JP6251269B2

JP6251269B2 - ４００ｇの信号生成およびコヒーレント検出のためのシステムおよび方法

Info

Publication number: JP6251269B2
Application number: JP2015528532A
Authority: JP
Inventors: ユ，ジァンジュン; ドン，ゼ; チン，ヒュン−チャン
Original assignee: ゼットティーイー（ユーエスエー）インコーポレイテッド
Priority date: 2012-08-24
Filing date: 2013-08-15
Publication date: 2017-12-20
Anticipated expiration: 2033-08-15
Also published as: CN104604161B; JP2015534305A; EP2888826A1; US20150229405A1; WO2014031423A1; CN104604161A; US9793999B2

Description

本発明は、通信システムに関し、特に、４００Ｇの信号生成およびコヒーレント検出のためのシステムおよび方法に関する。

ＰＭ−ＱＰＳＫに基づく１００Ｇのコヒーレント伝送の急速な商用化に伴い、チャネル当たり４００Ｇの伝送が次のステップの容量拡張の後継候補の一つとなっている（参考文献１参照）。４００Ｇ伝送のための技術の選択肢は、産業研究のコミュニティにおいて鋭意研究されており、それはシンボルレートの増加、結合されたチャネルの数の増加、変調のレベルの数の増加、またはそれらの組み合わせにより理解される（参考文献２〜４参照）。波長あたり５６ＧボーのシングルキャリアＰＭ−１６ＱＡＭを用いる方法は、電気的マルチプレクサー、光変調器、およびアナログ・デジタル変換器等の末端から末端までの一群の装置の不十分な帯域幅によって主に制限される（参考文献５参照）。２８ＧボーのデュアルキャリアＰＭ−１６ＱＡＭや３２ボーの５キャリアＰＭ−３２ＱＡＭのような減少されたまたは低い帯域幅を要求する方法は、８ｂ／ｓＨｚまでの周波数利用効率（ＳＥ：ｓｐｅｃｔｒａｌｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）を示しているが、残念ながら、実現された最大伝送距離の範囲である８００〜１２００ｋｍは、減少した非線形のトレランスおよび高いＯＳＮＲ要求を扱うための特別な超広域ファイバー（ＵＬＡＦ）およびラマン増幅なしでは達成できない。一方、ナイキスト波長分割多重化（Ｎ−ＷＤＭ）の方法により確立された多数のＰＭ−ＱＰＳＫチャネルをパッキングすることは、現実的な１００Ｇを超えるソリューションとして考えられる。Ｎ−ＷＤＭの技術は、ＳＥとチャネル間干渉（ＩＣＩ）およびシンボル間干渉（ＩＳＩ）により引き起こされる減損との間のトレードオフを最適化するためのスペクトラルフィルタリングによるパルス成形に依存し、シンボルレートに対するチャネル間隔の推奨される割合は、約１．１である。高いＳＥを実現するために、その割合をさらに減少させるためには、不要なノイズおよび線形クロストーク線形等化処理を抑制するために受信側におけるＤＳＰアルゴリズムのイノベーションが必要となる（参考文献６）。

本明細書において、合計のチャネルラインレートが５１２Ｇｂ／ｓのクアッドキャリアＰＭ−ＱＰＳＫに基づく４００Ｇの生成および伝送ソリューションが示される。まず、チャネル／シンボルレートに対するキャリア間隔の割合は０．７８まで下げられ、ネットのＳＥは４ｂ／ｓＨｚまで下げられている。間に保護帯域のない２つの４００Ｇ信号が、ＳＭＦ−２８ファイバーのスパン、ＥＤＦＡ、およびカスケードされたインラインのＲＯＡＤＭの結果としての帯域幅を狭くする効果をエミュレートするための１００ＧＨｚ幅の波長選択スイッチ（ＷＳＳ）を有する再循環ループ上を送信される。その結果は、ＷＷＳの通過帯域のエッジのチャネルについても、軟判定のプレＦＥＣリミットの２×１０^−２を下回るＢＥＲにおいて、２４００ｋｍを超える距離が達成された。

