JP2002158633A - 通信装置および通信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マルチキャリア変復調方式におけるハーフシ
ンボル化の実現により、伝送レートのさらなる向上を実
現可能な通信装置を得ること。 【解決手段】 ＢＰＳＫ変調後のデータに対して復調時
のノイズ成分を除去可能な所定の符号化処理を実行し、
前記符号化処理後のデータに対して逆フーリエ変換を行
い、前記フーリエ変換後のシンボルの後半部を除去して
ハーフサイズの送信シンボルを生成し、当該送信シンボ
ルを伝送路上に送信する送信系と、受け取った受信シン
ボルの後半部に全０のシンボルを付加することでハーフ
シンボル化を実施する前と同一長のシンボルを生成し、
前記生成シンボルに対してフーリエ変換を行うことで上
記符号化処理後のデータを再生し、前記再生したデータ
を判定し、前記判定後のデータに対して所定の復号処理
およびＢＰＳＫ復調処理を実行してもとの送信データを
復調する受信系と、を備える構成とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、マルチキャリア変
復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特
に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変
復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信
を実現可能とする通信装置および通信方法に関するもの
である。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデ
ータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介
して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべ
ての通信装置に適用可能である。

【０００２】

【従来の技術】以下、従来の通信装置の動作について説
明する。まず、マルチキャリア変復調方式として、ＯＦ
ＤＭ変復調方式を採用する従来の通信装置の、送信系の
動作を簡単に説明する。たとえば、ＯＦＤＭ変復調方式
によるデータ通信を行う場合、送信系では、トーンオー
ダリング処理、すなわち、予め設定された周波数帯の複
数のトーン（マルチキャリア）に、伝送可能なビット数
の伝送データを割り振る処理を行う。具体的にいうと、
たとえば、各周波数のｔｏｎｅ０〜ｔｏｎｅＸ（Ｘはト
ーン数を示す整数）に、予め決められたビット数の伝送
データを割り振っている。そして、上記トーンオーダリ
ング処理、および符号化処理が行われることにより、１
フレーム毎に伝送データが多重化される。

【０００３】さらに、送信系では、多重化された伝送デ
ータに対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、
逆高速フーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデー
タに変換し、その後、Ｄ／Ａコンバータを通してディジ
タル波形をアナログ波形に変換し、最後にローパスフィ
ルタをかけて伝送データを伝送路上に送信する。

【０００４】つぎに、マルチキャリア変復調方式とし
て、ＯＦＤＭ変復調方式を採用する従来の通信装置の、
受信系の動作を簡単に説明する。上記と同様に、ＯＦＤ
Ｍ変復調方式によるデータ通信を行う場合、受信系で
は、受信データ（前述の伝送データ）に対し、ローパス
フィルタをかけ、その後、Ａ／Ｄコンバータを通してア
ナログ波形をディジタル波形に変換し、タイムドメイン
イコライザにて時間領域の適応等化処理を行う。

【０００５】さらに、受信系では、時間領域の適応等化
処理後のデータをシリアルデータからパラレルデータに
変換し、当該パラレルデータに対して高速フーリエ変換
を行い、その後、周波数ドメインイコライザにて周波数
領域の適応等化処理を行う。

【０００６】そして、周波数領域の適応等化処理後のデ
ータは、複合処理（最尤複合法）およびトーンオーダリ
ング処理によりシリアルデータに変換され、その後、レ
ートコンバート処理、ＦＥＣ（forward error correcti
on：前方誤り訂正）、デスクランブル処理、ＣＲＣ（cy
clic redundancy check：巡回冗長検査）等の処理が行
われ、最終的に伝送データが再生される。

【０００７】このように、ＯＦＤＭ変復調方式を採用す
る従来の通信装置では、ＣＤＭＡやシングルキャリア変
復調方式では得ることのできない、たとえば、伝送効率
の良さおよび機能のフレキシビリティを利用して、高レ
ートの通信を可能としている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
ＯＦＤＭ変復調方式を採用する従来の通信装置において
は、たとえば、「伝送レートのさらなる向上」という観
点から、送信系および受信系の構成に改善の余地があ
り、ＯＦＤＭ変復調方式の特徴である「伝送効率の良
さ」および「機能のフレキシビリティ」を最大限に利用
し、最適な伝送レートを実現しているとはいえない、と
いう問題があった。

【０００９】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、マルチキャリア変復調方式におけるハーフシンボ
ル化の実現により、伝送レートのさらなる向上を実現可
能な通信装置、およびその通信方法を得ることを目的と
する。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっ
ては、マルチキャリア変復調方式を採用する構成とし、
さらに、送信データに対してＢＰＳＫ変調処理を実行
後、当該ＢＰＳＫ変調後のデータに対して復調時のノイ
ズ成分を除去可能な所定の符号化処理を実行し、つぎ
に、前記符号化処理後のデータに対して逆フーリエ変換
を行い、最後に、前記フーリエ変換後のシンボルの後半
部を除去してハーフサイズの送信シンボルを生成し、当
該送信シンボルを伝送路上に送信する送信手段（後述す
る実施の形態の図１（ａ）に相当）と、受け取った受信
シンボルの後半部に全０のシンボルを付加することでハ
ーフシンボル化を実施する前と同一長のシンボルを生成
し、つぎに、前記生成シンボルに対してフーリエ変換を
行うことで上記符号化処理後のデータを再生し、つぎ
に、前記再生したデータを判定し、最後に、前記判定後
のデータに対して所定の復号処理およびＢＰＳＫ復調処
理を実行してもとの送信データを復調する受信手段（図
１（ｂ）に相当）と、を備えることを特徴とする。

