，对于96个连续的已知导频码片，我们具有(96-N)个等式，如图6所示。图6所示的曲线示出接收器定时对发射器定时，以及使用相对定时的整个多径脉冲响应的捕获。已知数据的两个部分可以交错，这样可以得到双等式，并以此类推，或可以基于每个已知部分基本单独地执行信道估计，将这些估计信道的平均值用作最终的信道估计。

在任何情况中，需要在信道估计期间解如上述那些的通用线性等式。由于噪声，这些等式优选地通过LMS方法来解。显式解可以表示为

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{ch}\left(N\right)\\ \mathrm{ch}(N-1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ \mathrm{ch}\left(0\right)\end{array}\right]={\left(S^{T}S\right)}^{-1}{S}^T\left[\begin{array}{c}r(K_1+N)\\ r(K_1+N+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ r\left(K_2\right)\end{array}\right],$

其中

$S=\left[\begin{array}{cccc}s\left(K_1\right)& s(K_1+1)& \·\·\·& s(K_1+N)\\ s(K_1+1)& s(K_1+2)& \·\·\·& s(K_1+N+1)\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ S(K_2-N)& s(K_2-N+1)& \·\·\·& s\left(K_2\right)\end{array}\right].$

推导解的更有效方式是直接解以下线性等式：

$S^{T}S\left[\begin{array}{c}\mathrm{ch}\left(N\right)\\ \mathrm{ch}(N-1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ \mathrm{ch}\left(0\right)\end{array}\right]=S^T\left[\begin{array}{c}y(K_1+N)\\ y(K_1+N+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ y\left(K_2\right)\end{array}\right].$

值得注意的是该线性等式的系数矩阵是(N+1)×(N+1)维的整数赫米特(Hermitian)矩阵。可以使用Cholesky或SVD(奇异值分解)方法来解这些线性等式。要使用的特定分解方法是设计选项。另一方面，在一些实施例中矩阵S仅与扰码有关以及因此可以在刚刚建立通信链路之后以公式描述。该分解还优选地每个链路仅执行一次，并且用到链路终止为止。

可以使用时域信道估计来执行时域均衡，虽然时域均衡的复杂度预计约为频域均衡的复杂度的8倍。

在上述本发明的实施例中，均衡涉及复除法，其中cf(k)的小值可能增强噪声。虽然上述除法简化了实施，但是在有噪声和衰落环境中它可能不是最优的。例如，多径信道在频域中可能具有空值或陷波(notch)。不像OFDM，该噪声增强影响后续的IFFT结果，以及因此它可能代表全局影响。为了缓解该不足，可以使用下文所述的其他技术，虽然实施复杂度会更高。

假设β是反映噪声增强的系统容限的预定阈值。可以然后将频率音分类成两个组，即“好”或悦耳组Ω和“差”或不悦耳组Ψ，将它们定义为

    Ω＝{k‖cf(k)|＞β}，Ψ＝{k‖cf(k)|≤β}。

显然，好音k∈Ω将不会增强噪声，或按可容许的量增强，以使均衡器可以使用上述的复除法方案，而坏音k∈Ψ将过多增强噪声，并由此该除法是不可行的。

在一个实施例中，对于k∈Ψ，每个rf(k)乘以β。根据另一个实施例，确定权重并将其应用于k∈Ψ的分量rf(k)。

示范权重计算技术定义

$d\left(m\right)=\mathrm{spn}\left(m\right)-\underset{k\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}\frac{\mathrm{rf}\left(k\right)}{\mathrm{cf}\left(k\right)}\exp \left(\mathrm{jmk}\frac{2\mathrm{\π}}{1024}\right),m=\mathrm{0,1},...,47.$

注意，spn(0)、spn(1)、...、spn(47)是缓冲的数据块之前的已知导频码片。下面二次优化的解提供最优的权重ω。

$\min \underset{m=0}{\overset{47}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|\underset{k\∈\mathrm{\ψ}}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{\ω}\left(k\right)\mathrm{rf}\left|\left(k\right)\exp \right|\left(\mathrm{jmk}\frac{2\mathrm{\π}}{1024}\right)-d\left(m\right)\left|\right|}^2.$