本発明の態様は、通信システムにおいて信号を生成および検出するシステムおよび方法を含み、一つの態様は、４００Ｇの信号の生成およびコヒーレント検出のためのシステムおよび方法である。

他の態様において、マルチモジュラスのブラインド等化（ＭＭＢＥ）に基づく直交デュオバイナリー（ＱＤＢ）スペクトラム形状の偏波多重直交位相シフトキーイング（ＰＭ−ＱＰＳＫ）のための新規なデジタル信号処理スキーム（ＤＳＰ）が、シミュレーションおよび実験結果として示される。この新規なデジタル信号処理スキームのキーとなるアルゴリズムは、ブラインド偏波分離、マルチモジュラスＱＰＳＫ分割周波数オフセット評価（ＦＯＥ）および最大見込みフェーズ評価を伴う二つのステージのキャリアフェーズリカバリー（ＣＰＲ）のためのカスケードされたマルチモジュラスアルゴリズム（ＣＭＭＡ）を含む。最後の信号は、データＢＥＲ計測のための最大見込みシーケンス検出（ＭＬＳＤ）によって検出される。提案されるデジタル信号処理の実現可能性は、ナイキストＷＤＭチャネルのための２５ＧＨｚの帯域幅の波形形成を伴う１１２Ｇｂ／ｓのＱＤＢスペクトラム形状のＰＭ−ＱＰＳＫ信号の実験によって示される。
［請求項１］
複数のマルチキャリア光信号を伝送する方法であって、
少なくとも一つのモジュレーターによって、前記複数のマルチキャリア光信号の各偏波コンポーネントを変調された偏波コンポーネントに変調するステップと、
少なくとも一つのコンバイナーによって、前記複数の光信号の変調された前記各偏波コンポーネントを複素平面において３値ＡＳＫベクトルを重ね合わせて９ＱＡＭ信号を形成する複数の変調された光信号に統合するステップと、
少なくとも一つの光カプラーによって、前記複数の変調された光信号を統合および変調された一つの光信号に結合するステップと、
を有する方法。
［請求項２］
光増幅器によって、前記統合および変調された光信号を増幅するステップをさらに有する請求項１に記載の方法。
［請求項３］
光ファイバー上において、前記統合および変調された光信号を伝送するステップをさらに有する請求項２に記載の方法。
［請求項８］
複数のマルチキャリア光信号を伝送するためのトランスミッターであって、
前記複数のマルチキャリア光信号の各偏波コンポーネントを変調された偏波コンポーネントに変調するように構成される少なくとも一つのモジュレーターと、
前記複数の光信号の変調された前記各偏波コンポーネントを複素平面において３値ＡＳＫベクトルを重ね合わせて９ＱＡＭ信号を形成する複数の変調された光信号に統合するように構成される少なくとも一つのコンバイナーと、
前記複数の変調された光信号を統合および変調された一つの光信号に結合するように構成される少なくとも一つの光カプラーと、
を有するトランスミッター。
［請求項９］
前記統合および変調された光信号を増幅するように構成される光増幅器をさらに有する請求項８に記載のトランスミッター。
［請求項１４］
内部に指示が記憶されたコンピューター読み取り可能な媒体を含む製品であって、
少なくとも一つのモジュレーターによって、複数のマルチキャリア光信号の各偏波コンポーネントを変調された偏波コンポーネントに変調するための指示と、
少なくとも一つのコンバイナーによって、前記複数の光信号の変調された前記各偏波コンポーネントを複素平面において３値ＡＳＫベクトルを重ね合わせて９ＱＡＭ信号を形成する複数の変調された光信号に統合するための指示と、
少なくとも一つの光カプラーによって、前記複数の変調された光信号を統合および変調された一つの光信号に結合するための指示と、
を含む製品。
［請求項１５］
光増幅器によって、前記統合および変調された光信号を増幅するための指示をさらに有する請求項１４に記載の製品。
［請求項１６］
光ファイバー上において、前記統合および変調された光信号を伝送するための指示をさらに有する請求項１５に記載の製品。
［請求項２１］
前記光信号は、５１２Ｇｂ／ｓおよび４００Ｇｂ／ｓのグループから選択されるビットレートを有する請求項１に記載の方法。
［請求項２３］
前記光信号は、５１２Ｇｂ／ｓおよび４００Ｇｂ／ｓのグループから選択されるビットレートを有する請求項８に記載のトランスミッター。
［請求項２５］
前記光信号は、５１２Ｇｂ／ｓおよび４００Ｇｂ／ｓのグループから選択されるビットレートを有する請求項１４に記載の製品。

