JP4903150B2 - 無線送信装置、無線受信装置、無線送信方法及び無線受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、シングルキャリア伝送を行う無線送信装置、無線受信装置、無線送信方法及び無線受信方法に関する。

３ＧＰＰ ＲＡＮ ＬＴＥ（3rd Generation Partnership Project Radio Access Network Long Term Evolution）では、上りリンクの伝送方式としてピーク電力対平均電力比（PAPR: Peak to Average Power Ratio）の低いシングルキャリア伝送が検討されている。

シングルキャリア伝送方式において、周波数ダイバーシチ効果を高める方法として、特許文献１に開示のＤＦＴ−ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＤＭ（Discrete Fourier Transform-spread-Orthogonal Frequency Division Multiplex）構成がある。図１に示す通り、ＤＦＴ−ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＤＭでは、シンボルデータをＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理し、ＦＦＴ処理部出力データに“０”を挿入して、使用する周波数帯域を拡張させている。つまり、送信する周波数帯域が広がるので、周波数ダイバーシチ効果が向上する。

図２は、特許文献１に開示のシングルキャリア伝送における送信スペクトラムと、周波数選択性伝搬路のレベル変動をそれぞれ示している。図２に示す送信スペクトラムは、無線伝搬路において、図示した周波数選択性フェージングの影響を受ける。つまり、受信信号の周波数成分は、特定の周波数成分が落ち込んだ状態となる。受信機側では、周波数領域等化技術などにおいて、周波数選択性フェージングによる波形歪みを低減する。
特開２００５−１１７５８１号公報

しかしながら、シングルキャリア伝送は、マルチキャリア伝送とは異なり、送信した周波数スペクトラムの一部だけでも歪むと、受信信号の時間波形全体にその影響が及んでしまう。特に、フェージングの状態（落ち込み等）によっては、雑音協調などの兼ね合いにより、等化が不十分となる場合がある。従って、周波数領域等化が不十分であれば、受信波形全体に歪みが及び、受信特性が大きく劣化する。

本発明の目的は、シングルキャリア伝送において、フェージングの状態にかかわらず、受信信号の波形歪みを軽減する無線送信装置、無線受信装置、無線送信方法及び無線受信方法を提供することである。

本発明の無線送信装置は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する変換手段と、前記変換手段によって変換された周波数領域信号を周波数領域でレピティションして、得られた複数の周波数領域信号を周波数軸上に配置するレピティション手段と、前記配置された複数の周波数領域信号の周波数成分に０を挿入して、帯域幅が拡張された櫛の歯状波形に波形形成する波形形成手段と、前記波形形成された複数の周波数領域信号を時間領域の信号に逆変換する逆変換手段と、前記逆変換手段によって逆変換された時間領域信号を送信する送信手段と、を具備する構成を採る。

本発明の無線受信装置は、周波数領域信号が周波数領域でレピティションされ、複数の周波数領域信号が逆変換された時間領域信号を受信する受信手段と、前記時間領域信号を周波数領域信号に変換する変換手段と、前記変換手段によって変換された複数の周波数領域信号をそれぞれの周波数領域信号に分配する分配手段と、前記分配手段によって分配された各周波数領域信号を周波数領域等化する等化手段と、前記等化手段によって周波数領
域等化された各周波数領域信号同士を合成する合成手段と、周波数領域の合成信号を時間領域の信号に逆変換する逆変換手段と、前記逆変換手段によって逆変換された信号を復調する復調手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、シングルキャリア伝送において、フェージングの状態にかかわらず、受信信号の波形歪みを軽減することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。ただし、実施の形態において、同一機能を有する同一構成については同一符号を付し、重複する説明は省略する。

（実施の形態１）
図３は、本発明の実施の形態１に係る無線送信装置１００の構成を示すブロック図である。この図において、符号化部１０１は、入力された送信データに符号化処理を施し、符号化データを変調部１０２に出力する。変調部１０２は、符号化部１０１から出力された符号化データに変調処理を施し、変調信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部１０３に出力する。

