JP2001285250A - デジタル直交変調信号の生成方法、及びデジタル直交変調信号の生成装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 デジタル直交変調器の同相信号と直交信
号の演算時間の差により生じる変調特性の劣化を補間回
路で補正するときに生じる振幅変化に基づく残差成分の
補償を行うことにある。 【解決手段】 デジタル直交変調器の演算タイミング誤
差により生じる信号点配置位置誤差に応じて、それを補
正するための補償信号点を設定する信号点設定手段（１
２）と、伝送すべきデジタル情報信号をその信号点設定
手段に基づいて割り付けるデータマッピング手段（１
１）と、そのデータマッピング手段で割り付けた信号点
情報を基にデジタル変調（１３）、及びデジタル直交変
調（１５）を行うようにしてデジタル情報信号生成装置
を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交する２つのデ
ジタル情報信号を１つのキャリアで変調する直交デジタ
ル変調方式に係り、特に変調される２つのデジタル情報
信号間での干渉、クロストーク等の歪を生じさせる直交
変調信号における位相誤差、及び振幅誤差を補償する方
法、及びその位相誤差、及び振幅誤差を補償する手段を
有するデジタル直交変調信号の生成方法、及びデジタル
直交変調信号の生成装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、デジタル信号処理技術の進歩に伴
い、高能率圧縮符号化されたデジタル映像、音声を伝送
するための高能率にデジタル情報を伝送するための高能
率デジタル変調方式の実現が望まれている。高能率なデ
ジタル変調方式は、定められた周波数帯域の中で出来る
だけ大きな情報量のデジタル信号を、小さな誤り率で伝
送できる変調、復調方式である。

【０００３】その１つとして、１つのキャリア信号を２
種類の情報信号で変調する２相変調方式があるが、その
変調方式は現行ＮＴＳＣ方式のアナログテレビジョン方
式で２つの色差信号を伝送するために使用されており、
１つのサブキャリアで２種類の色信号を伝送している。

【０００４】この２種類の色信号を２種類のデジタル信
号とみなし、１つのサブキャリア信号を振幅変調方向
と、位相変調方向とでそれぞれに変調して伝送する方法
がＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）として
知られている。

【０００５】ここで、多数のサブキャリアのそれぞれ
を、多数の２種類のデジタル信号でＱＡＭ変調を行い伝
送する方式は、直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤ
Ｍ）と呼ばれ、ここでなされるデジタル変調信号の周波
数はサブキャリア数の多い分だけ低くすることができる
ため、ガードインターバル期間を設けても伝送効率の低
下を少なく保つことができ、マルチパス歪の影響を受け
ない無線伝送路を確保することができる。

【０００６】このＯＦＤＭ方式はデジタル変調信号の周
波数を低く出来るため、伝送周波数スペクトラムを矩形
に出来るなど、隣接チャンネルとの干渉を小さく出来る
ため、帯域利用率のよい、高能率なデジタル変調方式を
実現することができる。

【０００７】このような特徴を有する変調方式を、小さ
な回路規模で実現することは、これらの変調方式を用い
る移動体通信応用面で重要であり、従来から行われてい
たアナログ直交変調回路をデジタル直交変調回路により
実現できれば、デジタル化された変調回路のＬＳＩ化が
可能となり、変調回路の小型化、省電力化が可能とな
る。

【０００８】本出願人は平成１１年８月「直交周波数分
割多重変調方法及び直交周波数分割多重変調装置」とし
てデジタル直交変調技術の出願を行っている（特願Ｈ１
１−２３８０９８）が、このデジタル変調器の内部で行
われる正弦波と余弦波の乗算は、１、０、−１の値を用
いて行えることから回路構成が簡単にできるという特徴
を持つものである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このように
して小形、省電力化のなされるＬＳＩを用いるデジタル
直交変調器は、扱う信号の周波数が小さいほどＬＳＩの
小型、省電力化に適しており、可能な限り動作周波数を
低くした回路の実現が試みられているが、そのような低
い周波数による直交デジタル変調回路では動作周波数を
低く設定したことによる誤差が生じ、変調回路の特性を
悪化させる。

【００１０】その変調特性が悪化する原因について述べ
る。ＯＦＤＭ伝送方式に代表されるマルチキャリア伝送
方式において、変調信号は逆フーリエ変換によってサブ
キャリアに対して同相である信号と直交している信号と
が時系列信号として生成され、これらの生成された時系
列で示される信号は、デジタル直交変調回路に供給され
る。

【００１１】ここで生成された同相信号と直交信号は、
同時刻におけるサンプリングデータとして得られてお
り、これらの信号をデジタル直交変調器において、変調
周波数に該当する信号と９０度の位相差をもった信号と
でそれぞれ乗算するため、変調周波数を表現している信
号の１サンプル分に相当するタイミング位相差が生じて
いる。