ネットのＳＥが４ｂ／ｓＨｚのクアッドキャリアＰＭ−ＱＰＳＫに基づく４００Ｇ伝送のための実験構成を示す図である。デジタルＴ−ＤＡＦによる９−ＱＡＭ信号生成を示す図である。連続的なＢＥＲの曲線を示す図である。波長のオフセットの関数として計測されたＱ２要素およびＯＳＮＲの低下を示す図である。伝送距離に対するＢＥＲのパフォーマンスを示す図である。４００Ｇのトランスミッターとレシーバーの構成図である。図６に示される４００Ｇのトランスミッターとレシーバー構成１０１を示す図である。

図１は、４ｂ／ｓＨｚのクアッドキャリアＰＭ−ＱＰＳＫに基づく４００Ｇ伝送のための実験構成を示し、当該構成は、最大伝送距離において研究するために再循環ループにおいて１００ＧＨｚのインラインのＷＳＳを含み、また、ＲＯＡＤＭの最大の数は、可能性として達成され超過されうる。８つの外部キャビティレーザー（ＥＣＬ）が、ＣＷ光源アレイとして用いられ、それらは２５ＧＨｚにおいて配置された偶数および奇数のチャネルにグループ化される。それらのそれぞれは、１００ｋＨｚより少ない線幅と１４．５ｄＢｍのトータル出力を有する。偶数／奇数の光源は、５０：５０の偏波保持光カプラー（ＯＣＰＭ）を用いて統合される。チャネル変調は、同相／直交相変調器（ＩＱＭｏｄ）および偏波マルチプレクサーを有する。各ＩＱＭｏｄは、２^１１−１のワード長の３２Ｇｂ／ｓにおいて、２つのセットの相関のない擬似乱数ビットシーケンス（ＰＲＢＳ）によって駆動される。その後、各ＱＰＳＫチャネルのラインレートは、Ｐ−ＭＵＸを用いることによって２倍になる。１２８Ｇｂ／ｓにおいて、全てのＰＭ−ＱＰＳＫチャネルは、２４％のＳＤ−ＦＥＣおよび４％のプロトコルオーバーヘッドという両方の仮定のもと、スペクトル領域において積極的に形成され、２５ＧＨｚの波長選択スイッチ（ＷＳＳ）を介して同時に統合される。集められたチャネルは、チャネル当たり１ｄＢｍの出力のエルビウムドープ光ファイバー増幅器によりブーストされる。そして、２５ＧＨｚのグリッドにおいて生成された８×１２８Ｇｂ／ｓのチャネルが存在する。これは、図１の挿入図に示すように、間に保護帯域がなく、それぞれ１００ＧＨｚのスペクトル幅を占有する２つの独立した４００Ｇ（５１２Ｇｂ／ｓのクワッドキャリアＰＭ−ＱＰＳＫ）のチャネルとして観察される。

再循環ループは、平均のスパンロスが１７．５ｄＢで、波長分散係数が１７ｐｓ／ｋｍ／ｎｍである５つのスパンの８０ｋｍのＳＭＦ−２８と、ループコントロールスイッチと、デュアルステージのＣバンドＥＤＦＡから構成される。インラインの分散補償モジュールがないことに留意されたい。より重要な点としては、伝送経路に沿ったカスケードの狭くするフィルターの効果に対する５１２Ｇｂ／ｓのクワッドキャリアＰＭ−ＱＰＳＫ信号のトレランスを研究するために、１００ＧＨｚのアッド／ドロップフィルターとなるようにプログラムされた他のＷＳＳがループに配置された。２つの５１２Ｇｂ／ｓ信号は、ＷＳＳの共通ポートにフィードされ、それらはフィルターされてポート１およびポート２にそれぞれルーティングされる。両方の信号は、相関除去のために一方が遅延された５０：５０のＯＣを用いて再結合される。