ＦＦＴ部１０３は、変調部１０２から出力された変調信号にＦＦＴ処理を施し、時間領域から周波数領域の信号に変換し、周波数領域信号をレピティション部１０４に出力する。

レピティション部１０４は、ＦＦＴ部１０３から出力された周波数領域信号をレピティション（コピー）し、複数の周波数領域信号を周波数軸上に隣接して配置する。周波数軸上に隣接して配置された複数の周波数領域信号は櫛の歯状波形形成部１０５に出力される。なお、レピティション部１０４の詳細については後述する。

櫛の歯状波形形成部１０５は、レピティション部１０４から出力された複数の周波数領域信号を櫛の歯状波形に波形形成し、櫛の歯状波形に波形形成した周波数領域信号をＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０６に出力する。なお、櫛の歯状波形形成部１０５の詳細については後述する。

ＩＦＦＴ部１０６は、櫛の歯状波形形成部１０５から出力された周波数領域信号にＩＦＦＴ処理を施し、周波数領域から時間領域の信号に変換し、時間領域信号を無線部１０７に出力する。

無線部１０７は、ＩＦＦＴ部１０６から出力された信号にアップコンバート、電力増幅等の所定の無線送信処理を施し、アンテナ１０８を介して通信相手である図示せぬ無線受信装置に送信する。

次に、レピティション部１０４の動作について説明する。レピティション部１０４では、ＦＦＴ部１０３から出力された周波数成分をレピティションし、複数の周波数成分が周波数軸上で隣接するように配置される。例えば、図４Ａに示すＦＦＴ部１０３の出力波形の周波数成分（帯域幅Ｂ［Ｈｚ］）を｛Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｎ｝とすると、図４Ｂに示すレピティション部１０４の出力波形の周波数成分（帯域幅Ｂ×２［Ｈｚ］）は｛Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｎ，Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｎ｝となる。

次に、櫛の歯状波形形成部１０５の動作について説明する。櫛の歯状波形形成部１０５では、レピティション部１０４から出力された複数の周波数領域信号に、図５に示すように、周波数成分の１サンプル毎に“０”を挿入し、櫛の歯状波形を形成する。例えば、上述したように、図４Ｂに示すレピティション部１０４の出力波形の周波数成分を｛Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｎ，Ｆ_１，Ｆ_２，…，Ｆ_Ｎ｝とすると、櫛の歯状波形形成部１０５の出力波形の周波数成分は、｛Ｆ_１，０，Ｆ_２，０，…，Ｆ_Ｎ，０，Ｆ_１，０，Ｆ_２，０，…，Ｆ_Ｎ，０｝となる。また、このときの周波数成分サンプル数と、挿入する“０”の数とは等しいので、帯域幅は２倍（帯域幅Ｂ×４［Ｈｚ］）に拡張される。このように、帯域幅を拡張することにより、周波数ダイバーシチ効果を向上させることができる。

図６は、本発明の実施の形態１に係る無線受信装置２００の構成を示すブロック図である。この図において、無線部２０２は、図３に示した無線送信装置１００から送信された信号をアンテナ２０１を介して受信し、受信した信号にダウンコンバート等の所定の無線受信処理を施し、無線受信処理を施した信号をＦＦＴ部２０３に出力する。また、無線部２０２は、無線受信処理を施した受信パイロット信号をチャネル推定部２０６に出力する。

ＦＦＴ部２０３は、無線部２０２から出力された信号にＦＦＴ処理を施し、時間領域から周波数領域に変換し、周波数領域信号を間引き部２０４に出力する。

間引き部２０４は、ＦＦＴ部２０３から出力された櫛の歯状の周波数領域信号から０成分を間引き、０成分を間引いた周波数領域信号を分配部２０５に出力する。

分配部２０５は、間引き部２０４から出力され、異なる周波数帯に配置された複数の周波数領域信号を周波数帯毎に分配し、分配した各周波数領域信号を周波数領域等化部２０８に出力する。