【００１１】つぎの発明にかかる通信装置にあっては、
マルチキャリア変復調方式を採用し、送信機として動作
する構成とし、さらに、送信データに対してＢＰＳＫ変
調処理を実行後、当該ＢＰＳＫ変調後のデータに対して
復調時のノイズ成分を除去可能な所定の符号化処理を実
行する符号化手段（ＷＨ符号化部１に相当）と、前記符
号化処理後のデータに対して逆フーリエ変換を行う逆フ
ーリエ変換手段（Ｎ値複素ＩＦＦＴ２に相当）と、前記
フーリエ変換後のシンボルの後半部を除去してハーフサ
イズの送信シンボルを生成し、当該送信シンボルを伝送
路上に送信する送信シンボル生成手段（送信シンボル生
成部３に相当）と、を備えることを特徴とする。

【００１２】つぎの発明にかかる通信装置にあっては、
マルチキャリア変復調方式を採用し、受信機として動作
する構成とし、さらに、受け取った受信シンボルの後半
部に全０のシンボルを付加することで、送信機にてハー
フシンボル化を実施する前と同一長のシンボルを生成す
るシンボル生成手段（シンボル生成部１１に相当）と、
前記生成シンボルに対してフーリエ変換を行うことで、
送信機による符号化処理後のデータを再生するフーリエ
変換手段（Ｎ値複素ＦＦＴ１２に相当）と、つぎに、前
記再生したデータを判定する判定手段（偶数データ判定
部１３、奇数データ判定部１４に相当）と、最後に、前
記判定後のデータに対して所定の復号処理およびＢＰＳ
Ｋ復調処理を実行してもとの送信データを復調する復調
手段（偶数キャリアＷＨ復号部１５、奇数キャリアＷＨ
復号部１６、再構成部１７に相当）と、を備えることを
特徴とする。

【００１３】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
マルチキャリア変復調方式を採用し、さらに、送信デー
タに対してＢＰＳＫ変調処理を実行後、当該ＢＰＳＫ変
調後のデータに対して復調時のノイズ成分を除去可能な
所定の符号化処理を実行する符号化ステップと、前記符
号化処理後のデータに対して逆フーリエ変換を行う逆フ
ーリエ変換ステップと、前記フーリエ変換後のシンボル
の後半部を除去してハーフサイズの送信シンボルを生成
し、当該送信シンボルを伝送路上に送信する送信シンボ
ル生成ステップと、受け取った受信シンボルの後半部に
全０のシンボルを付加することでハーフシンボル化を実
施する前と同一長のシンボルを生成するシンボル生成ス
テップと、前記生成シンボルに対してフーリエ変換を行
うことで上記符号化処理後のデータを再生するフーリエ
変換ステップと、前記再生したデータを判定する判定ス
テップと、前記判定後のデータに対して所定の復号処理
およびＢＰＳＫ復調処理を実行してもとの送信データを
復調する復調ステップと、を含むことを特徴とする。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる通信装置
および通信方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説
明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定さ
れるものではない。

【００１５】実施の形態１．図１は、本発明にかかる通
信装置の構成を示す図であり、詳細には、図１（ａ）
は、送信側の構成を示す図であり、図１（ｂ）は、受信
側の構成を示す図である。

【００１６】本実施の形態における通信装置において
は、上記送信側および受信側の両方の構成を備えること
とし、さらに、ターボ符号器およびターボ復号器による
高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、データ
通信および音声通信において優れた伝送特性を得る。な
お、本実施の形態においては、説明の便宜上、上記両方
の構成を備えることとしたが、たとえば、送信側の構成
だけを備える送信機を想定することとしてもよいし、一
方、受信側の構成だけを備える受信機を想定することと
してもよい。

【００１７】たとえば、図１の送信側の構成において、
１はＷＨ符号化部であり、２はＮ（２のべき乗）値複素
ＩＦＦＴであり、３は送信シンボル生成部であり、受信
側の構成において、１１はシンボル生成部であり、１２
はＮ値複素ＦＦＴであり、１３は偶数データ判定部であ
り、１４は奇数データ判定部であり、１５は偶数キャリ
アＷＨ復号部であり、１６は奇数キャリアＷＨ復号部で
あり、１７は再構成部である。

【００１８】ここで、上記本発明の特徴となる送信側の
動作、および受信側の動作を説明する前に、本発明にか
かる通信装置の基本動作を図面に基づいて簡単に説明す
る。たとえば、マルチキャリア変復調方式として、ＤＭ
Ｔ（Discrete Multi Tone）変復調方式を採用する有線
系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線を使用
して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行うＡＤ
ＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通信方
式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subscrib
er Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。な
お、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において標
準化されている。

【００１９】図２は、上記ＤＭＴ変復調方式を採用する
通信装置の送信系の全体構成例を示す図である。図２に
おいて、送信系では、送信データをマルチプレックス／
シンクコントロール（図示のMUX/SYNC CONTROLに相当）
４１にて多重化し、多重化された送信データに対してサ
イクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ：Cyclicre
dundancy checkに相当）４２、４３にて誤り検出用コー
ドを付加し、さらに、フォワードエラーコレクション
（SCRAM&FECに相当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの
付加およびスクランブル処理を行う。

【００２０】なお、マルチプレックス／シンクコントロ
ール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには
２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）
４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interl
eaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリ
ーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data
Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行
うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大き
くなる。

