JP2001274854A - 無線通信機及び無線通信方法 - Google Patents
無線通信機及び無線通信方法Info
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- JP2001274854A JP2001274854A JP2000086702A JP2000086702A JP2001274854A JP 2001274854 A JP2001274854 A JP 2001274854A JP 2000086702 A JP2000086702 A JP 2000086702A JP 2000086702 A JP2000086702 A JP 2000086702A JP 2001274854 A JP2001274854 A JP 2001274854A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
Abstract
(57)【要約】
【課題】 通信相手から信号を受信したときに、相対的
に周波数誤差の少ない被変調波を送信することができる
無線通信機を提供する。 【解決手段】 補正量抽出部ＲＥ２において、受信信号
に含まれる位相情報の基準信号点の位相からのずれ角を
検出し、このずれ角に応じた補正量を決定する。送信側
では、通信相手への送信対象となる送信データを信号点
に対応する振幅データの組に変換されるので、この振幅
データの組が示す信号点の位相に、上記決定された補正
量を加えて補正を行う。そして、送信用の搬送波を、補
正後の振幅データの組を用いて変調して通信相手へ送信
する。これにより、通信相手の周波数精度に応じてその
周波数が変化した被変調波を送信できるようにする。
に周波数誤差の少ない被変調波を送信することができる
無線通信機を提供する。 【解決手段】 補正量抽出部ＲＥ２において、受信信号
に含まれる位相情報の基準信号点の位相からのずれ角を
検出し、このずれ角に応じた補正量を決定する。送信側
では、通信相手への送信対象となる送信データを信号点
に対応する振幅データの組に変換されるので、この振幅
データの組が示す信号点の位相に、上記決定された補正
量を加えて補正を行う。そして、送信用の搬送波を、補
正後の振幅データの組を用いて変調して通信相手へ送信
する。これにより、通信相手の周波数精度に応じてその
周波数が変化した被変調波を送信できるようにする。
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、搬送波に位相変調
を施して無線通信を行う移動通信システムにおける自動
周波数制御（Automatic Frequency Control、以下、
「ＡＦＣ」）技術、特に、送受信間の搬送波の周波数ず
れによる復調データの劣化を抑圧するＡＦＣ回路に関す
る。
を施して無線通信を行う移動通信システムにおける自動
周波数制御（Automatic Frequency Control、以下、
「ＡＦＣ」）技術、特に、送受信間の搬送波の周波数ず
れによる復調データの劣化を抑圧するＡＦＣ回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】基地局に設けられる無線通信機（以下、
単に「基地局」と称する）と移動局として使用される無
線通信機（以下、単に「移動局」と称する）との間で無
線によって通話やデータ通信を行う際に、送信側と受信
側の搬送波に周波数誤差が生じると復調データの品質が
著しく劣化する。復調データの品質の劣化は、具体的に
は、信号波形の歪み、受信信号の誤り率の増加となって
現れる。隣接チャネルへの漏洩電力が増加する場合もあ
る。このような不具合を防止するため、従来より、基地
局と移動局の双方の復調回路にＡＦＣ回路を設け、搬送
波の周波数誤差を補正している。
単に「基地局」と称する）と移動局として使用される無
線通信機（以下、単に「移動局」と称する）との間で無
線によって通話やデータ通信を行う際に、送信側と受信
側の搬送波に周波数誤差が生じると復調データの品質が
著しく劣化する。復調データの品質の劣化は、具体的に
は、信号波形の歪み、受信信号の誤り率の増加となって
現れる。隣接チャネルへの漏洩電力が増加する場合もあ
る。このような不具合を防止するため、従来より、基地
局と移動局の双方の復調回路にＡＦＣ回路を設け、搬送
波の周波数誤差を補正している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の手法で
は、送信側と受信側の一方による誤差が許容値の上限値
（最大値）、他方による誤差が下限値（最小値）になる
ことを考慮すると、ＡＦＣ回路で補正すべき周波数は、
最大で、周波数誤差の許容値の２倍の値になるおそれが
ある。ＡＦＣ回路には、このような広範囲な周波数を補
正する性能が要求される。その結果、ＡＦＣ回路やそれ
を含む復調回路が大型化する。
は、送信側と受信側の一方による誤差が許容値の上限値
（最大値）、他方による誤差が下限値（最小値）になる
ことを考慮すると、ＡＦＣ回路で補正すべき周波数は、
最大で、周波数誤差の許容値の２倍の値になるおそれが
ある。ＡＦＣ回路には、このような広範囲な周波数を補
正する性能が要求される。その結果、ＡＦＣ回路やそれ
を含む復調回路が大型化する。
【０００４】また、ＰＤＣ(Personal Digital Cellula
r)方式に準拠した無線通信機においては、受信側で受動
的に誤差を補正するのみならず、送信側でも誤差を抑え
るような補正を行うことで、受信側での誤差補正の負担
を小さくする技術が開発されている。無線通信機の内部
に、精度の高い基準クロックの発生回路を設け、受信時
のみならず、送信時においてもこの基準クロックを用い
たＡＦＣ補正を行う技術がそれである。つまり、受信信
号から自局と通信相手の搬送波の周波数誤差を取得し、
その誤差に応じた制御電圧を生成し、これを電圧制御型
温度補償水晶発振器（ＶＣ−ＴＣＸＯ）等の基準クロッ
ク発振器に与える。そして、この基準クロック発振器の
出力を送信側の局部発振器に与え、局部発振信号（以
下、「ローカル信号」）を生成することにより、送信用
の搬送波の周波数誤差を吸収する。しかし、移動通信シ
ステムにおける無線基地局などには、同時に通信を行う
ものと想定される移動局の数に対応する個数分ＶＣ−Ｔ
ＣＸＯ等の高精度な発振器を備え、各移動局に対応した
搬送波の補正を行うことが必要となる。通常、ＶＣ−Ｔ
ＣＸＯ等の高精度な発振器は高価であるため、基地局の
製造コストが増加するという問題がある。
r)方式に準拠した無線通信機においては、受信側で受動
的に誤差を補正するのみならず、送信側でも誤差を抑え
るような補正を行うことで、受信側での誤差補正の負担
を小さくする技術が開発されている。無線通信機の内部
に、精度の高い基準クロックの発生回路を設け、受信時
のみならず、送信時においてもこの基準クロックを用い
たＡＦＣ補正を行う技術がそれである。つまり、受信信
号から自局と通信相手の搬送波の周波数誤差を取得し、
その誤差に応じた制御電圧を生成し、これを電圧制御型
温度補償水晶発振器（ＶＣ−ＴＣＸＯ）等の基準クロッ
ク発振器に与える。そして、この基準クロック発振器の
出力を送信側の局部発振器に与え、局部発振信号（以
下、「ローカル信号」）を生成することにより、送信用
の搬送波の周波数誤差を吸収する。しかし、移動通信シ
ステムにおける無線基地局などには、同時に通信を行う
ものと想定される移動局の数に対応する個数分ＶＣ−Ｔ
ＣＸＯ等の高精度な発振器を備え、各移動局に対応した
搬送波の補正を行うことが必要となる。通常、ＶＣ−Ｔ
ＣＸＯ等の高精度な発振器は高価であるため、基地局の
製造コストが増加するという問題がある。
【０００５】本発明は、移動通信システムにおいて、通
信相手に応じて相対的に周波数誤差の少ない被変調波を
送信することができる簡易構成の無線通信機を提供する
ことを課題とする。本発明の他の課題は、復調データの
品質の低下を簡易に防止することができる無線通信方法
を提供することにある。
信相手に応じて相対的に周波数誤差の少ない被変調波を
送信することができる簡易構成の無線通信機を提供する
ことを課題とする。本発明の他の課題は、復調データの
品質の低下を簡易に防止することができる無線通信方法
を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する本発
明の無線通信機は、受信信号を局部発振器の出力信号に
基づいて復調するとともに、送信情報を含む変調信号を
用いて前記局部発振器の出力信号を変調して送信する無
線通信機であって、前記受信信号と前記局部発振器の出
力信号との周波数差を検出する検出手段と、検出した周
波数差に応じた補正量を決定する補正量決定手段と、決
定した補正量を前記変調信号に印加する補正手段とを備
えたことを特徴とする。
明の無線通信機は、受信信号を局部発振器の出力信号に
基づいて復調するとともに、送信情報を含む変調信号を
用いて前記局部発振器の出力信号を変調して送信する無
線通信機であって、前記受信信号と前記局部発振器の出
力信号との周波数差を検出する検出手段と、検出した周
波数差に応じた補正量を決定する補正量決定手段と、決
定した補正量を前記変調信号に印加する補正手段とを備
えたことを特徴とする。
【０００７】上記他の課題を解決する本発明の第１の無
線通信方法は、受信信号を局部発振器の出力信号に基づ
いて復調するとともに、送信情報を含む変調信号を用い
て前記局部発振器の出力信号を変調して送信する無線通
信機における無線通信方法であって、前記受信信号と前
記局部発振器の出力信号との周波数差を検出し、検出し
た周波数差に応じた補正量を決定し、該補正量を前記変
調信号に印加する過程を含むことを特徴とする。
線通信方法は、受信信号を局部発振器の出力信号に基づ
いて復調するとともに、送信情報を含む変調信号を用い
て前記局部発振器の出力信号を変調して送信する無線通
信機における無線通信方法であって、前記受信信号と前
記局部発振器の出力信号との周波数差を検出し、検出し
た周波数差に応じた補正量を決定し、該補正量を前記変
調信号に印加する過程を含むことを特徴とする。
【０００８】また、本発明の第２の無線通信方法は、受
信信号を局部発振器の出力信号に基づいて復調するとと
もに、送信情報を含む変調信号を用いて前記局部発振器
の出力信号を変調して送信する無線通信機における無線
通信方法であって、前記受信信号と前記局部発振器の出
力信号との周波数差を検出し、検出した周波数差に応じ
た補正量を決定し、該補正量を情報単位毎に保持してお
き、所望の情報単位の変調信号に当該情報単位に対応す
る補正量を印加する過程を含むことを特徴とする。
信信号を局部発振器の出力信号に基づいて復調するとと
もに、送信情報を含む変調信号を用いて前記局部発振器
の出力信号を変調して送信する無線通信機における無線
通信方法であって、前記受信信号と前記局部発振器の出
力信号との周波数差を検出し、検出した周波数差に応じ
た補正量を決定し、該補正量を情報単位毎に保持してお
き、所望の情報単位の変調信号に当該情報単位に対応す
る補正量を印加する過程を含むことを特徴とする。
【０００９】本発明の無線通信機は、種々の構成上の変
更が可能である。例えば、補正手段の実現形態として、
振幅データによる加算、位相情報による加算の２通りが
ある。また、受信信号の復号形態として、差動復号によ
る場合とそれ以外の場合とがある。さらに、時分割多重
伝送方式（ＰＨＳ，ＰＤＣなど）、符号分割多元接続
（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）方式の
ように、スロットやチャネルコードのような情報単位毎
に通信を行う場合がある。そこで、以下のように構成さ
れる無線通信機を提供する。
更が可能である。例えば、補正手段の実現形態として、
振幅データによる加算、位相情報による加算の２通りが
ある。また、受信信号の復号形態として、差動復号によ