チャネル推定部２０６は、無線部２０２から出力された受信パイロット信号に基づいて、伝搬路のチャネル応答を推定することにより得られたチャネル推定値をウェイト算出部２０７に出力する。

ウェイト算出部２０７は、チャネル推定部２０６から出力されたチャネル推定値を用いて、周波数成分のサンプル毎の重み係数を算出する。このとき、伝搬路歪みを補償する重みと、レピティションされている複数の周波数成分を合成する重みとを算出する。算出されたウェイトは周波数領域等化部２０８に出力される。

周波数領域等化部２０８は、分配部２０５から出力された各周波数帯の周波数領域信号のサンプル毎に、ウェイト算出部２０７から出力されたウェイトを乗算することにより、周波数領域等化を行う。周波数帯毎に周波数領域等化が行われた各周波数領域信号は合成部２０９に出力される。

合成部２０９は、周波数領域等化部２０８から出力された各周波数領域信号同士を合成し、合成した信号をＩＦＦＴ部２１０に出力する。なお、複数の周波数領域信号を最適な重みでダイバーシチ合成するためには、周波数領域等化処理とダイバーシチ合成処理を同時に行う必要がある。従って、周波数領域等化処理の前に、周波数領域信号をダイバーシチブランチ毎に分配することが望ましい。

ＩＦＦＴ部２１０は、合成部２０９から出力された信号にＩＦＦＴ処理を施し、周波数領域から時間領域の信号に変換し、時間領域信号を復調部２１１に出力する。復調部２１１は、ＩＦＦＴ部２１０から出力された信号に復調処理を施し、復調信号を復号部２１２に出力する。復号部２１２は、復調部２１１から出力された復調信号に復号処理を施し、受信データを出力する。

ここで、図７に、図３に示した無線送信装置１００から送信されるスペクトラムと、周波数選択性伝搬路のレベル変動を示す。この図に示す送信スペクトラムは、上述したように周波数レピティションが行われており、スペクトラムの左半分（低周波側）と右半分（高周波側）は同一周波数成分となっている。この送信スペクトラムは、無線伝搬路において図に示すような周波数選択性フェージングの影響を受ける。つまり、受信時の周波数成分は、特定の周波数成分（図７の場合、高周波側）が落ち込んだ状態となる。無線受信装置２００では、複数の同一スペクトラムを合成（又は選択）することにより、周波数選択性フェージングによる落ち込みを補償することが可能となる。すなわち、ダイバーシチ効果が向上し、受信信号の波形歪みを低減することができる。

このように実施の形態１によれば、同一スペクトラム成分を複数の異なる周波数帯に分配して送信し、受信側では分配して送信された周波数成分を合成、または選択することにより、周波数ダイバーシチ効果が向上し、周波数選択性フェージングの影響を軽減することができるので、受信信号の波形歪みを軽減することができる。

なお、本実施の形態では、無線送信装置１００において櫛の歯状波形形成部１０５を備えるものとして説明したが、本発明はこれに限らず、櫛の歯状波形形成部１０５を備えな
くてもよい。

また、本実施の形態では、レピティション部１０４においてレピティションした結果、２つの周波数領域信号を形成する場合について説明したが、本発明はこれに限らず、２以上の周波数領域信号を形成してもよい。

また、本実施の形態では、櫛の歯状波形形成部１０５において、“０”の挿入数を周波数成分のサンプル数と同数とする場合について説明したが、必ずしも同数とする必要はない。

また、本実施の形態では、周波数領域において、複数の周波数領域信号を帯域毎に分配し、分配したそれぞれについて周波数領域等化を行い、その後、合成するものとして説明したが、複数の周波数領域信号全体に対して、周波数領域等化を行い、その後、合成するようにしてもよい。

（実施の形態２）
図８は、本発明の実施の形態２に係る無線送信装置３００の構成を示すブロック図である。この図において、Ｓ／Ｐ変換部３０１は、変調部１０２から出力された信号を複数系列に分配し、分配した系列をそれぞれＦＦＴ部１０３−１及びＦＦＴ部１０３−２に出力する。

