WO2006078020A1

WO2006078020A1 - Ｏｆｄｍ変調装置、ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ変調方法及びｏｆｄｍ復調方法

Info

Publication number: WO2006078020A1
Application number: PCT/JP2006/300976
Authority: WO
Inventors: Genichiro Ohta
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-01-24
Filing date: 2006-01-23
Publication date: 2006-07-27
Also published as: US20090022050A1; JP2006203807A

Abstract

　周波数利用効率が向上するＯＦＤＭ信号を形成すること。２系統の各信号（Ｓ１０、Ｓ２０）をナイキスト成形するナイキストフィルタ（１０４、１２６）と、一方の系の信号をシンボル周期Ｔの１／２だけ遅延させる遅延器（１２３、１２４）と、ナイキスト成形後の各信号をＯＦＤＭ処理する逆フーリエ変換器（１０５、１２７）と、ＯＦＤＭ処理された２つの系の信号をシンボル周期Ｔの１／２の間隔で切り替えながら選択的に出力することで２つの系の信号を合成する切り替え部（１３０）とを設けたことにより、２つのＯＦＤＭ信号を互いに干渉させることなく多重することができる。これにより、従来のＯＦＤＭ信号の２倍の周波数利用効率を達成できる（すなわち従来と同一の周波数帯域で２倍の情報伝送を達成できる）ＯＦＤＭ変調装置（１００）を実現できる。

Description

明細書

OFDM変調装置、 OFDM復調装置、 OFDM変調方法及び OFDM復調方法

技術分野

[0001] 本発明は、周波数利用効率を向上させるための OFDM変調技術に関する。

背景技術

[0002] 近年、情報処理技術の普及と!/、わゆる IT (Information Technology)化社会の急速な進展により、情報通信に対する要求と拡大は目覚しいものがある。社会と社会の間は当然のことながら、さらには個人と社会をつなぐ通信インフラについても、高速化と無線ィ匕が望まれている。こうした移動通信に対する一層の需要は、豊富な周波数資源をも枯渴させてしまう。

[0003] 現在、周波数効率を高める技術として、 MIMO (Multilnput Multi Output)に代表されるように、複数のアンテナから異なる変調信号を送信する、いわゆる空間多重通信が研究されている。これは、各送受信アンテナ間に形成される複数の伝播経路を用いることにより、可能な限り変調信号間の独立性を確保して周波数利用効率を高めるものである。

[0004] しかし、このような空間多重通信では、時々刻々変化する伝搬環境を利用するので、基地局のみならず個人の持つ端末機器にお、ても多大の信号処理を行う必要があり、消費電力の増大や装置の重厚長大化、しいてはコスト増加を招くものである。

[0005] 例えば垂直偏波と水平偏波を用いれば同一の周波数上で別々の情報を送ることが可能なので、それぞれに QPSKを用いることにより、理論上は最大で 4bitZsecZH zの周波数利用効率を達成できる。しかし、反射波や移動環境において垂直偏波と水平偏波の直交性 (独立性)を受信側で完全に生かすための信号処理は、これまでの装置を 2倍持つことが必要となることにカ卩え、時々刻々の状況の変化を捉えるためのパラメータ抽出を行う信号処理が大きな負担となる。

[0006] さらに N本のアンテナを用いて、 N倍の伝送速度を実現しょうとすると、 N倍の物量と信号処理を伴うだけでなぐ N個の無線伝搬路の確保が必要となるなど、困難なことは言うまでもない。

[0007] したがって時々刻々変化する伝搬環境を利用するのではなぐ基本的には自由空間に放射するベースバンドにおける変調効率の向上を図ることが先決である。

[0008] 現在の移動通信の変調方式は、 V、わゆるディジタル通信と、われる直交位相変調を基調とするもので、現在のところ最も高い周波数利用効率が得られるものである。その頂点にあるものが直交位相振幅変調 (QAM)であり、さらにはこれを 1次変調とする周波数直交多重通信方式（OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexin g))である。 QAMに振幅多値化を施さな、直交多重の基本である QPSKを用いた場合での OFDM方式の周波数利用効率は、 2bitZsecZHzである。つまり、ベースバンドにおける周波数利用効率技術の現在の最高値は、この 2bitZsecZHzである。

