JPH10190610A

JPH10190610A - マルチキャリア方式の受信機

Info

Publication number: JPH10190610A
Application number: JP8344132A
Authority: JP
Inventors: Mitsuru Sasaki; 満佐々木
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1996-12-24
Filing date: 1996-12-24
Publication date: 1998-07-21

Abstract

(57)【要約】【課題】受信の同期が外れたときに速やかに復帰でき
る受信機に関する。【解決手段】１つのフレーム内でガードインターバル
をそれぞれ有する複数の送信シンボルがマルチキャリア
のフーリエ変換により抽出されるマルチキャリア方式の
受信機において、一定の時間長の送信シンボルのうちガ
ードインターバルを除く有効シンボルのみにフーリエ変
換を行うためにウインドウをかける時間同期部１７と、
時間同期部にウインドウをかけるタイミングを与えるた
めに受信機内に設けられ且つクロック周波数を可変にで
きる受信側クロック１８と、受信側クロックのクロック
周波数についてガードインターバルの相関を用いて前記
送信シンボルの長さを基準として補正行うクロック補正
部２０とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は直交したマルチキャ
リアに情報を分割して送信する直交周波数分割多重方式
の受信機に関し、特に受信の同期が外れたときに速やか
に復帰できる受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１５は従来の直交周波数分割多重方式
の受信機の例を示す図である。本図に示す如く、アンテ
ナ１、高周波増幅器２を介してデジタルオーディオ放送
（ＤＡＢ）を受信して得た受信信号が発振器４の主搬送
波信号により乗算器３でダウンコンバータされる。乗算
器３の出力に接続される帯域通過フィルタ５は高周波成
分を除去する。帯域通過フィルタ５に接続される乗算器
６、７は同相成分、直交成分を生成する。乗算器６には
発振器８の副搬送波信号が同相成分を生成するために入
力される。乗算器７には発振器８の副搬送波信号がその
位相を９０°だけシフトして直交成分を生成するために
入力される。乗算器６、７の出力にはそれぞれ低域通過
フィルタ１０、１１、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）
変換器１２、１３を介して高速フーリエ変換器１４（Ｆ
ＦＴ）が接続され、各マルチキャリアに分割された位
相、振幅情報が抽出される。高速フーリエ変換器１４の
出力に接続される復調部１５（デコード）は抽出された
位相、振幅情報をシンボルに復調する。スピーカ１６は
復調部１５の復調結果を出力する。

【０００３】時間同期部１７は、低域通過フィルタ１
０、１１の出力に接続され、フレームとフレームとの間
のヌルシンボルを検出して高速フーリエ変換器１４の変
換を開始するべき時間同期を求める。つまり、ヌルシン
ボルを検出後、ガードインターバルの時間を考慮して、
有効シンボルにだけウインドウがかけられる。周波数同
期部１８は、復号器１５の復調結果、特に復調された参
照シンボル（フェーズリファレンス）を用いて発振器４
の周波数シフト（自動周波数制御：ＡＦＣ）を行う。

【０００４】なお、デジタルオーディオ放送には、例え
ば、欧州では、モードＩ、II、IIIがあり、ダウンコン
バートを行うために主搬送波信号の周波数は、例えばモ
ードＩでは２５０ＭＨｚ、モードIIでは１ＧＨｚ、モー
ドIII では２ＧＨｚである。図１６は復調部１５で復調
されるデータを説明する図である。本図に示す如く、１
フレームは参照シンボル、複数の連続する送信シンボル
からなる。フレーム間のヌルシンボルの部分にはマルチ
キャリアが存在しない。各送信シンボルはガードインタ
ーバルと有効シンボルからなる。参照シンボルは同期を
取るためのトレーニングシンボルである。つまり、参照
シンボルでは同期を取るために準備されたデータでマル
チキャリア間隔の周波数のずれが容易に算出可能になっ
ている。