【００１２】このタイミング位相差については特開平８
−１０２７６６、デジタル処理直交変調器にも記されて
おり、高能率なデジタル変調器を実現するためデジタル
フィルタを用い、このタイミング位相差の課題を解決し
ようとしている。

【００１３】しかしながら、このようにして生じた前記
タイミング位相差を補償するデジタルフィルタは高精度
な演算を必要とし、装置の複雑化、高価格化をきたして
しまう。また例えば、直交信号側のみにデジタルフィル
タを挿入した場合、タイミング位相差は吸収できるもの
の、同時に生じる振幅誤差の補正、ないしはフィルタの
振幅周波数特性を平坦にすることが難しく、それらの原
因による振幅特性の乱れのためデジタル変調特性を劣化
させてしまうなど有効に活用されるには至ってなかっ
た。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために以下の１）、２）の手段より成るものであ
る。すなわち、

【００１５】１） 実数部信号と虚数部信号とを軸とす
る２次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割され
た領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信
号点として定めるとともに、伝送すべきデジタル情報信
号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定
の信号点に順次割り付け、その順次割り付けられた各信
号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる信号点
情報をデジタル変調及びデジタル直交変調を行うことに
より高周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号
の生成方法において、前記信号点の位置に割り付けられ
た信号点情報に対してデジタル変調及びデジタル直交変
調を行って得られた変調信号点を、前記信号点の位置に
対して点対象となる位置に補償信号点として定める第１
のステップ（１２）と、前記伝送すべきデジタル情報信
号を前記第１のステップで定められた前記補償信号点に
割り付ける第２のステップ（１１）と、その第２のステ
ップで割り付けた前記補償信号点における信号点情報を
デジタル変調（１３）して得られる実数部信号又は虚数
部信号のいずれか一方に補間信号処理フィルタリングを
行う第３のステップ（１４）と、その第３のステップで
得られ前記補間信号処理フィルタリングされた信号をデ
ジタル直交変調して高周波信号を生成する第４のステッ
プ（１５）とを少なくとも有することを特徴とするデジ
タル直交変調信号の生成方法。

【００１６】２） 実数部信号と虚数部信号とを軸とす
る２次元平面を複数の領域に分割し、それらの分割され
た領域毎にその領域を指定するための中心的な位置を信
号点として定めるとともに、伝送すべきデジタル情報信
号をその内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定
の信号点に順次割り付け、その順次割り付けられた各信
号点における実数部信号と虚数部信号とよりなる信号点
情報をデジタル変調及びデジタル直交変調を行うことに
より高周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号
の生成装置において、前記信号点の位置に割り付けられ
た信号点情報に対してデジタル変調及びデジタル直交変
調を行って得られた変調信号点を、前記信号点の位置に
対して点対象となる位置に補償信号点として定める補償
信号点設定手段（１２）と、前記伝送すべきデジタル情
報信号を前記補償信号点設定手段で設定した前記補償信
号点に割り付けるマッピング手段（１１）と、そのマッ
ピング手段で割り付けられた前記補償信号点における信
号点情報をデジタル変調（１３）して得られる実数部信
号又は虚数部信号のいずれか一方に補間信号処理フィル
タリングを行う補間信号処理手段（１４）と、その補間
信号処理手段より得られた信号をデジタル直交変調して
高周波信号を生成する高周波信号生成手段（１５）とを
有することを特徴とするデジタル直交変調信号の生成装
置。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明のデジタル直交変調
信号の生成方法、及びデジタル直交変調信号の生成装置
の実施の形態につき、好ましい実施例により説明する。
図１は、その実施例に関わる直交周波数分割多重変調装
置の概略構成であり、その構成と動作について概説す
る。

【００１８】この直交周波数分割多重変調装置はデータ
マッピング回路１１、マッピングテーブル１２、ＩＦＦ
Ｔ演算回路１３、補間回路１４、デジタル直交変調回路
１５、中間周波発振器１６、及びＤＡ変換器１７より構
成される。

【００１９】この様に構成される直交周波数分割多重変
調装置の動作について述べるに、変調されるべきデジタ
ルデータはデータマッピング回路１１に供給され、ここ
ではそのデータは直交周波数分割多重信号を構成するそ
れぞれの搬送波のうちのどの搬送波に割り付けられて伝
送されるかを定め、各々の搬送波に対して変調するデジ
タルデータの数値に応じてＱＡＭ変調される搬送波の信
号点の位置が定められ、それらの信号点の位置に対応す
る振幅方向、及び角度方向の位置に対応する信号ｉ、ｑ
が生成され、ＩＦＦＴ演算回路１３に供給される。

【００２０】ここでは、供給された信号ｉ、ｑに従って
直交周波数分割多重を構成する各々の搬送波が与えられ
た信号点の位置で直交周波数変調され、各々の搬送波が
実数部信号Ｒと虚数部信号Ｉとして合成されたベースバ
ンド信号出力が得られ、実数部信号はそのままデジタル
直交変調器１５に供給されるとともに、虚数部のベース
バンド信号は補間回路１４を介してデジタル直交変調器
に供給される。