[0009] 図 1に従来の OFDM変調の原理を示す。図 1は、、わゆるサブキャリアと呼ぶ OF DMを構成する複数の基本変調波の数が 4の場合を示す。それぞれを ch— 1, ch- 2, ch- 3, ch— 4と呼ぶと、それぞれのサブキャリアは隣接するサブキャリアと帯域の端と帯域の中心を重ねあう配置を取れる。これは周波数の直交性と呼ぶ物理的性質を用いたことで可能となる。この周波数の直交性は、各サブキャリアの変調速度が同一でなければならない。 OFDMにおいては、各サブキャリアの変調速度を合わせることにより、周波数軸上での重なり合いが信号の混信にならないために周波数の利用効率が高くなるのである。

[0010] 図 2は、従来の OFDMにおけるベースバンド信号の波形（図 2A)と周波数スぺタトル（図 2B)を示したものである。従来の OFDMではフィルタを通さな!/、パルス波をべースバンド信号に用いており、その周波数スペクトルは、いわゆる sine関数と呼ばれる形式で表されるものになっている。すなわち、パルス幅あるいはシンボル周期が T で表されるとき、円周率を πで示した場合に、 ω Τ= πが成り立ち、周波数スぺタト

0

ルは、その角周波数 ω を用いた次式の周波数特性 F ( ω )で示され、図 2Βで示

0 carrier

すようになる。

[数 1] ay [0011] なお図 2Bに示すスペクトルは正の値しか持てないので、負の値の部分は破線のように正領域に折りかえったものになる。

[0012] OFDM変調は、この ω の位置に他のスペクトルの中心を置くことで多重化するも

0

のである。したがって平均の周波数密度はサブキャリア数が十分に大きければシンポル当たり ω となる。

0

[0013] 図 3に、この OFDM波を生成するための従来の一般的な OFDM変調装置の構成を示す。

[0014] 1次変調すなわちディジタル直交変調する対象である入力信号 S1が符号ィ匕部 3に入力される。入力信号 S1は I軸信号 1と Q軸信号 2からなる。符号化部 3は、入力信号 S1に誤りに耐性力を付けるための符号ィ匕を施すと共に、符号ィ匕した信号を OFDM のサブキャリア数に相当する N本の並列信号に変換する。符号ィ匕部 3によって I軸側、 Q軸側とも N本の並列信号とされた信号は、逆フーリエ変 4に供給される。逆フ一リエ変換器 4は、 N本のサブキャリアを構成する I軸側と Q軸側のディジタル信号を形成する。

[0015] これらのディジタル信号はディジタルアナログ変^^ (D/A) 5と 6によってアナログ信号とされる。これらのアナログ信号は、フィルタ 7、 8によって不要周波数成分が除去された後に、直交変調部 20に入力される。

[0016] 直交変調部 20は、 OFDMの中心周波数を与える周波数源 11からの余弦波と I軸側信号を変調器 9において乗算すると共に、周波数源 11からの余弦波に移相器 12 による π Ζ2の移相を与えられた正弦波と Q軸側信号を変調器 10において乗算することで、余弦波と正弦波による直交変調を行う。変調出力は加算された後、第 3のフィルタ 13によって不要な周波数成分が除去され、 OFDMの変調信号 14とされる。

