DE69433080T2 - Zwischen FSK und PSK umschaltbare Spreizspektrumübertragung - Google Patents

Zwischen FSK und PSK umschaltbare Spreizspektrumübertragung Download PDF

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Description

  • Diese Erfindung bezieht sich auf eine Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung.
  • In einigen Spread-Spektrum-Kommunikationssystemen enthält ein Sender primäre und sekundäre Modulatoren. Der primäre Modulator moduliert einen Träger mit einem Informationssignal und leitet dadurch ein primäres Modulationssignal ab. Im allgemeinen ist die durch den primären Modulator ausgeführte Modulation von dem FM-Typ (Frequenzmodulation), dem FSK-Typ (Frequenzumtastung) oder dem PSK-Typ (Phasenumtastung). Der sekundäre Modulator moduliert das primäre Modulationssignal mit einem Spread-Code und leitet dadurch ein sekundäres Modulationssignal (ein Spread-Spektrum-Signal) ab. Das Spread-Spektrum-Signal wird vom Sender an einen Empfänger der herkömmlichen Kommunikationssystme gesendet. Der Empfänger enthält einen Spread-Codegenerator, der einen Spread-Code erzeugt, welcher dem im Sender verwendeten Spread-Code entspricht. Der Empfänger enthält auch eine Despread-Schaltung, die eine Despread-Verarbeitung am Spread-Spektrum-Signal mit dem Spread-Code durchführt, um aus dem Spread-Spektrum-Signal ein primäres Modulationssignal wiederherzustellen. Die Despread-Schaltung ist ein Demodulator mit einer Funktion, die bezüglich der Funktion des sekundären Modulators im Sender invers ist. Der Empfänger enthält ferner einen zweiten Demodulator, der aus dem primären Modulationssignal ein Informationssignal wiederherstellt. Der zweite Demodulator hat eine Funktion, die bezüglich der Funktion des primären Modulators im Sender invers ist.
  • EP-A-0 555 089, worauf der Oberbegriff des Anspruchs 1 basiert, beschreibt ein Spread-Spektrum-Kommunikationssystem. Der Empfänger des Systems umfasst eine Despread-Schaltung, einen Winkeldemodulator, eine Sync-Nachweisschaltung und eine Taktsignale erzeugende Schaltung.
  • Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung zu schaffen.
  • Ein erster Gesichtspunkt dieser Erfindung schafft eine Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung, welche umfasst:
    einen Spread-Codegenerator zum Erzeugen eines Spread-Codes;
    ein Despread-Demodulationsmittel zum Multiplizieren eines ankommnenden Spread-Spektrum-Modulationssignals und des Spread-Codes;
    eine Träger reproduzierende Schaltung zum Reproduzieren eines Trägers;
    ein primäres Demoduliermittel zum Demodulieren eines Ausgangssignals des Despread-Modulationsmittels in ein wiederhergestelltes Originalinformationssignal; und
    ein eine Synchronisierung feststellendes Mittel zum Unterscheiden eines Rauschpegels eines Signals von der Träger reproduzierenden Schaltung und, als Antwort auf den unterschiedenen Rauschpegel, Abgeben eines Signals zur Synchronisierung des Despread-Demodulationsmittels; dadurch gekennzeichnet, dass
    die Träger reproduzierende Schaltung aus dem Ausgangssignal des Despread-Modulationsmittels Trägerkomponenten extrahiert, um den Träger zu reproduzieren, und den reproduzierten Träger an das primäre Demoduliermittel liefert, um mit der Ausgabe des Despread-Modulationsmittels multipliziert zu werden; um das Ausgangssignal des Despread-Modulationsmittels zu demodulieren; worin
    eine PLL-Schaltung in der Träger reproduzierenden Schaltung zwischen dem Despread-Modulationsmittel und dem primären Demoduliermittel enthalten ist, wobei die PLL-Schaltung ein Fehlersignal erzeugt, und das eine Synchronisierung feststellende Mittel den Rauschpegel des Fehlersignals unterscheidet, um das Signal zur Synchronisierung des Despread-Modulationsmittels abzugeben.
  • Vorteilhafterweise kann die obige Spread-Spektrum-Demodulationsvorrichtung dafür eingerichtet sein, ein mehrphasiges PSK-Signal zu demodulieren, das in ein Spread-Spektrum moduliert wurde, aufweisend die Vorrichtung des oben beschriebenen ersten Gesichtspunkts und ferner umfassend:
    ein Tiefpassfilter zum Filtern eines mehrphasigen PSK-Signals im Despread-Demodulationssignal;
    einen Pegeldiskriminator zum Unterscheiden eines Rauschpegels des Fehlersignals und Erzeugen eines eine Synchronisierung erfassenden Signals als Antwort auf den unterschiedenen Rauschpegel; und
    ein eine Synchronisierung erfassendes Mittel zum Erfassen einer Synchronisierung als Antwort auf das eine Synchronisierung erfassende Signal, worin
    die Träger reproduzierende Schaltung zum Reproduzieren eines Trägers als Antwort auf das mehrphasige PSK-Signal dient; und
    das primäre Demoduliermittel zum Multiplizieren des reproduzierten Trägers und des mehrphasigen PSK-Signals und dadurch Demodulieren des mehrphasigen PSK-Signals in mehrere, aus einer Demodulierung resultierende Signale dient.
  • Die Demodulation mehrphasiger PSK-Signale, die einer Spread-Spektrum-Modulation unterworfen wurden, kann somit erreicht werden.
  • Die Erfindung wird im folgenden beispielhaft anhand der Zeichnung beschrieben, in dieser zeigt:
  • 1 ein Blockdiagramm einer Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung;
  • 2 ein Zeitdomänendiagramm der Wellenformen von Signalen in der Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung von 1;
  • 3 ein Blockdiagramm eines Teils einer Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform dieser Erfindung;
  • 4 ein Blockdiagramm einer Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform dieser Erfindung;
  • 5 ein Blockdiagramm einer Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform dieser Erfindung;
  • 6 ein Zeitdomänendiagramm der Wellenformen von Signalen in der Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung von 5;
  • 7 ein Zeitdomänendiagramm der Wellenformen von Signalen in der Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung von 5;
  • 8 ein Diagramm eines nichtlinearen Detektors in der Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung von 5;
  • 9 ein Zeitdomänendiagramm der Wellenformen von Signalen im nichtlinearen Detektor von 8;
  • 10 ein Blockdiagramm einer Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung gemäß einer fünften Ausführungsform dieser Erfindung;
  • 11 ein Zeitdomänendiagramm der Wellenformen von Signalen in der Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung von 10;
  • 12 ein Zeitdomänendiagramm der Wellenform eines Signals in der Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung von 10;
  • 13 ein Blockdiagramm eines Filters in der Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung von 10;
  • 14 ein Diagramm der Kennlinie des Filters in 13;
  • 15 ein Diagramm der Kennlinie des Frequenzverhaltens des Filters in 13;
  • 16 ein Diagramm des Spektrums eines Signals in dem auf eine Differentiation von Rauschen bezogenen Signal "e(t)" der Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung von 10;
  • 17 ein Zeitdomänendiagramm der Wellenformen von Signalen in der Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung von 10; und
  • 18 ein Blockdiagramm einer Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung gemäß einer sechsten Ausführungsform dieser Erfindung.
  • Erste Ausführungsform
  • Mit Verweis auf 1 enthält ein Spread-Spektrum-Empfänger oder eine Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung 210 eine Antenne BAn, einen Multiplizierer (Mischer) 202, einen Pseudorauschgenerator (Spread-Codegenerator) 203, ein Bandpassfilter 204, einen Pegeldiskriminator 205, einen Steuersignalgenerator 206, einen Schalter BSw, einen Oszillator 208, einen Multiplizierer (Mischer) 214, eine Träger reproduzierende Schaltung 215 und ein Tiefpassfilter 225.
  • Die Träger reproduzierende Schaltung 215 enthält einen Multiplizierer (Mischer) 216, ein Bandpassfilter 217, einen Begrenzerverstärker 218, einen Multiplizierer (Mischer) 219, einen spannungsgesteuerten Oszillator 221, einen Phasenschieber 222 und einen Frequenzteiler 223 und ein Schleifenfilter 224. Der Multiplizierer 219, das Schleifenfilter 224 und der Oszillator 221 bilden eine PLL-Schaltung 211.
  • Die Antenne BAn führt zu einem ersten Eingangsanschluss des Multiplizierers 202. Der Ausgangsanschluss des Pseudorauschgenerators 203 ist mit einem zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 202 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 202 ist mit dem Eingangsanschluss des Bandpassfilters 204 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Bandpassfilters 204 ist mit einem ersten Eingangsanschluss des Multiplizierers 214 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 214 ist mit dem Eingangsanschluss des Tiefpassfilters 225 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Tiefpassfilters 225 führt zu einem Ausgangsanschluss BOut2 der Vorrichtung.
  • Der Ausgangsanschluss des Pegeldiskriminators 205 ist mit dem Eingangsanschluss des Steuersignalgenerators 206 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Steuersignalgenerators 206 ist mit einem Steueranschluss des Schalters BSw verbunden.
  • Der Schalter BSw hat einen beweglichen Kontakt und zwei feste Kontakte "a" und "b". Der bewegliche Kontakt des Schalters BSw stellt eine Verbindung mit entweder dessen festem Kontakt "a" oder dessen festem Kontakt "b" her. Nach dem beweglichen Kontakt des Schalters BSw folgt der Takteingangsanschluss des Pseudorauschgenerators 203. Der feste Kontakt "a" des Schalters BSw ist mit dem Ausgangsanschluss des Oszillators 208 verbunden. Der feste Kontakt "b" des Schalters BSw ist mit einem Eingangsanschluss BIn1 der Vorrichtung verbunden.
  • Der Ausgangsanschluss des Bandpassfilters 204 ist mit einem ersten und zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 216 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 216 ist über das Bandpassfilter 217 und den Begrenzerverstärker 218 mit einem ersten Eingangsanschluss des Multiplizierers 219 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 219 ist mit dem Eingangsanschluss des Schleifenfilters 224 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Schleifenfilters 224 ist mit dem Steueranschluss des Oszillators 221 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Schleifenfilters 224 ist auch mit dem Eingangsanschluss des Pegeldiskriminators 205 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Oszillators 221 ist mit dem Eingangsanschluss des Phasenschiebers 222 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Oszillators 221 ist ebenfälls mit einem zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 219 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Phasenschiebers 222 ist mit dem Eingangsanschluss des Frequenzteilers 223 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Frequenzteilers ist mit einem zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 214 verbunden.
  • Ein durch die Antenne BAn aufgefangenes ankommendes Spread-Spektrum-Signal wird über ein (nicht dargestelltes) Bandpassfilter in den Mischer 202 eingespeist. Das ankommende Spread-Spektrum-Signal wird als "A·P(t)·d(t)·cosωt" ausgedrückt, wobei "A" die Amplitude bezeichnet; "P(t)" ein Spread-Code-Signal bezeichnet; "d(t)" ein Informationssignal bezeichnet und "cosωt" einen Träger bezeichnet. Das Informationssignal "d(t)" ist vom zweiwertigen Typ, das zwischen "+1" und "–1" umgeschaltet werden kann. Während einer Anfangsphase einer Operation der Demoduliervorrichtung 210 stellt der bewegliche Kontakt des Schalters BSw eine Verbindung mit seinem festen Kontakt "a" her, so dass das Ausgangssignal des Oszillators 208 über den Schalter BSw als Taktsignal in den Pseudorauschgenerator 203 eingespeist wird. Der Oszillator 208 ist vorzugsweise so ausgelegt, dass seine Oszillationsfrequenz kontinuierlich zwischen oberen und unteren Grenzen variiert. Der Pseudorauschgenerator 203 erzeugt als Antwort auf das Taktsignal ein für einen Spread-Code repräsentatives Signal. Das Spread-Code-Signal wird vom Pseudorauschgenerator 203 in den Multiplizierer 202 eingespeist. Das Spread-Code-Signal wird als "P(t – τ)" ausgedrückt, wobei "τ" eine Phasendifferenz oder einen Zeitversatz in Bezug auf das Spread-Code-Signal "P(t)" im ankommenden Spread-Spektrum-Signal bezeichnet.
