JP2001358596A - 通信装置および通信方法 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向上
を実現可能な通信装置を得ること。 【解決手段】 ２系統の情報ビット系列を畳込み符号化
して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込
み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系
列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２
の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器
を採用する本発明の通信装置は、当該符号化器を構成す
るすべての接続パターンを検索し、ある特定のブロック
長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の
間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン
内で重みの合計が最大となる、最適条件を満たす符号化
器を、上記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化器
とする。
を実現可能な通信装置を得ること。 【解決手段】 ２系統の情報ビット系列を畳込み符号化
して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込
み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系
列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２
の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器
を採用する本発明の通信装置は、当該符号化器を構成す
るすべての接続パターンを検索し、ある特定のブロック
長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’の
間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン
内で重みの合計が最大となる、最適条件を満たす符号化
器を、上記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化器
とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マルチキャリア変
復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特
に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変
復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信
を実現可能とする通信装置および通信方法に関するもの
である。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデ
ータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介
して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべ
ての通信装置に適用可能である。
復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特
に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変
復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信
を実現可能とする通信装置および通信方法に関するもの
である。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデ
ータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介
して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべ
ての通信装置に適用可能である。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の通信装置について説明す
る。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた
広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multip
le Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上
回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されてい
る。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブ
を施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するも
ので、シャノン限界に近い特性が得られると言われてお
り、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つであ
る。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能
が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左
右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に
向上させることができる。
る。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた
広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multip
le Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上
回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されてい
る。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブ
を施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するも
ので、シャノン限界に近い特性が得られると言われてお
り、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つであ
る。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能
が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左
右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に
向上させることができる。
【０００３】ここで、上記ターボ符号を用いた従来の通
信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明す
る。図２３は、送信系において使用されるターボ符号器
の構成を示す図である。図２３（ａ）において、１０１
は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力
する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２は
インタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２によ
り入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長
ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器であ
る。図２３（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器
１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の
内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号
化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器で
ある。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリー
バ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える
処理を行う。
信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明す
る。図２３は、送信系において使用されるターボ符号器
の構成を示す図である。図２３（ａ）において、１０１
は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力
する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２は
インタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２によ
り入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長
ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器であ
る。図２３（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器
１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の
内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号
化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器で
ある。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリー
バ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える
処理を行う。
【０００４】上記のように構成されるターボ符号器で
は、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組
織畳込み符号化器１０１の処理により情報ビット系列：
ｘ1を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的
組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処
理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ
3と、を出力する。
は、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組
織畳込み符号化器１０１の処理により情報ビット系列：
ｘ1を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的
組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処
理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ
3と、を出力する。
【０００５】図２４は、受信系において使用されるター
ボ復号器の構成を示す図である。図２４において、１１
１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を
算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加
算器であり、１１３および１１４はインタリーバであ
り、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数
尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデイン
タリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を
判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器
である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ
情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3に伝
送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号であ
る。
ボ復号器の構成を示す図である。図２４において、１１
１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を
算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加
算器であり、１１３および１１４はインタリーバであ
り、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数
尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデイン
タリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を
判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器
である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ
情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3に伝
送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号であ
る。
【０００６】上記のように構成されるターボ復号器で
は、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受
信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の
対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表
す）。ここでは、情報ビット：ｘ 1kが０である確率に対
する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとな
る。なお、図示のＬｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ
（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。
は、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受
信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の
対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表
す）。ここでは、情報ビット：ｘ 1kが０である確率に対
する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとな
る。なお、図示のＬｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ
（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。
【０００７】つぎに、加算器１１２では、前記算出結果
である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外
部情報を算出する。なお、１回目の復号においては、事
前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０であ
る。
である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外
部情報を算出する。なお、１回目の復号においては、事
前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０であ
る。
【０００８】つぎに、インタリーバ１１３および１１４
では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受
信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替え
を行う。その後、第２の復号器１１５では、第１の復号
器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、お
よび先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づ
いて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。そして、
加算器１１６では、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出す
る。このとき、デインタリーバ１１７にて並べ替えられ
た外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１
の復号器１１１にフィードバックされる。
では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受
信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替え
を行う。その後、第２の復号器１１５では、第１の復号
器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、お
よび先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づ
いて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。そして、
加算器１１６では、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出す
る。このとき、デインタリーバ１１７にて並べ替えられ
た外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１
の復号器１１１にフィードバックされる。
【０００９】最後に、このターボ復号器では、上記処理
を、所定の回数にわたって繰り返し実行することで、よ
り精度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１
８が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情
報ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、
対数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報
ビット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”で
あれば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
を、所定の回数にわたって繰り返し実行することで、よ
り精度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１
８が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情
報ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、
対数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報
ビット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”で
あれば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
【００１０】また、図２５，図２６，および図２７は、
上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２の処
理を示す図である。ここで、インタリーバ１０２により
情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説
明する。
上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２の処
理を示す図である。ここで、インタリーバ１０２により
情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説
明する。
【００１１】たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、イン
タリーバとして、一般的に、複素インタリーバ（以降、
ＰＩＬと呼ぶ）が用いられている。このＰＩＬは、以下
の３つの特徴をもつ。 Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファに
おける行と列の入れ替えを行う。 行内のビット入れ替えにおいて、素数を用いた擬似ラ
ンダムパターンを使用する。 行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避す
る。
タリーバとして、一般的に、複素インタリーバ（以降、
ＰＩＬと呼ぶ）が用いられている。このＰＩＬは、以下
の３つの特徴をもつ。 Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファに
おける行と列の入れ替えを行う。 行内のビット入れ替えにおいて、素数を用いた擬似ラ
ンダムパターンを使用する。 行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避す
る。
【００１２】ここで、従来のインタリーバであるＰＩＬ
の動作について説明する。たとえば、インタリーバ長：
Ｌturbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ
turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とした場合、マ
ッピングパターン：ｃ（ｉ）は、下記の（１）式のよう
に作成される。 ｃ（ｉ）＝（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰ …（１） ただし、ｉ＝１，２，…，（Ｐ−２）とし、ｃ（０）＝
１とする。
の動作について説明する。たとえば、インタリーバ長：
Ｌturbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ
turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とした場合、マ
ッピングパターン：ｃ（ｉ）は、下記の（１）式のよう
に作成される。 ｃ（ｉ）＝（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰ …（１） ただし、ｉ＝１，２，…，（Ｐ−２）とし、ｃ（０）＝
１とする。
【００１３】上記（１）により、マッピングパターンＣ
（ｉ）は、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２
２，４４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，
２８，３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，
２６，５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３
１，９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，
２５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４
０，２７｝となる。
（ｉ）は、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２
２，４４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，
２８，３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，
２６，５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３
１，９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，
２５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４
０，２７｝となる。
【００１４】また、ＰＩＬにおいては、上記マッピング
パターンＣ（ｉ）を、飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)毎
に飛ばし読みすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行
のマッピングパターン：Ｃj（ｉ）を生成する。まず、
ここでは、｛ｐPIP(j)｝を得るために、｛ｑj（ｊ＝０
〜Ｎ−１）｝を以下の式（２），（３），（４）の条件
で決定する。 ｑ0＝１ …（２） ｇ．ｃ．ｄ｛ｑj，Ｐ−１｝＝１ （ただし、ｇ．ｃ．ｄは最大公約数） …（３） ｑj＞６，ｑj＞ｑj-1 （ただし、ｊ＝１〜Ｎ−１） …（４）
パターンＣ（ｉ）を、飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)毎
に飛ばし読みすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行
のマッピングパターン：Ｃj（ｉ）を生成する。まず、
ここでは、｛ｐPIP(j)｝を得るために、｛ｑj（ｊ＝０
〜Ｎ−１）｝を以下の式（２），（３），（４）の条件
で決定する。 ｑ0＝１ …（２） ｇ．ｃ．ｄ｛ｑj，Ｐ−１｝＝１ （ただし、ｇ．ｃ．ｄは最大公約数） …（３） ｑj＞６，ｑj＞ｑj-1 （ただし、ｊ＝１〜Ｎ−１） …（４）
【００１５】したがって、｛ｑj｝は、｛１，７，１
１，１３，１７，１９，２３，２９，３１，３７｝とな
り、｛ｐPIP(j)｝は、｛３７，３１，２９，２３，１
９，１７，１３，１１，７，１｝（ただし、ＰＩＰ＝Ｎ
−１〜０）となる。
１，１３，１７，１９，２３，２９，３１，３７｝とな
り、｛ｐPIP(j)｝は、｛３７，３１，２９，２３，１
９，１７，１３，１１，７，１｝（ただし、ＰＩＰ＝Ｎ
−１〜０）となる。
【００１６】図２５は、この飛ばし読みパターン：ｐ
PIP(j)に基づいてマッピングパターンＣ（ｉ）をそれぞ
れ飛ばし読みした結果、すなわち、各飛ばし読みパター
ンを用いて各行を並べ替えた結果、を示す図である。
PIP(j)に基づいてマッピングパターンＣ（ｉ）をそれぞ
れ飛ばし読みした結果、すなわち、各飛ばし読みパター
ンを用いて各行を並べ替えた結果、を示す図である。
【００１７】そして、図２６は、上記並び替え後のマッ
ピングパターンに、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２
ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示
す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝
を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデー
タ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２
１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行
目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３
１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝
を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目に
データ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングす
る。
ピングパターンに、インタリーバ長：Ｌturbo＝５１２
ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示
す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝
を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデー
タ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２
１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行
目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３
１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝
を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目に
データ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングす
る。
【００１８】最後に、図２７は、最終的な並べ替えパタ
ーンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがっ
て、図２７のデータ配列に示すような行間の入れ替えを
行い、最終的な並べ替えパターンを生成する（ここで
は、各行の順番を逆にしている）。そして、ＰＩＬで
は、生成した並べ替えパターンを、列単位、すなわち、
縦に読み出す。
ーンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがっ
て、図２７のデータ配列に示すような行間の入れ替えを
行い、最終的な並べ替えパターンを生成する（ここで
は、各行の順番を逆にしている）。そして、ＰＩＬで
は、生成した並べ替えパターンを、列単位、すなわち、
縦に読み出す。
【００１９】このように、インタリーブとしてＰＩＬを
用いることで、広範囲なインタリーブ長（たとえば、Ｌ
turbo＝２５７〜８１９２ｂｉｔ）において、良好な重
み分布となる符号語を生成するターボ符号を、提供する
ことが可能となる。
用いることで、広範囲なインタリーブ長（たとえば、Ｌ
turbo＝２５７〜８１９２ｂｉｔ）において、良好な重
み分布となる符号語を生成するターボ符号を、提供する
ことが可能となる。
【００２０】図２８は、上記ＰＩＬを含む従来のターボ
符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビッ
トエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、
ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。
符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビッ
トエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、
ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。
【００２１】このように、従来の通信装置においては、
誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することによ
り、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなる
ような場合においても、音声伝送やデータ伝送における
伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の
畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することによ
り、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなる
ような場合においても、音声伝送やデータ伝送における
伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の
畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
【００２２】また、従来の通信装置においては、すべて
の入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列があ
る場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を
実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信
号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体
的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットの
すべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンス
タレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビッ
トのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
の入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列があ
る場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を
実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信
号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体
的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットの
すべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンス
タレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビッ
トのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
【００２３】つぎに、ＤＭＴ変復調方式を用いてデータ
通信を行う従来の通信装置において、ターボ符号を用い
たものがないため、トレリス符号を用いた従来の通信装
置の動作を簡単に説明する。図２９は、従来の通信装置
で使用されるトレリス符号器の構成を示す図である。図
２９において、２０１は既知のトレリス符号器であり、
たとえば、トレリス符号器２０１では、２ビットの情報
ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと１ビッ
トの冗長ビットを出力する。
通信を行う従来の通信装置において、ターボ符号を用い
たものがないため、トレリス符号を用いた従来の通信装
置の動作を簡単に説明する。図２９は、従来の通信装置
で使用されるトレリス符号器の構成を示す図である。図
２９において、２０１は既知のトレリス符号器であり、
たとえば、トレリス符号器２０１では、２ビットの情報
ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと１ビッ
トの冗長ビットを出力する。
【００２４】たとえば、電話回線等の既存の伝送路を用
いてＤＭＴ変復調方式によるデータ通信を行う場合、送
信側では、トーンオーダリング処理、すなわち、伝送路
のＳ／Ｎ（signal-to-noise ratio：信号対雑音比）比
に基づいて、予め設定された周波数帯の複数のトーン
（マルチキャリア）に、それぞれが伝送可能なビット数
の伝送データを割り振る処理（この処理により、伝送レ
ートが決定する）、を行う。
いてＤＭＴ変復調方式によるデータ通信を行う場合、送
信側では、トーンオーダリング処理、すなわち、伝送路
のＳ／Ｎ（signal-to-noise ratio：信号対雑音比）比
に基づいて、予め設定された周波数帯の複数のトーン
（マルチキャリア）に、それぞれが伝送可能なビット数
の伝送データを割り振る処理（この処理により、伝送レ
ートが決定する）、を行う。
【００２５】具体的にいうと、たとえば、図３０（ａ）
に示すように、各周波数のｔｏｎｅ０〜ｔｏｎｅ５に、
それぞれＳ／Ｎ比に応じたビット数の伝送データを割り
振っている。ここでは、ｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ５に２ビ
ット、ｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ４に３ビット、ｔｏｎｅ２
に４ビット、ｔｏｎｅ３に５ビット、の伝送データが割
り振られ、この１９ビット（情報ビット：１６ビット、
冗長ビット：３ビット）にて１フレームが形成されてい
る。なお、図示のデータフレームバッファと比較して各
トーンに割り振られるビット数が多くなっているのは、
誤り訂正に必要な冗長ビットが加わることに起因してい
る。
に示すように、各周波数のｔｏｎｅ０〜ｔｏｎｅ５に、
それぞれＳ／Ｎ比に応じたビット数の伝送データを割り
振っている。ここでは、ｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ５に２ビ
ット、ｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ４に３ビット、ｔｏｎｅ２
に４ビット、ｔｏｎｅ３に５ビット、の伝送データが割
り振られ、この１９ビット（情報ビット：１６ビット、
冗長ビット：３ビット）にて１フレームが形成されてい
る。なお、図示のデータフレームバッファと比較して各
トーンに割り振られるビット数が多くなっているのは、
誤り訂正に必要な冗長ビットが加わることに起因してい
る。
【００２６】このように、トーンオーダリング処理され
た伝送データの１フレームは、たとえば、図３０（ｂ）
に示すように構成されることになる。具体的にいうと、
割り振られたビット数の少ないトーン順、すなわち、ｔ
ｏｎｅ０（ｂ０´），ｔｏｎｅ５（ｂ１´），ｔｏｎｅ
１（ｂ２´），ｔｏｎｅ４（ｂ３´），ｔｏｎｅ２（ｂ
４´），ｔｏｎｅ３（ｂ５´）の順に、並べられ、ｔｏ
ｎｅ０とｔｏｎｅ５、ｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ４、ｔｏｎ
ｅ２とｔｏｎｅ３が、それぞれ１トーンセットとして構
成されている。
た伝送データの１フレームは、たとえば、図３０（ｂ）
に示すように構成されることになる。具体的にいうと、
割り振られたビット数の少ないトーン順、すなわち、ｔ
ｏｎｅ０（ｂ０´），ｔｏｎｅ５（ｂ１´），ｔｏｎｅ
１（ｂ２´），ｔｏｎｅ４（ｂ３´），ｔｏｎｅ２（ｂ
４´），ｔｏｎｅ３（ｂ５´）の順に、並べられ、ｔｏ
ｎｅ０とｔｏｎｅ５、ｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ４、ｔｏｎ
ｅ２とｔｏｎｅ３が、それぞれ１トーンセットとして構
成されている。
【００２７】そして、上記図２９のように処理されたフ
レームの符号化は、１トーンセット毎に行われる。ま
ず、最初のトーンセット（ｔｏｎｅ０，ｔｏｎｅ５）の
データｄ０とｄ１をトレリス符号器２０１の端子ｕ１と
ｕ２に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ
２）と１ビットの冗長ビット（ｕ０）、すなわち、３ビ
ットのトレリス符号が出力される。多くなっている１ビ
ット分は、この冗長ビットに相当する。
レームの符号化は、１トーンセット毎に行われる。ま
ず、最初のトーンセット（ｔｏｎｅ０，ｔｏｎｅ５）の
データｄ０とｄ１をトレリス符号器２０１の端子ｕ１と
ｕ２に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ
２）と１ビットの冗長ビット（ｕ０）、すなわち、３ビ
ットのトレリス符号が出力される。多くなっている１ビ
ット分は、この冗長ビットに相当する。
【００２８】つぎに、２つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ
４，ｔｏｎｅ１）のデータｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ
６を、トレリス符号器２０１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ
３，ｕ４，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ
１，ｕ２）と１ビットの冗長ビット（ｕ０）、すなわ
ち、３ビットのトレリス符号と、その他の３ビット（ｕ
３，ｕ４，…）のデータが出力される。多くなっている
１ビット分は、この冗長ビットに相当する。
４，ｔｏｎｅ１）のデータｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ
６を、トレリス符号器２０１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ
３，ｕ４，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ
１，ｕ２）と１ビットの冗長ビット（ｕ０）、すなわ
ち、３ビットのトレリス符号と、その他の３ビット（ｕ
３，ｕ４，…）のデータが出力される。多くなっている
１ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【００２９】最後に、３つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ
３，ｔｏｎｅ２）のデータｄ７，ｄ０，ｄ１，ｄ２，ｄ
３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７を、トレリス符号器２０１
の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ５，…に入力すると、
２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と１ビットの冗長
ビット（ｕ０）、すなわち、３ビットのトレリス符号
と、その他の７ビットのデータ（ｕ３，ｕ４，…）が出
力される。多くなっている１ビット分は、この冗長ビッ
トに相当する。
３，ｔｏｎｅ２）のデータｄ７，ｄ０，ｄ１，ｄ２，ｄ
３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７を、トレリス符号器２０１
の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ５，…に入力すると、
２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と１ビットの冗長
ビット（ｕ０）、すなわち、３ビットのトレリス符号
と、その他の７ビットのデータ（ｕ３，ｕ４，…）が出
力される。多くなっている１ビット分は、この冗長ビッ
トに相当する。
【００３０】上記のように、Ｓ／Ｎ比に基づいてトーン
オーダリング処理、および符号化処理が行われることに
より、１フレーム毎に伝送データが多重化される。さら
に、送信側では、多重化された伝送データに対して高速
逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、その後、Ｄ／Ａコ
ンバータを通してディジタル波形をアナログ波形に変換
し、最後にローパスフィルタをかけて、最終的な伝送デ
ータを電話回線上に送信する。
オーダリング処理、および符号化処理が行われることに
より、１フレーム毎に伝送データが多重化される。さら
に、送信側では、多重化された伝送データに対して高速
逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、その後、Ｄ／Ａコ
ンバータを通してディジタル波形をアナログ波形に変換
し、最後にローパスフィルタをかけて、最終的な伝送デ
ータを電話回線上に送信する。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
図２３（ｂ）に示すターボ符号器を採用する従来の通信
装置においては、たとえば、エンコーダ（再帰的組織畳
込み符号化器に相当）およびインタリーバに改善の余地
があり、このような従来のエンコーダおよびインタリー
バを用いたターボ符号化が、シャノン限界に近い最適な
伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ているとは
いえない、という問題があった。
図２３（ｂ）に示すターボ符号器を採用する従来の通信
装置においては、たとえば、エンコーダ（再帰的組織畳
込み符号化器に相当）およびインタリーバに改善の余地
があり、このような従来のエンコーダおよびインタリー
バを用いたターボ符号化が、シャノン限界に近い最適な
伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ているとは
いえない、という問題があった。
【００３２】また、上記、図２３（ｂ）に示すターボ符
号器は、ＳＳ方式を用いた広帯域ＣＤＭＡに採用されて
いるものであり、たとえば、電話回線等の既存の伝送路
を用いてＤＭＴ変復調方式によりデータ通信を行う従来
の通信装置には、採用されていない。
号器は、ＳＳ方式を用いた広帯域ＣＤＭＡに採用されて
いるものであり、たとえば、電話回線等の既存の伝送路
を用いてＤＭＴ変復調方式によりデータ通信を行う従来
の通信装置には、採用されていない。
【００３３】また、上記、図２９に示すトレリス符号器
を採用する従来の通信装置においては、トーンオーダリ
ング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順か
つ２つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、情
報ビット（２ビット）および冗長ビット（１ビット）で
少なくとも３ビットのターボ符号をトーンセットに割り
振る必要がある。そのため、トーンオーダリング処理で
伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンにつ
いては、送信データを割り振ることができず、これによ
り、伝送効率を劣化させてしまう、という問題があっ
た。
を採用する従来の通信装置においては、トーンオーダリ
ング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順か
つ２つのトーンで、トーンセットを形成し、さらに、情
報ビット（２ビット）および冗長ビット（１ビット）で
少なくとも３ビットのターボ符号をトーンセットに割り
振る必要がある。そのため、トーンオーダリング処理で
伝送可能なビット数が１ビットと設定されたトーンにつ
いては、送信データを割り振ることができず、これによ
り、伝送効率を劣化させてしまう、という問題があっ
た。
【００３４】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さ
らに、従来技術と比較してＢＥＲ特性および伝送効率の
大幅な向上を実現可能な通信装置、および通信方法を得
ることを目的とする。
って、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さ
らに、従来技術と比較してＢＥＲ特性および伝送効率の
大幅な向上を実現可能な通信装置、および通信方法を得
ることを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっ
ては、２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１
の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化
器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込
み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的
組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用
し、さらに、拘束長が「５」かつメモリ数が「４」の再
帰的組織畳込み符号化器を想定した場合に、当該符号化
器を構成するすべての接続パターンを検索し、ある特定
のブロック長において、自己終結パターンの２つのビッ
ト‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔とな
るパターン内で重みの合計が最大となる、最適条件を満
たす符号化器を、前記第１および第２の再帰的組織畳込
み符号化器として具備することを特徴とする。
目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっ
ては、２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１
の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化
器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込
み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的
組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用
し、さらに、拘束長が「５」かつメモリ数が「４」の再
帰的組織畳込み符号化器を想定した場合に、当該符号化
器を構成するすべての接続パターンを検索し、ある特定
のブロック長において、自己終結パターンの２つのビッ
ト‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔とな
るパターン内で重みの合計が最大となる、最適条件を満
たす符号化器を、前記第１および第２の再帰的組織畳込
み符号化器として具備することを特徴とする。
【００３６】つぎの発明にかかる通信装置にあっては、
２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長
データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器と、
インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号
化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的組織畳
込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用し、さら
に、拘束長が「４」かつメモリ数が「３」の再帰的組織
畳込み符号化器を想定した場合に、当該符号化器を構成
するすべての接続パターンを検索し、ある特定のブロッ
ク長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’
の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパター
ン内で重みの合計が最大となる、最適条件を満たす符号
化器を、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化
器として具備することを特徴とする。
２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長
データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器と、
インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込み符号
化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的組織畳
込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用し、さら
に、拘束長が「４」かつメモリ数が「３」の再帰的組織
畳込み符号化器を想定した場合に、当該符号化器を構成
するすべての接続パターンを検索し、ある特定のブロッ
ク長において、自己終結パターンの２つのビット‘１’
の間隔が最大となり、かつ、前記最大間隔となるパター
ン内で重みの合計が最大となる、最適条件を満たす符号
化器を、前記第１および第２の再帰的組織畳込み符号化
器として具備することを特徴とする。
【００３７】つぎの発明にかかる通信装置において、前
記ターボ符号器は、「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×
「Ｎ（縦軸：自然数）＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−Ｔａ
ｉｌ｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に前記情報ビット
系列を格納し（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、Ｓ
turboはＤＭＴシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビッ
ト数）、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）
ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトす
ることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さ
らに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目
に最小値をマッピングし、かつＭ行目以降のマッピング
パターンを１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマ
ッピングパターンを生成し、前記Ｍ×Ｎのマッピングパ
ターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピン
グし、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読
み出し、前記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して
出力するインタリーバ、を備えることを特徴とする。
記ターボ符号器は、「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×
「Ｎ（縦軸：自然数）＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−Ｔａ
ｉｌ｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に前記情報ビット
系列を格納し（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、Ｓ
turboはＤＭＴシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビッ
ト数）、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）
ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトす
ることで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さ
らに、すべてのランダム系列における各行のＭビット目
に最小値をマッピングし、かつＭ行目以降のマッピング
パターンを１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマ
ッピングパターンを生成し、前記Ｍ×Ｎのマッピングパ
ターンに、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピン
グし、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読
み出し、前記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して
出力するインタリーバ、を備えることを特徴とする。
【００３８】つぎの発明にかかる通信装置にあっては、
トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少
ないトーン順、かつ２つあるいは４つのトーンで、トー
ンセットを形成し、さらに、前記２系統の情報ビットま
たは当該いずれか一方の情報ビットと、前記第１および
第２の冗長ビットと、で構成される少なくとも３ビット
のターボ符号を、前記トーンセットに割り振ることを特
徴とする。
トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少
ないトーン順、かつ２つあるいは４つのトーンで、トー
ンセットを形成し、さらに、前記２系統の情報ビットま
たは当該いずれか一方の情報ビットと、前記第１および
第２の冗長ビットと、で構成される少なくとも３ビット
のターボ符号を、前記トーンセットに割り振ることを特
徴とする。
【００３９】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
２系統の情報ビット系列とともに、当該２系統の情報ビ
ット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力
し、さらに、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列
を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する、ター
ボ符号化ステップを含み、ある特定のブロック長におい
て、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最
大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重み
の合計が最大となるような、最適条件を満たす再帰的組
織畳込み符号化器を用いて、前記ターボ符号化ステップ
を実行することを特徴とする。
２系統の情報ビット系列とともに、当該２系統の情報ビ
ット系列を畳込み符号化して第１の冗長データを出力
し、さらに、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列
を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する、ター
ボ符号化ステップを含み、ある特定のブロック長におい
て、自己終結パターンの２つのビット‘１’の間隔が最
大となり、かつ、前記最大間隔となるパターン内で重み
の合計が最大となるような、最適条件を満たす再帰的組
織畳込み符号化器を用いて、前記ターボ符号化ステップ
を実行することを特徴とする。
【００４０】つぎの発明にかかる通信方法において、前
記ターボ符号化ステップにあっては、「Ｍ（横軸：素
数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝［｛（Ｔｉ
×Ｓtur bo）−Ｔａｉｌ｝／２］／Ｍ」の入力バッファ
