JP2001332981A - 通信装置および通信方法 - Google Patents
通信装置および通信方法Info
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- Error Detection And Correction (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＢＥＲ特性の大幅な向上を実現可能な通信装
置を得ること。 【解決手段】 通信装置内のターボ符号器１は、１７
（横軸Ｍ：素数）×１７（縦軸Ｎ：自然数）の入力バッ
ファ内に２８９ビットの情報ビット系列を格納し、素数
を用いて生成された特定の１６ビットのランダム系列を
行単位に１ビットずつシフトすることで１６種類のラン
ダム系列を生成し、１６種類のランダム系列から生成し
た１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンにイン
タリーブ長（２８９ビット）の情報ビット系列をマッピ
ングし、マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み
出すインタリーバ３２，３３を備える構成とする。
置を得ること。 【解決手段】 通信装置内のターボ符号器１は、１７
（横軸Ｍ：素数）×１７（縦軸Ｎ：自然数）の入力バッ
ファ内に２８９ビットの情報ビット系列を格納し、素数
を用いて生成された特定の１６ビットのランダム系列を
行単位に１ビットずつシフトすることで１６種類のラン
ダム系列を生成し、１６種類のランダム系列から生成し
た１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンにイン
タリーブ長（２８９ビット）の情報ビット系列をマッピ
ングし、マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み
出すインタリーバ３２，３３を備える構成とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マルチキャリア変
復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特
に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変
復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信
を実現可能とする通信装置および通信方法に関するもの
である。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデ
ータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介
して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべ
ての通信装置に適用可能である。
復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特
に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変
復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信
を実現可能とする通信装置および通信方法に関するもの
である。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデ
ータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介
して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべ
ての通信装置に適用可能である。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の通信装置について説明す
る。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた
広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multip
le Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上
回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されてい
る。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブ
を施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するも
ので、シャノン限界に近い特性が得られると言われてお
り、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つであ
る。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能
が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左
右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に
向上させることができる。
る。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた
広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multip
le Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上
回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されてい
る。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブ
を施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するも
ので、シャノン限界に近い特性が得られると言われてお
り、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つであ
る。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能
が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左
右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に
向上させることができる。
【０００３】ここで、上記ターボ符号を用いた従来の通
信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明す
る。図１４は、送信系において使用されるターボ符号器
の構成を示す図である。図１４（ａ）において、１０１
は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力
する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２は
インタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２によ
り入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長
ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器であ
る。図１４（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器
１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の
内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号
化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器で
ある。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリー
バ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える
処理を行う。
信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明す
る。図１４は、送信系において使用されるターボ符号器
の構成を示す図である。図１４（ａ）において、１０１
は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力
する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２は
インタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２によ
り入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長
ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器であ
る。図１４（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器
１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の
内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号
化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器で
ある。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリー
バ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える
処理を行う。
【０００４】上記のように構成されるターボ符号器で
は、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組
織畳込み符号化器１０１の処理により情報ビット系列：
ｘ1を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的
組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処
理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ
3と、を出力する。
は、同時に、情報ビット系列：ｘ1と、第１の再帰的組
織畳込み符号化器１０１の処理により情報ビット系列：
ｘ1を符号化した冗長ビット系列：ｘ2と、第２の再帰的
組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処
理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ
3と、を出力する。
【０００５】図１５は、受信系において使用されるター
ボ復号器の構成を示す図である。図１５において、１１
１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を
算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加
算器であり、１１３および１１４はインタリーバであ
り、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数
尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデイン
タリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を
判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器
である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ
情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3に伝
送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号であ
る。
ボ復号器の構成を示す図である。図１５において、１１
１は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ2とから対数尤度比を
算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加
算器であり、１１３および１１４はインタリーバであ
り、１１５は受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3とから対数
尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデイン
タリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を
判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器
である。なお、受信信号：ｙ1，ｙ2，ｙ3は、それぞれ
情報ビット系列：ｘ1，冗長ビット系列：ｘ2，ｘ3に伝
送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号であ
る。
【０００６】上記のように構成されるターボ復号器で
は、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受
信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の
対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表
す）。ここでは、情報ビット：ｘ 1kが０である確率に対
する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとな
る。なお、図示のＬｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ
（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。
は、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ1kと受
信信号：ｙ2kから推定される推定情報ビット：ｘ1k´の
対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する（ｋは時刻を表
す）。ここでは、情報ビット：ｘ 1kが０である確率に対
する情報ビット：ｘ1kが１である確率を求めることとな
る。なお、図示のＬｅ（ｘ1k）は外部情報を表し、Ｌａ
（ｘ1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。
【０００７】つぎに、加算器１１２では、前記算出結果
である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外
部情報を算出する。なお、１回目の復号においては、事
前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０であ
る。
である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外
部情報を算出する。なお、１回目の復号においては、事
前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ1k）＝０であ
る。
【０００８】つぎに、インタリーバ１１３および１１４
では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受
信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替え
を行う。その後、第２の復号器１１５では、第１の復号
器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、お
よび先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づ
いて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。そして、
加算器１１６では、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出す
る。このとき、デインタリーバ１１７にて並べ替えられ
た外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１
の復号器１１１にフィードバックされる。
では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を、受
信信号：ｙ3の時刻にあわせるために、信号の並べ替え
を行う。その後、第２の復号器１１５では、第１の復号
器１１１と同様に、受信信号：ｙ1と受信信号：ｙ3、お
よび先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）に基づ
いて、対数尤度比：Ｌ（ｘ1k´）を算出する。そして、
加算器１１６では、外部情報：Ｌｅ（ｘ1k）を算出す
る。このとき、デインタリーバ１１７にて並べ替えられ
た外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ1k）として前記第１
の復号器１１１にフィードバックされる。
【０００９】最後に、このターボ復号器では、上記処理
を、所定の回数にわたって繰り返し実行することで、よ
り精度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１
８が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情
報ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、
対数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報
ビット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”で
あれば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
を、所定の回数にわたって繰り返し実行することで、よ
り精度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１
８が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情
報ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、
対数尤度比が“Ｌ（ｘ1k´）＞０”であれば、推定情報
ビット：ｘ1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ1k´）≦０”で
あれば、推定情報ビット：ｘ1k´を０と判定する。
【００１０】また、図１６，図１７，および図１８は、
上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２の処
理を示す図である。ここで、インタリーバ１０２により
情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説
明する。
上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２の処
理を示す図である。ここで、インタリーバ１０２により
情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説
明する。
【００１１】たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、イン
タリーバとして、一般的に、複素インタリーバ（以降、
ＰＩＬと呼ぶ）が用いられている。このＰＩＬは、以下
の３つの特徴をもつ。 Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファに
おける行と列の入れ替えを行う。 行内のビット入れ替えにおいて、素数を用いた擬似ラ
ンダムパターンを使用する。 行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避す
る。
タリーバとして、一般的に、複素インタリーバ（以降、
ＰＩＬと呼ぶ）が用いられている。このＰＩＬは、以下
の３つの特徴をもつ。 Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファに
おける行と列の入れ替えを行う。 行内のビット入れ替えにおいて、素数を用いた擬似ラ
ンダムパターンを使用する。 行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避す
る。
【００１２】ここで、従来のインタリーバであるＰＩＬ
の動作について説明する。たとえば、インタリーブ長：
Ｌturbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ
turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とした場合、マ
ッピングパターン：ｃ（ｉ）は、下記の（１）式のよう
に作成される。 ｃ（ｉ）＝（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰ …（１） ただし、ｉ＝１，２，…，（Ｐ−２）とし、ｃ（０）＝
１とする。
の動作について説明する。たとえば、インタリーブ長：
Ｌturbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ
turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ0＝２とした場合、マ