コヒーレントレシーバー（Ｃｏ．Ｒｘ）よりも先に、ＰＭ−ＱＰＳＫチャネルの重要度を選択するために、３ｄＢの０．４ｎｍの帯域幅の調整可能な光学バンドパスフィルター（ＯＢＰＦ）が採用される。Ｃｏ．Ｒｘの光学的なフロントエンドは、線幅が１００ｋＨｚよりも小さいファイバーレーザーローカルオシレーター（ＬＯ）と、偏波および位相ダイバーシティのための９０度のハイブリッドと、４つのバランスされた光検出器から構成される。出力波形は、５０ＧＳａ／ｓおよび１８ＧＨｚにおいてオペレートされるアナログデジタルコンバーター（ＡＤＣ）を備えたリアルタイムスコープを使用してキャプチャーされる。デジタル信号処理のために、第１に、「スクエアアンドフィルター」の方法を使用することによりクロックが取り出され、デジタル化された信号は、再生されたクロックに基づいて、シンボルレートの２倍において再びサンプリングされる。第２に、電子分散補償（ＥＤＣ）のために、Ｔ／２でスペースされた時間領域の有限インパルス応答（ＦＩＲ）のフィルターが、使用された。第３に、従来の定数モジュラスアルゴリズム（ＣＭＡ）を使用することによる偏波回復および残留波長分散補償が、２３タップで、Ｔ／２でスペースされた順応性のＦＩＲフィルターを用いて行われた。最後に、高速フーリエ変換手法による周波数オフセット評価および第４のパワーのビタビア−ビタビアアルゴリズムによるキャリアフェーズ回復を含むキャリア回復が実行された。

ＰＭ−ＱＰＳＫ復調のためのこれらの従来のアルゴリズムに加えて、この特定の調査ワークにおいて、我々は、積極的なチャネルフィルタリングにおいて線形等化器を使用することによる不要なノイズおよび線形クロストークの増加を抑制するために、キャリアフェーズ評価段階の後のＤＳＰフローに線形のＴにスペースされたディレイ−アッドフィルター（Ｔ−ＤＡＦ）を追加的に含めた（参考文献６）。また、このようなＴ−ＤＡＦは、レングスが１しかない短いメモリーによるＭＬＳＥの採用を可能にし、さらに伝送損失の補償を可能にした。集合の観点からは、このＴ−ＤＡＦデジタルフィルターの効果は、オリジナルの回復された４点のＱＰＳＫを、９点の直交デュオバイナリー信号に変換できる。この伝送の進化は、図２に示される。ディレイ−アッドの効果の結果として、２値ＡＳＫの同相および直交の構成が消え、独立して２つの３値ＡＳＫのシンボル群に変化した。９ＱＡＭ信号の生成メカニズムは、複素平面における２つの３値ＡＳＫベクトルの重ね合わせと考えられ、集合のポイントのサイズはＴ−ＤＡＦデジタルフィルタリングの後に生成されるポイントの相対数を示す。図３は、３２Ｇボーにおける近接したチャネルがある場合とない場合のＢＴＢ−ＢＥＲ曲線を示す。ＢＥＲが２×１０^−２の場合、要求されるＯＳＮＲは単一チャネルおよびＮ−ＷＤＭの場合についてそれぞれ１４．９および１５．８ｄＢである。挿入図は、Ｎ−ＷＤＭの場合において、ＯＳＮＲが１９．２ｄＢのときのオリジナルのＱＰＳＫおよびデュオバイナリーに形成されたＱＰＳＫの受信された集合をそれぞれ示す。提案されたＮ−ＷＤＭの伝送において、シンボルレートに対するチャネル間隔の割合は、０．７８と低いため、システムのパフォーマンスにおける各ＰＭ−ＱＰＳＫチャネルおよびＷＳＳの対応する通過帯域のウィンドウ間における波長オフセットの影響を知ることは重要である。図４は、ＢＴＢシングルチャネル計測における波長オフセット（マイナスのオフセットは対照的な影響を示す）の結果としてのＱ^２要素およびＯＳＮＲの減少示す。３ＧＨｚよりも小さい波長オフセットにおいて、Ｑ^２要素は平均０．５ｄＢ／ＧＨｚ減少し、３ＧＨｚを超えると、１．１ｄＢ／ＧＨｚまで悪化する。挿入図は、波長オフセットがある場合とない場合の１２８Ｇｂ／ｓにおけるフィルターされたＰＭ−ＱＰＳＫチャネルの計測された光スペクトル示す。図５は、異なるチャネルに関して複数の距離計測ポイントにおいて計測されたＢＥＲを示す。ＢＥＲが２×１０^−２より小さい場合、Ｃｈ＃２は２８００ｋｍを超えて送信され、一方Ｃｈ＃４については、最大距離は４００ｋｍ短くなる。これは、Ｃｈ＃４がＷＳＳの通過帯域のエッジにあり、本質的に帯域幅が狭くなる不利益を被るためである。しかし、クワッドキャリアのＰＭ−ＱＰＳＫ手法を用いた４００Ｇ伝送は、明らかに、ネットの周波数利用効率が４ｂ／ｓＨｚで１００ＧＨｚのグリッドにおいて、少なくとも２４００ｋｍに到達している。挿入図は、ＯＳＮＲが２０．４ｄＢで２４００ｋｍ伝送された後に受信された光スペクトルを示す。

