JP4342674B2 - 通信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア変復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信を実現可能とする通信装置に関するものである。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべての通信装置に適用可能である。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の通信装置について説明する。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されている。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブを施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するもので、シャノン限界に近い特性が得られると言われており、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つである。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に向上させることができる。
【０００３】
ここで、上記ターボ符号を用いた従来の通信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明する。図９は、送信系において使用されるターボ符号器の構成を示す図である。図９（ａ）において、１０１は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２はインタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２により入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。図９（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器である。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理を行う。
【０００４】
上記のように構成されるターボ符号器では、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１の処理により前記情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ3と、を出力する。
【０００５】
図１０は、受信系において使用されるターボ復号器の構成を示す図である。図１０において、１１１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加算器であり、１１３および１１４はインタリーバであり、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデインタリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ前記情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3に伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
【０００６】
上記のように構成されるターボ復号器では、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。このとき、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）は、以下のように表すことができる。
【数１】
【０００７】
なお、Ｌｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表し、Ｐr（ｘ1k＝１｜｛Ｙ｝）は、受信信号の全系列｛Ｙ｝を受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｘ1kが１である確率を表し、Ｐr（ｘ1k＝０｜｛Ｙ｝）は、全系列｛Ｙ｝を受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｘ1kが０である確率を表す。すなわち、（１）式では、情報ビット：ｘ1kが０である確率に対する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとなる。
【０００８】
つぎに、加算器１１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外部情報を算出する。外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）は、上記（１）式に基づいて、以下のように表すことができる。
Ｌｅ（ｘ1k）＝Ｌ（ｘ1k´）−ｙ1k−Ｌａ（ｘ1k） …（２）
ただし、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０である。
【０００９】
つぎに、インタリーバ１１３および１１４では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１１５では、第１の復号器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、および先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づいて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。その後、加算器１１６では、加算器１１２と同様に、（２）式を用いて、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出する。このとき、デインタリーブ１１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１の復号器１１１にフィードバックされる。
【００１０】
最後に、ターボ復号器では、上記処理を、所定の回数にわたって繰り返し実行することで、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１８が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情報ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
【００１１】
図１１は、従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。たとえば、図１１のようにＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号語の「最小ハミング重み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与える。具体的にいうと、最小ハミング重みが小さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。
【００１２】
なお、最小ハミング重みとは、たとえば、図９に示す系列（ｘ1，ｘ2，ｘ3）のとりうる各パターンの、‘１’の個数の最小値のことをいう。したがって、たとえば、
ｘ1＝…００１００１０００００…
ｘ2＝…０００１０１０００００…
ｘ3＝…０００１０１０１０００…
という符号語が、‘１’の個数の最小値を示すパターンの場合、このターボ符号器の最小ハミング重みは、ｗmin＝７となる。ただし、ｘ1、ｘ2は、エンコーダの入力データ系列を表し、ｘ3はエンコーダからの出力データ系列を表す。
【００１３】
このように、従来の通信装置においては、誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することにより、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなるような場合においても、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
【００１４】
また、従来の通信装置においては、すべての入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列がある場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットのすべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンスタレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビットのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、ターボ符号を採用する従来の通信装置においては、たとえば、図９（ｂ）に示す従来のターボ符号器で用いられているエンコーダに改善の余地があり、このような従来のエンコーダ（再帰的組織畳込み符号化器に相当）を用いたターボ符号化が、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ているとはいえない、という問題があった。
【００１６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さらに、従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向上を実現可能な通信装置を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっては、ターボ符号器を備え、該ターボ符号器が、入力される第１の情報ビット系列および第２の情報ビット系列に基づいて第１の冗長ビット系列を出力する構成とし、該第１の冗長ビット系列を生成するための最終段の加算器に対して、前記第２の情報ビット系列を入力する第１の再帰的組織畳込み符号化手段（後述する実施の形態の第１の再帰的組織畳込み符号化器３１に相当）と、前記第１の情報ビット系列を既知の方法で並べ替える第１の並べ替え手段（インタリーバ３２に相当）と、前記第２の情報ビット系列を同一の方法で並べ替える第２の並べ替え手段（インタリーバ３３に相当）と、入力される前記第１の並べ替え手段の出力系列および第２の並べ替え手段の出力系列に基づいて第２の冗長ビット系列を出力する構成とし、該第２の冗長ビット系列を生成するための最終段の加算器に対して、前記第１の並べ替え手段の出力系列を入力する第２の再帰的組織畳込み符号化手段（第２の再帰的組織畳込み符号器３４に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００１８】