  • Der Multiplizierer 202 führt als Antwort auf das Spread-Code-Signal "P(t – τ)" eine Despread-Verarbeitung am ankommenden Spread-Spektrum-Signal durch, wodurch ein Despread-Demodulationssignal (wiederhergestelltes primäres Modulationssignal) abgegeben wird, das als "A·P(t)·P(t – τ)·d(t)·cosωt" ausgedrückt wird. Wenn die Phasendifferenz "τ" Null ist, wird das Despread-Demodulationssignal ausgedrückt als "A·d(t)·cosωt". Es sollte besonders erwähnt werden, dass P(t)2 = 1 ist. Das Despread-Demodulationssignal wird vom Multiplizierer 202 über das Bandpassfilter 204 in den ersten und zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 216 eingespeist.
  • Das Bandpassfilter 204 ist auf die Frequenz des Trägers "cosωt" abgestimmt. Das Ausgangssignal des Bandpassfilters 204 hat eine Wellenform, wie z. B. die im Teil [A] von 2 dargestellte. In 2 bezeichnen "(b)" und "(d)" Korrelationspunkte, an denen eine gute Übereinstimmung im Spread-Code-Signal zwischen einer Senderseite und der Empfängerseite (der Seite einer Demoduliervorrichtung) auftritt. An den Korrelationspunkten "(b)" und "(d)" weist das Ausgangssignal des Multiplizierers 202 schwache Spread-Spektrum-Komponenten auf, und das Ausgangssignal des Multiplizierers 202 geht durch das Bandpassfilter 204, ohne einen signifikanten Verlust zu erfahren. In 2 bezeichnen "(a)", "(c)" und "(e)" Nichtkorrelations-Intervalle, während denen eine Nichtübereinstimmung in einem Spread-Code-Signal zwischen der Senderseite und der Empfängerseite auftritt. Während der Nichtkorrelations-Intervalle "(a)", "(c)" und "(e)" ist das Ausgangssignal des Multiplizierers 202 reich an Spread-Spektrum-Komponenten, und das Ausgangssignal des Multiplizierers 202 geht durch das Bandpassfilter 204, wobei es einen signifikanten Verlust erfährt. Daher ist zwischen einem Korrelationspunkt und einem Nichtkorrelations-Intervall eine große Pegeldifferenz vorhanden.
  • Wie vorher beschrieben wurde, wird das Despread-Demodulationssignal vom Multiplizierer 202 über das Bandpassfilter 204 in den ersten und zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 216 eingespeist. Der Mul-tiplizierer 216 dient als Frequenzdoppler, der die Frequenz des Ausgangssignals des Bandpassfilters 204 verdoppelt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 216 wird über das Bandpassfilter 217 und den Begrenzerverstärker 218 in den Multiplizierer 219 eingespeist. Das Bandpassfilter 217 ist auf die zweifache Frequenz des Trägers "cosωt" abgestimmt. Das Ausgangssignal des Bandpassfilters 217 wird ausgedrückt als "(1/2) ·A2·cos2ωt".
  • Das Ausgangssignal des Bandpassfilters 217 wird durch den Begrenzerverstärker 218 einer Verstärkung und Amplitudenbegrenzung unterworfen. Das Ausgangssignal des Begrenzerverstärkers 218 wird in den Mul- tiplizierer 219 eingespeist. Das Ausgangssignal des Oszillators 221 wird in den Multiplizierer 219 eingespeist. Der Multiplizierer 219 dient als Phasenkomparator. Der Multiplizierer 219 vergleicht die Phase des Ausgangssignals des Begrenzerverstärkers 218 und die Phase des Ausgangssignals des Oszillators 221, um einen Fehler (Phasenfehler) zwischen diesen abzuleiten. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 219 wird an das Schleifenfilter 224 angelegt, so dass Hochfrequenzkomponenten des Ausgangssignals des Multiplizierers 219 dadurch entfernt werden. Folglich wird das Ausgangssignal des Multiplizierers 219 durch das Schleifenfilter 224 in ein Phasenvergleichssignal (Phasenfehlersignal) mit einer Wellenform wie z. B. der im Teil [B] von 2 gezeigten verarbeitet. Das Phasenvergleichssignal wird vom Schleifenfilter 224 in den Oszillator 221 als Steuersignal eingespeist, so dass die Frequenz der Oszillation des Oszillators 221 vom Phasenvergleichssignal abhängt. Die Frequenz des Ausgangssignals des Oszillators 221 folgt somit der Frequenz des Ausgangssignals des Begrenzerverstärkers 218 gemäß der Funktion der PLL-Schaltung 211.
  • Wie in 2 gezeigt ist, wird an den Korrelationspunkten "(b)" und "(d)" der Pegel des Phasenvergleichssignals (Phasenfehlersignals) minimiert, das vom Schleifenfilter 224 abgegeben wird. Der Pegeldiskriminator 205 empfängt das Ausgangssignal des Schleifenfilters 224 und fühlt die Minimierung des Pegels des Phasenvergleichssignals ab, um die Korrelationspunkte "(b)" und "(d)" festzustellen.
  • Ein (nicht dargestellter) Taktsignalgenerator reproduziert ein Taktsignal als Antwort auf z. B. das Ausgangssignal des Oszillators 221 oder des Frequenzteilers 223. Das reproduzierte Taktsignal wird über den Ein gangsanschluss BIn1 der Vorrichtung in den festen Kontakt "b" des Schalters BSw eingespeist. An den Korrelationspunkten "(b)" und "(d)" ist das reproduzierte Taktsignal das gleiche wie ein Taktsignal für ein Pseudorauschsignal auf der Senderseite.
  • Die PLL-Schaltung 215 dient als FM-Demodulator. An den Korrelationspunkten "(b)" und "(d)" in 14 ist der Pegel der Spread-Komponente (Spread-Rauschpegel) niedrig, und der Trägerpegel ist hoch, so dass ein hohes C/N-Verhältnis (Träger zu Rauschen) auftritt. Während der Nichtkorrelations-Intervalle "(a)", "(c)" und "(e)" in 2 ist der Pegel der Spread-Komponente (Spread-Rauschpegel) hoch, und der Trägerpegel ist niedrig, so dass ein niedriges C/N-Verhältnis auftritt. In der Technik ist bekannt, dass das S/N-Verhältnis (Signal zu Rauschverhältnis) eines wiederhergestellten Signals, das sich aus einer FM-Demodulation eines Modulationssignals ergibt, merklich höher ist als das C/N-Verhältnis des Modulationssignals. Da die PLL-Schaltung 215 als ein FM-Demodulator dient, stellt der Pegeldiskriminator 205 einen Korrelationspunkt mit adäquater Genauigkeit und Zuverlässigkeit fest.
  • Der Pegeldiskriminator 205 informiert den Steuersignalgenerator 206 über die Feststellung des Korrelationspunktes. Der Steuersignalgenerator 206 enthält ein Flipflop oder eine Kombination eines Schalters und einer Gleichstromquelle, die ein Binärsignal erzeugt. Der logische Zustand des Binärsignals ändert sich, wenn der Steuersignalgenerator 206 über die Feststellung des Korrelationspunktes informiert wird. Der Steuersignalgenerator 206 gibt das Binärsignal an den Schalter BSw als Schaltwechselsignal ab. Wenn sich der logische Zustand des Binärsignals ändert, wie vorher beschrieben wurde, stellt der bewegliche Kontakt des Schalters BSw eine Verbindung mit seinen festen Kontakt "b" her, so dass mit der Einspeisung des reproduzierten Taktsignals, das das gleiche wie das senderseitige Taktsignal ist, in den Pseudorauschgenerator 203 über den Schalter BSw als Taktsignal begonnen wird. Demgemäß beginnt der Pseudorauschgenerator 203 damit, als Antwort auf das korrekte Taktsignal das Spread-Code-Signal zu erzeugen. Auf diese Weise findet die Einrichtung einer guten Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal zwischen dem Sender und dem Empfänger 210 statt. Während einer späteren Zeit bleibt die Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal erhalten.
  • Der Pegel des Ausgangssignals des Bandpassfilters 204 hängt von der Intensität des ankommenden Spread-Code-Signals ab. Der Begrenzerverstärker 218 dient dazu, den Pegel des in die PLL-Schaltung 211 eingespeisten Signals unabhängig von einer Pegeländerung im Ausgangssignal des Bandpassfilters 204 im Wesentlichen konstant zu halten. Diese Gestaltung stellt sicher, dass der Spread-Rauschpegel des vom Schleifenfilter 224 abgegebenen Phasenfehlersignals im Wesentlichen unabhängig bleibt von einer Variation der Intensität des ankommenden Spread-Code-Signals. Demgemäß wird dem Pegeldiskriminator 205 ermöglicht, einen Korrelationspunkt sicher festzustellen.
  • Der Phasenschieber 222 empfängt das Ausgangssignal des Oszillators 221. Nach der Einrichtung der Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal zwischen dem Sender und dem Empfänger 210 unterscheidet sich die Phase des Ausgangssignals des Oszillators 221 von der Phase des in die Träger reproduzierende Schaltung 215 eingespeisten Signals (des Ausgangssignals des Bandpassfilters 204) um π/2. Der Pha senschieber 222 kompensiert diese Phasendifferenz. Der Frequenzteiler 223 empfängt das Ausgangssignal des Phasenschiebers 222 und halbiert die Frequenz des Ausgangssignals des Phasenschiebers 222, wodurch ein Träger "cosωt" reproduziert wird. Der reproduzierte Träger wird vom Frequenzteiler 223 an den Multiplizierer 214 angelegt. Der Multiplizierer 214 vergleicht die Phase des Ausgangssignals (des wiederhergestellten primären Modulationssignals) des Bandpassfilters 204 und die Phase des reproduzierten Trägers, wodurch das primäre Modulationssignal in ein Originalinformationssignal "d(t)" mit unnötigen Hochfrequenzkomponenten demoduliert wird. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 214 wird in das Tiefpassfilter 225 eingespeist, so dass dessen unnötige Hochfrequenzkomponenten durch das Tiefpassfilter 225 entfernt werden. Das Tiefpassfilter 225 stellt somit das Originalinformationssignal "d(t)" wieder her. Das wiederhergestellte Originalinformationssignal "d(t)" wird vom Tiefpassfilter 225 an den Ausgangsanschluss BOut2 angelegt. Es sollte besonders erwähnt werden, dass das Tiefpassfilter 225 weggelassen werden kann.
  • Zweite Ausführungsform
  • 3 zeigt eine Spread-Signal-Demoduliervorrichtung 220, die der Demoduliervorrichtung 210 von 1 ähnlich ist, außer dass zusätzlich ein Rauschdetektor 227 vorgesehen ist. Der Eingangsanschluss des Rauschdetektors 227 folgt dem Ausgangsanschluss eines Multiplizierers 219. Der Ausgangsanschluss des Rauschdetektors 227 ist mit dem Eingangsanschluss eines Pegeldiskriminators 205 verbunden.
  • Der Rauschdetektor 227 enthält ein Tiefpassfilter und eine Abfühl- bzw. Abtastsektion. Das Tiefpassfilter im Rauschdetektor 227 entfernt Ein gangssignalkomponenten mit Frequenzen, die höher als eine Trägerfrequenz "ω" sind. Die Abtastsektion im Rauschdetektor 227 stellt den Pegel des Ausgangssignals des Tiefpassfilters darin fest. Der Pegeldiskriminator 205 antwortet auf das Ausgangssignal der Abtastsektion im Rauschdetektor 227.