ッピングパターン：ｃ（ｉ）は、下記の（１）式のよう
に作成される。 ｃ（ｉ）＝（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰ …（１） ただし、ｉ＝１，２，…，（Ｐ−２）とし、ｃ（０）＝
１とする。
【００１３】したがって、マッピングパターンＣ（ｉ）
は、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４
４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，
３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，
５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，
９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２
５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，
２７｝となる。
は、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４
４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，
３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，
５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，
９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２
５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，
２７｝となる。
【００１４】また、ＰＩＬにおいては、上記マッピング
パターンＣ（ｉ）を、飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)毎
に飛ばし読みすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行
のマッピングパターン：Ｃj（ｉ）を生成する。まず、
ここでは、｛ｐPIP(j)｝を得るために、｛ｑj（ｊ＝０
〜Ｎ−１）｝を以下の式（２），（３），（４）の条件
で決定する。 ｑ0＝１ …（２） ｇ．ｃ．ｄ｛ｑj，Ｐ−１｝＝１ （ただし、ｇ．ｃ．ｄは最大公約数） …（３） ｑj＞６，ｑj＞ｑj-1 （ただし、ｊ＝１〜Ｎ−１） …（４）
パターンＣ（ｉ）を、飛ばし読みパターン：ｐPIP(j)毎
に飛ばし読みすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行
のマッピングパターン：Ｃj（ｉ）を生成する。まず、
ここでは、｛ｐPIP(j)｝を得るために、｛ｑj（ｊ＝０
〜Ｎ−１）｝を以下の式（２），（３），（４）の条件
で決定する。 ｑ0＝１ …（２） ｇ．ｃ．ｄ｛ｑj，Ｐ−１｝＝１ （ただし、ｇ．ｃ．ｄは最大公約数） …（３） ｑj＞６，ｑj＞ｑj-1 （ただし、ｊ＝１〜Ｎ−１） …（４）
【００１５】したがって、｛ｑj｝は、｛１，７，１
１，１３，１７，１９，２３，２９，３１，３７｝とな
り、｛ｐPIP(j)｝は、｛３７，３１，２９，２３，１
９，１７，１３，１１，７，１｝（ただし、ＰＩＰ＝Ｎ
−１〜０）となる。
１，１３，１７，１９，２３，２９，３１，３７｝とな
り、｛ｐPIP(j)｝は、｛３７，３１，２９，２３，１
９，１７，１３，１１，７，１｝（ただし、ＰＩＰ＝Ｎ
−１〜０）となる。
【００１６】図１６は、この飛ばし読みパターン：ｐ
PIP(j)に基づいてマッピングパターンＣ（ｉ）をそれぞ
れ飛ばし読みした結果、すなわち、各飛ばし読みパター
ンを用いて各行を並べ替えた結果、を示す図である。
PIP(j)に基づいてマッピングパターンＣ（ｉ）をそれぞ
れ飛ばし読みした結果、すなわち、各飛ばし読みパター
ンを用いて各行を並べ替えた結果、を示す図である。
【００１７】そして、図１７は、上記並び替え後のマッ
ピングパターンに、インタリーブ長：Ｌturbo＝５１２
ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示
す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝
を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデー
タ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２
１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行
目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３
１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝
を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目に
データ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングす
る。
ピングパターンに、インタリーブ長：Ｌturbo＝５１２
ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示
す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝
を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデー
タ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２
１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行
目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３
１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝
を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目に
データ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングす
る。
【００１８】最後に、図１８は、最終的な並べ替えパタ
ーンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがっ
て、図１８のデータ配列に示すような行間の入れ替えを
行い、最終的な並べ替えパターンを生成する（ここで
は、各行の順番を逆にしている）。そして、ＰＩＬで
は、生成した並べ替えパターンを、列単位、すなわち、
縦に読み出す。
ーンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがっ
て、図１８のデータ配列に示すような行間の入れ替えを
行い、最終的な並べ替えパターンを生成する（ここで
は、各行の順番を逆にしている）。そして、ＰＩＬで
は、生成した並べ替えパターンを、列単位、すなわち、
縦に読み出す。
【００１９】このように、インタリーバとしてＰＩＬを
用いることで、広範囲なインタリーブ長（たとえば、Ｌ
turbo＝２５７〜８１９２ｂｉｔ）において、良好な重
み分布となる符号語を生成するターボ符号を、提供する
ことが可能となる。
用いることで、広範囲なインタリーブ長（たとえば、Ｌ
turbo＝２５７〜８１９２ｂｉｔ）において、良好な重
み分布となる符号語を生成するターボ符号を、提供する
ことが可能となる。
【００２０】図１９は、上記ＰＩＬを含む従来のターボ
符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビッ
トエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、
ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。
たとえば、図１９のようにＢＥＲを用いてターボ符号の
性能を判断する場合、ターボ符号後の「最小ハミング重
み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与え
る。具体的にいうと、最小ハミング重みが小さいと、エ
ラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）の
ＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。
符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビッ
トエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、
ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。
たとえば、図１９のようにＢＥＲを用いてターボ符号の
性能を判断する場合、ターボ符号後の「最小ハミング重
み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与え
る。具体的にいうと、最小ハミング重みが小さいと、エ
ラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）の
ＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。
【００２１】なお、最小ハミング重みとは、たとえば、
図１４に示す系列（ｘ1，ｘ2，ｘ3）のとりうる各パタ
ーンの、‘１’の個数の最小値のことをいう。したがっ
て、たとえば、 ｘ1＝…００１００１０００００… ｘ2＝…０００１０１０００００… ｘ3＝…０００１０１０１０００… という符号語が、‘１’の個数の最小値を示すパターン
の場合、このターボ符号器の最小ハミング重みは、ｗ
min＝７となる。ただし、ｘ1は、エンコーダの入力デー
タ系列を表し、ｘ2、ｘ3はエンコーダからの出力データ
系列を表す。
図１４に示す系列（ｘ1，ｘ2，ｘ3）のとりうる各パタ
ーンの、‘１’の個数の最小値のことをいう。したがっ
て、たとえば、 ｘ1＝…００１００１０００００… ｘ2＝…０００１０１０００００… ｘ3＝…０００１０１０１０００… という符号語が、‘１’の個数の最小値を示すパターン
の場合、このターボ符号器の最小ハミング重みは、ｗ
min＝７となる。ただし、ｘ1は、エンコーダの入力デー
タ系列を表し、ｘ2、ｘ3はエンコーダからの出力データ
系列を表す。
【００２２】このように、従来の通信装置においては、
誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することによ
り、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなる
ような場合においても、音声伝送やデータ伝送における
伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の
畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することによ
り、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなる
ような場合においても、音声伝送やデータ伝送における
伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の
畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。
【００２３】また、従来の通信装置においては、すべて
の入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列があ
る場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を
実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信
号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体
的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットの
すべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンス
タレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビッ
トのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
の入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列があ
る場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を
実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信
号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体
的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットの
すべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンス
タレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビッ
トのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
ターボ符号を採用する従来の通信装置においては、たと
えば、図１４（ｂ）に示す従来のターボ符号器で用いら
れているエンコーダ（再帰的組織畳込み符号化器に相
当）およびインタリーバに改善の余地があり、このよう
な従来のエンコーダおよびインタリーバを用いたターボ
符号化が、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を得ているとはいえない、という
問題があった。
ターボ符号を採用する従来の通信装置においては、たと
えば、図１４（ｂ）に示す従来のターボ符号器で用いら
れているエンコーダ（再帰的組織畳込み符号化器に相
当）およびインタリーバに改善の余地があり、このよう
な従来のエンコーダおよびインタリーバを用いたターボ
符号化が、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を得ているとはいえない、という
問題があった。
【００２５】また、上記従来のターボ符号器は、１系統
の情報ビット系列に特化したものであり、２系統の情報
ビット系列には対応していない、という問題があった。
の情報ビット系列に特化したものであり、２系統の情報
ビット系列には対応していない、という問題があった。
【００２６】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さ
らに、従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向上を実
現可能な通信装置、および通信方法を得ることを目的と
する。
って、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さ
らに、従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向上を実
現可能な通信装置、および通信方法を得ることを目的と
する。
【００２７】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっ
ては、２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１
の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化
器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込
み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的
組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用
し、さらに、前記ターボ符号器は、「Ｍ（横軸：素数）
＝２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝２m＋１」の入力
バッファ内に前記情報ビット系列を格納し（ｍは整
数）、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビ
ットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトする
ことで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さら
に、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に
最小値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパター
ンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパ
ターンを生成し、前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、
インタリーブ長の情報ビット系列をマッピングし、前記
マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出し、前
記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して出力するイ
ンタリーバ、を備えることを特徴とする。
目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっ
ては、２系統の情報ビット系列を畳込み符号化して第１
の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化
器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系列を畳込
み符号化して第２の冗長データを出力する第２の再帰的
組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器を採用
し、さらに、前記ターボ符号器は、「Ｍ（横軸：素数）
＝２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然数）＝２m＋１」の入力
バッファ内に前記情報ビット系列を格納し（ｍは整
数）、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビ
ットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトする
ことで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さら
に、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に
最小値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパター
ンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパ
ターンを生成し、前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、
インタリーブ長の情報ビット系列をマッピングし、前記
マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出し、前
記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して出力するイ
ンタリーバ、を備えることを特徴とする。
【００２８】つぎの発明にかかる通信装置において、前
記インタリーバは、前記２系統の情報ビット系列を入力
バッファに格納する場合、それらの信号点間距離が０と
ならないように、少なくともいずれか一方の行を入れ替
えることを特徴とする。
記インタリーバは、前記２系統の情報ビット系列を入力
バッファに格納する場合、それらの信号点間距離が０と
ならないように、少なくともいずれか一方の行を入れ替
えることを特徴とする。
【００２９】つぎの発明にかかる通信装置において、前
記インタリーバは、前記（Ｍ−１）種類のランダム系列
として、（Ｍ−１）×（Ｎ−１）のバッファ内でラテン
スクエアパターンを形成することを特徴とする。
記インタリーバは、前記（Ｍ−１）種類のランダム系列
として、（Ｍ−１）×（Ｎ−１）のバッファ内でラテン
スクエアパターンを形成することを特徴とする。
【００３０】つぎの発明にかかる通信装置において、前
記インタリーバは、「Ｎ（縦軸：自然数）≧２m＋１」
を満たすように、Ｎを決定することを特徴とする。
記インタリーバは、「Ｎ（縦軸：自然数）≧２m＋１」
を満たすように、Ｎを決定することを特徴とする。
【００３１】つぎの発明にかかる通信装置において、前
記インタリーバは、前記素数（Ｍ−１）種類のランダム
系列におけるすべての行の先頭に、最大値をマッピング
し、かつＮ行目のマッピングパターンを１行目と同一と
することで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成するこ
とを特徴とする。
記インタリーバは、前記素数（Ｍ−１）種類のランダム
系列におけるすべての行の先頭に、最大値をマッピング
し、かつＮ行目のマッピングパターンを１行目と同一と
することで、Ｍ×Ｎのマッピングパターンを生成するこ
とを特徴とする。
【００３２】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
ターボ符号器内で２系統の情報ビット系列の並べ替えを
行い、たとえば、「Ｍ（横軸：素数）＝２m＋１」×