【００２１】ここでは、そのベースバンド信号出力であ
る実数部信号Ｒと、補間回路によりフィルタリング処理
された虚数部信号Ｉは、中間周波発振器１６が発振する
周波数を中心とする周波数帯域の信号に変換され、新し
い周波数帯域の信号に変換されたデジタル直交変調信号
はＤＡ変換器１７によりアナログ信号に変換されて出力
される。

【００２２】ここで、データマッピング回路１１に接続
されるマッピングテーブル１２は、後述する補間回路１
４とデジタル直交変調器１５により生じる特性誤差を予
め補正するためのデータが格納されているテーブルであ
り、そのテーブルはデータマッピング回路１１によりマ
ッピングされた信号に対して、所定の法則による補正を
行うことによりデジタル直交変調器の特性誤差を補正
し、特性のよいデジタル変調装置を実現するものであ
る。

【００２３】ここで、デジタル直交変調回路によりもた
らされる特性の劣化について、従来から用いられていた
アナログ直交変調器との比較により説明する。まず、従
来から用いられているアナログ直交変調器の場合である
が、アナログ直交変調器にはデジタル信号の形でＩＦＦ
Ｔ演算器１３より出力される信号はＤＡ変換器１７によ
りアナログ信号に変換された信号が供給され、その供給
された信号を中間周波発振器より供給される中間周波発
振周波数を中心とする周波数帯域の信号に変換を行って
いた。

【００２４】図２にアナログ直交変調器の回路を示す。
同図において、例えばＩＦＦＴ演算器１３より供給され
たベースバンド信号はＤＡ変換器１７によりアナログ信
号に変換され、変換された実数部信号Ｒは中間周波発振
器１６より供給される角周波数がωｔである余弦信号は
９０度移相器により角周波数がωｔである正弦波の信号
と乗算されるとともに、アナログ信号に変換された虚数
部信号（Ｉ）は中間周波発振器１６より供給される角周
波数がωｔである余弦波信号と乗算され、この２つの乗
算器より得られる演算出力は加算器により加算されて直
交変調出力信号として出力される。

【００２５】ここで、中間周波発振器より供給される正
弦波出力信号に対する余弦波出力信号は９０度移相器を
用いて生成されるが、その９０度移相器の特性はそれら
を構成するアナログ回路の回路定数の変動により特性が
変動し易いため、またアナログ乗算器も高周波特性が変
動し易く長期間にわたって安定した直交変調出力信号を
得ることが難しく、その特性を改善するため回路素子の
変動の影響を受け難いデジタル化された直交変調回路の
実現が望まれていた。

【００２６】図３にデジタル回路で構成される直交変調
器の構成を示す。説明を容易にするため、最初に補間回
路１４を使用しなく、ＩＦＦＴ１３より供給される実数
部の信号及び虚数部の信号が直接デジタル直交変調器に
供給される場合の動作について述べる。

【００２７】同図において、ＩはＩＦＦＴ１３より供給
される実数部の信号であり、Ｑは虚数部の信号であり、
それぞれのＩ、Ｑ信号は増幅度が１として示される増幅
器と、増幅度が−１として示される反転型増幅器に供給
され、これらの増幅器よりそれぞれＩ、−Ｑ、−Ｉ、Ｑ
の４信号が得られる。

【００２８】これらの４信号はデータセレクタに供給さ
れ、データセレクタは中間周波発振器から供給される発
振周波数の周期に応じて、この４つの信号を順次切り換
えながら出力する。すなわち、最初は信号Ｉを、次に−
Ｑを、その次は−Ｉを、そして最後にＱを出力するよう
な動作を繰り返し行う。

【００２９】図４に、このようにして動作するデジタル
直交変調器のタイミングチャートを示す。同図におい
て、サンプル期間と記される時間間隔は直交周波数分割
多重信号のサンプリング周波数に相当する期間であり、
その期間はｎポイントＩＦＦＴ回路を動作させるための
窓区間の１／ｎに相当する。

【００３０】この図において、信号はＩＦＦＴ演算器
１３からの実数部出力信号をＩとして、サンプル期間を
単位とする演算区間をｎ−１、ｎ、ｎ＋１とする添え字
により示しており、信号は同様にしてＩＦＦＴ演算器
１３からの虚数部出力信号Ｑに同様のｎ−１、ｎ、ｎ＋
１の添え字を付して示してある。

【００３１】信号は、信号Ｉが増幅器により増幅され
た信号Ｉと、反転増幅された信号−Ｉがデータセレクタ
により、サンプル期間内で複数回切り換えられていると
きの信号を示しており、その信号はＩ_n、0、−Ｉ_n、0、
Ｉ_n、、0、−Ｉ_n、・・・・のように繰り返されており、
この信号はＩ_nに余弦関数の９０度おきの値、１、０、
−１、０、・・・・を乗じて得られる値となっている。