【００２１】その後、送信データは、レートコンバータ
（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバ
ート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERRING
に相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そし
て、トーンオーダリング処理後の送信データに基づい
て、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にて
コンスタレーションデータを作成し（ターボ復号を含
む）、逆高速フーリエ変換部（IFFT：Inverse FastFour
ier transformに相当）５１にて逆高速フーリエ変換を
行う。

【００２２】最後に、インプットパラレル／シリアルバ
ッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２に
てフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに
変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナロ
グコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５
３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィル
タリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信
する。

【００２３】図３は、上記ＤＭＴ変復調方式を採用する
通信装置の受信系の全体構成例を示す図である。図３に
おいて、受信系では、受信データ（前述の送信データ）
に対し、アナログプロセッシング／アナログ−ディジタ
ルコンバータ（図示のANALOGPROCESSING AND ADCに相
当）１４１にてフィルタリング処理を実行後、アナログ
波形をディジタル波形に変換し、タイムドメインイコラ
イザ（TEQに相当）１４２にて時間領域の適応等化処理
を行う。

【００２４】時間領域の適応等化処理が実行されたデー
タについては、インプットシリアル／パラレルバッファ
（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にて
シリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパ
ラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast
Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変
換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに
相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。

【００２５】そして、周波数領域の適応等化処理が実行
されたデータについては、コンスタレーションデコーダ
／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GA
IN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング
（TONE ORDERRINGに相当）１４７にて行われる復号処理
（ターボ復号）およびトーンオーダリング処理により、
シリアルデータに変換される。その後、レートコンバー
タ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレー
トコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相
当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラ
ーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２
によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサ
イクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundanc
y checkに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等
の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコ
ントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信デ
ータが再生される。

【００２６】上記に示すような通信装置においては、受
信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この
２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの
経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および
高レートのデータ通信を実現可能としている。

【００２７】なお、上記では、説明の便宜上、マルチキ
ャリア変復調方式として、ＤＭＴ変復調方式を採用する
有線系ディジタル通信方式の動作について説明したが、
これに限らず、この構成は、マルチキャリア変復調方式
（たとえば、ＯＦＤＭ変復調方式）により有線通信およ
び無線通信を行うすべての通信装置に適用可能である。
また、符号化処理として、ターボ符号を採用した場合の
通信装置について説明したが、これに限らず、たとえ
ば、既知の畳み込み符号を採用することとしてもよい。

【００２８】以下、上記マルチキャリア変復調方式を採
用する通信装置における符号器（送信系）および復号器
（受信系）の動作を図面にしたがって説明する。図４
は、本発明にかかる通信装置で使用される符号器（ター
ボ符号器）、および復号器（ターボ復号器と硬判定器と
Ｒ／Ｓ（リードソロモン符号）デコーダの組み合わせ）
の構成を示す図であり、詳細には、図４（ａ）が本実施
の形態における符号器の構成を示す図であり、図４
（ｂ）が本実施の形態における復号器の構成を示す図で
ある。

【００２９】たとえば、図４（ａ）の符号器において、
２１は誤り訂正符号としてターボ符号を採用することに
よりシャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ
符号器であり、たとえば、ターボ符号器２１では、２ビ
ットの情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビッ
トと２ビットの冗長ビットとを出力する。さらに、ここ
では、受信側において各情報ビットに対する訂正能力が
均一になるように、各冗長ビットを生成する。

【００３０】一方、図４（ｂ）の復号器において、２２
は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_a
に相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であ
り、２３および２７は加算器であり、２４および２５は
インタリーバであり、２６は受信信号：Ｌｃｙ（後述の
受信信号：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_bに相当）から対数尤度比を算
出する第２の復号器であり、２８はデインタリーバであ
り、２９は第１の復号器２２の出力を判定して元の情報
ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、３
０はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報
ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、３
１は第２の復号器２６の出力を判定して元の情報ビット
系列の推定値を出力する第２の判定器であり、３２はリ
ードソロモン符号を復号してさらに精度の高い情報ビッ
ト系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、３３は
Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ₃，ｙ₄…に相当）を硬判定
して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定
器である。

【００３１】まず、図４（ａ）に示す符号器の動作につ
いて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅
変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）と
して、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。また、本
実施の形態の符号器においては、下位２ビットの入力デ
ータに対してのみターボ符号化を実施し、他の上位ビッ
トについては入力データをそのままの状態で出力する。
すなわち、本実施の形態においては、特性が劣化する可
能性のある４つの信号点（すなわち、信号点間距離が最
も近い４点）の下位２ビットに対して、優れた誤り訂正
能力をもつターボ符号化を実施し、受信側で軟判定を行
う。一方、特性が劣化する可能性の低いその他の上位ビ
ットについては、そのままの状態で出力し、受信側で硬
判定を行う構成とした。

【００３２】続いて、入力された下位２ビットの送信デ
ータ：ｕ₁，ｕ₂に対してターボ符号化を実施する、図４
（ａ）に示すターボ符号器２１の動作の一例について説
明する。たとえば、図５は、ターボ符号器２１の構成例
を示す図である。なお、ここでは、再帰的組織畳込み符
号器の構成として、既知の再帰的組織畳込み符号器を用
いることとする。