【０００５】なお、有効シンボルは送信データであるの
でそのデータ内容が時々刻々異なるが、ガードインター
バルはその内容が一定で送信シンボル毎に繰り返され
る。また、モードＩ、II、III の各々で１つのフレーム
当たりのシンボル数は７６、７６、１５３であり、シン
ボル当たりのマルチキャリアの数は１５３６、３８４、
１９２であり、有効シンボル長は１ｍｓ、２５０μｓ、
１２５μｓであり、ガードインターバル長は２５０μ
ｓ、６２．５μｓ、３１．５μｓである。

【０００６】高速フーリエ変換器１４は、１回の変換で
はガードインターバルを除いた１つの有効シンボルだけ
にウインドウをかける、つまり、モードＩの場合には１
回の変換では１５３６のマルチキャリアについて変換を
行う。時間同期部１７では、モードＩで説明すると、ヌ
ルシンボルを検出した後ガードインターバル長の時間２
５０μｓ後に高速フーリエ変換器１４に１ｍｓの第１の
ウインドウをかける。さらに、ヌルシンボル検出後１．
５００ｍｓ後に第２のウインドウをかけ、以下同様にし
てウインドウをかける。このウインドウをかけるのに使
用される時間は受信機内の受信側クロック１８を使用し
ている。

【０００７】ところで、この受信機における時間を発生
する発振回路である受信側クロック１８は年々精度が向
上しているが、発振回路により得られる時間にはバラツ
キがある。このバラツキに起因して、高速フーリエ変換
器１４は、有効シンボルだけでなく、ガードインターバ
ルの一部を変換したり、バラツキが大きいと隣の有効シ
ンボルの一部を変換したりするということが生じる。

【０００８】他方、周波数同期部１９では、復号器１５
の復調結果、特に復調された参照シンボルを用いて、ウ
インドウをかける時間のずれを求め、このずれをフィー
ドバックして発振器４の主搬送波信号の周波数を変化さ
せる自動周波数制御（ＡＦＣ）が行われる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
周波数同期部１９では、復号器１５を介しているため、
以下のような場合には、応答が遅いという問題がある。
何らかの原因で受信同期が長い間外れるとき、例えば、
受信開始時には周波数同期部１８によるフィードバック
量は無く、または、この受信機が車両に搭載され車両が
長いトンネルを通過してトンネルの外に出たときには、
周波数同期部１８によるフィードバックは復調データが
無い状態で更新されているので使用できない状態になっ
ている。たとえ、トンネルに入る前のフィードバック量
を保存していたとしても、トンネルから出たときにこの
フィードバック量は実際に必要なフィードバック量とは
異なるものになっている可能性がある。いずれにして
も、このような場合、時間同期部１７では受信側クロッ
ク１８のバラツキに起因して正しいウインドウをかける
ことができず、周波数同期部１９がそのずれを修正して
くれるのを待たなければならない。しかし、周波数同期
部１９は復号器を１５を経由してフィードバック量を求
めるので、タイムラグがあり、応答が遅いという問題が
ある。

【００１０】したがって、本発明は、上記問題点に鑑
み、受信の同期状態が何らかの原因で外れたとき、受信
側のクロックにバラツキがあっても、速い応答で同期を
得ることができるマルチキャリア方式の受信機を提供す
ることを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、１つのフレーム内でガードインターバ
ルをそれぞれ有する複数の送信シンボルがマルチキャリ
アのフーリエ変換により抽出されるマルチキャリア方式
の受信機において、一定の時間長の前記送信シンボルの
うち前記ガードインターバルを除く有効シンボルのみに
フーリエ変換を行うためにウインドウをかける時間同期
部と、前記時間同期部にウインドウをかけるタイミング
を与えるために受信機内に設けられ且つクロック周波数
を可変にできる受信側クロックと、前記受信側クロック
のクロック周波数について前記ガードインターバルの相
関を用いて前記送信シンボルの長を基準として補正を行
うクロック補正部とを備えることを特徴とする。具体的
には、前記クロック補正部は、受信信号と該受信信号を
前記送信シンボル長だけ遅延した遅延信号との相関を取
り、前記ガードインターバルを受信したときにピークと
なる該相関の間隔を前記受信側クロックで測定しピーク
間の時間長として求め、さらに、前記送信シンボルの時
間長と前記ピーク間の時間長との時間差を求め該時間差
が小さくなるように前記受信側クロックのクロック周波
数を補正する。この手段により、ガードインターバルの
内容は有効シンボルのように時々刻々と変化せず、一定
なので、相関のピーク間の時間長が送信シンボル長に対
応でき、受信側クロックのクロック周波数にバラツキが
あっても送信シンボル長で一致させる補正が可能にな
る。このため、同期外れに対して復帰が早くなる。

