JP7323042B2 - 光ｉｑ変調器 - Google Patents

Description

本発明は、高階調な信号生成が可能な光ＩＱ変調器に関するものである。

信号の振幅および位相を２値変調あるいは多値変調するＩＱ変調方式を用いた光コヒーレント通信技術は、その実用化が近年さらに進展し、基幹通信の大容量化を支えている。ＩＱ変調方式には様々なフォーマットが存在する。したがって、各フォーマットに対応した専用あるいは汎用の光トランシーバ、いわゆる光ＩＱ変調器が数多く提案、開発、利用されている。これら光ＩＱ変調器の多くは、複数のマッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ：Mach-Zehnder Interferometer）を並列に接続した構成、あるいは直列に接続した構成である。

Ｓｉフォトニクスの台頭、成熟により、多数の光スイッチをオンチップ集積する動きが活発化している。例えば、３２×３２以上の規模をもつマトリクス光スイッチなどを高い精度で集積化した光回路が開発されている。また、このような大規模集積化の流れを受け、光通信応用のみならず、光を演算に利用する動きが世界で同時多発的に見受けられるようになった。

光を演算に用いるメリットは次のとおりである。
（ａ）信号の伝搬速度が光速であり、演算遅延（レイテンシ）が小さいシステムを実現できる可能性があること。
（ｂ）電気回路で高コストとなるベクトル演算やフーリエ変換を、線形光回路内での光信号の伝搬のみによって高効率に実施できること。

電気回路においては、微細化を極めることで集積度を高め、チップ面積当たりのスループットを向上させてきた。しかしながら、電気回路の微細化の副作用として配線抵抗や容量が増大するため、ＣＲ遅延が甚大になることでレイテンシが増大の一途をたどっている。

一方、光回路においては、ＣＲ遅延が存在しないこと、近年のフォトニクス技術の進歩により光スイッチの小型化が進んでいることなどから、レイテンシを小さくすることができる。このため、光演算は、低レイテンシ性に特化した応用を目指す上で重要になると考えられる。

近年、ＡＩ（Artificial Intelligence）ブームにより世間で持て囃されているニューラルネットワークアクセラレータにおいては、消費電力の９０％程度がベクトル演算で占められていることが知られている。このベクトル演算を光を用いて高効率に実施するために、アナログ光スイッチを縦続接続した光ニューラルネットワーク（ＯＮＮ：Optical Neural Network）アクセラレータが提案されている。

ＯＮＮアクセラレータは、初期的な音声認識などの分野で原理実証研究が行われている。さらに、ＯＮＮは複素ＮＮ（Neural Network）の一種であるため、振幅と位相、もしくはＩ軸とＱ軸の２成分を利用することで、１つの入力につき２つのアナログ情報を含ませることができる。

ＯＮＮの入力には入力チャンネル数分の光ＩＱ変調器が必要になる。光ＩＱ変調器で生成される光アナログ信号は、任意の振幅と位相、もしくは任意のＩ成分とＱ成分がそれぞれ指定できることが理想的だが、現実の光ＩＱ変調器の出力するアナログ信号の階調は有限である。演算精度を確保するためには、ＯＮＮに入力する光アナログ信号の階調がある程度必要である。例えば、極めて基本的な文字認識用画像セットであるＭＮＩＳＴ（Mixed National Institute of Standards and Technology database）ですら２５６階調のグレースケール画像からなる。

光アナログ信号の階調がそれぞれの応用分野でどれほど演算精度に影響を与えるかは別途検証する必要があるが、入力側が演算精度を引き下げるボトルネックにならないためにもＯＮＮへの高階調な入力が可能な光ＩＱ変調器を実現する意義はある。

通信用途における光ＩＱ変調器の歴史は古く、様々な構成が数多く提案されている。代表的な変調方式は、振幅位相変調（ＡＰＳＫ：Amplitude Phase Shift Keying）と直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）である。ＯＮＮへの高次入力が必要とされる場合、ＡＰＳＫは、振幅値の大きな値ほど位相の設定が粗くなるためバランスが悪く、ＯＮＮの入力フォーマットとして適切ではない。ＱＡＭは、振幅値が大きな値ほど位相の設定が細かくでき、また信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise ratio）の均一性と維持の面で優れている。本発明では、光ＩＱ変調器を用いてＱＡＭを実現することを前提とする。

通信用途では高次の多値変調として１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭが用いられる。６４ＱＡＭ以上の高次ＱＡＭについては、そもそもＳＮＲの要求レベルが跳ね上がっていくので、光の減衰や環境雑音の大きな状況を想定している通信用途ではほとんど検討されていないのが現状である。しかし、チップ間やチップ上といったごく短い距離の通信あるいは演算においては、ＳＮＲの低減がほとんど無視できるので、より高階調な通信フォーマットの利用検討が進み、重要度が増す可能性が大いにある。

高次ＱＡＭを実現する光ＩＱ変調器はさまざまな構成が提案されている（非特許文献１参照）。現状では一つの構成で複数の通信フォーマットに対応するため、再構成性を重視した構成が多い傾向にある。そもそも現状以上の多値変調を光回路側で実施することは想定外であり、高階調化は電気側のデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）ならびにデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ：Digital to Analog converter）を用いて多値化することが前提である。

仮に現状で知られている光ＩＱ変調器の構成、例えば光ＩＱ変調器を縦続接続した構成によって多値変調を実施すると、高階調化に伴って光の減衰、つまり挿入損失が増大するばかりか、入力側の電気的な雑音が蓄積してしまう。つまり現状の構成を用いる限り、短距離スケールでの単位電力あたりの通信容量の劇的な改善は望めない。ＯＮＮ応用においても、ＤＳＰならびにＤＡＣの多用が前提となれば、結局非効率な構成となり、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）によるＮＮと差別化できないことが懸念される。

