JP4364405B2 - 通信装置および通信方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア変復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信を実現可能とする通信装置および通信方法に関するものである。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべての通信装置に適用可能である。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の通信装置について説明する。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されている。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブを施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するもので、シャノン限界に近い特性が得られると言われており、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つである。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に向上させることができる。
【０００３】
ここで、上記ターボ符号を用いた従来の通信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明する。図２３は、送信系において使用されるターボ符号器の構成を示す図である。図２３（ａ）において、１０１は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２はインタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２により入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。図２３（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器である。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理を行う。
【０００４】
上記のように構成されるターボ符号器では、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１の処理により情報ビット系列：ｘ1を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ3と、を出力する。
【０００５】
図２４は、受信系において使用されるターボ復号器の構成を示す図である。図２４において、１１１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加算器であり、１１３および１１４はインタリーバであり、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデインタリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3に伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
【０００６】
上記のように構成されるターボ復号器では、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。ここでは、情報ビット：ｘ1kが０である確率に対する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとなる。なお、図示のＬｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。
【０００７】
つぎに、加算器１１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外部情報を算出する。なお、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０である。
【０００８】
つぎに、インタリーバ１１３および１１４では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替えを行う。その後、第２の復号器１１５では、第１の復号器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、および先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づいて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。そして、加算器１１６では、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出する。このとき、デインタリーバ１１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１の復号器１１１にフィードバックされる。
【０００９】
最後に、このターボ復号器では、上記処理を、所定の回数にわたって繰り返し実行することで、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１８が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情報ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
【００１０】
また、図２５，図２６，および図２７は、上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２の処理を示す図である。ここで、インタリーバ１０２により情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説明する。
【００１１】
たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、インタリーバとして、一般的に、複素インタリーバ（以降、ＰＩＬと呼ぶ）が用いられている。このＰＩＬは、以下の３つの特徴をもつ。
▲１▼Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファにおける行と列の入れ替えを行う。
▲２▼行内のビット入れ替えにおいて、素数を用いた擬似ランダムパターンを使用する。
▲３▼行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避する。
【００１２】
ここで、従来のインタリーバであるＰＩＬの動作について説明する。たとえば、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌturbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とした場合、マッピングパターン：ｃ（ｉ）は、下記の（１）式のように作成される。
ｃ（ｉ）＝（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰ …（１）
ただし、ｉ＝１，２，…，（Ｐ−２）とし、ｃ（０）＝１とする。
【００１３】
上記（１）により、マッピングパターンＣ（ｉ）は、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，２７｝となる。
【００１４】
また、ＰＩＬにおいては、上記マッピングパターンＣ（ｉ）を、飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)毎に飛ばし読みすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行のマッピングパターン：Ｃj（ｉ）を生成する。まず、ここでは、｛ｐPIP(j)｝を得るために、｛ｑj（ｊ＝０〜Ｎ−１）｝を以下の式（２），（３），（４）の条件で決定する。
ｑ0＝１ …（２）
ｇ．ｃ．ｄ｛ｑj，Ｐ−１｝＝１ （ただし、ｇ．ｃ．ｄは最大公約数）…（３）
ｑj＞６，ｑj＞ｑj-1 （ただし、ｊ＝１〜Ｎ−１） …（４）
【００１５】
したがって、｛ｑj｝は、｛１，７，１１，１３，１７，１９，２３，２９，３１，３７｝となり、｛ｐPIP(j)｝は、｛３７，３１，２９，２３，１９，１７，１３，１１，７，１｝（ただし、ＰＩＰ＝Ｎ−１〜０）となる。
【００１６】
図２５は、この飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)に基づいてマッピングパターンＣ（ｉ）をそれぞれ飛ばし読みした結果、すなわち、各飛ばし読みパターンを用いて各行を並べ替えた結果、を示す図である。
【００１７】
そして、図２６は、上記並び替え後のマッピングパターンに、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデータ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目にデータ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングする。
【００１８】
最後に、図２７は、最終的な並べ替えパターンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがって、図２７のデータ配列に示すような行間の入れ替えを行い、最終的な並べ替えパターンを生成する（ここでは、各行の順番を逆にしている）。そして、ＰＩＬでは、生成した並べ替えパターンを、列単位、すなわち、縦に読み出す。
【００１９】
このように、インタリーブとしてＰＩＬを用いることで、広範囲なインタリーブ長（たとえば、Ｌturbo＝２５７〜８１９２ｂｉｔ）において、良好な重み分布となる符号語を生成するターボ符号を、提供することが可能となる。
【００２０】
図２８は、上記ＰＩＬを含む従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。
【００２１】
このように、従来の通信装置においては、誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することにより、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなるような場合においても、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
【００２２】
また、従来の通信装置においては、すべての入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列がある場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットのすべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンスタレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビットのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
【００２３】
つぎに、ＤＭＴ変復調方式を用いてデータ通信を行う従来の通信装置において、ターボ符号を用いたものがないため、トレリス符号を用いた従来の通信装置の動作を簡単に説明する。図２９は、従来の通信装置で使用されるトレリス符号器の構成を示す図である。図２９において、２０１は既知のトレリス符号器であり、たとえば、トレリス符号器２０１では、２ビットの情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと１ビットの冗長ビットを出力する。
【００２４】
たとえば、電話回線等の既存の伝送路を用いてＤＭＴ変復調方式によるデータ通信を行う場合、送信側では、トーンオーダリング処理、すなわち、伝送路のＳ／Ｎ（signal-to-noise ratio：信号対雑音比）比に基づいて、予め設定された周波数帯の複数のトーン（マルチキャリア）に、それぞれが伝送可能なビット数の伝送データを割り振る処理（この処理により、伝送レートが決定する）、を行う。
【００２５】
具体的にいうと、たとえば、図３０（ａ）に示すように、各周波数のｔｏｎｅ０〜ｔｏｎｅ５に、それぞれＳ／Ｎ比に応じたビット数の伝送データを割り振っている。ここでは、ｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ５に２ビット、ｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ４に３ビット、ｔｏｎｅ２に４ビット、ｔｏｎｅ３に５ビット、の伝送データが割り振られ、この１９ビット（情報ビット：１６ビット、冗長ビット：３ビット）にて１フレームが形成されている。なお、図示のデータフレームバッファと比較して各トーンに割り振られるビット数が多くなっているのは、誤り訂正に必要な冗長ビットが加わることに起因している。
【００２６】
このように、トーンオーダリング処理された伝送データの１フレームは、たとえば、図３０（ｂ）に示すように構成されることになる。具体的にいうと、割り振られたビット数の少ないトーン順、すなわち、ｔｏｎｅ０（ｂ０´），ｔｏｎｅ５（ｂ１´），ｔｏｎｅ１（ｂ２´），ｔｏｎｅ４（ｂ３´），ｔｏｎｅ２（ｂ４´），ｔｏｎｅ３（ｂ５´）の順に、並べられ、ｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ５、ｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ４、ｔｏｎｅ２とｔｏｎｅ３が、それぞれ１トーンセットとして構成されている。
【００２７】
そして、上記図２９のように処理されたフレームの符号化は、１トーンセット毎に行われる。まず、最初のトーンセット（ｔｏｎｅ０，ｔｏｎｅ５）のデータｄ０とｄ１をトレリス符号器２０１の端子ｕ１とｕ２に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と１ビットの冗長ビット（ｕ０）、すなわち、３ビットのトレリス符号が出力される。多くなっている１ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【００２８】
つぎに、２つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ４，ｔｏｎｅ１）のデータｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６を、トレリス符号器２０１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ３，ｕ４，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と１ビットの冗長ビット（ｕ０）、すなわち、３ビットのトレリス符号と、その他の３ビット（ｕ３，ｕ４，…）のデータが出力される。多くなっている１ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【００２９】
最後に、３つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ３，ｔｏｎｅ２）のデータｄ７，ｄ０，ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７を、トレリス符号器２０１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ５，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と１ビットの冗長ビット（ｕ０）、すなわち、３ビットのトレリス符号と、その他の７ビットのデータ（ｕ３，ｕ４，…）が出力される。多くなっている１ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【００３０】
上記のように、Ｓ／Ｎ比に基づいてトーンオーダリング処理、および符号化処理が行われることにより、１フレーム毎に伝送データが多重化される。さらに、送信側では、多重化された伝送データに対して高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、その後、Ｄ／Ａコンバータを通してディジタル波形をアナログ波形に変換し、最後にローパスフィルタをかけて、最終的な伝送データを電話回線上に送信する。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、図２３（ｂ）に示すターボ符号器を採用する従来の通信装置においては、たとえば、エンコーダ（再帰的組織畳込み符号化器に相当）およびインタリーバに改善の余地があり、このような従来のエンコーダおよびインタリーバを用いたターボ符号化が、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ているとはいえない、という問題があった。
【００３２】
また、上記、図２３（ｂ）に示すターボ符号器は、ＳＳ方式を用いた広帯域ＣＤＭＡに採用されているものであり、たとえば、電話回線等の既存の伝送路を用いてＤＭＴ変復調方式によりデータ通信を行う従来の通信装置には、採用されていない。
【００３３】
また、上記、図２９に示すトレリス符号器を採用する従来の通信装置においては、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、情報ビット（２ビット）および冗長ビット（１ビット）で少なくとも３ビットのターボ符号をトーンセットに割り振る必要がある。そのため、トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンについては、送信データを割り振ることができず、これにより、伝送効率を劣化させてしまう、という問題があった。
【００３４】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さらに、従来技術と比較してＢＥＲ特性および伝送効率の大幅な向上を実現可能な通信装置、および通信方法を得ることを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっては、２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用し、さらに、拘束長が「５」かつメモリ数が「４」の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合に、当該符号化器を構成するすべての接続パターンを検索し、ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重みの合計が最大となる、最適条件を満たす符号化器を、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化器として具備することを特徴とする。
【００３６】
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用し、さらに、拘束長が「４」かつメモリ数が「３」の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合に、当該符号化器を構成するすべての接続パターンを検索し、ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重みの合計が最大となる、最適条件を満たす符号化器を、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化器として具備することを特徴とする。
【００３７】
つぎの発明にかかる通信装置において、前記ターボ符号器は、「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−Ｔａｉｌ｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納し（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭＴシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビット数）、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小値をマッピングし、かつＭ行目以降のマッピングパターンを１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成し、前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングし、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出し、前記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して出力するインタリーバ、を備えることを特徴とする。
【００３８】