【００１２】前記クロック補正部は、前記ピーク間の時
間長が２倍の前記送信シンボル長よりも大きくなり、前
記ピーク間にフレーム間のヌルシンボルを含む場合には
前記受信側クロックのクロック周波数の補正を禁止す
る。この手段により、送信シンボル長を基準として受信
側クロックを補正するので、ヌルシンボルを含む区間も
補正に考慮すると却って補正が劣化するのでこの区間を
除外する。

【００１３】前記クロック補正部は、前記相関がしきい
値より大きい場合には相関のピークと判定する。さら
に、前記クロック補正部は、前記相関のピークが反射波
の影響を受けて小さくなるにともなって前記しきい値を
小さくする。この手段により反射の影響があっても補正
が可能にできる。前記クロック補正部は、前記ヌルシン
ボルを検出後前記相関のピークをカウントし、１フレー
ムの相関のピークの最大カウント数以内ならば前記相関
のピークがしきい値以下の場合でも、前記しきい値以下
になる前の前記ピーク間の時間長を維持する。この手段
により、反射波の影響があっても補正が可能になる。

【００１４】前記クロック補正部は、前記遅延信号の移
動平均をとる。遅延信号の変動による影響を除去する。
前記クロック補正部は、受信モードが外部より切り換え
られるとき、前記遅延信号の遅延時間を前記受信モード
に応じて変更する。モードの変更があっても、同期外れ
に対する復帰が早くなる。

【００１５】前記クロック補正部は、同相成分及び直交
成分の受信信号と該受信信号を前記送信シンボル長だけ
遅延した遅延信号との相関をそれぞれ取り、相関の同相
成分と直交成分の比を取って相関の位相角を求め、この
位相角が小さくなるように受信信号のダウンコンバート
を行う発振器の周波数を制御する。この手段により、周
波数同期部とクロック補正部を一体にでき構成が簡単化
すると同時に復調器を経由しないので応答も早くなる。

【００１６】前記フーリエ変換を行うフーリエ変換器は
前記フレームのヌルシンボル位置の後に続く同期を取る
ための参照シンボルを１回だけフーリエ変換して周波数
のずれを求めて、この周波数のずれが小さくなるように
受信信号のダウンコンバータを行う発振器の周波数を制
御する。具体的には、前記フーリエ変換器は、予め前記
参照シンボルだけを変換したデータを選択するためのア
ドレッシング手段を有する。この手段により、フーリエ
変換器は、フレームの他のシンボルの変換を要せず、単
に参照シンボルだけの処理が可能であるので、発振器の
周波数の制御の応答が早くなる。