Guo-Wei Lu，Takahide Sakamoto，Akito Chiba，Tetsuya Kawanishi，Tetsuya Miyazaki，Kaoru Higuma，Masaaki Sudo，and Junichiro Ichikawa，"Reconfigurable multilevel transmitter using monolithically integrated quad Mach-Zehnder IQ modulator for optical 16-QAM and 8-PSK generation"，OPTICS EXPRESS，Vol.19，No.6，5596-5601，2011

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、低損失かつ高雑音耐性の高次のＱＡＭ変調器を実現することができる光ＩＱ変調器を提供することを目的とする。

本発明の光ＩＱ変調器は、入力光を２等分するように構成された１入力２出力のＮ個（Ｎは２以上の整数）の第１のＹ分岐素子と、前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子によって分岐されたＮ個の連続光をそれぞれＱＰＳＫ変調して信号光を生成するように構成されたＮ個の第１の変調器と、前記Ｎ個の第１の変調器によって生成された信号光をそれぞれ入力とする２入力１出力のＮ個の第１のＹ合流素子とを備え、前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子は、単一の連続光を入力とする最上流の第１のＹ分岐素子を除く各第１のＹ分岐素子が、上流の第１のＹ分岐素子の２つの光出力ポートのうち第１の光出力ポートから出力される光を入力とするように縦続接続され、前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子の第２の光出力ポートから得られた出力光を前記Ｎ個の第１の変調器への入力光とし、前記Ｎ個の第１の変調器は、それぞれ入力された連続光を、Ｎ×２ビットの電気デジタル信号のうちのＩ成分生成のためのビットとＱ成分生成のためのビットとに応じてＱＰＳＫ変調し、前記Ｎ個の第１のＹ合流素子は、最上流の第１のＹ合流素子を除く（Ｎ－１）個の第１のＹ合流素子が、上流の第１のＹ合流素子の光出力ポートから出力された光を第１の光入力ポートへの入力光とし、かつ最上流の第１のＹ合流素子を含むＮ個の第１のＹ合流素子が、前記Ｎ個の第１の変調器によって生成された信号光を第２の光入力ポートへの入力光とするように縦続接続され、最下流の前記第１のＹ合流素子から得られた出力光をＱＡＭ信号光として出力することを特徴とするものである。

また、本発明の光ＩＱ変調器は、入力光を２等分するように構成された１入力２出力の第１のＹ分岐素子と、前記第１のＹ分岐素子によって分岐された一方の連続光を入力とし、Ｎビット（Ｎは２以上の整数）デジタル・アナログ演算の結果となる光を出力するように構成された第１のデジタル・アナログ変換器と、前記第１のＹ分岐素子によって分岐された他方の連続光を入力とし、Ｎビットデジタル・アナログ演算の結果となる光を出力するように構成された第２のデジタル・アナログ変換器と、前記第２のデジタル・アナログ変換器の出力光の位相をπ／２ずらすように構成された移相器と、前記第１のデジタル・アナログ変換器の出力光と前記移相器の出力光とを合流させて出力するように構成された２入力１出力の第１のＹ合流素子とを備え、前記第１のデジタル・アナログ変換器は、Ｉ成分生成のためのＮビット電気デジタル信号に応じてＮビットデジタル・アナログ演算を行い、前記第２のデジタル・アナログ変換器は、Ｑ成分生成のためのＮビット電気デジタル信号に応じてＮビットデジタル・アナログ演算を行い、前記第１のＹ合流素子から得られた出力光をＱＡＭ信号光として出力することを特徴とするものである。

本発明によれば、１入力２出力のＮ個の第１のＹ分岐素子を縦続接続すると共に、２入力１出力のＮ個の第１のＹ合流素子を縦続接続し、Ｎ個の第１のＹ分岐素子によって分岐された連続光をそれぞれＱＰＳＫ変調して第１のＹ合流素子の第２の光入力ポートへの信号光を生成するＮ個の第１の変調器を設けることにより、従来よりも低損失かつ高雑音耐性の高次のＱＡＭ変調器を実現することができる。

また、本発明では、１入力２出力の第１のＹ分岐素子と、第１のＹ分岐素子によって分岐された一方の連続光を入力とする第１のデジタル・アナログ変換器と、第１のＹ分岐素子によって分岐された他方の連続光を入力とする第２のデジタル・アナログ変換器と、第２のデジタル・アナログ変換器の出力光の位相をπ／２ずらす移相器と、第１のデジタル・アナログ変換器の出力光と移相器の出力光とを合流させる２入力１出力の第１のＹ合流素子とを設けることにより、従来よりも低損失かつ高雑音耐性の高次のＱＡＭ変調器を実現することができる。

本発明は、高階調化、つまり入力ビット数の増大に対してむしろ挿入損失が低減するものである。さらに、本発明では、電気光学変調器を縦続接続しないため、雑音の蓄積が抑えられ、ＳＮＲを改善することができる。一般的に光ＩＱ変調器の多値変調にはＤＳＰならびにＤＡＣを必要とするものが多いが、本発明ではＤＡＣの部分を光回路側が吸収している。つまり、電気デジタル信号から直接、光ＱＡＭ信号を生成するため、ＤＳＰならびにＤＡＣを無くすことができる。したがって、本発明によれば、消費電力および回路面積の縮小が期待できる。