ＦＦＴ部１０３−１，１０３−２、レピティション部１０４−１，１０４−２、櫛の歯状波形形成部１０５−１，１０５−２は、実施の形態１において説明した対応する各部と同一の機能を有する。

位相回転部３０２−１は、櫛の歯状波形形成部１０５−１から出力された周波数領域信号に特定の位相回転処理を施し、位相回転させた周波数領域信号を周波数シフト部３０３−１に出力する。

周波数シフト部３０３−１は、位相回転部３０２−１から出力された周波数領域信号に特定の周波数シフトを施し、周波数シフトさせた周波数領域信号を合成部３０４に出力する。

位相回転部３０２−２は、櫛の歯状波形形成部１０５−２から出力された周波数領域信号に、位相回転部３０２−１とは異なる位相回転量の位相回転を施し、位相回転させた周波数領域信号を周波数シフト部３０３−２に出力する。

周波数シフト部３０３−２は、位相回転部３０２−２から出力された周波数領域信号に、周波数シフト部３０３−１とは異なるシフト量の周波数シフトを施し、周波数シフトさせた周波数領域信号を合成部３０４に出力する。

合成部３０４は、周波数シフト部３０３−１及び周波数シフト部３０３−２からそれぞれ出力された周波数領域信号を合成し、合成信号をＩＦＦＴ部１０６に出力する。

次に、位相回転部３０２−１，３０２−２の動作について説明する。ここで、時間波形ｆ（ｔ）における時間シフト量τと、周波数領域での周波数成分Ｆ（ω）への位相回転量ｅｘｐ（−ｊωτ）との関係は、次の式（１）で表される。

従って、この関係式より位相回転部３０２−１及び位相回転部３０２−２それぞれの位相回転量を求めることができる。

位相回転部３０２−１における時間波形に対するシフト量を０とし、位相回転部３０２−２における時間波形に対するシフト量を１サンプルとすると、位相回転部３０２−１の各サンプルｎに対応する位相回転量Ｗ^１ _ｎは、Ｗ^１ _ｎ＝１，ｎ＝０，１，２，…，４Ｎ−１であり、位相回転部３０２−２の各サンプルｎに対応する位相回転量Ｗ^２ _ｎは、Ｗ^２ _ｎ＝ｅｘｐ（−ｊ２πｎ／４Ｎ），ｎ＝０，１，２，…，４Ｎ−１となる。ただし、Ｎは、ＦＦＴ部１０３−１及びＦＦＴ部１０３−２におけるＦＦＴサンプル数である。

櫛の歯状波形形成部１０５−１の出力を｛Ｆ^１ _０，０，Ｆ^１ _１，０，…，Ｆ^１ _Ｎ−１，０，Ｆ^１ _０，０，Ｆ^１ _１，０，…，Ｆ^１ _Ｎ−１，０｝とし、櫛の歯状波形形成部１０５−２の出力を｛Ｆ^２ _０，０，Ｆ^２ _１，０，…，Ｆ^２ _Ｎ−１，０，Ｆ^２ _０，０，Ｆ^２ _１，０，…，Ｆ^２ _Ｎ−１，０｝とすると、位相回転部３０２−１及び位相回転部３０２−２の出力は、それぞれ、｛Ｆ^１ _０Ｗ^１ _０，０，Ｆ^１ _１Ｗ^１ _２，０，…，Ｆ^１ _Ｎ−１Ｗ^１ _２Ｎ−２，０，Ｆ^１ _０Ｗ^１ _２Ｎ，０，Ｆ^１ _１Ｗ^１ _２Ｎ＋２，０，…，Ｆ^１ _Ｎ−１Ｗ^１ _４Ｎ−２，０｝、｛Ｆ^２ _０Ｗ^２ _０，０，Ｆ^２ _１Ｗ^２ _２，０，…，Ｆ^２ _Ｎ−１Ｗ^２ _２Ｎ−２，０，Ｆ^２ _０Ｗ^２ _２Ｎ，０，Ｆ^２ _１Ｗ^２ _２Ｎ＋２，０，…，Ｆ^２ _Ｎ−１Ｗ^２ _４Ｎ−２，０｝となる。