【００３３】図５において、３５は情報ビット系列に相
当する送信データ：ｕ₁，ｕ₂を畳込み符号化して冗長デ
ータ：ｕ_aを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器
であり、３６および３７はインタリーバであり、３８は
インタリーブ処理後のデータ：ｕ_1t，ｕ_2tを畳込み符号
化して冗長データ：ｕ_bを出力する第２の再帰的組織畳
込み符号化器である。ターボ符号器２１では、同時に、
送信データ：ｕ₁，ｕ₂と、第１の再帰的組織畳込み符号
化器３５の処理により送信データ：ｕ₁，ｕ₂を符号化し
た冗長データ：ｕ_aと、第２の再帰的組織畳込み符号化
器３８の処理によりインタリーブ処理後のデータ：
ｕ_1t，ｕ_2tを符号化した（他のデータとは時刻の異な
る）冗長データ：ｕ_bと、を出力する。

【００３４】そして、ターボ符号器２１においては、冗
長データ：ｕ_a，ｕ_bを用いた受信側での送信データ：ｕ
₁とｕ₂の推定精度が均一になるように、各冗長ビットに
おける重みに偏りが発生しないようにしている。

【００３５】このように、図４（ａ）に示す符号器を用
いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的
なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させること
が可能となり、さらに、送信データ：ｕ₁の系列の入力
と送信データ：ｕ₂の系列の入力とを、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３５と第２の再帰的組織畳込み符号化
器３８との間で入れ替えることにより、受信側における
送信データ：ｕ₁とｕ₂の推定精度の均一化が可能とな
る。

【００３６】つぎに、図４（ｂ）に示す復号器の動作に
ついて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振
幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を
採用する場合について説明する。また、本実施の形態の
復号器においては、受信データの下位２ビットに対して
ターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推
定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の
判定器３３で硬判定することにより、元の送信データを
推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ₄，ｙ₃，ｙ₂，
ｙ₁，ｙ_a，ｙ_bは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ₄，ｕ
₃，ｕ₂，ｕ₁，ｕ _a，ｕ_bに伝送路のノイズやフェージン
グの影響を与えた信号である。

【００３７】まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_a，
ｙ_bを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器２２
が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_aを抽出し、これら
の受信信号から推定される情報ビット（元の送信デー
タ：ｕ_1k，ｕ_2kに相当）：ｕ_1k´，ｕ_2k´の対数尤度
比：Ｌ（ｕ_1k´），Ｌ（ｕ_2k´）を算出する（ｋは時刻
を表す）。すなわち、ここでは、ｕ_2kが０である確率に
対するｕ_2kが１である確率と、ｕ_1kが０である確率に対
するｕ_1kが１である確率と、を求めることとなる。な
お、以降の説明では、ｕ_1k，ｕ_2kのことを単にｕ_kと呼
び、ｕ_1k´，ｕ_2k´のことを単にｕ_k´と呼ぶ。

【００３８】ただし、図４（ｂ）において、Ｌｅ
（ｕ_k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕ_k）は１つ前の外部
情報である事前情報を表す。また、対数尤度比を算出す
る復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号
器（ＭＡＰアルゴリズム：MaximumA-Posteriori）が用
いられることが多いが、たとえば、既知のビタビ復号器
を用いることとしてもよい。

【００３９】つぎに、加算器２３では、前記算出結果で
ある対数尤度比から、第２の復号器２６に対する外部情
報：Ｌｅ（ｕ_k）を算出する。ただし、１回目の復号に
おいては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ
_k）＝０である。

【００４０】つぎに、インタリーバ２４および２５で
は、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕ_k）に対して
信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器２６で
は、第１の復号器２２と同様に、受信信号Ｌｃｙ、およ
び先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕ_k）に基づい
て、対数尤度比：Ｌ（ｕ_k´）を算出する。

【００４１】その後、加算器２７では、加算器２３と同
様に、外部情報：Ｌｅ（ｕ_k）を算出する。このとき、
デインタリーバ２８にて並べ替えられた外部情報は、事
前情報：Ｌａ（ｕ_k）として、前記第１の復号器２２に
フィードバックされる。

【００４２】そして、上記ターボ復号器では、上記処理
を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り
返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を
算出し、そして、第１の判定器２９および第２の判定器
３１が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、
もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえ
ば、対数尤度比が“Ｌ（ｕ_k´）＞０”であれば、推定
情報ビット：ｕ_k´を１と判定し、“Ｌ（ｕ_k´）≦０”
であれば、推定情報ビット：ｕ_k´を０と判定する。な
お、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ₃，ｙ₄…につい
ては、第３の判定器３３を用いて硬判定する。

【００４３】最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ３０および
第２のＲ／Ｓデコーダ３２では、所定の方法でリードソ
ロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度
がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り
返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を
用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データ
の誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出
力する。

【００４４】ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ３０および
第２のＲ／Ｓデコーダ３２によるもとの送信データの推
定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体
例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、
たとえば、第１の判定器２９または第２の判定器３１に
てもとの送信データが推定される毎に、対応する第１の
Ｒ／Ｓデコーダ３０、または第２のＲ／Ｓデコーダ３２
が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ
／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でター
ボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、
リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信
データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信デー
タを出力する。

【００４５】また、第２の方法としては、第１の判定器
２９または第２の判定器３１にてもとの送信データが推
定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ３０、ま
たは第２のＲ／Ｓデコーダ３２が、交互にエラーのチェ
ックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」
と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理
を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記
推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推
定精度の高い送信データを出力する。

【００４６】また、第３の方法としては、上記第１およ
び第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、
繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてし
まうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた
所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット
誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用
いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行
い、より推定精度の高い送信データを出力する。