【００３２】同様にして信号は0、−Ｑn、0、Ｑn、
0、−Ｑn、0、・・・・となっている。このようにして
得られた信号と信号を加算したのが信号であり、
その信号はＩ_n、−Ｑ_n、−Ｉ_n、Ｑ_n、Ｉ_n、−Ｑ_n、−
Ｉ_n、・・・・となっており、これがこの直交変調器の
出力信号となる。

【００３３】ここで、この例に示すように１つのサンプ
ル期間の中で多数回信号が繰り返し切り換えられるとき
は、この信号の切り換え順によるIとQ信号に与えられる
直交変調特性差は少ないが、サンプル期間が小さな時間
の場合で、その間に信号の切り換え繰り返し回数を多数
回行えないような場合はそのデジタル直交変調回路より
得られる変調信号に特性の差が生じ、その差の特性を補
正するための信号処理が必要となる。

【００３４】本実施例はその様な特性の差を補正した特
性のよいデジタル直交変調器を実現するものであり、そ
の特性の補正は前述の図４においてサンプル期間の開始
点で出現する信号は、最初に実数部のＩ_nの信号であ
り、次に虚数部のＱ_nの信号が出現するように、常に実
数部の信号が虚数部の信号より先に出現することによる
時間誤差に係る信号位相のずれによる特性の差を補償す
るものである。

【００３５】つぎに、この信号点の誤差を保証する方法
として、例えば信号点配置を複素平面の座標で表現する
とき、実数部信号と、虚数部信号が相等しく（１、１）
として割当てを行うべき信号に対して、（１＋ｘ、１＋
ｙ）のように実数部信号をｘ、虚数部信号をｙ異ならし
めた座標を与えるようにして行う方法があるが、その方
法について述べる。

【００３６】すなわち、相対応する正、及び負の周波数
を有するサブキャリアに対するそれぞれの実数部と虚数
部の信号を次のように表現する。 （正の周波数の実数、正の周波数の虚数、負の周波数の
実数、負の周波数の虚数）＝（ｄ１＋ｘ、ｄ２＋ｙ、ｄ
３＋ｘ’、ｄ４＋ｙ’）

【００３７】ここで、ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は正規の
信号点配置を与えるための値であり、例えばＱＰＳＫ
（quadrature phase shift keying）によるデジタル変
調方式であるときはこれらのｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４は
それぞれに＋１か−１のいずれかの値を取る。そして、
これらのｘ、ｘ’、ｙ、ｙ’で示される補償信号の値に
ついて、詳述する。

【００３８】まず、その補償量を実数軸、虚数軸よりな
る２次元平面で表現する。図５は、αの位相角を有し、
角速度＋ω_nで回転しており振幅がＡであるサブキャリ
アの状態を、虚数、実数軸による２次元平面で示したも
のである。すなわち、そのサブキャリア信号は、式
（１）のように示される。 A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×A×sin(＋ω_nt ＋α) （１）

【００３９】ここで、そのサブキャリアがＱＰＳＫ（qu
adrature phase shift keying）されている場合では、
Ａは１．４１（２の平方根）で、αはπ/4、3π/4、5π
/4、7π/4のいずれかの値をとる。

【００４０】同様にして、角速度が−ω_nで回転してお
り振幅がＢで、βの位相角を有しているサブキャリア信
号は式（２）ように表される。 B×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×B×sin(−ω_nt ＋β) （２）

【００４１】ここで、実数部信号に対して虚数部信号の
振幅と位相に誤差がある場合のサブキャリアについて述
べる。すなわち、虚数部信号の振幅変化がλ倍であり、
位相角のずれがγラジアンである場合である。このとき
の角速度が＋ω_nであるサブキャリアを式（３）で、角
速度が−ω_nであるサブキャリアを式（４）で示す。

【００４２】 A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×λ×A× sin(＋ω_nt ＋α−γ) （３） B×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×λ×B× sin(−ω_nt ＋β＋γ) （４） ここで、λは補間回路１４を挿入したことにより生じた
振幅の誤差であり、γは前述の補間回路１４のフィルタ
リング処理特性特性が平坦でないことに基づいて生じる
誤差であり、これらの誤差を補償する必要がある。

【００４３】次に、これらのサブキャリア信号を指数関
数で表し、更に述べる。まず、式（１）を指数関数で表
すと式（５）のようになる。 （ａ＋ｊｂ）×ｅ^jω^nt （５） ここで ａ＝Ａ×cos α、ｂ＝Ａ×sin α である。

【００４４】つぎに、式（３）の三角関数を展開し、指
数関数で表すと図６に示す、式（６）のようになる。同
様に式（４）を展開し同図に示す式（７）が得られる。
これらの式はそれぞれ項６１、６２、６３、６４、及び
項７１、７２、７３、７４の４項づつで構成されてい
る。