図１は、本発明の第１の実施例に係る光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図である。 図２は、本発明の第１の実施例に係る光ＩＱ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。 図３は、本発明の第１の実施例に係るＱＰＳＫ変調器の構成を示すブロック図である。 図４は、本発明の第１の実施例に係るＱＰＳＫ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。 図５は、本発明の第２の実施例に係る光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図である。 図６は、本発明の第２の実施例に係る光Ｉ／Ｑ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。 図７は、本発明の第２の実施例に係るＮビット光ＤＡＣの構成を示すブロック図である。 図８は、本発明の第２の実施例に係るＮビット光ＤＡＣの光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。 図９は、本発明の第１、第２の実施例に係る光ＩＱ変調器のＱＰＳＫ変調器数に対する最大出力振幅を示す図である。 図１０は、従来の光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図である。 図１１は、従来の光ＩＱ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。 図１２は、本発明の第１、第２の実施例に係る光Ｉ／Ｑ変調器と従来の光Ｉ／Ｑ変調器の動作検証のために利用した光回路の構成を示すブロック図である。 図１３Ａ－図１３Ｂは、本発明の第１の実施例に係る光ＩＱ変調器と従来の光ＩＱ変調器を図１２の光回路内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。 図１４Ａ－図１４Ｂは、本発明の第１の実施例においてＮ＝６とした光ＩＱ変調器と従来の構成においてＱＰＳＫ変調器を６つ並列に接続した光ＩＱ変調器を図１２の光回路内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。 図１５Ａ－図１５Ｂは、図１４Ａ－図１４Ｂを拡大した図である。 図１６Ａ－図１６Ｂは、本発明の第１、第２の実施例に係る光ＩＱ変調器を図１２の光回路内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。 図１７Ａ－図１７Ｂは、本発明の第１、第２の実施例に係る光ＩＱ変調器を光アクセラレータに用いる場合の利用形態を示す図である。

［第１の実施例］
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施例に係る光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図、図２は光Ｉ／Ｑ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。本実施例の光ＩＱ変調器１は、２５６ＱＡＭ信号を生成する２５６ＱＡＭ変調器として機能する。光ＩＱ変調器１は、特開２０１９－１５２８４８号公報に開示された光ＤＡＣにおける位相変調器（ＰＭ：Phase Modulator）をＱＰＳＫ変調器に置き換えたものである。

具体的には、光ＩＱ変調器１は、縦続接続された１入力２出力のＮ個のＹ分岐素子１０－１～１０－Ｎ（Ｎは２以上の整数で、本実施例ではＮ＝４）と、初段のＹ分岐素子１０－１の光入力ポートに接続された光導波路１１－１と、（Ｍ－１）段目のＹ分岐素子１０－（Ｍ－１）の一方の光出力ポートとＭ段目のＹ分岐素子１０－Ｍの光入力ポートとを接続して、Ｙ分岐素子１０－（Ｍ－１）から出力された光をＹ分岐素子１０－Ｍに入力する光導波路１１－Ｍと（Ｍは２以上Ｎ以下の整数）、Ｙ分岐素子１０－１～１０－Ｎの他方の光出力ポートに接続された光導波路１２－１～１２－Ｎと、一方の光入力ポートが光導波路１２－Ｎ～１２－１に接続され、他方の光入力ポートが前段のＹ合流素子の光出力ポートに接続されるように縦続接続された２入力１出力のＮ個のＹ合流素子１５－１～１５－Ｎと、初段のＹ合流素子１５－１の他方の光入力ポートに接続された光導波路１３－１と、（Ｍ－１）段目のＹ合流素子１５－（Ｍ－１）の光出力ポートとＭ段目のＹ合流素子１５－Ｍの他方の光入力ポートとを接続して、Ｙ合流素子１５－（Ｍ－１）から出力された光をＹ合流素子１５－Ｍに入力する光導波路１３－Ｍと、最終段のＹ合流素子１５－Ｎの光出力ポートに接続された光導波路１４と、光導波路１２－１～１２－Ｎに設けられ、入力された連続光を、Ｎ×２ビットの電気デジタル信号のうちのＩ成分生成のためのビットＸとＱ成分生成のためのビットＹとに応じて変調するＱＰＳＫ（Quadrature Phase shift Keying）変調器１６－１～１６－Ｎとを備えている。

Ｙ分岐素子１０－１～１０－Ｎ、光導波路１１－１～１１－Ｎ，１２－１～１２－Ｎ，１３－１～１３－Ｎ，１４およびＹ合流素子１５－１～１５－Ｎとしては、例えばＰＬＣ（Planar Lightwave Circuit）などの誘電体光配線、またはＳｉ細線などの半導体光配線を用いることができる。

各Ｙ分岐素子１０－ｉ（ｉは１～Ｎの整数）は、光導波路１１－ｉの伝播光を２等分する（分岐比１：１）。このように、各Ｙ分岐素子１０－ｉは、単一の連続光を入力とする最上流のＹ分岐素子１０－１を除く各Ｙ分岐素子が、上流のＹ分岐素子の２つの光出力ポートのうち一方の光出力ポートから出力される光を入力とするように縦続接続されている。

これにより、単一の連続レーザ光源（不図示）から最上流のＹ分岐素子１０－１に入力された連続光をＮ個の連続光に分岐させる。また、各光導波路１２－ｋ（ｋは１～Ｎ－１の整数）を伝搬する（Ｎ－１）個の連続光がそれぞれ隣接する下位ビット側の光導波路１２－（ｋ＋１）を伝搬する連続光に対して２倍（３ｄＢ）の光強度を有するように、Ｎ個の連続光に光強度差を付与することができる。

ＱＰＳＫ変調器１６－ｉ（ｉ＝１～Ｎ）は、それぞれ対応する電気デジタル信号の２ビット入力Ｘ_i，Ｙ_iに応じて、光導波路１２－ｉを伝搬する連続光の位相に４つの値を持たせるように変調する。

図３はＱＰＳＫ変調器１６－ｉの構成を示すブロック図、図４はＱＰＳＫ変調器１６－ｉの光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。ＱＰＳＫ変調器１６－ｉは、光入力ポートが光導波路１２－ｉに接続された１入力２出力のＹ分岐素子１６０と、Ｙ分岐素子１６０の一方の光出力ポートに接続された光導波路１６１と、Ｙ分岐素子１６０の他方の光出力ポートに接続された光導波路１６２と、一方の光入力ポートが光導波路１６１に接続され、他方の光入力ポートが光導波路１６２に接続された２入力１出力のＹ合流素子１６３と、光導波路１６１に設けられた位相変調器１６４と、光導波路１６２に設けられた位相変調器１６５と、光導波路１６２に設けられた移相器１６６とから構成される。