如果坏音的数量小于某个数，例如48(可以使用最后48个已知码片来处理最多96个坏音)，上述优化具有通过以下显式公式得到的唯一解

$\mathrm{\ω}={\left(E_{\mathrm{\Ψ}}^{*}{E}_{\mathrm{\Ψ}}\right)}^{-1}{E}_{\mathrm{\Ψ}}^{*}d,$

其中E_Ψ是由rf(k)和 $\exp \left(\mathrm{jmk}\frac{2\mathrm{\π}}{1024}\right)$ 形成的矩阵，其中k∈Ψ和m＝0，1，...，47。注意矩阵E_Ψ具有非常特殊的结构，以及因此可以非常有效地将其倒置。该优化计算之后，均衡的频域数据块变成

re(k)＝rf(k)/cf(k)，k∈Ω和re(k)＝ω(k)rf(k)，k∈Ψ。

先前的权重计算等式假定1024个码片和48个导频码片的缓冲的块长度。但是，应该认识到本发明决不局限于这些特定长度。一般来说，可以对任何已知数据模式长度a和块长度b以基本相似的方式计算权重。

图7是可以实施本发明实施例的系统的框图。该系统包括通过通信链路131连接的通信设备130、132。但是对于本领域技术人员将显然的是，通信系统可以包括比两套其间可以建立通信的通信设备多的许多通信设备。

虽然图7示出为连接，但是链路131不一定需要是物理连接。例如，在一个实施例中，通信设备130和132分别是无线通信系统中的网元和通信终端。链路131也无需是直接连接以及可以包括通过例如一个或更多网络或中介组件的连接。

通信设备130包括与存储器134连接的处理器136和收发器140。通信设备132具有相似的结构，包括与存储器146连接的处理器144和收发器142。应该认识到，可以提供除图7中明确示出的那些以外的其他组件，这取决于通信设备130、132的特定类型。还应该注意，虽然通信设备130、132在图7中具有相同的一般结构，但是本发明的实施例可以结合基本不同的通信设备来实施。在上述网元和通信终端的例子中，网元和通信终端可以包括所示的处理器、存储器和收发器，但是其他情况中则是非常不同的设备。

处理器136可以是执行存储在存储器134中的软件的微处理器。处理器136可以改为实施为微控制器、DSP(数字信号处理器)、ASIC(专用集成电路)或其他处理部件。可以使用专用处理器或还执行其他功能的处理器来实施本发明实施例。例如，处理器136可以执行操作系统软件和软件应用来支持非本文公开的那些的功能。

存储器134表示存储装置以及可以包括例如固态存储装置、盘驱动和适于与固定或可拆除存储介质一起操作的其他存储装置中的任何装置。

收发器140允许经由通信链路131与通信设备132的通信。许多不同类型的收发器140对于本领域技术人员将是显然的，它们结合对应类型的通信链路使用。还设想收发器140包括组件以允许通过多种类型的通信链路的通信的实施例。应该认识到，本发明决不限于结合可以双向通信的通信设备来实施。因此，本文公开的均衡技术可以在包括接收器而不是收发器140的通信设备实施。相似地，发射端功能可以在仅包括发射器的通信设备执行。

通信设备132中的处理器144、收发器142和存储器146可以基本与上述的通信设备130中的处理器136、存储器134和收发器140相似。

在操作中，发射通信设备，以通信设备130来说明，生成CDMA信号以发射到接收通信设备，以通信设备132来说明。因为通信设备130、132包括可以发送或接收信号的收发器140、142，所以发射器和接收器的这些示范名称仅出于说明目的。在图7的系统中，通信信号可以在链路131上以任何一个方向发送。

根据通信设备130要向通信设备132发射信号的上述例子，通过例如执行存储器134中的软件将处理器136配置为从输入接收待发射数据，并将该数据与已知或重复数据序列复用到CDMA信号中。然后输出该CDMA信号用于发射。信号可以在输出信号时基本实时地发射，或稍后时间发射，此情况下信号可以例如存储在存储器134中。复用的数据可以包括时域分量和/或频域分量。如上所述，在频域分量复用到CDMA信号中的情况中，减少了与频域均衡之前在接收器执行时域到频域转换相关联的处理量。在一个实施例中，处理器136实施转换引擎，以IDFT或IFFT引擎来说明，以用于将数据编码期间生成的频域分量转换成时域分量。