つぎの発明にかかる通信装置において、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化手段は、５つの加算器（加算器６５，６６，６７，６８，６９に相当）と４つの遅延器（遅延器６１，６２，６３，６４に相当）が、１段目の加算器から順に交互に接続され、さらに、最終段の加算器の出力が、１段目および４段目の加算器にフィードバックされた状態で、前記第２の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、３段目、４段目および前記最終段の加算器に入力し、前記第１の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目、３段目および４段目の加算器に入力し、前記第２の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目、３段目および４段目の加算器に入力し、前記第１の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、３段目、４段目および前記最終段の加算器に入力することを特徴とする。
【００１９】
つぎの発明にかかる通信装置において、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化手段は、４つの加算器（加算器７５，７６，７７，７８に相当）と４つの遅延器（遅延器７１，７２，７３，７４に相当）が、第１の遅延器から順に交互に接続され、さらに、最終段の遅延器の出力が、１段目の遅延器および３段目の加算器にフィードバックされた状態で、前記第２の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目および前記最終段の加算器に入力し、前記第１の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、２段目および３段目の加算器に入力し、前記第２の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、２段目および３段目の加算器に入力し、前記第１の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目および前記最終段の加算器に入力することを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２１】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる通信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であり、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態における復号器の構成を示す図である。
【００２２】
本実施の形態における通信装置においては、上記符号器および復号器の両方の構成を備えることとし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得る。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、上記両方の構成を備えることとしたが、たとえば、２つのうちの符号器だけを備える送信機を想定することとしてもよいし、一方、復号器だけを備える受信機を想定することとしてもよい。
【００２３】
また、図１（ａ）の符号器において、１は誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによりシャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビットの情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと２ビットの冗長ビットとを出力し、さらに、ここでは、受信側において各情報ビットに対する訂正能力が均一になるように、各冗長ビットを生成する。
【００２４】
一方、図１（ｂ）の復号器において、１１は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙaに相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１２および１６は加算器であり、１３および１４はインタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであり、１８は第１の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２はＬｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定器である。
【００２５】
ここで、上記符号器および復号器の動作を説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subscriber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において標準化されている。以降、本実施の形態の説明については、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用いることとする。
【００２６】
図２は、本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。図２において、送信系では、送信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重化された送信データに対してサイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さらに、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクランブル処理を行う。
【００２７】
なお、マルチプレックス／シンクコントロール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interleaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大きくなる。
【００２８】
その後、送信データは、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERRINGに相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そして、トーンオーダリング処理後の送信データに基づいて、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にてコンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
【００２９】
最後に、インプットパラレル／シリアルバッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２にてフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィルタリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信する。
【００３０】
図３は、本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。図３において、受信系では、受信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のANALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタリング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４２にて時間領域の適応等化処理を行う。
【００３１】
時間領域の適応等化処理が実行されたデータについては、インプットシリアル／パラレルバッファ（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にてシリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
【００３２】
そして、周波数領域の適応等化処理が実行されたデータについては、コンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GAIN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング（TONE ORDERRINGに相当）１４７にて行われる復号処理（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、シリアルデータに変換される。その後、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレートコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサイクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundancy checkに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信データが再生される。
【００３３】
上記に示すような通信装置においては、受信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および高レートのデータ通信を実現可能としている。
【００３４】
なお、上記のように構成される通信装置においては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系におけるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング１４６に位置付けられる。
【００３５】
以下、本実施の形態における符号器（送信系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。また、本実施の形態の符号器においては、すべての入力データ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビットの入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の上位ビットについては入力データをそのままの状態で出力する。
【００３６】
ここで、下位２ビットの入力データについてのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点配置である。
【００３７】
たとえば、上記すべての変調方式の信号点配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列（送信データ）として最も確からしいデータを推定する。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を送信データとして判定することになる。しかしながら、このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）であることがわかる。そこで、本実施の形態においては、特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対して、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
【００３８】
これにより、本実施の形態においては、多値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させることができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対してのみターボ符号化を実施するため、すべてのビットをターボ符号化の対象とする従来技術と比較して、演算量を大幅に削減することができる。