る場合とそれ以外の場合とがある。さらに、時分割多重
伝送方式（ＰＨＳ，ＰＤＣなど）、符号分割多元接続
（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）方式の
ように、スロットやチャネルコードのような情報単位毎
に通信を行う場合がある。そこで、以下のように構成さ
れる無線通信機を提供する。
【００１０】第１の無線通信機は、補正手段の形態とし
て振幅データの加算を行う例を採用したもので、位相変
調された信号を受信する受信手段と、局部発振器の出力
信号を用いて該受信手段で受信した受信信号から位相情
報を抽出する位相情報抽出手段と、該位相情報の基準信
号点の位相からのずれ角を検出し、検出したずれ角に応
じた補正量を決定する補正量決定手段と、送信データを
信号点に対応する振幅データの組に変換する変換手段
と、前記振幅データの組が示す信号点の位相に前記補正
量を加えた位相に対応する振幅データの組を出力する補
正手段と、前記局部発振器の出力信号を、前記補正手段
から出力される振幅データの組を用いて変調して送信す
る送信手段とを備えたことを特徴とする。
て振幅データの加算を行う例を採用したもので、位相変
調された信号を受信する受信手段と、局部発振器の出力
信号を用いて該受信手段で受信した受信信号から位相情
報を抽出する位相情報抽出手段と、該位相情報の基準信
号点の位相からのずれ角を検出し、検出したずれ角に応
じた補正量を決定する補正量決定手段と、送信データを
信号点に対応する振幅データの組に変換する変換手段
と、前記振幅データの組が示す信号点の位相に前記補正
量を加えた位相に対応する振幅データの組を出力する補
正手段と、前記局部発振器の出力信号を、前記補正手段
から出力される振幅データの組を用いて変調して送信す
る送信手段とを備えたことを特徴とする。
【００１１】第２の無線通信機は、補正手段の形態とし
て位相情報の加算を行う例を採用したもので、位相変調
された信号を受信する受信手段と、局部発振器の出力信
号を用いて該受信手段で受信した受信信号から位相情報
を抽出する位相情報抽出手段と、該位相情報の基準信号
点の位相からのずれ角を検出し、検出したずれ角に応じ
た補正量を決定する補正量決定手段と、送信データを信
号点の位相情報に変換する位相情報変換手段と、該変換
後の位相情報に前記決定した補正量を加算する加算手段
と、該加算後の位相情報を振幅データの組に変換する振
幅データ変換手段と、前記局部発振器の出力信号を、前
記振幅データ変換手段で変換した振幅データの組を用い
て変調して送信する送信手段とを備えたことを特徴とす
る。
て位相情報の加算を行う例を採用したもので、位相変調
された信号を受信する受信手段と、局部発振器の出力信
号を用いて該受信手段で受信した受信信号から位相情報
を抽出する位相情報抽出手段と、該位相情報の基準信号
点の位相からのずれ角を検出し、検出したずれ角に応じ
た補正量を決定する補正量決定手段と、送信データを信
号点の位相情報に変換する位相情報変換手段と、該変換
後の位相情報に前記決定した補正量を加算する加算手段
と、該加算後の位相情報を振幅データの組に変換する振
幅データ変換手段と、前記局部発振器の出力信号を、前
記振幅データ変換手段で変換した振幅データの組を用い
て変調して送信する送信手段とを備えたことを特徴とす
る。
【００１２】第３の無線通信機は、差動復号を行い且つ
補正量を振幅加算する場合の例であり、差動符号化され
た信号を受信する受信手段と、局部発振器の出力信号を
用いて該受信手段で受信した受信信号を遅延検波して、
移相量を抽出する移相量抽出手段と、抽出した該移相量
から基準移相量を減算した量に応じた補正量を決定する
補正量決定手段と、該補正量を積算した積算補正量を出
力する積算手段と、送信データを信号点に対応する振幅
データの組に変換する変換手段と、前記振幅データの組
が示す信号点の位相に前記積算補正量を加えた位相に対
応する振幅データの組を出力する補正手段と、前記局部
発振器の出力信号を、前記補正手段から出力される振幅
データの組を用いて変調して送信する送信手段とを備え
たことを特徴とする。
補正量を振幅加算する場合の例であり、差動符号化され
た信号を受信する受信手段と、局部発振器の出力信号を
用いて該受信手段で受信した受信信号を遅延検波して、
移相量を抽出する移相量抽出手段と、抽出した該移相量
から基準移相量を減算した量に応じた補正量を決定する
補正量決定手段と、該補正量を積算した積算補正量を出
力する積算手段と、送信データを信号点に対応する振幅
データの組に変換する変換手段と、前記振幅データの組
が示す信号点の位相に前記積算補正量を加えた位相に対
応する振幅データの組を出力する補正手段と、前記局部
発振器の出力信号を、前記補正手段から出力される振幅
データの組を用いて変調して送信する送信手段とを備え
たことを特徴とする。
【００１３】第４の無線通信機は、差動復号を行い且つ
補正量を位相加算する場合の例であり、差動符号化され
た信号を受信する受信手段と、局部発振器の出力信号を
用いて該受信手段で受信した受信信号を遅延検波して、
移相量を抽出する移相量抽出手段と、抽出した該移相量
から基準移相量を減算した量に応じた補正量を決定する
補正量決定手段と、該補正量を積算した積算補正量を出
力する積算手段と、送信データを信号点の位相情報に変
換する位相情報変換手段と、該変換後の位相情報に前記
積算補正量を加算する加算手段と、該加算後の位相情報
を振幅データの組に変換する振幅データ変換手段と、局
部発振器の出力信号を、前記振幅データ変換手段で変換
された振幅データの組を用いて変調して送信する送信手
段とを備えた特徴とする。
補正量を位相加算する場合の例であり、差動符号化され
た信号を受信する受信手段と、局部発振器の出力信号を
用いて該受信手段で受信した受信信号を遅延検波して、
移相量を抽出する移相量抽出手段と、抽出した該移相量
から基準移相量を減算した量に応じた補正量を決定する
補正量決定手段と、該補正量を積算した積算補正量を出
力する積算手段と、送信データを信号点の位相情報に変
換する位相情報変換手段と、該変換後の位相情報に前記
積算補正量を加算する加算手段と、該加算後の位相情報
を振幅データの組に変換する振幅データ変換手段と、局
部発振器の出力信号を、前記振幅データ変換手段で変換
された振幅データの組を用いて変調して送信する送信手
段とを備えた特徴とする。
【００１４】第５の無線通信機は、例えばＣＤＭＡ方式
を採用した場合の例であり、通信相手から受信した受信
信号を逆拡散するとともに逆拡散された受信信号からパ
イロット同期検波によって通信相手と自局との周波数誤
差による１パイロットブロックあたりのずれ角を検出す
る検出手段と、該検出されたずれ角に応じた補正量を決
定する補正量決定手段と、前記通信相手への送信対象と
なる送信データを信号点の位相情報に変換する位相情報
変換手段と、該変換後の位相情報に前記決定した補正量
を加算する加算手段と、該加算後の位相情報を振幅デー
タの組に変換する振幅データ変換手段と、送信用の搬送
波を、前記振幅データ変換手段で変換された振幅データ
の組を用いて変調して前記通信相手へ送信する送信手段
とを備えたことを特徴とする。
を採用した場合の例であり、通信相手から受信した受信
信号を逆拡散するとともに逆拡散された受信信号からパ
イロット同期検波によって通信相手と自局との周波数誤
差による１パイロットブロックあたりのずれ角を検出す
る検出手段と、該検出されたずれ角に応じた補正量を決
定する補正量決定手段と、前記通信相手への送信対象と
なる送信データを信号点の位相情報に変換する位相情報
変換手段と、該変換後の位相情報に前記決定した補正量
を加算する加算手段と、該加算後の位相情報を振幅デー
タの組に変換する振幅データ変換手段と、送信用の搬送
波を、前記振幅データ変換手段で変換された振幅データ
の組を用いて変調して前記通信相手へ送信する送信手段
とを備えたことを特徴とする。
【００１５】第６の無線通信機は、情報単位毎の通信を
行う無線通信機であり、通信相手から位相変調された信
号を情報単位毎に受信する受信手段と、該受信手段で受
信した少なくとも一つの情報単位に含まれる位相情報を
抽出する位相情報抽出手段と、該情報単位の位相情報の
基準信号点の位相からのずれ角を検出する検出手段と、
検出されたずれ角に応じた補正量を決定する補正量決定
手段と、決定した該補正量を情報単位毎に保持する補正
量保持手段と、前記通信相手への送信対象となる情報単
位毎の送信データを信号点の位相情報に変換する位相情
報変換手段と、該情報単位に対応する補正量をその情報
単位の位相情報に加算する加算手段と、該情報単位の加
算後の位相情報を振幅データの組に変換する振幅データ
変換手段と、該情報単位用の搬送波を、前記振幅データ
変換手段で変換された振幅データの組を用いて変調して
前記通信相手へ送信する送信手段とを備えたことを特徴
とする。前記補正量決定手段は、好ましくは、前記ずれ
角を情報単位毎に平滑化処理して、情報単位の平均のず
れ角に基づく補正量を決定するように構成する。
行う無線通信機であり、通信相手から位相変調された信
号を情報単位毎に受信する受信手段と、該受信手段で受
信した少なくとも一つの情報単位に含まれる位相情報を
抽出する位相情報抽出手段と、該情報単位の位相情報の
基準信号点の位相からのずれ角を検出する検出手段と、
検出されたずれ角に応じた補正量を決定する補正量決定
手段と、決定した該補正量を情報単位毎に保持する補正
量保持手段と、前記通信相手への送信対象となる情報単
位毎の送信データを信号点の位相情報に変換する位相情
報変換手段と、該情報単位に対応する補正量をその情報
単位の位相情報に加算する加算手段と、該情報単位の加
算後の位相情報を振幅データの組に変換する振幅データ
変換手段と、該情報単位用の搬送波を、前記振幅データ
変換手段で変換された振幅データの組を用いて変調して
前記通信相手へ送信する送信手段とを備えたことを特徴
とする。前記補正量決定手段は、好ましくは、前記ずれ
角を情報単位毎に平滑化処理して、情報単位の平均のず
れ角に基づく補正量を決定するように構成する。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明を移動通信システム
に適用した場合の各種実施形態を説明する。 〈第１の実施形態〉第１実施形態の移動通信システム
は、例えば、本発明の無線通信機の一例となる基地局
と、やはり本発明の無線通信機の一例となる１以上の移
動局によって構成される。送信時のＡＦＣ補正は、基地
局、移動局のどちらでも行うことが可能であるが、本実
施形態では、基地局側でのみ行う場合の例を挙げる。
に適用した場合の各種実施形態を説明する。 〈第１の実施形態〉第１実施形態の移動通信システム
は、例えば、本発明の無線通信機の一例となる基地局
と、やはり本発明の無線通信機の一例となる１以上の移
動局によって構成される。送信時のＡＦＣ補正は、基地
局、移動局のどちらでも行うことが可能であるが、本実
施形態では、基地局側でのみ行う場合の例を挙げる。
【００１７】図１は、本発明を適用した基地局の要部構
成図である。基地局は、送受共用のアンテナＡＮと、ア
ンテナＡＮで受信した信号を受信系に導くとともに送信
系から出力される信号をアンテナＡＮに導く切替器ＳＷ
とを備えている。受信系は、受信ＡＦＣ回路部ＲＥと、
この受信ＡＦＣ回路部ＲＥの後段に接続されるデータ判
定部ＤＤとを含んで構成される。データ判定部ＤＤは、
Ｉ／Ｑデータを判定するものである。一方、送信系は、
送信ＡＦＣ回路部ＴＲを含んで構成される。
成図である。基地局は、送受共用のアンテナＡＮと、ア
ンテナＡＮで受信した信号を受信系に導くとともに送信
系から出力される信号をアンテナＡＮに導く切替器ＳＷ
とを備えている。受信系は、受信ＡＦＣ回路部ＲＥと、
この受信ＡＦＣ回路部ＲＥの後段に接続されるデータ判
定部ＤＤとを含んで構成される。データ判定部ＤＤは、