【００４７】このように、図４（ｂ）に示す復号器を用
いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレー
ションが増大する場合においても、特性劣化の可能性が
ある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理および
リードソロモン符号による誤り訂正を実施するターボ復
号器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判
定を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判
定処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが
可能となる。

【００４８】また、第１のＲ／Ｓデコーダ３０および第
２のＲ／Ｓデコーダ３２を用いて送信データを推定する
ことにより、イテレーション回数を低減することがで
き、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさら
に削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバ
ースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボ
ル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモ
ン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた
伝送特性が得られることが一般的に知られている。

【００４９】以上、ここまでの説明では、マルチキャリ
ア変復調方式を採用する通信装置の基本的な動作と、良
好な伝送特性および高伝送レートを得るためにターボ符
号を用いた場合の通信装置の動作について説明した。以
降の説明では、「伝送レートのさらなる向上」という観
点から、マルチキャリア変復調方式の特徴である「伝送
効率の良さ」および「機能のフレキシビリティ」を最大
限に利用し、最適な伝送レートを実現した本実施の形態
の通信装置について説明する。

【００５０】たとえば、ＯＦＤＭ変復調方式を用いて、
複数本のサブキャリアによるデータ通信を想定した場
合、偶数のサブキャリアは前半部と後半部で同一の波形
となり、その合成波も前半部と後半部で同一の波形とな
る（図６（ａ）参照）。一方、奇数のサブキャリアは前
半部と後半部とで波形が反転し、その合成波も前半部と
後半部とで波形が反転している（図６（ｂ）参照）。な
お、図６は、各サブキャリアの波形およびその合成波形
を示す図である。

【００５１】上記偶数サブキャリアと奇数サブキャリア
の特性は、以下のように数式を用いて説明できる。

【００５２】一般的に、ＯＦＤＭ変調器では、（１）式
のように、複数のサブキャリアの合成波がＯＦＤＭ変調
波となる。

【数１】

【００５３】ただし、Ｒｅ［ ］は実部を表し、ｄ_n＝
Ｒ_n＋ｊＩ_nであり、０≦ｔ≦Ｔ_s（Ｔ _sはＯＦＤＭシンボ
ル周期を表す）であり、ｆ₀は隣接するサブキャリア間
のキャリア間隔を表し、ｎｆ₀はｎ番目のサブキャリア
を表す。

【００５４】また、ＯＦＤＭの複素等化低域信号をｕ
（ｔ）とすると、ｕ（ｔ）は、（２）式のように表すこ
とができる。

【数２】

【００５５】さらに、ｕ（ｔ）を１／（Ｎｆ₀）毎に標
本化すると、標本化後の信号ｕ（ｋ／Ｎｆ₀）は、
（３）式のように表すことができる。

【数３】

【００５６】（３）式より、偶数サブキャリアのＯＦＤ
Ｍ変調波ｕ（ｋ／Ｎｆ₀）は、ｎをｎ＝２ｉ（ｉ＝０，
１，２，…，（Ｎ／２）−１）とすると、（４）式のよ
うに表すことができる。

【数４】

【００５７】さらに、（４）式を、ｋ＝（Ｎ／２）ａ＋
ｂ（ａ＝０，１、ｂ＝０，１，…，Ｎ／２）とし、
（５）式のように置き換えると、偶数サブキャリアのＯ
ＦＤＭ変調波は、（６）式ように表すことができる。

【００５８】

【数５】

【００５９】

【数６】

【００６０】（６）式より、偶数サブキャリアの前半部
と後半部は同一の波形であることがわかる。

【００６１】一方、奇数サブキャリアのＯＦＤＭ変調波
ｕ（ｋ／Ｎｆ₀）は、ｎをｎ＝２ｌ＋１（ｌ＝０，１，
２，…，（Ｎ／２）−１）とすると、（７）式のように
表すことができる。

【数７】

【００６２】さらに、（７）式を、ｋ＝（Ｎ／２）ａ＋
ｂ（ａ＝０，１、ｂ＝０，１，…，（Ｎ／２）−１）と
し、（８）式のように置き換えると、奇数サブキャリア
のＯＦＤＭ変調波は、（９）式ように表すことができ
る。

【００６３】

【数８】

【００６４】

【数９】

【００６５】（９）式より、偶数サブキャリアの前半部
と後半部は反転した波形であることがわかる。

【００６６】上記特性を利用して、たとえば、本実施の
形態の送信系では、一次変調方式としてＢＰＳＫを採用
する場合、ＢＰＳＫ変調後の信号に対して逆フーリエ変
換（２５６複素ＦＦＴ）を実施して送信シンボルを生成
し、各サブキャリアに割り当てるビット数を変えずに送
信シンボルをハーフシンボル化することで、伝送レート
の向上を図る。ただし、送信シンボルのハーフシンボル
化を実施すると、ＯＦＤＭシンボルの直交性が維持でき
なくなり、各サブキャリア間で相互干渉を起こす。

【００６７】一方、受信系では、ハーフシンボル化され
た受信シンボルの後ろに、全０のシンボルを付加し、送
信系にてハーフシンボル化を実施する前のフルサイズの
シンボルを生成する。そして、生成したシンボルに対し
てフーリエ変換を行い、偶数サブキャリアおよび奇数サ
ブキャリアを抽出する。