[0017] 図 4に、従来の OFDM変調波を復調する OFDM復調装置の構成例を示す。復調対象の復調入力 21は、不要な周波数成分を除去するためのフィルタ 22を経て直交検波部 40に入力される。直交検波部 40は、入力信号に対して、直交検波器 23において検波用周波数源 25で発生された余弦波を乗じる。また直交検波部 40は、入力信号に対して、直交検波器 24において π Ζ2移相器 26から出力される正弦波を乗じる。このようにして、直交検波部 40によって互いに直交した信号が抽出される。 [0018] 直交検波部 40から出力される検波出力は、フィルタ 27、 28によって不要な周波数成分が除去された後に、アナログ—ディジタル変換器 (AZD) 29、 30にそれぞれ供給される。 AZD29、 30によりディジタル信号ィ匕された信号はフーリエ変翻 31に供給される。フーリエ変翻 31は、入力信号をフーリエ変換することにより OFDM復調を行う。フーリエ変によって周波数軸信号力時間軸信号に変換された OFD M復調出力は、復号器 32によって復号およびシリアル信号ィ匕される。これにより、復号器 32からは、復調 I軸信号 33と復調 Q軸信号 34が出力される。こうして図 3における I軸入力 1と Q軸入力 2に相当する復調 I軸信号 33と復調 Q軸信号 34が復元される

[0019] ところで、サブキャリア数を 4とした場合の OFDM変調信号の周波数スペクトルの例を図 5に、時間軸波形の例を図 6に示す。図 5からサブキャリア 4本によるスペクトルが台形を成している様子が分かる。また図 6から時間軸波形は、すきまなく信号が存在していることが分かる。これらの例は、シンボル周期が 4秒でサブキャリアの帯域が 0. 25Hzの例である。 OFDM変調信号は、サブキャリアが 4本束ねられかつ両端がはみ出すので、全周波数帯域が 1. 25Hzとなる。

非特許文献 1 :信学技報 Vol. 104 No. 258

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0020] OFDM方式では、サブキャリアを 1Z2ずつオーバーラップさせて配置できるので、周波数利用効率は高くなる。しかし、 OFDM方式は、入力信号として未成形のパルス列そのものを用いるために、 OFDMを形成する個々のキャリアすなわちサブキヤリァは、ノルス伝送速度の 2倍のナイキスト周波数のさらに 2倍の帯域を必要とする。パルス波に帯域制限を施してさらなる周波数利用効率の向上を施すことが理想である

[0021] 本発明の目的は、周波数利用効率が向上した OFDM信号を形成することができる OFDM変調装置、 OFDM復調装置、 OFDM変調方法及び OFDM復調方法を提供することである。

課題を解決するための手段 [0022] 本発明の OFDM変調装置の一つの態様においては、第 1及び第 2のパルス信号をそれぞれナイキスト成形するナイキスト成形手段と、ナイキスト成形された第 1及び第 2のパルス信号をそれぞれ逆フーリエ変換することにより第 1及び第 2の OFDM信号を得る第 1及び第 2の逆フーリエ変換手段と、第 1の OFDM信号と第 2の OFDM 信号との間に、 OFDMシンボルのシンボル周期の 1Z2の遅延差を与える遅延手段と、シンボル周期の 1Z2の遅延差をもった第 1及び第 2の OFDM信号を OFDMシンボルのシンボル周期の 1Z2周期毎に切り替え選択して合成する合成手段とを具備する構成を採る。

[0023] この構成によれば、ナイキスト成形後に OFDM信号を形成するようにしたので、一つの周波数チャネルを従来の OFDM波のほぼ 1Z2の帯域内に収めることができ、搬送波で変調を施した場合には、シンボル周期の 1Z2の時刻毎に null点を発生させることができるようになる。カロえて、両端付近の電力を非常に低くすることができるようになるので、両端付近を切り捨てたとしてもシンボルの誤りを極端に低下させる原因とはならなくなる。そこで、ナイキスト成形手段と、第 1及び第 2の逆フーリエ変換手段とを用いてこのような OFDM信号を 2つ作成し (第 1及び第 2の OFDM信号）、さらに遅延手段によって各 OFDM信号間にシンボル周期の 1Z2の遅延差を与えた後に、合成手段によって各 OFDM信号をシンボル周期の 1Z2周期毎に切り替え選択して合成することで、切り捨てによるシンボル誤りを抑制しつつ、 2つの OFDM信号を従来と同一帯域内に収めることができるようになる。この結果、従来の 1つの OFDM信号を伝送するのに必要だった帯域内に、 2つの OFDM信号を良好に収めることができるので、従来と同じ帯域で従来の 2倍の情報を伝送することが可能となる。