内に前記情報ビット系列を格納するビット系列格納ステ
ップ（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭ
Ｔシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビット数）と、前
記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのラ
ンダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、
（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべ
てのランダム系列における各行のＭビット目に最小値を
マッピングし、かつＭ行目以降のマッピングパターンを
１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパ
ターンを生成するマッピングパターン生成ステップと、
前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーバ長の
情報ビット系列をマッピングするマッピングステップ
と、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み
出すビット系列読み出しステップと、を含むことを特徴
とする。
記ターボ符号化ステップにあっては、「Ｍ（横軸：素
数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝［｛（Ｔｉ
×Ｓtur bo）−Ｔａｉｌ｝／２］／Ｍ」の入力バッファ
内に前記情報ビット系列を格納するビット系列格納ステ
ップ（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭ
Ｔシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビット数）と、前
記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのラ
ンダム系列を行単位に１ビットずつシフトすることで、
（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、すべ
てのランダム系列における各行のＭビット目に最小値を
マッピングし、かつＭ行目以降のマッピングパターンを
１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパ
ターンを生成するマッピングパターン生成ステップと、
前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーバ長の
情報ビット系列をマッピングするマッピングステップ
と、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み
出すビット系列読み出しステップと、を含むことを特徴
とする。
【００４１】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少
ないトーン順、かつ２つあるいは４つのトーンで、トー
ンセットを形成し、さらに、前記２系統の情報ビットま
たは当該いずれか一方の情報ビットと、前記第１および
第２の冗長ビットと、で構成される少なくとも３ビット
のターボ符号を、前記トーンセットに割り振ることを特
徴とする。
トーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少
ないトーン順、かつ２つあるいは４つのトーンで、トー
ンセットを形成し、さらに、前記２系統の情報ビットま
たは当該いずれか一方の情報ビットと、前記第１および
第２の冗長ビットと、で構成される少なくとも３ビット
のターボ符号を、前記トーンセットに割り振ることを特
徴とする。
【００４２】
【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる通信装置
の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、
この実施の形態によりこの発明が限定されるものではな
い。
の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、
この実施の形態によりこの発明が限定されるものではな
い。
【００４３】実施の形態１．図１は、本発明にかかる通
信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復
号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモ
ン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であ
り、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号
器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態に
おける復号器の構成を示す図である。
信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復
号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモ
ン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であ
り、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号
器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態に
おける復号器の構成を示す図である。
【００４４】本実施の形態における通信装置において
は、上記符号器および復号器の両方の構成を備えること
とし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、
データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得
る。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、上
記両方の構成を備えることとしたが、たとえば、２つの
うちの符号器だけを備える送信機を想定することとして
もよいし、一方、復号器だけを備える受信機を想定する
こととしてもよい。
は、上記符号器および復号器の両方の構成を備えること
とし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、
データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得
る。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、上
記両方の構成を備えることとしたが、たとえば、２つの
うちの符号器だけを備える送信機を想定することとして
もよいし、一方、復号器だけを備える受信機を想定する
こととしてもよい。
【００４５】たとえば、図１（ａ）の符号器において、
１は誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによ
りシャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符
号器であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビット
の情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと
２ビットの冗長ビットとを出力する。さらに、ここで
は、受信側において各情報ビットに対する訂正能力が均
一になるように、各冗長ビットを生成する。
１は誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによ
りシャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符
号器であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビット
の情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと
２ビットの冗長ビットとを出力する。さらに、ここで
は、受信側において各情報ビットに対する訂正能力が均
一になるように、各冗長ビットを生成する。
【００４６】一方、図１（ｂ）の復号器において、１１
は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙa
に相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であ
り、１２および１６は加算器であり、１３および１４は
インタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の
受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算
出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであ
り、１８は第１の復号器１５の出力を判定して元の情報
ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１
９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報
ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２
０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット
系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリ
ードソロモン符号を復号してさらに精度の高い情報ビッ
ト系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２は
Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定
して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定
器である。
は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙa
に相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であ
り、１２および１６は加算器であり、１３および１４は
インタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の
受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算
出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであ
り、１８は第１の復号器１５の出力を判定して元の情報
ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１
９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報
ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２
０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット
系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリ
ードソロモン符号を復号してさらに精度の高い情報ビッ
ト系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２は
Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定
して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定
器である。
【００４７】ここで、上記符号器および復号器の動作を
説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図
面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Disc
reteMulti Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行
う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線
を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行
うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通
信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subs
criber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。
なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において
標準化されている。以降、本実施の形態の説明について
は、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用
いることとする。
説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図
面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Disc
reteMulti Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行
う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線
を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行
うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通
信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subs
criber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。
なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において
標準化されている。以降、本実施の形態の説明について
は、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用
いることとする。
【００４８】図２は、本発明にかかる通信装置の送信系
の構成を示す図である。図２において、送信系では、送
信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図
示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重
化された送信データに対してサイクリックリダンダンシ
ィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相
当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さら
に、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相
当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクラ
ンブル処理を行う。
の構成を示す図である。図２において、送信系では、送
信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図
示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重
化された送信データに対してサイクリックリダンダンシ
ィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相
当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さら
に、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相
当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクラ
ンブル処理を行う。
【００４９】なお、マルチプレックス／シンクコントロ
ール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには
２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）
４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interl
eaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリ
ーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data
Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行
うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大き
くなる。
ール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには
２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）
４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interl
eaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリ
ーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data
Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行
うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大き
くなる。
【００５０】その後、送信データは、レートコンバータ
（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバ
ート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERING
に相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そし
て、トーンオーダリング処理後の送信データに基づい
て、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にて
コンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変
換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）
５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバ
ート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERING
に相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そし
て、トーンオーダリング処理後の送信データに基づい
て、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にて
コンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変
換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）
５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
【００５１】最後に、インプットパラレル／シリアルバ
ッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２に
てフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに
変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナロ
グコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５
３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィル
タリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信
する。
ッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２に
てフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに
変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナロ
グコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５
３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィル
タリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信
する。
【００５２】図３は、本発明にかかる通信装置の受信系
の構成を示す図である。図３において、受信系では、受
信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセ
ッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のAN
ALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタ
リング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に
変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４
２にて時間領域の適応等化処理を行う。
の構成を示す図である。図３において、受信系では、受
信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセ
ッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のAN
ALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタ
リング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に
変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４
２にて時間領域の適応等化処理を行う。
【００５３】時間領域の適応等化処理が実行されたデー
タについては、インプットシリアル／パラレルバッファ
（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にて
シリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパ
ラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast
Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変
換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに
相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
タについては、インプットシリアル／パラレルバッファ
（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にて
シリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパ
ラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast
Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変
換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに
相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
【００５４】そして、周波数領域の適応等化処理が実行
されたデータについては、コンスタレーションデコーダ
／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GA
IN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング
（TONE ORDERINGに相当）１４７にて行われる復号処理
（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、
シリアルデータに変換される。その後、レートコンバー
タ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレー
トコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相
当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラ
ーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２
によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサ
イクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundanc
y check：CRCに相当）１５３，１５４による巡回冗長検
査等の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シン
クコントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受
信データが再生される。
されたデータについては、コンスタレーションデコーダ
／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GA
IN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング
（TONE ORDERINGに相当）１４７にて行われる復号処理
（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、
シリアルデータに変換される。その後、レートコンバー
タ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレー
トコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相
当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラ
ーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２
によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサ
イクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundanc
y check：CRCに相当）１５３，１５４による巡回冗長検
査等の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シン
クコントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受
信データが再生される。
【００５５】上記に示すような通信装置においては、受
信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この
２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの
経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および
高レートのデータ通信を実現可能としている。
信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この
２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの
経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および
高レートのデータ通信を実現可能としている。
【００５６】なお、上記のように構成される通信装置に
おいては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系にお
けるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上
記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲイン
スケーリング１４６に位置付けられる。
おいては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系にお
けるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上
記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲイン
スケーリング１４６に位置付けられる。
【００５７】以下、本実施の形態における符号器（送信
系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって
詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作
について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交
振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulatio
n）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。ま
た、本実施の形態の符号器においては、すべての入力デ
ータ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来
技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビット
の入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の
上位ビットについては入力データをそのままの状態で出
力する。
系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって
詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作
について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交
振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulatio
n）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。ま
た、本実施の形態の符号器においては、すべての入力デ
ータ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来
技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビット
の入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の
上位ビットについては入力データをそのままの状態で出
力する。
【００５８】ここで、下位２ビットの入力データについ
てのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４
は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、
詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keyi
ng）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式
の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点
配置である。
てのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４
は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、
詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keyi
ng）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式
の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点
配置である。
【００５９】たとえば、上記すべての変調方式の信号点
配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場
合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列
（送信データ）として最も確からしいデータを推定す
る。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を
送信データとして判定することになる。しかしながら、
このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着
目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相
当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビ
ットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）で
あることがわかる。そこで、本実施の形態においては、
特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、
信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対し
て、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、
受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の
低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で
出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場
合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列
（送信データ）として最も確からしいデータを推定す
る。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を
送信データとして判定することになる。しかしながら、
このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着
目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相
当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビ
ットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）で
あることがわかる。そこで、本実施の形態においては、
特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、
信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対し
て、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、
受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の
低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で
出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
【００６０】これにより、本実施の形態においては、多
値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させるこ
とができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対しての
みターボ符号化を実施するため、すべてのビットをター
ボ符号化の対象とする従来技術（図２３参照）と比較し
て、演算量を大幅に削減することができる。
値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させるこ
とができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対しての
みターボ符号化を実施するため、すべてのビットをター
ボ符号化の対象とする従来技術（図２３参照）と比較し
て、演算量を大幅に削減することができる。
【００６１】続いて、入力された下位２ビットの送信デ
ータ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１
（ａ）に示すターボ符号器１の動作の一例について説明
する。たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成例を示
す図であり、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１の
ブロック構成を示す図であり、図５（ｂ）が再帰的組織
畳込み符号器の回路構成の一例を示す図である。なお、
ここでは、再帰的組織畳込み符号器として図５（ｂ）の
構成を用いることとしたが、これに限らず、たとえば、
従来と同一の再帰的組織畳込み符号器や、その他の既知
の再帰的組織畳込み符号器を用いることとしてもよい。
ータ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１
（ａ）に示すターボ符号器１の動作の一例について説明
する。たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成例を示
す図であり、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１の
ブロック構成を示す図であり、図５（ｂ）が再帰的組織
畳込み符号器の回路構成の一例を示す図である。なお、
ここでは、再帰的組織畳込み符号器として図５（ｂ）の
構成を用いることとしたが、これに限らず、たとえば、
従来と同一の再帰的組織畳込み符号器や、その他の既知
の再帰的組織畳込み符号器を用いることとしてもよい。
【００６２】図５（ａ）において、３１は情報ビット系
列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して
冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符
号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、
３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込
み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的
組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時
に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み
符号化器３１の処理により送信データ：ｕ1，ｕ2を符号
化した冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符
号化器３４の処理によりインタリーブ処理後のデータ：
ｕ1t，ｕ2tを符号化した（他のデータとは時刻の異な
る）冗長データ：ｕbと、を出力する。
列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して
冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符
号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、
３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込
み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的
組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時
に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み
符号化器３１の処理により送信データ：ｕ1，ｕ2を符号
化した冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符
号化器３４の処理によりインタリーブ処理後のデータ：
ｕ1t，ｕ2tを符号化した（他のデータとは時刻の異な
る）冗長データ：ｕbと、を出力する。
【００６３】また、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み
符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器で
あり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。
この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加
算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデー
タ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕ
a（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の
加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデ
ータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段
目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（また
はデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：
ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加
算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデー
タ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）
と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長デー
タ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最
終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（ま
たはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最
終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力す
る。
符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器で
あり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。
この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加
算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデー
タ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕ
a（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の
加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデ
ータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段
目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（また
はデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：
ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加
算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデー
タ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）
と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長デー
タ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最
終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（ま
たはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最
終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力す
る。
【００６４】そして、ターボ符号器１においては、冗長
データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1
とｕ2の推定精度が、均一になるように、各冗長ビット
における重みに偏りが発生しないようにしている。すな
わち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するた
めに、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６
８，６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実
施後のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化
器３４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信
データ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１
における加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施
後のデータ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器
３４における加算器６５，６７，６８，６９に入力する
ことで、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系
列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしてい
る。
データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1
とｕ2の推定精度が、均一になるように、各冗長ビット
における重みに偏りが発生しないようにしている。すな
わち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するた
めに、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６
８，６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実
施後のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化
器３４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信
データ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１
における加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施
後のデータ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器
３４における加算器６５，６７，６８，６９に入力する
ことで、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系
列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしてい
る。
【００６５】このように、図１（ａ）に示す符号器を用
いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的
なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させること
が可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力
と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化
器３４との間で入れ替えることにより、受信側における
送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能とな
る。
いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的
なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させること
が可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力
と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化
器３４との間で入れ替えることにより、受信側における
送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能とな
る。
【００６６】つぎに、図１（ｂ）に示す復号器の動作に
ついて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振
幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を
採用する場合について説明する。また、本実施の形態の
復号器においては、受信データの下位２ビットに対して
ターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推
定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の
判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを
推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，
ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ
3，ｕ2，ｕ1，ｕ a，ｕbに伝送路のノイズやフェージン
グの影響を与えた信号である。
ついて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振
幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を
採用する場合について説明する。また、本実施の形態の
復号器においては、受信データの下位２ビットに対して
ターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推
定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の
判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを
推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，
ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ
3，ｕ2，ｕ1，ｕ a，ｕbに伝送路のノイズやフェージン
グの影響を与えた信号である。
【００６７】まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙa，
ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１
が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これら
の受信信号から推定される情報ビット（元の送信デー
タ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度
比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻
を表す）。すなわち、ここでは、ｕ2kが０である確率に
対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対
するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。な
お、以降の説明では、ｕ1k，ｕ2kのことを単にｕkと呼
び、ｕ1k´，ｕ2k´のことを単にｕk´と呼ぶ。
ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１
が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これら
の受信信号から推定される情報ビット（元の送信デー
タ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度
比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻
を表す）。すなわち、ここでは、ｕ2kが０である確率に
対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対
するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。な
お、以降の説明では、ｕ1k，ｕ2kのことを単にｕkと呼
び、ｕ1k´，ｕ2k´のことを単にｕk´と呼ぶ。
【００６８】ただし、図１（ｂ）において、Ｌｅ
（ｕk）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕk）は１つ前の外部
情報である事前情報を表す。また、対数尤度比を算出す
る復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号
器（ＭＡＰアルゴリズム：MaximumA-Posteriori）が用
いられることとが多いが、たとえば、既知のビタビ復号
器を用いることとしてもよい。
（ｕk）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕk）は１つ前の外部
情報である事前情報を表す。また、対数尤度比を算出す
る復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号
器（ＭＡＰアルゴリズム：MaximumA-Posteriori）が用
いられることとが多いが、たとえば、既知のビタビ復号
器を用いることとしてもよい。
【００６９】つぎに、加算器１２では、前記算出結果で
ある対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情
報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。ただし、１回目の復号に
おいては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ
k）＝０である。
ある対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情
報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。ただし、１回目の復号に
おいては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ
k）＝０である。
【００７０】つぎに、インタリーバ１３および１４で
は、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕk）に対して
信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５で
は、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、およ
び先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕk）に基づい
て、対数尤度比：Ｌ（ｕk´）を算出する。
は、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕk）に対して
信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５で
は、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、およ
び先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕk）に基づい
て、対数尤度比：Ｌ（ｕk´）を算出する。
【００７１】その後、加算器１６では、加算器１２と同
様に、外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。このとき、
デインタリーバ１７にて並べ替えられた外部情報は、事
前情報：Ｌａ（ｕk）として、前記第１の復号器１１に
フィードバックされる。
様に、外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。このとき、
デインタリーバ１７にて並べ替えられた外部情報は、事
前情報：Ｌａ（ｕk）として、前記第１の復号器１１に
フィードバックされる。
【００７２】そして、上記ターボ復号器では、上記処理