【００６８】以下、上記特性を利用した本実施の形態の
送信系および受信系の動作を詳細に説明する。たとえ
ば、Ｎが４の場合、上記受信系の動作は、図７のように
表すことができる。図７において、Ａ部は復調データで
あり、Ｂ部は４値複素ＦＦＴであり、Ｃ部はハーフシン
ボル化された受信シンボルの後半部に全０を付加したフ
ルサイズの生成シンボルである。図示のとおり、復調後
の偶数サブキャリアおよび奇数サブキャリア［ｙ
（０），ｙ（１），ｙ（３），ｙ（４）］は、生成シン
ボルに対して逆高速フーリエ変換を行うことで求められ
る。

【００６９】具体的にいうと、偶数サブキャリアおよび
奇数サブキャリア［ｙ（０），ｙ（１），ｙ（３），ｙ
（４）］は、下記のように求められる。まず、Ｂ部およ
びＤ部によりＥ部を算出する。さらに、一次変調方式が
ＢＰＳＫであるため図８に基づいて実部の値だけを取り
出し、Ｅ部をＦ部のように表す。なお、図示のＷは、
（５）（８）式が成立することから、図８のように、実
軸の１，−１だけで表すことができる。

【００７０】そして、Ｆ部に送信データを乗算すると、
たとえば、偶数サブキャリアｙ（０），ｙ（２）につい
ては、奇数サブキャリアに割り当てられる信号が１と−
１であれば、奇数サブキャリアが打ち消され、ｙ（０）
＝ｄ（０），ｙ（２）＝ｄ（２）のように再生できる。
また、奇数サブキャリアｙ（１），ｙ（３）について
も、偶数サブキャリアに割り当てられる信号が１と−１
であれば、偶数サブキャリアが打ち消され、ｙ（１）＝
ｄ（１），ｙ（３）＝ｄ（３）のように再生できる。

【００７１】したがって、サブキャリア数が十分に大き
い場合には、すなわち、Ｎが十分に大きい場合には、送
信データのランダム性により１，−１の発生確率がほぼ
等しくなるため、所望のサブキャリア以外のサブキャリ
アの総和を０に近似でき（偶数サブキャリアｙ（０），
ｙ（２），…を求める場合には全奇数キャリアの総和を
０に近似でき、奇数サブキャリアｙ（１），ｙ（３），
…を求める場合には全偶数キャリアの総和を０に近似で
きる）、これにより、所望の偶数サブキャリアおよび奇
数サブキャリアだけを抽出できる。

【００７２】しかしながら、上記の方法で送信データを
再生した場合は、所望のサブキャリア以外のサブキャリ
アの総和が０に近似できるのであって、確実に０になる
わけではないので、すなわち、偶数サブキャリアｙ
（０），ｙ（２），…を求める場合には奇数サブキャリ
アの総和、奇数サブキャリアｙ（１），ｙ（３），…を
求める場合には偶数サブキャリアの総和、がそれぞれ確
実に０になるわけではないので、この成分がノイズとな
り、復調特性に影響を与える。

【００７３】そこで、本実施の形態においては、上記ノ
イズ成分となるサブキャリアを除去することで、所望の
サブキャリアだけを確実に抽出する。

【００７４】ここで、図１を用いて本実施の形態の送信
系および受信系の動作を詳細に説明する。なお、ここで
は、Ｎ＝８の場合を例として説明する。したがって、受
信系では、（１０）式により偶数サブキャリアおよび奇
数キャリアを抽出することとになる。

【００７５】

【数１０】

【００７６】まず、送信系では、ＷＨ符号化部１が、所
望のサブキャリア以外のサブキャリアの総和が０になる
ように、すなわち、所望のサブキャリアだけを抽出でき
るように、送信データを偶数サブキャリアおよび奇数サ
ブキャリアに分けて符号化する。具体的にいうと、偶数
サブキャリアおよび奇数サブキャリアに対して個別にＭ
＝Ｋ・Ｈ_1-3を実行する。なお、Ｍは偶数サブキャリア
または奇数サブキャリアの符号化処理後の送信データを
表し、ＫはＢＰＳＫ変調後の送信データを表し、Ｈ_1-3
は符号化系列を表す。図９は、本実施の形態の使用する
符号化系列Ｈ_1-3を示す図である。本実施の形態では、
符号化系列として、アダマール系列の１行目以外を使用
する。

【００７７】したがって、たとえば、送信データを［０
１ ０ １ １ ０］とした場合、ＷＨ符号化部１で
は、ＢＰＳＫ変調後の送信データＫ＝［−１ １ −１
１１ −１］を、偶数サブキャリアの送信データＫ＿
ｅｖｅｎ＝［−１ −１１］と、奇数サブキャリアの送
信データＫ＿ｏｄｄ＝［１ １ −１］と、に分割し、
（１１）式および（１２）式を実行して符号化データＭ
＿ｅｖｅｎおよびＭ＿ｏｄｄを計算する。

【００７８】

【数１１】

【００７９】

【数１２】

【００８０】つぎに、Ｎ（＝８）値複素ＩＦＦＴ２で
は、上記ＷＨ符号化部１により計算した符号化データＭ
＝［−１ １ −１ １ −１ １ ３ −３］に対し
て逆高速フーリエ変換を実行し、フルサイズの送信シン
ボルを生成する。フルサイズの送信シンボルは（１３）
式のように表すことができる。

【００８１】

【数１３】

【００８２】最後に、送信シンボル生成部３では、８値
複素ＩＦＦＴ２で生成したフルサイズの送信シンボルを
ハーフシンボル化し、当該ハーフシンボル化された送信
シンボルを伝送路上に送信する。ハーフシンボル化され
た送信シンボルは、（１４）式のように表すことができ
る。