[0024] 本発明の OFDM変調装置の一つの態様においては、合成手段が、切り替え時刻の前後の一部の OFDM信号を残留させて、第 1の OFDM信号と第 2の OFDM信号の一部がオーバーラップするように合成する構成を採る。

[0025] この構成によれば、オーバーラップさせた分だけ、保存される元の OFDM信号の波形を増やすことができるので、一段とシンボル誤りを低減することができるようになる。

[0026] 本発明の OFDM復調装置の一つの態様は、第 1及び第 2のフーリエ変換手段と、受信した OFDM変調信号を、 OFDMシンボルのシンボル周期の 1Z2の周期で第 1 又は第 2のフーリエ変換手段に選択的に振り分ける切り替え手段とを具備する構成を採る。

[0027] この構成によれば、本発明の OFDM変調装置によって形成された OFDM信号を良好に復調することができるようになる。

発明の効果

[0028] 本発明によれば、周波数利用効率が向上した OFDM信号を形成することができるようになる。

図面の簡単な説明

[0029] [図 1]従来の OFDM変調の原理の説明に供する図

[図 2]従来の OFDMにおけるベースバンド信号の波形（図 2A)と周波数スペクトル（図 2B)を示す図

[図 3]従来の OFDM変調装置の構成を示すブロック図

[図 4]従来の OFDM復調装置の構成を示すブロック図

[図 5]OFDM変調信号の周波数スペクトルを示す図

[図 6]OFDM変調信号の時間軸波形を示す図

[図 7]本発明の実施の形態 1に係る OFDM変調装置の構成を示すブロック図

[図 8]実施の形態 1の OFDM復調装置の構成を示すブロック図

[図 9]ナイキスト成形後の信号の時間波形 (図 9A)と、ナイキスト成形後の信号の周波数特性 (図 9B)とを示す波形図

[図 10]実施の形態によってナイキストロールオフ特性を与えた OFDM信号（図 10A) と、従来の OFDM信号（図 10B)との周波数帯域の比較に供する図

[図 11]実施の形態のナイキスト波を搬送波で変調したときのイメージを示す波形図 [図 12]実施の形態 1の変調動作の説明に供する図であり、図 12Aは 1系の I軸信号、図 12Bは 1系の I軸信号のまびき後の信号、図 12Cは 2系の I軸信号のまびき後の信号、図 12Dは 1系と 2系の I軸信号を合成した信号を示す図

[図 13]実施の形態 1の変調動作の説明に供する図であり、図 13Aは 1系の信号の保存される部分と除去される部分を示し、図 13Bは 2系の信号の保存される部分と除去される部分を示し、図 13Cは合成後の波形を示し、図 13Dは合成の概念を示す図 [図 14]実施の形態 2の OFDM変調装置の構成を示すブロック図

[図 15]実施の形態 2の OFDM復調装置の構成を示すブロック図

発明を実施するための最良の形態

[0030] 以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

[0031] (実施の形態 1)

図 7に、本実施の形態の OFDM変調装置の構成を示す。本実施の形態の OFDM 変調装置 100は、図 3に示した従来の OFDM変調装置に比べて、ほぼ同一の周波数帯域で 2倍の情報を伝送できるものである。

[0032] OFDM変調装置 100は、図 3に示した従来の OFDM変調装置と同じ量の情報を伝送する系を 2つ有する。これらをそれぞれ 1系、 2系と呼ぶことにすると、 1系には入力信号 S10が入力され、 2系には入力信号 S 20が入力される。これらの入力信号 S1 0と S20は、伝送速度が同じ信号である。 1系の入力信号 S10は I軸信号 101と Q軸信号 102から形成されていると共に、 2系の入力信号 S20は I軸信号 121と Q軸信号 122から形成されている。

[0033] 1系の入力信号 S10は符号ィ匕部 103に直接入力されるのに対して、 2系の入力信号 S20は遅延器（DL) 123、 124によってシンボル周期 Tのほぼ 1Z2の遅延が付カロされて符号化部 125に入力される。