【００３９】
続いて、入力された下位２ビットの送信データ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１（ａ）に示すターボ符号器１の動作について説明する。たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成を示す図であり、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１のブロック構成を示す図であり、図５（ｂ）が本発明にかかる再帰的組織畳込み符号器の回路構成を示す図である。
【００４０】
図５（ａ）において、３１は情報ビット系列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１の処理により前記送信データを符号化した冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４の処理によりインタリーブ処理後のデータを符号化した（他のデータとは時刻の異なる）冗長データ：ｕbと、を出力する。
【００４１】
また、図５（ｂ）に示す本発明の再帰的組織畳込み符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器であり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長データ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力する。
【００４２】
そして、ターボ符号器１においては、冗長データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度が均一になるように、各冗長ビットにおける重みに偏りが発生しないようにしている。すなわち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するために、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６８，６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信データ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６５，６７，６８，６９に入力することで、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしている。
【００４３】
このように、図１（ａ）に示す符号器を用いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させることが可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化器３４との間で入れ替えることにより、受信側による送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能となる。
【００４４】
なお、図６は、図５（ｂ）の再帰的組織畳込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を示す図である。したがって、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を、図６の回路構成に置き換えた場合においても、上記と同様の効果が得られる。
【００４５】
図６に示す本発明の再帰的組織畳込み符号化器において、７１，７２，７３，７４は遅延器であり、７５，７６，７７，７８は加算器である。この再帰的組織畳込み符号化器は、１段目の加算器７５が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７１の出力とを加算出力し、２段目の加算器７６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７２の出力とを加算出力し、３段目の加算器７７が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７３の出力とフィードバックされた遅延器７４の出力とを加算出力し、最終段の加算器７８が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７４の出力とを加算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力する。
【００４６】
つぎに、図１（ｂ）に示す復号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する場合について説明する。また、本実施の形態の復号器においては、受信データの下位２ビットに対してターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ3，ｕ2，ｕ1，ｕa，ｕbに伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
【００４７】
まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙa，ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これらの受信信号から推定される情報ビット（元の送信データ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。なお、対数尤度比を算出する復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号器（ＭＡＰアルゴリズム：Maximum A-Posteriori）が用いられることが多いが、たとえば、既知のビタビ復号器を用いることとしてもよい。
【００４８】
このとき、対数尤度比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）は、以下のように表すことができる。
【数２】
【００４９】
【数３】
【００５０】
なお、本実施の形態において、Ｌｅ（ｕ1k），Ｌｅ（ｕ2k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕ1k），Ｌａ（ｕ2k）は１つ前の外部情報である事前情報を表し、Ｐr（ｕ1k＝１｜｛Ｌｃｙ｝）は、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｕ1kが１である事後確率を表し、Ｐr（ｕ1k＝０｜｛Ｌｃｙ｝）は、ｕ1kが０である事後確率を表し、Ｐr（ｕ2k＝１｜｛Ｌｃｙ｝）は、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｕ2kが１である事後確率を表し、Ｐr（ｕ2k＝０｜｛Ｌｃｙ｝）は、ｕ2kが０である事後確率を表す。すなわち、（３）（４）式では、ｕ2kが０である確率に対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。
【００５１】
つぎに、加算器１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情報を算出する。外部情報：Ｌｅ（ｕ1k），Ｌｅ（ｕ2k）は、上記（３）（４）式に基づいて、以下のように表すことができる。
Ｌｅ（ｕ1k）＝Ｌ（ｕ1k´）−Ｌｃｙ−Ｌａ（ｕ1k） …（５）
Ｌｅ（ｕ2k）＝Ｌ（ｕ2k´）−Ｌｃｙ−Ｌａ（ｕ2k） …（６）
ただし、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ1k）＝０，Ｌａ（ｕ2k）＝０である。
【００５２】
つぎに、インタリーバ１３および１４では、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕ1k），Ｌｅ（ｕ2k）に対して信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５では、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、および先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕ1k），Ｌａ（ｕ2k）に基づいて、（３）（４）式による対数尤度比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する。なお、ここでは、Ｐr（ｕ1k＝１｜｛Ｌｃｙ｝）は、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙbを受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｕ1kが１である事後確率を表し、Ｐr（ｕ1k＝０｜｛Ｌｃｙ｝）は、ｕ1kが０である事後確率を表し、Ｐr（ｕ2k＝１｜｛Ｌｃｙ｝）は、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙbを受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｕ2kが１である事後確率を表し、Ｐr（ｕ2k＝０｜｛Ｌｃｙ｝）は、ｕ2kが０である事後確率を表す。
【００５３】
その後、加算器１６では、加算器１２と同様に、（５）（６）式を用いて、外部情報：Ｌｅ（ｕ1k），Ｌｅ（ｕ2k）を算出する。このとき、デインタリーブ１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｕ1k），Ｌａ（ｕ2k）として、前記第１の復号器１１にフィードバックされる。
【００５４】
そして、上記ターボ復号器では、上記処理を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｕ1k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｕ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｕ1k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｕ1k´を０と判定し、同様に、対数尤度比が“Ｌ（ｕ2k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｕ2k´を１と判定し、“Ｌ（ｕ2k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｕ2k´を０と判定する。なお、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…については、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
【００５５】
最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００５６】
ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００５７】