Ｉ／Ｑデータを判定するものである。一方、送信系は、
送信ＡＦＣ回路部ＴＲを含んで構成される。
【００１８】受信ＡＦＣ回路部ＲＥ及び送信ＡＦＣ回路
部ＴＲには、局部発振器ＬＯから周波数変換用のローカ
ル信号が供給されるようになっている。また、送信ＡＦ
Ｃ回路部ＴＲ及び局部発振器ＬＯには、基準クロック発
生器ＲＯから無線通信機全体の動作タイミングを定める
基準クロック信号が供給されるようになっている。この
基準クロック発生器ＲＯは、送信ＡＦＣ処理のためにそ
の出力周波数を一つの移動局のためだけに変動させる必
要がない。そのため、他の移動局宛の送信時にもその出
力信号を使用することができるものである。
部ＴＲには、局部発振器ＬＯから周波数変換用のローカ
ル信号が供給されるようになっている。また、送信ＡＦ
Ｃ回路部ＴＲ及び局部発振器ＬＯには、基準クロック発
生器ＲＯから無線通信機全体の動作タイミングを定める
基準クロック信号が供給されるようになっている。この
基準クロック発生器ＲＯは、送信ＡＦＣ処理のためにそ
の出力周波数を一つの移動局のためだけに変動させる必
要がない。そのため、他の移動局宛の送信時にもその出
力信号を使用することができるものである。
【００１９】受信ＡＦＣ回路部ＲＥの構成を図２に示
す。受信ＡＦＣ回路部ＲＥは、切替器ＳＷ及び局部発振
器ＬＯの出力をその入力とする受信処理部RE1、受信処
理部RE1の出力をその入力とし、その出力を現在部及び
送信ＡＦＣ回路部ＴＲに導く補正量抽出部RE2、受信処
理部RE1及び補正量抽出部RE2の出力をその入力とし、そ
の出力をデータ判定部ＤＤに導く減算部RE3を含んで構
成される。
す。受信ＡＦＣ回路部ＲＥは、切替器ＳＷ及び局部発振
器ＬＯの出力をその入力とする受信処理部RE1、受信処
理部RE1の出力をその入力とし、その出力を現在部及び
送信ＡＦＣ回路部ＴＲに導く補正量抽出部RE2、受信処
理部RE1及び補正量抽出部RE2の出力をその入力とし、そ
の出力をデータ判定部ＤＤに導く減算部RE3を含んで構
成される。
【００２０】受信処理部RE1は、切替器ＳＷからの位相
変調された高周波受信信号をローカル信号と混合して中
間周波数信号に変換した後、この中間周波数信号から位
相情報Θを抽出する。抽出された位相情報Θは、減算部
RE3及び補正量抽出部RE2に入力される。補正量抽出部RE
2は、図４（ｂ）の点線で示される理想的な信号点の位
相（基準信号点の位相）に対して入力された位相情報
（実線）のずれ量（ずれ角）θを検出する。このずれ量
θを補正量として減算部RE3及び送信ＡＦＣ回路部ＴＲ
に入力する。減算部RE3は、入力された位相情報Θから
補正量θを減算して理想的な信号点（基準信号点の位
相）を示す位相に変換し、これをデータ判定部ＤＤに入
力する。データ判定部ＤＤは、補正後の位相情報を用い
てデータ判定を効率的に行う。送信ＡＦＣ回路部ＴＲの
構成を図３を参照して説明する。送信ＡＦＣ回路部ＴＲ
は、位相情報変換部TR1、加算部TR2、振幅データ変換部
TR3及び変調部TR4を含んで構成される。
変調された高周波受信信号をローカル信号と混合して中
間周波数信号に変換した後、この中間周波数信号から位
相情報Θを抽出する。抽出された位相情報Θは、減算部
RE3及び補正量抽出部RE2に入力される。補正量抽出部RE
2は、図４（ｂ）の点線で示される理想的な信号点の位
相（基準信号点の位相）に対して入力された位相情報
（実線）のずれ量（ずれ角）θを検出する。このずれ量
θを補正量として減算部RE3及び送信ＡＦＣ回路部ＴＲ
に入力する。減算部RE3は、入力された位相情報Θから
補正量θを減算して理想的な信号点（基準信号点の位
相）を示す位相に変換し、これをデータ判定部ＤＤに入
力する。データ判定部ＤＤは、補正後の位相情報を用い
てデータ判定を効率的に行う。送信ＡＦＣ回路部ＴＲの
構成を図３を参照して説明する。送信ＡＦＣ回路部ＴＲ
は、位相情報変換部TR1、加算部TR2、振幅データ変換部
TR3及び変調部TR4を含んで構成される。
【００２１】図４は、この送信ＡＦＣ回路部ＴＲの動作
原理を示す図であり、（ａ）は理想的な信号点（基準信
号点）と実際に受信された信号の信号点との間の位相関
係（ずれ量＝補正量θ）、（ｂ）は加算部TR2における
位相マッピング例を示している。
原理を示す図であり、（ａ）は理想的な信号点（基準信
号点）と実際に受信された信号の信号点との間の位相関
係（ずれ量＝補正量θ）、（ｂ）は加算部TR2における
位相マッピング例を示している。
【００２２】音声、画像など、通信相手となる移動局宛
の情報である送信データは、位相情報変換部TR2で図４
（ｂ）の破線で示される信号点の位相（例えばΘ１〜Θ
４）に変換される。加算部TR2は、受信ＡＦＣ回路部Ｒ
Ｅの補正量抽出部RE2からの補正量θと入力された信号
点の位相との加算を行う。加算後の位相は、振幅データ
変換部TR3でその位相が示す信号点（図４（ｂ）の実線
参照）に対応する振幅データの組（Ｉ，Ｑチャネル用の
振幅データ）に変換される。変調部TR4は、この変換後
の振幅データの組を用いて変調を行い（例えば、ローカ
ル周波数信号を、振幅データの組をアナログ／ディジタ
ル変換して得られるアナログ信号を用いて周波数変換す
る。あるいはディジタル信号処理による変調も考えられ
る）、これを切替器ＳＷを介してアンテナＡＮへ出力す
る。補正量θは、所定数の平均をとって加算部TR2に与
えるようにすることもできる。
の情報である送信データは、位相情報変換部TR2で図４
（ｂ）の破線で示される信号点の位相（例えばΘ１〜Θ
４）に変換される。加算部TR2は、受信ＡＦＣ回路部Ｒ
Ｅの補正量抽出部RE2からの補正量θと入力された信号
点の位相との加算を行う。加算後の位相は、振幅データ
変換部TR3でその位相が示す信号点（図４（ｂ）の実線
参照）に対応する振幅データの組（Ｉ，Ｑチャネル用の
振幅データ）に変換される。変調部TR4は、この変換後
の振幅データの組を用いて変調を行い（例えば、ローカ
ル周波数信号を、振幅データの組をアナログ／ディジタ
ル変換して得られるアナログ信号を用いて周波数変換す
る。あるいはディジタル信号処理による変調も考えられ
る）、これを切替器ＳＷを介してアンテナＡＮへ出力す
る。補正量θは、所定数の平均をとって加算部TR2に与
えるようにすることもできる。
【００２３】なお、第１実施形態において、好ましく
は、公知のパイロット信号（pilot signal）等を用いた
同期検波を行う。すなわち、送受信間（例えば移動局−
基地局間）の搬送波の周波数差に起因して、前述の補正
量θが時間的に増加又は減少し、補正量θがπ／４を超
えてしまう場合がある。この場合は、データ判定部ＤＤ
において、Ｉデータ／Ｑデータの判定を誤ってしまう可
能性がある。従って、既知のパイロット信号を定期的に
送信することにより、Ｉ，Ｑの基準軸が送受信間で一致
するようにローカル信号に位相処理を施す等の処理を施
す。
は、公知のパイロット信号（pilot signal）等を用いた
同期検波を行う。すなわち、送受信間（例えば移動局−
基地局間）の搬送波の周波数差に起因して、前述の補正
量θが時間的に増加又は減少し、補正量θがπ／４を超
えてしまう場合がある。この場合は、データ判定部ＤＤ
において、Ｉデータ／Ｑデータの判定を誤ってしまう可
能性がある。従って、既知のパイロット信号を定期的に
送信することにより、Ｉ，Ｑの基準軸が送受信間で一致
するようにローカル信号に位相処理を施す等の処理を施
す。
【００２４】以上の処理を送信ＡＦＣ回路部ＴＲで実施
することにより、通信相手となる移動局から受信した信
号の被変調波に対して相対的に誤差成分を補正した被変
調波を送信することができ、移動局の性能に依存せずに
復調データの品質を向上させることができるようにな
る。つまり、移動局における復調動作に何ら影響を与え
ることがないため、移動局を簡略化することができる。
することにより、通信相手となる移動局から受信した信
号の被変調波に対して相対的に誤差成分を補正した被変
調波を送信することができ、移動局の性能に依存せずに
復調データの品質を向上させることができるようにな
る。つまり、移動局における復調動作に何ら影響を与え
ることがないため、移動局を簡略化することができる。
【００２５】次に、上記の無線通信機を用いた無線通信
方法について説明する。無線通信機は、具体的には、例
えば図５のように構成される。ここでは、π／４シフト
−ＱＰＳＫ（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keyin
g：直交位相偏移変調）方式を採用したＰＨＳ（Persona
l Handyphone System）の基地局の例を挙げる。図５下
段に示される部分が、図１及び図２に示した受信ＡＦＣ
回路部ＲＥに相当する。すなわち、受信ＡＦＣ回路部
は、図５の例では、増幅器１０１、乗算器１０２、可変
増幅器１０３、Ａ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ ＣＮＶ）１
０４、位相検出部（ＰＤ）１０５、クロック生成部（Ｃ
ＬＫ）１０７、ＡＦＣ回路（ＡＦＣ）１０８、及び、加
算器１０９を含んで構成される。
方法について説明する。無線通信機は、具体的には、例
えば図５のように構成される。ここでは、π／４シフト
−ＱＰＳＫ（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keyin
g：直交位相偏移変調）方式を採用したＰＨＳ（Persona
l Handyphone System）の基地局の例を挙げる。図５下
段に示される部分が、図１及び図２に示した受信ＡＦＣ
回路部ＲＥに相当する。すなわち、受信ＡＦＣ回路部
は、図５の例では、増幅器１０１、乗算器１０２、可変
増幅器１０３、Ａ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ ＣＮＶ）１
０４、位相検出部（ＰＤ）１０５、クロック生成部（Ｃ
ＬＫ）１０７、ＡＦＣ回路（ＡＦＣ）１０８、及び、加
算器１０９を含んで構成される。
【００２６】アンテナＡＮからＴ／ＲスイッチＳＷを介
して導かれる高周波の受信信号は、増幅器１０１により
増幅される。乗算器１０２は、増幅された受信信号とロ
ーカル信号とのミキシングを行い、これを可変増幅器１
０３に入力する。この可変増幅器１０３により所定レベ
ルの受信信号にレベル調整される。
して導かれる高周波の受信信号は、増幅器１０１により
増幅される。乗算器１０２は、増幅された受信信号とロ
ーカル信号とのミキシングを行い、これを可変増幅器１
０３に入力する。この可変増幅器１０３により所定レベ
ルの受信信号にレベル調整される。
【００２７】Ａ／Ｄコンバータ１０４は、クロック生成
部１０７から供給されるクロック信号でサンプリングし
て受信信号をアナログ値からディジタル値に変換する。
位相検出部１０５は、ディジタル処理された信号から位
相情報を検出する。クロック生成部１０７は、位相検出
部１０５の出力を入力するとともに、動作タイミングを
示すクロックを、Ａ／Ｄコンバータ１０４、位相検出部
１０５及びＡＦＣ回路１０８に供給する。ＡＦＣ回路１
０８は、位相検出部１０５で検出した位相情報から送信
時に補正すべき位相又は周波数を補正量として決定す
る。そして、位相情報から補正量を減算した値をデータ
判定部ＤＤの一例であるＩ／Ｑ判定部（Ｉ／Ｑ ＤＥ
Ｔ）２に供給する。Ｉ／Ｑ判定部２は、補正されたデー
タをもとにＩ／Ｑデータの判定を行う。
部１０７から供給されるクロック信号でサンプリングし
て受信信号をアナログ値からディジタル値に変換する。
位相検出部１０５は、ディジタル処理された信号から位
相情報を検出する。クロック生成部１０７は、位相検出
部１０５の出力を入力するとともに、動作タイミングを
示すクロックを、Ａ／Ｄコンバータ１０４、位相検出部
１０５及びＡＦＣ回路１０８に供給する。ＡＦＣ回路１
０８は、位相検出部１０５で検出した位相情報から送信