[0034] 各符号化部 103、 125はそれぞれ、入力信号 S10、 S20に誤りに耐性力を付けるための符号化を施すと共に、符号ィ匕した信号を OFDMのサブキャリア数に相当する N本の並列信号に変換する。

[0035] 各符号化部 103、 125により得られた I軸側、 Q軸側ともに N本の並列信号は、ナイキストフィルタ 104、 126に入力される。なお図 7では、図を簡単化するために、ナイキストフィルタ 104、 126を 1つのブロックで示した力実際には符号化部 103、 125から出力される I軸信号と Q軸信号の各ペアに 1つずつのナイキストフィルタが設けられている。ナイキストフィルタ 104、 126により得られたナイキスト成形後の信号は、逆フ一リエ変翻 105と 127にそれぞれに供給され、 N本のサブキャリアを構成する I軸側と Q軸側のディジタル信号とされる。各逆フーリエ変 105、 127の出力は、ディジタルアナログ変翻（DZA) 106、 107、 128、 129を介して、合成手段としての切り替え部 130に入力される。

[0036] 切り替え部 130は、逆フーリエ変翻 105から入力された信号と、逆フーリエ変換器 127から入力された信号とを、シンボル周期 Tの 1Z2の期間毎に選択的に切り替えて出力する。例えば時点 0〜TZ2の期間は DZA106、 107から入力された信号を選択して出力し、続く時点 TZ2〜Tの期間は DZA128、 129から入力された信号を選択して出力する。

[0037] 切り替え部 130から出力された I軸信号、 Q軸信号は、フィルタ 131、 132によって不要成分が除去された後、直交変調部 140に入力される。直交変調部 140は、 OF DMの中心周波数を与える周波数源 135からの余弦波と I軸側信号を乗算器 133において乗算すると共に、周波数源 135からの余弦波に移相器 136による π Z2の移相を与えられた正弦波と Q軸側信号を乗算器 134において乗算することで、余弦波と正弦波による直交変調を行う。変調出力は加算された後、第 3のフィルタ 137によつて不要な周波数成分が除去され、 OFDM変調信号 138が得られる。

[0038] 図 8に、図 7の OFDM変調装置 100により得られた OFDM変調信号 138を復調する OFDM復調装置 200の構成を示す。復調入力信号 201 (すなわち OFDM変調信号 138に相当する信号）は、フィルタ 202によって不要な周波数成分が除去された後、直交復調部 230に入力される。

[0039] 直交復調部 230は、フィルタリング後の信号を直交検波器 203、 204に入力する。

直交検波器 203では、検波用周波数源 205からの余弦波が乗算され、直交検波器 2 04では、検波用周波数源 205からの余弦波に移相器 206による π Ζ2の移相を施された正弦波が乗算される。これらの直交検波器 203、 204の出力は、フィルタ 207とフィルタ 208によって不要な周波数成分が除去された後に、切り替え部 209に入力される。

[0040] 切り替え部 209は、シンボル周期 Τの期間を ΤΖ2に 2分割することにより、アナログディジタル変換器 211、 212の出力を、 1系の I軸信号、 Q軸信号と、 2系の I軸信号、 Q軸信号とに分割する。そして切り替え部 209は、分割した 1系の I軸信号及び Q軸信号をアナログディジタル変換器 (AZD) 211、 212を介してフーリエ変換器 213に送出すると共に、分割した 2系の I軸信号及び Q軸信号をアナログディジタル変換器 ( AZD) 221、 222を介してフーリエ変翻 223に送出する。

[0041] 1系の I軸信号及び Q軸信号はフーリエ変換器 213によって周波数軸情報が時間軸情報化され、 2系の I軸信号及び Q軸信号はフーリエ変換器 223によって周波数軸情報が時間軸情報化される。このように、フーリエ変換器 213、 223によって、 1系の信号と 2系の信号が OFDM復調される。