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順、かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、前記２系統の情報ビットまたは当該いずれか一方の情報ビットと、前記第１および第２の冗長ビットと、で構成される少なくとも３ビットのターボ符号を、前記トーンセットに割り振ることを特徴とする。
【００３９】
つぎの発明にかかる通信方法にあっては、２系統の情報ビット系列とともに、当該２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力し、さらに、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する、ターボ符号化ステップを含み、ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重みの合計が最大となるような、最適条件を満たす再帰的組織畳込み符号化器を用いて、前記ターボ符号化ステップを実行することを特徴とする。
【００４０】
つぎの発明にかかる通信方法において、前記ターボ符号化ステップにあっては、「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−Ｔａｉｌ｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納するビット系列格納ステップ（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭＴシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビット数）と、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小値をマッピングし、かつＭ行目以降のマッピングパターンを１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成するマッピングパターン生成ステップと、前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングするマッピングステップと、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出すビット系列読み出しステップと、を含むことを特徴とする。
【００４１】
つぎの発明にかかる通信方法にあっては、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順、かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、前記２系統の情報ビットまたは当該いずれか一方の情報ビットと、前記第１および第２の冗長ビットと、で構成される少なくとも３ビットのターボ符号を、前記トーンセットに割り振ることを特徴とする。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００４３】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる通信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であり、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態における復号器の構成を示す図である。
【００４４】
本実施の形態における通信装置においては、上記符号器および復号器の両方の構成を備えることとし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得る。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、上記両方の構成を備えることとしたが、たとえば、２つのうちの符号器だけを備える送信機を想定することとしてもよいし、一方、復号器だけを備える受信機を想定することとしてもよい。
【００４５】
たとえば、図１（ａ）の符号器において、１は誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによりシャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビットの情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと２ビットの冗長ビットとを出力する。さらに、ここでは、受信側において各情報ビットに対する訂正能力が均一になるように、各冗長ビットを生成する。
【００４６】
一方、図１（ｂ）の復号器において、１１は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙaに相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１２および１６は加算器であり、１３および１４はインタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであり、１８は第１の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリードソロモン符号を復号してさらに精度の高い情報ビット系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２はＬｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定器である。
【００４７】
ここで、上記符号器および復号器の動作を説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subscriber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において標準化されている。以降、本実施の形態の説明については、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用いることとする。
【００４８】
図２は、本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。図２において、送信系では、送信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重化された送信データに対してサイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さらに、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクランブル処理を行う。
【００４９】
なお、マルチプレックス／シンクコントロール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interleaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大きくなる。
【００５０】
その後、送信データは、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERINGに相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そして、トーンオーダリング処理後の送信データに基づいて、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にてコンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
【００５１】
最後に、インプットパラレル／シリアルバッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２にてフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィルタリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信する。
【００５２】
図３は、本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。図３において、受信系では、受信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のANALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタリング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４２にて時間領域の適応等化処理を行う。
【００５３】
時間領域の適応等化処理が実行されたデータについては、インプットシリアル／パラレルバッファ（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にてシリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
【００５４】
そして、周波数領域の適応等化処理が実行されたデータについては、コンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GAIN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング（TONE ORDERINGに相当）１４７にて行われる復号処理（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、シリアルデータに変換される。その後、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレートコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサイクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundancy check：CRCに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信データが再生される。
【００５５】
上記に示すような通信装置においては、受信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および高レートのデータ通信を実現可能としている。
【００５６】
なお、上記のように構成される通信装置においては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系におけるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング１４６に位置付けられる。
【００５７】
以下、本実施の形態における符号器（送信系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。また、本実施の形態の符号器においては、すべての入力データ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビットの入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の上位ビットについては入力データをそのままの状態で出力する。
【００５８】
ここで、下位２ビットの入力データについてのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点配置である。
【００５９】
たとえば、上記すべての変調方式の信号点配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列（送信データ）として最も確からしいデータを推定する。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を送信データとして判定することになる。しかしながら、このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）であることがわかる。そこで、本実施の形態においては、特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対して、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
【００６０】
これにより、本実施の形態においては、多値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させることができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対してのみターボ符号化を実施するため、すべてのビットをターボ符号化の対象とする従来技術（図２３参照）と比較して、演算量を大幅に削減することができる。
【００６１】
続いて、入力された下位２ビットの送信データ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１（ａ）に示すターボ符号器１の動作の一例について説明する。たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成例を示す図であり、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１のブロック構成を示す図であり、図５（ｂ）が再帰的組織畳込み符号器の回路構成の一例を示す図である。なお、ここでは、再帰的組織畳込み符号器として図５（ｂ）の構成を用いることとしたが、これに限らず、たとえば、従来と同一の再帰的組織畳込み符号器や、その他の既知の再帰的組織畳込み符号器を用いることとしてもよい。
【００６２】
図５（ａ）において、３１は情報ビット系列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１の処理により送信データ：ｕ1，ｕ2を符号化した冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４の処理によりインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを符号化した（他のデータとは時刻の異なる）冗長データ：ｕbと、を出力する。
【００６３】
また、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器であり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長データ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力する。
【００６４】
そして、ターボ符号器１においては、冗長データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度が、均一になるように、各冗長ビットにおける重みに偏りが発生しないようにしている。すなわち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するために、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６８，６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信データ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６５，６７，６８，６９に入力することで、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしている。
【００６５】
このように、図１（ａ）に示す符号器を用いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させることが可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化器３４との間で入れ替えることにより、受信側における送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能となる。
【００６６】
つぎに、図１（ｂ）に示す復号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する場合について説明する。また、本実施の形態の復号器においては、受信データの下位２ビットに対してターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ3，ｕ2，ｕ1，ｕa，ｕbに伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
【００６７】
まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙa，ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これらの受信信号から推定される情報ビット（元の送信データ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。すなわち、ここでは、ｕ2kが０である確率に対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。なお、以降の説明では、ｕ1k，ｕ2kのことを単にｕkと呼び、ｕ1k´，ｕ2k´のことを単にｕk´と呼ぶ。
【００６８】
ただし、図１（ｂ）において、Ｌｅ（ｕk）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕk）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。また、対数尤度比を算出する復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号器（ＭＡＰアルゴリズム：Maximum A-Posteriori）が用いられることとが多いが、たとえば、既知のビタビ復号器を用いることとしてもよい。
【００６９】
つぎに、加算器１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。ただし、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕk）＝０である。
【００７０】
つぎに、インタリーバ１３および１４では、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕk）に対して信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５では、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、および先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕk）に基づいて、対数尤度比：Ｌ（ｕk´）を算出する。
【００７１】
その後、加算器１６では、加算器１２と同様に、外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。このとき、デインタリーバ１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｕk）として、前記第１の復号器１１にフィードバックされる。
【００７２】
そして、上記ターボ復号器では、上記処理を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｕk´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｕk´を１と判定し、“Ｌ（ｕk´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｕk´を０と判定する。なお、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…については、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
【００７３】
最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７４】
ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７５】
また、第２の方法としては、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７６】
また、第３の方法としては、上記第１および第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてしまうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７７】
このように、図１（ｂ）に示す復号器を用いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレーションが増大する場合においても、特性劣化の可能性がある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリードソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可能となる。