を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り
返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を
算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器
２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、
もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえ
ば、対数尤度比が“Ｌ（ｕk´）＞０”であれば、推定
情報ビット：ｕk´を１と判定し、“Ｌ（ｕk´）≦０”
であれば、推定情報ビット：ｕk´を０と判定する。な
お、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…につい
ては、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り
返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を
算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器
２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、
もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえ
ば、対数尤度比が“Ｌ（ｕk´）＞０”であれば、推定
情報ビット：ｕk´を１と判定し、“Ｌ（ｕk´）≦０”
であれば、推定情報ビット：ｕk´を０と判定する。な
お、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…につい
ては、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
【００７３】最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および
第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソ
ロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度
がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り
返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を
用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データ
の誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出
力する。
第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソ
ロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度
がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り
返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を
用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データ
の誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出
力する。
【００７４】ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および
第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推
定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体
例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、
たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０に
てもとの送信データが推定される毎に、対応する第１の
Ｒ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１
が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ
／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でター
ボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、
リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信
データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信デー
タを出力する。
第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推
定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体
例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、
たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０に
てもとの送信データが推定される毎に、対応する第１の
Ｒ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１
が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ
／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でター
ボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、
リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信
データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信デー
タを出力する。
【００７５】また、第２の方法としては、第１の判定器
１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推
定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、ま
たは第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェ
ックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」
と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理
を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記
推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推
定精度の高い送信データを出力する。
１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推
定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、ま
たは第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェ
ックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」
と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理
を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記
推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推
定精度の高い送信データを出力する。
【００７６】また、第３の方法としては、上記第１およ
び第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、
繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてし
まうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた
所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット
誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用
いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行
い、より推定精度の高い送信データを出力する。
び第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、
繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてし
まうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた
所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット
誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用
いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行
い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７７】このように、図１（ｂ）に示す復号器を用
いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレー
ションが増大する場合においても、特性劣化の可能性が
ある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリー
ドソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号
器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定
を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定
処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可
能となる。
いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレー
ションが増大する場合においても、特性劣化の可能性が
ある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリー
ドソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号
器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定
を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定
処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可
能となる。
【００７８】また、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第
２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定する
ことにより、イテレーション回数を低減することがで
き、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさら
に削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバ
ースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボ
ル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモ
ン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた
伝送特性が得られることが一般的に知られている。
２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定する
ことにより、イテレーション回数を低減することがで
き、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさら
に削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバ
ースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボ
ル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモ
ン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた
伝送特性が得られることが一般的に知られている。
【００７９】つぎに、上記図５に示すターボ符号器を用
いて送信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラー
レート）特性と、図２３に示す従来のターボ符号器を用
いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較
する。図６は、両者のＢＥＲ特性を示す図である。たと
えば、ＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断した場
合、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフロア領域で
は、図５に示すターボ符号器の方が、従来の符号器より
もビット誤り率が低い。図６における比較検討結果か
ら、エラーフロア領域のＢＥＲ特性が低い、図５に示す
ターボ符号器の性能の方が、図２３に示す従来技術より
明らかに優れているといえる。
いて送信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラー
レート）特性と、図２３に示す従来のターボ符号器を用
いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較
する。図６は、両者のＢＥＲ特性を示す図である。たと
えば、ＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断した場
合、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフロア領域で
は、図５に示すターボ符号器の方が、従来の符号器より
もビット誤り率が低い。図６における比較検討結果か
ら、エラーフロア領域のＢＥＲ特性が低い、図５に示す
ターボ符号器の性能の方が、図２３に示す従来技術より
明らかに優れているといえる。
【００８０】このように、ターボ符号器１で使用する再
帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、
図５（ｂ）に示すように、送信データの少なくともいず
れか一方の系列を最終段の加算器に入力する構成を採用
することで、送信データの影響を冗長データに対してよ
り強く反映させることができるようになる。すなわち、
受信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に
向上させることができる。
帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、
図５（ｂ）に示すように、送信データの少なくともいず
れか一方の系列を最終段の加算器に入力する構成を採用
することで、送信データの影響を冗長データに対してよ
り強く反映させることができるようになる。すなわち、
受信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に
向上させることができる。
【００８１】以上、ここまでの説明では、通信装置が、
図５に示すような、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１００１１，０１１１０，１０１１１］ …（５） のターボ符号器（（５）式の表現については後述の図７
を参照する）を採用した場合を前提とし、このターボ符
号器に入力する２つの情報ビット系列の少なくともいず
れか一方の系列を最終段の加算器に入力する構成を採用
することで、受信側における復調特性を向上させてい
た。以降の説明では、さらに復調特性を向上させること
ができる本発明の再帰的組織畳込み符号化器を採用した
ターボ符号器を用いることで、さらに、シャノン限界に
近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得
る。
図５に示すような、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１００１１，０１１１０，１０１１１］ …（５） のターボ符号器（（５）式の表現については後述の図７
を参照する）を採用した場合を前提とし、このターボ符
号器に入力する２つの情報ビット系列の少なくともいず
れか一方の系列を最終段の加算器に入力する構成を採用
することで、受信側における復調特性を向上させてい
た。以降の説明では、さらに復調特性を向上させること
ができる本発明の再帰的組織畳込み符号化器を採用した
ターボ符号器を用いることで、さらに、シャノン限界に
近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得
る。
【００８２】ここで、本実施の形態における最適な再帰
的組織畳込み符号化器の検索方法について説明する。本
実施の形態では、再帰的組織畳込み符号化器の一例とし
て、拘束長：５（加算器の数）、メモリ数：４の符号化
器を想定する。まず、最適な再帰的組織畳込み符号化器
を検索する場合は、情報ビット：ｕ１，ｕ２を入力した
場合にとりうるすべての再帰的組織畳込み符号化器の接
続パターンを検索し、下記の最適条件を満たす再帰的組
織畳込み符号化器を検出する。
的組織畳込み符号化器の検索方法について説明する。本
実施の形態では、再帰的組織畳込み符号化器の一例とし
て、拘束長：５（加算器の数）、メモリ数：４の符号化
器を想定する。まず、最適な再帰的組織畳込み符号化器
を検索する場合は、情報ビット：ｕ１，ｕ２を入力した
場合にとりうるすべての再帰的組織畳込み符号化器の接
続パターンを検索し、下記の最適条件を満たす再帰的組
織畳込み符号化器を検出する。
【００８３】図７は、拘束長：５，メモリ数：４を想定
した場合における、再帰的組織畳込み符号化器の接続の
一例を示す図であり、たとえば、情報ビット：ｕ１，ｕ
２をすべての加算器に入力し、かつ冗長ビット：ｕａ
（またはｕｂ）を最終段以外の各加算器にフィードバッ
クした場合の再帰的組織畳込み符号化器である。この符
号化器は、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１１１１１，１１１１１，１１１１１］ …（６） と表現する。
した場合における、再帰的組織畳込み符号化器の接続の
一例を示す図であり、たとえば、情報ビット：ｕ１，ｕ
２をすべての加算器に入力し、かつ冗長ビット：ｕａ
（またはｕｂ）を最終段以外の各加算器にフィードバッ
クした場合の再帰的組織畳込み符号化器である。この符
号化器は、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１１１１１，１１１１１，１１１１１］ …（６） と表現する。
【００８４】ここで、再帰的組織畳込み符号化器の検索
における最適条件を記載する。 （１）ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結（遅
延器６１，６２，６３，６４がオール０となる状態）す
るパターンの２つのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大と
なるパターン（例：間隔ｄｅ＝１０）。具体的にいう
と、 自己終結パターンの発生数：Ｋ＝Ｌ／ｄｅ（ただし、小数点以下切り捨て） …（７） が最小のとき。 （２）かつ、重みの合計（total weight）が上記パター
ン内で最大となるパターン（例：total weight＝８）。
における最適条件を記載する。 （１）ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結（遅
延器６１，６２，６３，６４がオール０となる状態）す
るパターンの２つのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大と
なるパターン（例：間隔ｄｅ＝１０）。具体的にいう
と、 自己終結パターンの発生数：Ｋ＝Ｌ／ｄｅ（ただし、小数点以下切り捨て） …（７） が最小のとき。 （２）かつ、重みの合計（total weight）が上記パター
ン内で最大となるパターン（例：total weight＝８）。
【００８５】図８および図９は、本実施の形態の検索方
法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器で
ある。拘束長：５，メモリ数：４を想定した場合は、図
８および図９に示す、間隔ｄｅ＝１０およびtotal weig
ht＝８（後述の図１１および図１２参照）の再帰的組織
畳込み符号化器が、上記最適条件を満たすことになる。
法により求められた最適な再帰的組織畳込み符号化器で
ある。拘束長：５，メモリ数：４を想定した場合は、図
８および図９に示す、間隔ｄｅ＝１０およびtotal weig
ht＝８（後述の図１１および図１２参照）の再帰的組織
畳込み符号化器が、上記最適条件を満たすことになる。
【００８６】具体的にいうと、図８は、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１００１１，１１１０１，１０００１］ …（８） の再帰的組織畳込み符号化器であり、図９は、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１１００１，１０００１，１０１１１］ …（９） の再帰的組織畳込み符号化器である。なお、図１０およ
び図１１は、上記最適条件を満たす、図８および図９の
再帰的組織畳込み符号化器の自己終結パターン、すなわ
ち、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅ
と、トータル重み：total weightと、を示す図である。
び図１１は、上記最適条件を満たす、図８および図９の
再帰的組織畳込み符号化器の自己終結パターン、すなわ
ち、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅ
と、トータル重み：total weightと、を示す図である。
【００８７】図１２は、上記図５に示すターボ符号器を
用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、図８
および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器を採用した
ターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥ
Ｒ特性と、を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用いて
ターボ符号の性能を判断した場合、高Ｅb／Ｎo領域で
は、図８および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器を
採用したターボ符号器の方が、図５のターボ符号器より
もビット誤り率が低い。すなわち、図１２における比較
検討結果から、高Ｅb／ＮoのＢＥＲ特性が低い、本実施
の形態におけるターボ符号器の方が、図５に示すターボ
符号器よりも性能が優れている、といえる。
用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、図８
および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器を採用した
ターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥ
Ｒ特性と、を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用いて
ターボ符号の性能を判断した場合、高Ｅb／Ｎo領域で
は、図８および図９に示す再帰的組織畳込み符号化器を
採用したターボ符号器の方が、図５のターボ符号器より
もビット誤り率が低い。すなわち、図１２における比較
検討結果から、高Ｅb／ＮoのＢＥＲ特性が低い、本実施
の形態におけるターボ符号器の方が、図５に示すターボ
符号器よりも性能が優れている、といえる。
【００８８】このように、本実施の形態では、一例とし
て、拘束長：５，メモリ数：４の再帰的組織畳込み符号
化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重
み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間
隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大とな
るパターン内で、重みの合計（total weight）が最大と
なるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定
し、さらに、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符
号器に採用したため、受信側におけるＢＥＲ特性を大幅
に向上させることができる。
て、拘束長：５，メモリ数：４の再帰的組織畳込み符号
化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重
み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間
隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大とな
るパターン内で、重みの合計（total weight）が最大と
なるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定
し、さらに、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符
号器に採用したため、受信側におけるＢＥＲ特性を大幅
に向上させることができる。
【００８９】なお、上記図８および図９に示す再帰的組
織畳込み符号化器をターボ符号器に用いる場合、テイル
ビットは、以下のように処理する。
織畳込み符号化器をターボ符号器に用いる場合、テイル
ビットは、以下のように処理する。
【００９０】たとえば、図８の再帰的組織畳込み符号化
器は、 ｕ１(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ３(0) ｕ２(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0) ｕ１(2)＝Ｓ３(0) ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0) …（１０） 一方、図９の再帰的組織畳込み符号化器は、 ｕ１(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ３(0) ｕ２(1)＝Ｓ２(0) ｕ１(2)＝１(0)＋Ｓ２(0)＋Ｓ３(0) ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（１１） となる。なお、ここでいう‘＋’は排他的論理和を表
す。
器は、 ｕ１(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ３(0) ｕ２(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0) ｕ１(2)＝Ｓ３(0) ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0) …（１０） 一方、図９の再帰的組織畳込み符号化器は、 ｕ１(1)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ３(0) ｕ２(1)＝Ｓ２(0) ｕ１(2)＝１(0)＋Ｓ２(0)＋Ｓ３(0) ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（１１） となる。なお、ここでいう‘＋’は排他的論理和を表
す。
【００９１】ここで、上記テイルビットの計算式の求め
方を具体的に説明する。以下、一例として、（１０）式
の求め方を記載する。たとえば、自己終結するときの情
報ビットをｕ１(2)およびｕ２(2)とし、自己終結する１
つ手前の情報ビットをｕ１(1 )およびｕ２(1)とし、さら
に、自己終結するときのメモリ値をＳ０(2)，Ｓ１(2)，
Ｓ２(2)，Ｓ３(2)とし、自己終結する１つ手前のメモリ
値をＳ０(1)，Ｓ１(1)，Ｓ２(1)，Ｓ３(1)とし、自己終
結する２つ手前のメモリ値をＳ０(0)，Ｓ１(0)，Ｓ２
(0)，Ｓ３(0)とした場合、まず、図８に基づいて、以下
の方程式をたてる。 Ｓ０(1)＝ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ３(0)） ＝Ｓ３(0) Ｓ１(1)＝ｕ１(1)＋Ｓ０(0) Ｓ２(1)＝ｕ１(1)＋Ｓ１(0) Ｓ３(1)＝Ｓ２(0)＋（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ３(0)） …（１２）