【００１７】前記クロック補正部における前記発振器の
周波数の制御では周波数ずれの微分に対して不感帯が設
定される。前記フーリエ変換器における前記発振器の周
波数の制御では周波数ずれの微分に対して不感帯が設定
される。この手段により、自動周波数制御が一定値以下
に収束した場合には自動周波数制御の信号を一定に保つ
ことが可能になる。さらに、自動周波数制御の信号を一
定に保った後に検出した周波数ずれ情報が予め設定した
レベルを継続して越える場合に、自動的に自動周波数制
御モードに復帰することが可能になる。これにより一瞬
の妨害などによる自動周波数制御の誤動作を防止するこ
とが可能になる。同時に、一定環境下で動作中でも受信
機、外部要因での発熱により発振器の周波数がゆるやか
に変化することが予想されるが、これによる復調誤りを
低減できる。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態について
図面を参照して説明する。図１は本発明に係るマルチキ
ャリア方式の受信機の高速フーリエ変換器のウインドウ
をかけるタイミングに使用されるクロック周波数を補正
するクロック補正部を示す図である。本図に示す如く、
クロック補正部２０はガードインターバルについて相関
ピークを求め、相関ピーク間の時間を基準として受信側
クロック１８を補正するものである。まず、低域通過フ
ィルタ１０、１１の出力にそれぞれ接続される遅延器２
１及び２２は、それぞれに入力する同相成分（Ｉ）、直
交成分（Ｑ）信号を前述の１つの送信シンボル長の時間
分だけ遅延する。この遅延時間は、前述の如く、モード
Ｉの場合には１．２５ｍｓ（ガードインターバル：２５
０μｓ、有効シンボル：１ｍｓ）である。乗算器２３、
２４は遅延器２１、２２の各遅延信号と低域通過フィル
タ１０、１１の遅延前の各出力信号とを乗算する。移動
平均器２５、２６は乗算器２３、２４の出力をそれぞれ
移動平均する。移動平均は遅延信号の変動を除去するた
めに行われる。二乗器２７、２８は移動平均器２５、２
６の出力をそれぞれ二乗し、加算器２９は二乗器２７、
２８の出力を加算し、平方根器３０は加算器２９の出力
の平方根をとる。ピーク検出部３１は平方根器３０の出
力のピークを検出し、このピーク検出があると後述のカ
ウンタ３２にクリア信号を出力する。この検出では、平
方根器３０の出力が所定値以上の場合にはピークとされ
る。カウンタ３２はクロック１８のクロック信号をカウ
ントする。クロック１８のクロック周波数は、例えば、
１ＭＨｚとする。カウンタ３２はピーク検出部３１から
クリア信号を入力するとカウンタ値をメモリ３３に記憶
し、そのカウンタ値をクリアして、カウントを再び開始
する。比較器３４は１．２５ｍｓに相当するカウント値
１２５０を基準としてメモリ３３の記憶値と比較し、そ
のカウント差をクロック１８に出力する。受信側クロッ
ク１８は比較器３４のカウント差が小さくなるように周
波数を変更する。時間同期部１７はこの受信側クロック
１８のクロック信号を用いて高速フーリエ変換器１４に
ウインドウをかけるタイミングを決定する。

【００１９】図２は図１のクロック補正部２０の遅延と
相関を説明するタイムチャートである。本図に示す如
く、受信信号の送信シンボルの配置、第１のガードイン
ターバル信号ＳG1、第１の有効シンボル信号Ｓ1 、第２
のガードインターバル信号ＳG2、第２の有効シンボル信
号Ｓ2 、第３のガードインターバル信号ＳG3、第３の有
効シンボル信号Ｓ2 、…に対して、遅延器２１、２２の
出力信号は、送信シンボル長分だけ遅れる。有効シンボ
ルの内容は情報データであるので時々刻々と異なるた
め、例えば、受信信号の第２の有効シンボルＳ2 と遅延
信号の第１の有効シンボルＳ1 とには相関が無く、同様
に受信信号の第３の有効シンボルＳ3 と遅延信号の第２
の有効シンボルＳ2 とにも相関が無い。すなわち、受信
信号と遅延信号との有効シンボルには相関が無い。しか
し、ガードインターバルのシンボルの内容は固定されて
いるため、受信信号の第２のガードインタバル信号ＳG2
と遅延信号の第１のガードインターバル信号ＳG1とでは
相関が大きくなり、同様に受信信号の第３のガードイン
ターバル信号ＳG3と遅延信号の第２のガードインターバ
ル信号ＳG2とでは相関が大きくなる。すなわち、受信信
号と遅延信号とのガードインターバルでは相関が大き
い。このため、隣接する相関のピーク値の間隔が送信シ
ンボル長となる。