このように位相回転部３０２−２は、周波数成分に対応する時間波形に対して数サンプル分の時間シフトを施すことにより、複数の信号を時間領域で直交させて多重することが可能となる。

次に、周波数シフト部３０３−１，３０３−２の動作について説明する。周波数シフト部３０３−１のシフト量を０とし、周波数シフト部３０３−２のシフト量を１サンプルとすると、周波数シフト部３０３−１の出力は、｛Ｆ^１ _０Ｗ^１ _０，０，Ｆ^１ _１Ｗ^１ _２，０，…，Ｆ^１ _Ｎ−１Ｗ^１ _２Ｎ−２，０，Ｆ^１ _０Ｗ^１ _２Ｎ，０，Ｆ^１ _１Ｗ^１ _２Ｎ＋２，０，…，Ｆ^１ _Ｎ−１Ｗ^１ _４Ｎ−２，０｝となり、周波数シフト部３０３−２の出力は、図９Ａ及び図９Ｂに示すように、１サンプル分シフトされることから、｛０，Ｆ^２ _０Ｗ^２ _０，０，Ｆ^２ _１Ｗ^２ _２，０，…，Ｆ^２ _Ｎ−１Ｗ^２ _２Ｎ−２，０，Ｆ^２ _０Ｗ^２ _２Ｎ，０，Ｆ^２ _１Ｗ^２ _２Ｎ＋２，０，…，Ｆ^２ _Ｎ−１Ｗ^２ _４Ｎ−２｝となる。

このように周波数シフト部３０３−２は、周波数成分をサンプル単位でシフトすることにより、複数の信号を周波数領域で直交させて多重することが可能となる。すなわち、合成部３０４において、周波数シフト部３０３−１，３０３−２の２出力が、それぞれの０成分に互いの周波数成分が多重されることになる。

図１０は、本発明の実施の形態２に係る無線受信装置４００の構成を示すブロック図である。この図において、Ｓ／Ｐ変換部４０１は、ＦＦＴ部２０３から出力された信号を複数系列に分配する。これにより、周波数領域上で多重されている２つの櫛の歯状系列を分離することになる。分配した系列はそれぞれ周波数シフト部４０２−１及び周波数シフト部４０２−２に出力される。

周波数シフト部４０２−１は、Ｓ／Ｐ変換部４０１から出力された信号を、図８に示した周波数シフト部３０３−１におけるシフト量の逆のシフト量で周波数シフトし、周波数シフトした信号を位相回転部４０３−１に出力する。

同様に、周波数シフト部４０２−２は、Ｓ／Ｐ変換部４０１から出力された信号を、図８に示した周波数シフト部３０３−２におけるシフト量の逆のシフト量で周波数シフトし、周波数シフトした信号を位相回転部４０３−２に出力する。

位相回転部４０３−１は、周波数シフト部４０２−１から出力された信号を、図８に示した位相回転部３０２−１における位相回転量の逆の位相回転量で位相回転し、位相回転した信号を間引き部２０４−１に出力する。

同様に、位相回転部４０３−２は、周波数シフト部４０２−２から出力された信号を、図８に示した位相回転部３０２−２における位相回転量の逆の位相回転量で位相回転し、位相回転した信号を間引き部２０４−２に出力する。

Ｐ／Ｓ変換部４０４は、ＩＦＦＴ部２１０−１及びＩＦＦＴ部２１０−２からそれぞれ出力された信号を１つの系列に変換し、１系列に変換した信号を復調部２１１に出力する。

間引き部２０４−１，２０４−２、分配部２０５−１，２０５−２、チャネル推定部２０６−１，２０６−２、ウェイト算出部２０７−１，２０７−２、周波数領域等化部２０８−１，２０８−２、合成部２０９−１，２０９−２、ＩＦＦＴ部２１０−１，２１０−２は、実施の形態１における対応する各部と同一の機能を有する。