【００４５】このようにして、角周波数がω_nであるサ
ブキャリア A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×A× sin(＋ω_nt ＋α) 及び角周波数が−ω_nであるサブキャリア B×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j× B× sin(−ω_nt ＋β) を得るためには、角周波数がω_nであるサブキャリアを A×cos(＋ω_nt ＋α) ＋ j×(1/λ)×A× sin(＋ω_nt
＋α＋γ) また、角周波数が−ω_nであるサブキャリアを B×cos(−ω_nt ＋β) ＋ j×(1/λ)×B× sin(−ω_nt
＋β−γ) のようにＱ信号の振幅と位相を補正された値とすればよ
いことになる。

【００４６】従って、式（７）、式（８）に対して、Ｑ
信号の振幅と位相の補正された信号を得るためには、式
（８）、式（９）に示すような信号点を用意し、この信
号点にマッピングを行うことにより補正された信号点の
値を有するデジタル直交変調信号を得ることが出来る。
そこで、ここに示した式（８）、式（９）において、各
周波数＋ω_nに関わるサブキャリア信号成分について選
び出し、選び出したそれぞれの信号成分の合成信号を求
めるとそれらの合成信号は次のようになる。

【００４７】 (A/2)× e^jα＋(B/2)× e^-jβ＋(1/λ)× (A/2)× e^j(α⁺γ⁾ −(1/λ)× (B/2)× e^-j(β^-γ⁾ ＝(A/2)×(cosα＋jsinα)＋(B/2)×(cosβ−jsinβ) ＋(1/λ)× (A/2)×(cos(α＋γ)＋jsin(α＋γ)) −(1/λ)× (B/2)×(cos(β−γ)−jsin(β−γ) ) ＝(A/2)×cosα＋(B/2)×cosβ＋(1/λ)×(A/2)×cos(α＋γ) −(1/λ)×(B/2)×cos(β−γ) ・・・・式（１０） ＋j×((A/2)×sinα−(B/2)×sinβ＋(1/λ)× (A/2)×sin(α＋γ) ＋(1/λ)×(B/2)×sin(β−γ) ) ・・・・式（１１）

【００４８】同様にして式（８）、式（９）における、
各周波数−ω_nに関わるサブキャリア信号成分について
選び出し、選び出したそれぞれの信号成分の合成信号を
求めるとそれらの合成信号は次のようになる。 (B/2)× e^jβ＋(A/2)× e^-jα＋(1/λ)× (B/2)× e^j(β^-γ⁾ −(1/λ)× (A/2)× e^-j(α⁺γ⁾ ＝(B/2)×(cosβ＋jsinβ)＋(A/2)×(cosα−jsinα) ＋(1/λ)× (B/2)×(cos(β−γ)＋jsin(β−γ)) −(1/λ)× (A/2)×(cos(α＋γ)−jsin(α＋γ) ) ＝(B/2)×cosβ＋(A/2)×cosα＋(1/λ)×(B/2)×cos(β−γ) −(1/λ)×(A/2)×cos(α＋γ) ・・・・・（１２） ＋j×((B/2)×sinβ−(A/2)×sinα＋(1/λ)×(B/2)×sin(β−γ) ＋(1/λ)×(A/2)×sin(α＋γ) ) ・・・・（１３）

【００４９】ここで、式（１０）〜式（１３）はそれぞ
れが２行にわたって記述されているが、それらの式が示
す数値の内容は式（１０）が、＋ω_nサブキャリア成分
の実数部に割当てる数値であり、式（１１）が、＋ω_n
サブキャリア成分の虚数部に割当てる数値であり、式
（１２）が、−ω_nサブキャリア成分の実数部に割当て
る数値であり、式（１３）が、−ω_nサブキャリア成分
の虚数部に割当てる数値である。

【００５０】このようにして、角周波数が＋ω_nと−ω_n
であるサブキャリアの実数部成分と虚数部成分の信号レ
ベルが求められた。しかるに、前述の図３に示したデジ
タル直交変調器の誤差成分は、虚数部信号の演算時間に
関するものである。

【００５１】この演算時間誤差の補正のため、前述の図
１に示した補間回路１４が用いられており、具体的に
は、前述の図４に示す実数部信号Ｉ_nと虚数部信号Ｑ_nは
１サンプル期間同一の信号とされている。これらの信号
は信号、ないしは信号に隣接するｎ−１、ないしは
ｎ＋１で生じているＩ、Ｑの信号との関連性を持たせて
直交変調を行う必要があるが、実際には実数部信号（Ｉ
_n）の出現タイミングに対する虚数部信号（―Ｑ_n）の出
現タイミングが１データ期間異なっており、その異なっ
ている期間分の実数部信号、及び虚数部信号に対する補
正が必要となる。