４００Ｇのトランスミッターおよびレシーバーの構成が図６に示され、１０１、１０２、１０３、１０４、１０５および１０６として識別される構成を有する。図６の構成１０１は、図７においてより詳細に示される。各構成のさらに詳細な説明は以下の通りである。

図７に示される１０１について、レーザーは、分布フィードバックレーザー、１０ＭＨｚよりも小さい線幅を有する外部キャビティレーザーのようないかなるレーザーでもよい。Ｉ／Ｑモジュレーターは、ＩおよびＱの電子信号により駆動される。ＩまたはＱのビットレートは、２５〜３４Ｇｂ／ｓのバイナリーのオン／オフ変調データである。偏波ビームコンバイナーは、２つの偏波信号を統合するために使用される。隣り合うレーザーの間隔は、４００Ｇｂ／ｓ信号のために１００ＧＨｚを占有するように、２５ＧＨｚである。

１０２は、つなぎ合わせられた光学カプラー、光学インターリーバー、アレイ導波路回折格子または他の光学カプラーでもよい。

１０３は、光増幅器であり、エルビウムドープ光ファイバー増幅器、ラマン増幅器または他の光増幅器でもよい。

１０４は、光ファイバーであり、標準的なシングルモードのファイバーまたは他の特別なファイバーでもよい。

１０５は、光フィルターであり、調整可能な光ファイバー、ＷＤＭカプラー、アレイ導波路回折格子または他の光学フィルターである。システムは、光学フィルターがなくても動作する。

１０６は、コヒーレント検出器であり、特別なデジタル信号処理による通常のコヒーレント検出の詳細は、「デジタルフィルター、パーシャルレスポンスイコライザー、デジタルコヒーレントレシーバー装置および方法」というタイトルで２０１１年１２月３０日に出願された米国仮特許出願６１／５８１，９４６に記載され、その全てが本明細書に包含される。