在接收通信设备132，处理器144配置为从可以连接到收发器142的输入接收CDMA信号，以从已知数据序列确定频域信道估计，以及配置为使用频域信道估计来调整CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。处理器144的配置，就上述处理器136而言，可以通过例如在存储器146中提供软件以由处理器144来执行而实现。

处理器144可以将接收的CDMA信号的时域分量或确定的时域信道估计转换成对应的频域分量。这种转换功能可以通过例如在存储器146的软件中实施的诸如DFT或FFT引擎的转换引擎来支持。均衡的频域信号到时域的转换可以相似地由例如IDFT或IFFT引擎来提供。

存储器146还可以用于存储CDMA信号或其一部分。参考图4，在本发明的一个实施例中，将接收到的CDMA信号的1024个码片存储在存储器146中。

还可以由处理器136和144执行其他功能，包括如上所述的附加均衡功能和/或另外的信号处理功能，如去扰码和常规CDMA信号解码以恢复和输出发射的数据。可以提供单独的处理器或功能部件用于均衡、去扰码、解码和其他操作。因此，虽然图7中通信设备130、132中仅示出了一个处理器，但是可以用一个或更多实施均衡、去扰码、解码和其他接收操作以及在发射通信设备上实施对应操作的一个或更多部件来实施本发明的实施例。

在本发明的优选实施例中，对无线通信网络中的前向链路实施频域均衡，以使在如基站的网元支持发射操作和在通信终端支持接收操作。但是，频域均衡还可以或改为在反向链路上实施。

可以将本发明的实施例添加到现有的通信设备中，例如通过包括额外的变换功能，诸如用于从时域转换成频域来进行均衡以及将均衡信号从频域转换成时域的DFT/IDFT或FFT/IFFT。可以将这集成到现有的芯片上或在单独的码片中提供。可以以硬件、软件或它们的某种组合来实施它。

上述内容仅是对本发明原理的应用的说明。在不背离本发明范围的前提下，本领域技术人员还可以实施其他布置和方法。

例如，虽然主要是在方法和系统的上下文中描述的，但是还设想本发明的其他实施，如存储在计算机可读介质上的指令。

Claims (52)

1.一种均衡通过多径通信信道接收的CDMA信号的方法，所述CDMA信号具有数据部分和包括已知或重复数据序列的已知部分，且表示所述多径信道和发射的CDMA信号之间的线性卷积，所述方法包括：

从所述已知部分确定所述通信信道的信道估计；

将所述CDMA信号转化成包括与所述信道估计的循环卷积的新CDMA信号；以及

使用所述信道估计来调整所述新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于确定包括从所述已知部分确定时域信道估计，以及调整包括在所述时域信道估计上执行时域到频域转换以产生频域信道估计并使用所述频域信道估计来调整所述新CDMA信号的频域表示。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于转化包括从所述CDMA信号中减去所述已知部分以产生所述新CDMA信号。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于转化包括以新部分替换所述已知部分的至少一些，这将所述CDMA信号转换成是与所述时域信道估计的循环卷积的新CDMA信号。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于调整包括：

从所述新CDMA信号的频域表示移除如所述频域信道估计表示的所述信道的影响。

6.如权利要求2所述的方法，其特征在于转化包括使用所述时域信道估计从所述CDMA信号移除ISI(符号间干扰)影响以产生所述新CDMA信号。

7.如权利要求1-6任何一项所述的方法，还包括：

在均衡信号的频域表示上执行频域到时域转换以产生时域均衡信号。

8.如权利要求1-6任何一项所述的方法，其特征在于所述已知部分包括在所述数据部分之前的前置已知部分和在所述数据部分之后的后续已知部分中至少之一。

9.如权利要求1-6任何一项所述的方法，其特征在于所述已知部分包括导频信道信令和MAC(介质访问控制)信道信令中至少之一。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述CDMA信号包括1024个码片，包括作为所述数据部分的各400个码片的两个数据块、分别在所述数据部分之前和之后的各64个码片的前置和后续MAC块以及作为所述已知部分的分别在所述数据部分之前和之后的各48个码片的前置和后续导频块。