時に補正すべき位相又は周波数を補正量として決定す
る。そして、位相情報から補正量を減算した値をデータ
判定部ＤＤの一例であるＩ／Ｑ判定部（Ｉ／Ｑ ＤＥ
Ｔ）２に供給する。Ｉ／Ｑ判定部２は、補正されたデー
タをもとにＩ／Ｑデータの判定を行う。
【００２８】一方、図１及び図３に示した送信ＡＦＣ回
路部ＴＲに対応する部分は、以下のように動作する。ま
ず、移動局への送信対象となるシリアルの送信データ
が、図５上段右側の位相情報変換部３に入力される。位
相情報変換部３は、Ｉ／Ｑデータ生成部（Ｉ／Ｑ ＧＥ
Ｎ）３０１でシリアルの送信データをＩ／Ｑのパラレル
データの組（Ｉ／Ｑデータ）に変換する。また、Ｉ／Ｑ
−Θ変換部３０３で、Ｉ／Ｑデータの示す信号点の位相
情報Θを出力する。
路部ＴＲに対応する部分は、以下のように動作する。ま
ず、移動局への送信対象となるシリアルの送信データ
が、図５上段右側の位相情報変換部３に入力される。位
相情報変換部３は、Ｉ／Ｑデータ生成部（Ｉ／Ｑ ＧＥ
Ｎ）３０１でシリアルの送信データをＩ／Ｑのパラレル
データの組（Ｉ／Ｑデータ）に変換する。また、Ｉ／Ｑ
−Θ変換部３０３で、Ｉ／Ｑデータの示す信号点の位相
情報Θを出力する。
【００２９】参照符号５で示される部分は、加算部であ
る。加算部５は、Ｉ／Ｑ−Θ変換部３０３から出力され
る位相情報ΘとＡＦＣ回路１０８から出力される補正量
（ここでは周波数誤差に対応する位相量）θとを加算す
る。
る。加算部５は、Ｉ／Ｑ−Θ変換部３０３から出力され
る位相情報ΘとＡＦＣ回路１０８から出力される補正量
（ここでは周波数誤差に対応する位相量）θとを加算す
る。
【００３０】参照符号６で示される部分は振幅データ変
換部である。振幅データ変換部６は、Θ−Ｉ／Ｑ変換部
（Θ−Ｉ／Ｑ ＣＮＶ）６０１、ディジタルフィルタ部
（ＤＦ）６０２、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ ＣＮＶ）
６０３，６０４、π／２位相器（π／２ ＳＨＦ）６０
５、乗算器６０６，６０７、加算器６０８、及び、増幅
器６０９，６１０を含んで構成される。
換部である。振幅データ変換部６は、Θ−Ｉ／Ｑ変換部
（Θ−Ｉ／Ｑ ＣＮＶ）６０１、ディジタルフィルタ部
（ＤＦ）６０２、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ ＣＮＶ）
６０３，６０４、π／２位相器（π／２ ＳＨＦ）６０
５、乗算器６０６，６０７、加算器６０８、及び、増幅
器６０９，６１０を含んで構成される。
【００３１】Θ−Ｉ／Ｑ変換部６０１は、加算部５から
の補正された位相情報ΘをＩ／Ｑの振幅データに変換す
る。ディジタルフィルタ部６０２は、変換後のＩ／Ｑの
振幅データをルートナイキスト化する。Ｄ／Ａコンバー
タ６０３，６０４、π／２位相器６０５、乗算器６０
６，６０７、加算器６０８及び増幅器６０９，６１０
は、ローカル信号を用いてルートナイキスト化された振
幅データを直交変調してＴ／ＲスイッチＳＷに送る。こ
れにより、送信用の搬送波を変調した被変調波が被変調
波がアンテナＡＮを通じて移動局へ送信される。
の補正された位相情報ΘをＩ／Ｑの振幅データに変換す
る。ディジタルフィルタ部６０２は、変換後のＩ／Ｑの
振幅データをルートナイキスト化する。Ｄ／Ａコンバー
タ６０３，６０４、π／２位相器６０５、乗算器６０
６，６０７、加算器６０８及び増幅器６０９，６１０
は、ローカル信号を用いてルートナイキスト化された振
幅データを直交変調してＴ／ＲスイッチＳＷに送る。こ
れにより、送信用の搬送波を変調した被変調波が被変調
波がアンテナＡＮを通じて移動局へ送信される。
【００３２】このようにして第１実施形態では、基地局
から移動局に対して相対的に周波数誤差の少ない被変調
波を送信することができるようになる。移動局からすれ
ば、自己の周波数精度が低い場合であっても基地局がそ
れに応じて自動的に周波数誤差を低減させるので、何ら
の設計変更を要しない。従って、第１実施形態によれ
ば、移動局の低コスト化を図ることができる。
から移動局に対して相対的に周波数誤差の少ない被変調
波を送信することができるようになる。移動局からすれ
ば、自己の周波数精度が低い場合であっても基地局がそ
れに応じて自動的に周波数誤差を低減させるので、何ら
の設計変更を要しない。従って、第１実施形態によれ
ば、移動局の低コスト化を図ることができる。
【００３３】〈第２実施形態〉図６は、π／４シフト−
ＱＰＳＫ方式を採用したＰＤＣの基地局の第２実施形態
の構成図である。ここでは、移動局から差動符号化され
た信号を受信した場合の例を挙げる。この場合の基地局
は、図５に示した第１実施形態の基地局とその全体構成
がほぼ同じになるので、共通機能の構成要素には同じ参
照符号を付し、異なる部分を中心に説明する。
ＱＰＳＫ方式を採用したＰＤＣの基地局の第２実施形態
の構成図である。ここでは、移動局から差動符号化され
た信号を受信した場合の例を挙げる。この場合の基地局
は、図５に示した第１実施形態の基地局とその全体構成
がほぼ同じになるので、共通機能の構成要素には同じ参
照符号を付し、異なる部分を中心に説明する。
【００３４】図６下段に示されるように、第２実施形態
による基地局の受信ＡＦＣ回路部は、増幅器１０１、乗
算器１０２、可変増幅器１０３、Ａ／Ｄコンバータ（Ａ
／ＤＣＮＶ）１０４、位相検出部（ＰＤ）１０５、遅延
検波部（ＤＤ）１０６、クロック生成部（ＣＬＫ）１０
７、ＡＦＣ回路（ＡＦＣ）１０８、及び、加算器１０９
を含んで構成される。
による基地局の受信ＡＦＣ回路部は、増幅器１０１、乗
算器１０２、可変増幅器１０３、Ａ／Ｄコンバータ（Ａ
／ＤＣＮＶ）１０４、位相検出部（ＰＤ）１０５、遅延
検波部（ＤＤ）１０６、クロック生成部（ＣＬＫ）１０
７、ＡＦＣ回路（ＡＦＣ）１０８、及び、加算器１０９
を含んで構成される。
【００３５】図５に示した第１実施形態の受信ＡＦＣ回
路部と異なるのは、位相検出部１０５の後段に遅延検波
部１０６を設け、クロック生成部１０７からのクロック
を遅延検波部１０６に供給するようにした点である。位
相検出部１０５は、ディジタル処理された受信信号から
位相成分Θ’を検出する。遅延検波部１０６は、受信信
号を遅延検波することによって位相成分Θ’を移相量
（位相情報の一種）Θに変換する。クロック生成部１０
７には、この移相量Θが入力される。
路部と異なるのは、位相検出部１０５の後段に遅延検波
部１０６を設け、クロック生成部１０７からのクロック
を遅延検波部１０６に供給するようにした点である。位
相検出部１０５は、ディジタル処理された受信信号から
位相成分Θ’を検出する。遅延検波部１０６は、受信信
号を遅延検波することによって位相成分Θ’を移相量
（位相情報の一種）Θに変換する。クロック生成部１０
７には、この移相量Θが入力される。
【００３６】ＡＦＣ回路１０８は、移相量Θから象限毎
の基準点の位相、すなわち基準移相量（−π／４、π／
４、３π／４、−３π／４）を減算し、絶対値が最小と
なる減算値である補正量θ（Θ−基準移相量）を決定す
る。補正された補正量θは、Ｉ／Ｑ判定部２へ供給され
る。その他の構成は、図５に示した受信ＡＦＣ回路部の
ものと同じである。
の基準点の位相、すなわち基準移相量（−π／４、π／
４、３π／４、−３π／４）を減算し、絶対値が最小と
なる減算値である補正量θ（Θ−基準移相量）を決定す
る。補正された補正量θは、Ｉ／Ｑ判定部２へ供給され
る。その他の構成は、図５に示した受信ＡＦＣ回路部の
ものと同じである。
【００３７】この実施形態では、また、受信ＡＦＣ回路
部と送信ＡＦＣ回路部との間に、積算処理部４が介在す
る。積算処理部４は上述の補正量θを一時的にレジスタ
で保持して積算し、加算部５において、送信タイミング
（送信スロット）で送信用の変調データと加算させるた
めのもので、ＦＦ（ＦＦはフリップ・フロップの略、以
下同じ）４０１、加算器４０２、ＦＦ４０３を含んで構
成される。ＦＦ４０１は、ＡＦＣ回路１０８から送られ
る、補正量θを一時的に保持し、これを送信のタイミン
グで加算器４０２に送出する。加算器４０２は、ＦＦ４
０１から送出される補正量θを受け取る一方、出力端か
らＦＦ４０３によりフィードバックされた値を加算す
る。これにより、積算補正量θ’が得られる。この積算
補正量θ’は、加算部５に送られる。
部と送信ＡＦＣ回路部との間に、積算処理部４が介在す
る。積算処理部４は上述の補正量θを一時的にレジスタ
で保持して積算し、加算部５において、送信タイミング
（送信スロット）で送信用の変調データと加算させるた
めのもので、ＦＦ（ＦＦはフリップ・フロップの略、以
下同じ）４０１、加算器４０２、ＦＦ４０３を含んで構
成される。ＦＦ４０１は、ＡＦＣ回路１０８から送られ
る、補正量θを一時的に保持し、これを送信のタイミン
グで加算器４０２に送出する。加算器４０２は、ＦＦ４
０１から送出される補正量θを受け取る一方、出力端か
らＦＦ４０３によりフィードバックされた値を加算す
る。これにより、積算補正量θ’が得られる。この積算
補正量θ’は、加算部５に送られる。
【００３８】送信ＡＦＣ回路部側は、位相情報変換部３
の構成が図５に示した第１実施形態のものと一部異な
る。すなわち、第２実施形態では、Ｉ／Ｑデータ生成部
３０１とＩ／Ｑ−Θ変換部３０３との間に、マッピング
回路（ＭＰＣ）３０２が介在する。マッピング回路部３
０２は、Ｉ／Ｑデータ生成部３０１で変換されたＩ／Ｑ
データをもとに、差動符号化を行い、対応する振幅デー
タを出力する。すなわち、Ｉ／Ｑデータ生成部３０１で
生成されたパラレルのＩ／Ｑデータの組（Ｉ，Ｑ）に対
応付けられた角度φ（−３π／４、３π／４、π／４、
−π／４）と、前に出力した信号点に対応する振幅Ｉ
−１，Ｑ−１を用いて、 Ｘ＝Ｉ−１cos（φ）−Ｑ−１sin（φ）、 Ｙ＝Ｉ−１cos（φ）＋Ｑ−１sin（φ）、 の式で表される振幅データの組を出力する。Ｉ／Ｑ−Θ
変換部３０３は、これらの振幅データの示す信号点の位
相情報Θ＝tan−１（Y/X）を出力することになる。
の構成が図５に示した第１実施形態のものと一部異な
る。すなわち、第２実施形態では、Ｉ／Ｑデータ生成部
３０１とＩ／Ｑ−Θ変換部３０３との間に、マッピング
回路（ＭＰＣ）３０２が介在する。マッピング回路部３
０２は、Ｉ／Ｑデータ生成部３０１で変換されたＩ／Ｑ
データをもとに、差動符号化を行い、対応する振幅デー
タを出力する。すなわち、Ｉ／Ｑデータ生成部３０１で
生成されたパラレルのＩ／Ｑデータの組（Ｉ，Ｑ）に対
応付けられた角度φ（−３π／４、３π／４、π／４、
−π／４）と、前に出力した信号点に対応する振幅Ｉ
−１，Ｑ−１を用いて、 Ｘ＝Ｉ−１cos（φ）−Ｑ−１sin（φ）、 Ｙ＝Ｉ−１cos（φ）＋Ｑ−１sin（φ）、 の式で表される振幅データの組を出力する。Ｉ／Ｑ−Θ
変換部３０３は、これらの振幅データの示す信号点の位
相情報Θ＝tan−１（Y/X）を出力することになる。
【００３９】この位相情報Θは、加算部５で積算補正量
θ’と加算されて受信信号に含まれる周波数の誤差成分
が反映されたものとなった後、Θ−Ｉ／Ｑ変換部６０１
へ送られる。Θ−Ｉ／Ｑ変換部６０１は、この位相情報
ΘをＩ／Ｑの振幅データ（データ組）に変換する。ディ
ジタルフィルタ部６０２は、変換後のＩ／Ｑの振幅デー
タをルートナイキスト化する。Ｄ／Ａコンバータ６０
３，６０４、π／２位相器６０５、乗算器６０６，６０
７、加算器６０８及び増幅器６０９，６１０は、ローカ
ル信号を用いてルートナイキスト化された振幅データを
直交変調してＴ／ＲスイッチＳＷに送る。これにより、
送信用の搬送波を変調した被変調波がアンテナＡＮを通
じて移動局へ送信される。第２実施形態のような構成
は、差動符号化を行うシステムにも適用できる。
θ’と加算されて受信信号に含まれる周波数の誤差成分
が反映されたものとなった後、Θ−Ｉ／Ｑ変換部６０１
へ送られる。Θ−Ｉ／Ｑ変換部６０１は、この位相情報
ΘをＩ／Ｑの振幅データ（データ組）に変換する。ディ