  • Da der Rauschdetektor 227 auf das Signal antwortet, welches an der Ausgangsseite des Multiplizierers 219, aber der Eingangsseite des Schleifenfilters 224 erscheint, kann ein Korrelationspunkt festgestellt werden, selbst wenn eine PLL-Schaltung 211 sich aus eingerasteten zuständen Bedingungen bewegt.
  • Dritte Ausführungsform
  • Mit Verweis auf 4 enthält ein Spread-Spektrum-Empfänger oder eine Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung 230 eine Antenne BAn, einen Multiplizierer (Mischer) 202, einen Pseudorauschgenerator (Spread-Code-Generator) 203, ein Bandpassfilter 204, einen Pegeldiskriminator 205, ein Steuersignalgenerator 206, einen Schalter BSw, einen Oszillator 208, einen Multiplizierer (Mischer) 214, eine Träger reproduzierende Schaltung 215, ein Tiefpassfilter 225, einen Verstärker 226 und einen Rauschdetektor 227.
  • Die Träger reproduzierende Schaltung 215 enthält ein Bandpassfilter 217, einen Begrenzerverstärker 218, einen Multiplizierer (Mischer) 219, einen spannungsgesteuerten Oszillator 221, einen Phasenschieber 222, ein Schleifenfilter 224 und einen Multiplizierer (Mischer) 228. Der Multiplizie rer 219, das Schleifenfilter 224 und der Oszillator 221 bilden eine PLL-Schaltung 211.
  • Die Antenne BAn führt zu einem ersten Eingangsanschluss des Multiplizierers 202. Der Ausgangsanschluss des Pseudorauschgenerators 203 ist mit einem zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 202 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 202 ist mit dem Eingangsanschluss des Bandpassfilters 204 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Bandpassfilters 204 ist mit einem ersten Eingangsanschluss des Multiplizierers 214 und auch einem ersten Eingangsanschluss des Multiplizierers 228 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 214 ist mit dem Eingangsanschluss des Tiefpassfilters 225 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Tiefpassfilters 225 ist mit dem Eingangsanschluss des Verstärkers 226 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Verstärkers 226 führt zu einem Ausgangsanschluss BOut2 der Vorrichtung. Der Ausgangsanschluss des Verstärkers 226 ist auch mit einem zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 228 verbunden.
  • Der Ausgangsanschluss des Rauschdetektors 227 ist mit dem Eingangsanschluss des Pegeldiskriminators 205 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Pegeldiskriminators 205 ist mit dem Eingangsanschluss des Steuersignalgenerators 206 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Steuersignalgenerators 206 ist mit einem Steueranschluss des Schalters BSw verbunden.
  • Der Schalter BSw hat einen beweglichen Kontakt und zweite feste Kontakte "a" und "b". Der bewegliche Kontakt des Schalters BSw stellt eine Verbindung mit entweder seinem festen Kontakt "a" oder seinem festen Kon takt "b" her. Dem beweglichen Kontakt des Schalters BSw folgt der Takteingangsanschluss des Pseudorauschgenerators 203. Der feste Kontakt "a" des Schalters BSw ist mit dem Ausgangsanschluss des Oszillators 208 verbunden. Der feste Kontakt "b" des Schalters BSw ist mit einem Eingangsanschluss BIn1 der Vorrichtung verbunden.
  • Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 228 ist über das Bandpassfilter 217 und den Begrenzerverstärker 218 mit einem ersten Eingangsanschluss des Multiplizierers 219 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 219 ist mit dem Eingangsanschluss des Schleifenfilters 224 und auch mit dem Eingangsanschluss des Rauschdetektors 227 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Schleifenfilters 224 ist mit dem Steueranschluss des Oszillators 221 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Oszillators 221 ist mit dem Eingangsanschluss des Phasenschiebers 222 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Oszillators 221 ist ebenfalls mit einem zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 219 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Phasenschiebers 222 ist mit einem zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 214 verbunden.
  • Ein von der Antenne BAn aufgefangenes ankommendes Spread-Spektrum-Signal wird über ein (nicht dargestelltes) Bandpassfilter in den Mischer 202 eingespeist. Das ankommende Spread-Spektrum-Signal wird ausgedrückt als "A1·P(t)·d(t)·cosωt" wobei "A1" die Amplitude bezeichnet; "P(t)" ein Spread-Code-Signal bezeichnet; "d(t)" ein Informationssignal bezeichnet und "cosωt" einen Träger bezeichnet. Das Informationssignal "d(t)" ist vom zweiwertigen Typ, das zwischen "+1" und "–1" umgeschaltet werden kann. Während einer Anfangsphase einer Operation der Demoduliervorrichtung 230 stellt der bewegliche Kontakt des Schalters BSw eine Ver bindung mit seinem festen Kontakt "a" her, so dass das Ausgangssignal des Oszillators 208 über den Schalter BSw als Taktsignal in den Pseudorauschgenerator 203 eingespeist wird. Der Oszillator 208 ist vorzugsweise so ausgelegt, dass seine Oszillationsfrequenz zwischen vorbestimmten oberen und unteren Grenzen kontinuierlich variiert. Der Pseudorauschgenerator 203 erzeugt als Antwort auf das Taktsignal ein für einen Spread-Code repräsentatives Signal. Das Spread-Code-Signal wird vom Pseudorauschgenerator 203 in den Multiplizierer 202 eingespeist. Das Spread-Code-Signal wird ausgedrückt als "P(t – τ)", wobei "τ" eine Phasendifferenz oder einen Zeitversatz in Bezug auf das Spread-Code-Signal "P(t)" im ankommenden Spread-Spektrum-Signal bezeichnet.
  • Der Multiplizierer 202 führt am ankommenden Spread-Spektrum-Signal eine Despread-Verarbeitung als Antwort auf das Spread-Code-Signal "P(t – τ)" durch, wodurch ein Despread-Demodulationssignal (wiederhergestelltes primäres Modulationssignal) abgegeben wird, das ausgedrückt wird als "A1·P(t)·P(t – τ)·d(t)·cosωt". Wenn die Phasendifferenz "τ" Null ist, wird das Despread-Demodulationssignal ausgedrückt als "A1·d(t)·cosωt". Es sollte besonders erwähnt werden, dass P(t)2 = 1 ist. Das Despread-Demodulationssignal wird über das Bandpassfilter 204 vom Multiplizierer 205 in die Multiplizierer 214 und 228 eingespeist.
  • Das Bandpassfilter 204 ist auf die Frequenz des Trägers "cosωt" abgestimmt. Das Ausgangssignal des Bandpassfilters 204 hat eine Wellenform wie z. B. die im Teil [A] von 2 gezeigte. An Korrelationspunkten "(b)" und "(d)" in 2 wird über den Verstärker 226 ein wiederhergestelltes Informationssignal "d(t)" in den Multiplizierer 228 eingespeist. Die Vorrichtung 228 multipliziert das Despread-Demodulationssignal "A1"·d(t)·cosωt" und das wiederhergestellte Informationssignal "d(t)", wodurch ein Signal abgegeben wird, das als "A1·cosωt" ausgedrückt wird, falls Signalverzögerungen nicht berücksichtigt werden, die von Vorrichtungen einschließlich des Tiefpassfilters 225 hervorgerufen werden. Es sollte besonders erwähnt werden, dass d(t)2 = 1 gilt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 228 wird in das Bandpassfilter 217 eingespeist und wird dadurch verarbeitet. Das Bandpassfilter 217 ist auf die Frequenz des Trägers "cosωt" abgestimmt, so dass ein reproduzierter Träger "A1·cosωt" am Ausgangsanschluss des Bandpassfilters 217 erscheint. Der reproduzierte Träger wird vom Bandpassfilter 217 über den Begrenzerverstärker 218 in den Multiplizierer 219 in der PLL-Schaltung 211 eingespeist. Der Begrenzerverstärker 218 dient dazu, die Amplitude des reproduzierten Trägers zu begrenzen. Die PLL-Schaltung 211 dient als schmalbandiger Mitlauffilter, so dass ein guter reproduzierter Träger im Wesentlichen frei von Jitter-Komponenten am Ausgangsanschluss des Oszillators 221 erscheint.
  • Während der Nichtkorrelations-Intervalle "(a)", "(c)" und "(e)" ist das in die PLL-Schaltung 211 eingegebene Signal reich an Spread-Spektrum-Komponenten, die Jitter-Komponenten eines reproduzierten Trägers hervorrufen, der am Ausgangsanschluss des Oszillators 221 erscheint. Der Multiplizierer 219 vergleicht die Phase des Ausgangssignals des Oszillators 221 und des Ausgangssignals des Begrenzerverstärkers 218, wodurch ein Phasenfehlersignal mit einer Wellenform wie z. B. der in dem Teil [B] von 2 gezeigten abgegeben wird. Es gibt eine große Differenz im Spread-Rauschpegel des Phasenfehlersignals zwischen einem Korrelationspunkt und einem Nichtkorrelations-Punkt. Konkret ist der Spread-Rauschpegel am Korrelationspunkt merklich kleiner als der Spread-Rauschpegel während des Nichtkorrelations-Intervalls. Folglich nimmt der Spread-Rauschpegel ab, wenn das Nichtkorrelations-Intervall durch den Korrelationspunkt ersetzt wird.
  • Der Rauschdetektor 227 tastet Spread-Rauschkomponenten des Ausgangssignals (Phasenfehlersignals) des Multiplizierers 219 ab und gibt ein Signal mit einem Pegel ab, das vom Pegel der abgetasteten Spread-Rauschkomponenten abhängig ist. Der Pegeldiskriminator 205 empfängt das Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 und tastet eine Abnahme im Spread-Rauschpegel des Phasenvergleichssignals ab, um einen Korrelationspunkt festzustellen.
  • Ein (nicht dargestellter) Taktsignalgenerator reproduziert ein Taktsignal als Antwort auf z. B. das Ausgangssignal des Oszillators 221 oder des Phasenschiebers 222. Das reproduzierte Taktsignal wird über den Eingangsanschluss BIn1 der Vorrichtung in den festen Kontakt "b" des Schalters BSw eingespeist. An den Korrelationspunkten "(b)" und "(d)" in 2 ist das reproduzierte Taktsignal das gleiche wie ein Taktsignal für ein Pseudorauschsignal auf der Senderseite.
  • Der Pegeldiskriminator 205 informiert den Steuersignalgenerator 206 über die Feststellung des Korrelationspunktes. Der Steuersignalgenerator 206 enthält ein Flipflop oder eine Kombination eines Schalters und einer Gleichstromquelle, die ein Binärsignal erzeugt. Der logische Zustand des Binärsignals ändert sich, wenn der Steuersignalgenerator 206 über die Feststellung des Korrelationspunktes informiert wird. Der Steuersignalgenerator 206 gibt das Binärsignal an den Schalter BSw als Schaltwechselsignal ab. Wenn sich der logische Zustand des Binärsignals wie vorher beschrieben ändert, stellt der bewegliche Kontakt des Schalters BSw eine Verbindung mit seinem festen Kontakt "b" her, so dass damit begonnen wird, das reproduzierte Taktsignal, das das gleiche wie das senderseitige Taktsignal ist, über den Schalter BSw als Taktsignal in den Pseudorauschgenerator 203 einzuspeisen. Demgemäß beginnt der Pseudorauschgenerator 203 damit, das Spread-Code-Signal als Antwort auf das korrekte Taktsignal zu erzeugen. Auf diese Weise findet die Einrichtung einer guten Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal zwischen dem Sender und dem Empfänger 230 statt. Während einer späteren Zeit bleibt die Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal bestehen.