「Ｎ（縦軸：自然数）＝２m＋１」の入力バッファ内に
前記情報ビット系列を格納するビット系列格納ステップ
と、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビッ
トのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトするこ
とで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さら
に、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に
最小値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパター
ンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパ
ターンを生成するマッピングパターン生成ステップと、
前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーブ長の
情報ビット系列をマッピングするマッピングステップ
と、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み
出すビット系列読み出しステップと、を含むことを特徴
とする。
ターボ符号器内で２系統の情報ビット系列の並べ替えを
行い、たとえば、「Ｍ（横軸：素数）＝２m＋１」×
「Ｎ（縦軸：自然数）＝２m＋１」の入力バッファ内に
前記情報ビット系列を格納するビット系列格納ステップ
と、前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビッ
トのランダム系列を行単位に１ビットずつシフトするこ
とで、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さら
に、すべてのランダム系列における各行のＭビット目に
最小値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパター
ンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパ
ターンを生成するマッピングパターン生成ステップと、
前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーブ長の
情報ビット系列をマッピングするマッピングステップ
と、前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み
出すビット系列読み出しステップと、を含むことを特徴
とする。
【００３３】つぎの発明にかかる通信方法において、前
記ビット系列格納ステップにあっては、前記２系統の情
報ビット系列を入力バッファに格納する場合、それらの
信号点間距離が０とならないように、少なくともいずれ
か一方の行を入れ替えることを特徴とする。
記ビット系列格納ステップにあっては、前記２系統の情
報ビット系列を入力バッファに格納する場合、それらの
信号点間距離が０とならないように、少なくともいずれ
か一方の行を入れ替えることを特徴とする。
【００３４】つぎの発明にかかる通信方法において、前
記マッピングパターン生成ステップにあっては、前記
（Ｍ−１）種類のランダム系列として、（Ｍ−１）×
（Ｎ−１）のバッファ内でラテンスクエアパターンを形
成することを特徴とする。
記マッピングパターン生成ステップにあっては、前記
（Ｍ−１）種類のランダム系列として、（Ｍ−１）×
（Ｎ−１）のバッファ内でラテンスクエアパターンを形
成することを特徴とする。
【００３５】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
さらに、「Ｎ（縦軸：自然数）≧２ m＋１」を満たすよ
うに、Ｎを決定することを特徴とする。
さらに、「Ｎ（縦軸：自然数）≧２ m＋１」を満たすよ
うに、Ｎを決定することを特徴とする。
【００３６】つぎの発明にかかる通信方法において、前
記マッピングパターン生成ステップにあっては、前記素
数（Ｍ−１）種類のランダム系列におけるすべての行の
先頭に、最大値をマッピングし、かつＮ行目のマッピン
グパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッ
ピングパターンを生成することを特徴とする。
記マッピングパターン生成ステップにあっては、前記素
数（Ｍ−１）種類のランダム系列におけるすべての行の
先頭に、最大値をマッピングし、かつＮ行目のマッピン
グパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッ
ピングパターンを生成することを特徴とする。
【００３７】
【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる通信装置
の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、
この実施の形態によりこの発明が限定されるものではな
い。
の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、
この実施の形態によりこの発明が限定されるものではな
い。
【００３８】実施の形態１．図１は、本発明にかかる通
信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復
号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモ
ン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であ
り、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号
器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態に
おける復号器の構成を示す図である。
信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復
号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモ
ン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であ
り、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号
器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態に
おける復号器の構成を示す図である。
【００３９】本実施の形態における通信装置において
は、上記符号器および復号器の両方の構成を備えること
とし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、
データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得
る。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、上
記両方の構成を備えることとしたが、たとえば、２つの
うちの符号器だけを備える送信機を想定することとして
もよいし、一方、復号器だけを備える受信機を想定する
こととしてもよい。
は、上記符号器および復号器の両方の構成を備えること
とし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、
データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得
る。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、上
記両方の構成を備えることとしたが、たとえば、２つの
うちの符号器だけを備える送信機を想定することとして
もよいし、一方、復号器だけを備える受信機を想定する
こととしてもよい。
【００４０】また、図１（ａ）の符号器において、１は
誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによりシ
ャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器
であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビットの情
報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと２ビ
ットの冗長ビットとを出力する。さらに、ここでは、受
信側において各情報ビットに対する訂正能力が均一にな
るように、各冗長ビットを生成する。
誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによりシ
ャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器
であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビットの情
報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと２ビ
ットの冗長ビットとを出力する。さらに、ここでは、受
信側において各情報ビットに対する訂正能力が均一にな
るように、各冗長ビットを生成する。
【００４１】一方、図１（ｂ）の復号器において、１１
は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙa
に相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であ
り、１２および１６は加算器であり、１３および１４は
インタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の
受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算
出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであ
り、１８は第１の復号器１１の出力を判定して元の情報
ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１
９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報
ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２
０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット
系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリ
ードソロモン符号を復号してさらに精度の高い情報ビッ
ト系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２は
Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定
して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定
器である。
は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙa
に相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であ
り、１２および１６は加算器であり、１３および１４は
インタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の
受信信号：ｙ2，ｙ1，ｙbに相当）から対数尤度比を算
出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであ
り、１８は第１の復号器１１の出力を判定して元の情報
ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１
９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報
ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２
０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット
系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリ
ードソロモン符号を復号してさらに精度の高い情報ビッ
ト系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２は
Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ3，ｙ4…に相当）を硬判定
して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定
器である。
【００４２】ここで、上記符号器および復号器の動作を
説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図
面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Disc
reteMulti Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行
う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線
を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行
うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通
信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subs
criber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。
なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において
標準化されている。以降、本実施の形態の説明について
は、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用
いることとする。
説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図
面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Disc
reteMulti Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行
う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線
を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行
うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通
信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subs
criber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。
なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において
標準化されている。以降、本実施の形態の説明について
は、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用
いることとする。
【００４３】図２は、本発明にかかる通信装置の送信系
の構成を示す図である。図２において、送信系では、送
信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図
示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重
化された送信データに対してサイクリックリダンダンシ
ィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相
当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さら
に、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相
当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクラ
ンブル処理を行う。
の構成を示す図である。図２において、送信系では、送
信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図
示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重
化された送信データに対してサイクリックリダンダンシ
ィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相
当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さら
に、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相
当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクラ
ンブル処理を行う。
【００４４】なお、マルチプレックス／シンクコントロ
ール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには
２つの経路があり、一つはインタリーバ（INTERLEAVE）
４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interl
eaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリ
ーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data
Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行
うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大き
くなる。
ール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには
２つの経路があり、一つはインタリーバ（INTERLEAVE）
４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interl
eaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリ
ーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data
Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行
うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大き
くなる。
【００４５】その後、送信データは、レートコンバータ
（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバ
ート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERRING
に相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そし
て、トーンオーダリング処理後の送信データに基づい
て、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にて
コンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変
換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）
５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバ
ート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERRING
に相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そし
て、トーンオーダリング処理後の送信データに基づい
て、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にて
コンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変
換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）
５１にて逆高速フーリエ変換を行う。
【００４６】最後に、インプットパラレル／シリアルバ
ッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２に
てフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに
変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナロ
グコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５
３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィル
タリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信
する。
ッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２に
てフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに
変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナロ
グコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５
３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィル
タリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信
する。
【００４７】図３は、本発明にかかる通信装置の受信系
の構成を示す図である。図３において、受信系では、受
信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセ
ッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のAN
ALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタ
リング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に
変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４
２にて時間領域の適応等化処理を行う。
の構成を示す図である。図３において、受信系では、受
信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセ
ッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のAN
ALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタ
リング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に
変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４
２にて時間領域の適応等化処理を行う。
【００４８】時間領域の適応等化処理が実行されたデー
タについては、インプットシリアル／パラレルバッファ
（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にて
シリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパ
ラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast
Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変
換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに
相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
タについては、インプットシリアル／パラレルバッファ
（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にて
シリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパ
ラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast
Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変
換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに
相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。
【００４９】そして、周波数領域の適応等化処理が実行
されたデータについては、コンスタレーションデコーダ
／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GA
IN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング
（TONE ORDERINGに相当）１４７にて行われる復号処理
（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、
シリアルデータに変換される。その後、レートコンバー
タ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレー
トコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相
当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラ
ーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２
によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサ
イクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundanc
y checkに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等
の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコ
ントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信デ
ータが再生される。
されたデータについては、コンスタレーションデコーダ
／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GA
IN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング
（TONE ORDERINGに相当）１４７にて行われる復号処理
（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、
シリアルデータに変換される。その後、レートコンバー
タ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレー
トコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相
当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラ
ーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２
によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサ
イクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundanc
y checkに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等
の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコ
ントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信デ
ータが再生される。
【００５０】上記に示すような通信装置においては、受
信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この
２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの
経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および
高レートのデータ通信を実現可能としている。
信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この
２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの
経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および
高レートのデータ通信を実現可能としている。
【００５１】なお、上記のように構成される通信装置に
おいては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系にお
けるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上
記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲイン
スケーリング１４６に位置付けられる。
おいては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系にお
けるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上
記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲイン
スケーリング１４６に位置付けられる。
【００５２】以下、本実施の形態における符号器（送信
系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって
詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作
について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交
振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulatio
n）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。ま
た、本実施の形態の符号器においては、すべての入力デ
ータ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来
技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビット
の入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の
上位ビットについては入力データをそのままの状態で出
力する。
系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって
詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作
について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交
振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulatio
n）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。ま
た、本実施の形態の符号器においては、すべての入力デ
ータ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来
技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビット
の入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の
上位ビットについては入力データをそのままの状態で出
力する。
【００５３】ここで、下位２ビットの入力データについ
てのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４
は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、
詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keyi
ng）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式
の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点
配置である。
てのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４
は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、
詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keyi
ng）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式
の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点
配置である。
【００５４】たとえば、上記すべての変調方式の信号点
配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場
合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列
（送信データ）として最も確からしいデータを推定す
る。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を
送信データとして判定することになる。しかしながら、
このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着
目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相
当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビ
ットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）で
あることがわかる。そこで、本実施の形態においては、
特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、
信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対し
て、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、
受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の
低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で
出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場
合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列
（送信データ）として最も確からしいデータを推定す
る。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を
送信データとして判定することになる。しかしながら、
このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着
目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相
当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビ
ットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）で
あることがわかる。そこで、本実施の形態においては、
特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、
信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対し
て、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、
受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の
低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で
出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。
【００５５】これにより、本実施の形態においては、多
値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させるこ
とができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対しての
みターボ符号化を実施するため、すべてのビットをター
ボ符号化の対象とする従来技術と比較して、演算量を大
幅に削減することができる。
値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させるこ
とができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対しての
みターボ符号化を実施するため、すべてのビットをター
ボ符号化の対象とする従来技術と比較して、演算量を大
幅に削減することができる。
【００５６】続いて、入力された下位２ビットの送信デ
ータ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１
（ａ）に示すターボ符号器１の動作について説明する。
たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成を示す図であ
り、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１のブロック
構成を示す図であり、図５（ｂ）が再帰的組織畳込み符
号器の回路構成の一例を示す図である。なお、ここで
は、再帰的組織畳込み符号器として図５（ｂ）の構成を
用いることとしたが、これに限らず、たとえば、従来と
同一の再帰的組織畳込み符号器や、その他の既知の再帰
的組織畳込み符号器を用いることとしてもよい。
ータ：ｕ1，ｕ2に対してターボ符号化を実施する、図１
（ａ）に示すターボ符号器１の動作について説明する。
たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成を示す図であ
り、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１のブロック
構成を示す図であり、図５（ｂ）が再帰的組織畳込み符
号器の回路構成の一例を示す図である。なお、ここで
は、再帰的組織畳込み符号器として図５（ｂ）の構成を
用いることとしたが、これに限らず、たとえば、従来と
同一の再帰的組織畳込み符号器や、その他の既知の再帰
的組織畳込み符号器を用いることとしてもよい。
【００５７】図５（ａ）において、３１は情報ビット系
列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して
冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符
号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、
３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込
み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的
組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時
に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み
符号化器３１の処理により送信データ：ｕ1，ｕ2を符号
化した冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符
号化器３４の処理によりインタリーブ処理後のデータ：
ｕ1t，ｕ2tを符号化した（他のデータとは時刻の異な
る）冗長データ：ｕbと、を出力する。
列に相当する送信データ：ｕ1，ｕ2を畳込み符号化して
冗長データ：ｕaを出力する第１の再帰的組織畳込み符
号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、
３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ1t，ｕ2tを畳込
み符号化して冗長データ：ｕbを出力する第２の再帰的
組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時
に、送信データ：ｕ1，ｕ2と、第１の再帰的組織畳込み
符号化器３１の処理により送信データ：ｕ1，ｕ2を符号
化した冗長データ：ｕaと、第２の再帰的組織畳込み符
号化器３４の処理によりインタリーブ処理後のデータ：
ｕ1t，ｕ2tを符号化した（他のデータとは時刻の異な
る）冗長データ：ｕbと、を出力する。
【００５８】また、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み
符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器で
あり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。
この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加
算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデー
タ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕ
a（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の
加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデ
ータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段
目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（また
はデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：
ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加
算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデー
タ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）
と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長デー
タ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最
終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（ま
たはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最
終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力す
る。
符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器で
あり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。
この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加
算器６５が、入力される送信データ：ｕ2（またはデー
タ：ｕ1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕ
a（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、２段目の
加算器６６が、入力される送信データ：ｕ1（またはデ
ータ：ｕ2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段
目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ1（また
はデータ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：
ｕ1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加
算器６８が、入力される送信データ：ｕ1（またはデー
タ：ｕ2t）と送信データ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）
と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長デー
タ：ｕa（または冗長データ：ｕb）とを加算出力し、最
終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ2（ま
たはデータ：ｕ1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最
終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を出力す
る。
【００５９】そして、ターボ符号器１においては、冗長
データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1
とｕ2の推定精度が、均一になるように、各冗長ビット
における重みに偏りが発生しないようにしている。すな
わち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するた
めに、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６
８，６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実
施後のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化
器３４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信
データ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１
における加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施
後のデータ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器
３４における加算器６５，６７，６８，６９に入力する
ことで、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系
列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしてい
る。
データ：ｕa，ｕbを用いた受信側での送信データ：ｕ1
とｕ2の推定精度が、均一になるように、各冗長ビット
における重みに偏りが発生しないようにしている。すな
わち、送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度を均一化するた
めに、たとえば、送信データ：ｕ2を、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６
８，６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実
施後のデータ：ｕ2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化
器３４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信
データ：ｕ1を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１
における加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施
後のデータ：ｕ1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器
３４における加算器６５，６７，６８，６９に入力する
ことで、送信データ：ｕ1の系列と送信データ：ｕ2の系
列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしてい
る。
【００６０】このように、図１（ａ）に示す符号器を用
いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的
なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させること
が可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力
と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化
器３４との間で入れ替えることにより、受信側における
送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能とな
る。
いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的
なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させること
が可能となり、さらに、送信データ：ｕ1の系列の入力
と送信データ：ｕ2の系列の入力とを、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化
器３４との間で入れ替えることにより、受信側における
送信データ：ｕ1とｕ2の推定精度の均一化が可能とな
る。
【００６１】なお、図６は、図５（ｂ）の再帰的組織畳
込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み
符号化器の一例を示す図である。したがって、図５
（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を、図６の回路
構成に置き換えた場合においても、上記と同様の効果が
得られる。
込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み
符号化器の一例を示す図である。したがって、図５
（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を、図６の回路
構成に置き換えた場合においても、上記と同様の効果が
得られる。
【００６２】図６に示す再帰的組織畳込み符号化器にお
いて、７１，７２，７３，７４は遅延器であり、７５，
７６，７７，７８は加算器である。この再帰的組織畳込
み符号化器は、１段目の加算器７５が、入力される送信
データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７１の出
力とを加算出力し、２段目の加算器７６が、入力される
送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信デー
タ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７２の出力と
を加算出力し、３段目の加算器７７が、入力される送信
データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７３の出
力とフィードバックされた遅延器７４の出力とを加算出
力し、最終段の加算器７８が、入力される送信データ：
ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７４の出力とを加
算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を
出力する。
いて、７１，７２，７３，７４は遅延器であり、７５，
７６，７７，７８は加算器である。この再帰的組織畳込
み符号化器は、１段目の加算器７５が、入力される送信
データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７１の出
力とを加算出力し、２段目の加算器７６が、入力される
送信データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と送信デー
タ：ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７２の出力と
を加算出力し、３段目の加算器７７が、入力される送信
データ：ｕ1（またはデータ：ｕ2t）と遅延器７３の出
力とフィードバックされた遅延器７４の出力とを加算出
力し、最終段の加算器７８が、入力される送信データ：
ｕ2（またはデータ：ｕ1t）と遅延器７４の出力とを加
算し、最終的に冗長データ：ｕa（冗長データ：ｕb）を
出力する。
【００６３】つぎに、図１（ｂ）に示す復号器の動作に
ついて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振
幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を
採用する場合について説明する。また、本実施の形態の
復号器においては、受信データの下位２ビットに対して
ターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推
定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の
判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを
推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，
ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ
3，ｕ2，ｕ1，ｕ a，ｕbに伝送路のノイズやフェージン
グの影響を与えた信号である。
ついて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振
幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を
採用する場合について説明する。また、本実施の形態の
復号器においては、受信データの下位２ビットに対して
ターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推
定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の
判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを
推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ4，ｙ3，ｙ2，
ｙ1，ｙa，ｙbは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ4，ｕ
3，ｕ2，ｕ1，ｕ a，ｕbに伝送路のノイズやフェージン
グの影響を与えた信号である。
【００６４】まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙa，
ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１
が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これら
の受信信号から推定される情報ビット（元の送信デー
タ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度
比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻
を表す）。すなわち、ここでは、ｕ2kが０である確率に
対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対
するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。な
お、以降の説明では、ｕ1k，ｕ2kのことを単にｕkと呼
び、ｕ1k´，ｕ2k´のことを単にｕk´と呼ぶ。
ｙbを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１
が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ2，ｙ1，ｙaを抽出し、これら
の受信信号から推定される情報ビット（元の送信デー
タ：ｕ1k，ｕ2kに相当）：ｕ1k´，ｕ2k´の対数尤度
比：Ｌ（ｕ1k´），Ｌ（ｕ2k´）を算出する（ｋは時刻
を表す）。すなわち、ここでは、ｕ2kが０である確率に
対するｕ2kが１である確率と、ｕ1kが０である確率に対
するｕ1kが１である確率と、を求めることとなる。な
お、以降の説明では、ｕ1k，ｕ2kのことを単にｕkと呼
び、ｕ1k´，ｕ2k´のことを単にｕk´と呼ぶ。
【００６５】ただし、図１（ｂ）において、Ｌｅ
（ｕk）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕk）は１つ前の外部
情報である事前情報を表す。また、対数尤度比を算出す
る復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号
器（ＭＡＰアルゴリズム：MaximumA-Posteriori）が用
いられることとが多いが、たとえば、既知のビタビ復号
器を用いることとしてもよい。
（ｕk）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕk）は１つ前の外部
情報である事前情報を表す。また、対数尤度比を算出す
る復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号
器（ＭＡＰアルゴリズム：MaximumA-Posteriori）が用
いられることとが多いが、たとえば、既知のビタビ復号
器を用いることとしてもよい。
【００６６】つぎに、加算器１２では、前記算出結果で
ある対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情
報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。ただし、１回目の復号に
おいては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ
k）＝０である。
ある対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情
報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。ただし、１回目の復号に
おいては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ
k）＝０である。
【００６７】つぎに、インタリーバ１３および１４で
は、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕk）に対して
信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５で
は、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、およ
び先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕk）に基づい
て、対数尤度比：Ｌ（ｕk´）を算出する。
は、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕk）に対して
信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５で
は、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、およ
び先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕk）に基づい
て、対数尤度比：Ｌ（ｕk´）を算出する。
【００６８】その後、加算器１６では、加算器１２と同
様に、外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。このとき、
デインタリーバ１７にて並べ替えられた外部情報は、事
前情報：Ｌａ（ｕk）として、前記第１の復号器１１に
フィードバックされる。
様に、外部情報：Ｌｅ（ｕk）を算出する。このとき、
デインタリーバ１７にて並べ替えられた外部情報は、事
前情報：Ｌａ（ｕk）として、前記第１の復号器１１に
フィードバックされる。
【００６９】そして、上記ターボ復号器では、上記処理
を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り
返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を
算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器
２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、
もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえ
ば、対数尤度比が“Ｌ（ｕk´）＞０”であれば、推定
情報ビット：ｕk´を１と判定し、“Ｌ（ｕk´）≦０”
であれば、推定情報ビット：ｕk´を０と判定する。な
お、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…につい
ては、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り
返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を
算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器
２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、
もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえ
ば、対数尤度比が“Ｌ（ｕk´）＞０”であれば、推定
情報ビット：ｕk´を１と判定し、“Ｌ（ｕk´）≦０”
であれば、推定情報ビット：ｕk´を０と判定する。な
お、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ3，ｙ4…につい
ては、第３の判定器２２を用いて硬判定される。
【００７０】最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および
第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソ
ロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度
がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り
返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を
用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データ
の誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出
力する。
第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソ
ロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度
がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り
返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を
用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データ
の誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出