Ｙ分岐素子１６０は、光導波路１２－ｉの伝播光を２等分する。位相変調器１６４は、対応する電気デジタル信号のビットＸ_iが“０”の場合は光導波路１６１を伝播する連続光の位相を変化させずに出力し（同相）、ビットＸ_iが“１”の場合は光導波路１６１を伝播する連続光の位相をπだけずらして出力する（逆相）。こうして、光導波路１６１を伝播する連続光に、電気デジタル信号のビットＸ_iに応じて同相（０）または逆相（π）の位相が個別に割り当てられる。

同様に、位相変調器１６５は、対応する電気デジタル信号のビットＹ_iが“０”の場合は光導波路１６２を伝播する連続光の位相を変化させずに出力し、ビットＹ_iが“１”の場合は光導波路１６２を伝播する連続光の位相をπだけずらして出力する。
移相器１６６は、位相変調器１６５によって変調された光の位相をπ／２だけずらして出力する。

Ｙ合流素子１６３は、光導波路１６１の伝搬光と光導波路１６２の伝播光とを等しい比率で合流させて出力する。
こうして、ＱＰＳＫ変調器１６－ｉは、Ｙ合流素子１５－ｉの一方の光入力ポートへの信号光を生成する。

光導波路１３－１は、ゼロ入力に対応する。すなわち、光導波路１３－１には光を入力しない。

Ｙ合流素子１５－ｉは、光導波路１３－ｉの伝搬光と光導波路１２－ｊ（ｊ＝Ｎ－ｉ＋１）の伝播光とを等しい比率（合流比１：１）で合流させて出力する。このように、各Ｙ合流素子１５－ｉは、ＱＰＳＫ変調器１６－ｊによって変調された信号光を一方の光入力とし、最上流のＹ合流素子１５－１を除く各Ｙ合流素子が、上流のＹ合流素子の光出力ポートから出力された光を他方の光入力とするように縦続接続されている。

Ｙ合流素子１５－Ｎの出力をＩ成分、Ｑ成分それぞれについてコヒーレント検波し、ＩＱ平面についてプロットすると、図２に示したような２５６ＱＡＭ信号となる。

ＱＰＳＫ変調器１６－ｉ（ｉ＝１～Ｎ）は、２つのアームを構成する光導波路１６１，１６２の出力光の相対位相差がゼロである必要がある。このような位相関係に調整するために以下の４とおりの入力を用いる。
（I）Ｘ_i，Ｙ_iの全てが“１”。
（II）Ｘ_i，Ｙ_iの全てが“０”。
（III）全てのＸ_iが“１”かつ全てのＹ_iが“０”。
（IV）全てのＸ_iが“０”かつ全てのＹ_iが“１”。

これら（I）～（IV）の４とおりの入力は図２のＩＱ平面の４隅の出力に対応する。したがって、これら４とおりの入力に対して光ＩＱ変調器１の出力光のＩ成分およびＱ成分の振幅値の絶対値が全て等しく、なおかつ最大化されるように、全てのＱＰＳＫ変調器１６－ｉ中の位相変調器１６４，１６５と移相器１６６の相対位相を予め調整しておけばよい。調整が完了すると、各位相変調器１６４，１６５への入力“１”，“０”は、相対位相が０（同相）もしくはπ（逆相）に調整されたことになる。

こうして、本実施例では、従来よりも低損失の高次のＱＡＭ変調器を実現することができる。
なお、本実施例ではＮ＝４としているが、本発明はＮ＝４に限るものではない。本実施例では、Ｎをより高い値に設定することで、２５６ＱＡＭ以上の高次のＱＡＭを実現することが可能である。

［第２の実施例］
次に、本発明の第２の実施例について説明する。図５は本発明の第２の実施例に係る光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図、図６は光Ｉ／Ｑ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。本実施例の光ＩＱ変調器１ａは、２５６ＱＡＭ信号を生成する２５６ＱＡＭ変調器として機能する。光ＩＱ変調器１ａは、図３に示したＱＰＳＫ変調器の位相変調器１６４，１６５を特開２０１９－１５２８４８号公報に開示された光ＤＡＣに置き換えたものである。

具体的には、光ＩＱ変調器１ａは、１入力２出力のＹ分岐素子２０と、Ｙ分岐素子２０の光入力ポートに接続された光導波路２１と、Ｙ分岐素子２０の一方の光出力ポートに接続された光導波路２２と、Ｙ分岐素子２０の他方の光出力ポートに接続された光導波路２３と、一方の光入力ポートが光導波路２２に接続され、他方の光入力ポートが光導波路２３に接続された２入力１出力のＹ合流素子２４と、Ｙ合流素子２４の光出力ポートに接続された光導波路２５と、光導波路２２に設けられ、Ｎビット（Ｎは２以上の整数で、本実施例ではＮ＝４）デジタル・アナログ演算の結果となる光を出力するＮビット光ＤＡＣ２６と、光導波路２３に設けられ、Ｎビットデジタル・アナログ演算の結果となる光を出力するＮビット光ＤＡＣ２７と、光導波路２３に設けられた移相器２８とを備えている。Ｎビット光ＤＡＣ２６はＩ成分の信号生成に対応し、Ｎビット光ＤＡＣ２７はＱ成分の信号生成に対応している。

Ｙ分岐素子２０は、単一の連続レーザ光源（不図示）から入力された連続光を２等分する。
Ｎビット光ＤＡＣ２６は、Ｉ成分生成のためのＮビット電気デジタル信号Ｘ₁，Ｘ₂．Ｘ₃，Ｘ₄に応じた強度の光信号を出力する。
Ｎビット光ＤＡＣ２７は、Ｑ成分生成のためのＮビット電気デジタル信号Ｙ₁，Ｙ₂．Ｙ₃，Ｙ₄に応じた強度の光信号を出力する。