  • Der Pegel des Ausgangssignals des Bandpassfilters 204 hängt von der Intensität des ankommenden Spread-Code-Signals ab. Der Begrenzerverstärker 218 dient dazu, den Pegel des in die PLL-Schaltung 211 eingespeisten Signals unabhängig von einer Pegeländerung im Ausgangssignal des Bandpassfilters 204 im Wesentlichen konstant zu halten. Diese Gestaltung stellt sicher, dass der Spread-Rauschpegel des Phasenfehlersignals, das von dem Schleifenfilter 224 abgegeben wird, im Wesentlichen unabhängig bleibt von einer Variation der Intensität des ankommenden Spread-Code-Signals. Der Begrenzerverstärker 218 dient als eine AGC-Schaltung, die einen dynamischen Bereich von 130 dB ermöglicht.
  • Der Phasenschieber 222 empfängt das Ausgangssignal des Oszillators 221. Nach der Einrichtung der Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal zwischen dem Sender und dem Empfänger 230 unterscheidet sich die Phase des Ausgangssignals des Oszillators 221 von der Phase des in die Träger reproduzierende Schaltung 215 eingespeisten Signals (des Ausgangssignals des Bandpassfilters 204) um π/2. Der Pha senkompensator 222 kompensiert diese Phasendifferenz, wodurch ein Träger "A2·cosωt" reproduziert wird, wobei "A2" die Amplitude bezeichnet. Der reproduzierte Träger wird von dem Phasenschieber 222 an den Mul-tiplizierer 214 angelegt. Der Multiplizierer 214 führt eine synchrone Demodulation aus. Die Vorrichtung 214 multipliziert das Ausgangssignal (wiederhergestelltes primäres Modulationssignal) "A1·d(t)·cosωt" des Bandpassfilters 204 und den reproduzierten Träger "A2·cosωt", wodurch ein Signal abgegeben wird, das als "(A1·A2/2)·d(t)·(1 + cos2ωt)" ausgedrückt wird. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 214 wird in das Tiefpassfilter 225 eingespeist. Hochfrequenzkomponenten des Ausgangsignals des Multiplizierers 214 werden durch das Tiefpassfilter 225 entfernt, so dass ein wiederhergestelltes Informationssignal, das als "(A1·A2/2)·d(t)" ausgedrückt wird, am Ausgangsanschluss des Tiefpassfilters 225 erscheint. Das wiederhergestellte Informationssignal wird vom Tiefpassfilter 225 in den Verstärker 226 eingespeist. Der Verstärker 226 dient als Wellenformer oder Spannungskomparator, der das wiederhergestellte Informationssignal in ein zweites wiederhergestelltes Informationssignal umwandelt, das ausgedrückt wird als "A3·d(t)", wobei "A3" die Amplitude bezeichnet, die im Wesentlichen unabhängig ist von der Amplitude A1 des ankommenden Spread-Spektrum-Signals. Das zweite wiederhergestellte Informationssignal wird vom Verstärker 226 an den Ausgangsanschluss BOut2 der Vorrichtung angelegt. Wie vorher beschrieben wurde, wird das zweite wiederhergestellte Informationssignal vom Verstärker 226 ebenfalls in den Multiplizierer 228 eingespeist.
  • Vierte Ausführungsform
  • 5 zeigt eine Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung (Spread-Spektrum-Empfänger) 240, die der Demoduliervorrichtung 230 von 4 ähnlich ist, außer dass eine Verzögerungsschaltung 231 und ein nichtlinearer Detektor 232 zusätzlich vorgesehen sind. Wie in 5 gezeigt ist, ist die Verzögerungsschaltung 231 zwischen einem Bandpassfilter 204 und einem Multiplizierer 228 angeordnet. Der nichtlineare Detektor 232 ist zwischen einem Rauschdetektor 237 und einem Pegeldiskriminator 205 angeordnet.
  • Ein wiederhergestelltes Informationssignal, das vom Verstärker 226 in den Multiplizierer 228 eingespeist wird, hat eine Phasenverzögerung (Zeitverzögerung) "T" in Bezug auf das Ausgangssignal des Bandpassfilters 204, die durch ein Tiefpassfilter 25 enthaltende Einrichtungen hervorgerufen wird. Das wiederhergestellte Informationssignal, das in den Multiplizierer 228 eingespeist wird, wird somit ausgedrückt als "d(t – T)". Die Verzögerungsschaltung 231 verzögert das Ausgangssignal des Bandpassfilters 204 um eine vorbestimmte Zeit, die gleich der Verzögerungszeit "T" ist, wodurch die Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen kompensiert wird, die in den Multiplizierer 228 eingegeben werden. Die Verzögerungsschaltung 231 gibt das aus der Verzögerung resultierende Signal an den Multiplizierer 228 ab.
  • Der nichtlineare Detektor 232 ist dafür ausgelegt, dem Pegeldiskriminator 205 zu ermöglichen, zwischen einem Korrelationspunkt und einem Nichtkorrelations-Intervall mit erhöhter Genauigkeit und Zuverlässigkeit zu unterscheiden.
  • Das Ausgangssignal des Bandpassfilters 204 hat eine Wellenform wie die in dem Teil [A] von 6 dargestellte. Wenn die Wellenform des Ausgangssignals des Bandpassfilters 204 mit der Wellenform des Teils [A] von 6 übereinstimmt, hat das Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 eine Wellenform wie die im Teil [B] von 6 gezeigte. In 6 bezeichnen "(b)" und "(d)" Korrelationspunkte, an denen der Spread-Rauschpegel des Ausgangssignals des Rauschdetektors 227 minimiert ist. In 6 bezeichnen "(a)", "(c)" und "(e)" Nichtkorrelations-Intervalle, während denen der Spread-Rauschpegel des Ausgangssignals des Rauschdetektors 227 verhältnismäßig hoch ist.
  • Der Teil [A] von 7 zeigt eine Wellenform des Ausgangssignals des Bandpassfilters 204, die unter schlechten Empfangsbedingungen auftritt. Wenn die Wellenform des Ausgangssignals des Bandpassfilters 204 mit der Wellenform des Teils [A] von 7 übereinstimmt, hat das Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 eine Wellenform, wie z. B. in dem Teil [B] von 7 gezeigt ist. In diesem Fall hat das Ausgangssignal des nichtlinearen Detektors 232 eine Wellenform wie die im Teil [C] von 7 dargestellte. In 7 bezeichnen "(b)" und "(d)" Korrelationspunkte, an denen der Spread-Rauschpegel des Ausgangssignals des Rauschdetektors 227 minimiert ist. In 7 bezeichnen "(a)", "(c)" und "(e)" Nichtkorrelations-Intervalle, während denen der Spread-Rauschpegel des Ausgangssignals des Rauschdetektors 227 verhältnismäßig hoch ist.
  • Ein Multiplizierer 202 empfängt ein ankommendes Spread-Spektrum-Signal "A1·P(t)·d(t)·cosωt" von einer Antenne BAn. Der Multiplizierer 202 empfängt ebenfalls ein Spread-Code-Signal "P(t – τ)" von einem Pseudorauschgenerator (Spread-Codegenerator) 203. Der Multiplizierer 202 führt als Antwort auf das Spread-Code-Signal an dem ankommenden Spread-Spektrum-Signal eine Despread-Verarbeitung aus, wodurch ein Despread-Demodulationssignal (wiederhergestelltes primäres Modulationssignal) abgegeben wird, das ausgedrückt wird als "A1·P(t)·P(t – τ)·d(t)·cosωt". Das Despread-Demodulationssignal wird vom Multiplizierer 202 über das Bandpassfilter 204 in einen Multiplizierer 214 und eine Träger reproduzierende Schaltung 215 eingespeist.
  • An Korrelationspunkten "(b)" und "(d)" in 6 und 7, wo die Phasendifferenz "τ" Null ist, wird das Despread-Demodulationssignal ausgedrückt als "A1·d(t)·cosωt". Es sollte besonders erwähnt werden, dass P(t)2 = 1 gilt. Die Verzögerungsschaltung 231 verzögert das Despread-Demodulationssignal und gibt dadurch ein aus einer Verzögerung resultierendes Signal ab, das ausgedrückt wird als "A1·d(t – T)·cos(ωt – ωT)". Der Multiplizierer 228 empfängt das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 231. Der Mul-tiplizierer 228 empfängt ein wiederhergestelltes Informationssignal "d(t – T)" von einem Verstärker 226. Die Einrichtung 228 multipliziert das aus einer Verzögerung resultierende Despread-Demodulationssignal "A1·d(t – T)·cos(ωt – ωT)" und das wiederhergestellte Informationssignal "d(t – T)", wodurch ein Signal abgegeben wird, das als "A1·cos(ωt – ωT)" ausgedrückt wird. Es sollte besonders erwähnt werden, dass d(t – T)2 = 1 gilt.
  • Während Nichtkorrelations-Intervallen "(a)", "(c)" und "(e)" in 6 und 7 gibt ein spannungsgesteuerter Oszillator 221 einen Träger aus, der reich an Jitter-Komponenten ist. Ein von einem Phasenkomparator 219 abgegebenes Phasenfehlersignal wird in den Rauschdetektor 227 eingespeist. Der Rauschdetektor 227 tastet Spread-Rauschkomponenten des Phasenfehlersignals ab und gibt ein Signal mit einer Wellenform wie z. B. im Teil [B] von jeder der 6 und 7 gezeigt ab. Das Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 wird in den nichtlinearen Detektor 232 eingespeist. Wie im Teil [C] von 7 gezeigt ist, expandiert oder vergrößert der nichtlineare Detektor 232 eine Variation (Differenz) des Spread-Rauschpegels im Ausgangssignal des Rauschdetektors 227. Der Pegeldiskriminator 205 empfängt das Ausgangssignal des nichtlinearen Detektors 232 und unterscheidet den Spread-Rauschpegel des empfangenen Signals, um einen Korrelationspunkt festzustellen.
  • Der Pegeldiskriminator 205 informiert einen Steuersignalgenerator 206 über die Feststellung des Korrelationspunktes. Der Steuersignalgenerator 206 ändert einen Schalter BSw als Antwort auf die Feststellung des Korrelationspunktes, so dass damit begonnen wird, ein reproduziertes Taktsignal, das das gleiche wie ein senderseitiges Taktsignal ist, von einem (nicht dargestellten) Taktsignalgenerator über den Schalter BSw als Taktsignal in einen Pseudorauschgenerator 203 einzuspeisen. Demgemäß beginnt der Pseudorauschgenerator 203 damit, als Antwort auf das korrekte Taktsignal das Spread-Code-Signal zu erzeugen. Auf diese Weise erfolgt die Einrichtung einer guten Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal zwischen dem Sender und dem Empfänger 240. Während einer späteren Zeit bleibt die Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal erhalten.
  • Ein Phasenschieber 222 empfängt das Ausgangssignal des Oszillators 221. Nach der Einrichtung der Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal zwischen dem Sender und dem Empfänger 240 unterscheidet sich die Phase des Ausgangssignals "A2·cos(ωt – ωT – θ)" des Oszillators 221 von der Phase des Trägers "A1·cosωt" in dem in die Träger reproduzierende Schaltung 215 eingegebenen Signal (das Ausgangssignal des Bandpassfilters 204). Der Phasenschieber 222 kompensiert diese Phasendifferenz, wodurch ein Träger "A2·cosωt" reproduziert wird, wobei "A2" die Amplitude bezeichnet. Es sollte besonders erwähnt werden, dass "θ" die Phase eines Trägers bezeichnet, der während einer Basisoperation einer PLL-Schaltung 211 in den Phasenkomparator 219 eingespeist wird. Der reproduzierte Träger wird vom Phasenschieber 222 an einen Multiplizierer 214 angelegt. Der Multiplizierer 214 führt eine synchrone Demodulation aus. Die Einrichtung 214 multipliziert das Ausgangssignal (primäres Modulationssignal) "A1·d(t)·cosωt" des Bandpassfilters 204 und den reproduzierten Träger "A2·cosωt", wodurch ein Signal abgegeben wird, das ausgedrückt wird als "(A1·A2/2)·d(t)·(1 + cos2ωt)". Das Ausgangssignal des Multiplizierers 214 wird in das Tiefpassfilter 225 eingespeist. Trägerkomponenten des Ausgangssignals des Multiplizierers 214 werden durch das Tiefpassfilter 225 entfernt. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 225 wird an den Verstärker 226 angelegt und dadurch einer Wellenformgebung unterworfen. Der Verstärker 226 gibt ein wiederhergestelltes Informationssignal "d(t – T)" ab, das durch die Phasenverzögerung "T" beeinflusst wurde. Das wiederhergestellte Informationssignal wird vom Verstärker 226 an einen Ausgangsanschluss BOut2 der Vorrichtung angelegt.