ここで、図１１Ａ及び図１１Ｂに、周波数シフト部３０３−１及び周波数シフト部３０３−２の出力成分の時間波形のシンボル位置での送信電力をそれぞれ示す。この出力成分のピーク電力対平均電力比（PAPR: Peak to Average Power Ratio）は、周波数レピティションを行わない場合に比べ、シンボル位置だけに着目すると数ｄＢ高くなる。これは、周波数レピティションにより時間波形が櫛の歯状となるからである。つまり、シンボル数と同数の０となるシンボルが挿入されるからである。この結果、周波数ダイバーシチ効果は向上するものの、平均電力が低下するため、ＰＡＰＲが高くなってしまう。

そこで、合成部３０４において、周波数シフト部３０３−１の出力成分と周波数シフト部３０３−２の出力成分とを合成すると、図１１Ｃに示す時間波形となり、この波形は周波数レピティションを行わない場合の波形と同一になる。すなわち、合成信号のＰＡＰＲの増大を抑制することができる。

このように実施の形態２によれば、複数の異なる櫛の歯状波形周波数領域信号に対して、それぞれ異なる位相回転量で位相回転を施すと共に、それぞれ異なる周波数シフト量で周波数シフトを施し、多重することにより、周波数ダイバーシチ効果を向上させると共に、ＰＡＰＲの増大を抑制することができる。

なお、本実施の形態では、レピティション部１０４−１，１０４−２においてレピティションした結果、２つの周波数領域信号を形成する場合について説明したが、本発明はこれに限らず、２以上の周波数領域信号を形成してもよい。

また、本実施の形態では、Ｓ／Ｐ変換部３０１において２系列に分配し、合成部３０４において２系列の周波数領域信号を多重する多重数２の場合について説明したが、本発明
はこれに限らず、Ｓ／Ｐ変換部３０１における分配数を２以上とし、合成部３０４における多重数を２以上としてもよい。

また、本実施の形態では、無線送信装置が１つの符号化部及び１つの変調部を備えるものとして説明したが、本発明はこれに限らず、複数の異なる符号化部及び複数の異なる変調部を備え、それぞれの変調信号をレピティションするようにしてもよい。

（実施の形態３）
実施の形態２では、１つの無線送信装置において複数の異なる信号に位相回転と周波数シフトを施し、多重する場合について説明したが、本発明の実施の形態３では、複数の無線送信装置においてユーザ毎に異なる位相回転及び周波数シフトを施し、ユーザ多重する場合について説明する。

図１２は、本発明の実施の形態３に係る無線送信装置５００の構成を示すブロック図である。この図において、位相回転部５０１は、櫛の歯状波形形成部１０５から出力された周波数領域信号にユーザ毎に異なる位相回転量で位相回転処理を施し、位相回転させた周波数領域信号を周波数シフト部５０２に出力する。

周波数シフト部５０２は、位相回転部５０１から出力された周波数領域信号にユーザ毎に異なる周波数シフト量で周波数シフトを施し、周波数シフトさせた周波数領域信号をＩＦＦＴ部１０６に出力する。

ここで、表１にユーザ数を４とした場合の各無線送信装置５００の位相回転部５０１における位相回転量及び周波数シフト部５０２における周波数シフト量を示す。

なお、ここでは、周波数レピティション数を４、櫛の歯状波形形成時における櫛の歯間隔を４とした。また、ＮはＦＦＴサンプル数を示しており、ｎは周波数成分のサンプル番号（ｎ＝０，１，２，…，１６Ｎ−１）を示している。

このように、ユーザ毎に異なる位相回転量及び周波数シフト量は、リソース割り当てと同様に、基地局装置が任意に決定し、各ユーザに指示することが考えられる。

表１に示したユーザ毎の周波数シフト量を概念的に図１３に示す。図１３Ａはユーザ１
の周波数シフト量を、図１３Ｂはユーザ２の周波数シフト量を、図１３Ｃはユーザ３の周波数シフト量を、図１３Ｄはユーザ４の周波数シフト量をそれぞれ示している。なお、表１に示したユーザ毎の周波数領域での位相回転量が時間領域では時間シフト量に変換されていることを図１４Ａ〜Ｄに示す。