11.如权利要求4所述的方法，还包括：

按下式生成所述CDMA信号的新部分

对于 $n=0:N-1,z\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{spn}\left(k\right)\mathrm{ch}(n-k)+\underset{k=1024-N+n}{\overset{1023}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{spn}\left(k\right)\mathrm{ch}(1024+n-k)$

其中

选择N以覆盖目标延迟扩展和所述干扰影响；

spn(k)＝{spn(0)，spn(1)，…，spn(47)}和{spn(975)，spn(976)，…，spn(1023)}

包括用于导频信令的包括所述已知部分的导频扰码段；以及

ch(k)＝ch(0)，ch(1)，…，ch(N)包括所述时域信道估计。

12.如权利要求7所述的方法，还包括：

在所述时域均衡信号上执行进一步处理，所述进一步处理器包括去扰码和常规CDMA解码中至少之一。

13.如权利要求2所述的方法，其特征在于确定所述时域信道估计包括解下式：

$\left[\begin{array}{cccc}s\left(K_1\right)& s(K_1+1)& \·\·\·& s(K_1+N)\\ s(K_1+1)& s(K_1+2)& \·\·\·& s(K_1+N+1)\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ s(K_2-N)& s(K_2-N+1)& \·\·\·& s\left(K_2\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{ch}\left(N\right)\\ \mathrm{ch}(N-1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ \mathrm{ch}\left(0\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}n\left(K_1\right)\\ n(K_1+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ n(K_2-N)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}y(K_1+N)\\ y(K_1+N+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ y\left(K_2\right)\end{array}\right],$

其中

s(i)包括所述已知部分的第i个分量；

ch(i)包括所述时域信道估计的第i个分量；

n(i)包括噪声的第i个分量；

r(i)包括所述CDMA信号的第i个分量；

K₁是所述已知部分的起始索引；

K₂是所述已知部分的结束索引；以及

N是所述频域信道估计中分量的数量。

14.如权利要求2所述的方法，其特征在于调整包括执行所述新CDMA信号的频域表示除以所述频域信道估计的逐个分量除法。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于所述逐个分量除法仅对所述频域信道估计的足够大以降低放大所述CDMA信号的噪声分量的影响的值执行。

16.如权利要求14所述的方法，其特征在于所述逐个分量除法仅对所述频域信道估计的具有高于预定阈值β的值的分量执行。

17.如权利要求16所述的方法，还包括：

将所述新CDMA信号的频域表示的、所述频域信道估计的对应分量具有低于β的值的每个分量乘以β。

18.如权利要求16所述的方法，还包括：

为所述频域信道估计的具有小于β的值的分量确定权重；

将所述新CDMA的频域表示的、所述频域信道估计的对应分量具有低于β的值的每个分量乘以相应的确定的权重。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于确定权重包括按下式确定所述权重ω

$\mathrm{\ω}={\left(E_{\mathrm{\Ψ}}^{*}{E}_{\mathrm{\Ψ}}\right)}^{-1}{E}_{\mathrm{\Ψ}}^{*}d,$

其中

$d=\left\{d\left(m\right)\right\}=\mathrm{spn}\left(m\right)-\underset{k\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}\frac{\mathrm{rf}\left(k\right)}{\mathrm{cf}\left(k\right)}\exp \left(\mathrm{jmk}\frac{2\mathrm{\π}}{b}\right);$

m＝0，1，…，a；

a是所述已知部分的长度；

b是待均衡的所述CDMA信号的一部分的长度；

spn(m)包括所述已知部分的第m个分量；

rf(k)包括所述新CDMA信号的频域表示的第k个分量；

cf(k)包括所述频域信道估计的第k个分量；

E_Ψ包括由rf(k)和

形成的矩阵，其中k∈Ψ和m＝0，1，…，a，以及

Ψ包括所述频域信道估计的具有小于β的值的分量的索引。

20.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述CDMA信号的数据部分包括频域分量。

21.一种计算机程序产品，包括当执行时执行如权利要求1所述的方法的指令。

22.在接收器实施的如权利要求1所述的方法，还包括：

在发射器将所述数据部分与所述已知部分复用到所述CDMA信号中；以及

从所述发射器将所述CDMA信号传送到所述接收器。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于复用包括：