力する。
【００７１】ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および
第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推
定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体
例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、
たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０に
てもとの送信データが推定される毎に、対応する第１の
Ｒ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１
が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ
／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でター
ボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、
リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信
データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信デー
タを出力する。
第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推
定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体
例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、
たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０に
てもとの送信データが推定される毎に、対応する第１の
Ｒ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１
が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ
／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でター
ボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、
リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信
データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信デー
タを出力する。
【００７２】また、第２の方法としては、第１の判定器
１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推
定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、ま
たは第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェ
ックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」
と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理
を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記
推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推
定精度の高い送信データを出力する。
１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推
定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、ま
たは第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェ
ックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」
と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理
を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記
推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推
定精度の高い送信データを出力する。
【００７３】また、第３の方法としては、上記第１およ
び第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、
繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてし
まうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた
所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット
誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用
いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行
い、より推定精度の高い送信データを出力する。
び第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、
繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてし
まうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた
所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット
誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用
いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行
い、より推定精度の高い送信データを出力する。
【００７４】このように、図１（ｂ）に示す復号器を用
いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレー
ションが増大する場合においても、特性劣化の可能性が
ある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリー
ドソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号
器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定
を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定
処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可
能となる。
いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレー
ションが増大する場合においても、特性劣化の可能性が
ある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリー
ドソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号
器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定
を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定
処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可
能となる。
【００７５】また、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第
２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定する
ことにより、イテレーション回数を低減することがで
き、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさら
に削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバ
ースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボ
ル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモ
ン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた
伝送特性が得られることが一般的に知られている。
２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定する
ことにより、イテレーション回数を低減することがで
き、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさら
に削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバ
ースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボ
ル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモ
ン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた
伝送特性が得られることが一般的に知られている。
【００７６】つぎに、本発明のターボ符号器を用いて送
信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラーレー
ト）特性と、従来のターボ符号器を用いて送信データを
復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較する。図７は、両
者のＢＥＲ特性を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用
いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号後の
「最小ハミング重み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに
対して影響を与える。すなわち、最小ハミング重みが小
さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかにな
る領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られてい
る。このように、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフ
ロア領域では、最小ハミング重み：ｗminが、最もＢＥ
Ｒ特性に影響を与える。そこで、ここでは、各符号器の
性能比較の指標として、ターボ符号語の最小ハミング重
みを採用した。
信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラーレー
ト）特性と、従来のターボ符号器を用いて送信データを
復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較する。図７は、両
者のＢＥＲ特性を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用
いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号後の
「最小ハミング重み：ｗmin」が、高ＳＮＲのＢＥＲに
対して影響を与える。すなわち、最小ハミング重みが小
さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかにな
る領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られてい
る。このように、高Ｅb／Ｎo領域、すなわち、エラーフ
ロア領域では、最小ハミング重み：ｗminが、最もＢＥ
Ｒ特性に影響を与える。そこで、ここでは、各符号器の
性能比較の指標として、ターボ符号語の最小ハミング重
みを採用した。
【００７７】また、図８は、ある特定のインタリーバを
採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハ
ミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング
重みとを示す図である。この最小ハミング重みは、入力
される情報ビット系列のハミング重みが‘２’および
‘３’であるものを全パターンにわたってターボ符号化
し、その後、その符号化された系列のハミング重みを求
め、その中の最小値を示したものである。
採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハ
ミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング
重みとを示す図である。この最小ハミング重みは、入力
される情報ビット系列のハミング重みが‘２’および
‘３’であるものを全パターンにわたってターボ符号化
し、その後、その符号化された系列のハミング重みを求
め、その中の最小値を示したものである。
【００７８】図７および図８における比較検討結果か
ら、最小ハミング重みが大きく、エラーフロア領域のＢ
ＥＲ特性が低い、図１に示すターボ符号器の性能の方
が、従来技術より明らかに優れているといえる。
ら、最小ハミング重みが大きく、エラーフロア領域のＢ
ＥＲ特性が低い、図１に示すターボ符号器の性能の方
が、従来技術より明らかに優れているといえる。
【００７９】このように、ターボ符号器１で使用する再
帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、
図５（ｂ）および図６に示すような、送信データのいず
れか一方の系列を最終段の加算器に入力する形を採用す
ることで、送信データの影響を冗長データに対してより
強く反映させることができるようになる。すなわち、受
信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向
上させることができる。
帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、
図５（ｂ）および図６に示すような、送信データのいず
れか一方の系列を最終段の加算器に入力する形を採用す
ることで、送信データの影響を冗長データに対してより
強く反映させることができるようになる。すなわち、受
信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向
上させることができる。
【００８０】以上、ここまでの説明では、従来のターボ
符号器と図１に示すターボ符号器との両方で、同一のイ
ンタリーバを用いることを前提とし、再帰的組織畳込み
符号化器の違いにより、受信側における復調特性を向上
させた。以降の説明では、本実施の形態にかかるインタ
リーバを用いることで、さらに、受信側における復調特
性を大幅に向上させ、シャノン限界に近い最適な伝送特
性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。
符号器と図１に示すターボ符号器との両方で、同一のイ
ンタリーバを用いることを前提とし、再帰的組織畳込み
符号化器の違いにより、受信側における復調特性を向上
させた。以降の説明では、本実施の形態にかかるインタ
リーバを用いることで、さらに、受信側における復調特
性を大幅に向上させ、シャノン限界に近い最適な伝送特
性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。
【００８１】たとえば、図９，図１０，図１１，図１
２，および図１３は、図５（ａ）に示すターボ符号器で
用いられるインタリーバ３２，３３の処理を示す図であ
る。具体的にいうと、図９は、図５（ａ）におけるイン
タリーバ３２内のｕ１入力バッファの配列を示す図であ
り、図１０は、インタリーバ３３内のｕ２入力バッファ
の配列を示す図であり、図１１は、行単位の並べ替えパ
ターンを示す図であり、図１２は、並び替えパターンに
入力データ系列：ｕ１をマッピングした場合のデータ配
列を示す図であり、図１３は、並び替えパターンに入力
データ系列：ｕ２をマッピングした場合のデータ配列を
示す図である。
２，および図１３は、図５（ａ）に示すターボ符号器で
用いられるインタリーバ３２，３３の処理を示す図であ
る。具体的にいうと、図９は、図５（ａ）におけるイン
タリーバ３２内のｕ１入力バッファの配列を示す図であ
り、図１０は、インタリーバ３３内のｕ２入力バッファ
の配列を示す図であり、図１１は、行単位の並べ替えパ
ターンを示す図であり、図１２は、並び替えパターンに
入力データ系列：ｕ１をマッピングした場合のデータ配
列を示す図であり、図１３は、並び替えパターンに入力
データ系列：ｕ２をマッピングした場合のデータ配列を
示す図である。
【００８２】ここで、図示のようにビットの並べ替えを
行うインタリーバ３２，３３を用いて、情報ビット系列
をランダムに入れ替える処理について説明する。なお、
インタリーバ以外の構成については、前述と同様である
ため、同一の符号を付してその説明を省略する。
行うインタリーバ３２，３３を用いて、情報ビット系列
をランダムに入れ替える処理について説明する。なお、
インタリーバ以外の構成については、前述と同様である
ため、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００８３】本実施の形態のインタリーバは、以下の４
つの処理を行う。 １７（Ｍ：横軸）×１７（Ｎ：縦軸）の入力バッファ
（２８９ビット分）内に情報ビット系列を格納する（図
９、図１０参照）。 素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダム
系列を、行単位に、１列ずつ順に（左）シフトし、１６
種類のランダム系列を生成する。そして、すべてのラン
ダム系列の１７ビット目に０をマッピングし、１７行目
のマッピングパターンを１行目と同一とし、１７（Ｍ）
×１７（Ｎ）のマッピングパターンを生成する（図１１
参照）。 上記のように生成された１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマ
ッピングパターンに、インタリーブ長の情報ビット系列
をマッピングする（図１２、図１３参照）。 マッピングされた情報ビット系列を列単位に読み出
し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
つの処理を行う。 １７（Ｍ：横軸）×１７（Ｎ：縦軸）の入力バッファ
（２８９ビット分）内に情報ビット系列を格納する（図
９、図１０参照）。 素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダム
系列を、行単位に、１列ずつ順に（左）シフトし、１６
種類のランダム系列を生成する。そして、すべてのラン
ダム系列の１７ビット目に０をマッピングし、１７行目
のマッピングパターンを１行目と同一とし、１７（Ｍ）
×１７（Ｎ）のマッピングパターンを生成する（図１１
参照）。 上記のように生成された１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマ
ッピングパターンに、インタリーブ長の情報ビット系列
をマッピングする（図１２、図１３参照）。 マッピングされた情報ビット系列を列単位に読み出
し、各再帰的組織畳込み符号化器に対して出力する。
【００８４】以下、上記各処理の動作を詳細に説明す
る。まず、横軸のビット数をＭ＝１７かつ縦軸のビット
数をＮ＝１７とした理由、すなわち、マッピングパター
ンを１７ビットとした理由、について説明する。たとえ
ば、再帰的組織畳込み符号化器においては、遅延器（一
般的にはメモリと呼ばれる）の数によって、ある特定の
間隔で自己終結パターンが発生する。具体的に言うと、
情報ビット系列が２系統の場合には、最大２m−１間隔
で自己終結パターン（出力が無限に０となる入力パター
ン）が発生する。なお、ｍはメモリ数を表す。
る。まず、横軸のビット数をＭ＝１７かつ縦軸のビット
数をＮ＝１７とした理由、すなわち、マッピングパター
ンを１７ビットとした理由、について説明する。たとえ
ば、再帰的組織畳込み符号化器においては、遅延器（一
般的にはメモリと呼ばれる）の数によって、ある特定の
間隔で自己終結パターンが発生する。具体的に言うと、
情報ビット系列が２系統の場合には、最大２m−１間隔
で自己終結パターン（出力が無限に０となる入力パター
ン）が発生する。なお、ｍはメモリ数を表す。
【００８５】図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化
器を用いた場合には、たとえば、情報ビット系列：ｕ１
を｛１（１ビット目），０，０，０，０，０，０，０，
０，０，０，０，０，０，０，１（１６ビット目），…
（以降０と仮定する）｝、情報ビット系列：ｕ２をオー
ル０、とすると、自己終結パターンが発生し、１７ビッ
ト目以降、無限に０が出力され、受信機側における復調
特性が劣化する。
器を用いた場合には、たとえば、情報ビット系列：ｕ１
を｛１（１ビット目），０，０，０，０，０，０，０，
０，０，０，０，０，０，０，１（１６ビット目），…
（以降０と仮定する）｝、情報ビット系列：ｕ２をオー
ル０、とすると、自己終結パターンが発生し、１７ビッ
ト目以降、無限に０が出力され、受信機側における復調
特性が劣化する。
【００８６】そこで、本実施の形態においては、第１の
再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織
畳込み符号化器３４のいずれか一方で必ず自己終結パタ