【００５２】そこで、補間回路１４を１ＦＦＴ演算器１
３から供給されるＱ信号に挿入し、この補間回路により
隣接サンプル期間に対する信号の補間をサンプル間デー
タのフィルタリング処理として行い、その補間処理のな
されたＱ信号をデジタル直交変調器に供給する。すなわ
ち、この補間処理により、実数部の信号データと、虚数
部の信号データの関係が同じタイミングによる信号とし
てデジタル直交変調器１５に供給されるため、デジタル
直交変調器より出力される実数部変調信号と虚数部変調
信号間に生じていた両信号間のタイミングの差による特
性の差が補償されることになる。

【００５３】そして、ここで用いる補間回路は、変調信
号の帯域全体で平坦な遅延特性、及び振幅特性を有して
いる必要があるが、実際にはベースバンド信号であるデ
ジタル変調された虚数部信号（実数部信号）は広い周波
数帯域を有し、その全帯域において平坦な振幅特性、位
相特性をもたせつつ補間処理を行うには処理数の多い演
算処理、ないしは複雑な回路構成が必要であり、それら
の平坦な特性の信号を得るのは困難な状況にある。

【００５４】そのような原因により、不充分な特性の補
間回路により処理を行った信号を用いてデジタル直交変
調を行ったときは、その結果得られるＩ信号とＱ信号の
間に振幅差、位相差が生じデジタル直交変調特性を劣化
させるのでその誤差成分を補償する必要がある。

【００５５】このときに生じる特性の誤差成分は、補間
回路１４、デジタル直交変調回路１５、及びＩＦＦＴ演
算回路１３より供給される実数部信号と虚数部信号によ
り所定の値となるので、あらかじめその誤差信号の内容
を調べることにより誤差信号の補償を行なうことが可能
である。

【００５６】その誤差信号の補償について、前述の式
（１０）〜（１３）を用いて行う方法について述べる。
説明を簡略化するため、ＩＦＦＴ演算器１３で成される
デジタル変調がＱＰＳＫであるとする。そのときはＡと
Ｂは等しい値を取るのでＡ＝Ｂとすると、前述の式（１
０）〜（１３）はそれぞれ式（１４）〜（１７）のよう
になる。

【００５７】 (A/2)×(cosα＋cosβ＋cos(α＋γ)−cos(β−γ)) ・・・・・・（１４） ＋j×(A/2)×(sinα−sinβ＋sin(α＋γ)＋sin(β−γ) ) ・・・・（１５） (A/2)×(cosβ＋cosα＋cos(β−γ)−cos(α＋γ)) ・・・・・・（１６） ＋j×(A/2)×(sinβ−sinα＋sin(β−γ)＋sin(α＋γ) ) ・・・・（１７）

【００５８】さらに、ＱＰＳＫ変調方式のときに与えら
れる変調角度はπ/4、3π/4、5π/4、7π/4の４つのう
ちのいずれかであり、角度α、βはこの４×４の組合わ
せで選ばれることとなる。そして、補間回路１４の挿入
により、Ｉ信号とＱ信号の間のタイミング差が補償され
たが、反対に振幅差が生じているとし、ここでは振幅差
のみを補償する場合について記す。

【００５９】これを式で表すと、前述の式（１４）〜式
（１７）において、γ＝０とすればよく、そのようにし
て得られた式を（１４）’〜 （１７）’として示す。 (A/2)×cosα＋(B/2)×cosβ＋(1/λ)×(A/2)×cosα −(1/λ)×(B/2)×cosβ ・・・・・・（１４）’ ＋j×((A/2)×sinα−(B/2)×sinβ＋(1/λ)× (A/2)×sinα ＋(1/λ)×(B/2)×sinβ ) ・・・・・・（１５）’ (B/2)×cosβ＋(A/2)×cosα＋(1/λ)×(B/2)×cosβ −(1/λ)×(A/2)×cosα ・・・・・・（１６）’ ＋j×((B/2)×sinβ−(A/2)×sinα＋(1/λ)×(B/2)×sinβ ＋(1/λ)×(A/2)×sinα ) ・・・・・・（１７）’

【００６０】即ち、式（１４）’〜（１７）’で与えら
れる信号点を用い、この信号点に伝送すべきデジタル情
報をマッピングするようにする。図７に、このようにし
て行われる角周波数が＋ω_nであるキャリアに対して設
定すべき信号点の位置をベクトルの合成により求める方
法を示す。ベクトルに付されている８１、８３、９２、
９４の数字は前述の図６に示す式（８）、式、（９）の
項に付された番号に対応しているが、位相差γは補間回
路１４により補償されため０とされている。