また、第２の方法としては、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００５８】
また、第３の方法としては、上記第１および第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてしまうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００５９】
このように、図１（ｂ）に示す復号器を用いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレーションが増大する場合においても、特性劣化の可能性がある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリードソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可能となる。
【００６０】
また、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定することにより、イテレーション回数を低減することができ、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさらに削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた伝送特性が得られることが一般的に知られている。
【００６１】
最後に、本発明のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性と、従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較する。図７は、両者のＢＥＲ特性を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号語の「最小ハミング重み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与える。すなわち、最小ハミング重みが小さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。
【００６２】
具体的にいうと、ＢＰＳＫ変調を用いた白色ガウス雑音通信路において、誤り訂正符号のＢＥＲ特性の理論式は、一般的に、以下の（７）式のように示されている。
【数４】
【００６３】
ただし、ｗiは符号器への情報ビット系列のＮIビットに含まれる‘１’の個数（ハミング重み）を表し、ｗoは符号化された後の符号語系列のＮoビットのハミング重みを表し、ｗminは符号語の最小ハミング重みを表し、Ｒは符号化レートを表し、Ｅb／Ｎoは１情報ビットあたりの信号エネルギー対雑音電力比を表し、上記関数Ｑ（ｘ）は、以下の（８）式のように表す。
【数５】
【００６４】
これにより、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフロア領域では、関数Ｑ（ｘ）の減少によって、最小ハミング重み：ｗminが最もＢＥＲ特性に影響を与えることがわかる。このような状況に鑑み、ここでは、各符号器の性能比較の指標として、ターボ符号語の最小ハミング重みを採用した。
【００６５】
また、図８は、ある特定のインタリーバを採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示す図である。この最小ハミング重みは、入力される情報ビット系列のハミング重みが‘２’および‘３’であるものを全パターンにわたってターボ符号化し、その後、その符号化された系列のハミング重みを求め、その中の最小値を示したものである。
【００６６】
図７および図８における比較結果から、最小ハミング重みが大きく、エラーフロア領域のＢＥＲ特性が低い、本発明にかかるターボ符号器の性能の方が、従来技術より明らかに優れているといえる。
【００６７】
以上、本実施の形態においては、ターボ符号器１で使用する再帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、図５（ｂ）および図６に示すような、送信データのいずれか一方の系列を最終段の加算器に入力する形を採用することで、送信データの影響を冗長データに対してより強く反映させることができるようになる。これにより、受信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向上させることができるようになるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることが可能となる。
【００６８】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、ターボ符号器で使用する再帰的組織畳込み符号化手段（エンコーダ）に、たとえば、情報ビット系列のいずれか一方を最終段の加算器に入力する形を採用することで、送信データの影響を冗長データに対してより強く反映させることができるようになる。これにより、受信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向上させることができるようになるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００６９】
つぎの発明によれば、第１の情報ビット系列の入力と第２の情報ビット系列の入力とを、第１の再帰的組織畳込み符号化手段と第２の再帰的組織畳込み符号化手段との間で入れ替えることにより、すなわち、第１の情報ビット系列と第２の情報ビット系列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にすることにより、受信側による第１および第２の情報ビット系列の推定精度を均一化することが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００７０】
つぎの発明によれば、第１の情報ビット系列と第２の情報ビット系列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にすることにより、受信側による第１および第２の情報ビット系列の推定精度を均一化することが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる通信装置で使用される符号器および復号器の構成を示す図である。
【図２】 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。
【図３】 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。
【図４】 各種ディジタル変調の信号点配置を示す図である。
【図５】 ターボ符号器１の構成を示す図である。
【図６】 図５（ｂ）の再帰的組織畳込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を示す図である。
【図７】 本発明のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す図である。
【図８】 ある特定のインタリーバサイズを採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示す図である。
【図９】 送信系において使用されるターボ符号器の構成を示す図である。
【図１０】 受信系において使用されるターボ復号器の構成を示す図である。
【図１１】 従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のビットエラーレート特性を示す図である。
【符号の説明】
１ ターボ符号器、１１ 第１の復号器、１２，１６，６５，６６，６７，６８，６９，７５，７６，７７，７８ 加算器、１３，１４，３２，３３ インタリーバ、１５ 第２の復号器、１７ デインタリーバ、１８ 第１の判定器、１９ 第１のＲ／Ｓデコーダ、２０ 第２の判定器、２１ 第２のＲ／Ｓデコーダ、２２ 第３の判定器、３１ 第１の再帰的組織畳込み符号化器、３４ 第２の再帰的組織畳込み符号化器、４１ マルチプレックス／シンクコントロール、４２，４３ サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、４４，４５ フォワードエラーコレクション（ＦＥＣ）、４６ インタリーブ、４７，４８ レートコンバータ、４９ トーンオーダリング、５０ コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、５１ 逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、５２ インプットパラレル／シリアルバッファ、５３ アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ、６１，６２，６３，６４，７１，７２，７３，７４遅延器、１４１ アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイムドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプットシリアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ（ＦＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１４８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリーブ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクション、１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、１５５マルチプレックス／シンクコントロール。
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア変復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信を実現可能とする通信装置に関するものである。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべての通信装置に適用可能である。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の通信装置について説明する。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されている。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブを施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するもので、シャノン限界に近い特性が得られると言われており、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つである。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に向上させることができる。
【０００３】