ジタルフィルタ部６０２は、変換後のＩ／Ｑの振幅デー
タをルートナイキスト化する。Ｄ／Ａコンバータ６０
３，６０４、π／２位相器６０５、乗算器６０６，６０
７、加算器６０８及び増幅器６０９，６１０は、ローカ
ル信号を用いてルートナイキスト化された振幅データを
直交変調してＴ／ＲスイッチＳＷに送る。これにより、
送信用の搬送波を変調した被変調波がアンテナＡＮを通
じて移動局へ送信される。第２実施形態のような構成
は、差動符号化を行うシステムにも適用できる。
【００４０】〈第３実施形態〉第１及び第２実施形態で
は、送信ＡＦＣ回路部の加算部５において位相情報を加
算する場合の例を示したが、この加算処理を振幅データ
として行うことも可能である。第３実施形態では、この
場合の例を説明する。便宜上、第１及び第２実施例の、
特に、送信ＡＦＣ回路部の構成例について説明し、補正
量または積算補正量を得るまでの処理については説明を
省略する。また、図５及び図６で示した第１及び第２実
施形態と共通機能の構成要素には同様の参照符号を付
す。
は、送信ＡＦＣ回路部の加算部５において位相情報を加
算する場合の例を示したが、この加算処理を振幅データ
として行うことも可能である。第３実施形態では、この
場合の例を説明する。便宜上、第１及び第２実施例の、
特に、送信ＡＦＣ回路部の構成例について説明し、補正
量または積算補正量を得るまでの処理については説明を
省略する。また、図５及び図６で示した第１及び第２実
施形態と共通機能の構成要素には同様の参照符号を付
す。
【００４１】図７は、第３実施形態による基地局の送信
ＡＦＣ回路部の具体的な構成図である。この例では、振
幅データとして加算処理を行うため、図５及び図６に示
したＩ／Ｑ−Θ変換部及びΘ−Ｉ／Ｑ変換部が不要であ
り、加算部５もその構成要素が異なってくる。ここで
は、加算部５に代えて補正部５’と表現する。
ＡＦＣ回路部の具体的な構成図である。この例では、振
幅データとして加算処理を行うため、図５及び図６に示
したＩ／Ｑ−Θ変換部及びΘ−Ｉ／Ｑ変換部が不要であ
り、加算部５もその構成要素が異なってくる。ここで
は、加算部５に代えて補正部５’と表現する。
【００４２】補正部５’は、４つの乗算器５０１〜５０
４、２つの加算器５０５，５０６、θ−Ｉ／Ｑ変換部
（θ−Ｉ／Ｑ ＣＮＶ）５０７により構成される。θ−
Ｉ／Ｑ変換部５０７は、図示しない受信ＡＦＣ回路部
（第１実施形態又は第２実施形態のものと同じ）からの
補正量θ（第１実施形態の場合）又は積算補正量θ’
（第２実施形態の場合）を振幅データ(sinθ，cosθ又
はsinθ’，cosθ’)に変換する。
４、２つの加算器５０５，５０６、θ−Ｉ／Ｑ変換部
（θ−Ｉ／Ｑ ＣＮＶ）５０７により構成される。θ−
Ｉ／Ｑ変換部５０７は、図示しない受信ＡＦＣ回路部
（第１実施形態又は第２実施形態のものと同じ）からの
補正量θ（第１実施形態の場合）又は積算補正量θ’
（第２実施形態の場合）を振幅データ(sinθ，cosθ又
はsinθ’，cosθ’)に変換する。
【００４３】補正部５’では、乗算器５０１〜５０４に
より、Ｉ／Ｑデータ生成部３０１（マッピング回路３０
２）から出力される振幅データと、θ−Ｉ／Ｑ変換部５
０７から出力さる振幅データとがいわゆる「たすき掛
け」処理される。すなわち、Ｉ／Ｑデータ生成部３０１
（マッピング回路３０２）からのＩデータは、乗算器５
０１、５０２に入力され、Ｑデータは、乗算器５０３、
５０４に入力される。乗算器５０１，５０３は、それぞ
れθ−Ｉ／Ｑ変換部５０７からのcosθとＩデータ、Ｑ
データとの乗算を行う。乗算器５０２，５０４は、それ
ぞれθ−Ｉ／Ｑ変換部５０７からのsinθとＩデータ、
Ｑデータとの乗算を行う。
より、Ｉ／Ｑデータ生成部３０１（マッピング回路３０
２）から出力される振幅データと、θ−Ｉ／Ｑ変換部５
０７から出力さる振幅データとがいわゆる「たすき掛
け」処理される。すなわち、Ｉ／Ｑデータ生成部３０１
（マッピング回路３０２）からのＩデータは、乗算器５
０１、５０２に入力され、Ｑデータは、乗算器５０３、
５０４に入力される。乗算器５０１，５０３は、それぞ
れθ−Ｉ／Ｑ変換部５０７からのcosθとＩデータ、Ｑ
データとの乗算を行う。乗算器５０２，５０４は、それ
ぞれθ−Ｉ／Ｑ変換部５０７からのsinθとＩデータ、
Ｑデータとの乗算を行う。
【００４４】加算器５０５は、乗算器５０１の出力Ｉ・
sinθから乗算器５０３の出力データＱcosθを減算し、
Ｉ・sinθ−Ｑcosθを出力する。一方、加算器５０６
は、乗算器５０２の出力Ｉ・sinθと乗算器５０３の出
力データＱcosθとの加算を行い、Ｉ・sinθ＋Ｑcosθ
を出力する。これにより、Ｉ／Ｑデータ生成部３０１
（マッピング回路３０２）からの振幅データの組（Ｉ／
Ｑデータ）が示す信号点の位相に補正量（又は積算補正
量）を加えた位相に対応する振幅データの組を得ること
ができ、Ｉ／Ｑデータを位相情報に変換して加算処理を
行う第１、第２実施形態と同様の処理を実現することが
できる。加算器５０５，５０６からの出力データは、デ
ィジタルフィルタ６０２に入力され、前述同様、送信用
の搬送波の変調を行う。このようにして振幅データによ
る加算処理を行うことによっても、第１及び第２実施形
態と同様の利点が得られる。
sinθから乗算器５０３の出力データＱcosθを減算し、
Ｉ・sinθ−Ｑcosθを出力する。一方、加算器５０６
は、乗算器５０２の出力Ｉ・sinθと乗算器５０３の出
力データＱcosθとの加算を行い、Ｉ・sinθ＋Ｑcosθ
を出力する。これにより、Ｉ／Ｑデータ生成部３０１
（マッピング回路３０２）からの振幅データの組（Ｉ／
Ｑデータ）が示す信号点の位相に補正量（又は積算補正
量）を加えた位相に対応する振幅データの組を得ること
ができ、Ｉ／Ｑデータを位相情報に変換して加算処理を
行う第１、第２実施形態と同様の処理を実現することが
できる。加算器５０５，５０６からの出力データは、デ
ィジタルフィルタ６０２に入力され、前述同様、送信用
の搬送波の変調を行う。このようにして振幅データによ
る加算処理を行うことによっても、第１及び第２実施形
態と同様の利点が得られる。
【００４５】〈第４実施形態〉図８は、パーソナル・デ
ジタル・セルラ（ＰＤＣ）方式における基地局の構成図
である。大まかな構成は、図５〜図７に示したものと同
様となるので、共通機能の構成要素には同様の参照符号
を付してある。
ジタル・セルラ（ＰＤＣ）方式における基地局の構成図
である。大まかな構成は、図５〜図７に示したものと同
様となるので、共通機能の構成要素には同様の参照符号
を付してある。
【００４６】受信ＡＦＣ回路部は、増幅器１０１、乗算
器１０２、可変増幅器１０３、クロック生成部（ＣＬ
Ｋ）１０７、ＡＦＣ回路（ＡＦＣ）１０８、位相量子化
回路（ＰＱ）１１０、中間周波（ＩＦ）周波数発振器
（ＩＦＧ）１１１、位相・周波数制御部（ＣＯＮＴ）１
１２、ＡＣＴ（適応キャリア同期）回路（ＡＣＴ）１１
３、差動復号化部（ＤＥ）１１４、カウンタ（ＣＮＴ）
１１５、及び、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ ＣＮＶ）１
１６により実現される。
器１０２、可変増幅器１０３、クロック生成部（ＣＬ
Ｋ）１０７、ＡＦＣ回路（ＡＦＣ）１０８、位相量子化
回路（ＰＱ）１１０、中間周波（ＩＦ）周波数発振器
（ＩＦＧ）１１１、位相・周波数制御部（ＣＯＮＴ）１
１２、ＡＣＴ（適応キャリア同期）回路（ＡＣＴ）１１
３、差動復号化部（ＤＥ）１１４、カウンタ（ＣＮＴ）
１１５、及び、Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ ＣＮＶ）１
１６により実現される。
【００４７】高周波の受信信号をＩＦ周波数の信号に変
換するまでは第１〜第３実施形態と同様である。この実
施形態では、復調方法としてＡＣＴ形同期検波方式が採
用しているため、これに従った構成及び動作が前述の各
実施形態と異なっている。「ＡＣＴ形同期検波方式」と
は、高周波の受信信号から変換した中間周波信号（「Ｉ
Ｆ信号」）を、１シンボル前に検波したＩＦ信号の位相
に適応的に追従させて検波を行う方式である。
換するまでは第１〜第３実施形態と同様である。この実
施形態では、復調方法としてＡＣＴ形同期検波方式が採
用しているため、これに従った構成及び動作が前述の各
実施形態と異なっている。「ＡＣＴ形同期検波方式」と
は、高周波の受信信号から変換した中間周波信号（「Ｉ
Ｆ信号」）を、１シンボル前に検波したＩＦ信号の位相
に適応的に追従させて検波を行う方式である。
【００４８】ＩＦ周波数発振器１１１からは、上記のＩ
Ｆ信号が出力される。このＩＦ信号は、ＡＣＴ回路１１
３の指示に従って位相・周波数制御部１１２において位
相制御される。位相量子化回路１１０は、このＩＦ信号
を用いて受信信号から位相情報Θを抽出する。この位相
情報Θは差動復号化部１１４で差動復号化され、移相量
△Θとして抽出された後、これがＩ／Ｑ判定部２へ送ら
れる。
Ｆ信号が出力される。このＩＦ信号は、ＡＣＴ回路１１
３の指示に従って位相・周波数制御部１１２において位
相制御される。位相量子化回路１１０は、このＩＦ信号
を用いて受信信号から位相情報Θを抽出する。この位相
情報Θは差動復号化部１１４で差動復号化され、移相量
△Θとして抽出された後、これがＩ／Ｑ判定部２へ送ら
れる。
【００４９】この実施形態では、送信ＡＦＣ回路部の加
算部５へ積算補正量θ’が送られる。この積算補正量
θ’の算出は、以下のようにして行われる。まず、ＡＦ
Ｃ回路１０８において、位相量子化回路１１０により求
められた位相情報Θから補正量θ（Θ−基準信号点の位
相）を得る。この補正量θが、積算処理部４へ送られ
る。積算処理部４の動作は、第２実施形態において、述
べたとおりである。すなわち、補正量θを一時的にレジ
スタで保持して積算することで積算補正量θ’を得る。
この積算補正量θ’に基づく送信側での周波数誤差の補
正動作については、第２実施形態のものと同様となる。
算部５へ積算補正量θ’が送られる。この積算補正量
θ’の算出は、以下のようにして行われる。まず、ＡＦ
Ｃ回路１０８において、位相量子化回路１１０により求
められた位相情報Θから補正量θ（Θ−基準信号点の位
相）を得る。この補正量θが、積算処理部４へ送られ
る。積算処理部４の動作は、第２実施形態において、述
べたとおりである。すなわち、補正量θを一時的にレジ
スタで保持して積算することで積算補正量θ’を得る。
この積算補正量θ’に基づく送信側での周波数誤差の補
正動作については、第２実施形態のものと同様となる。
【００５０】〈第５実施形態〉図９は、ＣＤＭＡ方式を
適用した基地局の構成図である。その大まかな構成は、
図６及び図８と同様でなるので、共通要素には同様の参
照符号を付し、異なる構成と動作を中心に説明する。
適用した基地局の構成図である。その大まかな構成は、
図６及び図８と同様でなるので、共通要素には同様の参
照符号を付し、異なる構成と動作を中心に説明する。
【００５１】第５実施形態では、位相情報変換部３が、
Ｉ／Ｑデータ生成部３０１、拡散部（ＤＩＦ）３０４、
及び、Ｉ／Ｑ−Θ変換部（Ｉ／Ｑ−Θ ＣＮＶ）３０６
を含んで構成される。Ｉ／Ｑデータ生成部３０１でＩ／
Ｑデータ（振幅データの組）に変換された送信データ
は、拡散部３０４において、伝送レートより速いレート
の拡散コードよりＩデータ、Ｑデータ共に拡散され、拡
散レート（チップレート）ごとにＱＰＳＫ変調により位
相ステート上にマッピングされる。このデータは、Ｉ／
Ｑ−Θ変換部３０６で位相情報Θに変換されて加算部５
に送られる。
Ｉ／Ｑデータ生成部３０１、拡散部（ＤＩＦ）３０４、
及び、Ｉ／Ｑ−Θ変換部（Ｉ／Ｑ−Θ ＣＮＶ）３０６
を含んで構成される。Ｉ／Ｑデータ生成部３０１でＩ／
Ｑデータ（振幅データの組）に変換された送信データ
は、拡散部３０４において、伝送レートより速いレート
の拡散コードよりＩデータ、Ｑデータ共に拡散され、拡