  • Wie in 8 gezeigt ist, enthält der nichtlineare Detektor 231 Widerstände R10, R20, R30, R40, R50 und R60, Dioden D1 und D2, Transistoren Q1, Q2 und Q3 und einen Verstärker 242. Eine Reihenschaltung des Widerstandes R10, der Diode D1, der Diode D2 und des Widerstandes R20 ist zwischen eine Stromversorgungsleitung und die Erdung geschaltet. Die Stromversorgungsleistung steht unter einer vorbestimmten positiven Spannung Vcc. Der Eingangsanschluss des Verstärkers 242 ist mit dem Ausgangsanschluss des Rauschdetektors 227 verbunden (siehe 5). Der Ausgangsanschluss des Verstärkers 242 ist mit der Verbindungsstelle zwischen den Dioden D1 und D2 verbunden. Eine Reihenschaltung des Widerstandes R30, des Kollektor-Emitter-Pfades des Transistors Q1, des Emitter-Kollektor-Pfades des Transistors Q2 und des Widerstandes R40 ist mit der Stromversorgungsleitung und der Erdung verbunden. Die Basis des Transistors Q1 ist mit der Verbindungsstelle zwischen der Diode D2 und dem Widerstand R20 verbunden. Die Basis des Transistors Q2 ist mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R10 und der Diode D1 verbunden. Der Emitter des Transistors Q3 ist über den Widerstand R50 mit der Stromversorgungsleitung verbunden. Die Basis des Transistors Q3 ist mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R30 und dem Transistor Q1 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q3 ist mit der Verbindungsstelle zwischen dem Transistor Q2 und dem Widerstand R40 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q3 ist mit einem Eingangsverstärker 243 des Pegeldiskriminators 205 über den Widerstand R60 verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen den Transistoren Q1 und Q2 führt zu einem Anschluss 241, der unter einer vorbestimmten positiven Spannung mit einem Pegel Vcc/2 steht.
  • Der Verstärker 242 steht unter einer Gleichspannung mit einem Pegel von Vcc/2. Widerstandswerte der Widerstände R10 und R20 stehen in einer Beziehung wie "R10 = R20". Die Dioden D1 und D2 haben gleiche Kennlinien. Die Widerstandswerte der Widerstände R30 und R40 stehen in einer Beziehung wie "R30 = R40". Die Transistoren Q1 und Q2 sind zueinander komplementär. Die Widerstandswerte der Widerstände R40, R50 und R60 stehen in einer Beziehung wie "R50 = R40//R60 (Parallelverbindung)" festgelegt, um Signalpegel gleichzusetzen, die an den Verstärker 243 innerhalb des Pegeldiskriminators 205 angelegt werden, welche einem Signal mit positiver Polarität und einem Signal mit negativer Polarität entsprechen, die Schwellenpegel +SHL bzw. –SHL übersteigen (siehe 9). Dieser Entwurf ermöglicht, dass der Pegel des Signals mit positiver Polarität und der Pegel des Signals mit negativer Polarität einander ausgleichen. Der Verstärker 243 innerhalb des Pegeldiskriminators 205 hat einen vorbestimmten kleinen Eingangswiderstand.
  • Jeder der Transistoren Q1 und Q2 dient als ein Schalter, der zwischen einem An-Zustand (leitenden Zustand) und einem Aus-Zustand (nichtleitenden Zustand) umgeschaltet werden kann. Konkret nimmt der Transistor Q1 den An-Zustand an, wenn die Basisspannung des Transistors Q1 über der Spannung Vcc/2 über einen positiven Schwellenpegel +SHL zunimmt, der gleich der Summe der Basis-Emitterspannung des Transistors Q1 und der Spannung in Normalrichtung der Diode D2 ist. Ansonsten nimmt der Transistor Q1 den Aus-Zustand an. Auf der anderen Seite nimmt der Transistor Q2 den An-Zustand an, wenn die Basisspannung des Transistors Q2 unter der Spannung Vcc/2 unter einen negativen Schwellenpegel –SHL abnimmt, der gleich der Summe der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q2 und der Spannung in Normalrichtung der Diode D2 ist. Ansonsten nimmt der Transistor Q2 den Aus-Zustand ein. Die Transistoren Q1 und Q3 bilden einen Phaseninverter. Wenn der Transistor Q1 zum An-Zustand wechselt, fällt die Kollektorspannung des Transistors Q1 von einem Pegel Vcc auf den Pegel Vcc/2, so dass der Transistor Q3 eine Kollektor-Ausgangsspannung erzeugt, die gleich einem Pegel von Vcc/2 ist. Wenn der Transistor Q2 in den An-Zustand wechselt, erzeugt der Transistor Q2 eine Kollektor-Ausgangsspannung, die gleich einem Pegel von Vcc/2 ist.
  • Es wird nun angenommen, dass das Ausgangssignal des Verstärkers 242 eine in dem Teil [A] von 2 gezeigte Wellenform hat. In diesem Fall hat das Ausgangssignal des nichtlinearen Detektors 232, das an der Verbindungsstelle zwischen den Transistoren Q2 und Q und dem Widerstand R60 erscheint, eine Wellenform, die in dem Teil [B] von 9 dargestellt ist. Wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 242 höher als der positive Schwellenpegel +SHL oder niedriger als der negative Schwellenpegel –SHL ist, ist ein Hauptteil des nichtlinearen Detektors 232 in einem leitenden Zustand, so dass die Spannung Vcc/2 als Ausgangssignal des nichtlinearen Detektors 232 übertragen wird. Wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 242 zwischen dem positiven Schwellenpegel +SHL und dem negativen Schwellenpegel –SHL vorliegt, hat das Ausgangssignal des nichtlinearen Detektors 232 einen Pegel von 0 Volt. Wie in den Teilen [A] und [B] von 9 gezeigt ist, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 242 in Impulse gleicher Höhe geformt, während das Ausgangssignal des nichtlinearen Detektors 232, das einen kleineren Pegel als der Pegel Vcc/2 hat, zurückgefaltet (engl. folded back) oder invertiert wird. Das Ausgangssignal des nichtlinearen Detektors 232 stimmt somit mit einem Signal überein, das sich aus einem im Wesentlichen Zweiweg-Nachweis (engl. full-wave detection) ergibt.
  • Das Ausgangssignal des nichtlinearen Detektors 232 wird in den Pegeldiskriminator 205 eingespeist, wodurch es in ein Signal mit zwei Pegeln (binäres Signal) umgewandelt wird. Das Signal mit zwei Pegeln wird von dem nichtlinearen Detektor 232 an einen Steuersignalgenerator 206 abgegeben (siehe 5). Wie vorher beschrieben wurde, erzeugt der Steuersignalgenerator 206 als Antwort auf das Signal mit zwei Pegeln ein Schaltsteuersignal und gibt das Schaltsteuersignal an den Schalter BSw ab. Wenn das Nichtkorrelations-Intervall durch einen Korrelationspunkt ersetzt wird, wird der Schalter BSw durch das Schaltsteuersignal so umgeschaltet, dass ein Taktsignal über den Eingangsanschluss In1 und der Schalter BSw der Vorrichtung in den Pseudorauschgenerator 203 eingespeist wird.
  • Fünfte Ausführungsform
  • 10 zeigt eine Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung (Spread-Spektrum-Empfänger) 250, die der Demoduliervorrichtung 240 von 5 ähnlich ist, außer dass der nichtlineare Detektor 232 (siehe 5) durch ein Filter 251 ersetzt ist.
  • Ein Multiplizierer 205 empfängt ein ankommendes Spread-Spektrum-Signal "A1·P(t)·d(t)·cos(ωt – θ0)" von einer Antenne BAn, wobei "θ0" eine Anfangsphase des Trägers bezeichnet. Der Multiplizierer 202 empfängt ebenfalls ein Spread-Code-Signal "P(t – τ)" von einem Pseudorauschgenerator (Spread-Codegenerator) 203. Der Multiplizierer 202 führt an dem ankommenden Spread-Spektrum-Signal als Antwort auf das Spread-Code-Signal eine Despread-Verarbeitung aus, wodurch das Despread-Demodulationssignal (wiederhergestelltes primäres Modulationssignal) abgegeben wird, das ausgedrückt wird als "A1·P(t)·P(t – τ)·d(t)·cos(ωt – θ0)". Das Despread-Demodulationssignal wird vom Multiplizierer 202 über ein Bandpassfilter 204 in einen Multiplizierer 214 und eine Träger reproduzierende Schaltung 215 eingespeist.
  • An Korrelationspunkten "(b)" und "(d)" in 6 und 7, wo die Phasendifferenz "τ" Null ist, wird das Despread-Demodulationssignal ausgedrückt als "A1·d(t)·cos(ωt – θO)". Es sollte besonders erwähnt werden, dass P(t)2 = 1 gilt. Die Verzögerungsschaltung 231 verzögert das Despread-Demodulationssignal und gibt dadurch ein aus der Verzögerung resultierendes Signal aus, das ausgedrückt wird als "A1·d(t – T2)·(ωt – ωT2 – θ0)", wobei "T2" eine von der Verzögerungsschaltung 231 gelieferte Verzögerungszeit bezeichnet. Der Multiplizierer 228 empfängt das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 231. Der Multiplizierer 228 empfängt ein wiederhergestelltes Informationssignal "–d(t – T1)" von einem Verstärker 226, wobei "T1" eine Verzögerungszeit bezeichnet, die durch ein Tiefpassfilter 225 enthaltende Einrichtungen hervorgerufen wird. Die durch die Verzögerungsschaltung 231 gelieferte Verzögerungszeit T2 wird gleich der Verzögerungszeit T1 gesetzt. Die Einrichtung 228 multipliziert das aus einer Verzögerung resultierende Despread-Demodulationssignal "A1·d(t – T2)·cos(ωt – ωT2 – θ0)" und das wiederhergestellte Informationssignal "–d(t – T1)", wodurch ein Signal abgegeben wird, das ausgedrückt wird als –A1·cos(ωt – ωT1 – θ0)". Es sollte besonders erwähnt werden, dass d(t – T1)2 = 1 und T1 = T2 gelten.
  • Während der Nichtkorrelations-Intervalle "(a)", "(c)" und "(e)" in 6 und 7 gibt ein spannungsgesteuerter Oszillator 221 einen an Jitter-Komponenten reichen Träger ab. Ein von einem Phasenkomparator 219 abgegebenes Phasenfehlersignal wird in den Rauschdetektor 227 eingespeist. Der Rauschdetektor 227 tastet Spread-Rauschkomponenten des Phasenfehlersignals ab und gibt ein Signal ab, das die abgetasteten Spread-Rauschkomponenten repräsentiert. Das Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 wird in das Filter 251 eingespeist. Wenn die Rate (Frequenz) des Informationssignals zunimmt, würde eine Differenz zwischen den Verzögerungszeiten T1 und T2 eine Pegelunterscheidung, die von einem Pegeldiskriminator 205 ausgeführt wird, nachteiliger beeinflussen. Das Filter 251 ist dafür ausgelegt, eine solche nachteilige Beeinflussung zu beseitigen.