【００６１】図８は、角周波数が−ω_nであるキャリア
に対して設定すべき信号点の位置をベクトルの合成によ
り求める方法を示す。ベクトルに付されている８２、８
４、９１、９３の数字は式（８）、式、（９）の項番号
に対応しており、位相差γは０とされている。このよう
にしてデジタル直交変調器で生じる、例えば多値ＱＡＭ
方式などのデジタル変調時に与えられた信号点の位置誤
差を補償したデジタル直交変調出力信号を得ることが出
来る。

【００６２】ここで、デジタル変調方式として多値値が
４であるＱＡＭに相当する、ＱＰＳＫによるデジタル変
調を想定するときはＡ＝Ｂとなるので、式（１４）’〜
（１７）’はそれぞれ式（１８）〜（２１）となる。 (A/2)×(cosα＋cosβ＋(1/λ)×cosα−(1/λ)×cosβ) ・・・・・・（１ ８） ＋j×(A/2)×(sinα−sinβ＋(1/λ)×sinα＋(1/λ)×sinβ) ・・・・（ １９） (A/2)×(cosβ＋cosα＋(1/λ)×cosβ−(1/λ)×cosα) ・・・・・・（２ ０） ＋j×(A/2)×(sinβ−sinα＋(1/λ)×sinβ＋(1/λ)×sinα) ・・・・（ ２１）

【００６３】そして、更に、α、βはπ/4、3π/4、5π
/4、7π/4のいずれかであるので、それぞれの組合わせ
で以下の表となる。ただしＡの値はルート２（２の平方
根の値＝１．４１４）としている。また、変調方式がＱ
ＰＳＫである場合は、１つのサブキャリアに対する信号
点の数は４であるが、ここでは正負それぞれの、＋ω_n
と−ω_nの周波数に対するサブキャリアの信号点の組み
合わせにより示すので、その組み合わせは１６種類の場
合分けとなる。

【００６４】図９に示す表は、その１６種類の場合分け
に対する信号点の補償値を示しており、＋ω_nと−ω_nの
それぞれの角周波数の信号点が配置される２次元平面内
の４つの象現における信号点のそれぞれの組み合わせで
示している。同表で、それぞれの枠内の４つ数式は、上
から（１８）、（１９）、（２０）、（２１）に対応す
る値であり、λは、振幅の変化値を示している。ここで
λの値は０．５〜１程度の値であるが、それぞれの角周
波数ω_nの値により異なった値となる。

【００６５】以上、直交デジタル変調方式で演算タイミ
ングの差に基づく信号点配置の位置誤差とその補償方法
について述べた。なお、本実施例では説明を理解しやす
くするため、ＱＰＳＫ変調に応用した例で述べたが、変
調方式はこれに限らず、ＢＰＳＫ変調や、多値ＱＡＭ変
調等にも応用できることは言うまでもない。

【００６６】またこのような動作タイミングの差による
特性差の補償は、マルチキャリアを対象とした技術に限
定されるものでなく、中心キャリアに対して正である周
波数と、負である周波数を設定して、それぞれのサブキ
ャリア周波数について信号点配置を定めて情報を伝送す
る変調方式に対しても応用ができる。

【００６７】以上のように本実施例の装置によれば、例
えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数
部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のま
ま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調され
た信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩ
ＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互
に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合におい
ても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの
差により生じる誤差信号を補間回路を用いて補償する場
合でも、補間回路で補償しきれない振幅値の誤差に対し
て、予めＩＦＦＴで実数部、及び虚数部の信号を生成す
るときにその演算誤差を打ち消すための信号点配置を与
えてＩＦＦＴ演算を行うため、誤差信号を含まない、デ
ジタル直交変調信号生成処理による安定した精度の高い
デジタル直交分割多重信号を得ることができる。

【００６８】さらに、この手法を用いて、前記デジタル
直交変調により生成される同相信号と直交信号の位相
差、振幅差、或いは前記デジタル直交変調による直交性
差により生じる位置誤差についても補償することができ
る。

【００６９】なお、上記実施例におけるデジタル直交変
調器はＩ信号に続いてＱ信号のデータを用いてデジタル
変調を行う構成のもので説明したが、デジタル直交変調
器の信号処理シーケンスはＱ信号の演算処理を最初に行
い、次にＩ信号のデータを用いる演算処理する構成にし
ても同様の効果を奏する。

【００７０】

【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、例えばＩ
ＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実数部、及
び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号のまま中間
周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調された信号
に変換するときに、そのデジタル直交変調器がＩＦＦＴ
演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交互に演算
してデジタル直交変調信号を生成する場合において、そ
の実数部信号と虚数部信号の演算タイミングの差により
生じる誤差信号を補間回路を挿入することにより補償す
る場合でも、補償が十分に行えない信号点配置位置の振
幅誤差に対して、予めＩＦＦＴで実数部、及び虚数部の
信号を生成するときにその演算誤差を打ち消すための信
号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うことにより、誤差
信号を含まない、デジタル直交変調信号生成処理による
安定した精度の高いデジタル直交変調信号を得る方法を
提供できる効果がある。