ーンを回避できるように、ビットの並べ替えを行う。
再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組織
畳込み符号化器３４のいずれか一方で必ず自己終結パタ
ーンを回避できるように、ビットの並べ替えを行う。
【００８７】上記符号器のいずれか一方で自己終結パタ
ーンを回避するためには、入力バッファの横軸がＭ≧２
m＋１で、かつ行（Ｍ）と列（Ｎ）がともにランダムパ
ターンである必要があり、さらに、計算式（１）を用い
たランダムパターンを生成するためには、Ｍが素数であ
る必要があるため、本実施の形態においては、入力バッ
ファの横軸Ｍを、すなわち、マッピングパターンのビッ
ト数を、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」を満たす値とする。
また、通常、インタリーバでは、ランダムパターンを用
いて並べ替え後の情報ビット系列を、列単位に読み出す
という観点から、縦軸においても自己終結パターンを回
避する必要があるため、縦軸を「Ｎ≧２ m＋１（素数で
なくてもよい）」とした。したがって、図５（ｂ）に示
すような、遅延器が４個の再帰的組織畳込み符号化器を
用いた場合には、Ｍ≧１７の素数，Ｎ≧１７（本実施の
形態ではＭ＝１７，Ｎ＝１７）となる。
ーンを回避するためには、入力バッファの横軸がＭ≧２
m＋１で、かつ行（Ｍ）と列（Ｎ）がともにランダムパ
ターンである必要があり、さらに、計算式（１）を用い
たランダムパターンを生成するためには、Ｍが素数であ
る必要があるため、本実施の形態においては、入力バッ
ファの横軸Ｍを、すなわち、マッピングパターンのビッ
ト数を、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」を満たす値とする。
また、通常、インタリーバでは、ランダムパターンを用
いて並べ替え後の情報ビット系列を、列単位に読み出す
という観点から、縦軸においても自己終結パターンを回
避する必要があるため、縦軸を「Ｎ≧２ m＋１（素数で
なくてもよい）」とした。したがって、図５（ｂ）に示
すような、遅延器が４個の再帰的組織畳込み符号化器を
用いた場合には、Ｍ≧１７の素数，Ｎ≧１７（本実施の
形態ではＭ＝１７，Ｎ＝１７）となる。
【００８８】つぎに、インタリーバ３２および３３にお
いては、上記のように決定された１７（Ｍ）×１７
（Ｎ）の入力バッファ（２８９ビット分）内に情報ビッ
ト系列を格納する。このとき、本実施の形態のターボ符
号器には、２系統の情報ビット系列が入力されるので、
２系統の情報ビット系列の信号点間距離が０とならない
ように、たとえば、図９および図１０に示すように、少
なくともいずれか一方の行を入れ替える。具体的な入れ
替え方法としては、たとえば、情報ビット系列：ｕ１と
情報ビット系列：ｕ２との距離が１行〜１６行となる場
合のすべての信号間距離を求め、そして、この中から、
最適な伝送特性が得られるようなｕ１およびｕ２間の距
離を決定し、少なくともいずれか一方の行を入れ替え
る。
いては、上記のように決定された１７（Ｍ）×１７
（Ｎ）の入力バッファ（２８９ビット分）内に情報ビッ
ト系列を格納する。このとき、本実施の形態のターボ符
号器には、２系統の情報ビット系列が入力されるので、
２系統の情報ビット系列の信号点間距離が０とならない
ように、たとえば、図９および図１０に示すように、少
なくともいずれか一方の行を入れ替える。具体的な入れ
替え方法としては、たとえば、情報ビット系列：ｕ１と
情報ビット系列：ｕ２との距離が１行〜１６行となる場
合のすべての信号間距離を求め、そして、この中から、
最適な伝送特性が得られるようなｕ１およびｕ２間の距
離を決定し、少なくともいずれか一方の行を入れ替え
る。
【００８９】つぎに、インタリーバ３２および３３で
は、素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダ
ム系列を生成する。具体的にいうと、たとえば、インタ
リーブ長：Ｌturbo＝２８９ビット，Ｎ＝１７，Ｍ＝Ｐ
＝１７，原始根：ｇ0＝３とし、ランダムパターン（ラ
ンダム系列）：Ｃを、前述した式（１）を用いて作成す
る。その結果、ランダムパターンＣは，｛１，３，９，
１０，１３，５，１５，１１，１６，１４，８，７，
４，１２，２，６，｝となる。
は、素数を用いて生成された特定の１６ビットのランダ
ム系列を生成する。具体的にいうと、たとえば、インタ
リーブ長：Ｌturbo＝２８９ビット，Ｎ＝１７，Ｍ＝Ｐ
＝１７，原始根：ｇ0＝３とし、ランダムパターン（ラ
ンダム系列）：Ｃを、前述した式（１）を用いて作成す
る。その結果、ランダムパターンＣは，｛１，３，９，
１０，１３，５，１５，１１，１６，１４，８，７，
４，１２，２，６，｝となる。
【００９０】そして、図１１に示すように、ランダムパ
ターンを行単位に１ビットずつ順に（左）シフトし、１
６種類のランダム系列を生成する。具体的にいうと、ラ
テンスクエアパターン（１６×１６）を形成すること
で、すべての行と列がランダム系列となる。そして、１
６種類のランダム系列の１７ビット目に０をマッピング
することで、１７（Ｍ）×１６のマッピングパターンを
生成し、さらに、１７行目のマッピングパターンを１行
目と同一とすることで、１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッ
ピングパターンを生成する。これにより、擬似ランダム
パターンを生成するために計算式を複雑化した従来技術
と比較して、インタリーバを簡単な構成で実現できる。
ターンを行単位に１ビットずつ順に（左）シフトし、１
６種類のランダム系列を生成する。具体的にいうと、ラ
テンスクエアパターン（１６×１６）を形成すること
で、すべての行と列がランダム系列となる。そして、１
６種類のランダム系列の１７ビット目に０をマッピング
することで、１７（Ｍ）×１６のマッピングパターンを
生成し、さらに、１７行目のマッピングパターンを１行
目と同一とすることで、１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッ
ピングパターンを生成する。これにより、擬似ランダム
パターンを生成するために計算式を複雑化した従来技術
と比較して、インタリーバを簡単な構成で実現できる。
【００９１】つぎに、インタリーバ３２および３３で
は、上記のように生成した１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマ
ッピングパターンに、インタリーブ長（本実施の形態で
は２８９ビット）の情報ビット系列をマッピングする。
すなわち、図１２および図１３に示すように、１７
（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンを用いて、行
単位に、入力バッファ内の情報ビット系列の入れ替えを
行う。
は、上記のように生成した１７（Ｍ）×１７（Ｎ）のマ
ッピングパターンに、インタリーブ長（本実施の形態で
は２８９ビット）の情報ビット系列をマッピングする。
すなわち、図１２および図１３に示すように、１７
（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンを用いて、行
単位に、入力バッファ内の情報ビット系列の入れ替えを
行う。
【００９２】最後に、インタリーバ３２および３３で
は、図１２および図１３のようにマッピングされた情報
ビット系列を、列単位に読み出し、各再帰的組織畳込み
符号化器に対して出力する。
は、図１２および図１３のようにマッピングされた情報
ビット系列を、列単位に読み出し、各再帰的組織畳込み
符号化器に対して出力する。
【００９３】このように、本実施の形態においては、
「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ≧２m＋１」の入力バッ
ファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成さ
れた特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に
１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダ
ム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列か
ら生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系
列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、第１
の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組
織畳込み符号化器３４のいずれか一方で自己終結パター
ンを回避できるようにしたため、誤り訂正能力を大幅に
向上させることが可能となる。これにより、受信側にお
ける復調特性をさらに大幅に向上させることができるた
め、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最
適なＢＥＲ特性を得ることができる。
「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ≧２m＋１」の入力バッ
ファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生成さ
れた特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単位に
１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のランダ
ム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系列か
ら生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビット系
列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、第１
の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰的組
織畳込み符号化器３４のいずれか一方で自己終結パター
ンを回避できるようにしたため、誤り訂正能力を大幅に
向上させることが可能となる。これにより、受信側にお
ける復調特性をさらに大幅に向上させることができるた
め、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最
適なＢＥＲ特性を得ることができる。
【００９４】なお、本実施の形態においては、１７
（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンにマッピング
された情報ビット系列を列単位に読み出す構成とした
が、これに限らず、Ｎは「Ｎ≧２m＋１」であるため、
たとえば、Ｎ＝１８，１９，２０，…のように自然数で
増やすこととしてもよい。これにより、インタリーブ長
のフレキシビリティを向上させることが可能となる。ま
た、上記のようにインタリーブ長のフレキシビリティを
向上させることはできないが、たとえば、「Ｍ≧２m＋
１かつ素数」を満足する範囲でＭを変更する（たとえ
ば、１９，２３，２９…）こととしてもよい。
（Ｍ）×１７（Ｎ）のマッピングパターンにマッピング
された情報ビット系列を列単位に読み出す構成とした
が、これに限らず、Ｎは「Ｎ≧２m＋１」であるため、
たとえば、Ｎ＝１８，１９，２０，…のように自然数で
増やすこととしてもよい。これにより、インタリーブ長
のフレキシビリティを向上させることが可能となる。ま
た、上記のようにインタリーブ長のフレキシビリティを
向上させることはできないが、たとえば、「Ｍ≧２m＋
１かつ素数」を満足する範囲でＭを変更する（たとえ
ば、１９，２３，２９…）こととしてもよい。
【００９５】なお、本実施の形態においては、上記のよ
うに、マッピングパターンの１７ビット目をオール０
（各行に対応する情報ビット系列の先頭ビット）にする
ことで終端処理を行っているが、これに限らず、逆に、
マッピングパターンの１ビット目を１７（各行に対応す
る情報ビット系列の最終ビット）とし、２ビット目以降
で１６×１６のラテンスクエアパターンを形成すること
としてもよい。これにより、インタリーブ前は、最終ビ
ットとして読み出された情報ビット系列の２８９ビット
目を、インタリーブ実施後は、先頭の行で読み出すこと
ができるため、畳み込み後のパリティを確実に増やすこ
とが可能となる。
うに、マッピングパターンの１７ビット目をオール０
（各行に対応する情報ビット系列の先頭ビット）にする
ことで終端処理を行っているが、これに限らず、逆に、
マッピングパターンの１ビット目を１７（各行に対応す
る情報ビット系列の最終ビット）とし、２ビット目以降
で１６×１６のラテンスクエアパターンを形成すること
としてもよい。これにより、インタリーブ前は、最終ビ
ットとして読み出された情報ビット系列の２８９ビット
目を、インタリーブ実施後は、先頭の行で読み出すこと
ができるため、畳み込み後のパリティを確実に増やすこ
とが可能となる。
【００９６】
【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ≧２m＋１」の入力
バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生
成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単
位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のラ
ンダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系
列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビッ
ト系列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、
第１の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰
的組織畳込み符号化器３４のいずれか一方で自己終結パ
ターンを回避できるようにしたため、誤り訂正能力を大
幅に向上させることが可能となる。これにより、受信側
における復調特性をさらに大幅に向上させることができ
るため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を実現可能な通信装置を得ること
ができる、という効果を奏する。
ば、「Ｍ≧２m＋１かつ素数」×「Ｎ≧２m＋１」の入力
バッファ内に情報ビット系列を格納し、素数を用いて生
成された特定の（Ｍ−１）ビットのランダム系列を行単
位に１ビットずつシフトすることで（Ｍ−１）種類のラ
ンダム系列を生成し、この（Ｍ−１）種類のランダム系
列から生成したＭ×Ｎのマッピングパターンに情報ビッ
ト系列をマッピングするインタリーバを備え、さらに、
第１の再帰的組織畳込み符号化器３１および第２の再帰
的組織畳込み符号化器３４のいずれか一方で自己終結パ
ターンを回避できるようにしたため、誤り訂正能力を大
幅に向上させることが可能となる。これにより、受信側
における復調特性をさらに大幅に向上させることができ
るため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわ
ち、最適なＢＥＲ特性を実現可能な通信装置を得ること
ができる、という効果を奏する。
【００９７】つぎの発明によれば、２系統の情報ビット
系列の距離が１行〜（Ｎ−１）行となる場合のすべての
信号間距離を求めことで、この中から、最適な伝送特性
を選択可能な通信装置を得ることができる、という効果
を奏する。
系列の距離が１行〜（Ｎ−１）行となる場合のすべての
信号間距離を求めことで、この中から、最適な伝送特性
を選択可能な通信装置を得ることができる、という効果
を奏する。
【００９８】つぎの発明によれば、擬似ランダムパター
ンを生成するために計算式を複雑化した従来技術と比較
して、インタリーバを簡単な構成で実現可能な通信装置
を得ることができる、という効果を奏する。
ンを生成するために計算式を複雑化した従来技術と比較
して、インタリーバを簡単な構成で実現可能な通信装置
を得ることができる、という効果を奏する。
【００９９】つぎの発明によれば、インタリーブ長のフ
レキシビリティを向上させることが可能な通信装置を得
ることができる、という効果を奏する。
レキシビリティを向上させることが可能な通信装置を得
ることができる、という効果を奏する。
【０１００】つぎの発明によれば、インタリーブ前は、
最終ビットとして読み出される情報ビット系列の（Ｍ×
Ｎ）ビット目を、インタリーブ実施後は、先頭の行で読
み出すことができるため、畳み込み後のパリティを確実
に増やすことが可能な通信装置を得ることができる、と
いう効果を奏する。
最終ビットとして読み出される情報ビット系列の（Ｍ×
Ｎ）ビット目を、インタリーブ実施後は、先頭の行で読
み出すことができるため、畳み込み後のパリティを確実
に増やすことが可能な通信装置を得ることができる、と
いう効果を奏する。
【０１０１】つぎの発明によれば、「Ｍ≧２m＋１かつ
素数」×「Ｎ≧２m＋１」の入力バッファ内に情報ビッ
ト系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−
１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフ
トすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、
この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎ
のマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングす
るインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組織畳込
み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符号化器
３４のいずれか一方で自己終結パターンを回避できるよ
うにしたため、誤り訂正能力を大幅に向上させることが
可能となる。これにより、受信側における復調特性をさ
らに大幅に向上させることができるため、シャノン限界
に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性、
を実現することができる、という効果を奏する。
素数」×「Ｎ≧２m＋１」の入力バッファ内に情報ビッ
ト系列を格納し、素数を用いて生成された特定の（Ｍ−
１）ビットのランダム系列を行単位に１ビットずつシフ
トすることで（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、
この（Ｍ−１）種類のランダム系列から生成したＭ×Ｎ
のマッピングパターンに情報ビット系列をマッピングす
るインタリーバを備え、さらに、第１の再帰的組織畳込
み符号化器３１および第２の再帰的組織畳込み符号化器
３４のいずれか一方で自己終結パターンを回避できるよ
うにしたため、誤り訂正能力を大幅に向上させることが
可能となる。これにより、受信側における復調特性をさ
らに大幅に向上させることができるため、シャノン限界
に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性、
を実現することができる、という効果を奏する。
【０１０２】つぎの発明によれば、２系統の情報ビット
系列の距離が１行〜（Ｎ−１）行となる場合のすべての
信号間距離を求めことで、この中から、最適な伝送特性
を選択することができる、という効果を奏する。
系列の距離が１行〜（Ｎ−１）行となる場合のすべての
信号間距離を求めことで、この中から、最適な伝送特性
を選択することができる、という効果を奏する。
【０１０３】つぎの発明によれば、擬似ランダムパター
ンを生成するために計算式を複雑化した従来技術と比較
して、インタリーバを簡単な構成で実現できる、という
効果を奏する。
ンを生成するために計算式を複雑化した従来技術と比較
して、インタリーバを簡単な構成で実現できる、という
効果を奏する。
【０１０４】つぎの発明によれば、インタリーブ長のフ
レキシビリティを向上させることができる、という効果
を奏する。
レキシビリティを向上させることができる、という効果
を奏する。
【０１０５】つぎの発明によれば、インタリーブ前は、
最終ビットとして読み出される情報ビット系列の（Ｍ×
Ｎ）ビット目を、インタリーブ実施後は、先頭の行で読
み出すことができるため、畳み込み後のパリティを確実
に増やすことができる、という効果を奏する。
最終ビットとして読み出される情報ビット系列の（Ｍ×
Ｎ）ビット目を、インタリーブ実施後は、先頭の行で読
み出すことができるため、畳み込み後のパリティを確実
に増やすことができる、という効果を奏する。
【図１】 本発明にかかる通信装置で使用される符号器
および復号器の構成を示す図である。
および復号器の構成を示す図である。
【図２】 本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示
す図である。
す図である。
【図３】 本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示
す図である。
す図である。
【図４】 各種ディジタル変調の信号点配置を示す図で
ある。
ある。
【図５】 ターボ符号器の構成を示す図である。
【図６】 図５（ｂ）の再帰的組織畳込み符号化器と同
一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を
示す図である。
一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を
示す図である。
【図７】 本発明のターボ符号器を用いて送信データを
復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器
を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す
図である
復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器
を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す