【００７８】
また、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定することにより、イテレーション回数を低減することができ、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさらに削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた伝送特性が得られることが一般的に知られている。
【００７９】
つぎに、上記図５に示すターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性と、図２３に示す従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較する。図６は、両者のＢＥＲ特性を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断した場合、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフロア領域では、図５に示すターボ符号器の方が、従来の符号器よりもビット誤り率が低い。図６における比較検討結果から、エラーフロア領域のＢＥＲ特性が低い、図５に示すターボ符号器の性能の方が、図２３に示す従来技術より明らかに優れているといえる。
【００８０】
このように、ターボ符号器１で使用する再帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、図５（ｂ）に示すように、送信データの少なくともいずれか一方の系列を最終段の加算器に入力する構成を採用することで、送信データの影響を冗長データに対してより強く反映させることができるようになる。すなわち、受信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向上させることができる。
【００８１】
以上、ここまでの説明では、通信装置が、図５に示すような、
のターボ符号器（（５）式の表現については後述の図７を参照する）を採用した場合を前提とし、このターボ符号器に入力する２つの情報ビット系列の少なくともいずれか一方の系列を最終段の加算器に入力する構成を採用することで、受信側における復調特性を向上させていた。以降の説明では、さらに復調特性を向上させることができる本発明の再帰的組織畳込み符号化器を採用したターボ符号器を用いることで、さらに、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。
【００８２】
ここで、本実施の形態における最適な再帰的組織畳込み符号化器の検索方法について説明する。本実施の形態では、再帰的組織畳込み符号化器の一例として、拘束長：５（加算器の数）、メモリ数：４の符号化器を想定する。まず、最適な再帰的組織畳込み符号化器を検索する場合は、情報ビット：ｕ１，ｕ２を入力した場合にとりうるすべての再帰的組織畳込み符号化器の接続パターンを検索し、下記の最適条件を満たす再帰的組織畳込み符号化器を検出する。
【００８３】
図７は、拘束長：５，メモリ数：４を想定した場合における、再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す図であり、たとえば、情報ビット：ｕ１，ｕ２をすべての加算器に入力し、かつ冗長ビット：ｕａ（またはｕｂ）を最終段以外の各加算器にフィードバックした場合の再帰的組織畳込み符号化器である。この符号化器は、
と表現する。
【００８４】
ここで、再帰的組織畳込み符号化器の検索における最適条件を記載する。
（１）ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結（遅延器６１，６２，６３，６４がオール０となる状態）するパターンの２つのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となるパターン（例：間隔ｄｅ＝１０）。
具体的にいうと、
自己終結パターンの発生数：Ｋ＝Ｌ／ｄｅ（ただし、小数点以下切り捨て）
…（７）
が最小のとき。
（２）かつ、重みの合計（total weight）が上記パターン内で最大となるパターン（例：total weight＝８）。
【００８５】
図８および図９は、本実施の形態の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器である。拘束長：５，メモリ数：４を想定した場合は、図８および図９に示す、間隔ｄｅ＝１０およびtotal weight＝８（後述の図１１および図１２参照）の再帰的組織畳込み符号化器が、上記最適条件を満たすことになる。
【００８６】
具体的にいうと、図８は、
の再帰的組織畳込み符号化器であり、図９は、
の再帰的組織畳込み符号化器である。なお、図１０および図１１は、上記最適条件を満たす、図８および図９の再帰的組織畳込み符号化器の自己終結パターン、すなわち、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【００８７】
図１２は、上記図５に示すターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、図８および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器を採用したターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断した場合、高Ｅb／Ｎo領域では、図８および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器を採用したターボ符号器の方が、図５のターボ符号器よりもビット誤り率が低い。すなわち、図１２における比較検討結果から、高Ｅb／ＮoのＢＥＲ特性が低い、本実施の形態におけるターボ符号器の方が、図５に示すターボ符号器よりも性能が優れている、といえる。
【００８８】
このように、本実施の形態では、一例として、拘束長：５，メモリ数：４の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定し、さらに、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に採用したため、受信側におけるＢＥＲ特性を大幅に向上させることができる。
【００８９】
なお、上記図８および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に用いる場合、テイルビットは、以下のように処理する。
【００９０】
たとえば、図８の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ１(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ３(0)
ｕ２(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0)
ｕ１(2)＝Ｓ３(0)
ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0) …（１０）
一方、図９の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ１(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ３(0)
ｕ２(1)＝Ｓ２(0)
ｕ１(2)＝１(0)＋Ｓ２(0)＋Ｓ３(0)
ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（１１）
となる。なお、ここでいう‘＋’は排他的論理和を表す。
【００９１】
ここで、上記テイルビットの計算式の求め方を具体的に説明する。以下、一例として、（１０）式の求め方を記載する。たとえば、自己終結するときの情報ビットをｕ１(2)およびｕ２(2)とし、自己終結する１つ手前の情報ビットをｕ１(1)およびｕ２(1)とし、さらに、自己終結するときのメモリ値をＳ０(2)，Ｓ１(2)，Ｓ２(2)，Ｓ３(2)とし、自己終結する１つ手前のメモリ値をＳ０(1)，Ｓ１(1)，Ｓ２(1)，Ｓ３(1)とし、自己終結する２つ手前のメモリ値をＳ０(0)，Ｓ１(0)，Ｓ２(0)，Ｓ３(0)とした場合、まず、図８に基づいて、以下の方程式をたてる。
【００９２】
つぎに、図８に基づいて、１ブロックすすめた以下の方程式を立てる。
【００９３】
最後に、上記（１２）（１３）式に基づいて、ｕ１(1)，ｕ２(1)，ｕ１(2)，ｕ２(2)を解くと、（１０）式のテイルビットの計算式が得られる。
【００９４】
実施の形態２．
前述の実施の形態１においては、一例として、拘束長：５（加算器の数）、メモリ数：４の再帰的組織畳込み符号化器を想定したが、本実施の形態では、安価な通信装置を提供する、という観点から、拘束長：４、メモリ数：３の再帰的組織畳込み符号化器を採用するターボ符号器を用いて、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。
【００９５】
ここで、本実施の形態における最適な再帰的組織畳込み符号化器の検索方法について説明する。本実施の形態では、上記したように、再帰的組織畳込み符号化器の一例として、拘束長：４、メモリ数：３の符号化器を想定する。まず、最適な再帰的組織畳込み符号化器を検索する場合は、情報ビット：ｕ１，ｕ２を入力した場合にとりうるすべての再帰的組織畳込み符号化器の接続パターンを検索し、下記の最適条件を満たす再帰的組織畳込み符号化器を検出する。
【００９６】
図１３は、拘束長：４，メモリ数：３を想定した場合における、再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す図であり、たとえば、情報ビット：ｕ１，ｕ２をすべての加算器に入力し、かつ冗長ビット：ｕａ（またはｕｂ）を最終段以外の各加算器にフィードバックした場合の再帰的組織畳込み符号化器である。この符号化器は、
と表現する。
【００９７】
ここで、再帰的組織畳込み符号化器の検索における最適条件を記載する。
（１）ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結（遅延器６１，６２，６３がオール０となる状態）するパターンの２つのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となるパターン。具体的にいうと、前記（７）式が最小のとき。
（２）かつ、重みの合計（total weight）が上記パターン内で最大となるパターン。
【００９８】
図１４、図１５、図１６および図１７は、本実施の形態の検索方法により求めたれた最適な再帰的組織畳込み符号化器である。拘束長：４，メモリ数：３を想定した場合は、図１４〜図１７に示す、間隔ｄｅ＝１０およびtotal weight＝８（後述の図１１および図１２参照）の再帰的組織畳込み符号化器が、上記最適条件を満たすことになる。
【００９９】
具体的にいうと、図１４は、
の再帰的組織畳込み符号化器であり、図１５は、
の再帰的組織畳込み符号化器であり、図１６は、
の再帰的組織畳込み符号化器であり、図１７は、
の再帰的組織畳込み符号化器である。なお、図１８、図１９、図２０および図２１は、上記最適条件を満たす、図１４〜図１７の再帰的組織畳込み符号化器の自己終結パターン、すなわち、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【０１００】
このように、本実施の形態では、一例として、拘束長：４，メモリ数：３の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定し、さらに、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に採用した。そのため、受信側におけるＢＥＲ特性を従来より大幅に向上させることができ、さらに、実施の形態１よりも大幅に回路規模を削減できるため、安価な通信装置を実現することが可能となる。
【０１０１】
なお、上記図１４から図１７に示す再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に用いる場合、テイルビットは、以下のように処理する。
【０１０２】
たとえば、図１４の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0)
ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ２(0)
ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（１９）
また、図１５の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0)
ｕ１(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ２(0)
ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（２０）
また、図１６の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0)
ｕ１(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0)
ｕ１(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0) …（２１）
また、図１７の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ１(0)
ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0)
ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0) …（２２）
となる。なお、ここでいう‘＋’は排他的論理和を表す。
【０１０３】
ここで、上記テイルビットの計算式の求め方を具体的に説明する。以下、一例として、（１９）式の求め方を記載する。たとえば、自己終結するときの情報ビットをｕ１(2)およびｕ２(2)とし、自己終結する１つ手前の情報ビットをｕ１(1)およびｕ２(1)とし、さらに、自己終結するときのメモリ値をＳ０(2)，Ｓ１(2)，Ｓ２(2)とし、自己終結する１つ手前のメモリ値をＳ０(1)，Ｓ１(1)，Ｓ２(1)とし、自己終結する２つ手前のメモリ値をＳ０(0)，Ｓ１(0)，Ｓ２(0)とした場合、まず、図１４に基づいて、以下の方程式をたてる。
Ｓ０(1)＝ｕ１(1)＋（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)）
Ｓ１(1)＝ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ０(0)
Ｓ２(1)＝（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)）＋Ｓ１(0) …（２３）
【０１０４】
つぎに、図１４に基づいて、１ブロックすすめた以下の方程式を立てる。
【０１０５】
最後に、上記（２３）（２４）式に基づいて、ｕ１(1)，ｕ２(1)，ｕ１(2)，ｕ２(2)を解くと、（１９）式のテイルビットの計算式が得られる。
【０１０６】
実施の形態３．
前述の実施の形態１または２では、すべて構成で同一のインタリーバを用いることを前提とし、再帰的組織畳込み符号化器の違いにより、受信側における復調特性を向上させた。以降の説明では、本実施の形態にかかるインタリーバを用いることで、さらに、受信側における復調特性を大幅に向上させ、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。
【０１０７】
ここで、図５（ａ）に示すインタリーバ３２，３３を用いて、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説明する。なお、インタリーバ以外の構成については、前述と同様であるため、同一の符号を付してその説明を省略する。
【０１０８】
本実施の形態のインタリーバは、以下の４つの処理を行う。
▲１▼Ｍ（素数）：「１７」×「Ｎ：［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納する。なお、Ｍは横軸、Ｎは縦軸、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭＴシンボルの数を表し、上記Ｎを表す式中の‘６’は、終端処理用ビット数を表す。
▲２▼素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダム系列を、行単位に、１列ずつ順に（左）シフトし、１６種類のランダム系列を生成する。そして、すべてのランダム系列の１７ビット目に０をマッピングし、１７行目からＮ行目までのマッピングパターンを１行目以降と同一とし、「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターンを生成する。
▲３▼上記のように生成された「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングする。
▲４▼マッピングされた情報ビット系列を列単位に読み出し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
【０１０９】
以下、上記各処理の動作を詳細に説明する。まず、横軸のビット数をＭ＝１７とした理由、すなわち、マッピングパターンを１７ビットとした理由、について説明する。たとえば、再帰的組織畳込み符号化器においては、遅延器（一般的にはメモリと呼ばれる）の数によって、ある特定の間隔で自己終結パターンが発生する。具体的に言うと、情報ビット系列が２系統の場合には、最大２m−１間隔で自己終結パターン（出力が無限に０となる入力パターン）が発生する。なお、ｍはメモリ数を表す。
【０１１０】
たとえば、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を用いた場合には、情報ビット系列：ｕ１を｛１（１ビット目），０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，１（１６ビット目），…（以降０と仮定する）｝、情報ビット系列：ｕ２をオール０、とすると、自己終結パターンが発生し、１７ビット目以降、無限に０が出力され、受信機側における復調特性が劣化する。
【０１１１】
そこで、本実施の形態においては、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符号化器３４のいずれか一方で必ず自己終結パターンを回避できるように、ビットの並べ替えを行う。
【０１１２】
上記符号器のいずれか一方で自己終結パターンを回避するためには、入力バッファの横軸がＭ≧２m＋１で、かつ行（Ｍ）と列（Ｎ）がともにランダムパターンである必要があり、さらに、計算式（１）を用いたランダムパターンを生成するためには、Ｍが素数である必要があるため、本実施の形態においては、入力バッファの横軸Ｍを、すなわち、マッピングパターンのビット数を、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」を満たす値とする。また、通常、インタリーバでは、ランダムパターンを用いて並べ替え後の情報ビット系列を、列単位に読み出すという観点から、縦軸においても自己終結パターンを回避する必要があるため、縦軸を「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／Ｍ」とした。したがって、図５（ｂ）に示すような、遅延器が４個の再帰的組織畳込み符号化器を用いた場合には、Ｍ＝１７，Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７となる。
【０１１３】
つぎに、インタリーバ３２および３３においては、上記のように決定された「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納する。このとき、本実施の形態のターボ符号器には、２系統の情報ビット系列が入力されるので、２系統の情報ビット系列の信号点間距離が０とならないように、たとえば、少なくともいずれか一方の行を入れ替える。
【０１１４】
つぎに、インタリーバ３２および３３では、素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダム系列を生成する。具体的にいうと、たとえば、Ｍ＝Ｐ＝１７，原始根：ｇ0＝３とし、ランダムパターン（ランダム系列）：Ｃを、前述した式（１）を用いて作成する。その結果、ランダムパターンＣは，｛１，３，９，１０，１３，５，１５，１１，１６，１４，８，７，４，１２，２，６，｝となる。
【０１１５】