[0042] ここで、フーリエ変^^ 213とフーリエ変^^ 223は、 OFDMシンボルのシンボル周期の 1Z2を積分期間としてフーリエ変換を行う。加えて、フーリエ変 213とフ一リエ変換器 223とでは、互いに積分期間がシンボル周期の 1/2だけずれている。これにより、切り替え部 209からシンボル周期の 1Z2の周期で交互に切り替えて出力される信号を、フーリエ変換器 213、 223によって逆フーリエ変換前の信号に戻すことがでさるよう〖こなる。

[0043] 各フーリエ変 213、 223により得られた OFDM復調出力は、それぞれ復号器 2 14、 224に送出される。各復号器 214、 224は、入力した OFDM復調出力を復号およびシリアル信号ィ匕する。これにより、復号器 214からは I軸信号 215及び Q軸信号 2 16からなる 1系の信号 S30が出力され、復号器 224からは I軸信号 225及び Q軸信号 226からなる 2系の信号 S40が出力される。すなわち、図 7の 1系の入力信号 S10 に相当する復調出力信号 S30が得られると共に、 2系の入力信号 S20に相当する復調出力信号 S40が得られる。このようにして、図 7の OFDM変調装置 100により変調された信号が図 8の OFDM復調装置 200によって復元される。

[0044] 次に、本実施の形態の動作について説明する。

[0045] 図 9に、本実施の形態の OFDM変調装置 100のナイキストフィルタ 104、 126で行う波形成形（図 9A)とそのスペクトル（図 9B)を示す。本実施の形態では前述のとおり、ナイキストフィルタ 104、 126によってナイキスト波形成形を行う。ナイキスト波形成形は、図 9に示すとおり、シンボル間干渉を抑えた上で極力周波数帯域幅を狭めることができるものである。図 9Aはナイキスト成形後の信号の時間軸波形を示し、ロールオフ率を OCとすると、波形 s (t)は次式で表される。

[数 2] .、 . sin ο)Λ .、

( 2 )

[数 3] び o(0 ( 3 )

[0046] このとき、図 9Βで示す、ナイキスト成形後の信号の周波数特性 So ( co )は、同様ロールオフ率 0Lをパラメータとして次式で表される。

[数 4]

[0047] 図 9Α、図 9Βは αが 0. 1, 0. 5, 1. 0の場合の特性をそれぞれに示している。

[0048] このナイキスト波形を用いた場合の本実施の形態による OFDM変調信号のスぺクトル配置を図 10Aに示す。また図 10Bに従来の OFDM変調信号のスペクトル配置を示す。図 10Aに示す本実施の形態による OFDM変調信号と、図 10Bに示した従来の OFDM変調信号とを比較すると、一つの周波数チャネルは従来の OFDM波のほぼ 1Z2の帯域内に収まって、隣接チャネルとの周波数上の干渉が非常に少ないことが分かる。

[0049] さらに図 11は、このナイキスト波に搬送波で変調を施した場合のイメージを示したものであるが、とくに搬送波周波数がシンボル周波数の奇数次高調波の場合は、図 11 に示すように TZ2の時刻毎に null点が必ず発生するとともに、両端での電力はより低いものとなる。すなわちこの部分は、他の信号と重なり合ったとしても干渉が少なくなるとともに、切り捨てたとしてもシンボルの伝送上の誤り率を極度に低下させる原因とはならないことが分かる。

[0050] さらに各シンボルが同期した状態が保障され、個々の搬送波周波数がシンボル周波数の整数倍で異なる OFDMでは、図 11に例として示した複数の波形が合成されるため、両端での振幅の低下はより顕著なものとなる。 [0051] 図 12は実際にシミュレーションを行った場合のそれぞれの波形を示したものである。図 12Aは 1系の信号を示す。図 12Aでは I軸を例とした力時刻 0に情報のピークを持つ状態で変調がなされている。シンボル周期 Tの中央では前述の通り、信号振幅が非常に小さくなつていることが分かる。そこで、図 12Bに示すようにこの部分を切り捨ててゼロを挿入することが可能となる。

[0052] 一方、図 12Cに示すように、 2系の信号は、遅延器 123、 124によって 1系の信号に対して TZ2だけ時間差を設けて、るために、ピークが時刻 0ではなく TZ2だけ遅れる。