図７はＮビット光ＤＡＣ２６の構成を示すブロック図、図８はＮビット光ＤＡＣ２６の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。Ｎビット光ＤＡＣ２６は、縦続接続された１入力２出力のＮ個のＹ分岐素子２６０－１～２６０－Ｎと、初段のＹ分岐素子２６０－１の光入力ポートに接続された光導波路２６１－１と、（Ｍ－１）段目のＹ分岐素子２６０－（Ｍ－１）の一方の光出力ポートとＭ段目のＹ分岐素子２６０－Ｍの光入力ポートとを接続して、Ｙ分岐素子２６０－（Ｍ－１）から出力された光をＹ分岐素子２６０－Ｍに入力する光導波路２６１－Ｍと（Ｍ＝２～Ｎ）、Ｙ分岐素子２６０－１～２６０－Ｎの他方の光出力ポートに接続された光導波路２６２－Ｎ～２６２－１と、一方の光入力ポートが光導波路２６２－１～２６２－Ｎに接続され、他方の光入力ポートが前段のＹ合流素子の光出力ポートに接続されるように縦続接続された２入力１出力のＮ個のＹ合流素子２６３－１～２６３－Ｎと、初段のＹ合流素子２６３－１の他方の光入力ポートに接続された光導波路２６４－１と、（Ｍ－１）段目のＹ合流素子２６３－（Ｍ－１）の光出力ポートとＭ段目のＹ合流素子２６３－Ｍの他方の光入力ポートとを接続して、Ｙ合流素子２６３－（Ｍ－１）から出力された光をＹ合流素子２６３－Ｍに入力する光導波路２６４－Ｍと、最終段のＹ合流素子２６３－Ｎの光出力ポートに接続された光導波路２６５と、光導波路２６２－１～２６２－Ｎに設けられたＮ個の位相変調器２６６－１～２６６－Ｎとから構成される。

各Ｙ分岐素子２６０－ｉ（ｉ＝１～Ｎ）は、光導波路２６１－ｉの伝播光を２等分する。このように、各Ｙ分岐素子２６０－ｉは、単一の連続光を入力とする最上流のＹ分岐素子２６０－１を除く各Ｙ分岐素子が、上流のＹ分岐素子の２つの光出力ポートのうち一方の光出力ポートから出力される光を入力とするように縦続接続されている。

これにより、光導波路２２からの連続光をＮビット電気デジタル信号の各ビットＸ₁，Ｘ₂．Ｘ₃，Ｘ₄に対応するＮ個の連続光に分岐させると共に、Ｎビット電気デジタル信号の最下位ビット（ＬＳＢ：Least Significant Bit）Ｘ₁を除く各ビットに対応する（Ｎ－１）個の連続光がそれぞれ隣接する下位ビットに対応する連続光に対して２倍（３ｄＢ）の光強度を有するように、Ｎ個の連続光に光強度差を付与することができる。

Ｎビット電気デジタル信号の最上位ビット（ＭＳＢ：Most Significant Bit）Ｘ₄から数えてｉ番目のビットに対応する光は、最上流からｉ番目のＹ分岐素子２６０－ｉの２つの光出力ポートのうち後段のＹ分岐素子が接続されていない光出力ポートから出力される。光導波路２６２－ｉへの光入力は、ＬＳＢから数えてｉ番目のビットの入力に対応する。

Ｎビット電気デジタル信号のビット毎に設けられた位相変調器２６６－１～２６６－Ｎは、それぞれ対応する電気デジタル信号のビットＸ₁，Ｘ₂．Ｘ₃，Ｘ₄が“０”の場合は光導波路２６２－１～２６２－Ｎを伝播する連続光の位相を変化させずに出力する。また、位相変調器２６６－１～２６６－Ｎは、それぞれビットＸ₁，Ｘ₂．Ｘ₃，Ｘ₄が“１”の場合は光導波路２６２－１～２６２－Ｎを伝播する連続光の位相をπだけずらして出力する。

光導波路２６４－１は、ゼロ入力に対応する。すなわち、光導波路２６４－１には光を入力しない。

Ｙ合流素子２６３－ｉは、光導波路２６４－ｉの伝搬光と光導波路２６２－ｉの伝播光とを等しい比率で合流させて出力する。このように、各Ｙ合流素子２６３－ｉは、位相変調器２６６－ｉによって変調された信号光を一方の光入力とし、最上流のＹ合流素子２６３－１を除く各Ｙ合流素子が、上流のＹ合流素子の光出力ポートから出力された光を他方の光入力とするように縦続接続されている。

これにより、位相変調器２６６－１～２６６－Ｎによって変調されたＮ個の信号光を１つに合流させると共に、Ｎビット電気デジタル信号の最下位ビットＸ₁を除く各ビットに対応する（Ｎ－１）個の信号光がそれぞれ隣接する下位ビットに対応する連続光に対して２倍（３ｄＢ）の光強度を有するように、Ｎ個の信号光に光強度差を付与することができる。

以上のＮビット光ＤＡＣ２６の構成は、特開２０１９－１５２８４８号公報に開示されている。
Ｎビット光ＤＡＣ２７の構成と動作は、Ｎビット電気デジタル信号Ｘ₁，Ｘ₂．Ｘ₃，Ｘ₄の代わりに、Ｎビット電気デジタル信号Ｙ₁，Ｙ₂．Ｙ₃，Ｙ₄が入力されること以外はＮビット光ＤＡＣ２６と同じである。

光ＩＱ変調器１ａの移相器２８は、Ｎビット光ＤＡＣ２７によって変調された光の位相をπ／２だけずらして出力する。
光ＩＱ変調器１ａのＹ合流素子２４は、光導波路２２の伝搬光と光導波路２３の伝播光とを等しい比率で合流させて出力する。

Ｙ合流素子２４の出力をＩ成分、Ｑ成分それぞれについてコヒーレント検波し、ＩＱ平面についてプロットすると、図６に示したような２５６ＱＡＭ信号となる。
調整方法は第１の実施例と同様である。具体的には、上記の（I）～（IV）の４とおりの入力に対して光ＩＱ変調器１ａの出力光のＩ成分およびＱ成分の振幅値の絶対値が全て等しく、なおかつ最大化されるように、Ｎビット光ＤＡＣ２６，２７中の位相変調器２６６－１～２６６－Ｎと移相器２８の相対位相を予め調整しておけばよい。