  • Das Informationssignal "d(t – T2)" im Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 231 hat eine Wellenform, wie z. B. die in dem Teil [A] von 11 gezeigt ist. In dem Fall, in dem die Verzögerungszeit T1 sich von der Verzögerungszeit T2 geringfügig unterscheidet, hat das vom Verstärker 226 abgegebene Informationssignal "–d(t – T1)" eine Wellenform wie z. B. die in dem Teil [B] von 11 gezeigte. Wenn die Wellenformen der Informationssignale "d(t – T2)" und "–d(t – T1)" mit denjenigen in den Teilen [A] und [B] von 11 übereinstimmen, hat das Ausgangssignal "d(t – T2)·–d(t – T1)" des Multiplizierers 228 eine Wellenform, die in dem Teil [C] von 11 dargestellt ist. In diesem Fall ist die Wellenform des Ausgangssignals des Mukl-tiplizierers 228 derjenigen eines Signals ähnlich, das sich aus einer Differentiation des Informationssignals "d(t – T2)" im Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 231 ergibt. Wenn die Wellenform des Ausgangssignals des Multiplizierers 228 der Wellenform in dem Teil [C] von 11 entspricht, hat das Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 eine Wellenform, in dem Teil [D] von 11 dargestellt ist.
  • Wie in dem Teil [D] von 11 gezeigt ist, enthält das Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 Rauschkomponenten, die eine aus einer Differentiation resultierende Wellenform aufweisen und welche mit einem Spread-Spektrum grundsätzlich nicht zusammenhängen. Wie in 12 gezeigt ist, kann in dem Fall, in dem die aus einer Differentiation resultierenden Komponenten stetig sind, das mit Differentationsrauschen zusammenhängende Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 zu (cosωt)2 approximiert werden, wenn die Zeit "ωt" zwischen "–π/2" und "π/2" liegt. Außerdem kann das mit Differentiationsrauschen zusammenhängende Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 zu einer Wellenform einer Nullspannung approximiert werden, wenn die Zeit "ωt" zwischen "π/2" und "3π/2" liegt. Das mit Differentiationrauschen zusammenhängende Ausgangssignal "e(t)" des Rauschdetektors 227 wird durch die folgende Entwicklung ausgedrückt.
  • Figure 00340001
  • Das Filter 251 ist vom Kamm-Typ. Wie in 13 dargestellt ist, enthält das Filter 251 eine Verzögerungsschaltung 252 und einen Addierer 253. Der Ausgangsanschluss 251A des Filters 251 folgt dem Ausgangsanschluss des Rauschdetektors 227 (siehe 10). Der Eingangsanschluss 251A ist mit dem Eingangsanschluss der Verzögerungsschaltung 252 verbunden. Der Eingangsanschluss 251A ist auch mit einem ersten Eingangsanschluss des Addierers 253 verbunden. Der Ausgangsanschluss der Verzögerungsschaltung 252 ist mit einem zweiten Eingangsanschluss des Addierers 253 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Addierers 253 führt zum Ausgangsanschluss des Filters 251B, der mit dem Pegeldiskriminator 205 verbunden ist.
  • Ein über den Eingangsanschluss 251A gesendetes Eingangssignal wird in die Verzögerungsschaltung 252 und den Addierer 253 eingespeist. Die Einrichtung 252 verzögert das Eingangssignal um eine vorbestimmte Zeit To. Das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 252 wird in den Addierer 253 eingespeist. Die Einrichtung 253 addiert das Eingangssignal und das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 252. Das Ausgangssignal des Addierers 253 wird an den Ausgangsanschluss 251B angelegt.
  • In der Technik ist bekannt, dass die Transferfunktion H(ω) eines solchen Kammfilters wie folgt ausgedrückt wird. |H(ω)|= 2|cos(ωTo/2)| (16)
  • Demgemäß hat das Filter 251 eine Antwortkennlinie, die in 14 dargestellt ist. Bezüglich des Filters 251 liegen die Nullpunkte bei Kreisfrequenzen π/To, 3π/To, 5π/To, ..., wie in 14 gezeigt ist. Die Kennlinie des Frequenzgangs des Filters 251 ist in 15 dargestellt. 16 zeigt schematisch das Spektrum des mit Differentiationsrauschen zusammenhängenden Ausgangssignals "e(t)" des Rauschdetektors 227. In 16 bezeichnet "fa" die Grundfrequenz des Signals "e(t)". Die von der Verzögerungsschaltung 252 gelieferte Verzögerungszeit To wird so gewählt, dass die Grundfrequenz "fa" der Kreisfrequenz des Nullpunktes "π/To" entspricht. Demgemäß dämpft das Filter 251 Differentiationsrauschkomponenten des Ausgangssignals des Rauschdetektors 227 effektiv, während dessen Spread-Rauschkomponenten effizient durchgelassen werden.
  • Es wird nun angenommen, dass das Ausgangssignal des Bandpassfilters 204 eine im Teil [A] von 17 gezeigte Wellenform hat, wobei "(a)" und "(c)" Nichtkorrelations-Intervalle bezeichnen und "(b)" einen Korrelationspunkt bezeichnet. In diesem Fall hat das Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 eine Wellenform, die in dem Teil [B] von 17 gezeigt ist. Am Korrelationspunkt "(b)" ist das Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 durch das vorher beschriebene Differentiationsrauschen kontaminiert. Das Filter 251 entfernt das Differentiationsrauschen aus dem Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 und formt dadurch das Ausgangssignal des Rauschdetektors 227 in ein Signal ohne Differentiationsrauschen mit einer im Teil [C] von 17 dargestellten Wellenform. Das Signal ohne Differentiationsrauschen zeigt eine klarere Pegeldifferenz zwischen dem Korrelationspunkt "(b)" und den Nichtkorrelations-Intervallen "(a)" und "(c)". Das Filter 251 gibt das Signal ohne Differentiationsrauschen an den Pegeldiskriminator 205 ab. Die Beseitigung des Differentiationsrauschens durch das Filter 251 ermöglicht dem Pegeldiskriminator 205, den Korrelationspunkt "(b)" genauer und zuverlässiger festzustellen. Es sollte besonders erwähnt werden, dass das Kammfilter 251 durch ein Kerbfilter ersetzt werden kann.
  • Das Ausgangssignal "–A1·cos(ωt – ωT1 – θ0)" des Multiplizierers 228 wird über einen Begrenzerverstärker 218 in den Phasenkomparator 219 eingespeist. Der Oszillator 221 gibt ein Signal (Träger) "A2·sin(ωt – ωT1 – θ1)" an den Phasenkomparator 219 ab, wobei "θ1" die Phase des in den Phasenkomparator 219 eingespeisten Trägers bezeichnet, die während des Basisbetriebs einer PLL-Schaltung 211 auftritt. Die Einrichtung 219 führt einen Phasenvergleich zwischen den beiden eingespeisten Signalen aus und gibt ein resultierendes Phasenfehlersignal an ein Schleifenfilter 224 ab. Das Schleifenfilter 224 entfernt Hochfrequenzkomponenten aus dem Phasenfehlersignal und wandelt dadurch das Phasenfehlersignal in ein zweites Phasenfehlersignal um, das ausgedrückt wird als "E·sin(θ0 – θ1)". Wenn die PLL-Schaltung 211 in einem eingerasteten Zustand ist, so dass die Differenz zwischen den Phasen "θ0" und "θ1" klein ist, wird der Wert "E·sin(θ0 – θ1)" zu einem Wert von "E·(θ0 – θ1)" approximiert. Das zweite Phasenfehlersignal wird von dem Schleifenfilter 224 als Steuersignal in den Oszillator 221 eingespeist. Der Oszillator 221 gibt ein Signal mit einer Frequenz ab, die vom zweiten Phasenfehlersignal abhängt. Das Ausgangssignal des Oszillators 221 stimmt mit dem als "A2·sin(ωt – ωT1 – θ1)" ausgedrückten reproduzierten Träger überein.
  • Ein Phasenschieber 222 empfängt das Ausgangssignal des Oszillators 221. Nach der Einrichtung der Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal zwischen einem Sender und dem Empfänger 250 unterscheidet sich die Phase des Ausgangssignals "A2·sin(ωt – ωT1 – θ1)" des Oszillators 221 von Phase des Trägers in dem Signal, das in eine Träger reproduzierende Schaltung 215 eingespeist wird (dem Ausgangssignal des Bandpassfilters 204). Der Phasenschieber 202 kompensiert diese Phasendifferenz, wodurch ein Träger "A2·cos(ωt – ωT1 – θ0") reproduziert wird, vorausgesetzt die Phasenfaktoren "θ0" und "θ1" sind gleich. Der reproduzierte Träger wird vom Phasenschieber 222 an einen Multiplizierer 214 angelegt. Der Multiplizierer 214 führt eine synchrone Demodulation aus. Die Einrichtung 214 multipliziert das Ausgangssignal (primäres Modulationssigna1) des Bandpassfilters 204 und den reproduzierten Träger, wodurch ein Signal abgegeben wird, das ausgedrückt wird als "–(A1·A2/2)·d(t)· (1 + cos2(ωt – ωT1 – θ1)". Der Multiplizierer 214 führt somit eine synchrone Feststellung aus. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 214 wird in ein Tiefpassfilter 225 eingespeist. Trägerkomponenten des Ausgangssignals des Mutiplizierers 214 werden durch das Tiefpassfilter 225 entfernt, so dass ein Signal "–(A1·A2/2)·d(t – T1)" am Ausgangsanschluss des Tiefpassfilters 225 erscheint. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 225 wird an den Verstärker 226 angelegt und dadurch einer Wellenformgebung unterzogen. Der Verstärker 226 gibt ein wiederhergestelltes Informationssignal "–d(t – T1)" ab. Das wiederhergestellte Informationssignal wird vom Verstärker 226 an einen Ausgangsanschluss BOut2 der Vorrichtung angelegt.
  • Sechste Ausführungsform
  • Nach 18 enthält ein Spread-Spektrum-Empfänger oder eine Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung 340 eine Antenne CAn, einen Multiplizierer (Mischer) 313, einen Pseudorauschgenerator (Spread-Codegenerator) 314, ein Bandpassfilter 315, einen Pegeldiskriminator 317, einen Steuersignalgenerator 318, einen Schalter CSw, einen Oszillator 308, Multiplizierer (Mischer) 330 und 331, Tiefpassfilter 332 und 334, Spannungskomparatoren oder Verstärker 334 und 335, einen Tiefpassfilter 336 und eine Träger reproduzierende Schaltung 338.
  • Die Träger reproduzierende Schaltung 338 enthält einen Multiplizierer (Mischer) 311, einen Phasenschieber 319, einen Multiplizierer (Mischer 321), einen Begrenzerverstärker 324, eine PLL-Schaltung 325, einen Trägerdetektor 337 und einen Phasenschieber 339. Der Trägerdetektor 337 enthält einen Addierer 322 und ein Bandpassfilter 323. Die PLL-Schaltung 325 enthält einen Multiplizierer (Mischer) 326, ein Schleifenfilter 327 und einen spannungsgesteuerten Oszillator 328.
  • Die Antenne CAn führt zu einem Eingangsanschluss des Multiplizierers 313. Der Ausgangsanschluss des Pseudorauschgenerators 314 ist mit einem zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 313 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 313 ist mit dem Eingangsanschluss des Bandpassfilters 315 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Bandpassfilters 315 ist mit den ersten Eingangsanschlüssen der Multiplizierer 311, 330 und 331 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Bandpassfilters 315 ist ebenfalls mit dem Eingangsanschluss des Phasenschiebers 319 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Phasenschiebers 319 ist mit einem ersten Eingangsanschluss des Multiplizierers 321 verbunden.
  • Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 311 ist mit einem ersten Eingangsanschluss des Addierers 322 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 321 ist mit einem zweiten Eingangsanschluss des Addierers 322 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 322 ist über das Bandpassfilter 323 und den Begrenzerverstärker 324 mit einem ersten Eingangsanschluss des Multiplizierers 326 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 326 ist über das Schleifenfilter 327 mit dem Steueranschluss des Oszillators 328 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Oszillators 328 ist mit zweiten Eingangsanschlüssen der Multiplizierer 326 und 330 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Oszillators 328 ist ebenfalls mit dem Eingangsanschluss des Phasenschiebers 329 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Phasenschiebers 329 ist mit einem zweiten Eingangsanschluss des Multiplizierers 331 verbunden.
  • Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 330 ist über das Tiefpassfilter 332 und den Spannungskomparator 334 mit einem Ausgangsanschluss COut1 der Vorrichtung verbunden. Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 331 ist über das Tiefpassfilter 333 und den Spannungskomparator 335 mit einem Ausgangsanschluss COut2 der Vorrichtung verbunden.
  • Der Ausgangsanschluss des Multiplizierers 326 ist über das Tiefpassfilter 336 mit dem Eingangsanschluss des Pegeldiskriminators 317 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Pegeldiskriminators 317 ist mit dem Eingangsanschluss des Steuersignalgenerators 318 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Steuersignalgenerators 318 ist mit einem Steueranschluss des Schalters CSw verbunden.
  • Der Schalter CSw hat einen beweglichen Kontakt und zwei feste Kontakte "a" und "b". Der bewegliche Kontakt des Schalters CSw stellt eine Verbindung mit entweder seinem festen Kontakt "a" oder seinem festen Kontakt "b" her. Nach dem beweglichen Kontakt des Schalters CSw folgt der Takteingangsanschluss des Pseudorauschgenerators 314. Der feste Kontakt "a" des Schalters CSw ist mit dem Ausgangsanschluss des Oszillators 308 verbunden. Der feste Kontakt "b" des Schalters CSw ist mit einem Eingangsanschluss CIn der Vorrichtung verbunden.
  • Ein von der Antenne CAn aufgefangenes ankommendes Spread-Spektrum-Signal wird über ein (nicht dargestelltes) Bandpassfilter in den Mischer 313 eingespeist. Das ankommende Spread-Spektrum-Signal enthält QPSK-Informationen (um 90° verschobene Phasenumtastung). Das ankommende Spread-Spektrum-Signal wird ausgedrückt als "A1·P(t)·(d1(t)·cos(ωt + θ) + d2(t)·sin(ωt + θ))", wobei "A1" die Amplitude bezeichnet; "P(t)" ein Spread-Code-Signal bezeichnet; "d1(t)" und d2(t)" (gleichphasige) I- bzw. (phasenverschobene) Q-Informationssignale bezeichnen; "cos(ωt + θ)" und "sin(ωt + θ)" Träger bezeichnen; und "θ" eine Anfangsphase der Träger bezeichnet. Jedes der Informationssignale "d1(t)" und "d2(t)" ist vom zweiwertigen Typ, das zwischen "+1" und "–1" umge schaltet werden kann. Während einer Anfangsphase einer Operation der Demoduliervorrichtung 340 stellt der bewegliche Kontakt des Schalters CSw eine Verbindung mit seinem festen Kontakt "a" her, so dass das Ausgangssignal des Oszillators 308 über den Schalter CSw als Taktsignal in den Pseudorauschgenerator 314 eingespeist wird. Der Oszillator 308 ist vorzugsweise so ausgelegt, dass seine Oszillationsfrequenz zwischen vorbestimmten oberen und unteren Grenzen stetig variiert. Der Pseudorauschgenerator 314 erzeugt als Antwort auf das Taktsignal ein Signal, das für einen Spread-Code repräsentativ ist. Das Spread-Code-Signal wird ausgedrückt als "P(t – τ)", wobei "τ" eine Phasendifferenz oder ein Zeitversatz in Bezug auf das Spread-Code-Signal "P(t)" im ankommenden Spread-Spektrum-Signal ist.
  • Der Multiplizierer 313 führt an dem ankommenden Spread-Spektrum-Signal als Antwort auf das Spread-Code-Signal "P(t – τ)" eine Despread-Verarbeitung durch, wodurch ein Despread-Demodulationssignal (wiederhergestelltes primäres Modulationssignal) abgegeben wird, das ausgedrückt wird als "A1·P(t)·P(t – τ)·(d1(t)·cos(ωt – θ) + d2(t)·sin(ωt + θ))". Wenn die Phasendifferenz "τ" Null ist, wird das Despread-Demodulationssignal ausgedrückt als "A1·(d1(t)·cos(ωt + θ) + d2(t)·sin(ωt + θ))". Es sollte besonders erwähnt werden, dass P(t)2 = 1 gilt. Das Despread-Demodulationssignal wird vom Multiplizierer 313 in die Multiplizierer 311, 330 und 331 und den Phasenschieber 319 über das Bandpassfilter 315 eingespeist. Das Bandpassfilter 315 ist auf die Frequenz der Träger "cos(ωt + θ)" und "sin(ωt + θ)" abgestimmt.
  • Ein wiederhergestelltes Informationssignal "d2(t)" wird vom Spannungskomparator 335 in den Multiplizierer 311 eingespeist. Die Einrichtung 311 multipliziert das Despread-Demodulationssignal und das wiederhergestellte Informationssignal, wodurch ein Signal abgegeben wird, das ausgedrückt wird als "A1·(d1(t)·d2(t)·cos(ωt + θ) + sin(ωt + θ))". Es sollte besonders erwähnt werden, dass d2(t)2 = 1 gilt.
  • Die Einrichtung 319 verschiebt die Phase des Despread-Demodulationssignals um 90 Grad (π/2 Radiant) und gibt folglich ein zweites Despread-Demodulationssignal ab, das ausgedrückt wird als "A1·(d1(t)·sin(ωt + θ) – d2(t)·cos(ωt + θ))". Das zweite Despread-Demodulationssignal wird vom Phasenschieber 319 an den Multiplizierer 321 angelegt. Ein wiederhergestelltes Informationssignal "d1(t)" wird vom Spannungskomparator 334 in den Multiplizierer 321 eingespeist. Die Einrichtung 321 multipliziert das zweite Despread-Demodulationssignal und das wiederhergestellte Informationssignal, wodurch ein Signal abgegeben wird, welches ausgedrückt wird als "A1·(sin(ωt + θ) – d1(t)·d2(t)·cos(ωt + θ))". Es sollte besonders erwähnt werden, dass d1(t)2 = 1 gilt.
  • Der Addierer 322 empfängt die Ausgangssignale der Multiplizierer 311 und 321. Die Einrichtung 322 addiert die Ausgangssignale der Multiplizierer 311 und 321, wodurch ein Signal abgegeben wird, das ausgedrückt wird als "A1·sin(ωt + θ)". Hier wird angenommen, dass ein Additionsverlust des Addierers 322 einem Faktor 1/2 entspricht. Das Ausgangssignal des Addierers 322 wird über das Bandpassfilter 323 und den Begrenzerverstärker 324 in den Multiplizierer 326 innerhalb der PLL-Schaltung 325 eingespeist. Das Bandpassfilter 323 ist auf die Trägerfrequenz "ω" abgestimmt. Der Begrenzerverstärker 324 kompensiert eine Variation in der Intensität des ankommenden Spread-Spektrum-Signals.
  • In der PLL-Schaltung 325 empfängt der Multiplizierer 326 das Ausgangssignal des Oszillators 328. Der Multiplizierer 326 dient als Phasenkomparator. Der Multiplizierer 326 vergleicht die Phase des Ausgangssignals des Begrenzerverstärkers 324 und die Phase des Ausgangssignals des Oszillators 328, wodurch ein Phasenfehlersignal (Phasenvergleichssignal) erzeugt wird, dass das Ergebnis des Phasenvergleichs repräsentiert. Das Phasenfehlersignal wird über das Schleifenfilter 327 vom Multiplizierer 326 in den Steueranschluss des Oszillators 328 eingespeist, so dass die Oszillationsfrequenz des Oszillators 328 vom Phasenfehlersignal abhängt. Die PLL-Schaltung 325 dient als schmalbandiges Mitlauffilter, so dass ein guter reproduzierter Träger im Wesentlichen ohne Jitter-Komponenten am Ausgangsanschluss des Oszillators 328 erscheint. In dem Fall, in dem der Phasenkomparator 326 einen analogen Multiplizierer nutzt, wird der vom Oszillator 328 abgegebene reproduzierte Träger als "A2·cos(ωt + θ0)" ausgedrückt, wobei "A2" und "θ0" die Amplitude bzw. die Phase bezeichnet.
  • Das Tiefpassfilter 336 empfängt das Ausgangssignal des Multiplizierers 326. Das Tiefpassfilter 336 empfängt Trägerkomponenten vom Ausgangssignal des Multiplizierers 326. Das Ausgangssignal des Bandpassfilters 315 hat eine Wellenform, wie z. B. in dem Teil [A] von 2 gezeigt ist. Wenn die Wellenform des Ausgangssignals des Bandpassfilters 315 mit der Wellenform im Teil [A] von 2 übereinstimmt, hat das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 336 eine Wellenform, die in dem Teil [B] von 2 dargestellt ist. In 2 bezeichnen "(b)" und "(d)" Korrelationspunkte, an denen eine gute Übereinstimmung im Spread-Code-Signal zwischen einer Senderseite und der Empfängerseite (der Seite der Demoduliervorrichtung) auftritt. An den Korrelationspunkten "(b)" und "(d)" hat das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 336 einen sehr kleinen Pegel von Spread-Rausch komponenten. In 2 bezeichnen "(a)", "(c)" und "(e)" Nichtkorrelations-Intervalle, während denen eine Nichtübereinstimmung in einem Spread-Code-Signal zwischen der Senderseite und der Empfängerseite auftritt. Während der Nichtkorrelations-Intervalle "(a)", "(c)" und "(e)" hat das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 336 einen hohen Pegel von Spread-Rauschkomponenten. Daher zeigt das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 336 eine große Pegeldifferenz zwischen einem Korrelationspunkt und einem Nichtkorrelations-Intervall.
  • Der Pegeldiskriminator 317 empfängt das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 336 und tastet den Pegel (Spread-Rauschpegel) des Ausgangssignals des Tiefpassfilters 336 ab, um einen Korrelationspunkt von Nichtkorrelations-Intervallen zu unterscheiden. Mit anderen Worten dient der Pegeldiskriminator 317 dazu, den Korrelationspunkt festzustellen.
  • Ein (nicht dargestellter) Taktsignalgenerator reproduziert ein Taktsignal als Antwort auf z. B. das Ausgangssignal des Oszillators 328 oder des Phasenschiebers 329. Das reproduzierte Taktsignal wird über den Eingangsanschluss CIn der Vorrichtung in den festen Kontakt "b" des Schalters CSw eingespeist. An den Korrelationspunkten "(b)" und "(d)" in 2 ist das reproduzierte Taktsignal das gleiche wie ein Taktsignal für ein Pseudorauschsignal in der Senderseite.
  • Der Pegeldiskriminator 317 informiert den Steuersignalgenerator 318 über die Feststellung des Korrelationspunktes. Der Steuersignalgenerator 318 enthält ein Flipflop oder eine Kombination eines Schalters und einer Gleichstromquelle, die ein Binärsignal erzeugt. Das Binärsignal ändert seinen logischen Zustand, wenn der Steuersignalgenerator 318 über die Feststellung des Korrelationspunktes informiert wird. Der Steuersignalgenerator 318 gibt das Binärsignal an den Schalters CSw als ein Schaltwechselsignal ab. Wenn das Binärsignal seinen logischen Zustand wie vorher beschrieben ändert, stellt der bewegliche Kontakt des Schalters CSw eine Verbindung mit seinem festen Kontakt "b" her, so dass damit begonnen wird, das reproduzierte Taktsignal, das dem senderseitigen Taktsignal gleich ist, über den Schalter CSw als Taktsignal in den Pseudorauschgenerator 314 einzuspeisen. Demgemäß beginnt der Pseudorauschgenerator 314 damit, das Spread-Code-Signal als Antwort auf das korrekte Taktsignal zu erzeugen. Auf diese Weise erfolgt die Einrichtung einer guten Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal zwischen dem Sender und dem Empfänger 340. Während einer späteren Zeit bleibt eine Synchronisierung (Übereinstimmung) im Spread-Code-Signal erhalten.