【００２０】したがって、本発明によれば、受信側クロ
ック１８のクロック周波数にバラツキがあっても、送信
シンボル長を基準として補正されるので、時間同期部１
７に正しいクロック周波数を提供することが可能にな
る。さらに、ピーク検出部３１のクリア数をカウントす
るカウンタ３５を設けてもよい。このカウンタ３５はヌ
ルシンボルを検出するために設けられる。

【００２１】図３はカウンタ３２及び３５の関係を説明
する図であり、図４はヌルシンボル付近の相関を説明す
るタイムチャートである。図３に示す如く、先ずカウン
タ３２では、ステップＳ１においてヌルシンボルを含む
区間になるのを待つ。つまり、図４に示す如く、ピーク
検出部３１の隣接する相関ピークの間隔が２送信シンボ
ル長（２×１２５０カウント）より大きい場合にはヌル
シンボルを含む区間と判断する。このような判断によ
り、この間では受信側クロック１８のクロック周波数の
補正を行わない。ステップＳ２において上記判断が「Ｙ
ＥＳ」ならカウンタ３２はカウンタ３５のカウント数ｎ
＝０と設定する。ステップＳ３において、カウンタ３２
は次の相関のピークであるクリアを待つ。ステップＳ４
においてカウンタ３２はカウント値をメモリ３３に移
し、カウント値をクリアする。このカウント値を用い
て、受信側クロック１８のクロック周波数の補正が行わ
れる。ステップＳ５において、カウンタ３５はピーク検
出部３１からのクリア数をカウントし、カウント数ｎ＝
７５か否かを判断する。この判断が「ＮＯ」ならステッ
プＳ３に戻り、「ＹＥＳ」ならステップＳ１に戻る。

【００２２】このようにして、モードによりシンボルの
数は決まっているので、必要なタイミングの生成は容易
に行われる。図５は反射波によるシンボル干渉がある場
合の相関を説明するタイムタイムチャートである。受信
信号は、本図に示す如く、反射波により干渉される直接
波として得られる。この場合、受信信号のガードインタ
ーバルは直接波のガードインターバルと反射波の有効シ
ンボルとの斜線領域のような干渉により狭くなる。この
ため、相関信号は通常の場合に比較して振幅が小さくな
る。

【００２３】図６は反射波がある場合のピーク検出部３
１のしきい値を説明する図である。本図（ａ）に示すよ
うに、ピーク検出部３１では反射波が無い場合に平方根
器３０の出力にしきい値を設定してその出力がしきい値
を越えるとクリア用のパルスを発生する。これに対し
て、本図（ｂ）に示す如く、相関信号の振幅が小さくな
るときには、その振幅が小さくなるに応じて上記しきい
値を小さくする。このとき、逆に、相関信号が１つ抜け
ると、送信シンボル長が２倍になったように誤検出が行
われる。このため、しきい値を相関強度に応じて設定し
送信シンボル長の誤検出により受信側クロック１８の精
度が却って補正により悪くなるのを防止している。

【００２４】図７はピーク検出部３１のしきい値を変更
する手段の例を示す図である。本図（ａ）に示す如く、
ピーク検出部３１は、入力信号を可変しきい値と比較す
る比較器３１１と、入力信号を１サンプル周期（τ）だ
け遅延する遅延器３１２と、遅延器３１２の出力信号と
入力信号とを比較する比較器３１３とを具備する。さら
に、比較器３１３の入力信号が、本図（ｂ）に示す如
く、遅延器３１３の出力よりも小さくなると、遅延器３
１２の出力の振幅の大きさに応じて比較器３１１のしき
い値が変更される。