第１の実施例と本実施例に性能差はない。第１の実施例と本実施例の違いは、第１の実施例ではＩ成分の信号生成のためのビットＸとＱ成分の信号生成のためのビットＹとが各ＱＰＳＫ変調器に並列に入力され、第２の実施例ではビットＸとビットＹが別々のＮビット光ＤＡＣに分離して入力されることである。第１の実施例と本実施例のどちらを利用するかは、電気回路側の都合で決定すればよい。

第１の実施例と同様に、本実施例ではＮ＝４としているが、本発明はＮ＝４に限るものではない。本実施例では、Ｎをより高い値に設定することで、２５６ＱＡＭ以上の高次のＱＡＭを実現することが可能である。

第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａのＱＰＳＫ変調器数に対する最大出力振幅を図９に示す。横軸のＱＰＳＫ変調器数は、入力ビット数（Ｎ×２）の半数に対応する。したがって、ＱＰＳＫ変調器数が多ければ多いほど、より多ビットの高階調出力が可能になることを意味する。なお、第２の実施例の光ＩＱ変調器１ａの場合は、図９の横軸はＮビット光ＤＡＣ２６，２７中の位相変調器数となる。図９の縦軸は、従来の光ＩＱ変調器の最大出力振幅で規格化した光ＩＱ変調器１，１ａの振幅を示している。

図１０は従来の光ＩＱ変調器の構成を示すブロック図、図１１は光Ｉ／Ｑ変調器の光出力信号をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。従来の光ＩＱ変調器３は、光導波路３０，３２，３３，３６～３９，４２，４３，４５と、１入力２出力のＹ分岐素子３１，３４，３５と、２入力１出力のＹ合流素子４０，４１．４４と、光導波路３６～３９に設けられたＱＰＳＫ変調器４６－４～４６－１と、光導波路３８に設けられた６ｄＢの損失の固定光減衰器４７と、光導波路３７に設けられた１２ｄＢの損失の固定光減衰器４８と、光導波路３６に設けられた１８ｄＢの損失の固定光減衰器４９とから構成される。

図１０の例は、ＱＰＳＫ変調器数を４（Ｎ＝４）とした例であり、２５６ＱＡＭ変調器として機能する。従来の光ＩＱ変調器３では、光の分岐・合流でビットの重み付けが一切なされないため、光導波路３８～３６に挿入されている固定光減衰器４７～４９により重み付けを実施する。したがって、第１、第２の実施例よりも挿入損失が増大する。また、シンボル数が増えると挿入損失がさらに増大する。
図９より、第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａはいずれも従来の構成よりも高階調化に適していることが分かる。

第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａと従来の光ＩＱ変調器３の３種類の構成について動作検証のために数値シミュレーションを実施した。ここでは、Ｏｐｔｉｗａｖｅ社のソフトウェアであるＯｐｔｉｓｙｓｔｅｍを利用してシミュレーションを実施した。動作検証に用いた光回路の構成を図１２に示す。

図１２の光回路は、連続レーザ光源５０と、光導波路５１，５３，５４，５７～６０，６５～６８と、１入力２出力のＹ分岐素子５２，５５，５６と、光導波路５８と光導波路５９を立体交差させる交差光導波路６１と、光導波路６０の伝搬光の位相をπ／２ずらす移相器６２と、光導波路５７と光導波路５９の伝播光を合流させ２等分して出力する２×２カプラ６３と、光導波路５８と光導波路６０の伝播光を合流させ２等分して出力する２×２カプラ６４と、２×２カプラ６３の一方の出力光を電気信号に変換する検出器６９と、２×２カプラ６３の他方の出力光を電気信号に変換する検出器７０と、検出器６９，７０から出力された電気信号の差分を求める減算器７１と、２×２カプラ６４の一方の出力光を電気信号に変換する検出器７２と、２×２カプラ６４の他方の出力光を電気信号に変換する検出器７３と、検出器７２，７３から出力された電気信号の差分を求める減算器７４とを備えている。

第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａと従来の光ＩＱ変調器３のうちいずれか１つが、光導波路５３内の７５の部分に挿入される。
図１２はいわゆるコヒーレント検波をする場合の光回路を示している。図１２の例では、連続レーザ光源５０からの連続光をＹ分岐素子５２によって２等分して、一方の連続光を光ＩＱ変調器に入力する。Ｙ分岐素子５２によって分岐された他方の連続光は、光導波路５４とＹ分岐素子５６と光導波路５９を伝搬し、参照光として２×２カプラ６３に入力される。

２×２カプラ６３は、参照光と光ＩＱ変調器の出力光とを等しい比率で合流させ２等分して出力する。検出器６９．７０は、それぞれ２×２カプラ６３の２つの出力光を電気信号に変換する。減算器７１は、検出器６９，７０から出力された２つの電気信号の差分を求める。こうして、検出器６９．７０と減算器７１とからなるバランスド検出器（Balanced receivers）の構成を用いることにより、Ｉ成分を検出することができる。

一方、２×２カプラ６４は、移相器６２によってπ／２だけ位相シフトされた参照光と光ＩＱ変調器の出力光とを等しい比率で合流させ２等分して出力する。検出器７２．７３は、それぞれ２×２カプラ６４の２つの出力光を電気信号に変換する。減算器７４は、検出器７２，７３から出力された２つの電気信号の差分を求める。こうして、検出器７２，７３と減算器７４とからなるバランスド検出器の構成を用いることにより、Ｑ成分を検出することができる。

図１３Ａは第１の実施例の光ＩＱ変調器１を図１２の光回路の光導波路５３内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図１３Ｂは従来の光ＩＱ変調器３を光導波路５３内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。

図１２の光回路を用いたシミュレーションでは、シンボルレートを１０ＧＳ／ｓとしている。レーザ光源５０については、波長を１５５０ｎｍ、光強度を１０ｄＢｍとしている。光ＩＱ変調器１，１ａ，３で用いる各位相変調器への雑音スペクトルパワー密度（ＮＳＰＤ：Noise Spectral Power Density）は、－１２０ｄＢｍ／Ｈｚである。検出器６９，７０，７２，７３としては、Ｏｐｔｉｌａｂ社製のＩｎＧａＡｓ系光検出器であるＰＤ－４０を用いることを仮定した。この光検出器の変換効率は０．８Ａ／Ｗ、ＲＦ（Radio Frequency）帯域は４０ＧＨｚである。また、全ての受動素子の挿入損失を０ｄＢと仮定している。