  • Wie man aus der vorherigen Beschreibung versteht, bilden der Steuersignalgenerator 318 und der Schalter CSw eine Einrichtung 339 zum Erfassung der Synchronisierung in einem Spread-Code-Signal zwischen der Senderseite und der Empfängerseite.
  • Wie vorher beschrieben wurde, empfängt der Multiplizierer 330 das Ausgangssignal des Bandpassfilters 315. Der Multiplizierer 330 empfängt den reproduzierten Träger vom Oszillator 328. Der Multiplizierer 330 führt eine synchrone Demodulation aus. Die Einrichtung 330 multipliziert das Ausgangssignal (wiederhergestelltes primäres Modulationssignal) des Bandpassfilters 315 und des reproduzierten Trägers. Wenn θ = θ0 gilt, wird das Ausgangssignal des Multiplizierers 330 ausgedrückt als "(A1·A2/2)· (d1(t)·(1 + cos(2ωt + θ + θ0)) + d2(t)·sin(2ωt + θ + θ0))".
  • Der Phasenschieber 329 empfängt den reproduzierten Träger vom Oszillator 328. Die Einrichtung 329 verschiebt die Phase des reproduzierten Trägers um 90 Grad (π/2 Radiant), wodurch der reproduzierte Träger in einen zweiten reproduzierten Träger umgewandelt wird. Der Multiplizierer 331 empfängt den zweiten reproduzierten Träger vom Phasenschieber 329. Wie vorher beschrieben wurde, empfängt der Multiplizierer 331 das Ausgangssignal des Bandpassfilters 315. Der Multiplizierer 331 führt eine synchrone Demodulation aus. Die Einrichtung 331 multipliziert das Ausgangssignal (wiederhergestelltes primäres Modulationssignal) des Bandpassfilters 315 und den zweiten reproduzierten Träger. Wenn θ = θ0 gilt, wird das Ausgangssignal des Multiplizierers 331 ausgedrückt als "(A1·A2/2)·(d1(t)· sin(2ωτ + θ + θ0) + d2(t)·(1 – cos(2ωt + θ + θ0)))".
  • Das Ausgangssignal des Multiplizierers 330 wird in das Tiefpassfilter 332 eingespeist. Hochfrequenzkomponenten (Trägerkomponenten) des Ausgangssignals des Multiplizierers 330 werden durch das Tiefpassfilter 332 entfernt, so dass ein Signal, das als "(A1·A2/2)·d1(t)" ausgedrückt wird, am Ausgangsanschluss des Tiefpassfilters 332 erscheint. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 332 wird in den Spannungskomparator 334 eingespeist. Der Spannungskomparator 334 dient als ein Wellenformgeber, der das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 332 in ein als "d1(t)" ausgedrücktes wiederhergestelltes Informationssignal umwandelt. Das wiederhergestellte Informationssignal "d1(t)" wird vom Spannungskomparator 334 in den Ausgangsanschluss COut1 der Vorrichtung eingespeist. Wie vorher beschrieben wurde, wird das wiederhergestellte Informationssignal "d1(t)" ebenfalls vom Spannungskomparator 334 in den Multiplizierer 321 eingespeist.
  • Das Ausgangssignal des Multiplizierers 331 wird in das Tiefpassfilter 333 eingespeist. Hochfrequenzkomponenten (Trägerkomponenten) des Ausgangssignals des Multiplizierers 331 werden durch das Tiefpassfilter 333 entfernt, so dass ein als "(A1·A2/2)·d2(t)" ausgedrücktes Signal am Ausgangsanschluss des Tiefpassfilters 333 erscheint. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 333 wird in den Spannungskomparator 335 eingespeist. Der Spannungskomparator 335 dient als Wellenformgeber, der das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 333 in als "d2(t)" ausgedrücktes wiederhergestelltes Informationssignal umwandelt. Das wiederhergestellte Informationssignal "d2(t)" wird vom Spannungskomparator 335 an den Ausgangsanschluss COut2 der Vorrichtung angelegt. Wie vorher beschrieben wurde, wird das wiederhergestellte Informationssignal "d2(t)" ebenfalls vom Spannungskomparator 335 in den Multiplizierer 311 eingespeist.
  • Ein (nicht dargestellter) Parallel-Seriell-Wandler folgt im allgemeinen den Ausgangsanschlüssen COutl und COut2 der Vorrichtung. Der Parallel-Seriell-Wandler kombiniert die wiederhergestellten Informationssignale "d1(t)" und "d2(t)" in ein ursprüngliches digitales Informationssignal "d(t)".

Claims (9)

  1. Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung (210; 220; 230; 240; 250), aufweisend: einen Spread-Codegenerator (203) zum Erzeugen eines Spread-Codes; ein Despread-Demodulationsmittel (202) zum Multiplizieren eines ankommenden Spread-Spektrum-Modulationssignals und des Spread-Codes; eine Träger reproduzierende Schaltung (215) zum Reproduzieren eines Trägers; ein primäres Demoduliermittel (214) zum Demodulieren eines Ausgangssignals des Despread-Modulationsmittels (202) in ein wiederhergestelltes Originalinformationssignal; und ein eine Synchronisierung feststellendes Mittel (205) zum Unterscheiden eines Rauschpegels eines Signals von der Träger reproduzierenden Schaltung und, als Antwort auf den unterschiedenen Rauschpegel, Abgeben eines Signals zur Synchronisierung des Despread-Demodulationsmittels; dadurch gekennzeichnet, dass die Träger reproduzierende Schaltung (215) dafür eingerichtet ist, Trägerkomponenten aus dem Ausgangssignal des Despread-Modulationsmittels zu extrahieren, um den Träger zu reproduzieren, und den reproduzierten Träger an das primäre Demoduliermittel (214) liefert, um mit der Ausgabe des Despread-Modulationsmittels (202) multipliziert zu werden, um das Ausgangssignal des Despread-Modulationsmittels (202) zu demodulieren; worin eine PLL-Schaltung (211) in der Träger reproduzierenden Schaltung (215) zwischen dem Despread-Demodulationsmittel (202) und dem primären Demoduliermittel (214) enthalten ist, die PLL-Schaltung (211) dafür eingerichtet ist, ein Fehlersignal zu erzeugen, das eine Synchronisierung feststellende Mittel dafür eingerichtet ist, den Rauschpegel des Fehlersignals zu unterscheiden, um das Signal für eine Synchronisierung des Despread-Demodulationsmittels (202) abzugeben.
  2. Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung (210; 220) nach Anspruch 1, worin die Träger reproduzierende Schaltung (215) aufweist: einen Frequenzdoppler (216) zum Verdoppeln einer Frequenz des Ausgangssignals des Despread-Demodulationsmittels (202); einen Begrenzerverstärker (218) zum Verstärken eines Ausgangssignals des Frequenzdopplers (216), während eine Amplitude seines Ausgangssignals begrenzt wird; die PLL-Schaltung (211) zum Erzeugen eines Träger erzeugenden Signals als Antwort auf ein Ausgangssignal des Begrenzerverstärkers (218); einen Phasenschieber (222) zum Verschieben einer Phase des Träger erzeugenden Signals um einen vorbestimmten Betrag; und einen Frequenzteiler (223) zum Teilen einer Frequenz eines Ausgangssignals des Phasenschiebers um eine vorbestimmte ganze Zahl und dadurch Reproduzieren des Trägers als Antwort auf das Ausgangssignal des Phasenschiebers (222).
  3. Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung (230; 240; 250) nach Anspruch 1, worin die Träger (215) reproduzierende Schaltung aufweist: ein inverses Moduliermittel (228) zum Multiplizieren des wiederhergestellten Originalinformationssignals und des Ausgangssignals des Despread-Demodulationsmittels (202), um Informationssignalkomponenten des Ausgangssignals des Despread-Modulationsmittels (202) auszulöschen; ein Träger extrahierendes Mittel (217) zum Extrahieren einer Trägerkomponente aus einem Ausgangssignal des inversen Moduliermittels; einen Begrenzerverstärker (218) zum Verstärken der extrahierten Trägerkomponente, während eine Amplitude seines Ausgangssignals begrenzt wird; die PLL-Schaltung (211) zum Reproduzieren eines Trägers als Antwort auf ein Ausgangssignal des Begrenzerverstärkers; und einen Phasenschieber (222) zum Verschieben einer Phase des reproduzierten Trägers um einen vorbestimmten Betrag.
  4. Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung (240) nach Anspruch 1, worin das eine Synchronisierung feststellende Mittel einen nichtlinearen Detektor (232) zum Vergrößern einer Rauschpegeldifferenz zwischen einem synchronisierten Punkt und einem nicht synchronisierten Punkt und einen Pegeldiskriminator (205) zum Unterscheiden eines Rauschpegels als Antwort auf ein Ausgangssignal des nichtlinearen Detektors (232) aufweist.
  5. Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung (240) nach Anspruch 4, worin im Gebrauch der nichtlineare Detektor (232) ein Signal mit einem konstanten Pegel abgibt, wenn der Rauschpegel des Fehlersignals einen gegebenen Schwellenpegel überschreitet.
  6. Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung (250) nach Anspruch 1, worin das eine Synchronisierung feststellende Mittel einen Rauschdetektor (227) zum Feststellen von Rauschen an einem synchronisierten Punkt und einem nicht synchronisierten Punkt, ein Filter (251) nach dem Rauschdetektor, das einen Abschnitt der Rauschkomponenten entfernt, wobei der Abschnitt einer Signalkomponente entspricht, die aus einer Differentiation eines Informationssignals resultiert, und einen Pegeldiskriminator (205) zum Unterscheiden eines Rauschpegels als Antwort auf ein Ausgangssignal des Filters (251) aufweist.
  7. Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung (250) nach Anspruch 6, worin das Filter (251) entweder ein Kammfilter oder ein Kerbfilter aufweist, das auf eine auf eine Rate eines Informationssignals bezogene Frequenz abgestimmt ist.
  8. Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung (340) zum Demodulieren eines mehrphasigen PSK-Signals, das in ein Spread-Spektrum moduliert wurde, mit der Vorrichtung nach Anspruch 1 und ferner mit: einem Tiefpassfilter (336) zum Filtern des PLL-Fehlersignals; wobei die Träger reproduzierende Schaltung (338) dafür eingerichtet ist, den reproduzierten Träger (329) um 90 Grad in der Phase zu verschieben, wodurch der reproduzierende Träger in einen zweiten reproduzierten Träger umgewandelt wird; und das primäre Demoduliermittel dafür eingerichtet ist, den reproduzierten Träger und den phasenverschobenen reproduzierten Träger mit dem Despread-Demodulationssignal zu multiplizieren, wodurch das mehrphasige PSK-Signal in mehrere aus der Demodulation resultierende Signale (315, 330, 331) demoduliert wird.
  9. Spread-Spektrum-Demoduliervorrichtung nach Anspruch 8, worin die Träger reproduzierende Schaltung (338) ein Feststellmittel (311, 321) aufweist, um Informationssignalkomponenten des mehrphasigen PSK-Signals auszulöschen, um dessen Trägerkomponente festzustellen, einen Begrenzerverstärker (324), um die festgestellte Trägerkomponente zu verstärken, während eine Amplitude seines Ausgangssignals begrenzt wird, und die PLL-Schaltung (325) zum Reproduzieren eines mehrphasigen Trägers und zum Erzeugen des Fehlersignals als Antwort auf ein Ausgangssignal des Begrenzerverstärkers (324).
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