ここで、上記ターボ符号を用いた従来の通信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明する。図９は、送信系において使用されるターボ符号器の構成を示す図である。図９（ａ）において、１０１は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２はインタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２により入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。図９（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器である。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理を行う。
【０００４】
上記のように構成されるターボ符号器では、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１の処理により前記情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ3と、を出力する。
【０００５】
図１０は、受信系において使用されるターボ復号器の構成を示す図である。図１０において、１１１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加算器であり、１１３および１１４はインタリーバであり、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデインタリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ前記情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3に伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
【０００６】
上記のように構成されるターボ復号器では、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。このとき、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）は、以下のように表すことができる。
【数１】
なお、Ｌｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表し、Ｐr（ｘ1k＝１｜｛Ｙ｝）は、受信信号の全系列｛Ｙ｝を受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｘ1kが１である確率を表し、Ｐr（ｘ1k＝０｜｛Ｙ｝）は、全系列｛Ｙ｝を受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｘ1kが０である確率を表す。すなわち、（１）式では、情報ビット：ｘ1kが０である確率に対する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとなる。
【０００８】
つぎに、加算器１１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外部情報を算出する。外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）は、上記（１）式に基づいて、以下のように表すことができる。
Ｌｅ（ｘ1k）＝Ｌ（ｘ1k´）−ｙ1k−Ｌａ（ｘ1k） …（２）
ただし、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０である。
【０００９】
つぎに、インタリーバ１１３および１１４では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１１５では、第１の復号器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、および先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づいて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。その後、加算器１１６では、加算器１１２と同様に、（２）式を用いて、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出する。このとき、デインタリーブ１１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１の復号器１１１にフィードバックされる。
【００１０】
最後に、ターボ復号器では、上記処理を、所定の回数にわたって繰り返し実行することで、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１８が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情報ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
【００１１】
図１１は、従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。たとえば、図１１のようにＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号語の「最小ハミング重み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与える。具体的にいうと、最小ハミング重みが小さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。
【００１２】
なお、最小ハミング重みとは、たとえば、図９に示す系列（ｘ1，ｘ2，ｘ3）のとりうる各パターンの、‘１’の個数の最小値のことをいう。したがって、たとえば、
ｘ1＝…００１００１０００００…
ｘ2＝…０００１０１０００００…
ｘ3＝…０００１０１０１０００…
という符号語が、‘１’の個数の最小値を示すパターンの場合、このターボ符号器の最小ハミング重みは、ｗmin＝７となる。ただし、ｘ1、ｘ2は、エンコーダの入力データ系列を表し、ｘ3はエンコーダからの出力データ系列を表す。
【００１３】
このように、従来の通信装置においては、誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することにより、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなるような場合においても、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
【００１４】
また、従来の通信装置においては、すべての入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列がある場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットのすべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンスタレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビットのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、ターボ符号を採用する従来の通信装置においては、たとえば、図９（ｂ）に示す従来のターボ符号器で用いられているエンコーダに改善の余地があり、このような従来のエンコーダ（再帰的組織畳込み符号化器に相当）を用いたターボ符号化が、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ているとはいえない、という問題があった。
【００１６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さらに、従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向上を実現可能な通信装置を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっては、ターボ符号器を備え、該ターボ符号器が、入力される第１の情報ビット系列および第２の情報ビット系列に基づいて第１の冗長ビット系列を出力する構成とし、該第１の冗長ビット系列を生成するための最終段の加算器に対して、前記第２の情報ビット系列を入力する第１の再帰的組織畳込み符号化手段（後述する実施の形態の第１の再帰的組織畳込み符号化器３１に相当）と、前記第１の情報ビット系列を既知の方法で並べ替える第１の並べ替え手段（インタリーバ３２に相当）と、前記第２の情報ビット系列を同一の方法で並べ替える第２の並べ替え手段（インタリーバ３３に相当）と、入力される前記第１の並べ替え手段の出力系列および第２の並べ替え手段の出力系列に基づいて第２の冗長ビット系列を出力する構成とし、該第２の冗長ビット系列を生成するための最終段の加算器に対して、前記第１の並べ替え手段の出力系列を入力する第２の再帰的組織畳込み符号化手段（第２の再帰的組織畳込み符号器３４に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００１８】
つぎの発明にかかる通信装置において、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化手段は、５つの加算器（加算器６５，６６，６７，６８，６９に相当）と４つの遅延器（遅延器６１，６２，６３，６４に相当）が、１段目の加算器から順に交互に接続され、さらに、最終段の加算器の出力が、１段目および４段目の加算器にフィードバックされた状態で、前記第２の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、３段目、４段目および前記最終段の加算器に入力し、前記第１の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目、３段目および４段目の加算器に入力し、前記第２の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目、３段目および４段目の加算器に入力し、前記第１の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、３段目、４段目および前記最終段の加算器に入力することを特徴とする。
【００１９】
つぎの発明にかかる通信装置において、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化手段は、４つの加算器（加算器７５，７６，７７，７８に相当）と４つの遅延器（遅延器７１，７２，７３，７４に相当）が、第１の遅延器から順に交互に接続され、さらに、最終段の遅延器の出力が、１段目の遅延器および３段目の加算器にフィードバックされた状態で、前記第２の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目および前記最終段の加算器に入力し、前記第１の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、２段目および３段目の加算器に入力し、前記第２の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、２段目および３段目の加算器に入力し、前記第１の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目および前記最終段の加算器に入力することを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２１】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる通信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であり、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態における復号器の構成を示す図である。