そして、ランダムパターンを行単位に１ビットずつ順に（左）シフトし、１６種類のランダム系列を生成する。具体的にいうと、ラテンスクエアパターン（１６×１６）を形成することで、すべての行と列がランダム系列となる。そして、１６種類のランダム系列の１７ビット目に０をマッピングすることで、１７（Ｍ）×１６のマッピングパターンを生成し、さらに、１７行目からＮ行目までのマッピングパターンを１行目以降と同一とすることで、「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターンを生成する。これにより、擬似ランダムパターンを生成するために計算式を複雑化した従来技術と比較して、インタリーバを簡単な構成で実現できる。
【０１１６】
つぎに、インタリーバ３２および３３では、上記のように生成した「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングする。すなわち、「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターンを用いて、行単位に、入力バッファ内の情報ビット系列の入れ替えを行う。
【０１１７】
最後に、インタリーバ３２および３３では、マッピングされた情報ビット系列を、列単位に読み出し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
【０１１８】
このように、本実施の形態においては、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符号化器３４のいずれか一方で自己終結パターンを回避できるようにしたため、誤り訂正能力を大幅に向上させることが可能となる。これにより、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させることができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることができる。
【０１１９】
実施の形態４．
本実施の形態では、たとえば、先に説明した実施の形態１または２の再帰的組織畳込み符号化器、および実施の形態３のインタリーバ、を採用するターボ符号器を用いた場合の、本発明にかかる通信装置の動作を具体的に説明する。なお、ターボ符号器およびインタリーバの構成については、前述の実施の形態と同様であるため、同一の符号を付してその説明を省略する。
【０１２０】
たとえば、電話回線等の既存の伝送路を用いてＤＭＴ変復調方式によるデータ通信を行う場合、送信側では、トーンオーダリング処理、すなわち、伝送路のＳ／Ｎ（signal-to-noise ratio：信号対雑音比）比に基づいて、予め設定された周波数帯の複数のトーン（マルチキャリア）に、それぞれが伝送可能なビット数の伝送データを割り振る処理（この処理により、伝送レートが決定する）、を行う。
【０１２１】
具体的にいうと、たとえば、図２２（ａ）に示すように、各周波数のｔｏｎｅ０〜ｔｏｎｅ９に、それぞれＳ／Ｎ比に応じたビット数の伝送データを割り振っている。ここでは、ｔｏｎｅ９に０ビット、ｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ７とｔｏｎｅ８に１ビット、ｔｏｎｅ６に２ビット、ｔｏｎｅ２に３ビット、ｔｏｎｅ５に４ビット、ｔｏｎｅ３に５ビット、ｔｏｎｅ４に６ビット、の伝送データが割り振られ、この２４ビット（情報ビット：１６ビット、冗長ビット：８ビット）にて１フレームが形成されている。なお、図示のデータフレームバッファと比較して各トーンに割り振られるビット数が多くなっているのは、誤り訂正に必要な冗長ビットが加わることに起因している。
【０１２２】
このように、トーンオーダリング処理された伝送データの１フレームは、たとえば、図２２（ｂ）に示すように構成されることになる。具体的にいうと、割り振られたビット数の少ないトーン順、すなわち、ｔｏｎｅ９（ｂ０´），ｔｏｎｅ０（ｂ１´），ｔｏｎｅ１（ｂ２´），ｔｏｎｅ７（ｂ３´），ｔｏｎｅ８（ｂ４´），ｔｏｎｅ６（ｂ５´），ｔｏｎｅ２（ｂ６´），ｔｏｎｅ５（ｂ７´），ｔｏｎｅ３（ｂ８´），ｔｏｎｅ４（ｂ９´）の順に、並べられ、ｔｏｎｅ９とｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ７、ｔｏｎｅ８とｔｏｎｅ６、ｔｏｎｅ２とｔｏｎｅ５、およびｔｏｎｅ３とｔｏｎｅ４が、それぞれ１トーンセットとして構成されている。このように、本実施の形態では、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形成する。そして、少なくとも３ビット（３ビットは情報ビットが１系列の場合である）で構成される前述のターボ符号を、そのトーンセットに割り振る。これにより、トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンについても、送信データを割り振ることができる。
【０１２３】
そして、図２２のように処理されたフレームの符号化は、１トーンセット毎に行われる。まず、最初のトーンセット（ｔｏｎｅ９，ｔｏｎｅ０，ｔｏｎｅ１，ｔｏｎｅ７）のデータｄ０，ダミーデータｄ＿ｄｕｍｍｙ（情報ビットが１系列であるため）を、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号が出力される。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに相当する。なお、情報ビットｕ２は、ダミーデータであるので、実際に符号化されるのはｕ１，ｕａ，ｕｂの３ビットとなる。
【０１２４】
つぎに、２つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ８，ｔｏｎｅ６）のデータｄ１，ダミーデータｄ＿ｄｕｍｍｙを、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号が出力される。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに相当する。なお、情報ビットｕ２は、ダミーデータであるので、上記同様、実際に符号化されるのはｕ１，ｕａ，ｕｂの３ビットとなる。
【０１２５】
つぎに、３つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ２，ｔｏｎｅ５）のデータｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６を、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ５，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号と、その他の３ビットのデータ（ｕ３，ｕ４，…）が出力される。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【０１２６】
最後に、４つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ３，ｔｏｎｅ４）のデータｄ７，ｄ０，ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７を、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ５，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号と、その他の７ビットのデータ（ｕ３，ｕ４，…）が出力される。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【０１２７】
上記のように、Ｓ／Ｎ比に基づいてトーンオーダリング処理、および符号化処理が行われることにより、１フレーム毎に伝送データが多重化される。さらに、送信側では、多重化された伝送データに対して高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、その後、Ｄ／Ａコンバータを通してディジタル波形をアナログ波形に変換し、最後にローパスフィルタをかけて、最終的な伝送データを電話回線上に送信する。
【０１２８】
このように、本実施の形態においては、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、少なくとも３ビットで構成されるターボ符号を、そのトーンセットに割り振る。そのため、従来とは異なり、トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンについても、送信データを割り振ることができる。これにより、本実施の形態の通信装置では、伝送効率を従来技術と比較して大幅に向上させることができる。
【０１２９】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、一例として、拘束長：５，メモリ数：４の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定する。そして、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に採用する。これにより、受信側におけるＢＥＲ特性を大幅に向上させることが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３０】
つぎの発明によれば、一例として、拘束長：４，メモリ数：３の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定する。そして、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に採用する。これにより、受信側におけるＢＥＲ特性を従来より大幅に向上させることができ、さらに、大幅に回路規模を削減できるため、安価な通信装置を実現することが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３１】
つぎの発明によれば、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組織畳込み符号化器および第２の再帰的組織畳込み符号化器のいずれか一方で自己終結パターンを回避できるようにした。これにより、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させることができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３２】
つぎの発明によれば、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２つあるいは４つのトーンでトーンセットを形成し、さらに、少なくとも３ビットで構成されるターボ符号をそのトーンセットに割り振る。そのため、従来とは異なり、トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンについても、送信データを割り振ることができる。これにより、伝送効率を大幅に向上させることが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３３】
つぎの発明によれば、ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定する。これにより、受信側におけるＢＥＲ特性を大幅に向上させることが可能な通信方法を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３４】
つぎの発明によれば、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングする。これにより、情報ビットな並べ替えが可能となり、第１の再帰的組織畳込み符号化器および第２の再帰的組織畳込み符号化器のいずれか一方で必ず自己終結パターンを回避できるようになるため、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させることが可能な通信方法を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３５】
つぎの発明によれば、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２つあるいは４つのトーンでトーンセットを形成し、さらに、少なくとも３ビットで構成されるターボ符号をそのトーンセットに割り振る。そのため、従来とは異なり、トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンについても、送信データを割り振ることができる。これにより、伝送効率を大幅に向上させることが可能な通信方法を得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる通信装置で使用される符号器および復号器の構成を示す図である。
【図２】 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。
【図３】 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。
【図４】 各種ディジタル変調の信号点配置を示す図である。
【図５】 ターボ符号器の構成を示す図である。
【図６】 本発明のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す図である
【図７】 拘束長：５，メモリ数：４を想定した場合における再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す図である。
【図８】 実施の形態１の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図９】 実施の形態１の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１０】 図８の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図１１】 図９の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図１２】 図５に示すターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、図８および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器を採用したターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を示す図である。
【図１３】 拘束長：４，メモリ数：３を想定した場合における再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す図である。
【図１４】 実施の形態２の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１５】 実施の形態２の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１６】 実施の形態２の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１７】 実施の形態２の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１８】 図１４の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図１９】 図１５の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図２０】 図１６の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図２１】 図１７の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図２２】 実施の形態４のトーンオーダリング処理を示す図である。
【図２３】 送信系において使用される従来のターボ符号器の構成を示す図である。
【図２４】 受信系において使用される従来のターボ復号器の構成を示す図である。
【図２５】 従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。
【図２６】 従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。
【図２７】 従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。
【図２８】 従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ特性を示す図である。
【図２９】 従来の通信装置で使用されるトレリス符号器の構成を示す図である。
【図３０】 従来のトーンオーダリング処理を示す図である。
【符号の説明】
１ ターボ符号器、１１ 第１の復号器、１２，１６，６５，６６，６７，６８，６９ 加算器、１３，１４，３２，３３ インタリーバ、１５ 第２の復号器、１７ デインタリーバ、１８ 第１の判定器、１９ 第１のＲ／Ｓデコーダ、２０ 第２の判定器、２１ 第２のＲ／Ｓデコーダ、２２ 第３の判定器、３１ 第１の再帰的組織畳込み符号化器、３４ 第２の再帰的組織畳込み符号化器、４１ マルチプレックス／シンクコントロール、４２，４３ サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、４４，４５ フォワードエラーコレクション（ＦＥＣ）、４６ インタリーブ、４７，４８ レートコンバータ、４９ トーンオーダリング、５０ コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、５１ 逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、５２ インプットパラレル／シリアルバッファ、５３ アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ、６１，６２、６３，６４ 遅延器、１４１ アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイムドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプットシリアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ（ＦＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１４８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリーブ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクション、１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、１５５ マルチプレックス／シンクコントロール。
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア変復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信を実現可能とする通信装置および通信方法に関するものである。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべての通信装置に適用可能である。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の通信装置について説明する。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されている。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブを施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するもので、シャノン限界に近い特性が得られると言われており、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つである。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に向上させることができる。
【０００３】
ここで、上記ターボ符号を用いた従来の通信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明する。図２３は、送信系において使用されるターボ符号器の構成を示す図である。図２３（ａ）において、１０１は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２はインタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２により入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。図２３（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器である。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理を行う。