方を具体的に説明する。以下、一例として、（１０）式
の求め方を記載する。たとえば、自己終結するときの情
報ビットをｕ１(2)およびｕ２(2)とし、自己終結する１
つ手前の情報ビットをｕ１(1 )およびｕ２(1)とし、さら
に、自己終結するときのメモリ値をＳ０(2)，Ｓ１(2)，
Ｓ２(2)，Ｓ３(2)とし、自己終結する１つ手前のメモリ
値をＳ０(1)，Ｓ１(1)，Ｓ２(1)，Ｓ３(1)とし、自己終
結する２つ手前のメモリ値をＳ０(0)，Ｓ１(0)，Ｓ２
(0)，Ｓ３(0)とした場合、まず、図８に基づいて、以下
の方程式をたてる。 Ｓ０(1)＝ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ３(0)） ＝Ｓ３(0) Ｓ１(1)＝ｕ１(1)＋Ｓ０(0) Ｓ２(1)＝ｕ１(1)＋Ｓ１(0) Ｓ３(1)＝Ｓ２(0)＋（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ３(0)） …（１２）
【００９２】つぎに、図８に基づいて、１ブロックすす
めた以下の方程式を立てる。 Ｓ０(2)＝Ｓ３(1) ＝Ｓ２(0)＋ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ３(0) Ｓ１(2)＝ｕ１(2)＋Ｓ０(1) ＝ｕ１(2)＋Ｓ３(1) Ｓ２(2)＝ｕ１(2)＋Ｓ１(1) ＝ｕ１(2)＋ｕ１(1)＋Ｓ３(0) Ｓ３(2)＝Ｓ２(1)＋（ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ３(1)） ＝ｕ１(1)＋Ｓ１(0)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ２(0)＋ｕ１(1) ＋２(1)＋Ｓ３(1) ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ１(0)＋Ｓ２(0)＋Ｓ３(0) …（１３）
めた以下の方程式を立てる。 Ｓ０(2)＝Ｓ３(1) ＝Ｓ２(0)＋ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ３(0) Ｓ１(2)＝ｕ１(2)＋Ｓ０(1) ＝ｕ１(2)＋Ｓ３(1) Ｓ２(2)＝ｕ１(2)＋Ｓ１(1) ＝ｕ１(2)＋ｕ１(1)＋Ｓ３(0) Ｓ３(2)＝Ｓ２(1)＋（ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ３(1)） ＝ｕ１(1)＋Ｓ１(0)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ２(0)＋ｕ１(1) ＋２(1)＋Ｓ３(1) ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ１(0)＋Ｓ２(0)＋Ｓ３(0) …（１３）
【００９３】最後に、上記（１２）（１３）式に基づい
て、ｕ１(1)，ｕ２(1)，ｕ１(2)，ｕ２(2)を解くと、
（１０）式のテイルビットの計算式が得られる。
て、ｕ１(1)，ｕ２(1)，ｕ１(2)，ｕ２(2)を解くと、
（１０）式のテイルビットの計算式が得られる。
【００９４】実施の形態２．前述の実施の形態１におい
ては、一例として、拘束長：５（加算器の数）、メモリ
数：４の再帰的組織畳込み符号化器を想定したが、本実
施の形態では、安価な通信装置を提供する、という観点
から、拘束長：４、メモリ数：３の再帰的組織畳込み符
号化器を採用するターボ符号器を用いて、シャノン限界
に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を
得る。
ては、一例として、拘束長：５（加算器の数）、メモリ
数：４の再帰的組織畳込み符号化器を想定したが、本実
施の形態では、安価な通信装置を提供する、という観点
から、拘束長：４、メモリ数：３の再帰的組織畳込み符
号化器を採用するターボ符号器を用いて、シャノン限界
に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を
得る。
【００９５】ここで、本実施の形態における最適な再帰
的組織畳込み符号化器の検索方法について説明する。本
実施の形態では、上記したように、再帰的組織畳込み符
号化器の一例として、拘束長：４、メモリ数：３の符号
化器を想定する。まず、最適な再帰的組織畳込み符号化
器を検索する場合は、情報ビット：ｕ１，ｕ２を入力し
た場合にとりうるすべての再帰的組織畳込み符号化器の
接続パターンを検索し、下記の最適条件を満たす再帰的
組織畳込み符号化器を検出する。
的組織畳込み符号化器の検索方法について説明する。本
実施の形態では、上記したように、再帰的組織畳込み符
号化器の一例として、拘束長：４、メモリ数：３の符号
化器を想定する。まず、最適な再帰的組織畳込み符号化
器を検索する場合は、情報ビット：ｕ１，ｕ２を入力し
た場合にとりうるすべての再帰的組織畳込み符号化器の
接続パターンを検索し、下記の最適条件を満たす再帰的
組織畳込み符号化器を検出する。
【００９６】図１３は、拘束長：４，メモリ数：３を想
定した場合における、再帰的組織畳込み符号化器の接続
の一例を示す図であり、たとえば、情報ビット：ｕ１，
ｕ２をすべての加算器に入力し、かつ冗長ビット：ｕａ
（またはｕｂ）を最終段以外の各加算器にフィードバッ
クした場合の再帰的組織畳込み符号化器である。この符
号化器は、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１１１１，１１１１，１１１１］ …（１４） と表現する。
定した場合における、再帰的組織畳込み符号化器の接続
の一例を示す図であり、たとえば、情報ビット：ｕ１，
ｕ２をすべての加算器に入力し、かつ冗長ビット：ｕａ
（またはｕｂ）を最終段以外の各加算器にフィードバッ
クした場合の再帰的組織畳込み符号化器である。この符
号化器は、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１１１１，１１１１，１１１１］ …（１４） と表現する。
【００９７】ここで、再帰的組織畳込み符号化器の検索
における最適条件を記載する。 （１）ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結（遅
延器６１，６２，６３がオール０となる状態）するパタ
ーンの２つのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となるパ
ターン。具体的にいうと、前記（７）式が最小のとき。 （２）かつ、重みの合計（total weight）が上記パター
ン内で最大となるパターン。
における最適条件を記載する。 （１）ブロック長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結（遅
延器６１，６２，６３がオール０となる状態）するパタ
ーンの２つのビット‘１’の間隔：ｄｅが最大となるパ
ターン。具体的にいうと、前記（７）式が最小のとき。 （２）かつ、重みの合計（total weight）が上記パター
ン内で最大となるパターン。
【００９８】図１４、図１５、図１６および図１７は、
本実施の形態の検索方法により求めたれた最適な再帰的
組織畳込み符号化器である。拘束長：４，メモリ数：３
を想定した場合は、図１４〜図１７に示す、間隔ｄｅ＝
１０およびtotal weight＝８（後述の図１１および図１
２参照）の再帰的組織畳込み符号化器が、上記最適条件
を満たすことになる。
本実施の形態の検索方法により求めたれた最適な再帰的
組織畳込み符号化器である。拘束長：４，メモリ数：３
を想定した場合は、図１４〜図１７に示す、間隔ｄｅ＝
１０およびtotal weight＝８（後述の図１１および図１
２参照）の再帰的組織畳込み符号化器が、上記最適条件
を満たすことになる。
【００９９】具体的にいうと、図１４は、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１０１１，１１０１，０１０１］ …（１５） の再帰的組織畳込み符号化器であり、図１５は、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１０１１，１１１０，１００１］ …（１６） の再帰的組織畳込み符号化器であり、図１６は、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１１０１，１００１，０１１１］ …（１７） の再帰的組織畳込み符号化器であり、図１７は、 ｇ＝［ｈ0，ｈ1，ｈ2］ ＝［１１０１，１０１０，１０１１］ …（１８） の再帰的組織畳込み符号化器である。なお、図１８、図
１９、図２０および図２１は、上記最適条件を満たす、
図１４〜図１７の再帰的組織畳込み符号化器の自己終結
パターン、すなわち、自己終結するパターンのビット
‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weight
と、を示す図である。
１９、図２０および図２１は、上記最適条件を満たす、
図１４〜図１７の再帰的組織畳込み符号化器の自己終結
パターン、すなわち、自己終結するパターンのビット
‘１’の間隔：ｄｅと、トータル重み：total weight
と、を示す図である。
【０１００】このように、本実施の形態では、一例とし
て、拘束長：４，メモリ数：３の再帰的組織畳込み符号
化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重
み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間
隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大とな
るパターン内で、重みの合計（total weight）が最大と
なるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定
し、さらに、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符
号器に採用した。そのため、受信側におけるＢＥＲ特性
を従来より大幅に向上させることができ、さらに、実施
の形態１よりも大幅に回路規模を削減できるため、安価
な通信装置を実現することが可能となる。
て、拘束長：４，メモリ数：３の再帰的組織畳込み符号
化器を想定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重
み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の間
隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大とな
るパターン内で、重みの合計（total weight）が最大と
なるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定
し、さらに、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符
号器に採用した。そのため、受信側におけるＢＥＲ特性
を従来より大幅に向上させることができ、さらに、実施
の形態１よりも大幅に回路規模を削減できるため、安価
な通信装置を実現することが可能となる。
【０１０１】なお、上記図１４から図１７に示す再帰的
組織畳込み符号化器をターボ符号器に用いる場合、テイ
ルビットは、以下のように処理する。
組織畳込み符号化器をターボ符号器に用いる場合、テイ
ルビットは、以下のように処理する。
【０１０２】たとえば、図１４の再帰的組織畳込み符号
化器は、 ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ２(0) ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（１９） また、図１５の再帰的組織畳込み符号化器は、 ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) ｕ１(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ２(0) ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（２０） また、図１６の再帰的組織畳込み符号化器は、 ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0) ｕ１(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) ｕ１(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0) …（２１） また、図１７の再帰的組織畳込み符号化器は、 ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ１(0) ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0) …（２２） となる。なお、ここでいう‘＋’は排他的論理和を表
す。
化器は、 ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ２(0) ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（１９） また、図１５の再帰的組織畳込み符号化器は、 ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) ｕ１(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ２(0) ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) …（２０） また、図１６の再帰的組織畳込み符号化器は、 ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0) ｕ１(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) ｕ１(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0) …（２１） また、図１７の再帰的組織畳込み符号化器は、 ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ１(2)＝Ｓ１(0) ｕ２(1)＋ｕ２(2)＝Ｓ１(0)＋Ｓ２(0) ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＝Ｓ０(0)＋Ｓ２(0) …（２２） となる。なお、ここでいう‘＋’は排他的論理和を表
す。
【０１０３】ここで、上記テイルビットの計算式の求め
方を具体的に説明する。以下、一例として、（１９）式
の求め方を記載する。たとえば、自己終結するときの情
報ビットをｕ１(2)およびｕ２(2)とし、自己終結する１
つ手前の情報ビットをｕ１(1 )およびｕ２(1)とし、さら
に、自己終結するときのメモリ値をＳ０(2)，Ｓ１(2)，
Ｓ２(2)とし、自己終結する１つ手前のメモリ値をＳ０
(1)，Ｓ１(1)，Ｓ２(1)とし、自己終結する２つ手前の
メモリ値をＳ０(0)，Ｓ１(0)，Ｓ２(0)とした場合、ま
ず、図１４に基づいて、以下の方程式をたてる。 Ｓ０(1)＝ｕ１(1)＋（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)） Ｓ１(1)＝ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ０(0) Ｓ２(1)＝（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)）＋Ｓ１(0) …（２３）
方を具体的に説明する。以下、一例として、（１９）式
の求め方を記載する。たとえば、自己終結するときの情
報ビットをｕ１(2)およびｕ２(2)とし、自己終結する１
つ手前の情報ビットをｕ１(1 )およびｕ２(1)とし、さら
に、自己終結するときのメモリ値をＳ０(2)，Ｓ１(2)，
Ｓ２(2)とし、自己終結する１つ手前のメモリ値をＳ０
(1)，Ｓ１(1)，Ｓ２(1)とし、自己終結する２つ手前の
メモリ値をＳ０(0)，Ｓ１(0)，Ｓ２(0)とした場合、ま
ず、図１４に基づいて、以下の方程式をたてる。 Ｓ０(1)＝ｕ１(1)＋（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)） Ｓ１(1)＝ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ０(0) Ｓ２(1)＝（ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)）＋Ｓ１(0) …（２３）
【０１０４】つぎに、図１４に基づいて、１ブロックす
すめた以下の方程式を立てる。 Ｓ０(2)＝ｕ１(2)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ２(1) ＝ｕ１(2)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)＋Ｓ１(0) ＝ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ２(2)＋Ｓ２(0)＋Ｓ１(0) Ｓ１(2)＝ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ０(1) ＝ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋ｕ１(1)＋ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0) ＝ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ２(0) Ｓ２(2)＝ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ２(1)＋Ｓ１(1) ＝ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)＋Ｓ１(0)＋ｕ１(1 )＋ｕ２(1)＋Ｓ０(0) …（２４）
すめた以下の方程式を立てる。 Ｓ０(2)＝ｕ１(2)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ２(1) ＝ｕ１(2)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)＋Ｓ１(0) ＝ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋ｕ２(2)＋Ｓ２(0)＋Ｓ１(0) Ｓ１(2)＝ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ０(1) ＝ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋ｕ１(1)＋ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0) ＝ｕ２(1)＋ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ２(0) Ｓ２(2)＝ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋Ｓ２(1)＋Ｓ１(1) ＝ｕ１(2)＋ｕ２(2)＋ｕ１(1)＋ｕ２(1)＋Ｓ２(0)＋Ｓ１(0)＋ｕ１(1 )＋ｕ２(1)＋Ｓ０(0) …（２４）
【０１０５】最後に、上記（２３）（２４）式に基づい
て、ｕ１(1)，ｕ２(1)，ｕ１(2)，ｕ２(2)を解くと、
（１９）式のテイルビットの計算式が得られる。
て、ｕ１(1)，ｕ２(1)，ｕ１(2)，ｕ２(2)を解くと、
（１９）式のテイルビットの計算式が得られる。
【０１０６】実施の形態３．前述の実施の形態１または
２では、すべて構成で同一のインタリーバを用いること
を前提とし、再帰的組織畳込み符号化器の違いにより、
受信側における復調特性を向上させた。以降の説明で
は、本実施の形態にかかるインタリーバを用いること
で、さらに、受信側における復調特性を大幅に向上さ
せ、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最
適なＢＥＲ特性を得る。
２では、すべて構成で同一のインタリーバを用いること
を前提とし、再帰的組織畳込み符号化器の違いにより、
受信側における復調特性を向上させた。以降の説明で
は、本実施の形態にかかるインタリーバを用いること
で、さらに、受信側における復調特性を大幅に向上さ
せ、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最
適なＢＥＲ特性を得る。
【０１０７】ここで、図５（ａ）に示すインタリーバ３
２，３３を用いて、情報ビット系列をランダムに入れ替
える処理について説明する。なお、インタリーバ以外の
構成については、前述と同様であるため、同一の符号を
付してその説明を省略する。
２，３３を用いて、情報ビット系列をランダムに入れ替
える処理について説明する。なお、インタリーバ以外の
構成については、前述と同様であるため、同一の符号を
付してその説明を省略する。
【０１０８】本実施の形態のインタリーバは、以下の４
つの処理を行う。 Ｍ（素数）：「１７」×「Ｎ：［｛（Ｔｉ×
Ｓturbo）−６｝／２］／１７」 の入力バッファ内に情報ビット系列を格納する。なお、
Ｍは横軸、Ｎは縦軸、Ｔｉは使用トーン数、Ｓturboは
ＤＭＴシンボルの数を表し、上記Ｎを表す式中の‘６’
は、終端処理用ビット数を表す。 素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダム
系列を、行単位に、１列ずつ順に（左）シフトし、１６
種類のランダム系列を生成する。そして、すべてのラン
ダム系列の１７ビット目に０をマッピングし、１７行目
からＮ行目までのマッピングパターンを１行目以降と同
一とし、「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturb o）−６｝／
２］／１７」のマッピングパターンを生成する。 上記のように生成された「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓ
turbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターン
に、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングす
る。 マッピングされた情報ビット系列を列単位に読み出
し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
つの処理を行う。 Ｍ（素数）：「１７」×「Ｎ：［｛（Ｔｉ×
Ｓturbo）−６｝／２］／１７」 の入力バッファ内に情報ビット系列を格納する。なお、
Ｍは横軸、Ｎは縦軸、Ｔｉは使用トーン数、Ｓturboは
ＤＭＴシンボルの数を表し、上記Ｎを表す式中の‘６’
は、終端処理用ビット数を表す。 素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダム
系列を、行単位に、１列ずつ順に（左）シフトし、１６
種類のランダム系列を生成する。そして、すべてのラン
ダム系列の１７ビット目に０をマッピングし、１７行目
からＮ行目までのマッピングパターンを１行目以降と同
一とし、「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturb o）−６｝／
２］／１７」のマッピングパターンを生成する。 上記のように生成された「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓ
turbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターン
に、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングす
る。 マッピングされた情報ビット系列を列単位に読み出
し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
【０１０９】以下、上記各処理の動作を詳細に説明す
る。まず、横軸のビット数をＭ＝１７とした理由、すな
わち、マッピングパターンを１７ビットとした理由、に
ついて説明する。たとえば、再帰的組織畳込み符号化器
においては、遅延器（一般的にはメモリと呼ばれる）の
数によって、ある特定の間隔で自己終結パターンが発生
する。具体的に言うと、情報ビット系列が２系統の場合
には、最大２m−１間隔で自己終結パターン（出力が無
限に０となる入力パターン）が発生する。なお、ｍはメ
モリ数を表す。
る。まず、横軸のビット数をＭ＝１７とした理由、すな
わち、マッピングパターンを１７ビットとした理由、に
ついて説明する。たとえば、再帰的組織畳込み符号化器
においては、遅延器（一般的にはメモリと呼ばれる）の
数によって、ある特定の間隔で自己終結パターンが発生
する。具体的に言うと、情報ビット系列が２系統の場合
には、最大２m−１間隔で自己終結パターン（出力が無
限に０となる入力パターン）が発生する。なお、ｍはメ
モリ数を表す。
【０１１０】たとえば、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳
込み符号化器を用いた場合には、情報ビット系列：ｕ１
を｛１（１ビット目），０，０，０，０，０，０，０，
０，０，０，０，０，０，０，１（１６ビット目），…
（以降０と仮定する）｝、情報ビット系列：ｕ２をオー
ル０、とすると、自己終結パターンが発生し、１７ビッ
ト目以降、無限に０が出力され、受信機側における復調
特性が劣化する。
込み符号化器を用いた場合には、情報ビット系列：ｕ１
を｛１（１ビット目），０，０，０，０，０，０，０，
０，０，０，０，０，０，０，１（１６ビット目），…
（以降０と仮定する）｝、情報ビット系列：ｕ２をオー
ル０、とすると、自己終結パターンが発生し、１７ビッ
ト目以降、無限に０が出力され、受信機側における復調
特性が劣化する。
【０１１１】そこで、本実施の形態においては、第１の
再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織
畳込み符号化器３４のいずれか一方で必ず自己終結パタ
ーンを回避できるように、ビットの並べ替えを行う。
再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織
畳込み符号化器３４のいずれか一方で必ず自己終結パタ
ーンを回避できるように、ビットの並べ替えを行う。
【０１１２】上記符号器のいずれか一方で自己終結パタ
ーンを回避するためには、入力バッファの横軸がＭ≧２
m＋１で、かつ行（Ｍ）と列（Ｎ）がともにランダムパ
ターンである必要があり、さらに、計算式（１）を用い
たランダムパターンを生成するためには、Ｍが素数であ
る必要があるため、本実施の形態においては、入力バッ
ファの横軸Ｍを、すなわち、マッピングパターンのビッ
ト数を、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」を満たす値とする。
また、通常、インタリーバでは、ランダムパターンを用
いて並べ替え後の情報ビット系列を、列単位に読み出す
という観点から、縦軸においても自己終結パターンを回
避する必要があるため、縦軸を「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓ
turbo）−６｝／２］／Ｍ」とした。したがって、図５
（ｂ）に示すような、遅延器が４個の再帰的組織畳込み
符号化器を用いた場合には、Ｍ＝１７，Ｎ＝［｛（Ｔｉ
×Ｓturbo）−６｝／２］／１７となる。
ーンを回避するためには、入力バッファの横軸がＭ≧２
m＋１で、かつ行（Ｍ）と列（Ｎ）がともにランダムパ
ターンである必要があり、さらに、計算式（１）を用い
たランダムパターンを生成するためには、Ｍが素数であ
る必要があるため、本実施の形態においては、入力バッ
ファの横軸Ｍを、すなわち、マッピングパターンのビッ
ト数を、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」を満たす値とする。
また、通常、インタリーバでは、ランダムパターンを用
いて並べ替え後の情報ビット系列を、列単位に読み出す
という観点から、縦軸においても自己終結パターンを回
避する必要があるため、縦軸を「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓ
turbo）−６｝／２］／Ｍ」とした。したがって、図５
（ｂ）に示すような、遅延器が４個の再帰的組織畳込み
符号化器を用いた場合には、Ｍ＝１７，Ｎ＝［｛（Ｔｉ
×Ｓturbo）−６｝／２］／１７となる。
【０１１３】つぎに、インタリーバ３２および３３にお
いては、上記のように決定された「１７」×「［｛（Ｔ
ｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」の入力バッファ内
に情報ビット系列を格納する。このとき、本実施の形態
のターボ符号器には、２系統の情報ビット系列が入力さ
れるので、２系統の情報ビット系列の信号点間距離が０
とならないように、たとえば、少なくともいずれか一方
の行を入れ替える。
いては、上記のように決定された「１７」×「［｛（Ｔ
ｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／１７」の入力バッファ内
に情報ビット系列を格納する。このとき、本実施の形態
のターボ符号器には、２系統の情報ビット系列が入力さ
れるので、２系統の情報ビット系列の信号点間距離が０
とならないように、たとえば、少なくともいずれか一方
の行を入れ替える。
【０１１４】つぎに、インタリーバ３２および３３で
は、素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダ
ム系列を生成する。具体的にいうと、たとえば、Ｍ＝Ｐ
＝１７，原始根：ｇ0＝３とし、ランダムパターン（ラ
ンダム系列）：Ｃを、前述した式（１）を用いて作成す
る。その結果、ランダムパターンＣは，｛１，３，９，
１０，１３，５，１５，１１，１６，１４，８，７，
４，１２，２，６，｝となる。