図１３Ａ、図１３Ｂを比較すると、図１３Ａの方が振幅値が大きく、信号がより明瞭である。振幅の違いが凡そ２倍、すなわち挿入損失で６ｄＢの差があることから、従来の光ＩＱ変調器３よりも第１の実施例の光ＩＱ変調器１の方がＳＮＲの向上に有利であることが分かる。

第１、第２の実施例では、Ｎ＝４とし、２５６ＱＡＭ変調器を実現しているが、さらに高次のＱＡＭ変調器を実現することも可能である。
図１４Ａは第１の実施例においてＮ＝６とした光ＩＱ変調器を図１２の光回路の光導波路５３内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図１４Ｂは図９の従来の構成においてＱＰＳＫ変調器を６つ並列に接続した光ＩＱ変調器を光導波路５３内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図１５Ａ、図１５Ｂはそれぞれ図１４Ａ、図１４Ｂを拡大した図である。

第１の実施例においてＮ＝６とし、従来の構成においてＱＰＳＫ変調器を６つ並列に接続することにより、４０９６ＱＡＭ変調器を実現することができる。シミュレーションの条件は、ＮＳＰＤを－１３０ｄＢｍ／Ｈｚと小さく設定したこと以外は、２５６ＱＡＭ変調器の場合と同じである。

図１４Ａ、図１４Ｂを比較すると、図１４Ａの方が振幅値が大きく、信号がより明瞭である。高次のＱＡＭ変調器になると、第１の実施例と従来の構成の挿入損失の差が広がる。高次のＱＡＭになるほど従来の構成では損失が増大するが、第１の実施例ではむしろ損失が減少する。図１５Ａ、図１５Ｂからも分かるとおり、第１の実施例の方が同じ入力パワーに対してＳＮＲが良くなることは明白である。

図１６Ａは第１の実施例の光ＩＱ変調器１を図１２の光回路の光導波路５３内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。図１６Ｂは第２の実施例の光ＩＱ変調器１ａを光導波路５３内に挿入した場合のシミュレーション結果をＩＱ平面上にコンスタレーション表示した図である。

シミュレーションの条件は、図１３Ａ、図１３Ｂの場合と同一である。図１６Ａ、図１６Ｂから明らかなとおり、光ＩＱ変調器１，１ａのＳＮＲは同等で、光ＩＱ変調器１，１ａに性能差がないことが分かる。

第１、第２の実施例の光ＩＱ変調器１，１ａを光アクセラレータに用いる場合の利用形態を図１７Ａ、図１７Ｂに示す。図１７Ａ、図１７Ｂの例では、光アクセラレータ回路１０２の入力数ｎ（ｎは２以上の整数）の個数だけ光ＩＱ変調器１または１ａを接続する。

図１７Ａに示すように、光源１００が１つの場合は１：ｎのスプリッタ１０１を利用して同じ光を各光ＩＱ変調器に供給することにより、安定したベクトル演算などのコヒーレントな演算が可能になる。ただし、各光ＩＱ変調器への入力光強度が低下するという問題がある。

一方、図１７Ｂに示すようにｎ個の光源１００－１～１００－ｎを用いる場合は、各光ＩＱ変調器への入力光強度が増大する。ただし、各光源の波長のモニタリングおよび波長のフィードバック補正などが必要になるという問題がある。

光アクセラレータ回路１０２の演算の結果は、ｍ個（ｍは２以上の整数）の検出器１０３－１～１０３－ｍで取り出す。あるいは、ｍ組のバランスド検出器を用いてもよいし、シングルの検出器１０３とバランスド検出器とを組み合わせてもよい。

本発明は、光ＩＱ変調器に適用することができる。

１，１ａ…光ＩＱ変調器、１０，２０，１６０，２６０…Ｙ分岐素子、１１～１４，２１～２３，２５，１６１，１６２，２６１，２６２，２６４，２６５…光導波路、１５，２４，１６３，２６３…Ｙ合流素子、１６…ＱＰＳＫ変調器、２６，２７…光ＤＡＣ、２８，１６６…移相器、１６４，１６５，２６６…位相変調器。

Claims (4)