通过以下步骤协助在所述接收器端从所述线性卷积转化成所述循环卷积：

从待发射信息生成频域分量；

在所述频域分量上执行频域到时域转换以产生时域分量；以及

将所述时域分量复用到所述CDMA信号中以形成所述数据部分。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于复用包括：

从待发射信息生成频域分量；以及

将所述频域分量复用到所述CDMA信号以形成所述数据部分。

25.一种通信信号处理方法，包括

将数据部分与包括已知或重复数据序列的已知部分复用到CDMA信号中；以及

输出所述CDMA信号以通过多径通信信道传输到接收器并在所述接收器通过以下步骤来均衡：从所述已知部分确定所述通信信道的信道估计，将所述CDMA信号转化成包括与所述信道估计的循环卷积的新CDMA信号，以及使用所述信道估计来调整所述新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。

26.如权利要求25所述的方法，其特征在于复用包括：

将表示所述数据的频域分量复用到所述CDMA信号中。

27.一种用于均衡通过多径通信信道接收的CDMA信号的一部分的系统，所述CDMA信号具有数据部分和包括已知或重复数据序列的已知部分，且表示所述多径信道与发射的CDMA信号之间的线性卷积，所述系统包括：

输入；以及

处理器，配置为：从所述输入接收所述CDMA信号，从所述已知部分确定所述通信信道的信道估计，将所述CDMA信号转化成包括与所述信道估计的循环卷积的新CDMA信号，以及使用所述信道估计来调整所述新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。

28.如权利要求27所述的系统，其特征在于所述处理器配置为：通过从所述已知部分确定时域信道估计来确定所述信道估计，在所述时域信道估计上执行时域到频域转换以产生频域信道估计，以及使用所述频域信道估计来调整所述新CDMA信号的频域表示。

29.如权利要求28所述的系统，其特征在于所述处理器实施用于执行所述时域到频域转换的变换引擎。

30.如权利要求28所述的系统，其特征在于所述处理器还配置为通过从所述CDMA信号中减去所述已知部分以产生所述新CDMA信号来转化所述CDMA信号。

31.如权利要求28所述的系统，其特征在于所述处理器还配置为通过以新部分替换所述已知部分的至少一些来转化所述CDMA信号，这将所述CDMA信号转换成是与所述时域信道估计的循环卷积的新CDMA信号。

32.如权利要求28所述的系统，其特征在于所述处理器配置为通过从所述新CDMA信号的频域表示移除如所述频域信道估计表示的所述信道的影响来调整所述新CDMA信号的频域表示。

33.如权利要求28所述的方法，其特征在于所述处理器还配置为通过使用所述时域信道估计从所述CDMA信号移除ISI(符号间干扰)影响以产生所述新CDMA信号来转化所述CDMA信号。

34.如权利要求27-33任何一项所述的系统，其特征在于所述处理器还配置为在均衡信号的频域表示上执行频域到时域转换以产生时域均衡信号。

35.如权利要求27-33任何一项所述的系统，其特征在于所述已知部分包括在所述数据部分之前的前置已知部分和在所述数据部分之后的后续已知部分中至少之一。

36.如权利要求27-33任何一项所述的系统，其特征在于所述CDMA信号包括1xEV-DO信号。

37.如权利要求27-33任何一项所述的系统，还包括：

存储器，

其中所述处理器还配置为将所述CDMA信号的一部分存储在所述存储器中。

38.如权利要求31所述的系统，其特征在于所述处理器还配置为按下式生成所述CDMA信号的新部分

对于

$n=0:N-1,z\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{spn}\left(k\right)\mathrm{ch}(n-k)+\underset{k=1024-N+n}{\overset{1023}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{spn}\left(k\right)\mathrm{ch}(1024+n-k)$

其中

选择N以覆盖目标延迟扩展和所述干扰影响；

spn(k)＝{spn(0)，spn(1)，…，spn(47)}和{spn(975)，spn(976)，…，spn(1023)}

包括用于导频信令的包括所述已知部分的导频扰码段；以及

ch(k)＝ch(0)，ch(1)，…，ch(N)包括所述时域信道估计。

39.如权利要求28所述的系统，其特征在于所述处理器配置为通过解下式来确定所述时域信道估计：

$\left[\begin{array}{cccc}s\left(K_1\right)& s(K_1+1)& \·\·\·& s(K_1+N)\\ s(K_1+1)& s(K_1+2)& \·\·\·& s(K_1+N+1)\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ s(K_2-N)& s(K_2-N+1)& \·\·\·& s\left(K_2\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{ch}\left(N\right)\\ \mathrm{ch}(N-1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ \mathrm{ch}\left(0\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}n\left(K_1\right)\\ n(K_1+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ n(K_2-N)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}y(K_1+N)\\ y(K_1+N+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ y\left(K_2\right)\end{array}\right],$