【００２２】
本実施の形態における通信装置においては、上記符号器および復号器の両方の構成を備えることとし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得る。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、上記両方の構成を備えることとしたが、たとえば、２つのうちの符号器だけを備える送信機を想定することとしてもよいし、一方、復号器だけを備える受信機を想定することとしてもよい。
【００２３】
また、図１（ａ）の符号器において、１は誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによりシャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビットの情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと２ビットの冗長ビットとを出力し、さらに、ここでは、受信側において各情報ビットに対する訂正能力が均一になるように、各冗長ビットを生成する。
【００２４】
一方、図１（ｂ）の復号器において、１１は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙaに相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１２および１６は加算器であり、１３および１４はインタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであり、１８は第１の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２はＬｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定器である。
【００２５】
ここで、上記符号器および復号器の動作を説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subscriber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において標準化されている。以降、本実施の形態の説明については、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用いることとする。
【００２６】
図２は、本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。図２において、送信系では、送信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重化された送信データに対してサイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さらに、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクランブル処理を行う。
【００２７】
なお、マルチプレックス／シンクコントロール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interleaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大きくなる。
【００２８】
その後、送信データは、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERRINGに相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そして、トーンオーダリング処理後の送信データに基づいて、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にてコンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
【００２９】
最後に、インプットパラレル／シリアルバッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２にてフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィルタリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信する。
【００３０】
図３は、本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。図３において、受信系では、受信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のANALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタリング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４２にて時間領域の適応等化処理を行う。
【００３１】
時間領域の適応等化処理が実行されたデータについては、インプットシリアル／パラレルバッファ（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にてシリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
【００３２】
そして、周波数領域の適応等化処理が実行されたデータについては、コンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GAIN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング（TONE ORDERRINGに相当）１４７にて行われる復号処理（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、シリアルデータに変換される。その後、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレートコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサイクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundancy checkに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信データが再生される。
【００３３】
上記に示すような通信装置においては、受信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および高レートのデータ通信を実現可能としている。
【００３４】
なお、上記のように構成される通信装置においては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系におけるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング１４６に位置付けられる。
【００３５】
以下、本実施の形態における符号器（送信系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。また、本実施の形態の符号器においては、すべての入力データ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビットの入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の上位ビットについては入力データをそのままの状態で出力する。
【００３６】
ここで、下位２ビットの入力データについてのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点配置である。
【００３７】
たとえば、上記すべての変調方式の信号点配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列（送信データ）として最も確からしいデータを推定する。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を送信データとして判定することになる。しかしながら、このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）であることがわかる。そこで、本実施の形態においては、特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対して、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
【００３８】
これにより、本実施の形態においては、多値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させることができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対してのみターボ符号化を実施するため、すべてのビットをターボ符号化の対象とする従来技術と比較して、演算量を大幅に削減することができる。
【００３９】
続いて、入力された下位２ビットの送信データ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１（ａ）に示すターボ符号器１の動作について説明する。たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成を示す図であり、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１のブロック構成を示す図であり、図５（ｂ）が本発明にかかる再帰的組織畳込み符号器の回路構成を示す図である。
【００４０】
図５（ａ）において、３１は情報ビット系列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１の処理により前記送信データを符号化した冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４の処理によりインタリーブ処理後のデータを符号化した（他のデータとは時刻の異なる）冗長データ：ｕbと、を出力する。
【００４１】
また、図５（ｂ）に示す本発明の再帰的組織畳込み符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器であり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長データ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力する。