【００７１】また、請求項２記載の発明によれば、特に
例えばＩＦＦＴなどでデジタル直交変調して得られる実
数部、及び虚数部のベースバンド信号をデジタル信号の
まま中間周波数帯のデジタル直交周波数分割多重変調さ
れた信号に変換するときに、そのデジタル直交変調器が
ＩＦＦＴ演算器からの実数部の信号と虚数部の信号を交
互に演算してデジタル直交変調信号を生成する場合にお
いても、その実数部信号と虚数部信号の演算タイミング
の差により生じる誤差信号を補間回路を挿入することに
より補償する場合でも、補償が十分に行えない信号点配
置位置の振幅誤差に対して、予めＩＦＦＴで実数部、及
び虚数部の信号を生成するときにその演算誤差を打ち消
すための信号点配置を与えてＩＦＦＴ演算を行うことに
より、誤差信号を含まない、デジタル直交変調信号生成
処理による安定した精度の高いデジタル直交変調信号を
生成するデジタル情報信号生成装置を構成できる効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係る直交周波数分割多重変調
装置の概略ブロック図である。

【図２】アナログ直交変調器の構成を示す図である。

【図３】デジタル回路で構成される直交変調器の構成を
示す図である。

【図４】デジタル直交変調器の動作タイミングをチャー
トで示す図である。

【図５】αの位相角を有し、角速度＋ω_nで回転する振
幅がＡであるサブキャリアの状態を、虚数、実数軸によ
る２次元平面で示したものである。

【図６】信号ベクトルを示す式（６）〜（９）を示した
ものである。

【図７】デジタル直交変調器より補償された角周波数ω
ｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す図であ
る。

【図８】 デジタル直交変調器より補償された角周波数
−ωｔの信号出力を得るためのマッピング点を示す図で
ある。

【図９】正および負の同一周波数のサブキャリアのそれ
ぞれがＱＰＳＫ方式で変調され、それぞれのキャリアが
４信号点を指定されるときの補償されたマッピング点を
得るための表である。

【符号の説明】 １１ データマッピング回路 １２ マッピングテーブル １３ ＩＦＦＴ演算回路 １４ 補間回路 １５ デジタル直交変調回路 １６ 中間周波発振器 １７ ＤＡ変換器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】実数部信号と虚数部信号とを軸とする２次
   元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域
   毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点と
   して定めるとともに、伝送すべきデジタル情報信号をそ
   の内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定の信号
   点に順次割り付け、その順次割り付けられた各信号点に
   おける実数部信号と虚数部信号とよりなる信号点情報を
   デジタル変調及びデジタル直交変調を行うことにより高
   周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成
   方法において、 前記信号点の位置に割り付けられた信号点情報に対して
   デジタル変調及びデジタル直交変調を行って得られた変
   調信号点を、前記信号点の位置に対して点対象となる位
   置に補償信号点として定める第１のステップと、 前記伝送すべきデジタル情報信号を前記第１のステップ
   で定められた前記補償信号点に割り付ける第２のステッ
   プと、 その第２のステップで割り付けた前記補償信号点におけ
   る信号点情報をデジタル変調して得られる実数部信号又
   は虚数部信号のいずれか一方に補間信号処理フィルタリ
   ングを行う第３のステップと、 その第３のステップで得られ前記補間信号処理フィルタ
   リングされた信号をデジタル直交変調して高周波信号を
   生成する第４のステップとを少なくとも有することを特
   徴とするデジタル直交変調信号の生成方法。
2. 【請求項２】実数部信号と虚数部信号とを軸とする２次
   元平面を複数の領域に分割し、それらの分割された領域
   毎にその領域を指定するための中心的な位置を信号点と
   して定めるとともに、伝送すべきデジタル情報信号をそ
   の内容に応じて、複数の前記信号点のうちの特定の信号
   点に順次割り付け、その順次割り付けられた各信号点に
   おける実数部信号と虚数部信号とよりなる信号点情報を
   デジタル変調及びデジタル直交変調を行うことにより高
   周波信号に変換した伝送信号を生成する伝送信号の生成
   装置において、 前記信号点の位置に割り付けられた信号点情報に対して
   デジタル変調及びデジタル直交変調を行って得られた変
   調信号点を、前記信号点の位置に対して点対象となる位
   置に補償信号点として定める補償信号点設定手段と、 前記伝送すべきデジタル情報信号を前記補償信号点設定
   手段で設定した前記補償信号点に割り付けるマッピング
   手段と、 そのマッピング手段で割り付けられた前記補償信号点に
   おける信号点情報をデジタル変調して得られる実数部信
   号又は虚数部信号のいずれか一方に補間信号処理フィル
   タリングを行う補間信号処理手段と、 その補間信号処理手段より得られた信号をデジタル直交
   変調して高周波信号を生成する高周波信号生成手段とを
   有することを特徴とするデジタル直交変調信号の生成装
   置。