【００２５】図８はピーク検出部３１の別の例のタイム
チャートを示す図である。本図に示す如く、ピーク検出
部３１への入力信号がしきい値を越えない場合には、図
３のステップＳ３〜Ｓ５に戻り、カウンタ３５のカウン
ト値ｎ≠７５であれば、すなわち、ヌルシンボル区間に
無ければ、しきい値を越えた場合の送信シンボル長ｔと
同じ疑似的な送信シンボル長ｔ’のクリアパルスを発生
する。上記と同様に相関信号が検出されないことにより
受信側クロック１８の精度が却って補正により悪くなる
のを防止している。

【００２６】図９はクロック補正部２０においてモード
の変更に伴って遅延器２１、２２の変更を説明するフロ
ーチャートである。ステップＳ１１において、外部から
モード変更の割込みを待つ。ステップＳ１２において、
上記変更割込みがあった場合にはモードに応じて遅延テ
ーブルを参照する。例えば、モードＩの場合は１．２５
ｍｓ、モードIIの場合は３１２．５μｓ、モードIII の
場合は１５６．２５μｓである。ステップＳ１３におい
て既存のパラメータ（遅延時間）を破棄し、新たなパラ
メータ（遅延時間）を設定する。この場合、図１の比較
器３４の基準カウント値は、モードＩの場合は１２５０
カウント、モードIIの場合は３１３カウント、モードII
I の場合は１５６カウントである。ステップＳ１４にお
いて上記で説明した相関信号を求め、受信側クロック１
８によるシンボルタイミングを求める。ステップＳ１５
においてシンボルタイミングのずれを基に受信側クロッ
ク１８の時間同期信号を形成する。このようにしてモー
ド変更後速やかにパラメータを切り換えて復調処理に要
する時間を短縮することができる。

【００２７】図１０はクロック補正部２０により自動周
波数制御（ＡＦＣ）を行う例を示す図である。本図
（ａ）に示す如く、移動平均器２５、２６の出力を割り
算する割り算器３９を設け、この出力を基に発振器４の
主搬送波信号の周波数が制御される。発振器４の主搬送
波信号の周波数と送信に使用される搬送波信号との周波
数との間に周波数のずれがある場合には、本図（ｂ）に
示す如く、移動平均器２５、２６の出力の位相角が変化
する。この変化が小さくなるように上記割り算器３９の
出力により発振器４の出力周波数が制御される。このよ
うにして、従来、時間同期部１７と周波数同期部１９
（図１５参照）とは別々に設けられたいたが、周波数同
期部１９は時間同期部１７と一体にすることにより構成
が簡単になる。

【００２８】図１１は高速フーリエ変換器１４の変換結
果を基に発振器４を制御する例を示す図であり、図１２
は図１１の高速フーリエ変換器１４の動作を説明するフ
ローチャートである。図１２のステップＳ２１におい
て、高速フーリエ変換器１４はクロック補正部２０の情
報を基にヌルシンボルの次のシンボルの入力を待つ。こ
こに、図１６の説明の如く、ヌルシンボルの次のシンボ
ルは参照シンボルである。ステップＳ２２において、高
速フーリエ変換器は参照シンボルを変換する。ステップ
Ｓ２３において参照シンボルによる周波数のずれを検出
する。ステップＳ２４において、この周波数ずれ（キャ
リアシフト）を基に発振器４の周波数を制御する。この
ように、復調部１５を経由せずに高速フーリエ変換器１
４により自動周波数制御を行うことにより応答性が改善
される。