【００４２】
そして、ターボ符号器１においては、冗長データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度が均一になるように、各冗長ビットにおける重みに偏りが発生しないようにしている。すなわち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するために、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６８，６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信データ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６５，６７，６８，６９に入力することで、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしている。
【００４３】
このように、図１（ａ）に示す符号器を用いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させることが可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化器３４との間で入れ替えることにより、受信側による送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能となる。
【００４４】
なお、図６は、図５（ｂ）の再帰的組織畳込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を示す図である。したがって、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を、図６の回路構成に置き換えた場合においても、上記と同様の効果が得られる。
【００４５】
図６に示す本発明の再帰的組織畳込み符号化器において、７１，７２，７３，７４は遅延器であり、７５，７６，７７，７８は加算器である。この再帰的組織畳込み符号化器は、１段目の加算器７５が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７１の出力とを加算出力し、２段目の加算器７６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７２の出力とを加算出力し、３段目の加算器７７が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７３の出力とフィードバックされた遅延器７４の出力とを加算出力し、最終段の加算器７８が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７４の出力とを加算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力する。
【００４６】
つぎに、図１（ｂ）に示す復号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する場合について説明する。また、本実施の形態の復号器においては、受信データの下位２ビットに対してターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ3，ｕ2，ｕ1，ｕa，ｕbに伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
【００４７】
まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙa，ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これらの受信信号から推定される情報ビット（元の送信データ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。なお、対数尤度比を算出する復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号器（ＭＡＰアルゴリズム：Maximum A-Posteriori）が用いられることが多いが、たとえば、既知のビタビ復号器を用いることとしてもよい。
【００４８】
このとき、対数尤度比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）は、以下のように表すことができる。
【数２】
【数３】
なお、本実施の形態において、Ｌｅ（ｕ1k），Ｌｅ（ｕ2k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕ1k），Ｌａ（ｕ2k）は１つ前の外部情報である事前情報を表し、Ｐr（ｕ1k＝１｜｛Ｌｃｙ｝）は、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｕ1kが１である事後確率を表し、Ｐr（ｕ1k＝０｜｛Ｌｃｙ｝）は、ｕ1kが０である事後確率を表し、Ｐr（ｕ2k＝１｜｛Ｌｃｙ｝）は、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｕ2kが１である事後確率を表し、Ｐr（ｕ2k＝０｜｛Ｌｃｙ｝）は、ｕ2kが０である事後確率を表す。すなわち、（３）（４）式では、ｕ2kが０である確率に対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。
【００５１】
つぎに、加算器１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情報を算出する。外部情報：Ｌｅ（ｕ1k），Ｌｅ（ｕ2k）は、上記（３）（４）式に基づいて、以下のように表すことができる。
Ｌｅ（ｕ1k）＝Ｌ（ｕ1k´）−Ｌｃｙ−Ｌａ（ｕ1k） …（５）
Ｌｅ（ｕ2k）＝Ｌ（ｕ2k´）−Ｌｃｙ−Ｌａ（ｕ2k） …（６）
ただし、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ1k）＝０，Ｌａ（ｕ2k）＝０である。
【００５２】
つぎに、インタリーバ１３および１４では、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕ1k），Ｌｅ（ｕ2k）に対して信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５では、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、および先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕ1k），Ｌａ（ｕ2k）に基づいて、（３）（４）式による対数尤度比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する。なお、ここでは、Ｐr（ｕ1k＝１｜｛Ｌｃｙ｝）は、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙbを受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｕ1kが１である事後確率を表し、Ｐr（ｕ1k＝０｜｛Ｌｃｙ｝）は、ｕ1kが０である事後確率を表し、Ｐr（ｕ2k＝１｜｛Ｌｃｙ｝）は、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙbを受け取った条件で、実際に送信された情報ビット：ｕ2kが１である事後確率を表し、Ｐr（ｕ2k＝０｜｛Ｌｃｙ｝）は、ｕ2kが０である事後確率を表す。
【００５３】
その後、加算器１６では、加算器１２と同様に、（５）（６）式を用いて、外部情報：Ｌｅ（ｕ1k），Ｌｅ（ｕ2k）を算出する。このとき、デインタリーブ１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｕ1k），Ｌａ（ｕ2k）として、前記第１の復号器１１にフィードバックされる。
【００５４】
そして、上記ターボ復号器では、上記処理を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｕ1k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｕ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｕ1k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｕ1k´を０と判定し、同様に、対数尤度比が“Ｌ（ｕ2k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｕ2k´を１と判定し、“Ｌ（ｕ2k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｕ2k´を０と判定する。なお、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…については、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
【００５５】
最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００５６】
ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００５７】
また、第２の方法としては、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００５８】
また、第３の方法としては、上記第１および第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてしまうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００５９】
このように、図１（ｂ）に示す復号器を用いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレーションが増大する場合においても、特性劣化の可能性がある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリードソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可能となる。
【００６０】
また、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定することにより、イテレーション回数を低減することができ、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさらに削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた伝送特性が得られることが一般的に知られている。
【００６１】