図である
【図８】 ある特定のインタリーバサイズを採用した場
合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重み
と従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示
す図である。
合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重み
と従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示
す図である。
【図９】 インタリーバ内のｕ１入力バッファの配列を
示す図である。
示す図である。
【図１０】 インタリーバ内のｕ２入力バッファの配列
を示す図である。
を示す図である。
【図１１】 行単位の並べ替えパターンを示す図であ
る。
る。
【図１２】 並び替えパターンに入力データ系列：ｕ１
をマッピングした場合のデータ配列を示す図である。
をマッピングした場合のデータ配列を示す図である。
【図１３】 並び替えパターンに入力データ系列：ｕ２
をマッピングした場合のデータ配列を示す図である。
をマッピングした場合のデータ配列を示す図である。
【図１４】 送信系において使用される従来のターボ符
号器の構成を示す図である。
号器の構成を示す図である。
【図１５】 受信系において使用される従来のターボ復
号器の構成を示す図である。
号器の構成を示す図である。
【図１６】 従来のターボ符号器で用いられるインタリ
ーバの処理を示す図である。
ーバの処理を示す図である。
【図１７】 従来のターボ符号器で用いられるインタリ
ーバの処理を示す図である。
ーバの処理を示す図である。
【図１８】 従来のターボ符号器で用いられるインタリ
ーバの処理を示す図である。
ーバの処理を示す図である。
【図１９】 従来のターボ符号器およびターボ復号器を
用いた場合のビットエラーレート特性を示す図である。
用いた場合のビットエラーレート特性を示す図である。
１ ターボ符号器、１１ 第１の復号器、１２，１６，
６５，６６，６７，６８，６９，７５，７６，７７，７
８ 加算器、１３，１４，３２，３３ インタリーバ、
１５ 第２の復号器、１７ デインタリーバ、１８ 第
１の判定器、１９ 第１のＲ／Ｓデコーダ、２０ 第２
の判定器、２１ 第２のＲ／Ｓデコーダ、２２ 第３の
判定器、３１ 第１の再帰的組織畳込み符号化器、３４
第２の再帰的組織畳込み符号化器、４１ マルチプレ
ックス／シンクコントロール、４２，４３ サイクリッ
クリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、４４，４５ フ
ォワードエラーコレクション（ＦＥＣ）、４６ インタ
リーブ、４７，４８ レートコンバータ、４９ トーン
オーダリング、５０ コンスタレーションエンコーダ／
ゲインスケーリング、５１ 逆高速フーリエ変換部（Ｉ
ＦＦＴ）、５２ インプットパラレル／シリアルバッフ
ァ、５３ アナログプロセッシング／ディジタル−アナ
ログコンバータ、６１，６２、６３，６４，７１，７
２，７３，７４遅延器、１４１ アナログプロセッシン
グ／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイム
ドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプットシ
リアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変換
部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ（Ｆ
ＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／ゲイ
ンスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１４
８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリー
バ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクション、
１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェック
（ＣＲＣ）、１５５マルチプレックス／シンクコントロ
ール。
６５，６６，６７，６８，６９，７５，７６，７７，７
８ 加算器、１３，１４，３２，３３ インタリーバ、
１５ 第２の復号器、１７ デインタリーバ、１８ 第
１の判定器、１９ 第１のＲ／Ｓデコーダ、２０ 第２
の判定器、２１ 第２のＲ／Ｓデコーダ、２２ 第３の
判定器、３１ 第１の再帰的組織畳込み符号化器、３４
第２の再帰的組織畳込み符号化器、４１ マルチプレ
ックス／シンクコントロール、４２，４３ サイクリッ
クリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、４４，４５ フ
ォワードエラーコレクション（ＦＥＣ）、４６ インタ
リーブ、４７，４８ レートコンバータ、４９ トーン
オーダリング、５０ コンスタレーションエンコーダ／
ゲインスケーリング、５１ 逆高速フーリエ変換部（Ｉ
ＦＦＴ）、５２ インプットパラレル／シリアルバッフ
ァ、５３ アナログプロセッシング／ディジタル−アナ
ログコンバータ、６１，６２、６３，６４，７１，７
２，７３，７４遅延器、１４１ アナログプロセッシン
グ／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイム
ドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプットシ
リアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変換
部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ（Ｆ
ＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／ゲイ
ンスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１４
８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリー
バ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクション、
１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェック
（ＣＲＣ）、１５５マルチプレックス／シンクコントロ
ール。
Claims (10)
- 【請求項１】 ２系統の情報ビット系列を畳込み符号化
して第１の冗長データを出力する第１の再帰的組織畳込
み符号化器と、インタリーブ処理後の前記情報ビット系
列を畳込み符号化して第２の冗長データを出力する第２
の再帰的組織畳込み符号化器と、を備えるターボ符号器
を採用する通信装置において、 前記ターボ符号器は、 「Ｍ（横軸：素数）＝２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然
数）＝２m＋１」の入力バッファ内に前記情報ビット系
列を格納し（ｍは整数）、 前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットの
ランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすること
で、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、
すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小
値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパターンを
１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパター
ンを生成し、 前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーブ長の
情報ビット系列をマッピングし、 前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出
し、前記第２の再帰的組織畳込み符号化器に対して出力
するインタリーバ、 を備えることを特徴とする通信装置。 - 【請求項２】 前記インタリーバは、 前記２系統の情報ビット系列を入力バッファに格納する
場合、それらの信号点間距離が０とならないように、少
なくともいずれか一方の行を入れ替えることを特徴とす
る請求項１に記載の通信装置。 - 【請求項３】 前記インタリーバは、 前記（Ｍ−１）種類のランダム系列として、（Ｍ−１）
×（Ｎ−１）のバッファ内でラテンスクエアパターンを
形成することを特徴とする請求項１または２に記載の通
信装置。 - 【請求項４】 前記インタリーバは、 さらに、「Ｎ（縦軸：自然数）≧２m＋１」を満たすよ
うに、Ｎを決定することを特徴とする請求項１、２また
は３に記載の通信装置。 - 【請求項５】 前記インタリーバは、 前記素数（Ｍ−１）種類のランダム系列におけるすべて
の行の先頭に、最大値をマッピングし、かつＮ行目のマ
ッピングパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎ
のマッピングパターンを生成することを特徴とする請求
項１〜４のいずれか１つに記載の通信装置。 - 【請求項６】 ターボ符号器内で２系統の情報ビット系
列の並べ替えを行う通信方法にあっては、 「Ｍ（横軸：素数）＝２m＋１」×「Ｎ（縦軸：自然
数）＝２m＋１」の入力バッファ内に前記情報ビット系
列を格納するビット系列格納ステップと、 前記素数を用いて生成された特定の（Ｍ−１）ビットの
ランダム系列を行単位に１ビットずつシフトすること
で、（Ｍ−１）種類のランダム系列を生成し、さらに、
すべてのランダム系列における各行のＭビット目に最小
値をマッピングし、かつＮ行目のマッピングパターンを
１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎのマッピングパター
ンを生成するマッピングパターン生成ステップと、 前記Ｍ×Ｎのマッピングパターンに、インタリーブ長の
情報ビット系列をマッピングするマッピングステップ
と、 前記マッピング後の情報ビット系列を列単位に読み出す
ビット系列読み出しステップと、 を含むことを特徴とする通信方法。 - 【請求項７】 前記ビット系列格納ステップにあって
は、 前記２系統の情報ビット系列を入力バッファに格納する
場合、それらの信号点間距離が０とならないように、少
なくともいずれか一方の行を入れ替えることを特徴とす
る請求項６に記載の通信方法。 - 【請求項８】 前記マッピングパターン生成ステップに
あっては、 前記（Ｍ−１）種類のランダム系列として、（Ｍ−１）
×（Ｎ−１）のバッファ内でラテンスクエアパターンを
形成することを特徴とする請求項６または７に記載の通
信方法。 - 【請求項９】 さらに、「Ｎ（縦軸：自然数）≧２m＋
１」を満たすように、Ｎを決定することを特徴とする請
求項６、７または８に記載の通信方法。 - 【請求項１０】 前記マッピングパターン生成ステップ
にあっては、 前記素数（Ｍ−１）種類のランダム系列におけるすべて
の行の先頭に、最大値をマッピングし、かつＮ行目のマ
ッピングパターンを１行目と同一とすることで、Ｍ×Ｎ
のマッピングパターンを生成することを特徴とする請求
項６〜９のいずれか１つに記載の通信方法。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000150535A JP4409048B2 (ja) | 2000-05-22 | 2000-05-22 | 通信装置および通信方法 |
| CN01802087.9A CN1227818C (zh) | 2000-05-22 | 2001-05-11 | 通信装置以及通信方法 |
| PCT/JP2001/003952 WO2001091307A1 (fr) | 2000-05-22 | 2001-05-11 | Appareil et procede de communication |
| EP07014100A EP1841076A1 (en) | 2000-05-22 | 2001-05-11 | Method of and device for communication |
| US10/030,814 US20020108083A1 (en) | 2000-05-22 | 2001-05-11 | Communication apparatus and communication method |
| EP01930077A EP1292037A4 (en) | 2000-05-22 | 2001-05-11 | COMMUNICATION APPARATUS AND METHOD |
| TW090111695A TW516288B (en) | 2000-05-22 | 2001-05-16 | Communication device and communication method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000150535A JP4409048B2 (ja) | 2000-05-22 | 2000-05-22 | 通信装置および通信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001332981A true JP2001332981A (ja) | 2001-11-30 |
| JP4409048B2 JP4409048B2 (ja) | 2010-02-03 |
Family
ID=18656235
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000150535A Expired - Fee Related JP4409048B2 (ja) | 2000-05-22 | 2000-05-22 | 通信装置および通信方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020108083A1 (ja) |
| EP (2) | EP1292037A4 (ja) |
| JP (1) | JP4409048B2 (ja) |
| CN (1) | CN1227818C (ja) |
| TW (1) | TW516288B (ja) |
| WO (1) | WO2001091307A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006070438A1 (ja) * | 2004-12-27 | 2006-07-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 受信装置 |
| JP2008160169A (ja) * | 2006-11-29 | 2008-07-10 | Mitsubishi Electric Corp | 通信装置、ターボ符号器および通信方法 |
| JP2016076910A (ja) * | 2014-10-09 | 2016-05-12 | 三菱電機株式会社 | インタリーバ生成方法及びインタリーバ生成装置 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2373690A (en) | 2001-03-23 | 2002-09-25 | Mitel Corp | Encoding of DMT communications |
| JP4077355B2 (ja) | 2003-04-16 | 2008-04-16 | 三菱電機株式会社 | 通信装置および通信方法 |
| EP1511212B1 (en) * | 2003-08-29 | 2007-03-07 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. | Method for transmitting optimally interleaved data in a MIMO telecommunication system |
| JP3877215B2 (ja) * | 2003-10-10 | 2007-02-07 | 株式会社インテリジェント・コスモス研究機構 | 送信装置、通信システムおよび通信方法 |
| US7835264B2 (en) * | 2004-12-29 | 2010-11-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Interleaver, deinterleaver, communication device, and method for interleaving and deinterleaving |
| US10374752B2 (en) | 2017-08-31 | 2019-08-06 | Inphi Corporation | Methods and systems for data transmission |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5299208A (en) * | 1991-11-14 | 1994-03-29 | International Business Machines Corporation | Enhanced decoding of interleaved error correcting codes |
| DK2302805T3 (da) * | 1995-02-01 | 2012-10-15 | Sony Corp | Flerkanalstransmission med interleaving gennem adressering af RAM-hukommelse på stedet |
| WO1999012265A1 (fr) * | 1997-09-02 | 1999-03-11 | Sony Corporation | Codeur/decodeur turbo et procede de codage/decodage turbo |
| EP0952673B1 (en) * | 1997-11-10 | 2017-05-17 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Interleaving method, interleaving apparatus, and recording medium in which interleave pattern generating program is recorded |
| CA2298919C (en) * | 1999-02-19 | 2006-04-18 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Interleaving and turbo encoding using prime number permutations |
| CA2268853C (en) * | 1999-04-13 | 2011-08-02 | Wen Tong | Rate matching and channel interleaving for a communications system |
-
2000
- 2000-05-22 JP JP2000150535A patent/JP4409048B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-05-11 EP EP01930077A patent/EP1292037A4/en not_active Withdrawn
- 2001-05-11 EP EP07014100A patent/EP1841076A1/en not_active Withdrawn
- 2001-05-11 US US10/030,814 patent/US20020108083A1/en not_active Abandoned
- 2001-05-11 CN CN01802087.9A patent/CN1227818C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-05-11 WO PCT/JP2001/003952 patent/WO2001091307A1/ja not_active Application Discontinuation
- 2001-05-16 TW TW090111695A patent/TW516288B/zh not_active IP Right Cessation
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006070438A1 (ja) * | 2004-12-27 | 2006-07-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 受信装置 |
| JP2008160169A (ja) * | 2006-11-29 | 2008-07-10 | Mitsubishi Electric Corp | 通信装置、ターボ符号器および通信方法 |
| JP2016076910A (ja) * | 2014-10-09 | 2016-05-12 | 三菱電機株式会社 | インタリーバ生成方法及びインタリーバ生成装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4409048B2 (ja) | 2010-02-03 |
| EP1292037A1 (en) | 2003-03-12 |
| EP1841076A1 (en) | 2007-10-03 |
| TW516288B (en) | 2003-01-01 |
| US20020108083A1 (en) | 2002-08-08 |
| CN1227818C (zh) | 2005-11-16 |
| EP1292037A4 (en) | 2005-08-17 |
| WO2001091307A1 (fr) | 2001-11-29 |
| CN1386328A (zh) | 2002-12-18 |
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