【０００４】
上記のように構成されるターボ符号器では、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１の処理により情報ビット系列：ｘ1を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ3と、を出力する。
【０００５】
図２４は、受信系において使用されるターボ復号器の構成を示す図である。図２４において、１１１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加算器であり、１１３および１１４はインタリーバであり、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデインタリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3に伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
【０００６】
上記のように構成されるターボ復号器では、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。ここでは、情報ビット：ｘ1kが０である確率に対する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとなる。なお、図示のＬｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。
【０００７】
つぎに、加算器１１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外部情報を算出する。なお、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０である。
【０００８】
つぎに、インタリーバ１１３および１１４では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替えを行う。その後、第２の復号器１１５では、第１の復号器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、および先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づいて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。そして、加算器１１６では、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出する。このとき、デインタリーバ１１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１の復号器１１１にフィードバックされる。
【０００９】
最後に、このターボ復号器では、上記処理を、所定の回数にわたって繰り返し実行することで、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１８が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情報ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
【００１０】
また、図２５，図２６，および図２７は、上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２の処理を示す図である。ここで、インタリーバ１０２により情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説明する。
【００１１】
たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、インタリーバとして、一般的に、複素インタリーバ（以降、ＰＩＬと呼ぶ）が用いられている。このＰＩＬは、以下の３つの特徴をもつ。
▲１▼Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファにおける行と列の入れ替えを行う。
▲２▼行内のビット入れ替えにおいて、素数を用いた擬似ランダムパターンを使用する。
▲３▼行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避する。
【００１２】
ここで、従来のインタリーバであるＰＩＬの動作について説明する。たとえば、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌturbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とした場合、マッピングパターン：ｃ（ｉ）は、下記の（１）式のように作成される。
ｃ（ｉ）＝（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰ …（１）
ただし、ｉ＝１，２，…，（Ｐ−２）とし、ｃ（０）＝１とする。
【００１３】
上記（１）により、マッピングパターンＣ（ｉ）は、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，２７｝となる。
【００１４】
また、ＰＩＬにおいては、上記マッピングパターンＣ（ｉ）を、飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)毎に飛ばし読みすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行のマッピングパターン：Ｃj（ｉ）を生成する。まず、ここでは、｛ｐPIP(j)｝を得るために、｛ｑj（ｊ＝０〜Ｎ−１）｝を以下の式（２），（３），（４）の条件で決定する。
ｑ0＝１ …（２）
ｇ．ｃ．ｄ｛ｑj，Ｐ−１｝＝１ （ただし、ｇ．ｃ．ｄは最大公約数）…（３）
ｑj＞６，ｑj＞ｑj-1 （ただし、ｊ＝１〜Ｎ−１） …（４）
【００１５】
したがって、｛ｑj｝は、｛１，７，１１，１３，１７，１９，２３，２９，３１，３７｝となり、｛ｐPIP(j)｝は、｛３７，３１，２９，２３，１９，１７，１３，１１，７，１｝（ただし、ＰＩＰ＝Ｎ−１〜０）となる。
【００１６】
図２５は、この飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)に基づいてマッピングパターンＣ（ｉ）をそれぞれ飛ばし読みした結果、すなわち、各飛ばし読みパターンを用いて各行を並べ替えた結果、を示す図である。
【００１７】
そして、図２６は、上記並び替え後のマッピングパターンに、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデータ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目にデータ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングする。
【００１８】
最後に、図２７は、最終的な並べ替えパターンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがって、図２７のデータ配列に示すような行間の入れ替えを行い、最終的な並べ替えパターンを生成する（ここでは、各行の順番を逆にしている）。そして、ＰＩＬでは、生成した並べ替えパターンを、列単位、すなわち、縦に読み出す。
【００１９】
このように、インタリーブとしてＰＩＬを用いることで、広範囲なインタリーブ長（たとえば、Ｌturbo＝２５７〜８１９２ｂｉｔ）において、良好な重み分布となる符号語を生成するターボ符号を、提供することが可能となる。
【００２０】
図２８は、上記ＰＩＬを含む従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。
【００２１】
このように、従来の通信装置においては、誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することにより、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなるような場合においても、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
【００２２】
また、従来の通信装置においては、すべての入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列がある場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットのすべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンスタレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビットのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
【００２３】
つぎに、ＤＭＴ変復調方式を用いてデータ通信を行う従来の通信装置において、ターボ符号を用いたものがないため、トレリス符号を用いた従来の通信装置の動作を簡単に説明する。図２９は、従来の通信装置で使用されるトレリス符号器の構成を示す図である。図２９において、２０１は既知のトレリス符号器であり、たとえば、トレリス符号器２０１では、２ビットの情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと１ビットの冗長ビットを出力する。
【００２４】
たとえば、電話回線等の既存の伝送路を用いてＤＭＴ変復調方式によるデータ通信を行う場合、送信側では、トーンオーダリング処理、すなわち、伝送路のＳ／Ｎ（signal-to-noise ratio：信号対雑音比）比に基づいて、予め設定された周波数帯の複数のトーン（マルチキャリア）に、それぞれが伝送可能なビット数の伝送データを割り振る処理（この処理により、伝送レートが決定する）、を行う。
【００２５】
具体的にいうと、たとえば、図３０（ａ）に示すように、各周波数のｔｏｎｅ０〜ｔｏｎｅ５に、それぞれＳ／Ｎ比に応じたビット数の伝送データを割り振っている。ここでは、ｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ５に２ビット、ｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ４に３ビット、ｔｏｎｅ２に４ビット、ｔｏｎｅ３に５ビット、の伝送データが割り振られ、この１９ビット（情報ビット：１６ビット、冗長ビット：３ビット）にて１フレームが形成されている。なお、図示のデータフレームバッファと比較して各トーンに割り振られるビット数が多くなっているのは、誤り訂正に必要な冗長ビットが加わることに起因している。
【００２６】
このように、トーンオーダリング処理された伝送データの１フレームは、たとえば、図３０（ｂ）に示すように構成されることになる。具体的にいうと、割り振られたビット数の少ないトーン順、すなわち、ｔｏｎｅ０（ｂ０´），ｔｏｎｅ５（ｂ１´），ｔｏｎｅ１（ｂ２´），ｔｏｎｅ４（ｂ３´），ｔｏｎｅ２（ｂ４´），ｔｏｎｅ３（ｂ５´）の順に、並べられ、ｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ５、ｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ４、ｔｏｎｅ２とｔｏｎｅ３が、それぞれ１トーンセットとして構成されている。
【００２７】
そして、上記図２９のように処理されたフレームの符号化は、１トーンセット毎に行われる。まず、最初のトーンセット（ｔｏｎｅ０，ｔｏｎｅ５）のデータｄ０とｄ１をトレリス符号器２０１の端子ｕ１とｕ２に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と１ビットの冗長ビット（ｕ０）、すなわち、３ビットのトレリス符号が出力される。多くなっている１ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【００２８】
つぎに、２つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ４，ｔｏｎｅ１）のデータｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６を、トレリス符号器２０１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ３，ｕ４，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と１ビットの冗長ビット（ｕ０）、すなわち、３ビットのトレリス符号と、その他の３ビット（ｕ３，ｕ４，…）のデータが出力される。多くなっている１ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【００２９】
最後に、３つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ３，ｔｏｎｅ２）のデータｄ７，ｄ０，ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７を、トレリス符号器２０１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ５，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と１ビットの冗長ビット（ｕ０）、すなわち、３ビットのトレリス符号と、その他の７ビットのデータ（ｕ３，ｕ４，…）が出力される。多くなっている１ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【００３０】
上記のように、Ｓ／Ｎ比に基づいてトーンオーダリング処理、および符号化処理が行われることにより、１フレーム毎に伝送データが多重化される。さらに、送信側では、多重化された伝送データに対して高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、その後、Ｄ／Ａコンバータを通してディジタル波形をアナログ波形に変換し、最後にローパスフィルタをかけて、最終的な伝送データを電話回線上に送信する。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、図２３（ｂ）に示すターボ符号器を採用する従来の通信装置においては、たとえば、エンコーダ（再帰的組織畳込み符号化器に相当）およびインタリーバに改善の余地があり、このような従来のエンコーダおよびインタリーバを用いたターボ符号化が、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ているとはいえない、という問題があった。
【００３２】
また、上記、図２３（ｂ）に示すターボ符号器は、ＳＳ方式を用いた広帯域ＣＤＭＡに採用されているものであり、たとえば、電話回線等の既存の伝送路を用いてＤＭＴ変復調方式によりデータ通信を行う従来の通信装置には、採用されていない。
【００３３】
また、上記、図２９に示すトレリス符号器を採用する従来の通信装置においては、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、情報ビット（２ビット）および冗長ビット（１ビット）で少なくとも３ビットのターボ符号をトーンセットに割り振る必要がある。そのため、トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンについては、送信データを割り振ることができず、これにより、伝送効率を劣化させてしまう、という問題があった。
【００３４】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さらに、従来技術と比較してＢＥＲ特性および伝送効率の大幅な向上を実現可能な通信装置、および通信方法を得ることを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっては、２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用し、さらに、拘束長が「５」かつメモリ数が「４」の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合に、当該符号化器を構成するすべての接続パターンを検索し、ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重みの合計が最大となる、最適条件を満たす符号化器を、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化器として具備することを特徴とする。
【００３６】
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用し、さらに、拘束長が「４」かつメモリ数が「３」の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合に、当該符号化器を構成するすべての接続パターンを検索し、ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重みの合計が最大となる、最適条件を満たす符号化器を、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化器として具備することを特徴とする。
【００３７】
つぎの発明にかかる通信装置において、前記ターボ符号器は、「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−Ｔａｉｌ｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納し（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭＴシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビット数）、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小値をマッピングし、かつＭ行目以降のマッピングパターンを１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成し、前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングし、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出し、前記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して出力するインタリーバ、を備えることを特徴とする。
【００３８】
つぎの発明にかかる通信装置にあっては、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順、かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、前記２系統の情報ビットまたは当該いずれか一方の情報ビットと、前記第１および第２の冗長ビットと、で構成される少なくとも３ビットのターボ符号を、前記トーンセットに割り振ることを特徴とする。
【００３９】
つぎの発明にかかる通信方法にあっては、２系統の情報ビット系列とともに、当該２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力し、さらに、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する、ターボ符号化ステップを含み、ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重みの合計が最大となるような、最適条件を満たす再帰的組織畳込み符号化器を用いて、前記ターボ符号化ステップを実行することを特徴とする。
【００４０】
つぎの発明にかかる通信方法において、前記ターボ符号化ステップにあっては、「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−Ｔａｉｌ｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納するビット系列格納ステップ（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭＴシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビット数）と、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小値をマッピングし、かつＭ行目以降のマッピングパターンを１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成するマッピングパターン生成ステップと、前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングするマッピングステップと、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出すビット系列読み出しステップと、を含むことを特徴とする。