表１に示すようにユーザ毎に異なる位相回転量で位相回転され、かつ異なるシフト量で周波数シフトされた信号を４ユーザ分多重すると、その多重信号は図１５に示す波形となる。

図１６は、本発明の実施の形態３に係る無線受信装置６００の構成を示すブロック図である。この図において、Ｓ／Ｐ変換部６０１は、ＦＦＴ部２０３から出力された信号を４系列に分配する。これにより、周波数領域上でユーザ多重されている４ユーザ毎の信号に分離することになる。分配した信号はそれぞれ周波数シフト部４０２−１〜４０２−４に出力される。

周波数シフト部４０２から復号部２１２までの各処理系列では、Ｓ／Ｐ変換部６０１から出力されたユーザ毎の信号に各系列に対応する処理を施し、ユーザ毎の受信データを取得する。

このように実施の形態３によれば、ユーザ毎に異なる位相回転及び周波数シフトを施し、ユーザ多重することにより、複数のユーザが周波数ダイバーシチ効果を向上させつつ、マルチプルアクセスが可能となるので、システムスループットを向上させることができる。

なお、本実施の形態では、ユーザ数を４とした場合について説明したが、４以外の場合でもよい。

また、本実施の形態では、割り当て可能な位相回転量及び周波数シフト量を異なるユーザに割り当てる場合について説明したが、本発明はこれに限らず、特定のユーザに複数の位相回転量及び周波数シフト量を割り当ててもよい。

なお、上記各実施の形態では、周波数領域において、レピティション処理及び櫛の歯状波形形成処理を行うものとして説明したが、時間領域において、レピティション処理及び櫛の歯状波形形成処理を行ってもよい。

また、上記各実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。
バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

本明細書は、２００５年９月１６日出願の特願２００５−２６９８０３に基づくものである。この内容は全てここに含めておく。

本発明にかかる無線送信装置、無線受信装置、無線送信方法及び無線受信方法は、シングルキャリア伝送において、フェージングの状態にかかわらず、受信信号の波形歪みを軽減することができ、シングルキャリア伝送を行う無線通信システムに適用できる。

特許文献１に開示のＤＦＴ−ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＤＭ構成の説明に供する図 特許文献１に開示のシングルキャリア伝送における送信スペクトラムと、周波数選択性伝搬路のレベル変動を示す図 本発明の実施の形態１に係る無線送信装置に構成を示すブロック図 図３に示したＦＦＴ部の出力波形の周波数成分を示す図 図３に示したレピティション部の出力波形の周波数成分を示す図 図３に示した櫛の歯状波形形成部の動作の説明に供する図 本発明の実施の形態１に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 図３に示した無線送信装置から送信されるスペクトラムと、周波数選択性伝搬路のレベル変動を示す図 本発明の実施の形態２に係る無線送信装置の構成を示すブロック図 図８に示した周波数シフト部の動作の説明に供する図 本発明の実施の形態２に係る無線受信装置の構成を示すブロック図 ＰＡＰＲの増加抑制の説明に供する図 本発明の実施の形態３に係る無線送信装置の構成を示すブロック図 表１に示したユーザ毎の周波数シフト量を概念的に示す図 表１に示したユーザ毎の周波数シフト量を概念的に示す図 表１に示したユーザ毎の周波数シフト量を概念的に示す図 表１に示したユーザ毎の周波数シフト量を概念的に示す図 表１に示したユーザ毎の周波数領域での位相回転量が時間領域では時間シフト量に変換されていることを示す図 表１に示したユーザ毎の周波数領域での位相回転量が時間領域では時間シフト量に変換されていることを示す図 表１に示したユーザ毎の周波数領域での位相回転量が時間領域では時間シフト量に変換されていることを示す図 表１に示したユーザ毎の周波数領域での位相回転量が時間領域では時間シフト量に変換されていることを示す図 ユーザ多重された多重信号の波形を示す図 本発明の実施の形態３に係る無線受信装置の構成を示すブロック図