結論
マルチモジュラスのブラインド等化（ＭＭＢＥ）に基づく直交デュオバイナリー（ＱＤＢ）スペクトラム形状の偏波多重直交位相シフトキーイング（ＰＭ−ＱＰＳＫ）のための新規なデジタル信号処理スキーム（ＤＳＰ）が、シミュレーションおよび実験結果として示される。この新規なデジタル信号処理スキームのキーとなるアルゴリズムは、ブラインド偏波分離、マルチモジュラスＱＰＳＫ分割周波数オフセット評価（ＦＯＥ）および最大尤度フェーズ評価を伴う二つのステージのキャリアフェーズリカバリー（ＣＰＲ）のためのカスケードされたマルチモジュラスアルゴリズム（ＣＭＭＡ）を含む。最後の信号は、データＢＥＲ計測のための最大尤度シーケンス検出（ＭＬＳＤ）によって検出される。提案されるデジタル信号処理の実現可能性は、ナイキストＷＤＭチャネルのための２５ＧＨｚの帯域幅の波形形成を伴う１１２Ｇｂ／ｓのＱＤＢスペクトラム形状のＰＭ−ＱＰＳＫ信号の実験によって示される。

他の側面において、ネットの周波数利用効率が４ｂ／ｓＨｚのナイキストクワッドキャリアＰＭ−ＱＰＳＫ技術を使用した長距離の４００Ｇ伝送のための実験的なデモンストレーションがなされた。コヒーレントレシーバーにおけるＤＳＰフローに付加されるＴでスペースされたディレイ−アッドフィルター（Ｔ−ＤＡＦ）および１ビットのＭＬＳＥによって、シンボルレートに対するチャネル間隔が０．７８％と小さい場合でも、増強されるノイズおよび線形クロストークが効果的に抑止される。この結果は、帯域幅を狭くする効果があっても、プレＦＥＣリミットの２×１０^−２を下回るＢＥＲにおいて、５１２Ｇｂ／ｓのクワッドキャリアＰＭ−ＱＰＳＫ信号の２４００ｋｍのＳＭＦ−２８伝送が実現された。

本発明の方法および装置は、単純および複合したコンピューターを含む機器および装置を採用して実行されてもよいものと理解されるべきである。さらに、上記のアーキテクチュアおよび方法は、一部または全部が、機械可読媒体の形状において記憶される。たとえば、本発明の機能は、たとえば、ディスクドライブ（またはコンピューター読み取り可能な媒体のドライブ）を介してアクセス可能な磁気ディスクまたは光学ディスクなどの機械可読媒体に記憶される。あるいは、上述の機能を実行するためのロジックは、追加のコンピューターおよび／または機械可読媒体、たとえば、大規模集積回路（ＬＳＩ）としての個々のハードウェアコンポーネント、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、電気的に消去可能なプログラマブル読み出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）等のファームウェアにおいて実装されてもよい。ある実施形態の実施は、機械に実装される形式、ウェブ実装形式、コンピューターソフトウェアの形式を含む。

本発明の態様は示され記載されたが、本発明の思想から外れることなく多くのさらなる修正が可能であることは当業者にとって明らかである。したがって、本発明は下記の請求の範囲の思想以外によって制限されない。

謝辞
本調査研究は、中国の国家先端技術研究開発プログラム（Ｎｏ．２０１２ＡＡ０１１３０３）により支援されている。

参考文献
［１］Ｘ．Ｚｈｏｕ等、Ｐｒｏｃ．ＥＣＯＣ’１１，Ｗｅ．８．Ｂ．２，（２０１１年）
［２］Ｖ．Ａ．Ｊ．Ｍ．Ｓｌｅｉｆｆｅｒ等、Ｐｒｏｃ．ＯＦＣ’１２，ＯＷ４Ｃ．３，（２０１２年）
［３］Ｆ．Ｂｕｃｈａｌｉ等、Ｐｒｏｃ．ＯＦＣ’１２，ＯＷ４Ｃ．４，（２０１２年）
［４］Ｘ．Ｌｉｕ等、Ｐｒｏｃ．ＯＦＣ’１１，ＪＴｈＡ３７（２０１１年）
［５］Ｐ．Ｊ．Ｗｉｎｚｅｒ等、Ｐｒｏｃ．ＥＣＯＣ’１０，ＰＤＰ２．２，（２０１０年）
［６］Ｊ．Ｌｉ等、Ｐｒｏｃ．ＯＦＣ’１２，ＯＭ３Ｈ．２，（２０１２年）