【００４１】
つぎの発明にかかる通信方法にあっては、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順、かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、前記２系統の情報ビットまたは当該いずれか一方の情報ビットと、前記第１および第２の冗長ビットと、で構成される少なくとも３ビットのターボ符号を、前記トーンセットに割り振ることを特徴とする。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００４３】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる通信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であり、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態における復号器の構成を示す図である。
【００４４】
本実施の形態における通信装置においては、上記符号器および復号器の両方の構成を備えることとし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得る。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、上記両方の構成を備えることとしたが、たとえば、２つのうちの符号器だけを備える送信機を想定することとしてもよいし、一方、復号器だけを備える受信機を想定することとしてもよい。
【００４５】
たとえば、図１（ａ）の符号器において、１は誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによりシャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビットの情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと２ビットの冗長ビットとを出力する。さらに、ここでは、受信側において各情報ビットに対する訂正能力が均一になるように、各冗長ビットを生成する。
【００４６】
一方、図１（ｂ）の復号器において、１１は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙaに相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１２および１６は加算器であり、１３および１４はインタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであり、１８は第１の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリードソロモン符号を復号してさらに精度の高い情報ビット系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２はＬｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定器である。
【００４７】
ここで、上記符号器および復号器の動作を説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subscriber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において標準化されている。以降、本実施の形態の説明については、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用いることとする。
【００４８】
図２は、本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。図２において、送信系では、送信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重化された送信データに対してサイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さらに、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクランブル処理を行う。
【００４９】
なお、マルチプレックス／シンクコントロール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interleaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大きくなる。
【００５０】
その後、送信データは、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERINGに相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そして、トーンオーダリング処理後の送信データに基づいて、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にてコンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
【００５１】
最後に、インプットパラレル／シリアルバッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２にてフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィルタリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信する。
【００５２】
図３は、本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。図３において、受信系では、受信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のANALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタリング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４２にて時間領域の適応等化処理を行う。
【００５３】
時間領域の適応等化処理が実行されたデータについては、インプットシリアル／パラレルバッファ（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にてシリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
【００５４】
そして、周波数領域の適応等化処理が実行されたデータについては、コンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GAIN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング（TONE ORDERINGに相当）１４７にて行われる復号処理（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、シリアルデータに変換される。その後、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレートコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサイクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundancy check：CRCに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信データが再生される。
【００５５】
上記に示すような通信装置においては、受信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および高レートのデータ通信を実現可能としている。
【００５６】
なお、上記のように構成される通信装置においては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系におけるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング１４６に位置付けられる。
【００５７】
以下、本実施の形態における符号器（送信系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。また、本実施の形態の符号器においては、すべての入力データ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビットの入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の上位ビットについては入力データをそのままの状態で出力する。
【００５８】
ここで、下位２ビットの入力データについてのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点配置である。
【００５９】
たとえば、上記すべての変調方式の信号点配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列（送信データ）として最も確からしいデータを推定する。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を送信データとして判定することになる。しかしながら、このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）であることがわかる。そこで、本実施の形態においては、特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対して、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
【００６０】
これにより、本実施の形態においては、多値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させることができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対してのみターボ符号化を実施するため、すべてのビットをターボ符号化の対象とする従来技術（図２３参照）と比較して、演算量を大幅に削減することができる。
【００６１】
続いて、入力された下位２ビットの送信データ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１（ａ）に示すターボ符号器１の動作の一例について説明する。たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成例を示す図であり、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１のブロック構成を示す図であり、図５（ｂ）が再帰的組織畳込み符号器の回路構成の一例を示す図である。なお、ここでは、再帰的組織畳込み符号器として図５（ｂ）の構成を用いることとしたが、これに限らず、たとえば、従来と同一の再帰的組織畳込み符号器や、その他の既知の再帰的組織畳込み符号器を用いることとしてもよい。
【００６２】
図５（ａ）において、３１は情報ビット系列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１の処理により送信データ：ｕ1，ｕ2を符号化した冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４の処理によりインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを符号化した（他のデータとは時刻の異なる）冗長データ：ｕbと、を出力する。
【００６３】
また、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器であり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長データ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力する。
【００６４】
そして、ターボ符号器１においては、冗長データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度が、均一になるように、各冗長ビットにおける重みに偏りが発生しないようにしている。すなわち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するために、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６８，６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信データ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６５，６７，６８，６９に入力することで、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしている。
【００６５】
このように、図１（ａ）に示す符号器を用いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させることが可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化器３４との間で入れ替えることにより、受信側における送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能となる。
【００６６】
つぎに、図１（ｂ）に示す復号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する場合について説明する。また、本実施の形態の復号器においては、受信データの下位２ビットに対してターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ3，ｕ2，ｕ1，ｕa，ｕbに伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。
【００６７】
まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙa，ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これらの受信信号から推定される情報ビット（元の送信データ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。すなわち、ここでは、ｕ2kが０である確率に対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。なお、以降の説明では、ｕ1k，ｕ2kのことを単にｕkと呼び、ｕ1k´，ｕ2k´のことを単にｕk´と呼ぶ。
【００６８】
ただし、図１（ｂ）において、Ｌｅ（ｕk）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕk）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。また、対数尤度比を算出する復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号器（ＭＡＰアルゴリズム：Maximum A-Posteriori）が用いられることとが多いが、たとえば、既知のビタビ復号器を用いることとしてもよい。
【００６９】
つぎに、加算器１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。ただし、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕk）＝０である。
【００７０】
つぎに、インタリーバ１３および１４では、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕk）に対して信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５では、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、および先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕk）に基づいて、対数尤度比：Ｌ（ｕk´）を算出する。
【００７１】
その後、加算器１６では、加算器１２と同様に、外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。このとき、デインタリーバ１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｕk）として、前記第１の復号器１１にフィードバックされる。
【００７２】
そして、上記ターボ復号器では、上記処理を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｕk´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｕk´を１と判定し、“Ｌ（ｕk´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｕk´を０と判定する。なお、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…については、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
【００７３】
最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７４】
ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７５】
また、第２の方法としては、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７６】
また、第３の方法としては、上記第１および第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてしまうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７７】
このように、図１（ｂ）に示す復号器を用いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレーションが増大する場合においても、特性劣化の可能性がある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリードソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可能となる。
【００７８】
また、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定することにより、イテレーション回数を低減することができ、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさらに削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた伝送特性が得られることが一般的に知られている。
【００７９】
つぎに、上記図５に示すターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性と、図２３に示す従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較する。図６は、両者のＢＥＲ特性を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断した場合、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフロア領域では、図５に示すターボ符号器の方が、従来の符号器よりもビット誤り率が低い。図６における比較検討結果から、エラーフロア領域のＢＥＲ特性が低い、図５に示すターボ符号器の性能の方が、図２３に示す従来技術より明らかに優れているといえる。
【００８０】
このように、ターボ符号器１で使用する再帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、図５（ｂ）に示すように、送信データの少なくともいずれか一方の系列を最終段の加算器に入力する構成を採用することで、送信データの影響を冗長データに対してより強く反映させることができるようになる。すなわち、受信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向上させることができる。
【００８１】
以上、ここまでの説明では、通信装置が、図５に示すような、
【００８２】