1. 入力光を２等分するように構成された１入力２出力のＮ個（Ｎは２以上の整数）の第１のＹ分岐素子と、
   前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子によって分岐されたＮ個の連続光をそれぞれＱＰＳＫ変調して信号光を生成するように構成されたＮ個の第１の変調器と、
   前記Ｎ個の第１の変調器によって生成された信号光をそれぞれ入力とする２入力１出力のＮ個の第１のＹ合流素子とを備え、
   前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子は、単一の連続光を入力とする最上流の第１のＹ分岐素子を除く各第１のＹ分岐素子が、上流の第１のＹ分岐素子の２つの光出力ポートのうち第１の光出力ポートから出力される光を入力とするように縦続接続され、
   前記Ｎ個の第１のＹ分岐素子の第２の光出力ポートから得られた出力光を前記Ｎ個の第１の変調器への入力光とし、
   前記Ｎ個の第１の変調器は、それぞれ入力された連続光を、Ｎ×２ビットの電気デジタル信号のうちのＩ成分生成のためのビットとＱ成分生成のためのビットとに応じてＱＰＳＫ変調し、
   前記Ｎ個の第１のＹ合流素子は、最上流の第１のＹ合流素子を除く（Ｎ－１）個の第１のＹ合流素子が、上流の第１のＹ合流素子の光出力ポートから出力された光を第１の光入力ポートへの入力光とし、かつ最上流の第１のＹ合流素子を含むＮ個の第１のＹ合流素子が、前記Ｎ個の第１の変調器によって生成された信号光を第２の光入力ポートへの入力光とするように縦続接続され、
   最下流の前記第１のＹ合流素子から得られた出力光をＱＡＭ信号光として出力することを特徴とする光ＩＱ変調器。
2. 請求項１記載の光ＩＱ変調器において、
   前記Ｎ個の第１の変調器のそれぞれは、
   入力光を２等分するように構成された１入力２出力の第２のＹ分岐素子と、
   前記第２のＹ分岐素子によって分岐された一方の連続光を、Ｎ×２ビットの電気デジタル信号のうちのＩ成分生成のためのビットに応じて位相変調するように構成された第２の変調器と、
   前記第２のＹ分岐素子によって分岐された他方の連続光を、Ｎ×２ビットの電気デジタル信号のうちのＱ成分生成のためのビットに応じて位相変調するように構成された第３の変調器と、
   前記第３の変調器の出力光の位相をπ／２ずらすように構成された移相器と、
   前記第２の変調器の出力光と前記移相器の出力光とを合流させて出力するように構成された２入力１出力の第２のＹ合流素子とを備えることを特徴とする光ＩＱ変調器。
3. 入力光を２等分するように構成された１入力２出力の第１のＹ分岐素子と、
   前記第１のＹ分岐素子によって分岐された一方の連続光を入力とし、Ｎビット（Ｎは２以上の整数）デジタル・アナログ演算の結果となる光を出力するように構成された第１のデジタル・アナログ変換器と、
   前記第１のＹ分岐素子によって分岐された他方の連続光を入力とし、Ｎビットデジタル・アナログ演算の結果となる光を出力するように構成された第２のデジタル・アナログ変換器と、
   前記第２のデジタル・アナログ変換器の出力光の位相をπ／２ずらすように構成された移相器と、
   前記第１のデジタル・アナログ変換器の出力光と前記移相器の出力光とを合流させて出力するように構成された２入力１出力の第１のＹ合流素子とを備え、
   前記第１のデジタル・アナログ変換器は、Ｉ成分生成のためのＮビット電気デジタル信号に応じてＮビットデジタル・アナログ演算を行い、
   前記第２のデジタル・アナログ変換器は、Ｑ成分生成のためのＮビット電気デジタル信号に応じてＮビットデジタル・アナログ演算を行い、
   前記第１のＹ合流素子から得られた出力光をＱＡＭ信号光として出力することを特徴とする光ＩＱ変調器。
4. 請求項３記載の光ＩＱ変調器において、
   前記第１のデジタル・アナログ変換器は、
   入力光を２等分するように構成された１入力２出力のＮ個の第２のＹ分岐素子と、
   前記Ｎ個の第２のＹ分岐素子によって分岐されたＮ個の連続光をそれぞれ位相変調して信号光を生成するように構成されたＮ個の第１の変調器と、
   前記Ｎ個の第１の変調器によって生成された信号光をそれぞれ入力とする２入力１出力のＮ個の第２のＹ合流素子とを備え、
   前記Ｎ個の第２のＹ分岐素子は、前記第１のＹ分岐素子からの連続光を入力とする最上流の第２のＹ分岐素子を除く各第２のＹ分岐素子が、上流の第２のＹ分岐素子の２つの光出力ポートのうち第１の光出力ポートから出力される光を入力とするように縦続接続され、
   前記Ｎ個の第２のＹ分岐素子の第２の光出力ポートから得られた出力光を前記Ｎ個の第１の変調器への入力光とし、
   前記Ｎ個の第１の変調器は、それぞれ入力された連続光を、Ｉ成分生成のためのＮビット電気デジタル信号のうちの対応するビットに応じて位相変調し、
   前記Ｎ個の第２のＹ合流素子は、最上流の第２のＹ合流素子を除く（Ｎ－１）個の第２のＹ合流素子が、上流の第２のＹ合流素子の光出力ポートから出力された光を第１の光入力ポートへの入力光とし、かつ最上流の第２のＹ合流素子を含むＮ個の第２のＹ合流素子が、前記Ｎ個の第１の変調器によって生成された信号光を第２の光入力ポートへの入力光とするように縦続接続され、
   最下流の前記第２のＹ合流素子から得られた出力光をＮビットデジタル・アナログ演算の結果として出力し、
   前記第２のデジタル・アナログ変換器は、
   入力光を２等分するように構成された１入力２出力のＮ個の第３のＹ分岐素子と、
   前記Ｎ個の第３のＹ分岐素子によって分岐されたＮ個の連続光をそれぞれ位相変調して信号光を生成するように構成されたＮ個の第２の変調器と、
   前記Ｎ個の第２の変調器によって生成された信号光をそれぞれ入力とする２入力１出力のＮ個の第３のＹ合流素子とを備え、
   前記Ｎ個の第３のＹ分岐素子は、前記第１のＹ分岐素子からの連続光を入力とする最上流の第３のＹ分岐素子を除く各第３のＹ分岐素子が、上流の第３のＹ分岐素子の２つの光出力ポートのうち第１の光出力ポートから出力される光を入力とするように縦続接続され、
   前記Ｎ個の第３のＹ分岐素子の第３の光出力ポートから得られた出力光を前記Ｎ個の第２の変調器への入力光とし、
   前記Ｎ個の第２の変調器は、それぞれ入力された連続光を、Ｑ成分生成のためのＮビット電気デジタル信号のうちの対応するビットに応じて位相変調し、
   前記Ｎ個の第３のＹ合流素子は、最上流の第３のＹ合流素子を除く（Ｎ－１）個の第３のＹ合流素子が、上流の第３のＹ合流素子の光出力ポートから出力された光を第１の光入力ポートへの入力光とし、かつ最上流の第３のＹ合流素子を含むＮ個の第３のＹ合流素子が、前記Ｎ個の第２の変調器によって生成された信号光を第３の光入力ポートへの入力光とするように縦続接続され、
   最下流の前記第３のＹ合流素子から得られた出力光をＮビットデジタル・アナログ演算の結果として出力することを特徴とする光ＩＱ変調器。

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