Claims (9)

1. 時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する変換手段と、
   前記変換手段によって変換された周波数領域信号を周波数領域でレピティションして、得られた複数の周波数領域信号を周波数軸上に配置するレピティション手段と、
   前記配置された複数の周波数領域信号の周波数成分に０を挿入して、帯域幅が拡張された櫛の歯状波形に波形形成する波形形成手段と、
   前記波形形成された複数の周波数領域信号を時間領域の信号に逆変換する逆変換手段と、
   前記逆変換手段によって逆変換された時間領域信号を送信する送信手段と、
   を具備する無線送信装置。
2. 前記複数の周波数領域信号に位相回転を施す位相回転手段と、
   前記位相回転が施された前記複数の周波数領域信号に周波数シフトを施す周波数シフト手段と、
   をさらに具備する請求項１に記載の無線送信装置。
3. 前記位相回転手段によって前記複数の周波数領域信号にそれぞれ異なる位相回転量の位相回転が施され、前記周波数シフト手段によってそれぞれ異なる周波数シフト量の周波数シフトが施された前記複数の周波数領域信号を多重する多重手段をさらに具備する請求項２に記載の無線送信装置。
4. 前記位相回転手段は、前記複数の周波数領域信号にユーザ毎に異なる位相回転量の位相回転を施し、
   前記周波数シフト手段は、前記複数の周波数領域信号にユーザ毎に異なる周波数シフト量の周波数シフトを施す請求項２に記載の無線送信装置。
5. 周波数領域信号が周波数領域でレピティションされ、複数の周波数領域信号が逆変換された時間領域信号を受信する受信手段と、
   前記時間領域信号を周波数領域信号に変換する変換手段と、
   前記変換手段によって変換された複数の周波数領域信号をそれぞれの周波数領域信号に分配する分配手段と、
   前記分配手段によって分配された各周波数領域信号を周波数領域等化する等化手段と、 前記等化手段によって周波数領域等化された各周波数領域信号同士を合成する合成手段と、
   周波数領域の合成信号を時間領域の信号に逆変換する逆変換手段と、
   前記逆変換手段によって逆変換された信号を復調する復調手段と、
   を具備する無線受信装置。
6. 前記複数の周波数領域信号の周波数成分に０成分が挿入された櫛の歯状波形を有する場合、挿入された０成分を間引く間引き手段をさらに具備する請求項５に記載の無線受信装置。
7. 前記複数の周波数領域信号が位相回転及び周波数シフトが施されている場合、前記複数の周波数領域信号に施された周波数シフト量の逆のシフト量で周波数シフトする周波数シフト手段と、
   前記複数の周波数領域信号に施された位相回転量の逆の位相回転量で位相回転する位相回転手段と、
   をさらに具備する請求項５に記載の無線受信装置。
8. 時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する変換工程と、
   前記変換工程において変換された周波数領域信号を周波数領域でレピティションして、得られた複数の周波数領域信号を周波数軸上に配置するレピティション工程と、
   前記配置された複数の周波数領域信号の周波数成分に０を挿入して、帯域幅が拡張された櫛の歯状波形に波形形成する波形形成工程と、
   前記波形形成された複数の周波数領域信号を時間領域の信号に逆変換する逆変換工程と、
   を具備する無線送信方法。
9. 周波数領域信号が周波数領域でレピティションされ、複数の周波数領域信号が逆変換された時間領域信号を受信する受信工程と、
   前記時間領域信号を周波数領域信号に変換する変換工程と、
   前記変換工程において変換された複数の周波数領域信号をそれぞれの周波数領域信号に分配する分配工程と、
   前記分配工程によって分配された各周波数領域信号を周波数領域等化する等化工程と、 前記等化工程によって周波数領域等化された各周波数領域信号同士を合成する合成工程と、
   を具備する無線受信方法。

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