【００８３】

【数１４】

【００８４】一方、受信系では、シンボル生成部１１
が、ハーフシンボル化された受信シンボルの後半部に、
全０のシンボルを付加し、送信系にてハーフシンボル化
を実施する前のフルサイズのシンボルを生成する。ここ
で、生成されたシンボルは、（１５）式のように表すこ
とができる。

【００８５】

【数１５】

【００８６】つぎに、Ｎ（＝８）値複素ＦＦＴ１２で
は、シンボル生成部１１にて生成したフルサイズのシン
ボルに対してフーリエ変換を実行し、さらに、偶数デー
タ判定部１３および奇数データ判定部１４では、個別に
偶数データおよび奇数データを判定する。なお、偶数デ
ータおよび奇数データｙ（０）〜ｙ（７）は、上記
（１）式により抽出され、その計算結果は、（１６）式
となる。

【００８７】

【数１６】

【００８８】つぎに、偶数キャリアＷＨ復号部１５で
は、受け取った偶数データ（符号化データ）Ｍ＿ｅｖｅ
ｎ´＝［−１ −１ −１ ３］に対して復号処理を実
行し、上記偶数サブキャリアの送信データＫ＿ｅｖｅｎ
を再生する。一方、奇数キャリアＷＨ復号部１６では、
受け取った奇数データ（符号化データ）Ｍ＿ｏｄｄ´＝
［１ １ １ −３］に対して復号処理を実行し、上記
奇数サブキャリアの送信データＫ＿ｏｄｄを再生する。
具体的にいうと、受け取った偶数データおよび奇数デー
タに対して個別にＫ＝Ｍ´・Ｈ_1-3 ^T、すなわち、（１
７）式および（１８）式を実行する。

【００８９】

【数１７】

【００９０】

【数１８】

【００９１】最後に、再構成部１７では、（１７）式お
よび（１８）式の結果から、偶数サブキャリアおよび奇
数サブキャリアに対応するＢＰＳＫ変調後の送信データ
Ｋ＝［−１ １ −１ １ １ −１］を再構成し、さ
らに、ＢＰＳＫ変調された送信データＫを復調し、もと
の送信データ［０ １ ０ １ １ ０］を得る。

【００９２】このように、本実施の形態においては、送
信側の通信装置が、ＢＰＳＫ変調後の送信データに対し
て所定の符号化処理を実行し、さらに、符号化処理後の
送信データに対して逆フーリエ変換を実行することでフ
ルサイズの送信シンボルを生成し、最後に、当該送信シ
ンボルをハーフシンボル化して伝送路上に送信する。一
方、受信側の通信装置が、ハーフシンボル化された受信
シンボルの後半部に全０のシンボルを付加し、さらに、
全０付加後のシンボルに対してフーリエ変換を行うこと
で上記符号化後の送信データを再生し、最後に、当該再
生データに対して所定の復号処理を実行してもとの送信
データを得る。これにより、時間軸上でのデータ圧縮が
可能となるため、伝送容量を約２倍に拡大できるととも
に、さらに、所定の符号化処理／復号処理により復調時
のノイズ成分を除去できるため、復調特性を大幅に向上
させることができる。

【００９３】

【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、送信側の通信装置が、ＢＰＳＫ変調後の送信データ
に対して所定の符号化処理を実行し、さらに、符号化処
理後の送信データに対して逆フーリエ変換を実行するこ
とでフルサイズの送信シンボルを生成し、最後に、当該
送信シンボルをハーフシンボル化して伝送路上に送信す
る。一方、受信側の通信装置が、ハーフシンボル化され
た受信シンボルの後半部に全０のシンボルを付加し、さ
らに、全０付加後のシンボルに対してフーリエ変換を行
うことで上記符号化後の送信データを再生し、最後に、
当該再生データに対して所定の復号処理を実行してもと
の送信データを得る。これにより、時間軸上でのデータ
圧縮が可能となるため、伝送容量を約２倍に拡大できる
とともに、さらに、所定の符号化処理／復号処理により
復調時のノイズ成分を除去できるため、復調特性を大幅
に向上させることが可能な通信装置を得ることができ
る、という効果を奏する。

【００９４】つぎの発明によれば、送信側の通信装置
が、ＢＰＳＫ変調後の送信データに対して所定の符号化
処理を実行し、さらに、符号化処理後の送信データに対
して逆フーリエ変換を実行することでフルサイズの送信
シンボルを生成し、最後に、当該送信シンボルをハーフ
シンボル化して伝送路上に送信する。これにより、時間
軸上でのデータ圧縮が可能となるため、伝送容量を約２
倍に拡大できる、という効果を奏する。

【００９５】つぎの発明によれば、受信側の通信装置
が、ハーフシンボル化された受信シンボルの後半部に全
０のシンボルを付加し、さらに、全０付加後のシンボル
に対してフーリエ変換を行うことで送信側にて符号化後
の送信データを再生し、最後に、当該再生データに対し
て所定の復号処理を実行してもとの送信データを得る。
したがって、所定の符号化処理／復号処理により、復調
時のノイズ成分を除去できるため、復調特性を大幅に向
上させることができる、という効果を奏する。