散レート（チップレート）ごとにＱＰＳＫ変調により位
相ステート上にマッピングされる。このデータは、Ｉ／
Ｑ−Θ変換部３０６で位相情報Θに変換されて加算部５
に送られる。
【００５２】一方、受信ＡＦＣ回路部は、増幅器１０
１、乗算器１０２、可変増幅器１０３、Ａ／Ｄコンバー
タ（Ａ／Ｄ ＣＮＶ）１０４、逆拡散部（ＲＤＩ）１１
７、パス検出部（ＰＨＤ）１１８、同期検波位相検出部
（ＳＹＤ）１１９、ＡＦＣ回路（ＡＦＣ）１０８、及
び、加算器１２０を含んで構成される。ＩＦ信号に変換
され、さらに、Ａ／Ｄコンバータ１０４でディジタル値
に変換された受信信号は、逆拡散部１１７において、パ
ス検出部１１８からの拡散コードにより逆拡散処理され
る。逆拡散された受信信号は、同期検波位相検出部１１
９においてパイロット同期検波が行われる。そして、こ
れにより得られた位相情報（変調位相データ）ΘがＩ／
Ｑ判定部２へ送られる。「パイロット同期検波」とは、
パイロットシンボルという、既知の位相値をもつ信号を
用いることにより、受信搬送波と基地局内部の基準点で
の位相との位相差△Θ軸をパイロットブロック単位で検
出し、多重信号を補正することで、同期検波を行う方式
である。
１、乗算器１０２、可変増幅器１０３、Ａ／Ｄコンバー
タ（Ａ／Ｄ ＣＮＶ）１０４、逆拡散部（ＲＤＩ）１１
７、パス検出部（ＰＨＤ）１１８、同期検波位相検出部
（ＳＹＤ）１１９、ＡＦＣ回路（ＡＦＣ）１０８、及
び、加算器１２０を含んで構成される。ＩＦ信号に変換
され、さらに、Ａ／Ｄコンバータ１０４でディジタル値
に変換された受信信号は、逆拡散部１１７において、パ
ス検出部１１８からの拡散コードにより逆拡散処理され
る。逆拡散された受信信号は、同期検波位相検出部１１
９においてパイロット同期検波が行われる。そして、こ
れにより得られた位相情報（変調位相データ）ΘがＩ／
Ｑ判定部２へ送られる。「パイロット同期検波」とは、
パイロットシンボルという、既知の位相値をもつ信号を
用いることにより、受信搬送波と基地局内部の基準点で
の位相との位相差△Θ軸をパイロットブロック単位で検
出し、多重信号を補正することで、同期検波を行う方式
である。
【００５３】この実施形態による周波数誤差の補正処理
は、以下のように行われる。同期検波位相検出部１１９
で得られた任意のパイロットブロックの位相差△Θ軸ｎ
と１パイロットブロック前の△Θ軸ｎ-1との差分は、通
信相手である移動局とこの基地局との周波数誤差による
１パイロットブロックあたりの位相ずれ（ずれ角）を意
味する。この△Θ軸ｎ−△Θ軸ｎ-1の値から１シンボル
あたりの周波数誤差を求め、これを加算器１２０におい
て加算（あるいは減算）することで、周波数誤差の補正
処理が行われる。この周波数誤差は、補正量θに変換さ
れて積算処理部４に送られる。積算処理部４及び送信Ａ
ＦＣ回路部における送信周波数誤差の補正処理について
は、第２実施形態のものとほぼ同様となる。
は、以下のように行われる。同期検波位相検出部１１９
で得られた任意のパイロットブロックの位相差△Θ軸ｎ
と１パイロットブロック前の△Θ軸ｎ-1との差分は、通
信相手である移動局とこの基地局との周波数誤差による
１パイロットブロックあたりの位相ずれ（ずれ角）を意
味する。この△Θ軸ｎ−△Θ軸ｎ-1の値から１シンボル
あたりの周波数誤差を求め、これを加算器１２０におい
て加算（あるいは減算）することで、周波数誤差の補正
処理が行われる。この周波数誤差は、補正量θに変換さ
れて積算処理部４に送られる。積算処理部４及び送信Ａ
ＦＣ回路部における送信周波数誤差の補正処理について
は、第２実施形態のものとほぼ同様となる。
【００５４】〈第６実施形態〉本発明は、例えば、時分
割多重伝送方式を採用した基地局（又は移動局）にも適
用が可能である。この場合の基地局は、送信データに対
する補正量の加算処理をスロット毎に管理するスロット
管理手段を備えるものである。
割多重伝送方式を採用した基地局（又は移動局）にも適
用が可能である。この場合の基地局は、送信データに対
する補正量の加算処理をスロット毎に管理するスロット
管理手段を備えるものである。
【００５５】図１０は、基地局側にスロット管理手段を
備えた場合の構成例を示している。このスロット管理手
段は、具体的には、加算器４０２、ＦＦ４０３、デコー
ダ４０５、ＦＦ４０６−１〜４０６−ｎ、セレクタ４０
７及び図示しないスロット識別部により実現される。な
お、以降の説明では、差別化を要しない場合は、ＦＦ４
０６のサフィックスを省略する。受信ＡＦＣ回路部から
送られる受信信号に含まれる誤差成分に対する補正量θ
（あるいは積算補正量θ’）は、ＦＦ４０６に送られ
る。ＦＦ４０６は、管理されるスロット毎に設けられて
いる。図示の例では、ｎ個のスロットが管理されること
になる。
備えた場合の構成例を示している。このスロット管理手
段は、具体的には、加算器４０２、ＦＦ４０３、デコー
ダ４０５、ＦＦ４０６−１〜４０６−ｎ、セレクタ４０
７及び図示しないスロット識別部により実現される。な
お、以降の説明では、差別化を要しない場合は、ＦＦ４
０６のサフィックスを省略する。受信ＡＦＣ回路部から
送られる受信信号に含まれる誤差成分に対する補正量θ
（あるいは積算補正量θ’）は、ＦＦ４０６に送られ
る。ＦＦ４０６は、管理されるスロット毎に設けられて
いる。図示の例では、ｎ個のスロットが管理されること
になる。
【００５６】デコーダ４０５には、図示しないスロット
識別部より送られるスロット識別信号が入力されるよう
になっている。デコーダ４０５は、スロット識別信号を
デコードし、スロット識別信号により特定されたスロッ
トに対応するＦＦ４０６にイネーブル信号を送る。イネ
ーブル信号を受けたＦＦ４０６は、上記の補正量θ（あ
るいは積算補正量θ’）を一時的に保持する。
識別部より送られるスロット識別信号が入力されるよう
になっている。デコーダ４０５は、スロット識別信号を
デコードし、スロット識別信号により特定されたスロッ
トに対応するＦＦ４０６にイネーブル信号を送る。イネ
ーブル信号を受けたＦＦ４０６は、上記の補正量θ（あ
るいは積算補正量θ’）を一時的に保持する。
【００５７】スロット識別信号は、セレクタ４０７にも
送られている。セレクタ４０７は、スロット識別信号に
より特定されたスロットに対応するＦＦ４０６を選択す
ることにより、このＦＦ４０６に保持されている補正量
θ（あるいは積算補正量θ’）を選択して加算器４０２
へ送る。加算器４０２の出力データは、送信ＡＦＣ回路
部の加算部５へ送られる。この加算部５以降の動作につ
いては、図５〜図９に示した構成要素の説明がそのまま
妥当する。
送られている。セレクタ４０７は、スロット識別信号に
より特定されたスロットに対応するＦＦ４０６を選択す
ることにより、このＦＦ４０６に保持されている補正量
θ（あるいは積算補正量θ’）を選択して加算器４０２
へ送る。加算器４０２の出力データは、送信ＡＦＣ回路
部の加算部５へ送られる。この加算部５以降の動作につ
いては、図５〜図９に示した構成要素の説明がそのまま
妥当する。
【００５８】この第６実施形態によれば、時分割多重伝
送方式が適用される場合に、受信信号に含まれる周波数
の誤差成分の補正量が基地局においてスロット毎に管理
されるため、移動局が多種多様である場合の受信ＡＦＣ
回路部の動作負担を軽減させることができる。また、予
めＦＦ４０６において補正量θが保持されており、スロ
ット毎にＶＣ−ＴＣＸＯ等の発振器を備える必要がない
ため、製造コスト的にも有利になる。
送方式が適用される場合に、受信信号に含まれる周波数
の誤差成分の補正量が基地局においてスロット毎に管理
されるため、移動局が多種多様である場合の受信ＡＦＣ
回路部の動作負担を軽減させることができる。また、予
めＦＦ４０６において補正量θが保持されており、スロ
ット毎にＶＣ−ＴＣＸＯ等の発振器を備える必要がない
ため、製造コスト的にも有利になる。
【００５９】〈第７実施形態〉複数のスロットでシンボ
ル毎の通信を行う場合、受信信号に含まれる周波数の誤
差成分は、信号タイミング（シンボルタイミング）ごと
に抽出される。そのため、誤差成分が各シンボルにより
大きく変化する場合がある。そこで、第７実施形態で
は、この誤差成分あるいはそれに基づく補正量の極端な
ばらつきを抑え、送信ＡＦＣ回路部を安定且つ高精度に
動作させるための変形例を説明する。この実施形態で
は、周波数の誤差成分を１つの受信タイミング（受信ス
ロット）毎に平滑化処理し、スロット平均の誤差成分に
基づく補正量を決定する。
ル毎の通信を行う場合、受信信号に含まれる周波数の誤
差成分は、信号タイミング（シンボルタイミング）ごと
に抽出される。そのため、誤差成分が各シンボルにより
大きく変化する場合がある。そこで、第７実施形態で
は、この誤差成分あるいはそれに基づく補正量の極端な
ばらつきを抑え、送信ＡＦＣ回路部を安定且つ高精度に
動作させるための変形例を説明する。この実施形態で
は、周波数の誤差成分を１つの受信タイミング（受信ス
ロット）毎に平滑化処理し、スロット平均の誤差成分に
基づく補正量を決定する。
【００６０】図１１は、この実施形態による補正量の決
定手段の要部構成図である。補正量の決定手段は、加算
器４０２，４０８、及び、ＦＦ４０３，４０９，４１０
により構成される。受信信号に含まれる誤差成分が角度
情報（sin/cos）の場合、１つの受信スロット区間中、
任意のシンボル数値２ｍ区間分、加算器４０８とＦＦ４
０９を用いて積分処理を行う。誤差成分を示すビット数
をｎとした場合、加算器４０８には、ｎのＭＳＢ(Most
significant bit)の値をｍビット増やし、これを上位ビ
ットとして付け加えて符号拡張したｍ＋ｎビットを入力
する。これに１シンボル前の誤差成分（ｍ＋ｎビット）
を加算する。これを２ｍシンボル区間加算し続けて積分
処理を行う。
定手段の要部構成図である。補正量の決定手段は、加算
器４０２，４０８、及び、ＦＦ４０３，４０９，４１０
により構成される。受信信号に含まれる誤差成分が角度
情報（sin/cos）の場合、１つの受信スロット区間中、
任意のシンボル数値２ｍ区間分、加算器４０８とＦＦ４
０９を用いて積分処理を行う。誤差成分を示すビット数
をｎとした場合、加算器４０８には、ｎのＭＳＢ(Most
significant bit)の値をｍビット増やし、これを上位ビ
ットとして付け加えて符号拡張したｍ＋ｎビットを入力
する。これに１シンボル前の誤差成分（ｍ＋ｎビット）
を加算する。これを２ｍシンボル区間加算し続けて積分
処理を行う。
【００６１】２ｍシンボルの積分終了後、最終値が後段
のＦＦ４１０で保持される。この下位ｍビットを捨て、
上位ｎビットを使用することで、１／２ｍ倍を行ない、
これを送信時に適用することで、２ｍシンボル区間の平
均値、スロット内平滑化誤差を用いた送信ＡＦＣ処理が
可能になる。
のＦＦ４１０で保持される。この下位ｍビットを捨て、
上位ｎビットを使用することで、１／２ｍ倍を行ない、
これを送信時に適用することで、２ｍシンボル区間の平
均値、スロット内平滑化誤差を用いた送信ＡＦＣ処理が
可能になる。
【００６２】〈第８実施形態〉例えばＣＤＭＡ方式が適
用される基地局にチャネル管理手段を設け、送信用の搬
送波に対する補正量の加算処理を、チャネルコード毎に
管理することも本発明によれば可能となる。第８実施形
態は、この場合の例を示すものである。
用される基地局にチャネル管理手段を設け、送信用の搬
送波に対する補正量の加算処理を、チャネルコード毎に
管理することも本発明によれば可能となる。第８実施形
態は、この場合の例を示すものである。
【００６３】図１２は、基地局側のチャネル管理手段の
具体的な構成図である。チャネル管理手段は、ＦＦ４０
３−ｎ，４０３−ｎ＋１，…、４１１−ｎ，４１１−ｎ
＋１，…、加算器４０２−ｎ，４０２−ｎ＋１，…、を
含んで構成される。なお、以降の説明では参照符号のサ
フィックスは省略する。
具体的な構成図である。チャネル管理手段は、ＦＦ４０