ここで、本実施の形態における最適な再帰的組織畳込み符号化器の検索方法について説明する。本実施の形態では、再帰的組織畳込み符号化器の一例として、拘束長：５（加算器の数）、メモリ数：４の符号化器を想定する。まず、最適な再帰的組織畳込み符号化器を検索する場合は、情報ビット：ｕ１，ｕ２を入力した場合にとりうるすべての再帰的組織畳込み符号化器の接続パターンを検索し、下記の最適条件を満たす再帰的組織畳込み符号化器を検出する。
【００８３】
図７は、拘束長：５，メモリ数：４を想定した場合における、再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す図であり、たとえば、情報ビット：ｕ１，ｕ２をすべての加算器に入力し、かつ冗長ビット：ｕａ（またはｕｂ）を最終段以外の各加算器にフィードバックした場合の再帰的組織畳込み符号化器である。この符号化器は、
【００８４】
ここで、再帰的組織畳込み符号化器の検索における最適条件を記載する。
（１）ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結（遅延器６１，６２，６３，６４がオール０となる状態）するパターンの２つのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となるパターン（例：間隔ｄｅ＝１０）。
具体的にいうと、
自己終結パターンの発生数：Ｋ＝Ｌ／ｄｅ（ただし、小数点以下切り捨て）
…（７）
が最小のとき。
（２）かつ、重みの合計（total weight）が上記パターン内で最大となるパターン（例：total weight＝８）。
【００８５】
図８および図９は、本実施の形態の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器である。拘束長：５，メモリ数：４を想定した場合は、図８および図９に示す、間隔ｄｅ＝１０およびtotal weight＝８（後述の図１１および図１２参照）の再帰的組織畳込み符号化器が、上記最適条件を満たすことになる。
【００８６】
具体的にいうと、図８は、
【００８７】
図１２は、上記図５に示すターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、図８および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器を採用したターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断した場合、高Ｅb／Ｎo領域では、図８および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器を採用したターボ符号器の方が、図５のターボ符号器よりもビット誤り率が低い。すなわち、図１２における比較検討結果から、高Ｅb／ＮoのＢＥＲ特性が低い、本実施の形態におけるターボ符号器の方が、図５に示すターボ符号器よりも性能が優れている、といえる。
【００８８】
このように、本実施の形態では、一例として、拘束長：５，メモリ数：４の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定し、さらに、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に採用したため、受信側におけるＢＥＲ特性を大幅に向上させることができる。
【００８９】
なお、上記図８および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に用いる場合、テイルビットは、以下のように処理する。
【００９０】
たとえば、図８の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ１(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ３(0)
ｕ２(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0)
ｕ１(2)＝Ｓ３(0)
ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0) …（１０）
一方、図９の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ１(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ３(0)
ｕ２(1)＝Ｓ２(0)
ｕ１(2)＝１(0)＋Ｓ２(0)＋Ｓ３(0)
ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（１１）
となる。なお、ここでいう‘＋’は排他的論理和を表す。
【００９１】
ここで、上記テイルビットの計算式の求め方を具体的に説明する。以下、一例として、（１０）式の求め方を記載する。たとえば、自己終結するときの情報ビットをｕ１(2)およびｕ２(2)とし、自己終結する１つ手前の情報ビットをｕ１(1)およびｕ２(1)とし、さらに、自己終結するときのメモリ値をＳ０(2)，Ｓ１(2)，Ｓ２(2)，Ｓ３(2)とし、自己終結する１つ手前のメモリ値をＳ０(1)，Ｓ１(1)，Ｓ２(1)，Ｓ３(1)とし、自己終結する２つ手前のメモリ値をＳ０(0)，Ｓ１(0)，Ｓ２(0)，Ｓ３(0)とした場合、まず、図８に基づいて、以下の方程式をたてる。
つぎに、図８に基づいて、１ブロックすすめた以下の方程式を立てる。
最後に、上記（１２）（１３）式に基づいて、ｕ１(1)，ｕ２(1)，ｕ１(2)，ｕ２(2)を解くと、（１０）式のテイルビットの計算式が得られる。
【００９４】
実施の形態２．
前述の実施の形態１においては、一例として、拘束長：５（加算器の数）、メモリ数：４の再帰的組織畳込み符号化器を想定したが、本実施の形態では、安価な通信装置を提供する、という観点から、拘束長：４、メモリ数：３の再帰的組織畳込み符号化器を採用するターボ符号器を用いて、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。
【００９５】
ここで、本実施の形態における最適な再帰的組織畳込み符号化器の検索方法について説明する。本実施の形態では、上記したように、再帰的組織畳込み符号化器の一例として、拘束長：４、メモリ数：３の符号化器を想定する。まず、最適な再帰的組織畳込み符号化器を検索する場合は、情報ビット：ｕ１，ｕ２を入力した場合にとりうるすべての再帰的組織畳込み符号化器の接続パターンを検索し、下記の最適条件を満たす再帰的組織畳込み符号化器を検出する。
【００９６】
図１３は、拘束長：４，メモリ数：３を想定した場合における、再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す図であり、たとえば、情報ビット：ｕ１，ｕ２をすべての加算器に入力し、かつ冗長ビット：ｕａ（またはｕｂ）を最終段以外の各加算器にフィードバックした場合の再帰的組織畳込み符号化器である。この符号化器は、
【００９７】
ここで、再帰的組織畳込み符号化器の検索における最適条件を記載する。
（１）ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結（遅延器６１，６２，６３がオール０となる状態）するパターンの２つのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となるパターン。具体的にいうと、前記（７）式が最小のとき。
（２）かつ、重みの合計（total weight）が上記パターン内で最大となるパターン。
【００９８】
図１４、図１５、図１６および図１７は、本実施の形態の検索方法により求めたれた最適な再帰的組織畳込み符号化器である。拘束長：４，メモリ数：３を想定した場合は、図１４〜図１７に示す、間隔ｄｅ＝１０およびtotal weight＝８（後述の図１１および図１２参照）の再帰的組織畳込み符号化器が、上記最適条件を満たすことになる。
【００９９】
具体的にいうと、図１４は、
【０１００】
このように、本実施の形態では、一例として、拘束長：４，メモリ数：３の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定し、さらに、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に採用した。そのため、受信側におけるＢＥＲ特性を従来より大幅に向上させることができ、さらに、実施の形態１よりも大幅に回路規模を削減できるため、安価な通信装置を実現することが可能となる。
【０１０１】
なお、上記図１４から図１７に示す再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に用いる場合、テイルビットは、以下のように処理する。
【０１０２】
たとえば、図１４の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0)
ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ２(0)
ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（１９）
また、図１５の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0)
ｕ１(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ２(0)
ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（２０）
また、図１６の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0)
ｕ１(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0)
ｕ１(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0) …（２１）
また、図１７の再帰的組織畳込み符号化器は、
ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ１(0)
ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0)
ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0) …（２２）
となる。なお、ここでいう‘＋’は排他的論理和を表す。
【０１０３】
ここで、上記テイルビットの計算式の求め方を具体的に説明する。以下、一例として、（１９）式の求め方を記載する。たとえば、自己終結するときの情報ビットをｕ１(2)およびｕ２(2)とし、自己終結する１つ手前の情報ビットをｕ１(1)およびｕ２(1)とし、さらに、自己終結するときのメモリ値をＳ０(2)，Ｓ１(2)，Ｓ２(2)とし、自己終結する１つ手前のメモリ値をＳ０(1)，Ｓ１(1)，Ｓ２(1)とし、自己終結する２つ手前のメモリ値をＳ０(0)，Ｓ１(0)，Ｓ２(0)とした場合、まず、図１４に基づいて、以下の方程式をたてる。
Ｓ０(1)＝ｕ１(1)＋（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)）
Ｓ１(1)＝ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ０(0)
Ｓ２(1)＝（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)）＋Ｓ１(0) …（２３）
【０１０４】
つぎに、図１４に基づいて、１ブロックすすめた以下の方程式を立てる。
最後に、上記（２３）（２４）式に基づいて、ｕ１(1)，ｕ２(1)，ｕ１(2)，ｕ２(2)を解くと、（１９）式のテイルビットの計算式が得られる。
【０１０６】
実施の形態３．
前述の実施の形態１または２では、すべて構成で同一のインタリーバを用いることを前提とし、再帰的組織畳込み符号化器の違いにより、受信側における復調特性を向上させた。以降の説明では、本実施の形態にかかるインタリーバを用いることで、さらに、受信側における復調特性を大幅に向上させ、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。
【０１０７】
ここで、図５（ａ）に示すインタリーバ３２，３３を用いて、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説明する。なお、インタリーバ以外の構成については、前述と同様であるため、同一の符号を付してその説明を省略する。
【０１０８】
本実施の形態のインタリーバは、以下の４つの処理を行う。
▲１▼Ｍ（素数）：「１７」×「Ｎ：［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納する。なお、Ｍは横軸、Ｎは縦軸、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭＴシンボルの数を表し、上記Ｎを表す式中の‘６’は、終端処理用ビット数を表す。
▲２▼素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダム系列を、行単位に、１列ずつ順に（左）シフトし、１６種類のランダム系列を生成する。そして、すべてのランダム系列の１７ビット目に０をマッピングし、１７行目からＮ行目までのマッピングパターンを１行目以降と同一とし、「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターンを生成する。
▲３▼上記のように生成された「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングする。
▲４▼マッピングされた情報ビット系列を列単位に読み出し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
【０１０９】
以下、上記各処理の動作を詳細に説明する。まず、横軸のビット数をＭ＝１７とした理由、すなわち、マッピングパターンを１７ビットとした理由、について説明する。たとえば、再帰的組織畳込み符号化器においては、遅延器（一般的にはメモリと呼ばれる）の数によって、ある特定の間隔で自己終結パターンが発生する。具体的に言うと、情報ビット系列が２系統の場合には、最大２m−１間隔で自己終結パターン（出力が無限に０となる入力パターン）が発生する。なお、ｍはメモリ数を表す。
【０１１０】
たとえば、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を用いた場合には、情報ビット系列：ｕ１を｛１（１ビット目），０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，１（１６ビット目），…（以降０と仮定する）｝、情報ビット系列：ｕ２をオール０、とすると、自己終結パターンが発生し、１７ビット目以降、無限に０が出力され、受信機側における復調特性が劣化する。
【０１１１】
そこで、本実施の形態においては、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符号化器３４のいずれか一方で必ず自己終結パターンを回避できるように、ビットの並べ替えを行う。
【０１１２】
上記符号器のいずれか一方で自己終結パターンを回避するためには、入力バッファの横軸がＭ≧２m＋１で、かつ行（Ｍ）と列（Ｎ）がともにランダムパターンである必要があり、さらに、計算式（１）を用いたランダムパターンを生成するためには、Ｍが素数である必要があるため、本実施の形態においては、入力バッファの横軸Ｍを、すなわち、マッピングパターンのビット数を、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」を満たす値とする。また、通常、インタリーバでは、ランダムパターンを用いて並べ替え後の情報ビット系列を、列単位に読み出すという観点から、縦軸においても自己終結パターンを回避する必要があるため、縦軸を「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／Ｍ」とした。したがって、図５（ｂ）に示すような、遅延器が４個の再帰的組織畳込み符号化器を用いた場合には、Ｍ＝１７，Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７となる。
【０１１３】
つぎに、インタリーバ３２および３３においては、上記のように決定された「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納する。このとき、本実施の形態のターボ符号器には、２系統の情報ビット系列が入力されるので、２系統の情報ビット系列の信号点間距離が０とならないように、たとえば、少なくともいずれか一方の行を入れ替える。
【０１１４】
つぎに、インタリーバ３２および３３では、素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダム系列を生成する。具体的にいうと、たとえば、Ｍ＝Ｐ＝１７，原始根：ｇ0＝３とし、ランダムパターン（ランダム系列）：Ｃを、前述した式（１）を用いて作成する。その結果、ランダムパターンＣは，｛１，３，９，１０，１３，５，１５，１１，１６，１４，８，７，４，１２，２，６，｝となる。
【０１１５】
そして、ランダムパターンを行単位に１ビットずつ順に（左）シフトし、１６種類のランダム系列を生成する。具体的にいうと、ラテンスクエアパターン（１６×１６）を形成することで、すべての行と列がランダム系列となる。そして、１６種類のランダム系列の１７ビット目に０をマッピングすることで、１７（Ｍ）×１６のマッピングパターンを生成し、さらに、１７行目からＮ行目までのマッピングパターンを１行目以降と同一とすることで、「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターンを生成する。これにより、擬似ランダムパターンを生成するために計算式を複雑化した従来技術と比較して、インタリーバを簡単な構成で実現できる。
【０１１６】
つぎに、インタリーバ３２および３３では、上記のように生成した「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングする。すなわち、「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターンを用いて、行単位に、入力バッファ内の情報ビット系列の入れ替えを行う。
【０１１７】
最後に、インタリーバ３２および３３では、マッピングされた情報ビット系列を、列単位に読み出し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
【０１１８】
このように、本実施の形態においては、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符号化器３４のいずれか一方で自己終結パターンを回避できるようにしたため、誤り訂正能力を大幅に向上させることが可能となる。これにより、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させることができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることができる。
【０１１９】
実施の形態４．
本実施の形態では、たとえば、先に説明した実施の形態１または２の再帰的組織畳込み符号化器、および実施の形態３のインタリーバ、を採用するターボ符号器を用いた場合の、本発明にかかる通信装置の動作を具体的に説明する。なお、ターボ符号器およびインタリーバの構成については、前述の実施の形態と同様であるため、同一の符号を付してその説明を省略する。
【０１２０】
たとえば、電話回線等の既存の伝送路を用いてＤＭＴ変復調方式によるデータ通信を行う場合、送信側では、トーンオーダリング処理、すなわち、伝送路のＳ／Ｎ（signal-to-noise ratio：信号対雑音比）比に基づいて、予め設定された周波数帯の複数のトーン（マルチキャリア）に、それぞれが伝送可能なビット数の伝送データを割り振る処理（この処理により、伝送レートが決定する）、を行う。
【０１２１】
具体的にいうと、たとえば、図２２（ａ）に示すように、各周波数のｔｏｎｅ０〜ｔｏｎｅ９に、それぞれＳ／Ｎ比に応じたビット数の伝送データを割り振っている。ここでは、ｔｏｎｅ９に０ビット、ｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ７とｔｏｎｅ８に１ビット、ｔｏｎｅ６に２ビット、ｔｏｎｅ２に３ビット、ｔｏｎｅ５に４ビット、ｔｏｎｅ３に５ビット、ｔｏｎｅ４に６ビット、の伝送データが割り振られ、この２４ビット（情報ビット：１６ビット、冗長ビット：８ビット）にて１フレームが形成されている。なお、図示のデータフレームバッファと比較して各トーンに割り振られるビット数が多くなっているのは、誤り訂正に必要な冗長ビットが加わることに起因している。
【０１２２】