は、素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダ
ム系列を生成する。具体的にいうと、たとえば、Ｍ＝Ｐ
＝１７，原始根：ｇ0＝３とし、ランダムパターン（ラ
ンダム系列）：Ｃを、前述した式（１）を用いて作成す
る。その結果、ランダムパターンＣは，｛１，３，９，
１０，１３，５，１５，１１，１６，１４，８，７，
４，１２，２，６，｝となる。
【０１１５】そして、ランダムパターンを行単位に１ビ
ットずつ順に（左）シフトし、１６種類のランダム系列
を生成する。具体的にいうと、ラテンスクエアパターン
（１６×１６）を形成することで、すべての行と列がラ
ンダム系列となる。そして、１６種類のランダム系列の
１７ビット目に０をマッピングすることで、１７（Ｍ）
×１６のマッピングパターンを生成し、さらに、１７行
目からＮ行目までのマッピングパターンを１行目以降と
同一とすることで、「１７」×「［｛（Ｔｉ×
Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターン
を生成する。これにより、擬似ランダムパターンを生成
するために計算式を複雑化した従来技術と比較して、イ
ンタリーバを簡単な構成で実現できる。
ットずつ順に（左）シフトし、１６種類のランダム系列
を生成する。具体的にいうと、ラテンスクエアパターン
（１６×１６）を形成することで、すべての行と列がラ
ンダム系列となる。そして、１６種類のランダム系列の
１７ビット目に０をマッピングすることで、１７（Ｍ）
×１６のマッピングパターンを生成し、さらに、１７行
目からＮ行目までのマッピングパターンを１行目以降と
同一とすることで、「１７」×「［｛（Ｔｉ×
Ｓturbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターン
を生成する。これにより、擬似ランダムパターンを生成
するために計算式を複雑化した従来技術と比較して、イ
ンタリーバを簡単な構成で実現できる。
【０１１６】つぎに、インタリーバ３２および３３で
は、上記のように生成した「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓ
turbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターン
に、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングす
る。すなわち、「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−
６｝／２］／１７」のマッピングパターンを用いて、行
単位に、入力バッファ内の情報ビット系列の入れ替えを
行う。
は、上記のように生成した「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓ
turbo）−６｝／２］／１７」のマッピングパターン
に、インタリーバ長の情報ビット系列をマッピングす
る。すなわち、「１７」×「［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−
６｝／２］／１７」のマッピングパターンを用いて、行
単位に、入力バッファ内の情報ビット系列の入れ替えを
行う。
【０１１７】最後に、インタリーバ３２および３３で
は、マッピングされた情報ビット系列を、列単位に読み
出し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
は、マッピングされた情報ビット系列を、列単位に読み
出し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
【０１１８】このように、本実施の形態においては、
「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×
Ｓturbo）−６｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に情報
ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の
（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットず
つシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生
成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成した
Ｍ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピ
ングするインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符
号化器３４のいずれか一方で自己終結パターンを回避で
きるようにしたため、誤り訂正能力を大幅に向上させる
ことが可能となる。これにより、受信側における復調特
性をさらに大幅に向上させることができるため、シャノ
ン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ
特性を得ることができる。
「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×
Ｓturbo）−６｝／２］／Ｍ」の入力バッファ内に情報
ビット系列を格納し、素数を用いて生成された特定の
（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットず
つシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生
成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成した
Ｍ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系列をマッピ
ングするインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符
号化器３４のいずれか一方で自己終結パターンを回避で
きるようにしたため、誤り訂正能力を大幅に向上させる
ことが可能となる。これにより、受信側における復調特
性をさらに大幅に向上させることができるため、シャノ
ン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ
特性を得ることができる。
【０１１９】実施の形態４．本実施の形態では、たとえ
ば、先に説明した実施の形態１または２の再帰的組織畳
込み符号化器、および実施の形態３のインタリーバ、を
採用するターボ符号器を用いた場合の、本発明にかかる
通信装置の動作を具体的に説明する。なお、ターボ符号
器およびインタリーバの構成については、前述の実施の
形態と同様であるため、同一の符号を付してその説明を
省略する。
ば、先に説明した実施の形態１または２の再帰的組織畳
込み符号化器、および実施の形態３のインタリーバ、を
採用するターボ符号器を用いた場合の、本発明にかかる
通信装置の動作を具体的に説明する。なお、ターボ符号
器およびインタリーバの構成については、前述の実施の
形態と同様であるため、同一の符号を付してその説明を
省略する。
【０１２０】たとえば、電話回線等の既存の伝送路を用
いてＤＭＴ変復調方式によるデータ通信を行う場合、送
信側では、トーンオーダリング処理、すなわち、伝送路
のＳ／Ｎ（signal-to-noise ratio：信号対雑音比）比
に基づいて、予め設定された周波数帯の複数のトーン
（マルチキャリア）に、それぞれが伝送可能なビット数
の伝送データを割り振る処理（この処理により、伝送レ
ートが決定する）、を行う。
いてＤＭＴ変復調方式によるデータ通信を行う場合、送
信側では、トーンオーダリング処理、すなわち、伝送路
のＳ／Ｎ（signal-to-noise ratio：信号対雑音比）比
に基づいて、予め設定された周波数帯の複数のトーン
（マルチキャリア）に、それぞれが伝送可能なビット数
の伝送データを割り振る処理（この処理により、伝送レ
ートが決定する）、を行う。
【０１２１】具体的にいうと、たとえば、図２２（ａ）
に示すように、各周波数のｔｏｎｅ０〜ｔｏｎｅ９に、
それぞれＳ／Ｎ比に応じたビット数の伝送データを割り
振っている。ここでは、ｔｏｎｅ９に０ビット、ｔｏｎ
ｅ０とｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ７とｔｏｎｅ８に１ビッ
ト、ｔｏｎｅ６に２ビット、ｔｏｎｅ２に３ビット、ｔ
ｏｎｅ５に４ビット、ｔｏｎｅ３に５ビット、ｔｏｎｅ
４に６ビット、の伝送データが割り振られ、この２４ビ
ット（情報ビット：１６ビット、冗長ビット：８ビッ
ト）にて１フレームが形成されている。なお、図示のデ
ータフレームバッファと比較して各トーンに割り振られ
るビット数が多くなっているのは、誤り訂正に必要な冗
長ビットが加わることに起因している。
に示すように、各周波数のｔｏｎｅ０〜ｔｏｎｅ９に、
それぞれＳ／Ｎ比に応じたビット数の伝送データを割り
振っている。ここでは、ｔｏｎｅ９に０ビット、ｔｏｎ
ｅ０とｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ７とｔｏｎｅ８に１ビッ
ト、ｔｏｎｅ６に２ビット、ｔｏｎｅ２に３ビット、ｔ
ｏｎｅ５に４ビット、ｔｏｎｅ３に５ビット、ｔｏｎｅ
４に６ビット、の伝送データが割り振られ、この２４ビ
ット（情報ビット：１６ビット、冗長ビット：８ビッ
ト）にて１フレームが形成されている。なお、図示のデ
ータフレームバッファと比較して各トーンに割り振られ
るビット数が多くなっているのは、誤り訂正に必要な冗
長ビットが加わることに起因している。
【０１２２】このように、トーンオーダリング処理され
た伝送データの１フレームは、たとえば、図２２（ｂ）
に示すように構成されることになる。具体的にいうと、
割り振られたビット数の少ないトーン順、すなわち、ｔ
ｏｎｅ９（ｂ０´），ｔｏｎｅ０（ｂ１´），ｔｏｎｅ
１（ｂ２´），ｔｏｎｅ７（ｂ３´），ｔｏｎｅ８（ｂ
４´），ｔｏｎｅ６（ｂ５´），ｔｏｎｅ２（ｂ６
´），ｔｏｎｅ５（ｂ７´），ｔｏｎｅ３（ｂ８´），
ｔｏｎｅ４（ｂ９´）の順に、並べられ、ｔｏｎｅ９と
ｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ７、ｔｏｎｅ８とｔ
ｏｎｅ６、ｔｏｎｅ２とｔｏｎｅ５、およびｔｏｎｅ３
とｔｏｎｅ４が、それぞれ１トーンセットとして構成さ
れている。このように、本実施の形態では、トーンオー
ダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン
順かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形
成する。そして、少なくとも３ビット（３ビットは情報
ビットが１系列の場合である）で構成される前述のター
ボ符号を、そのトーンセットに割り振る。これにより、
トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビッ
トと設定されたトーンについても、送信データを割り振
ることができる。
た伝送データの１フレームは、たとえば、図２２（ｂ）
に示すように構成されることになる。具体的にいうと、
割り振られたビット数の少ないトーン順、すなわち、ｔ
ｏｎｅ９（ｂ０´），ｔｏｎｅ０（ｂ１´），ｔｏｎｅ
１（ｂ２´），ｔｏｎｅ７（ｂ３´），ｔｏｎｅ８（ｂ
４´），ｔｏｎｅ６（ｂ５´），ｔｏｎｅ２（ｂ６
´），ｔｏｎｅ５（ｂ７´），ｔｏｎｅ３（ｂ８´），
ｔｏｎｅ４（ｂ９´）の順に、並べられ、ｔｏｎｅ９と
ｔｏｎｅ０とｔｏｎｅ１とｔｏｎｅ７、ｔｏｎｅ８とｔ
ｏｎｅ６、ｔｏｎｅ２とｔｏｎｅ５、およびｔｏｎｅ３
とｔｏｎｅ４が、それぞれ１トーンセットとして構成さ
れている。このように、本実施の形態では、トーンオー
ダリング処理にて割り振られたビット数の少ないトーン
順かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセットを形
成する。そして、少なくとも３ビット（３ビットは情報
ビットが１系列の場合である）で構成される前述のター
ボ符号を、そのトーンセットに割り振る。これにより、
トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビッ
トと設定されたトーンについても、送信データを割り振
ることができる。
【０１２３】そして、図２２のように処理されたフレー
ムの符号化は、１トーンセット毎に行われる。まず、最
初のトーンセット（ｔｏｎｅ９，ｔｏｎｅ０，ｔｏｎｅ
１，ｔｏｎｅ７）のデータｄ０，ダミーデータｄ＿ｄｕ
ｍｍｙ（情報ビットが１系列であるため）を、ターボ符
号器１の端子ｕ１，ｕ２に入力すると、２ビットの情報
ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，
ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号が出力され
る。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに相
当する。なお、情報ビットｕ２は、ダミーデータである
ので、実際に符号化されるのはｕ１，ｕａ，ｕｂの３ビ
ットとなる。
ムの符号化は、１トーンセット毎に行われる。まず、最
初のトーンセット（ｔｏｎｅ９，ｔｏｎｅ０，ｔｏｎｅ
１，ｔｏｎｅ７）のデータｄ０，ダミーデータｄ＿ｄｕ
ｍｍｙ（情報ビットが１系列であるため）を、ターボ符
号器１の端子ｕ１，ｕ２に入力すると、２ビットの情報
ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，
ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号が出力され
る。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに相
当する。なお、情報ビットｕ２は、ダミーデータである
ので、実際に符号化されるのはｕ１，ｕａ，ｕｂの３ビ
ットとなる。
【０１２４】つぎに、２つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ
８，ｔｏｎｅ６）のデータｄ１，ダミーデータｄ＿ｄｕ
ｍｍｙを、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２に入力する
と、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの
冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのター
ボ符号が出力される。多くなっている２ビット分は、こ
の冗長ビットに相当する。なお、情報ビットｕ２は、ダ
ミーデータであるので、上記同様、実際に符号化される
のはｕ１，ｕａ，ｕｂの３ビットとなる。
８，ｔｏｎｅ６）のデータｄ１，ダミーデータｄ＿ｄｕ
ｍｍｙを、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２に入力する
と、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの
冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのター
ボ符号が出力される。多くなっている２ビット分は、こ
の冗長ビットに相当する。なお、情報ビットｕ２は、ダ
ミーデータであるので、上記同様、実際に符号化される
のはｕ１，ｕａ，ｕｂの３ビットとなる。
【０１２５】つぎに、３つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ
２，ｔｏｎｅ５）のデータｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ
６を、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ
５，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ
２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわ
ち、４ビットのターボ符号と、その他の３ビットのデー
タ（ｕ３，ｕ４，…）が出力される。多くなっている２
ビット分は、この冗長ビットに相当する。
２，ｔｏｎｅ５）のデータｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ
６を、ターボ符号器１の端子ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ
５，…に入力すると、２ビットの情報ビット（ｕ１，ｕ
２）と２ビットの冗長ビット（ｕａ，ｕｂ）、すなわ
ち、４ビットのターボ符号と、その他の３ビットのデー
タ（ｕ３，ｕ４，…）が出力される。多くなっている２
ビット分は、この冗長ビットに相当する。
【０１２６】最後に、４つ目のトーンセット（ｔｏｎｅ
３，ｔｏｎｅ４）のデータｄ７，ｄ０，ｄ１，ｄ２，ｄ
３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７を、ターボ符号器１の端子
ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ５，…に入力すると、２ビッ
トの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット
（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号と、
その他の７ビットのデータ（ｕ３，ｕ４，…）が出力さ
れる。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに
相当する。
３，ｔｏｎｅ４）のデータｄ７，ｄ０，ｄ１，ｄ２，ｄ
３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７を、ターボ符号器１の端子
ｕ１，ｕ２と端子ｕ４，ｕ５，…に入力すると、２ビッ
トの情報ビット（ｕ１，ｕ２）と２ビットの冗長ビット
（ｕａ，ｕｂ）、すなわち、４ビットのターボ符号と、
その他の７ビットのデータ（ｕ３，ｕ４，…）が出力さ
れる。多くなっている２ビット分は、この冗長ビットに
相当する。
【０１２７】上記のように、Ｓ／Ｎ比に基づいてトーン
オーダリング処理、および符号化処理が行われることに
より、１フレーム毎に伝送データが多重化される。さら
に、送信側では、多重化された伝送データに対して高速
逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、その後、Ｄ／Ａコ
ンバータを通してディジタル波形をアナログ波形に変換
し、最後にローパスフィルタをかけて、最終的な伝送デ
ータを電話回線上に送信する。
オーダリング処理、および符号化処理が行われることに
より、１フレーム毎に伝送データが多重化される。さら
に、送信側では、多重化された伝送データに対して高速
逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、その後、Ｄ／Ａコ
ンバータを通してディジタル波形をアナログ波形に変換
し、最後にローパスフィルタをかけて、最終的な伝送デ
ータを電話回線上に送信する。
【０１２８】このように、本実施の形態においては、ト
ーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少な
いトーン順かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセ
ットを形成し、さらに、少なくとも３ビットで構成され
るターボ符号を、そのトーンセットに割り振る。そのた
め、従来とは異なり、トーンオーダリング処理で伝送可
能なビット数が１ビットと設定されたトーンについて
も、送信データを割り振ることができる。これにより、
本実施の形態の通信装置では、伝送効率を従来技術と比
較して大幅に向上させることができる。
ーンオーダリング処理にて割り振られたビット数の少な
いトーン順かつ２つあるいは４つのトーンで、トーンセ
ットを形成し、さらに、少なくとも３ビットで構成され
るターボ符号を、そのトーンセットに割り振る。そのた
め、従来とは異なり、トーンオーダリング処理で伝送可
能なビット数が１ビットと設定されたトーンについて
も、送信データを割り振ることができる。これにより、
本実施の形態の通信装置では、伝送効率を従来技術と比
較して大幅に向上させることができる。
【０１２９】
【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、一例として、拘束長：５，メモリ数：４の再帰的組
織畳込み符号化器を想定した場合において、ブロック
長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビッ
ト‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄ
ｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weig
ht）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号
化器を決定する。そして、この再帰的組織畳込み符号化
器をターボ符号器に採用する。これにより、受信側にお
けるＢＥＲ特性を大幅に向上させることが可能な通信装
置を得ることができる、という効果を奏する。
ば、一例として、拘束長：５，メモリ数：４の再帰的組
織畳込み符号化器を想定した場合において、ブロック
長：Ｌ，入力重み：２で、自己終結するパターンのビッ
ト‘１’の間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄ
ｅが最大となるパターン内で、重みの合計（total weig
ht）が最大となるように、最適な再帰的組織畳込み符号
化器を決定する。そして、この再帰的組織畳込み符号化
器をターボ符号器に採用する。これにより、受信側にお
けるＢＥＲ特性を大幅に向上させることが可能な通信装
置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３０】つぎの発明によれば、一例として、拘束
長：４，メモリ数：３の再帰的組織畳込み符号化器を想
定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重み：２
で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅ
が最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパター
ン内で、重みの合計（total weight）が最大となるよう
に、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定する。そし
て、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に採
用する。これにより、受信側におけるＢＥＲ特性を従来
より大幅に向上させることができ、さらに、大幅に回路
規模を削減できるため、安価な通信装置を実現すること
が可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏
する。
長：４，メモリ数：３の再帰的組織畳込み符号化器を想
定した場合において、ブロック長：Ｌ，入力重み：２
で、自己終結するパターンのビット‘１’の間隔：ｄｅ
が最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大となるパター
ン内で、重みの合計（total weight）が最大となるよう
に、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定する。そし
て、この再帰的組織畳込み符号化器をターボ符号器に採
用する。これにより、受信側におけるＢＥＲ特性を従来
より大幅に向上させることができ、さらに、大幅に回路
規模を削減できるため、安価な通信装置を実現すること
が可能な通信装置を得ることができる、という効果を奏
する。
【０１３１】つぎの発明によれば、「Ｍ≧２m＋１かつ
素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／
Ｍ」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数
を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム
系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−
１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類
のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパター
ンに情報ビット系列をマッピングするインタリーバを備
え、さらに、第１の再帰的組織畳込み符号化器および第
２の再帰的組織畳込み符号化器のいずれか一方で自己終
結パターンを回避できるようにした。これにより、受信
側における復調特性をさらに大幅に向上させることがで
きるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を得ることが可能な通信装置を得
ることができる、という効果を奏する。
素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／
Ｍ」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数
を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム
系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−
１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類
のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパター
ンに情報ビット系列をマッピングするインタリーバを備
え、さらに、第１の再帰的組織畳込み符号化器および第
２の再帰的組織畳込み符号化器のいずれか一方で自己終
結パターンを回避できるようにした。これにより、受信
側における復調特性をさらに大幅に向上させることがで
きるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を得ることが可能な通信装置を得
ることができる、という効果を奏する。
【０１３２】つぎの発明によれば、トーンオーダリング
処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２
つあるいは４つのトーンでトーンセットを形成し、さら
に、少なくとも３ビットで構成されるターボ符号をその
トーンセットに割り振る。そのため、従来とは異なり、
トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビッ
トと設定されたトーンについても、送信データを割り振
ることができる。これにより、伝送効率を大幅に向上さ
せることが可能な通信装置を得ることができる、という
効果を奏する。
処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２
つあるいは４つのトーンでトーンセットを形成し、さら
に、少なくとも３ビットで構成されるターボ符号をその
トーンセットに割り振る。そのため、従来とは異なり、
トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビッ
トと設定されたトーンについても、送信データを割り振
ることができる。これにより、伝送効率を大幅に向上さ
せることが可能な通信装置を得ることができる、という
効果を奏する。
【０１３３】つぎの発明によれば、ブロック長：Ｌ，入
力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の
間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大と
なるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大
となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定
する。これにより、受信側におけるＢＥＲ特性を大幅に
向上させることが可能な通信方法を得ることができる、
という効果を奏する。
力重み：２で、自己終結するパターンのビット‘１’の
間隔：ｄｅが最大となり、かつ、前記間隔ｄｅが最大と
なるパターン内で、重みの合計（total weight）が最大
となるように、最適な再帰的組織畳込み符号化器を決定
する。これにより、受信側におけるＢＥＲ特性を大幅に
向上させることが可能な通信方法を得ることができる、
という効果を奏する。
【０１３４】つぎの発明によれば、「Ｍ≧２m＋１かつ
素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／
Ｍ」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数
を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム
系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−
１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類
のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパター
ンに情報ビット系列をマッピングする。これにより、情
報ビットな並べ替えが可能となり、第１の再帰的組織畳
込み符号化器および第２の再帰的組織畳込み符号化器の
いずれか一方で必ず自己終結パターンを回避できるよう
になるため、受信側における復調特性をさらに大幅に向
上させることが可能な通信方法を得ることができる、と
いう効果を奏する。
素数」×「Ｎ＝［｛（Ｔｉ×Ｓturbo）−６｝／２］／