３−ｎ，４０３−ｎ＋１，…、４１１−ｎ，４１１−ｎ
＋１，…、加算器４０２−ｎ，４０２−ｎ＋１，…、を
含んで構成される。なお、以降の説明では参照符号のサ
フィックスは省略する。
【００６４】ＣＤＭＡ方式は、良く知られているよう
に、一つの搬送波に異なるコードで拡散多重する伝送方
式である。ＦＦ４１１は、各チャネル（コード）ごと
に、同期検波位相検出手段により得られた任意のパイロ
ットブロックの位相差△Θ軸ｎと、１パイロットブロッ
ク前の△Θ軸ｎ−１との差分（移動局と基地局との周波
数誤差による１パイロットブロックあたりの補正量）を
保持する。そして、１スロット内遅延にて送信される各
チャネルコード毎に、ＦＦ４０３により出力が、フィー
ドバックされた加算器４０２を介して送信データの位相
情報にシンボル単位でそれぞれ加算されるようにする。
このような回路（ＦＦ４１１、ＦＦ４０３、加算器４０
２）をチャネル数分もち、コード単位で管理を行うこと
により、本発明をＣＤＭＡ方式による移動通信システム
に応用することが容易になる。なお、第８実施形態に対
応する受信ＡＦＣ回路部は、第１乃至第７実施形態のも
のと異なる。すなわち、受信信号に含まれる周波数の誤
差成分に基づく補正量ではなく、同期検波位相検出手段
から得られる△Θ軸ｎ−△Θ軸ｎ−１の誤差成分に基づ
く補正量である。
に、一つの搬送波に異なるコードで拡散多重する伝送方
式である。ＦＦ４１１は、各チャネル（コード）ごと
に、同期検波位相検出手段により得られた任意のパイロ
ットブロックの位相差△Θ軸ｎと、１パイロットブロッ
ク前の△Θ軸ｎ−１との差分（移動局と基地局との周波
数誤差による１パイロットブロックあたりの補正量）を
保持する。そして、１スロット内遅延にて送信される各
チャネルコード毎に、ＦＦ４０３により出力が、フィー
ドバックされた加算器４０２を介して送信データの位相
情報にシンボル単位でそれぞれ加算されるようにする。
このような回路（ＦＦ４１１、ＦＦ４０３、加算器４０
２）をチャネル数分もち、コード単位で管理を行うこと
により、本発明をＣＤＭＡ方式による移動通信システム
に応用することが容易になる。なお、第８実施形態に対
応する受信ＡＦＣ回路部は、第１乃至第７実施形態のも
のと異なる。すなわち、受信信号に含まれる周波数の誤
差成分に基づく補正量ではなく、同期検波位相検出手段
から得られる△Θ軸ｎ−△Θ軸ｎ−１の誤差成分に基づ
く補正量である。
【００６５】〈第９実施形態〉第９実施形態は、第８実
施形態の変形例を示すものである。すなわち、第８実施
形態のチャネル管理手段では、１スロット遅延の送信デ
ータに補正量を一律に加算したが、第９実施形態では、
このような形態に代えて、シンボル単位の補正量を積分
しながら送信データに加算するようにしたものである。
図１３は、チャネル管理手段の要部構成図である。この
チャネル管理手段は、ＦＦ４０３−ｎ，４０３−ｎ＋
１，…、４１１−ｎ，４１１−ｎ＋１，…、４１３−
ｎ，４１３−ｎ＋１，…、除算器４１２−ｎ，４１２−
ｎ＋１，…、及び、加算器４０２−ｎ，４０２−ｎ＋
１，…、を含んで構成される。なお、以降の説明では参
照符号のサフィックスは省略する。
施形態の変形例を示すものである。すなわち、第８実施
形態のチャネル管理手段では、１スロット遅延の送信デ
ータに補正量を一律に加算したが、第９実施形態では、
このような形態に代えて、シンボル単位の補正量を積分
しながら送信データに加算するようにしたものである。
図１３は、チャネル管理手段の要部構成図である。この
チャネル管理手段は、ＦＦ４０３−ｎ，４０３−ｎ＋
１，…、４１１−ｎ，４１１−ｎ＋１，…、４１３−
ｎ，４１３−ｎ＋１，…、除算器４１２−ｎ，４１２−
ｎ＋１，…、及び、加算器４０２−ｎ，４０２−ｎ＋
１，…、を含んで構成される。なお、以降の説明では参
照符号のサフィックスは省略する。
【００６６】△Θ軸ｎ−△Θ軸ｎ−１の位相成分は、Ｆ
Ｆ４１１に保持され１スロット遅延の送信タイミング信
号に従って除算器４１２に送られる。除算器４１２で
は、△Θ軸ｎ−△Θ軸ｎ−１の位相成分を１パイロット
ブロックあたりのシンボル数で除算する。除算する単位
は、送信されるシンボルレートを示す信号（シンボルレ
ート・ステータス信号）により選択されるようになって
いる。ここで得られた１シンボル単位の位相補正量が、
ＦＦ４０３，４１３及び加算器４０２によって、１シン
ボル単位で再度積分を行ないながら、送信データに加算
される。この実施形態のチャネル管理手段は、上記の回
路をチャネル数分もち、コード単位で送信ＡＦＣ処理を
行わせるものである。
Ｆ４１１に保持され１スロット遅延の送信タイミング信
号に従って除算器４１２に送られる。除算器４１２で
は、△Θ軸ｎ−△Θ軸ｎ−１の位相成分を１パイロット
ブロックあたりのシンボル数で除算する。除算する単位
は、送信されるシンボルレートを示す信号（シンボルレ
ート・ステータス信号）により選択されるようになって
いる。ここで得られた１シンボル単位の位相補正量が、
ＦＦ４０３，４１３及び加算器４０２によって、１シン
ボル単位で再度積分を行ないながら、送信データに加算
される。この実施形態のチャネル管理手段は、上記の回
路をチャネル数分もち、コード単位で送信ＡＦＣ処理を
行わせるものである。
【００６７】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、通信相手に対し、その通信相手からの受信信
号に基づいて相対的に周波数誤差の少ない被変調波を送
信することができるので、簡易な手法を採用しながら、
移動通信システムにおけるデータ伝送の品質を著しく向
上させることができる。また、通信相手の復調動作に影
響を与えないため、通信相手側の回路規模の簡略化と低
コスト化を実現することができる。
によれば、通信相手に対し、その通信相手からの受信信
号に基づいて相対的に周波数誤差の少ない被変調波を送
信することができるので、簡易な手法を採用しながら、
移動通信システムにおけるデータ伝送の品質を著しく向
上させることができる。また、通信相手の復調動作に影
響を与えないため、通信相手側の回路規模の簡略化と低
コスト化を実現することができる。
【図１】本発明を適用した基地局の全体構成図。
【図２】第１実施形態における受信ＡＦＣ回路部の構成
図。
図。
【図３】第１実施形態における送信ＡＦＣ回路部の構成
図。
図。
【図４】（ａ）は、受信ＡＦＣ回路部により抽出された
誤差成分（＝補正量θ）、（ｂ）は、送信データに補正
量が加算されることによって、位相ステート上でどのよ
うに変化するかを示す図。
誤差成分（＝補正量θ）、（ｂ）は、送信データに補正
量が加算されることによって、位相ステート上でどのよ
うに変化するかを示す図。
【図５】第１実施形態の基地局の具体的な構成図。
【図６】第２実施形態の基地局の具体的な構成図。
【図７】第３実施形態の基地局の具体的な構成図。
【図８】第４実施形態の基地局の具体的な構成図。
【図９】第５実施形態の基地局の具体的な構成図。
【図１０】第６実施形態の基地局の要部構成図。
【図１１】第７実施形態の基地局の要部構成図。
【図１２】第８実施形態の基地局の要部構成図。
【図１３】第９実施形態の基地局要部構成図。
ＡＮ アンテナ ＴＸ 送信回路 ＲＸ 受信回路 ＳＷ 切替器 ＲＯ 基準クロック発生器 ＬＯ 局部発振器 ＤＤ データ判定部 ＲＥ 受信ＡＦＣ回路部 RE1 受信処理部 RE2 補正量抽出部 RE3 減算部 ＴＲ 送信ＡＦＣ回路部 TR1，３ 位相情報変換部 TR2，５ 加算部 TR3，６ 振幅データ変換部 TR4 変調部 ２ Ｉ／Ｑ判定部 ４ 積算処理部 １０１，６０９，６１０ 増幅器 １０２，５０１〜５０４，６０６，６０７ 乗算器 １０３ 可変増幅器 １０４，１１６，６０３，６０４ Ａ／Ｄコ
ンバータ １０５ 位相検出部 １０６ 遅延検波部 １０７ クロック生成部 １０８ ＡＦＣ回路 １０９，１２０，４０２，４０８，５０６，５０７，６
０８ 加算器 １１０ 位相量子化回路 １１１ ＩＦ周波数発振器 １１２ 位相・周波数制御部 １１３ ＡＣＴ回路 １１４ 差動符号化部 １１５ カウンタ １１７ 逆拡散部 １１８ パス検出部 １１９ 同期検波位相検出部 ３０１ Ｉ／Ｏデータ生成部 ３０２ マッピング回路 ３０３ Ｉ／Ｑ−Θ変換部 ３０４ 拡散部 ３０５ コード多重部 ４０１，４０３，４０６，４０９〜４１１，４１３
ＦＦ（フリップ・フロップ） ４０５ デコーダ ４０７ セレクタ ４１２ 除算器 ６０１，４０４ Θ−Ｉ／Ｑ変換部 ６０２ ディジタルフィルタ部 ６０５ π／２位相器
ンバータ １０５ 位相検出部 １０６ 遅延検波部 １０７ クロック生成部 １０８ ＡＦＣ回路 １０９，１２０，４０２，４０８，５０６，５０７，６
０８ 加算器 １１０ 位相量子化回路 １１１ ＩＦ周波数発振器 １１２ 位相・周波数制御部 １１３ ＡＣＴ回路 １１４ 差動符号化部 １１５ カウンタ １１７ 逆拡散部 １１８ パス検出部 １１９ 同期検波位相検出部 ３０１ Ｉ／Ｏデータ生成部 ３０２ マッピング回路 ３０３ Ｉ／Ｑ−Θ変換部 ３０４ 拡散部 ３０５ コード多重部 ４０１，４０３，４０６，４０９〜４１１，４１３
ＦＦ（フリップ・フロップ） ４０５ デコーダ ４０７ セレクタ ４１２ 除算器 ６０１，４０４ Θ−Ｉ／Ｑ変換部 ６０２ ディジタルフィルタ部 ６０５ π／２位相器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｌ 27/20 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｆ Ｆターム(参考） 5J103 AA07 AA09 CB07 DA04 DA10 DA21 DA27 DA33 HC02 5K004 AA05 FA05 FB01 FF00 FH00 5K011 DA21 JA01 KA13 5K047 AA03 AA16 BB01 BB05 CC01 MM03 MM13 MM49 MM63
Claims (10)
- 【請求項１】 受信信号を局部発振器の出力信号に基づ
いて復調するとともに、送信情報を含む変調信号を用い
て前記局部発振器の出力信号を変調して送信する無線通
信機であって、 前記受信信号と前記局部発振器の出力信号との周波数差
を検出する検出手段と、 検出した周波数差に応じた補正量を決定する補正量決定
手段と、 決定された補正量を前記変調信号に印加する補正手段と
を備えたことを特徴とする、無線通信機。 - 【請求項２】 受信信号を局部発振器の出力信号に基づ
いて復調するとともに、送信情報を含む変調信号を用い
て前記局部発振器の出力信号を変調して送信する無線通
信機における無線通信方法において、 前記受信信号と前記局部発振器の出力信号との周波数差
を検出し、検出した周波数差に応じた補正量を決定し、
該補正量を前記変調信号に印加する過程を含むことを特
徴とする、無線通信方法。 - 【請求項３】 受信信号を局部発振器の出力信号に基づ
いて復調するとともに、送信情報を含む変調信号を用い
て前記局部発振器の出力信号を変調して送信する無線通
信機における無線通信方法において、 前記受信信号と前記局部発振器の出力信号との周波数差
を検出し、検出した周波数差に応じた補正量を決定し、
該補正量を情報単位毎に保持しておき、所望の情報単位
の変調信号に当該情報単位に対応する補正量を印加する
過程を含むことを特徴とする、無線通信方法。 - 【請求項４】 位相変調された信号を受信する受信手段
と、 局部発振器の出力信号を用いて該受信手段で受信した受
信信号から位相情報を抽出する位相情報抽出手段と、 該位相情報の基準信号点の位相からのずれ角を検出し、
検出したずれ角に応じた補正量を決定する補正量決定手
段と、 送信データを信号点に対応する振幅データの組に変換す
る変換手段と、 前記振幅データの組が示す信号点の位相に前記補正量を
加えた位相に対応する振幅データの組を出力する補正手
段と、 前記局部発振器の出力信号を、前記補正手段から出力さ