[0053] すなわち 2系の信号は、時刻 0と時刻 T付近で振幅が非常に小さくなるので、 1系の信号と同様にこの部分を切り捨ててゼロを挿入することが可能となる。

[0054] 図 12Dは、こうしてゼロ部分を設けた 1系の信号と 2系の信号を合成したものを示すものである。 OFDM変調装置 100は、この各信号の除去 (切り捨て）と保存を、切り替え部 130による切り替え処理によって行う。

[0055] 図 13は、図 12の切り替え処理を模式化したものである。図 13Aは 1系の信号の保存される部分と除去される部分を示し、図 13Bは 2系の信号の保存される部分と除去される部分を示し、図 13Cは合成後（切り替え部 130の出力）の波形を示し、図 13D は合成の概念を示す。図 13からも分かるように、本実施の形態の OFDM変調装置 1 00は、 1系の信号と 2系の信号を、シンボル周期 Tの 1Z2の間隔で切り替えながら選択的に出力することで 2つの系の信号を合成する。

[0056] 力べして本実施の形態によれば、 2系統（1系及び 2系）の各信号をナイキスト成形するナイキストフィルタ 104、 126と、一方の系の信号をシンボル周期 Tの 1Z2だけ遅延させる遅延器 123、 124と、ナイキスト成形後の各信号を OFDM処理する逆フ一リエ変^^ 105、 127と、 OFDM処理された 2つの系の信号をシンボル周期 Tの 1 Z2の間隔で切り替えながら選択的に出力することで 2つの系の信号を合成する切り替え部 130とを設けたことにより、 2つの OFDM信号を互、に干渉させることなく多重することができる。これにより、従来の OFDM信号の 2倍の周波数利用効率 (すなわち従来と同一の周波数帯域で 2倍の情報伝送)を達成できる OFDM変調装置 100 を実現できる。 [0057] (実施の形態 2)

実施の形態 1では、 1系と 2系を切り替えながら交互に選択することで 2つの OFDM 信号を多重化した。しかし、この結果はそれぞれの系の情報の電力を切り捨てることになり、誤り率の若干の劣化を招くと予想される。

[0058] そこで本実施の形態では、 1系と 2系の OFDM信号を合成するにあたって一方の O

FDM信号を完全に切り捨てるのではなぐ切り替え時刻の前後の一部を残留させて

、一部をオーバーラップさせることを許すことで、元の OFDM信号をできるだけ保存する方法を提案する。

[0059] 図 7との対応部分に同一符号を付して示す図 14に、本実施の形態の OFDM変調装置の構成を示す。 OFDM変調装置 300は、図 7の OFDM変調装置 100と比較して、ディジタルアナログ変^^ 106、 107、 128、 129が省略されていることと、デイジタルアナログ変 302、 303が追加されていることと、切り替え部 301の構成が異なることを除いて、 OFDM変調装置 100と同様の構成でなる。

[0060] すなわち、 OFDM変調装置 300においては、切り替え部 301にディジタル信号を入力し、切り替え部 301によってディジタル処理を行うことによって、 1系の OFDM信号と 2系の OFDM信号とを一部オーバーラップさせながら合成するようになって、る。つまり、このような 2つの信号の一部をオーバーラップさせる処理は、実施の形態 1 のようなアナログ処理では困難なので、本実施の形態では、切り替え部 301をデイジタル処理構成とすることで、この処理を実現するようになって!/、る。

[0061] 図 8との対応部分に同一符号を付して示す図 15に、図 14の OFDM変調装置 300 によって変調された OFDM変調信号を復調する OFDM復調装置 400の構成を示す。 OFDM復調装置 400は、図 8の OFDM復調装置 200と比較して、アナログディジタノレ変 401、 402力追カロされていることと、アナログディジタノレ変 211、 21 2、 221、 222が省略されていることと、切り替え部 403の構成が異なることを除いて、 OFDM復調装置 200と同様の構成でなる。