Ｍ」の入力バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数
を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム
系列を行単位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−
１）種類のランダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類
のランダム系列から生成したＭ×Ｎのマッピングパター
ンに情報ビット系列をマッピングする。これにより、情
報ビットな並べ替えが可能となり、第１の再帰的組織畳
込み符号化器および第２の再帰的組織畳込み符号化器の
いずれか一方で必ず自己終結パターンを回避できるよう
になるため、受信側における復調特性をさらに大幅に向
上させることが可能な通信方法を得ることができる、と
いう効果を奏する。
【０１３５】つぎの発明によれば、トーンオーダリング
処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２
つあるいは４つのトーンでトーンセットを形成し、さら
に、少なくとも３ビットで構成されるターボ符号をその
トーンセットに割り振る。そのため、従来とは異なり、
トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビッ
トと設定されたトーンについても、送信データを割り振
ることができる。これにより、伝送効率を大幅に向上さ
せることが可能な通信方法を得ることができる、という
効果を奏する。
処理にて割り振られたビット数の少ないトーン順かつ２
つあるいは４つのトーンでトーンセットを形成し、さら
に、少なくとも３ビットで構成されるターボ符号をその
トーンセットに割り振る。そのため、従来とは異なり、
トーンオーダリング処理で伝送可能なビット数が１ビッ
トと設定されたトーンについても、送信データを割り振
ることができる。これにより、伝送効率を大幅に向上さ
せることが可能な通信方法を得ることができる、という
効果を奏する。
【図１】 本発明にかかる通信装置で使用される符号器
および復号器の構成を示す図である。
および復号器の構成を示す図である。
【図２】 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示
す図である。
す図である。
【図３】 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示
す図である。
す図である。
【図４】 各種ディジタル変調の信号点配置を示す図で
ある。
ある。
【図５】 ターボ符号器の構成を示す図である。
【図６】 本発明のターボ符号器を用いて送信データを
復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器
を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す
図である
復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器
を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す
図である
【図７】 拘束長：５，メモリ数：４を想定した場合に
おける再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す図
である。
おける再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す図
である。
【図８】 実施の形態１の検索方法により求められた最
適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図９】 実施の形態１の検索方法により求められた最
適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１０】 図８の再帰的組織畳込み符号化器における
自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トー
タル重み：total weightと、を示す図である。
自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トー
タル重み：total weightと、を示す図である。
【図１１】 図９の再帰的組織畳込み符号化器における
自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トー
タル重み：total weightと、を示す図である。
自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、トー
タル重み：total weightと、を示す図である。
【図１２】 図５に示すターボ符号器を用いて送信デー
タを復号した場合のＢＥＲ特性と、図８および図９に示
す再帰的組織畳込み符号化器を採用したターボ符号器を
用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を示
す図である。
タを復号した場合のＢＥＲ特性と、図８および図９に示
す再帰的組織畳込み符号化器を採用したターボ符号器を
用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を示
す図である。
【図１３】 拘束長：４，メモリ数：３を想定した場合
における再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す
図である。
における再帰的組織畳込み符号化器の接続の一例を示す
図である。
【図１４】 実施の形態２の検索方法により求められた
最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１５】 実施の形態２の検索方法により求められた
最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１６】 実施の形態２の検索方法により求められた
最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１７】 実施の形態２の検索方法により求められた
最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
最適な再帰的組織畳込み符号化器を示す図である。
【図１８】 図１４の再帰的組織畳込み符号化器におけ
る自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、ト
ータル重み：total weightと、を示す図である。
る自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、ト
ータル重み：total weightと、を示す図である。
【図１９】 図１５の再帰的組織畳込み符号化器におけ
る自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、ト
ータル重み：total weightと、を示す図である。
る自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、ト
ータル重み：total weightと、を示す図である。
【図２０】 図１６の再帰的組織畳込み符号化器におけ
る自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、ト
ータル重み：total weightと、を示す図である。
る自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、ト
ータル重み：total weightと、を示す図である。
【図２１】 図１７の再帰的組織畳込み符号化器におけ
る自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、ト
ータル重み：total weightと、を示す図である。
る自己終結パターンのビット‘１’の間隔：ｄｅと、ト
ータル重み：total weightと、を示す図である。
【図２２】 実施の形態４のトーンオーダリング処理を
示す図である。
示す図である。
【図２３】 送信系において使用される従来のターボ符
号器の構成を示す図である。
号器の構成を示す図である。
【図２４】 受信系において使用される従来のターボ復
号器の構成を示す図である。
号器の構成を示す図である。
【図２５】 従来のターボ符号器で用いられるインタリ
ーバの処理を示す図である。
ーバの処理を示す図である。
【図２６】 従来のターボ符号器で用いられるインタリ
ーバの処理を示す図である。
ーバの処理を示す図である。
【図２７】 従来のターボ符号器で用いられるインタリ
ーバの処理を示す図である。
ーバの処理を示す図である。
【図２８】 従来のターボ符号器およびターボ復号器を
用いた場合のＢＥＲ特性を示す図である。
用いた場合のＢＥＲ特性を示す図である。
【図２９】 従来の通信装置で使用されるトレリス符号
器の構成を示す図である。
器の構成を示す図である。
【図３０】 従来のトーンオーダリング処理を示す図で
ある。
ある。
１ ターボ符号器、１１ 第１の復号器、１２，１６，
６５，６６，６７，６８，６９ 加算器、１３，１４，
３２，３３ インタリーバ、１５ 第２の復号器、１７
デインタリーバ、１８ 第１の判定器、１９ 第１の
Ｒ／Ｓデコーダ、２０ 第２の判定器、２１ 第２のＲ
／Ｓデコーダ、２２ 第３の判定器、３１ 第１の再帰
的組織畳込み符号化器、３４ 第２の再帰的組織畳込み
符号化器、４１ マルチプレックス／シンクコントロー
ル、４２，４３ サイクリックリダンダンシィチェック
（ＣＲＣ）、４４，４５ フォワードエラーコレクショ
ン（ＦＥＣ）、４６ インタリーブ、４７，４８ レー
トコンバータ、４９ トーンオーダリング、５０ コン
スタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、５１
逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、５２ インプッ
トパラレル／シリアルバッファ、５３ アナログプロセ
ッシング／ディジタル−アナログコンバータ、６１，６
２、６３，６４ 遅延器、１４１ アナログプロセッシ
ング／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイ
ムドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプット
シリアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変
換部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ
（ＦＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／
ゲインスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１
４８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリ
ーブ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクショ
ン、１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェ
ック（ＣＲＣ）、１５５ マルチプレックス／シンクコ
ントロール。
６５，６６，６７，６８，６９ 加算器、１３，１４，
３２，３３ インタリーバ、１５ 第２の復号器、１７
デインタリーバ、１８ 第１の判定器、１９ 第１の
Ｒ／Ｓデコーダ、２０ 第２の判定器、２１ 第２のＲ
／Ｓデコーダ、２２ 第３の判定器、３１ 第１の再帰
的組織畳込み符号化器、３４ 第２の再帰的組織畳込み
符号化器、４１ マルチプレックス／シンクコントロー
ル、４２，４３ サイクリックリダンダンシィチェック
（ＣＲＣ）、４４，４５ フォワードエラーコレクショ
ン（ＦＥＣ）、４６ インタリーブ、４７，４８ レー
トコンバータ、４９ トーンオーダリング、５０ コン
スタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、５１
逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、５２ インプッ
トパラレル／シリアルバッファ、５３ アナログプロセ
ッシング／ディジタル−アナログコンバータ、６１，６
２、６３，６４ 遅延器、１４１ アナログプロセッシ
ング／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイ
ムドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプット
シリアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変
換部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ
（ＦＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／
ゲインスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１
４８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリ
ーブ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクショ
ン、１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェ
ック（ＣＲＣ）、１５５ マルチプレックス／シンクコ
ントロール。
Claims (7)
- 【請求項１】 ２系統の情報ビット系列を畳込み符号化
して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込
み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系
列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２
の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器
を採用する通信装置において、 拘束長が「５」かつメモリ数が「４」の再帰的組織畳込
み符号化器を想定した場合に、当該符号化器を構成する
すべての接続パターンを検索し、 ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２
つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大
間隔となるパターン内で重みの合計が最大となる、最適
条件を満たす符号化器を、前記第１および第２の再帰的
組織畳込み符号化器として具備することを特徴とする通
信装置。 - 【請求項２】 ２系統の情報ビット系列を畳込み符号化
して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込
み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系
列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２
の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器
を採用する通信装置において、 拘束長が「４」かつメモリ数が「３」の再帰的組織畳込
み符号化器を想定した場合に、当該符号化器を構成する
すべての接続パターンを検索し、 ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２
つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大
間隔となるパターン内で重みの合計が最大となる、最適
条件を満たす符号化器を、前記第１および第２の再帰的
組織畳込み符号化器として具備することを特徴とする通
信装置。 - 【請求項３】 前記ターボ符号器は、 「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然
数）＝［｛（Ｔｉ×Ｓtur bo）−Ｔａｉｌ｝／２］／
Ｍ」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納し
（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン数、ＳturboはＤＭＴシ
ンボル数、Ｔａｉｌは終端処理用ビット数）、 前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットの
ランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすること
で、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、
すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小
値をマッピングし、かつＭ行目以降のマッピングパター
ンを１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピン
グパターンを生成し、 前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーバ長の
情報ビット系列をマッピングし、 前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出
し、前記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して出力
するインタリーバ、 を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の通
信装置。 - 【請求項４】 トーンオーダリング処理にて割り振られ
たビット数の少ないトーン順、かつ２つあるいは４つの
トーンで、トーンセットを形成し、さらに、前記２系統
の情報ビットまたは当該いずれか一方の情報ビットと、
前記第１および第２の冗長ビットと、で構成される少な
くとも３ビットのターボ符号を、前記トーンセットに割
り振ることを特徴とする請求項１、２または３に記載の
通信装置。 - 【請求項５】 ２系統の情報ビット系列とともに、当該
２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１の冗長
データを出力し、さらに、インタリーブ処理後の前記情
報ビット系列を畳込み符号化して第２の冗長データを出
力する、ターボ符号化ステップを含む通信方法にあって
は、 ある特定のブロック長において、自己終結パターンの２
つのビット‘１’の間隔が最大となり、かつ、前記最大
間隔となるパターン内で重みの合計が最大となるよう
な、最適条件を満たす再帰的組織畳込み符号化器を用い
て、前記ターボ符号化ステップを実行することを特徴と
する通信方法。 - 【請求項６】 前記ターボ符号化ステップにあっては、 「Ｍ（横軸：素数）≧２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然
数）＝［｛（Ｔｉ×Ｓtur bo）−Ｔａｉｌ｝／２］／
Ｍ」の入力バッファ内に前記情報ビット系列を格納する
ビット系列格納ステップ（ｍは整数、Ｔｉは使用トーン
数、ＳturboはＤＭＴシンボル数、Ｔａｉｌは終端処理
用ビット数）と、 前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットの
ランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすること
で、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、
すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小
値をマッピングし、かつＭ行目以降のマッピングパター
ンを１行目以降と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピン
グパターンを生成するマッピングパターン生成ステップ
と、 前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーバ長の
情報ビット系列をマッピングするマッピングステップ
と、 前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出す
ビット系列読み出しステップと、 を含むことを特徴とする請求項５に記載の通信方法。 - 【請求項７】 トーンオーダリング処理にて割り振られ
たビット数の少ないトーン順、かつ２つあるいは４つの
トーンで、トーンセットを形成し、さらに、前記２系統
の情報ビットまたは当該いずれか一方の情報ビットと、
前記第１および第２の冗長ビットと、で構成される少な
くとも３ビットのターボ符号を、前記トーンセットに割
り振ることを特徴とする請求項５または６に記載の通信
方法。
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|---|---|---|---|
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| US10/048,915 US20030026346A1 (en) | 2000-06-12 | 2001-06-01 | Communication apparatus and communication method |
| TW090113669A TW499797B (en) | 2000-06-12 | 2001-06-06 | Communication device and communication method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000176150A JP4364405B2 (ja) | 2000-06-12 | 2000-06-12 | 通信装置および通信方法 |
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|---|---|
| JP2001358596A true JP2001358596A (ja) | 2001-12-26 |
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ID=18677906
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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|---|---|
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| EP (1) | EP1294102A4 (ja) |
| JP (1) | JP4364405B2 (ja) |
| TW (1) | TW499797B (ja) |
| WO (1) | WO2001097386A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7222286B2 (en) | 2002-01-11 | 2007-05-22 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Decoding device having a turbo decoder and an RS decoder concatenated serially and a method of decoding performed by the same |
| JP2008160169A (ja) * | 2006-11-29 | 2008-07-10 | Mitsubishi Electric Corp | 通信装置、ターボ符号器および通信方法 |
| JP2014502105A (ja) * | 2010-12-01 | 2014-01-23 | ゼットティーイー（ユーエスエー）インコーポレーテッド | 周波数ガードバンドを使わずｄｄ−ｏｆｄｍシステムの受信器の感度の改善に用いられるシステム、及び方法 |
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| US7515640B1 (en) * | 2003-08-05 | 2009-04-07 | Advanced Micro Devices, Inc. | Systems and methods for communicating in a discrete multitone system |
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| US7512863B2 (en) * | 2005-10-12 | 2009-03-31 | Qualcomm Corporation | Turbo code interleaver for low frame error rate |
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| US7813433B2 (en) * | 2006-08-16 | 2010-10-12 | Harris Corporation | System and method for communicating data using symbol-based randomized orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) with selected subcarriers turned on or off |
| US7860147B2 (en) * | 2006-08-16 | 2010-12-28 | Harris Corporation | Method of communicating and associated transmitter using coded orthogonal frequency division multiplexing (COFDM) |
| US7903749B2 (en) * | 2006-08-16 | 2011-03-08 | Harris Corporation | System and method for applying frequency domain spreading to multi-carrier communications signals |
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| US9195837B2 (en) * | 2007-11-30 | 2015-11-24 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Method and system for securely transmitting deterrent data |
| JP5203717B2 (ja) | 2007-12-19 | 2013-06-05 | パナソニック株式会社 | 符号器、復号器、符号化方法、及び、復号方法 |
| US8229009B2 (en) | 2008-04-01 | 2012-07-24 | Harris Corporation | System and method for communicating data using efficient fast fourier transform (FFT) for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) modulation |
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| US8238454B2 (en) * | 2008-04-01 | 2012-08-07 | Harris Corporation | System and method for communicating data using efficient fast fourier transform (FFT) for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) demodulation |
| JP5622404B2 (ja) * | 2010-02-22 | 2014-11-12 | シャープ株式会社 | 無線通信システム、および通信装置 |
| KR20120071511A (ko) * | 2010-12-23 | 2012-07-03 | 한국전자통신연구원 | 이동통신 시스템의 데이터 레이트 매칭 방법 및 장치 |
| KR102007770B1 (ko) | 2012-12-14 | 2019-08-06 | 삼성전자주식회사 | 패킷의 부호화 방법과 그 복호화 장치 및 방법 |
| US10270822B2 (en) * | 2015-08-04 | 2019-04-23 | Qualcomm Incorporated | Hybrid pocket router |
| CN111294142A (zh) * | 2018-12-10 | 2020-06-16 | 华为技术有限公司 | 一种卫星通信方法及装置 |
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| US6334197B1 (en) * | 1998-08-17 | 2001-12-25 | Hughes Electronics Corporation | Turbo code interleaver with near optimal performance |
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-
2000
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2001
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