【００２９】図１３は図１１の高速フーリエ変換器１４
での処理概要を説明する図である。高速フーリエ変換器
１４では、通常、計算順序を計算しながら全データが出
力されるよう演算されるが、参照シンボルで周波数ずれ
データを演算する場合には、予め決めたデータの算出の
みでよい。すなわち、本図に示す如く、演算順序テーブ
ルを準備しアドレッシング手段によりデータの選択を行
い不要な演算を行わないようにしてある。このため、必
要な部分のみを処理することで処理量が低減でき、全体
の処理量から要求される処理部（デジタル信号プロセッ
サ）の能力を大きくしなくてすみ、結果的にコストダウ
ンも可能となる。

【００３０】図１４は図１０及び図１１のおける自動周
波数制御に設定される不感帯を説明する図である。本図
（ａ）に示す如く、周波数ずれ検出値の微分を横軸に取
り、且つ自動周波数制御量（ＡＦＣ制御量）を縦軸に取
って、周波数ずれ検出値の微分値に対するしきい値を基
に不感帯が設定される。この場合、しきい値は周波数ず
れがマルチキャリア間隔の１／１００程度以下になるよ
うにすることが適当である。このようにして、自動周波
数制御が一定値以下に収束した場合には自動周波数制御
の信号を一定に保つことが可能になる。さらに、自動周
波数制御の信号を一定に保った後に検出した周波数ずれ
情報が予め設定したレベルを継続して越える場合に、自
動的に自動周波数制御モードに復帰することが可能にな
る。これにより一瞬の妨害などによる自動周波数制御の
誤動作を防止することが可能になる。同時に、一定環境
下で動作中でも受信機、外部要因での発熱により発振器
の周波数がゆるやかに変化することが予想されるが、こ
れによる復調誤りを低減できる。

【００３１】

【発明の効果】以上の説明により、本発明によれば、受
信の同期状態が何らかの原因で外れたとき、受信側クロ
ックのクロック周波数にバラツキがあっても、速い応答
で同期を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るマルチキャリア方式の受信機の高
速フーリエ変換器のウインドウをかけるタイミングに使
用されるクロック周波数を補正するクロック補正部を示
す図である。