其中

s(i)包括所述已知部分的第i个分量；

ch(i)包括所述时域信道估计的第i个分量；

n(i)包括噪声的第i个分量；

r(i)包括所述CDMA信号的第i个分量；

K₁是所述已知部分的起始索引；

K₂是所述已知部分的结束索引；以及

N是所述频域信道估计中分量的数量。

40.如权利要求31所述的系统，其特征在于所述处理器还配置为通过执行所述新CDMA信号的频域表示除以所述频域信道估计的逐个分量除法来调整所述新CDMA信号的频域表示。

41.如权利要求40所述的系统，其特征在于所述处理器还配置为仅对所述频域信道估计的具有高于预定阈值的值的分量执行所述逐个分量除法。

42.如权利要求41所述的系统，其特征在于所述处理器还配置为将所述新CDMA信号的频域表示的、对应频域信道估计具有低于所述预定阈值的值的每个分量乘以所述预定阈值。

43.如权利要求41所述的系统，其特征在于所述处理器还配置为将所述新CDMA信号的频域表示的、所述频域信道估计的对应分量具有低于所述预定阈值的值的每个分量乘以相应权重。

44.在通信系统中的接收器实施的如权利要求27所述的系统，所述通信系统还包括：

发射器，包括输入和处理器，所述处理器配置为：从所述输入接收数据以传输到所述接收器，复用所述数据与所述已知或重复数据序列以形成所述CDMA信号的数据部分和已知部分，以及输出所述CDMA信号用于从所述发射器传输到所述接收器。

45.如权利要求44所述的系统，其特征在于所述处理器还配置为通过从所述数据生成频域分量来协助在所述接收器端从所述线性卷积转化成所述循环卷积，以及复用所述频域分量以形成所述CDMA信号的数据部分。

46.一种通信信号处理系统，包括：

用于接收待发射数据的输入；以及

处理器，配置为：从所述输入接收所述数据，将所述数据与已知或重复数据序列复用到CDMA信号中以形成数据部分和已知部分，以及输出所述CDMA信号以通过多径通信信道传输到接收器并在所述接收器通过以下步骤来均衡：从所述已知部分确定所述通信信道的信道估计，将所述CDMA信号转化成包括与所述信道估计的循环卷积的新CDMA信号，以及使用所述信道估计来调整所述新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。

47.如权利要求46所述的系统，其特征在于所述处理器配置为通过将表示所述数据的频域分量复用到所述CDMA信号中来将所述数据复用到所述CDMA信号中。

48.一种CDMA通信系统，包括：

包括处理器的通信设备，配置为：从输入接收待发射数据，将所述数据与已知或重复数据序列复用到CDMA信号中以形成数据部分和已知部分，以及输出所述CDMA信号以传输；以及

包括处理器的通信设备，配置为：通过多径通信信道接收所述CDMA信号，从所述已知部分确定所述通信信道的信道估计，将所述CDMA信号转化成包括与所述信道估计的循环卷积的新CDMA信号，以及使用所述信道估计来调整所述新CDMA信号的频域表示以产生均衡信号的频域表示。

49.如权利要求48所述的通信系统，其特征在于所述通信系统的至少一个网元包括含有配置为从输入接收待发射数据的处理器的通信设备。

50.如权利要求48所述的通信系统，其特征在于所述通信系统的至少一个网元包括含有配置为接收所述CDMA信号的处理器的通信设备。

51.如权利要求48或权利要求49所述的通信系统，其特征在于适于在所述通信系统中操作的至少一个通信终端包括含有配置为接收所述CDMA信号的处理器的通信设备。

52.如权利要求48或权利要求50所述的通信系统，其特征在于适于在所述通信系统中操作的至少一个通信终端包括含有配置为从输入接收待发射数据的处理器的通信设备。

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