最後に、本発明のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性と、従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較する。図７は、両者のＢＥＲ特性を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号語の「最小ハミング重み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与える。すなわち、最小ハミング重みが小さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。
【００６２】
具体的にいうと、ＢＰＳＫ変調を用いた白色ガウス雑音通信路において、誤り訂正符号のＢＥＲ特性の理論式は、一般的に、以下の（７）式のように示されている。
【数４】
ただし、ｗiは符号器への情報ビット系列のＮIビットに含まれる‘１’の個数（ハミング重み）を表し、ｗoは符号化された後の符号語系列のＮoビットのハミング重みを表し、ｗminは符号語の最小ハミング重みを表し、Ｒは符号化レートを表し、Ｅb／Ｎoは１情報ビットあたりの信号エネルギー対雑音電力比を表し、上記関数Ｑ（ｘ）は、以下の（８）式のように表す。
【数５】
これにより、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフロア領域では、関数Ｑ（ｘ）の減少によって、最小ハミング重み：ｗminが最もＢＥＲ特性に影響を与えることがわかる。このような状況に鑑み、ここでは、各符号器の性能比較の指標として、ターボ符号語の最小ハミング重みを採用した。
【００６５】
また、図８は、ある特定のインタリーバを採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示す図である。この最小ハミング重みは、入力される情報ビット系列のハミング重みが‘２’および‘３’であるものを全パターンにわたってターボ符号化し、その後、その符号化された系列のハミング重みを求め、その中の最小値を示したものである。
【００６６】
図７および図８における比較結果から、最小ハミング重みが大きく、エラーフロア領域のＢＥＲ特性が低い、本発明にかかるターボ符号器の性能の方が、従来技術より明らかに優れているといえる。
【００６７】
以上、本実施の形態においては、ターボ符号器１で使用する再帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、図５（ｂ）および図６に示すような、送信データのいずれか一方の系列を最終段の加算器に入力する形を採用することで、送信データの影響を冗長データに対してより強く反映させることができるようになる。これにより、受信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向上させることができるようになるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることが可能となる。
【００６８】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、ターボ符号器で使用する再帰的組織畳込み符号化手段（エンコーダ）に、たとえば、情報ビット系列のいずれか一方を最終段の加算器に入力する形を採用することで、送信データの影響を冗長データに対してより強く反映させることができるようになる。これにより、受信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向上させることができるようになるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００６９】
つぎの発明によれば、第１の情報ビット系列の入力と第２の情報ビット系列の入力とを、第１の再帰的組織畳込み符号化手段と第２の再帰的組織畳込み符号化手段との間で入れ替えることにより、すなわち、第１の情報ビット系列と第２の情報ビット系列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にすることにより、受信側による第１および第２の情報ビット系列の推定精度を均一化することが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００７０】
つぎの発明によれば、第１の情報ビット系列と第２の情報ビット系列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にすることにより、受信側による第１および第２の情報ビット系列の推定精度を均一化することが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる通信装置で使用される符号器および復号器の構成を示す図である。
【図２】 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。
【図３】 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。
【図４】 各種ディジタル変調の信号点配置を示す図である。
【図５】 ターボ符号器１の構成を示す図である。
【図６】 図５（ｂ）の再帰的組織畳込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を示す図である。
【図７】 本発明のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す図である。
【図８】 ある特定のインタリーバサイズを採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示す図である。
【図９】 送信系において使用されるターボ符号器の構成を示す図である。
【図１０】 受信系において使用されるターボ復号器の構成を示す図である。
【図１１】 従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のビットエラーレート特性を示す図である。
【符号の説明】
１ ターボ符号器、１１ 第１の復号器、１２，１６，６５，６６，６７，６８，６９，７５，７６，７７，７８ 加算器、１３，１４，３２，３３ インタリーバ、１５ 第２の復号器、１７ デインタリーバ、１８ 第１の判定器、１９ 第１のＲ／Ｓデコーダ、２０ 第２の判定器、２１ 第２のＲ／Ｓデコーダ、２２ 第３の判定器、３１ 第１の再帰的組織畳込み符号化器、３４ 第２の再帰的組織畳込み符号化器、４１ マルチプレックス／シンクコントロール、４２，４３ サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、４４，４５ フォワードエラーコレクション（ＦＥＣ）、４６ インタリーブ、４７，４８ レートコンバータ、４９ トーンオーダリング、５０ コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、５１ 逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、５２ インプットパラレル／シリアルバッファ、５３ アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ、６１，６２，６３，６４，７１，７２，７３，７４遅延器、１４１ アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイムドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプットシリアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ（ＦＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１４８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリーブ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクション、１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、１５５マルチプレックス／シンクコントロール。
Claims (3)
- ターボ符号器を備える通信装置において、
前記ターボ符号器は、
入力される第１の情報ビット系列および第２の情報ビット系列に基づいて第１の冗長ビット系列を出力する構成とし、該第１の冗長ビット系列を生成するための最終段の加算器に対して、前記第２の情報ビット系列を入力する第１の再帰的組織畳込み符号化手段と、
前記第１の情報ビット系列を既知の方法で並べ替える第１の並べ替え手段と、
前記第２の情報ビット系列を同一の方法で並べ替える第２の並べ替え手段と、入力される前記第１の並べ替え手段の出力系列および第２の並べ替え手段の出力系列に基づいて第２の冗長ビット系列を出力する構成とし、該第２の冗長ビット系列を生成するための最終段の加算器に対して、前記第１の並べ替え手段の出力系列を入力する第２の再帰的組織畳込み符号化手段と、
を備えることを特徴とする通信装置。 - 前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化手段は、５つの加算器と４つの遅延器が、１段目の加算器から順に交互に接続され、さらに、最終段の加算器の出力が、１段目および４段目の加算器にフィードバックされた状態で、
前記第２の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、３段目、４段目および前記最終段の加算器に入力し、
前記第１の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目、３段目および４段目の加算器に入力し、
前記第２の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目、３段目および４段目の加算器に入力し、
前記第１の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、３段目、４段目および前記最終段の加算器に入力することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。 - 前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化手段は、４つの加算器と４つの遅延器が、第１の遅延器から順に交互に接続され、さらに、最終段の遅延器の出力が、１段目の遅延器および３段目の加算器にフィードバックされた状態で、
前記第２の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目および前記最終段の加算器に入力し、
前記第１の情報ビット系列を、前記第１の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、２段目および３段目の加算器に入力し、
前記第２の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における１段目、２段目および３段目の加算器に入力し、
前記第１の並べ替え手段の出力系列を、前記第２の再帰的組織畳込み符号化手段における２段目および前記最終段の加算器に入力することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
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