【図２】図１のクロック補正部２０のシンボル遅延と相
関を説明するタイムチャートである。

【図３】カウンタ３２及び３５の関係を説明する図であ
る。

【図４】ヌルシンボル付近の相関を説明するタイムチャ
ートである。

【図５】反射波によるシンボル干渉がある場合の相関を
説明するタイムタイムチャートである。

【図６】反射波がある場合のピーク検出部３１のしきい
値を説明する図である。

【図７】ピーク検出部３１のしきい値を変更する手段の
例を示す図である。

【図８】ピーク検出部３１の別の例のタイムチャートを
示す図である。

【図９】クロック補正部２０においてモードの変更に伴
って遅延器２１、２２の変更を説明するフローチャート
である。

【図１０】クロック補正部２０により自動周波数制御
（ＡＦＣ）を行う例を示す図である。

【図１１】高速フーリエ変換器１４の変換結果を基に発
振器４を制御する例を示す図である。

【図１２】図１１の高速フーリエ変換器１４の動作を説
明するフローチャートである。

【図１３】図１１の高速フーリエ変換器１４での処理概
要を説明する図である。

【図１４】図１０及び図１１のおける自動周波数制御に
設定される不感帯を説明する図である。

【図１５】従来の直交周波数分割多重方式の受信機の例
を示す図である。

【図１６】復調部１５で復調されるデータを説明する図
である。

【符号の説明】

４…発振器１４…高速フーリエ変換器１７…時間同期部１８…受信側クロック２０…クロック補正部２１、２２…遅延器２５、２６…移動平均器３１…ピーク検出部３２、３５…カウンタ３３…メモリ３４…比較器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】１つのフレーム内でガードインターバル
をそれぞれ有する複数の送信シンボルがマルチキャリア
のフーリエ変換により抽出されるマルチキャリア方式の
受信機において、一定の時間長の前記送信シンボルのうち前記ガードイン
ターバルを除く有効シンボルのみにフーリエ変換を行う
ためにウインドウをかける時間同期部と、前記時間同期部にウインドウをかけるタイミングを与え
るために前記受信機内に設けられ且つクロック周波数を
可変にできる受信側クロックと、前記受信側クロックのクロック周波数について前記ガー
ドインターバルの相関を用いて前記送信シンボルの長さ
を基準として補正を行うクロック補正部とを備えること
を特徴とするマルチキャリア方式の受信機。
【請求項２】前記クロック補正部は、受信信号と該受
信信号を前記送信シンボル長だけ遅延した遅延信号との
相関を取り、前記ガードインターバルを受信したときに
ピークとなる該相関の間隔を前記受信側クロックで測定
しピーク間の時間長として求め、さらに、前記送信シン
ボルの時間長と前記ピーク間の時間長との時間差を求め
該時間差が小さくなるように前記受信側クロックのクロ
ック周波数を補正することを特徴とする、請求項１に記
載のマルチキャリア方式の受信機。
【請求項３】前記クロック補正部は、前記ピーク間の
時間長が２倍の前記送信シンボル長よりも大きくなり、
前記ピーク間にフレーム間のヌルシンボルを含む場合に
は前記受信側のクロック周波数の補正を禁止することを
特徴とする、請求項２に記載のマルチキャリア方式の受
信機。
【請求項４】前記クロック補正部は、前記相関がしき
い値より大きい場合には相関のピークと判定することを
特徴とする、請求項２に記載のマルチキャリア方式の受
信機。
【請求項５】前記クロック補正部は、前記相関のピー
クが反射波の影響を受けて小さくなるにともなって前記
しきい値を小さくすることを特徴とする、請求項４に記
載のマルチキャリア方式の受信機。
【請求項６】前記クロック補正部は、前記ヌルシンボ
ルを検出後前記相関のピークをカウントし、１フレーム
の相関のピークの最大カウント数以内ならば前記相関の
ピークがしきい値以下の場合でも、前記しきい値以下に
なる前の前記ピーク間の時間長を維持することを特徴と
する、請求項２に記載のマルチキャリア方式の受信機。
【請求項７】前記クロック補正部は、前記遅延信号の
移動平均をとることを特徴とする、請求項２に記載のマ
ルチキャリア方式の受信機。
【請求項８】前記クロック補正部は、受信モードが外
部より切り換えられるとき、前記遅延信号の遅延時間を
前記受信モードに応じて変更することを特徴とする、請
求項１に記載のマルチキャリア方式の受信機。
【請求項９】前記クロック補正部は、同相成分及び直
交成分の受信信号と該受信信号を前記送信シンボル長だ
け遅延した遅延信号との相関をそれぞれ取り、相関の同
相成分と直交成分の比を取って相関の位相角を求め、こ
の位相角が小さくなるように受信信号のダウンコンバー
タを行う発振器の周波数を制御することを特徴とする、
請求項２に記載のマルチキャリア方式の受信機。
【請求項１０】前記フーリエ変換を行うフーリエ変換
器は前記フレームのヌルシンボル位置の後に続く同期を
取るための参照シンボルだけフーリエ変換して周波数の
ずれを求め、この周波数のずれが小さくなるように受信
信号のダウンコンバータを行う発振器の周波数を制御す
ることを特徴とする、請求項２に記載のマルチキャリア
方式の受信機。
【請求項１１】前記フーリエ変換器は、予め前記参照
シンボルだけ変換したデータを選択するためのアドレッ
シング手段を有することを特徴とする、請求項１０に記
載のマルチキャリア方式の受信機。
【請求項１２】前記クロック補正部における前記発振
器の周波数の制御では周波数ずれの微分に対して不感帯
が設定されることを特徴とする、請求項９に記載のマル
チキャリア方式の受信機。
【請求項１３】前記フーリエ変換器における前記発振
器の周波数の制御では周波数ずれの微分に対して不感帯
が設定されることを特徴とする、請求項１０に記載のマ
ルチキャリア方式の受信機。