れる振幅データの組を用いて変調して送信する送信手段
とを備えたことを特徴とする、無線通信機。 - 【請求項５】 位相変調された信号を受信する受信手段
と、 局部発振器の出力信号を用いて該受信手段で受信した受
信信号から位相情報を抽出する位相情報抽出手段と、 該位相情報の基準信号点の位相からのずれ角を検出し、
検出したずれ角に応じた補正量を決定する補正量決定手
段と、 送信データを信号点の位相情報に変換する位相情報変換
手段と、 該変換後の位相情報に前記決定した補正量を加算する加
算手段と、 該加算後の位相情報を振幅データの組に変換する振幅デ
ータ変換手段と、 前記局部発振器の出力信号を、前記振幅データ変換手段
で変換した振幅データの組を用いて変調して送信する送
信手段とを備えたことを特徴とする、無線通信機。 - 【請求項６】 差動符号化された信号を受信する受信手
段と、 局部発振器の出力信号を用いて該受信手段で受信した受
信信号を遅延検波して、移相量を抽出する移相量抽出手
段と、 抽出した該移相量から基準移相量を減算した量に応じた
補正量を決定する補正量決定手段と、 該補正量を積算した積算補正量を出力する積算手段と、 送信データを信号点に対応する振幅データの組に変換す
る変換手段と、 前記振幅データの組が示す信号点の位相に前記積算補正
量を加えた位相に対応する振幅データの組を出力する補
正手段と、 前記局部発振器の出力信号を、前記補正手段から出力さ
れる振幅データの組を用いて変調して送信する送信手段
とを備えたことを特徴とする、無線通信機。 - 【請求項７】 差動符号化された信号を受信する受信手
段と、 局部発振器の出力信号を用いて該受信手段で受信した受
信信号を遅延検波して、移相量を抽出する移相量抽出手
段と、 抽出した該移相量から基準移相量を減算した量に応じた
補正量を決定する補正量決定手段と、 該補正量を積算した積算補正量を出力する積算手段と、 送信データを信号点の位相情報に変換する位相情報変換
手段と、 該変換後の位相情報に前記積算補正量を加算する加算手
段と、 該加算後の位相情報を振幅データの組に変換する振幅デ
ータ変換手段と、 局部発振器の出力信号を、前記振幅データ変換手段で変
換された振幅データの組を用いて変調して送信する送信
手段とを備えた特徴とする、無線通信機。 - 【請求項８】 通信相手から受信した受信信号を逆拡散
するとともに逆拡散された受信信号からパイロット同期
検波によって通信相手と自局との周波数誤差による１パ
イロットブロックあたりのずれ角を検出する検出手段
と、 該検出されたずれ角に応じた補正量を決定する補正量決
定手段と、 前記通信相手への送信対象となる送信データを信号点の
位相情報に変換する位相情報変換手段と、 該変換後の位相情報に前記決定した補正量を加算する加
算手段と、 該加算後の位相情報を振幅データの組に変換する振幅デ
ータ変換手段と、 送信用の搬送波を、前記振幅データ変換手段で変換され
た振幅データの組を用いて変調して前記通信相手へ送信
する送信手段とを備えたことを特徴とする、無線通信
機。 - 【請求項９】 通信相手から位相変調された信号を情報
単位毎に受信する受信手段と、 該受信手段で受信した少なくとも一つの情報単位に含ま
れる位相情報を抽出する位相情報抽出手段と、 該情報単位の位相情報の基準信号点の位相からのずれ角
を検出する検出手段と、 検出されたずれ角に応じた補正量を決定する補正量決定
手段と、 決定した該補正量を情報単位毎に保持する補正量保持手
段と、 前記通信相手への送信対象となる情報単位毎の送信デー
タを信号点の位相情報に変換する位相情報変換手段と、 該情報単位に対応する補正量をその情報単位の位相情報
に加算する加算手段と、 該情報単位の加算後の位相情報を振幅データの組に変換
する振幅データ変換手段と、 該情報単位用の搬送波を、前記振幅データ変換手段で変
換された振幅データの組を用いて変調して前記通信相手
へ送信する送信手段とを備えたことを特徴とする、無線
通信機。 - 【請求項１０】 前記補正量決定手段は、前記ずれ角を
情報単位毎に平滑化処理して、情報単位の平均のずれ角
に基づく補正量を決定することを特徴とする、 請求項９記載の無線通信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000086702A JP2001274854A (ja) | 2000-03-27 | 2000-03-27 | 無線通信機及び無線通信方法 |
| US09/696,820 US6813482B1 (en) | 2000-03-27 | 2000-10-26 | Radio communication apparatus and method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000086702A JP2001274854A (ja) | 2000-03-27 | 2000-03-27 | 無線通信機及び無線通信方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001274854A true JP2001274854A (ja) | 2001-10-05 |
Family
ID=18602826
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000086702A Pending JP2001274854A (ja) | 2000-03-27 | 2000-03-27 | 無線通信機及び無線通信方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6813482B1 (ja) |
| JP (1) | JP2001274854A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004084429A1 (ja) * | 2003-03-19 | 2004-09-30 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | 高周波無線機 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10350700A1 (de) * | 2002-10-31 | 2004-05-19 | Imra Europe S.A.S. | Verbesserungen beim Unterdrücken von Störungen für drahtlosen Empfang und Verbesserungen bei der Verarbeitung eines Frequenzumtastungssignals |
| US20090096573A1 (en) | 2007-10-10 | 2009-04-16 | Apple Inc. | Activation of Cryptographically Paired Device |
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|---|---|---|---|---|
| US5493710A (en) * | 1991-08-02 | 1996-02-20 | Hitachi, Ltd. | Communication system having oscillation frequency calibrating function |
| US5422917A (en) * | 1993-01-04 | 1995-06-06 | Novatel Communications Ltd. | Frequency offset estimation using the phase rotation of channel estimates |
| US5590158A (en) * | 1993-01-28 | 1996-12-31 | Advantest Corporation | Method and apparatus for estimating PSK modulated signals |
| JP3153671B2 (ja) | 1993-05-07 | 2001-04-09 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 移動無線機 |
| US5497160A (en) * | 1993-09-17 | 1996-03-05 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for improved auto-correlation and range correlation in pseudo-random noise coded systems |
| US5918161A (en) * | 1997-01-16 | 1999-06-29 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Method and apparatus for reducing multipath signal error using deconvolution |
| JPH1141068A (ja) | 1997-07-18 | 1999-02-12 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ディジタル自動周波数制御回路 |
| US6188716B1 (en) * | 1998-03-02 | 2001-02-13 | Pan Atlantic Corporation | Radio and communication method using a transmitted intermediate frequency |
| US6363102B1 (en) * | 1999-04-23 | 2002-03-26 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for frequency offset correction |
| US6535549B1 (en) * | 1999-09-14 | 2003-03-18 | Harris Canada, Inc. | Method and apparatus for carrier phase tracking |
| CA2363377C (en) * | 2000-11-21 | 2005-09-27 | Research In Motion Limited | System and method for inverting automatic frequency control (afc) |
-
2000
- 2000-03-27 JP JP2000086702A patent/JP2001274854A/ja active Pending
- 2000-10-26 US US09/696,820 patent/US6813482B1/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004084429A1 (ja) * | 2003-03-19 | 2004-09-30 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | 高周波無線機 |
| US7603100B2 (en) | 2003-03-19 | 2009-10-13 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | High-frequency radio apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6813482B1 (en) | 2004-11-02 |
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050726 |