このように、トーンオーダリング処理された伝送データの１フレームは、たとえば、図２２（ｂ）に示すように構成されることになる。具体的にいうと、割り振られたビット数の少ないトーン順、すなわち、ｔｏｎｅ９（ｂ０´），ｔｏｎｅ０（ｂ１´），ｔｏｎｅ１（ｂ２´），ｔｏｎｅ７（ｂ３´），ｔｏｎｅ８（ｂ４´），ｔｏｎｅ６（ｂ５´），ｔｏｎｅ２（ｂ６´），ｔｏｎｅ５（ｂ７´），ｔｏｎｅ３（ｂ８´），ｔｏｎｅ４（ｂ９´）の順に、並べられ、ｔｏｎｅ９とｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ７、ｔｏｎｅ８とｔｏｎｅ６、ｔｏｎｅ２とｔｏｎｅ５、およびｔｏｎｅ３とｔｏｎｅ４が、それぞれ１トーンセットとして構成されている。このように、本実施の形態では、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形成する。そして、少なくとも３ビット（３ビットは情報ビットが１系列の場合である）で構成される前述のターボ符号を、そのトーンセットに割り振る。これにより、トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンについても、送信データを割り振ることができる。
【０１２３】
そして、図２２のように処理されたフレームの符号化は、１トーンセット毎に行われる。まず、最初のトーンセット（ｔｏｎｅ９，ｔｏｎｅ０，ｔｏｎｅ１，ｔｏｎｅ７）のデータｄ０，ダミーデータｄ＿ｄｕｍｍｙ（情報ビットが１系列であるため）を、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号が出力される。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに相当する。なお、情報ビットｕ２は、ダミーデータであるので、実際に符号化されるのはｕ１，ｕａ，ｕｂの３ビットとなる。
【０１２４】
つぎに、２つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ８，ｔｏｎｅ６）のデータｄ１，ダミーデータｄ＿ｄｕｍｍｙを、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号が出力される。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに相当する。なお、情報ビットｕ２は、ダミーデータであるので、上記同様、実際に符号化されるのはｕ１，ｕａ，ｕｂの３ビットとなる。
【０１２５】
つぎに、３つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ２，ｔｏｎｅ５）のデータｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６を、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ５，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号と、その他の３ビットのデータ（ｕ３，ｕ４，…）が出力される。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【０１２６】
最後に、４つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ３，ｔｏｎｅ４）のデータｄ７，ｄ０，ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７を、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ５，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号と、その他の７ビットのデータ（ｕ３，ｕ４，…）が出力される。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【０１２７】
上記のように、Ｓ／Ｎ比に基づいてトーンオーダリング処理、および符号化処理が行われることにより、１フレーム毎に伝送データが多重化される。さらに、送信側では、多重化された伝送データに対して高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、その後、Ｄ／Ａコンバータを通してディジタル波形をアナログ波形に変換し、最後にローパスフィルタをかけて、最終的な伝送データを電話回線上に送信する。
【０１２８】
このように、本実施の形態においては、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、少なくとも３ビットで構成されるターボ符号を、そのトーンセットに割り振る。そのため、従来とは異なり、トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンについても、送信データを割り振ることができる。これにより、本実施の形態の通信装置では、伝送効率を従来技術と比較して大幅に向上させることができる。
【０１２９】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、一例として、拘束長：５，メモリ数：４の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定する。そして、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に採用する。これにより、受信側におけるＢＥＲ特性を大幅に向上させることが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３０】
つぎの発明によれば、一例として、拘束長：４，メモリ数：３の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定する。そして、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に採用する。これにより、受信側におけるＢＥＲ特性を従来より大幅に向上させることができ、さらに、大幅に回路規模を削減できるため、安価な通信装置を実現することが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３１】
つぎの発明によれば、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組織畳込み符号化器および第２の再帰的組織畳込み符号化器のいずれか一方で自己終結パターンを回避できるようにした。これにより、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させることができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３２】
つぎの発明によれば、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２つあるいは４つのトーンでトーンセットを形成し、さらに、少なくとも３ビットで構成されるターボ符号をそのトーンセットに割り振る。そのため、従来とは異なり、トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンについても、送信データを割り振ることができる。これにより、伝送効率を大幅に向上させることが可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３３】
つぎの発明によれば、ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定する。これにより、受信側におけるＢＥＲ特性を大幅に向上させることが可能な通信方法を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３４】
つぎの発明によれば、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングする。これにより、情報ビットな並べ替えが可能となり、第１の再帰的組織畳込み符号化器および第２の再帰的組織畳込み符号化器のいずれか一方で必ず自己終結パターンを回避できるようになるため、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させることが可能な通信方法を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３５】
つぎの発明によれば、トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２つあるいは４つのトーンでトーンセットを形成し、さらに、少なくとも３ビットで構成されるターボ符号をそのトーンセットに割り振る。そのため、従来とは異なり、トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンについても、送信データを割り振ることができる。これにより、伝送効率を大幅に向上させることが可能な通信方法を得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる通信装置で使用される符号器および復号器の構成を示す図である。
【図２】 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。
【図３】 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。
【図４】 各種ディジタル変調の信号点配置を示す図である。
【図５】 ターボ符号器の構成を示す図である。
【図６】 本発明のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す図である
【図７】 拘束長：５，メモリ数：４を想定した場合における再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す図である。
【図８】 実施の形態１の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図９】 実施の形態１の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１０】 図８の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図１１】 図９の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図１２】 図５に示すターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、図８および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器を採用したターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を示す図である。
【図１３】 拘束長：４，メモリ数：３を想定した場合における再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す図である。
【図１４】 実施の形態２の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１５】 実施の形態２の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１６】 実施の形態２の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１７】 実施の形態２の検索方法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１８】 図１４の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図１９】 図１５の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図２０】 図１６の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図２１】 図１７の再帰的組織畳込み符号化器における自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【図２２】 実施の形態４のトーンオーダリング処理を示す図である。
【図２３】 送信系において使用される従来のターボ符号器の構成を示す図である。
【図２４】 受信系において使用される従来のターボ復号器の構成を示す図である。
【図２５】 従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。
【図２６】 従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。
【図２７】 従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。
【図２８】 従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ特性を示す図である。
【図２９】 従来の通信装置で使用されるトレリス符号器の構成を示す図である。
【図３０】 従来のトーンオーダリング処理を示す図である。
【符号の説明】
１ ターボ符号器、１１ 第１の復号器、１２，１６，６５，６６，６７，６８，６９ 加算器、１３，１４，３２，３３ インタリーバ、１５ 第２の復号器、１７ デインタリーバ、１８ 第１の判定器、１９ 第１のＲ／Ｓデコーダ、２０ 第２の判定器、２１ 第２のＲ／Ｓデコーダ、２２ 第３の判定器、３１ 第１の再帰的組織畳込み符号化器、３４ 第２の再帰的組織畳込み符号化器、４１ マルチプレックス／シンクコントロール、４２，４３ サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、４４，４５ フォワードエラーコレクション（ＦＥＣ）、４６ インタリーブ、４７，４８ レートコンバータ、４９ トーンオーダリング、５０ コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、５１ 逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、５２ インプットパラレル／シリアルバッファ、５３ アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ、６１，６２、６３，６４ 遅延器、１４１ アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイムドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプットシリアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ（ＦＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１４８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリーブ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクション、１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、１５５ マルチプレックス／シンクコントロール。
Claims (7)
- ２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用する通信装置において、
拘束長が「５」かつメモリ数が「４」の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合に、当該符号化器を構成するすべての接続パターンを検索し、
ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重みの合計が最大となる、最適条件を満たす符号化器を、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化器として具備することを特徴とする通信装置。 - ２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用する通信装置において、
拘束長が「４」かつメモリ数が「３」の再帰的組織畳込み符号化器を想定した場合に、当該符号化器を構成するすべての接続パターンを検索し、
ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重みの合計が最大となる、最適条件を満たす符号化器を、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化器として具備することを特徴とする通信装置。 - 前記ターボ符号器は、
「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−Ｔａｉｌ｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納し（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭＴシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビット数）、
前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小値をマッピングし、かつＭ行目以降のマッピングパターンを１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成し、
前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングし、
前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出し、前記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して出力するインタリーバ、
を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。 - トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順、かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、前記２系統の情報ビットまたは当該いずれか一方の情報ビットと、前記第１および第２の冗長ビットと、で構成される少なくとも３ビットのターボ符号を、前記トーンセットに割り振ることを特徴とする請求項１、２または３に記載の通信装置。
- ２系統の情報ビット系列とともに、当該２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力し、さらに、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する、ターボ符号化ステップを含む通信方法にあっては、
ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重みの合計が最大となるような、最適条件を満たす再帰的組織畳込み符号化器を用いて、前記ターボ符号化ステップを実行することを特徴とする通信方法。 - 前記ターボ符号化ステップにあっては、
「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−Ｔａｉｌ｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納するビット系列格納ステップ（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭＴシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビット数）と、
前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小値をマッピングし、かつＭ行目以降のマッピングパターンを１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成するマッピングパターン生成ステップと、
前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングするマッピングステップと、
前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出すビット系列読み出しステップと、
を含むことを特徴とする請求項５に記載の通信方法。 - トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順、かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、前記２系統の情報ビットまたは当該いずれか一方の情報ビットと、前記第１および第２の冗長ビットと、で構成される少なくとも３ビットのターボ符号を、前記トーンセットに割り振ることを特徴とする請求項５または６に記載の通信方法。
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