[0062] すなわち、 OFDM復調装置 400においては、切り替え部 403にディジタル信号を入力し、切り替え部 403によって、 1系の I軸信号、 Q軸信号と、 2系の I軸信号、 Q軸信号とに分割し、 1系の I軸信号、 Q軸信号をフーリエ変 213に送出すると共に、 2系の I軸信号、 Q軸信号をフーリエ変翻223に送出する。このとき切り替え部 403 は、ディジタル信号処理を行うことで、入力信号中に一部オーバーラップされている 1 系の信号と 2系の信号とを、オーバーラップ部分を保存しながら分割する。

[0063] これにより、復号器 214、 224では、実施の形態 1と比較して、オーバーラップさせた部分の信号を余分に用いながら復号処理が行われるので、復号データ S30、 S40 の誤り率特性も実施の形態 1よりも良くなる。

[0064] 力べして本実施の形態によれば、実施の形態 1に加えて、切り替え時刻の前後の一部を残留させて、 1系の OFDM信号と 2系の OFDM信号の一部をオーバーラップさせて合成するようにしたことにより、実施の形態 1よりも一段と誤り率特性の良い OFD M通信を実現できるようになる。

[0065] なお上述した実施の形態 1、 2では、符号ィ匕部 125の前段に遅延器 123、 124を設けた場合について述べたが、遅延を与える場所はこれに限らず、要は、合成対象の第 1の OFDM信号（1系の OFDM信号）と、第 2の OFDM信号（2系の OFDM信号 )との間に、 OFDMシンボルのシンボル周期の 1Z2の遅延差を与えるようにすればよい。

[0066] 本明細書は、 2005年 1月 24日出願の特願 2005— 015835に基づく。その内容は、全てここに含めておく。

産業上の利用可能性

[0067] 本発明は、 OFDM通信における周波数利用効率を向上できるといった効果を有し、例えば無線 LANやセルラシステム、放送システム等の無線システムに広く適用して好適である。

Claims

請求の範囲

[1] 第 1及び第 2のパルス信号をそれぞれナイキスト成形するナイキスト成形手段と、ナイキスト成形された前記第 1及び第 2のパルス信号をそれぞれ逆フーリエ変換することにより、第 1及び第 2の OFDM信号を得る第 1及び第 2の逆フーリエ変換手段と前記第 1の OFDM信号と、前記第 2の OFDM信号との間に、 OFDMシンボルのシンボル周期の 1Z2の遅延差を与える遅延手段と、

前記シンボル周期の 1Z2の遅延差をもった前記第 1及び第 2の OFDM信号を、 O FDMシンボルのシンボル周期の 1 Z2周期毎に切り替え選択して合成する合成手段と

を具備する OFDM変調装置。

[2] 前記合成手段は、切り替え時刻の前後の一部の OFDM信号を残留させて、前記第 1の OFDM信号と前記第 2の OFDM信号の一部がオーバーラップするように合成する

請求項 1に記載の OFDM変調装置。

[3] 第 1及び第 2のフーリエ変換手段と、

受信した OFDM変調信号を、 OFDMシンボルのシンボル周期の 1Z2の周期で前記第 1又は第 2のフーリエ変換手段に選択的に振り分ける切り替え手段と

を具備する OFDM復調装置。

[4] 前記第 1と第 2のフーリエ変換手段は、 OFDMシンボルのシンボル周期の 1Z2を積分期間とすると共に、互いに積分期間がシンボル周期の 1Z2だけずれている請求項 3に記載の OFDM復調装置。

[5] ナイキスト成形後に形成した、互いにシンボル周期の 1Z2の遅延差を有する第 1 及び第 2の OFDM信号を、シンボル周期の 1Z2毎に切り替え選択して合成する OFDM変調方法。

[6] 受信した OFDM変調信号を、 OFDMシンボルのシンボル周期の 1Z2の周期で振り分けることにより、第 1の系統の OFDM変調信号と第 2の系統の OFDM変調信号とに分け、前記第 1及び第 2の系統の OFDM変調信号を別個にフーリエ変換する OFDM復調方法。