Claims

受信したマルチキャリアのパーシャルレスポンス光信号をパーシャルレスポンスデジタル信号に変換するフロントエンドのレシーバーであって、
プレフィルタリングされたフルレスポンスのデジタル信号を等化するための等化装置と、
前記等化装置によって等化された前記信号のキャリアリカバリーを行うためのフルレスポンスキャリアリカバリー装置と、
前記フルレスポンスキャリアリカバリー装置によってキャリアリカバリーが行われた前記信号をポストフィルタリングするためのポストフィルターと、
を有し、
前記フロントエンドは、カスケードされたマルチモジュラスアルゴリズム、マルチモジュラスＱＰＳＫ分割周波数オフセット評価、および最大見込みフェーズ評価を伴う二つのステージのキャリアフェーズリカバリーによって、受信した前記光信号においてブラインド偏波分離を実行するように動作可能なレシーバー。
ポストフィルタリングされた前記信号を検出するパーシャルレスポンスデータ検出装置をさらに有する請求項１に記載のレシーバー。
前記パーシャルレスポンスデータ検出装置は、シンボルごとの検出を行う検出装置である請求項２に記載のレシーバー。
前記パーシャルレスポンスデータ検出装置は、最大尤度シーケンスによる検出を行う装置である請求項２に記載のレシーバー。
光通信システムにおいてマルチキャリア信号を受信するための方法であって、
受信したマルチキャリアのパーシャルレスポンス光信号をパーシャルレスポンスデジタル信号に変換するステップと、
プレフィルタリングされたフルレスポンスのデジタル信号を等化するステップと、
等化装置によって等化された前記信号のキャリアリカバリーを行うステップと、
フルレスポンスキャリアリカバリー装置によってキャリアリカバリーが行われた前記信号をポストフィルタリングするステップと、
を含み、
カスケードされたマルチモジュラスアルゴリズム、マルチモジュラスＱＰＳＫ分割周波数オフセット評価、および最大見込みフェーズ評価を伴う二つのステージのキャリアフェーズリカバリーによって、受信した前記光信号においてブラインド偏波分離を実行するステップをさらに含む方法。
ポストフィルタリングされた前記信号を検出するステップをさらに有する請求項５に記載の方法。
前記検出するステップは、シンボルごとの検出を含む請求項６に記載の方法。
前記検出するステップは、最大尤度シーケンスによる検出を含む請求項６に記載の方法。
受信したパーシャルレスポンスマルチキャリア光信号をパーシャルレスポンスデジタル信号に変換するための指示と、
プレフィルタリングされたフルレスポンスのデジタル信号を等化するための指示と、
等化装置によって等化された前記信号のキャリアリカバリーを行うための指示と、
フルレスポンスキャリアリカバリー装置によってキャリアリカバリーが行われた前記信号をポストフィルタリングするための指示と、
をコンピューターに実行させるためのコンピュータープログラムであって、
カスケードされたマルチモジュラスアルゴリズム、マルチモジュラスＱＰＳＫ分割周波数オフセット評価、および最大見込みフェーズ評価を伴う二つのステージのキャリアフェーズリカバリーによって、受信した前記光信号においてブラインド偏波分離を実行するための指示をさらに含むコンピュータープログラム。
ポストフィルタリングされた前記信号を検出するための指示をさらに有する請求項９に記載のコンピュータープログラム。
前記検出は、シンボルごとの検出を含む請求項１０に記載のコンピュータープログラム。
前記検出は、最大尤度シーケンスによる検出を含む請求項１０に記載のコンピュータープログラム。
前記光信号は、５１２Ｇｂ／ｓおよび４００Ｇｂ／ｓのグループから選択されるビットレートを有する請求項１に記載のレシーバー。
前記光信号は、５１２Ｇｂ／ｓおよび４００Ｇｂ／ｓのグループから選択されるビットレートを有する請求項５に記載の方法。
前記光信号は、５１２Ｇｂ／ｓおよび４００Ｇｂ／ｓのグループから選択されるビットレートを有する請求項９に記載のコンピュータープログラム。