【００９６】つぎの発明によれば、送信側が、ＢＰＳＫ
変調後の送信データに対して所定の符号化処理を実行
し、さらに、符号化処理後の送信データに対して逆フー
リエ変換を実行することでフルサイズの送信シンボルを
生成し、最後に、当該送信シンボルをハーフシンボル化
して伝送路上に送信する。一方、受信側が、ハーフシン
ボル化された受信シンボルの後半部に全０のシンボルを
付加し、さらに、全０付加後のシンボルに対してフーリ
エ変換を行うことで上記符号化後の送信データを再生
し、最後に、当該再生データに対して所定の復号処理を
実行してもとの送信データを得る。これにより、時間軸
上でのデータ圧縮が可能となるため、伝送容量を約２倍
に拡大できるとともに、さらに、所定の符号化処理／復
号処理により復調時のノイズ成分を除去できるため、復
調特性を大幅に向上させることができる、という効果を
奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明にかかる通信装置の構成を示す図であ
る。

【図２】 ＤＭＴ変復調方式を採用する通信装置の送信
系の全体構成例を示す図である。

【図３】 ＤＭＴ変復調方式を採用する通信装置の受信
系の全体構成例を示す図である。

【図４】 本発明にかかる通信装置で使用される符号器
および復号器の構成を示す図である。

【図５】 ターボ符号器の構成例を示す図である。

【図６】 各サブキャリアの波形およびその合成波形を
示す図である。

【図７】 本実施の形態の受信系の動作を示す図であ
る。

【図８】 本実施の形態の受信系の動作を示す図であ
る。

【図９】 本実施の形態の符号化系列Ｈ_1-3を示す図で
ある。

【符号の説明】

１ ＷＨ符号化部、２ Ｎ値複素ＩＦＦＴ、３ 送信シ
ンボル生成部、１１シンボル生成部、１２ Ｎ値複素Ｆ
ＦＴ、１３ 偶数データ判定部、１４ 奇数データ判定
部、１５ 偶数キャリアＷＨ復号部、１６ 奇数キャリ
アＷＨ復号部、１７ 再構成部。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 マルチキャリア変復調方式を採用する通
   信装置において、 送信データに対してＢＰＳＫ変調処理を実行後、当該Ｂ
   ＰＳＫ変調後のデータに対して復調時のノイズ成分を除
   去可能な所定の符号化処理を実行し、 つぎに、前記符号化処理後のデータに対して逆フーリエ
   変換を行い、 最後に、前記フーリエ変換後のシンボルの後半部を除去
   してハーフサイズの送信シンボルを生成し、当該送信シ
   ンボルを伝送路上に送信する送信手段と、 受け取った受信シンボルの後半部に全０のシンボルを付
   加することでハーフシンボル化を実施する前と同一長の
   シンボルを生成し、 つぎに、前記生成シンボルに対してフーリエ変換を行う
   ことで上記符号化処理後のデータを再生し、 つぎに、前記再生したデータを判定し、 最後に、前記判定後のデータに対して所定の復号処理お
   よびＢＰＳＫ復調処理を実行してもとの送信データを復
   調する受信手段と、 を備えることを特徴とする通信装置。
2. 【請求項２】 マルチキャリア変復調方式を採用し、送
   信機として動作する通信装置において、 送信データに対してＢＰＳＫ変調処理を実行後、当該Ｂ
   ＰＳＫ変調後のデータに対して復調時のノイズ成分を除
   去可能な所定の符号化処理を実行する符号化手段と、 前記符号化処理後のデータに対して逆フーリエ変換を行
   う逆フーリエ変換手段と、 前記フーリエ変換後のシンボルの後半部を除去してハー
   フサイズの送信シンボルを生成し、当該送信シンボルを
   伝送路上に送信する送信シンボル生成手段と、 を備えることを特徴とする通信装置。
3. 【請求項３】 マルチキャリア変復調方式を採用し、受
   信機として動作する通信装置において、 受け取った受信シンボルの後半部に全０のシンボルを付
   加することで、送信機にてハーフシンボル化を実施する
   前と同一長のシンボルを生成するシンボル生成手段と、 前記生成シンボルに対してフーリエ変換を行うことで、
   送信機による符号化処理後のデータを再生するフーリエ
   変換手段と、 つぎに、前記再生したデータを判定する判定手段と、 最後に、前記判定後のデータに対して所定の復号処理お
   よびＢＰＳＫ復調処理を実行してもとの送信データを復
   調する復調手段と、 を備えることを特徴とする通信装置。
4. 【請求項４】 マルチキャリア変復調方式を採用する通
   信方法にあっては、 送信データに対してＢＰＳＫ変調処理を実行後、当該Ｂ
   ＰＳＫ変調後のデータに対して復調時のノイズ成分を除
   去可能な所定の符号化処理を実行する符号化ステップ
   と、 前記符号化処理後のデータに対して逆フーリエ変換を行
   う逆フーリエ変換ステップと、 前記フーリエ変換後のシンボルの後半部を除去してハー
   フサイズの送信シンボルを生成し、当該送信シンボルを
   伝送路上に送信する送信シンボル生成ステップと、 受け取った受信シンボルの後半部に全０のシンボルを付
   加することでハーフシンボル化を実施する前と同一長の
   シンボルを生成するシンボル生成ステップと、 前記生成シンボルに対してフーリエ変換を行うことで上
   記符号化処理後のデータを再生するフーリエ変換ステッ
   プと、 前記再生したデータを判定する判定ステップと、 前記判定後のデータに対して所定の復号処理およびＢＰ
   ＳＫ復調処理を実行してもとの送信データを復調する復
   調ステップと、 を含むことを特徴とする通信方法。